滤波电路设计分析（精选6篇）
滤波电路设计分析 第1篇
常用滤波电路经验总结
滤波是信号处理中的一个重要概念。滤波电路常用于滤去整流输出电压中的纹波，一般由电抗元件组成.如在负载电阻两端并联电容器C，或与负载串联电感器L，以及由电容电感组成而成的各种复式滤波电路。滤波可分为经典滤波和现代滤波。
经典滤波指的是任何一个满足一定条件的信号，都可以被看成是由无限个正弦波叠加而成。换句话说，就是工程信号是不同频率的正弦波线性叠加而成的，组成信号的不同频率的正弦波叫做信号的频率成分或叫做谐波成分。只允许一定频率范围内的信号成分正常通过，而阻止另一部分频率成分通过的电路，叫做经典滤波器或滤波电路。
滤波是指当流过电感的电流变化时，电感线圈中产生的感生电动势将阻止电流的变化。当通过电感线圈的电流增大时，电感线圈产生的自感电动势与电流方向相反，阻止电流的增加，同时将一部分电能转化成磁场能存储于电感之中；当通过电感线圈的电流减小时，自感电动势与电流方向相同，阻止电流的减小，同时释放出存储的能量，以补偿电流的减小。因此经电感滤波后，不但负载电流及电压的脉动减小，波形变得平滑，而且整流二极管的导通角增大。
在电感线圈不变的情况下，负载电阻愈小，输出电压的交流分量愈小。只有在RL>>ωL时才能获得较好的滤波效果。L愈大，滤波效果愈好。另外，由于滤波电感电动势的作用，可以使二极管的导通角接近π，减小了二极管的冲击电流，平滑了流过二极管的电流，从而延长了整流二极管的常用的滤波电路有无源滤波和有源滤波两大类。若滤波电路元件仅由无源元件（电阻、电容、电感）组成，则称为无源滤波电路。无源滤波的主要形式有电容滤波、电感滤波和复式滤波(包括倒L型、LC滤波、LCπ型滤波和RCπ型滤波等)。若滤波电路不仅由无源元件，还由有源元件（双极型管、单极型管、集成运放）组成，则称为有源滤波电路。有源滤波的主要形式是有源RC滤波，也被称作电子滤波器。
滤波器有四种:低通滤波器,高通滤波器,带通滤波器,带阴滤波器.如何识别这些滤波器：若信号频率趋于零时有确定的电压放大倍数，且信号频率趋于无穷大时电压放大倍数趋于零，则为低通滤波器；反之，若信号频率趋于无穷大时有确定的电压放大倍数，且信号频率趋于零时电压放大倍数趋于零，则为高通滤波器；若信号频率趋于零和无穷大时电压放大倍数均趋于零，则为带通滤波器；反之，若信号频率趋于零和无穷大时电压放大倍数具有相同的确定值，且在某一频率范围内电压放大倍数趋于零，则为带阻滤波器。
滤波电路设计分析 第2篇
滤波电路 课型：讲练结合 职业知识：
1.理解滤波的概念，了解常用滤波方式
2.理解电容滤波的工作原理，熟练掌握其相应的计算、二、工作任务单
1、滤波电路的电路分析
2、电容滤波电路的工作原理
三、教学重难点
重点：滤波电路原理，滤波电路特点 难点：滤波电路工作原理 四：知识回顾
1、二极管的特性
2、电容的特性
五、教学过程
引子：上一堂课我们讲诉了整流电路及其工作原理，大家发现其作用是吧交流电转变成脉动的直流电。而我要所需要的波形是比较平滑的直流电 这又改怎么获取呢。
当变压器次级U2从第一个正半周开始上升时，VD由于单向导电性，正偏、二极管导通。此时电流流过C和RL，说明U2两端电压加在了RL和C上，当RL工作时因为电容C是一个储能元件，此时C处于充电状态，而VD的导通内阻是非常小的 所以C的充电时间会很短 充电就很快。会使得UC跟随U2同时上升到峰值。
当U2从峰值开始下降时，电容C的电压不能突变将出现UC＞U2的情况，此时VD由于单向导电性处于截止状态，负载要工作 就必须有电容C充当电源，此时电容对RL放电。而电容放电的时间很长 在电量还没放完之前 下一个周期的脉冲就会到来。所以UC会按指数规律缓慢下降。
直到下一个周期的正半周的到来 二极管会再次导通。但是要注意的是，U2开始上升 必须上升到大于电容电压UC VD才会再次导通，此时电容又被U2充电到下一个周期。这样的过程反复进行就得到一个比较平滑的波形。
桥式整流滤波电路原理与之相同，只是在电压U2的一个周期内导通两次，电容充放电两次，输出波形更加平滑。主要特点：
1、输出电压波形连续且平滑。
2、输出电压的平均值U0提高
3、整流二极管的导通时间比没接电容时缩短。
4、如果电容容量大，充电时间的充电电流比较大，则电容容量按以下公式计算
C＞（3—5）1|2RL
5、输出电压U0受负载变化影响大。
课堂小结：
了解了滤波电路的电路结构，掌握了电容滤波电路的工作原理，熟记了电容滤波电路的主要特点。清楚了滤波电路的分类
滤波电路设计分析 第3篇
1 Multisim简介
Multisim的前身是加拿大Interactive ImageTechnologies公司 (简称IIT公司) 20世纪90年代初推出的EWB软件, 从EWB6.0开始, 专用于电路仿真与设计的模块更名为Multisim, 在2006年年初被美国NI (National Instrument) 公司收购后, 推出了Multisim 9, 功能得到了极大的提升和转变, 实现了Multisim 9与LabVIEW 8的完美结合。2007年8月又发行了NI系列电子电路设计软件, Multisim 10成为其中一个极具特色的组成部分, 成为全球独一无二的交互式电路仿真软件。Multisim软件有着无可比拟的易用性和独特的强大功能, 能够快速、轻松、高效地对电路进行设计和验证。工程师们可以使用Multisim交互式地搭建电路原理图, 并对电路行为进行仿真。
