电流控制方法论文（精选9篇）
电流控制方法论文 第1篇
关键词：电流闭环控制,空间矢量,无差拍控制,抛物线预测
本文采用基于空间矢量的无差拍电流控制方法。该方法要求实时、准确地预测出下一时刻的指令电流值, 因此将预测电流的开环控制改进为闭环控制以提高预测的准确性。目前常见的预测方法包括线性预测[1]、抛物线预测[2]、重复预测观测器、自适应及神经元等预测方法。本文利用Matlab软件对比研究了线性预测与抛物线预测方法, 从而得出抛物线预测法的预测效果更好。最后将此控制方法用于APF的实验, 实验结果证明了该控制方法的可行性与有效性。
1 空间矢量无差拍控制原理
三相3线制并联有源电力滤波器的主电路如图1所示。
由基尔霍夫电压定律可得APF的数学模型为
式中:j=A, B, C;ej为电源电压;uj为以点O为参考点所得A, B, C 3点的电压;icj为APF输出的补偿电流;R, L分别为主电路交流侧的等效电阻与等效电感;Udc为主电路直流侧的电容电压。
忽略等效电阻, 并在k时刻对式 (1) 中的微分项离散化可得:
式中:T为1个周期的时间;icj (k) , icj (k+1) 分别为k时刻与k+1时刻的补偿电流值。
由于APF输出的补偿电流要求实时、准确地跟踪其指令电流, 于是应将k+1时刻检测的谐波电流值作为指令电流i*cj (k+1) 代替式 (2) 中的icj (k+1) , 可得:
由式 (3) 可知, 参考电压是由主电路的等效电感、电源电压以及指令电流得到。可见, SVPWM控制算法实质是通过控制输出电压而控制输出电流。由于采用DSP控制系统, 使k+1时刻使用k时刻得到的指令电流值来计算参考电压, 所以在k+1时刻才能得到k时刻的实际补偿电流值, 故存在一拍的滞后。为了弥补滞后现象, 引入无差拍控制。该控制方法的原理框图如图2所示。
该方法的基本原理是用k时刻预测出k+1时刻的指令电流值代替icj (k+1) , 然后根据无差拍控制算法得出参考电压u* (k) , 最后由SVPWM控制方法[3]生成PWM脉冲信号。这样便能保证每一时刻输出的补偿电流等于其指令电流。参考电压u* (k) 的表达式为
上述指令电流的预测属于开环预测, 但实际检测出的谐波电流是时变、非线性、且易受被测系统干扰的。为了提高指令电流预测的准确性, 对此预测模型进行改进, 使之成为闭环预测。具体改进方法为:首先计算出k+1时刻的预测值与实际值的偏差, 然后将其加到下一时刻的预测值上, 表达式为
将得到的偏差加到下一时刻的预测值上可得:
2 指令电流的预测方法
实现无差拍控制效果的关键是指令电流预测的实时性和准确性。目前主要的预测方法包括自适应预测、神经元预测、重复预测观测器以及拉格朗日插值法等方法。由于自适应预测和神经元预测的实时性较差[4], 重复预测观测器[5]实现较复杂, 因此本文重点研究了线性预测和抛物线预测方法。
2.1 线性预测算法
已知k-1时刻、k时刻的指令电流值ic* (k-1) , ic* (k) , 采用拉格朗日线性插值公式计算k+1时刻的指令电流值为
将式 (7) 得到的k+1时刻的指令电流预测值代入式 (4) 便可得出参考电压值。
2.2 抛物线插值预测算法
当已知前两个时刻与当前时刻的指令电流值ic* (k-2) , ic* (k-1) 与ic* (k) 时, 可采用二次插值公式 (抛物线插值) 预测下一时刻的指令电流值, 其计算公式为
同理, 通过式 (8) 得出的指令电流预测值代入式 (4) 便可得出参考电压值。
可见, 线性预测和抛物线预测的算法简单, 计算量小且实时性好。
3 Matlab仿真分析
虽然理论分析和一些实例证明抛物线插值的精度比线性插值高, 但由于本系统中指令电流的表达式难以得到, 所以本文利用Matlab软件对线性插值和抛物线插值这2种预测法进行仿真研究, 并对上述控制方法进行仿真以验证其可行性与有效性。
3.1 仿真参数的设置