Multisim整个操作界面如同一个实验工作台, 有虚拟电子元器件库、虚拟仪器仪表库和进行仿真分析的各种操作命令。该软件提供的元器件品种齐全、内容丰富, 包括各种分立元件库、模拟集成电路库、数字集成电路库以及混合集成电路库等, 提供的虚拟仪器有常用的电压表、电流表、万用表、示波器等仪器以及不常用的甚至实验室没有配备的如波特图仪、逻辑分析仪、频率计等仪器, 且与实际仪器外型和操作基本一致, 使用者使用虚拟仪器对电路进行仿真实验, 如同置身于实验室使用真实仪器调试电路一样, 非常真实。
2 整流滤波电路分析
整流电路输出脉动的直流电, 其中含有很大的交流成分, 为了使输出电压接近于理想的直流电压, 滤除它的交流成分, 此过程称为滤波, 完成这一任务的电路称为滤波电路, 也称滤波器。
滤波器通常由电容器、电感器和电阻器按一定的方式组合成多种形式的滤波电路。本文以桥式整流电容滤波电路为例进行相关研究。
1) 利用瞬态分析功能分析电容滤波电路原理
首先利用Multisim仿真软件绘制整流滤波电路, 选用参数RL=1kΩ, C=47uF的元器件, 设置交流电压源的电压为20v, 频率为50HZ, 绘制如图1的整流滤波电路。然后通过“放置”菜单命令在滤波之前的变压器二次侧和滤波后放置节点1和节点3, 执行“仿真”→“分析”→“瞬态分析”命令, 在弹出的对话框中设置仿真参数开始时间和终止时间等参数, 关键是在“输出”选项卡中将节点1和节点3设置成待分析的节点, 然后单击“仿真”按钮, 即出现瞬态分析的结果也即电路中节点1和节点3的波形。即可观察到如图2的电容滤波的波形图。通过观察波形图可以得出电容滤波的工作原理如下:
当输入电压u2为正半周时, VD2、VD3导通, VD1、VD4截止, u2给负载供电的同时对电容C充电, 充电电压uc与上升的输出电压u2一致, uc和u2一起达到最大值, 而当u2按正弦规律下降, 电容通过负载电阻放电, uc按指数规律放电而逐渐下降, 当u2的负半周幅度大于uc时, VD1、VD4导通, VD2、VD3截止, u2再次给电容C充电, uc上升到u2的峰值后开始下降, 下降到一定数值时, VD1、VD4截止, 电容C又通过负载电阻放电。电容滤波电路就是在不断的充放电过程中使输出电压趋于平滑。
2) 通过观察示波器的波形变化来研究元件参数变化对桥式整流电容滤波电路的影响
从图2中可以看出, 虽然通过电容滤波使输出电压变得较平滑, 但与平直的稳恒直流电压波形相去甚远, 设想在负载电阻和U2不变的情况下, 增大和减少电容量, 通过示波器观察输出电压的波形来研究电容元件参数变化对桥式整流电容滤波电路的影响。
为了与图2的C=47uF形成可比性, 分别修改电容参数为4.7uF和470uF, 观察到波形的变化如下:
对比图2、3、4电容量从4.7uF→47uF→470uF的波形变化, 随着电容量的增大, 可以看出输出电压波形越来越平滑, 当电容量为470uF时可以从示波器显示的波形上看出输出电压波形基本接近理想的稳恒直流电压波形。这是因为随着电容量增大, 放电时间参数RLC增大, 放电逐渐变慢, 所以输出电压波形越来越平滑。滤波电容C的取值, 工程上一般按经验公式计算, 应当取RLC= (3~5) T/2 (T为变压器二次电压u2的周期, T=0.02s) 。在已知负载RL的情况下, 滤波电容C的取值一般在几百至几千微法。具体滤波电容的电容量选择还应根据参考负载电流的大小进行选择。下表即在桥式整流电容滤波电路参考负载电流的大小且电压参考值UL=12~36V时的滤波电容的选择表。
由于滤波电容较大, 需采用电解电容。使用电解电容时要注意它的极性, 不能接错, 否则电解电容会被击穿。滤波电容在电路中承受最高电压, 所以电容的耐压值一般取整流输出电压的1.5倍左右。
电容滤波一般用大小两个电容, 大电容用来稳定输出, 可以使输出平滑;小电容用来滤除高频干扰, 使输出电压纯净。
3) 利用Multisim仿真软件推导输出电压计算公式
通过观察示波器波形, 可以直观的看到随着电容量的增大, 输出电压波形越来越平滑, 提高了输出电压平均值, 教材中会直接给出桥式整流电容滤波前和滤波后的输出直流电压平均值的经验估算公式, 或是利用微积分知识给出计算公式, 缺乏事实依据或数据支持, 学生难以接受。而在Multisim仿真软件中, 可以利用瞬态分析中的将数据“导出到Excel”功能, 将电压值数据导出到Excel表格后, 求解其在设定的瞬态分析时间参数段内的平均值, 即可得到输出电压的平均值。图5和图6即是在输入电压最大值为20V, 对输出节点3进行瞬态分析, 设定时间参数为0.1s, 自动生成时间步长即为100个时间取样点, 点击“导出到Excel”命令, 即得到图6的对应100个时间取样点的输出电压值, 然后利用平均函数求解输出电压的平均值为16.77 V, 刚好与输出直流电压平均值的经验估算公式UL≈1.2U2吻合。Multisim仿真软件能以事实依据说服学生, 加深学生对公式的印象。
3 结语
同样的研究方法可以推广到其他电路的性能研究, 例如通过修改元器件参数调整不同的静态工作点, 利用示波器等虚拟仪器可以实时动态的观察到静态工作点的变化而引起共射级放大器的输出波形的失真。利用Multisim仿真软件, 可以快速的创建原理图, 通过虚拟仪器观察电路波形图, 可以通过任意修改元器件参数来研究参数变化对电路的影响, 即方便快捷又直观可信, 在提高课堂教学效率同时, 也激发学生的学习积极性, 把学生的感知过程、理解过程、运用过程融为一体。
摘要：Multisim是一种仿真软件, 简单介绍了利用Multisim的瞬态分析方法进行电容滤波电路原理分析、输出电压计算公式直观推导, 以及通过观察示波器的波形变化来研究元件参数变化对桥式整流电容滤波电路的影响。
关键词：Multisim,瞬态分析,整流电容滤波电路
参考文献
[1]陈晓平, 李长杰.电路实验与仿真设计[M].南京:东南大学出版社, 2008年
[2]董玉冰.Multisim9在电子电工技术中的应用[M].北京:清华大学出版社, 2008年
[3]周金球等.基于Multisim软件的项目式教学[J].西安:民办教育研究, 2009年第9期
滤波电路设计分析 第4篇
关键词：LCL滤波器；电流谐振；阻尼电阻；有源电力滤波器
中图分类号：G712文献标识码：A文章编号：1005-1422（2014）10-0132-03 一、引言
随着电力电子技术的快速发展，各种非线性功率器件的广泛应用，大量谐波和无功功率注入电网，造成系统效率降低，功率因素变差，严重影响电网和用电设备的安全运行[1]。有源电力滤波器（Active Power Filter，APF）通过向电网注入与原有谐波和无功电流大小相等方向相反的补偿电流，可以补偿电网的谐波和无功功率、提高电能质量、增强电网的可靠性和稳定性，其良好的滤波性能在国内外引起了广泛关注。[2]
为了滤除开关谐波，通常将L或LC滤波器引入APF中[3]。由于电网阻抗的不确定，L或LC滤波器有时难以获得理想的滤波效果。使用LCL滤波器能够克服由于电网阻抗的不确定性而影响滤波效果这一缺点，可以在较低的开关频率下，获得比L和LC滤波器更优异的性能。同LC滤波器一样，由于LCL滤波器是谐振电路，对系统的稳定性有很大影响，通常需要引入阻尼作用[4]。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并在详细介绍设计过程的基础上，给出了一个设计实例。通过实验，证明了所设计的LCL滤波器和采用的控制策略的可行性和性能优越性。
二、LCL滤波器设计
（一）并联型APF系统
三相三线制并联型 APF 主电路如图 1 所示。图中，Us为三相电源电压，Ui为逆变器输出电压，is为三相电源电流，iL是由非线性负载引起的负载电流，i2为补偿电流，Cdc和Udc分别表示逆变器直流侧电容的容值与电压值。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL负载。L1为逆变桥侧滤波电感，L2是电网侧滤波电感，Cf为滤波电容。
图1三相三线制并联型 APF 系统主电路
下面以我们设计的三相三线制并联型有源电力滤波器样机为例，设计输出LCL滤波器。设计所涉及的系统具体参数如下：系统的额定功率P=66kW；电网基波频率f=50Hz；电网线电压有效值UN=269V；主电路直流侧电容电压Udc=700V；额定输出电流Im=100A；主电路开关管的开关频率fsw=9600HZ；APF需要补偿的谐波次数N=60。根据以上的推导和代入相关参数，设计LCL滤波器参数如下。
（二）设计输出总电感值
并联型APF的补偿性能主要决定于输出补偿电流对于参考电流的跟踪能力，而APF的输出电感值决定了补偿电流的跟踪速度，对其性能有很大影响。在一定的直流母线电压和交流电压条件下，电感值越大，电流的纹波越小，但电感的电流变化率会变小，导致电流跟踪能力减弱，同时电感值的增大也会造成设备成本的增加；反之，电感值越小，电感中电流变化率就越大，APF的动态响应速度就越快，但电流的变化也越剧烈，容易造成系统振荡冲击，工作不稳定。实际应用中，通常在保证补偿性能的前提下，尽量选择较小的电感值。因此，根据补偿电流最大允许纹波条件决定逆变器总电感的取值为：
L总Udc8fswimax=Udc8fsw·20%Im=7008×0.2×9600×100
=0.45mH
其中，imax为开关频率处谐波电流允许的最大脉动，一般取20%的额定输出电流Im。
（三）确定逆变器侧电感L1和网侧电感L2的电感量
·问题探讨·并联型有源电力滤波器输出LCL滤波器的设计已有论文证明，若L1和L2均分总滤波电感量，则滤波器有最佳的滤波效果。考虑到逆变桥纹波电流由L1决定，较高的纹波电流将导致功率模块和电感较大的损耗；而电网侧电感L2过大，会降低APF的动态性能。因此，在谐振频率和无功要求都满足时，L2取值应尽量小。所以，L1比L2应适当取大。通常，为总滤波电感量的60%～70%是较为合理的。综合考虑滤波效果和纹波电流影响，我们取L1和L2的电感量分别为：
L1=0.6L总=0.6×0.45=0.27mH
L2=0.4L总=0.4×0.45=0.18mH
（四）确定滤波电容Cf