本文采用Matlab2010/Simulink软件搭建的有源滤波器仿真模型如图3所示。其中PWM脉冲生成模块的仿真模型如图4所示。仿真参数设置如下:1) 电源电压为标准的正弦波, 相电压有效值为220 V, 频率为50 Hz;2) 谐波源为带电阻负载的三相二极管整流桥, 进线电感为10 m H, 电阻为20Ω;3) 主电路直流侧参考电压为1 000 V, 电容为3 300μF, 交流侧输出电感为10 m H;4) IGBT的开关频率为6.4 k Hz;5) 仿真时间为0.1 s, 算法采用ode45。
3.2 仿真结果的对比分析
由于系统三相对称, 以A相为例进行分析。A相负载电流波形及其频谱图如图5所示, 其谐波总畸变率为19.7%。采用基于指令电流开环预测与闭环预测的空间矢量无差拍控制方法得出经有源电力滤波器补偿后电源电流的仿真结果如图6所示。
可见, 在无差拍电流控制中采用电流闭环控制比开环控制的效果好, 补偿后电源电流中谐波总畸变率由6.51%下降到2.55%。
上述仿真是采用线性预测算法进行指令电流的预测。为提高指令电流预测的准确性, 本文对抛物线预测算法也进行了仿真, 其结果见图7。
由图7可知, 采用抛物线预测法比线性预测法的预测效果更好。因此, 在实验中采用抛物线预测法并进行电流闭环控制。
4 控制方法的DSP实现
本文用TMS320F2812 DSP作为APF的控制核心, 在集成开发环境CCS3.3上使用C语言进行软件系统设计。APF的软件系统包括主程序和中断服务程序2部分。主程序完成系统初始化、键盘及显示功能。中断服务程序实现PWM脉冲的生成、功率驱动保护以及直流侧电压的过压与欠压保护功能。
本文采用锁相环芯片CD4046得到与A相电源电压同步的方波信号, 并将其送入DSP的捕获单元3 (CAP3) 引脚, 通过编写CAP3中断服务程序实现同步控制和电源频率的计算。又采用CD4040芯片得到频率为6.4 k Hz的方波信号, 该信号接到捕获单元1 (CAP1) 引脚, 利用软件程序实现PWM脉冲的生成。
当CAP3检测到方波信号的上升沿时产生中断, 若是第1次进入中断则使能CAP1中断。使能CAP1中断后便可等其触发信号的到来, 以执行此中断服务程序。该中断服务程序包括A/D采样子程序、PI调节子程序、指令电流预测子程序以及SVPWM控制子程序。该程序的流程如图8所示。
指令电流预测子程序分为2部分:一是采用单位功率因数谐波检测法计算谐波电流;二是采用抛物线预测法得到指令电流的预测值。SVP-WM控制子程序是先用改进的闭环电流控制计算参考电压, 再采用SVPWM算法生成PWM脉冲。计算指令电流的流程图如图9所示。
通过运行上述程序可生成6路PWM脉冲信号, 将此信号接到驱动电路进行隔离和放大, 再将其接到IPM模块以控制IGBT的通断, 便可产生补偿电流。以A相为例, 得出的负载电流与补偿后电源电流的波形分别如图10和图11所示。
5 结论
本文研究了空间矢量无差拍电流控制方法在APF中的应用。在无差拍电流控制部分采用了闭环电流控制以提高指令电流预测的准确性。利用Matlab仿真软件对比研究了线性预测与抛物线预测算法的预测效果, 得出抛物线预测算法的准确性更高。因此, 在APF实验中使用抛物线预测算法进行指令电流的预测并对其采用闭环控制。实验结果证明了该控制方法的可行性和有效性。
参考文献
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电流控制方法论文 第2篇
摘要：阐述了零序电流生产的原理，分析了电缆头与零序电流互感器的相对位置关系，确定煤矿零流互感器的正确安装方法。
关键词：零序电流互感器高压电缆头安装方法
0引言
煤矿供电采用中性点不接地或经消弧线圈接地的接地系统，称为小电流接地系统。这种系统中性点对地绝缘，发生单相接地后形不成单相短路回路，而且三相设备正常工作，系统可以继续运行。但当发生单相接地后非故障相的相电压会升高到线电压，长期运行将造成非故障相绝缘极穿，进而发展成为相间短路事故。为了避免再有一相发生接地，从而形成两相接地短路，系统中应装设专门的单相接地保护，发出报警信号。零序电流互感器就是监测接地故障的装置之一。小电流接地系统中零序电流互感器的安装与直接接地系统中漏电保护器的安装是有区别的。在直接接地系统中，为防止人身触电事故，通常要装设漏电保护器，漏电保护器的监测元件也有零序线圈及其铁芯。漏电保护器的安装只要负荷回路电缆(电线)穿过零序线圈，即可起到漏电保护的作用。由于使用者受到漏电保护器安装方法的影响，造成在小电流接地系统中，零序电流互感器与高压电缆头的相对位置关系不正确，故障时，零序电流互感器无法正确反映零序电流，从而造成故障时零序报警保护装置的误报或不报。因此分析小电流接地系统中零序电流的产生原理，确定零序电流互感器与高压电缆头的相对位置关系，才能正确安装零序电流互感器。