电容Cf支路对基波和低频谐波呈现出高阻抗，但是对于高频谐波呈现低阻抗，高次谐波流经电容支路会产生无功电流，注入的无功电流与电容值成正比，导致系统侧功率因数下降；系统的谐波电流衰减比与电容值成反比，电容值越大系统的谐波衰减比越小，但是电容值的增大带来的负面影响是不可忽略的，减小谐波衰减比可以利用其他的参数配置来实现。选取电容的原则是电容值应该选择地尽量小，以保证它带来的影响可以完全忽略。电容的选择与系统的额定功率有关，通常经验上将系统额定功率的百分之五作为滤波电容引起的无功功率的阈值，不超过该阈值即可：
Cf5%P3×2∏fU2N=0.05×660003×2×3.14×50×2692
=48μF
其中，P为系统的额定功率；f为电网基波频率；UN为电网线电压有效值。
另外，滤波电容Cf的取值将影响整个LCL滤波器的谐振频率fres。一方面，要使LCL滤波器取得一定的高频衰减特性，谐振频率fres应足够低，即当总滤波电感一定时，滤波电容Cf在满足无功要求时，应尽量大。另一方面，经过LCL滤波器除了有高频开关谐波外还包括补偿的低次谐波。当fres过小时，低次谐波电流将通过LCL滤波器得以放大，使补偿效果变差。为避免电网电流畸变，fres应该尽量取高值。对于其他场合应用的LCL滤波器，一般要求谐振频率位于10倍基频和一半开关频率之间。但在APF中，这个设计规则显然需要修改，要求谐振频率位于APF补偿的最大谐波频率和一半开关频率之间，谐振频率应尽量靠近开关频率的一半，以保证在高频衰减的同时，避免低次谐波被放大。
Nf=3000Hzfres=12∏L1+L2L1L2Cffres2=4800Hz
其中，N为APF需要补偿的谐波次数；f为电网基波频率；fres为APF开关频率。
由式可得滤波电容Cf的取值范围为10.19μFCf26.08μF。
综上所述，滤波电容取为Cf=15μF。
（五）确定阻尼电阻Rd
当总电感和滤波电容确定之后，LCL滤波器的谐振频率可以确定：
fres=12∏L1+L2L1L2Cf
=16.28×0.45×10-30.27×10-3×0.18×10-3×15×10-6
=4131Hz
阻尼电阻Rd加入滤波电容支路是为了衰减 LCL 滤波器的谐振峰值，降低谐振对系统性能的影响。如果Rd选择过小，抑制系统谐振的能力不足，主要体现在衰减谐振峰值的能力，而且导致系统损耗上升；增大电阻Rd，虽然可以一定程度上减小系统的损耗，但是却带来了对高频段谐波衰减能力降低的弊端，同时也降低了开关谐波的衰减比。一般将Rd选取为谐振频率处电容阻抗：
Rd=12∏fresCf=12×3.14×4131×15×10-6=2.57Ω
根据计算，可将阻尼电阻取值为Rd=2.5Ω。
三、实验结果
为了验证设计的LCL滤波器的有效性，进行了实验研究，系统参数与设计中的一致。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL=20Ω负载，直流电压参考值设为700V。APF谐波检测方法为传统瞬时无功功率法，直流侧电压环采用 PI 控制，电流控制采用基于 PI 的SVPWM调制控制策略。[5][6]
图2为未接入 APF 进行谐波补偿时电源电流波形。由图可知，补偿前电源电流发生严重畸变，为非正弦波形，含有大量谐波分量，总的谐波畸变率（THD）为 29.45%。从波形上看，符合三相不控整流带电阻负载的特征。
图2补偿前电源电流波形图3为投入 APF 后稳态时系统的电压和电流波形。由图可看出，APF 直流测电压控制环和电流控制环均能正常工作，APF 直流侧电压很好的稳定在预设的700V，波动很小。APF 输出的补偿电流很好地补偿了系统谐波，电源电流经补偿后接近正弦波，其 THD 值由 29.45% 降至 4.95% ，改善了电源电流质量，达到国标标准。实验结果证明，采用本文所提出的LCL滤波器设计方法和控制策略，APF 能输出谐波补偿电流，同时对开关谐波有很好的滤除效果，使 APF 取得理想的补偿效果。
（a）稳态时负载电流和 APF 直流侧电压（b） 稳态时 APF 输出补偿电流和补偿后的电源电流
图3 稳态时系统的电压和电流实验波形
四、结论
LCL滤波器是一种滤除逆变器开关谐波的有效手段，为了避免LCL滤波器发生电流谐振，通常需要加入阻尼电阻。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并结合实例详细介绍了设计过程。实验结果证明了所设计的LCL滤波器能有效的抑制开关谐波，保证了APF 的补偿效果。
参考文献：
[1]李战鹰，任震，杨泽明.有源滤波装置及其应用研究综述[J].电网技术，2004，28（22）：40-43.
[2]顾建军，徐殿国，刘汉奎，公茂忠.有源滤波技术现状及其发展[J].电机与控制学报，2003，7（2）：126-132.
[3]武健，何娜，徐殿国. 重复控制在并联有源滤波器中的应用[J].中国电机工程学报，2008，28（18）： 66-72.
[4]雷一，赵争鸣，鲁思兆.LCL滤波的光伏并网逆变器有源阻尼与无源阻尼混合控制[J].电力自动化设备，2012，32（11）：23-27.
[5]王志平，谢运祥，王裕. 基于反馈控制的矩阵整流器研究[J].自动化与信息工程，2013， 34（1）： 34-40.
[6]乐江源，谢运祥，张志，陈林. 三相有源电力滤波器精确反馈线性化空间矢量PWM复合控制[J].中国电机工程学报，2010， 30（15）： 32-39.
Nf=3000Hzfres=12∏L1+L2L1L2Cffres2=4800Hz
其中，N为APF需要补偿的谐波次数；f为电网基波频率；fres为APF开关频率。
由式可得滤波电容Cf的取值范围为10.19μFCf26.08μF。
综上所述，滤波电容取为Cf=15μF。
（五）确定阻尼电阻Rd
当总电感和滤波电容确定之后，LCL滤波器的谐振频率可以确定：
fres=12∏L1+L2L1L2Cf
=16.28×0.45×10-30.27×10-3×0.18×10-3×15×10-6
=4131Hz
阻尼电阻Rd加入滤波电容支路是为了衰减 LCL 滤波器的谐振峰值，降低谐振对系统性能的影响。如果Rd选择过小，抑制系统谐振的能力不足，主要体现在衰减谐振峰值的能力，而且导致系统损耗上升；增大电阻Rd，虽然可以一定程度上减小系统的损耗，但是却带来了对高频段谐波衰减能力降低的弊端，同时也降低了开关谐波的衰减比。一般将Rd选取为谐振频率处电容阻抗：
Rd=12∏fresCf=12×3.14×4131×15×10-6=2.57Ω
根据计算，可将阻尼电阻取值为Rd=2.5Ω。
三、实验结果
为了验证设计的LCL滤波器的有效性，进行了实验研究，系统参数与设计中的一致。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL=20Ω负载，直流电压参考值设为700V。APF谐波检测方法为传统瞬时无功功率法，直流侧电压环采用 PI 控制，电流控制采用基于 PI 的SVPWM调制控制策略。[5][6]
图2为未接入 APF 进行谐波补偿时电源电流波形。由图可知，补偿前电源电流发生严重畸变，为非正弦波形，含有大量谐波分量，总的谐波畸变率（THD）为 29.45%。从波形上看，符合三相不控整流带电阻负载的特征。
图2补偿前电源电流波形图3为投入 APF 后稳态时系统的电压和电流波形。由图可看出，APF 直流测电压控制环和电流控制环均能正常工作，APF 直流侧电压很好的稳定在预设的700V，波动很小。APF 输出的补偿电流很好地补偿了系统谐波，电源电流经补偿后接近正弦波，其 THD 值由 29.45% 降至 4.95% ，改善了电源电流质量，达到国标标准。实验结果证明，采用本文所提出的LCL滤波器设计方法和控制策略，APF 能输出谐波补偿电流，同时对开关谐波有很好的滤除效果，使 APF 取得理想的补偿效果。
（a）稳态时负载电流和 APF 直流侧电压（b） 稳态时 APF 输出补偿电流和补偿后的电源电流
图3 稳态时系统的电压和电流实验波形
四、结论
LCL滤波器是一种滤除逆变器开关谐波的有效手段，为了避免LCL滤波器发生电流谐振，通常需要加入阻尼电阻。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并结合实例详细介绍了设计过程。实验结果证明了所设计的LCL滤波器能有效的抑制开关谐波，保证了APF 的补偿效果。
参考文献：
[1]李战鹰，任震，杨泽明.有源滤波装置及其应用研究综述[J].电网技术，2004，28（22）：40-43.
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[5]王志平，谢运祥，王裕. 基于反馈控制的矩阵整流器研究[J].自动化与信息工程，2013， 34（1）： 34-40.
[6]乐江源，谢运祥，张志，陈林. 三相有源电力滤波器精确反馈线性化空间矢量PWM复合控制[J].中国电机工程学报，2010， 30（15）： 32-39.
Nf=3000Hzfres=12∏L1+L2L1L2Cffres2=4800Hz
其中，N为APF需要补偿的谐波次数；f为电网基波频率；fres为APF开关频率。
由式可得滤波电容Cf的取值范围为10.19μFCf26.08μF。
综上所述，滤波电容取为Cf=15μF。
（五）确定阻尼电阻Rd
当总电感和滤波电容确定之后，LCL滤波器的谐振频率可以确定：
fres=12∏L1+L2L1L2Cf
=16.28×0.45×10-30.27×10-3×0.18×10-3×15×10-6
=4131Hz
阻尼电阻Rd加入滤波电容支路是为了衰减 LCL 滤波器的谐振峰值，降低谐振对系统性能的影响。如果Rd选择过小，抑制系统谐振的能力不足，主要体现在衰减谐振峰值的能力，而且导致系统损耗上升；增大电阻Rd，虽然可以一定程度上减小系统的损耗，但是却带来了对高频段谐波衰减能力降低的弊端，同时也降低了开关谐波的衰减比。一般将Rd选取为谐振频率处电容阻抗：
Rd=12∏fresCf=12×3.14×4131×15×10-6=2.57Ω
根据计算，可将阻尼电阻取值为Rd=2.5Ω。
三、实验结果
为了验证设计的LCL滤波器的有效性，进行了实验研究，系统参数与设计中的一致。非线性负载为三相不控整流桥带纯电阻RL=20Ω负载，直流电压参考值设为700V。APF谐波检测方法为传统瞬时无功功率法，直流侧电压环采用 PI 控制，电流控制采用基于 PI 的SVPWM调制控制策略。[5][6]
图2为未接入 APF 进行谐波补偿时电源电流波形。由图可知，补偿前电源电流发生严重畸变，为非正弦波形，含有大量谐波分量，总的谐波畸变率（THD）为 29.45%。从波形上看，符合三相不控整流带电阻负载的特征。
图2补偿前电源电流波形图3为投入 APF 后稳态时系统的电压和电流波形。由图可看出，APF 直流测电压控制环和电流控制环均能正常工作，APF 直流侧电压很好的稳定在预设的700V，波动很小。APF 输出的补偿电流很好地补偿了系统谐波，电源电流经补偿后接近正弦波，其 THD 值由 29.45% 降至 4.95% ，改善了电源电流质量，达到国标标准。实验结果证明，采用本文所提出的LCL滤波器设计方法和控制策略，APF 能输出谐波补偿电流，同时对开关谐波有很好的滤除效果，使 APF 取得理想的补偿效果。
（a）稳态时负载电流和 APF 直流侧电压（b） 稳态时 APF 输出补偿电流和补偿后的电源电流
图3 稳态时系统的电压和电流实验波形
四、结论
LCL滤波器是一种滤除逆变器开关谐波的有效手段，为了避免LCL滤波器发生电流谐振，通常需要加入阻尼电阻。本文基于电流最大允许脉动、逆变器开关频率和阻尼特性要求，提出了应用在三相并联有源电力滤波器中的LCL滤波器的设计方法，并结合实例详细介绍了设计过程。实验结果证明了所设计的LCL滤波器能有效的抑制开关谐波，保证了APF 的补偿效果。
参考文献：
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[2]顾建军，徐殿国，刘汉奎，公茂忠.有源滤波技术现状及其发展[J].电机与控制学报，2003，7（2）：126-132.