1零序电流产生的原因
小电流接地系统正常运行时，中性点、三相对地都呈绝缘状态，相与地之存在三相对地分布电容CA、CB、CC。三相相电压UA、UB、UC是对称的，系统中各电缆三相对地电容电流平衡，因此，三相电容电流相量和为零，没有电流在地中流动。
小电流接地系统发生一相金属性或经过度阻抗接地时，就会出现漏电故障。图1是系统发生C相接地后的电路图。
接地后，C相与地同电位，没有了对地电容电流。I1～I6在供电系统中各条线路上的分布如图1所示。根据节点电流定律：
IC+(I1+I2+∧+I6=0
亦即IC=-(I1+I2+∧+I6)
故障线路的故障相的电容电流IC，是系统所有电容电流的矢量和。实际IC方向与图1中接地点IC方所示向相反。
由图1知，系统中所有线路其余两相电容电流都涌向故障线路的故障点。接地故障使系统各电缆产生不平衡的电容电流，也就是零序电流。零序电流互感器就是用于监测接地时电容电流的变化，从而获得报警或跳闸信号的。
2零序电流互感器安装方法
零序电流互感器与高压电缆头的相对位置关系绝定了零序电流互感器是否能够监测到故障时系统产生的不平衡的电容电流。也就是零序电流互感器安装是否正确。因此首先要分析零序电流互感器与高压电缆头的相对位置关系。
2.1电缆头与接地线(或金属外皮)同时穿过零序电流互感器，如图2所示。
根据节点电流定律知：零序电流：I0=IC-(I1+I2+I3+∧+I6)=0
故障线路故障相的电容电流与同一电缆另外两完好相以及地线(或金属外皮)所流过的电容电流之和大小相等，方向相反，相互抵消。电容电流矢量和为零。因此没有零序电流生产，零序电流互感器的铁心中不会感应出电动势，与之相连的电流继电器不动作。因此图2所示安装方法不正确。
2.2电缆动动力芯线穿过零序电流互感器，但电缆头及接地线不穿过，如图3所示。
I0=IC-(I1+I2)=I3+∧+I6)
零序电流正是地线(或金属外皮)上所流过的电容电流，零序电流可以使互感器的铁心中感应出电动势，与之相连的电流继电器动作。因此图3所示安装方法正确。
2.3电缆头与接地线同时穿过零序电流互感器，金属外皮(或地线)又返向穿过零序电流互感器接地，如图4所示。
I0=IC+I3+∧+I6-(I1+I2+I3+∧+I6)=IC-(I1+I2)=I3+∧+I6
地线(或金属外皮)上所流过的电容电流两次不同方向穿过零序电流互感器，自行抵消，零序电流与2.2同，可以使互感器的铁心中感应出电动势，与之相连的电流继电器动作。因此图4所示安装方法正确。
3零序电流互感器现场安装
零序电流互感器的安装根据不同的设备可以因地制宜，但必须符合上述正确的位置关系。但由于厂家或施工人员的对零序互感器的监测原理不清楚，导致零序电流互感器现场安装不正确。下面是几种常见的错误安装及改进方法。
3.1煤矿井下高压配电使用高压防爆配电开关，零序电流互感器在开关中的位置和电缆头与零序电流互感器的相对位置如图5所示。
生产厂家装零序电流互感器固定在开关内壁进线口前侧，电缆头无法穿过互感器，地线的接地螺丝在开关接线腔内，因此只能形成图5所示的接线方式，这种位置关系如2.1所述。零序互感器监测不到真正的零序电流，导致报警或选线错误。
该装置的改进方法：将零序互感器从固定支架处前置，在其后侧留出空间，在固定支架上钻孔，让地线绕过零序电流互感器。形成2.2所述的位置关系，改进后的安装方法如图6所示。
3.2煤矿用高压开关柜的高压电缆经电缆沟从开关柜底板的下侧进入，厂家或施工单位将零序电流互器安装在开关柜底板的支架上或放置于开关柜底板上，施工人员为了方便，最后形成图7所示的安装方法。
图7所示零序电流互感器安装方法，同样监测不到真正的零序电流。