[3]武健，何娜，徐殿国. 重复控制在并联有源滤波器中的应用[J].中国电机工程学报，2008，28（18）： 66-72.
[4]雷一，赵争鸣，鲁思兆.LCL滤波的光伏并网逆变器有源阻尼与无源阻尼混合控制[J].电力自动化设备，2012，32（11）：23-27.
[5]王志平，谢运祥，王裕. 基于反馈控制的矩阵整流器研究[J].自动化与信息工程，2013， 34（1）： 34-40.
滤波电路设计分析 第5篇
并联有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波和补偿无功的新型电力电子装置，近年来，有源电力滤波器的理论研究和应用均取得了较大的成功。对其主电路(VSI)参数的设计也进行了许多探讨[1][2][3]，但是，目前交流侧滤波电感还没有十分有效的设计方法，然而该电感对有源滤波器的补偿性能十分关键[2]。本文通过分析有源电力滤波器的交流侧滤波电感对电流补偿性能的影响，在满足一定效率的条件下，探讨了该电感的优化设计方法，仿真和实验初步表明该方法是有效的。
图1
1 三相四线并联型有源电力滤波器的结构与工作原理
图1为三相四线制并联型有源电力滤波器的结构。主电路采用电容中点式的电压型逆变器。电流跟踪控制方式采用滞环控制。
以图2的单相控制为例，分析滞环控制PWM调制方式实现电流跟踪的原理。在该控制方式中，指令电流计算电路产生的指令信号ic*与实际的补偿电流信号ic进行比较，两者的偏差作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路的PWM的信号，此信号再通过死区和驱动控制电路，用于驱动相应桥臂的上、下两只功率器件，从而实现电流ic的控制。
(本网网收集整理)
以图3中A相半桥为例分析电路的工作过程。开关器件S1和S4组成A相的半桥变换器，电容C1和C2为储能元件。uc1和uc2为相应电容上的电压。为了能使半桥变换器正常跟踪指令电流，应使其电压uc1和uc2大于输入电压的峰值。
当电流ica>0时，若S1关断，S4导通，则电流流经S4使电容C2放电，如图3(a)所示，同时，由于uc2大于输入电压的峰值，故电流ica增大(dica/dt>0)。对应于图4中的t0～t1时间段。
当电流增大到ica*+δ时(其中ica*为指令电流，δ为滞环宽度)，在如前所述的滞环控制方式下，使得电路状态转换到图3(b)，即S4关断，电流流经S1的反并二极管给电容C1充电，同时电流ica下降(dica/dt<0)。相对应于图4中的t1～t2时间段。
同样的道理可以分析ica<0的情况。通过整个电路工作情况分析，得出在滞环PWM调制电路的控制下，通过半桥变换器上下桥臂开关管的开通和关断，可使得其产生的电流在一个差带宽度为2δ的范围内跟踪指令电流的变化。
当有源滤波器的主电路采用电容中点式拓扑时，A，B，C三相的滞环控制脉冲是相对独立的。其他两相的工作情况与此相同。
2 滤波电感对补偿精度的影响
非线性负载为三相不控整流桥带电阻负载，非线性负载交流侧电流iLa及其基波分量如图5所示(以下单相分析均以A相为例)。指令电流和实际补偿电流如图6所示。当指令电流变化相对平缓时(如从π/2到5π/6段)，电流跟踪效果好，此时，网侧电流波形较好。而当指令电流变化很快时(从π/6开始的一小段)，电流跟踪误差很大;这样会造成补偿后网侧电流的尖刺。使网侧电流补偿精度较低。
假如不考虑指令电流的计算误差，则网侧电流的谐波含量即为补偿电流对指令电流的跟踪误差(即图6中阴影A1，A2，A3，A4部分)。补偿电流对指令电流的跟踪误差越小(即A1，A2，A3，A4部分面积越小)，网侧电流的谐波含量(尖刺)也就越小，当补偿电流完全跟踪指令电流时(即A1，A2，A3，A4部分面积为零时)，网侧电流也就完全是基波有功电流。由于滞环的频率较高，不考虑由于滞环造成的跟踪误差，则如图6所示网侧电流的跟踪误差主要为负载电流突变时补偿电流跟踪不上所造成的。
分析三相不控整流桥带电阻负载，设Id为负载电流直流侧平均值。Ip为负载电流基波有功分量的幅值，。
下面介绍如何计算A1面积的大小，
在π/6<ωt<π/2区间内
ic*(ωt)=Ipsinωt-Id (1)
在π/6<ωt<ωt1一小段区间内，电流ic(ωt)可近似为直线，设a1为直线的截距，表达式为
ic(ωt)=a1-[uC1-Usmsin(π/6)/L]×t (2)
ic(π/6)=ic*(π/6) (3)
ic(t1)=ic*(t1) (4)
由式(1)～式(4)可以求出a1及t1的值。
在π/6<ωt<ωt1(即1/600
同样可以求出A2，A3，A4的面积。
A2=0.405[(I 2 d L)/(330IdL+(Ucl+0.5Usm))]
由对称性，得到A3=A1，A4=A2
因此，在一个工频周期内，电流跟踪误差的面积A为
A=A1+A2+A3+A4
=[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[165IdL+(Uc1+0.5Usm)]+[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[330IdL+(Ucl+0.5Usm)] (5)
这里假定上电容电压Uc1等于下电容电压Uc2，Usm为电网相电压峰值，L为滤波电感值(假设La=Lb=Lc=L)，Id为非线性负载直流侧电流。
3 滤波电感对系统损耗的影响
有源滤波器一个重要的指标是效率，系统总的`损耗Ploss为
Ploss=Pon+Poff+Pcon+Prc (6)
式中：Pon为开关器件的开通损耗;
Poff为开关器件的关断损耗;
Pcon为开关器件的通态损耗;
Prc为吸收电路的损耗。
3.1 IGBT的开通与关断损耗
有源滤波器的A相主电路如图7所示。假设电感电流ic为正时，则在S4开通之前，电流ic通过二极管D1流出，当S4开通后，流过二极管D1的电流逐渐转移为流过S4，只有当Dl中电流下降到零后，S4两端的电压才会逐渐下降到零。因此，在S4的开通过程中，存在着电流、电压的重叠时间，引起开通损耗，如图8所示。
由图8可知单个S4开通损耗为
开通损耗为
式中：ic(t)为IGBT集电极电流;
Uc为集射之间电压(忽略二极管压降即为
主电路直流侧电压);
ton为开通时间;
T0为一个工频周期;
fs为器件平均开关频率;
Iav为主电路电流取绝对值后的平均值。类似可推得关断损耗为
Poff=6×(IavUctorr)/2×fs (10)
式中：toff为关断时间。
3.2 IGBT的通态损耗
假设tcon为开关管导通时间，考虑到上下管占空比互补，可假设占空比为50%，即tcon=0.5Ts。
则通态损耗为
Pcon=6∑ic(t)Ucestcon/T0=3IavUces (11)
式中：Ts为平均开关周期;
Uces为开关管通态时饱和压降。
3.3 RC吸收电路的损耗
RC吸收电路的损耗为
Prc=6×1/2CsUc2fs (12)
式中：Cs为吸收电容值。
fs=(U2c-2U2sm)[2]/8δLUc (13)
通过以上分析，可以得到系统总损耗为
Ploss=Pon+Poff+Pcon+Prc (14)
4滤波电感的优化设计
在满足一定效率条件下，寻求交流侧滤波电感L，使补偿电流跟踪误差最小。得到如下的优化算法。
优化目标为minA(Uc，L)
约束条件为Ploss≤(1-η)SAPF (15)
应用于实验模型为15kVA的三相四线制并联有源滤波器，参数如下：
SAPF=15kVA，Vsm=310V，η=95%，
Id=103A，Iav=18A，δ=1A，
Cs=4700pF，Uces=3V，ton=50ns，
toff=340ns。
在约束条件下利用Matlab的优化工具箱求目标函数最小时L与Uc1的值。可得到优化结果为：跟踪误差A=0.1523，此时交流侧滤波电感L=2.9mH，直流侧电压Uc=799V。
5 仿真与实验结果
表1列出了有源电力滤波器容量为15kVA时，电感取值与补偿后网侧电流的THD的比较。
表1 不同电感L取值下仿真结果
交流侧滤波电感L/mH 直流侧电压Uc/V 网侧电流的THD/% 2.9 800 16 5 800 21.5 7 800 24
图9，图10与图11是当Uc=2Uc1=800V，APF容量为5.2kVA时，电感L分别取7mH，5mH，3mH时的实验结果，补偿后网侧电流的THD分别为14.1%，18.3%，20.1%，与优化分析的结果相吻合。
6 结语
单相桥式整流滤波电路教案 第6篇
我在给12级汽修班讲解整流滤波电路时，发现同学们不太理解工作原理。刚开始是这样讲的：
1． 简单介绍二极管的单向导电性，然后画出桥式整流电路的原理图。如下图所示：
2． 讲解整流电路的作用：把交流电转变成直流电。接着讲交流电的特点：电流（或电压）大小和方向随时间不断变化。
3． 讲交流转变成直流的过程。为了简化讨论，先不考虑电压的大小，只考虑方向，那么可以将交流电分成正负两个半周：正半周（下正下负）和负半周（下正上负）。
3.1 先讨论正半周（上正下负），此时会产生一个下图中红色线条所示电流。
负载电流方向：从上到下；电压方向：上正下负。
3.2 再讨论负半周，即下正上负。此时会产生下图中绿色线条所示的电流。
负载电流方向：从上到下；电压方向：上正下负。
3.3 整流电路小结：不管是正半周（上正下负）还是负半周（下正上负），负载电流都是从上往下，电压方向都是上正下负。即：输入的是交流电，负载得到的却是直流电。完成了从交流到直流的转变。