该装置的改进方法：加长地线，使其穿过零序电流互感器的铁心后接地。改进后的安装方法如图8所示。
4结语
电流控制方法论文 第3篇
最初, 对于逆变器普遍采用输出电压有效值或平均值反馈的PWM控制技术, 通过输出电压有效值或平均值反馈控制的方式稳定输出电压, 这种控制方式结构简单, 同时存在明显的缺点: (1) 对非线性负载扰动的适应性不强。 (2) PWM波中存在不容易滤掉的低次谐波, 电压波形容易出现畸变。 (3) 反馈调节时间长, 动态性能不好[1]。
近10年以来, 针对以往逆变电源对非线性负载的适应性不强及动态特性不好的特点提出了实时反馈控制技术, 使得逆变电源的性能得到改善。目前, 各类学者针对这种实时反馈控制技术提出了几种方案: (1) 重复控制。 (2) 数字化PID控制。 (3) 无差拍控制。 (4) 谐波补偿控制。其中, 第二种方案通过电流内环扩大控制系统的带宽, 极大改善了系统的动态性能, 同时电压外环减小了输出电压谐波, 增强了系统对非线性负载扰动的适应能力, 而被广泛应用于设计应用中[2,3,4,5]。
但是在实际应用中, 非线性负载波动造成的过电流常常致使逆变电源损坏[6], 对此, 本文提出了一种带负载电流前馈的电流内环控制方案, 可以有效地限制负载过电流, 抑制谐振尖峰, 有利于逆变电源的并网运行。
1 逆变器系统数学模型
建立逆变器数学模型 (见图1) , 图中T1~T4为IGBT开关元件, E为直流母线电压, L为滤波电感, C为滤波电容, r为等效电阻 (包括线路电阻和电感电阻等) 。设直流母线电压值E恒定, IGBT为理想环节, 那么逆变桥在整个系统中可以看作一个功率放大器, 从而可以利用状态空间平均法建立逆变器的数学模型。
由基尔霍夫定律易得:
整个逆变器的状态方程可得:
选择电容电压uc和电感电流iL作为状态变量, 可得单相逆变器的连续时间状态方程为:
式中, 。
由式 (3) 可以得出逆变器输出电压VC和输入电压Vi之间的传递函数为:
由式 (4) 可知, 空载时, 谐振频率, 阻尼比。由此可以看出系统空载时是一个欠阻尼系统, 动态过程仅由逆变器自然特性决定, 对扰动抑制能力很弱, 动态性能较差, 因此采用一定的控制手段以达到稳定性的要求是十分必要的。
2 带负载电流前馈的逆变器控制策略
2.1 带负载电流前馈的双环控制
在电压源逆变器中, 双环控制策略分为两类:一类是以电感电流控制的电流内环和电容电压控制的电压外环, 另一类是电容电流控制的电流内环和电压电压控制的电压外环。两种方案都能对非线性负载的扰动有很好的抑制能力, 但是第二种方案无法对电源设备的过电流提供很好的保护作用, 因此本文选取了第一种控制方案。
但是, 通过研究发现负载电流io作为逆变器的外部扰动信号, 处在电流内环之外, 对非线性负载的扰动不能很好地起到抑制作用, 为了获得较好的抗扰动性能, 本文在原有双环控制策略的基础上, 引入负载电流前馈的控制策略, 从而得到了如图2所示的控制系统框图。
图中, G1为电压调节器, G2为电流调节器, C为电容值, L为电感值, r为等效电阻。电压给定信号Ur与电容电压反馈信号Uc比较得到误差信号Ue, Ue经过电压调节器G1得到电感电流给定信号Uir, Uir与负载电流前馈信号i0r比较得到误差信号Ir, 误差电流Ir在于电感电流iL比较得到误差信号Ui, Ui经过电流调节器G2得到控制量Uk, Uk与三角载波比较后产生SPWM开关信号, 控制IGBT开关。
2.2 控制系统极点配置与性能分析
在逆变器控制系统中, PI控制的应用十分广泛, 这种电感电流内环电容电压外环的PI双环控制结构可以减小静态误差, 加快动态响应效果, 具有很强的鲁棒性。目前PI控制器的参数设计主要体现为2种:一种是根据实际情况的经验整定方法, 一种是根据逆变器的频率特性试凑的方法。但这些方法都存在明显的选择时间较长、设计步骤复杂这样的问题。本文根据自动控制的理论, 采用极点配置的方式对PI控制器的参数进行整定[8,9], 该方法将PI控制参数同双环系统的性能指标建立了量化关系, 参数计算准确, 步骤简单, 整定用时较短。