3.4 接下来讨论大小。我们知道二极管的管压降是0.7V。也就是说，二极管只在要导通，其管压降（两端电压）一直是0.7V，跟电流大小没有关系。也就是说，只要在输入电压的基础上减去两只二极管的管压降就是输出电压。于是就可以根据输入电压波形画出输出电压波形。波形如下：
3.5 整流电路结论：综合以上分析，我们可以得出，当AB端输入正弦交流电（Ui所示）时，OX上就会得到脉动的直流输出电压（Uo所示）。电压（电流）的方向不变（从上到下），大小在变（脉动直流）。单相桥式整流电路的工作原理，如果用一句话来总结，那就是：两两成对，交替导通。
4． 接下来讲滤波电路。
4.1 滤波电路的作用：把输出电压变得更加平滑。因为整流之后的输出电压波动很大，很多设备不能使用。
4.2 滤波电路的分类：电容滤波、电感滤波、组合滤波。工程中，用得最多的是电容滤波。因为电容滤波电路简单，成本低，效果好；不好的是给整流二极管带来很大的冲击电流，还会产生高次谐波，对电网有较大影响。电感滤波体积大、成本高（需要用铜或铝做成线圈），多用于大电流场合。组合滤波多用于要求较高的场合。电感滤波之后，往往会加一个电容，电感和电容就组成了组合滤波电路，当然还有电阻与电容组合而成的滤波电路。
4.3 画出电容滤波电路：
4.4 电容滤波工作原理：一种是教材上的解释，电容可以把直流隔断，又可以让交流通过（隔直通交）。整流之后的脉动直流既有直流成分，又有交流成分。电容的作用就是保留直流成分，把交流成分滤掉（交流通过电容返回电源）。这样一来，就只剩直流了。另一种解释是，电容是储能元件。当输入电压高时，输入不光给负载供电，还给电容充电，这时电容上储存有相当的电能，当输入电压由高转低，电容就给负载放电。当输入电压又升高后，又给电容充电。如此周而复始，在负载上就得到了比原来高且平滑的电压。工作原理示意图如下：
4.5 经过滤波后的波形如下图所示：
上述波形中，弯曲的部分是输入给电容充电（当然此时输入还给负载供电），直线部分是电容给负载放电。波形的平滑程度取决于R与C的乘积。R与C的乘积越大，波形就越平滑；R与C的乘积越小，波谷就越深。
5． 总结：经过上面的讲述，同学们对整流有一定的认识，但是理解不透彻；对滤波就是稍微有点概念，对工作原理理解不了。
反思：面对同学们的困惑，我向同一教研组的其他老师请教，他们也想不出好的讲解方法来。我又到网上搜索相关的教案、视频、动画等资料，发现大同小异，跟我讲的大体相当。
1． 后来我想起同学们在听整流时，对为什么会产生图中折线电流表示不理解。于是我在下一个班讲解为什么会出现折线所示电流时换成另外一种讲法。
2． 按电流方向往下走。电流从正极A出发。
这时有两个方向，流过哪些只二极管呢？流过D4不可能（电流方向与二极管方向相反），只能从D1流过。
这时也有两个方向，可从D2流过不可能（电流方向与二极管方向相反），只能经X流过电阻R1。
这时又有两个方向，从D3流过还从D4过呢？把各点电压标上去，就一目了然。假设某一时刻AB间的电压为12V。令B点电压为0V，则A点电压为12V。因为二极管的管压降是0.7V，所以D1的阴极电压是11.3V，D3的阳极电压是0.7V。电流是不能从低电压低的地方流向电压高的地方，所以只能从D3流过。同理，电流到达D3阴极后，也不能经D2流过，只能回到电源负极B。电流流向如下图所示：
从图中可以看出，D2和D4反向截止，没有导通。我们干脆把D2和D4从图中擦掉，得到下图。
再把图中二极管移动一下位置，得到下图。
同理，当交流电下正上负时，可以得到如下图所示电流：
再做一下变形，即可得到。
经过如此讲述，同学们对于折线所示电流有了较为清晰的认识。3． 接下来说说对滤波电路讲解所做的改变。
同学们对于滤波本身没有太多的认识，因此我举一个关于水电站例子说明滤波的作用。
这是一座水电站示意图。水库的上游有很多条河流，把水流到水库储存起来。大坝下游装有发电机。上游河流的水流是不稳定的，时大时小。造成水流不稳定的因素有很多，比如季节变化、天气原因、农田灌溉、蓄洪泄洪等。而大坝下游的发电机却要求供水非常稳定，要不然发出的电时高时低，用起来很不方便。把上游河流的水流比如成整流之后输出的电流是恰当的：方向不变，大小时刻在变。而供给发电机的水流却要求非常稳定，就好比滤波之后的电压。解决这个问题的办法，就是在中间建一个水库。当上游戏河流水流大的时候，上游河流的水不光给发电机供水，还把多余的水储存在水库里，当上游河流水流较小的时候，水库就放出一部分水供给发电机，保证供给发电机的水流稳定。此处水库的作用就相当于整流滤波电路中的电容：当输入电压较高时，输入电压不光给负载供电，还把多余的电能储存在电容里，当输入电压由高降低后，电容就把储存在其中的电能释放出来，这样就保证负载上得到了平滑的电压。水电站中，水库越大，调节能越强；整流滤波电路中，电容越大，输出越平滑。
经过这样讲述，同学们对整流滤波电路理解深刻多了。