图2中电压调节器G1和电流调节器G2分别为[10]:
推导得系统的传递函数为:
由此可得整个系统的闭环特征方程为:
假设该系统的期望闭环主导极点, 闭环非主导极点为p3=-mξrωr, p4=-nξrωr那么控制系统的期望特征方程为:
比较式 (8) 和式 (9) , 并令对应项系数相等, 可得:
由式 (10) 可得:
其中
由此可推出:
由图2易得电流内环的开环和闭环传函:
3 仿真结果
为了验证上述控制方案的可行性, 在Matlab/Simulink搭建了仿真实验平台, 具体参数如下:直流母线额定输出电压U0=220V, 额定频率50Hz, 滤波电感L=0.43m H, 滤波电容C=140μF, k1p=0.5974, k1i=964.53, k2p=18.82, k2i=156040, 取期望阻尼比ξr=0.8, 期望自然频率ωr=2500, 仿真结果如图3-7所示。
图3表明电流内环的相位裕度79°稳定性较高。图4可以看出电流内环的带宽较宽, 响应速度很快。图5-7表明这种带负载电流前馈负载的双环PI控制系统不仅计算简单, 可以有效抑制非线性负载扰动变化, 具有较高的动态精度和良好的动态性能。同时, 谐波含量为2.77%, 小于国标规定的5%。
4 结论
仿真结果表明极点配置的方式对PI控制器的整定方式计算简单, 整定时间短, 大大减少了以往经验和试凑方法所需的时间, 加大了整定的准确性。同时, 带负载电流前馈的双环PI控制的方式不仅可以有效减少电压谐波分量, 对负载波动可以快速有效应对, 系统响应时间迅速, 而且相对于原有双环控制方式, 负载电流前馈的控制方式也可以有效防止负载突变造成的电流波动, 适应能力强, 具有良好的动态性能, 同时该控制方法可以有效抑制谐波尖峰, 鲁棒性强, 有利于并网运行, 具有优秀的实际应用价值。
参考文献
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探究“感应电流方向的判断方法” 第4篇
（1）运动中的导线在做切割磁感线运动时，导线的运动方向、磁场方向和感应电流的方向符合右手定则。
两平行导轨置于匀强磁场中，金属棒垂直于导轨和磁场做切割磁感线运动，则金属棒中的感应电流方向可以运用“右手定则”判定，这种情形比较简单，这里不再赘述。
（2）磁铁靠近或远离线圈（线框）时，线圈中感应电流产生的磁极与磁铁的磁极之间存在“近斥离吸”的特点。
铝环实验中，当磁铁靠近闭合铝环时，原本不动的铝环会和磁铁同向运动，即在此过程中的铝环与磁铁产生了排斥；当磁铁远离铝环时，原本不动的铝环也会和磁铁同向运动，即在此过程中的铝环与磁铁产生了吸引，根据“同名磁极相互排斥，异名磁极相互吸引”，就可以知道铝环的磁极，再根据右手螺旋法则，进而可以知道铝环中的感应电流方向。即，当磁铁靠近或远离线圈（线框）时，线圈中感应电流产生的磁极与磁铁的磁极之间存在“近斥离吸”的特点。
（3）对于同轴的螺线管之间，感应电流的方向与原电流的方向之间存在“增反减同”的特点。
如图1，线圈M和N绕在同一个铁芯上，闭合开关S，待电路稳定后将滑片P向右滑动，则M中的电流方向由a到b且不断增大，N中产生的感应电流方向由d到c。即N中的感应电流方向与M中的原电流方向相反；当滑片P向左滑动时，则M中的电流方向由a到b且不断减小，N中产生的感应电流方向由c到d。即N中的感应电流方向与M中的原电流方向相同；即可总结出：当M中的电流发生变化时，N中感应电流的方向与M中原电流的方向之间存在“增反减同”的关系。其中，开关闭合表示M中的电流增大，开关断开表示M中的电流减小。
（4）闭合线框在通电直导线产生的磁场中平移时，线框中的感应电流的方向与通电直导线中的电流方向之间存在“近斥离吸，近边为准”的特点。
如图2，通电导线I和线框ABCD处在同一竖直平面内，导线中的电流方向如图2。当线框ABCD向右远离通电直导线I时，线框ABCD中感应电流的方向为ADCBA。我们注意到：AB边所在处的磁场要比CD边所在处的磁场强，AB边中的感应电流受到的安培力向左且大，CD边中的感应电流受到的安培力向右且小，线框ABCD所受合力方向向左，与线框的运动方向相反；当线框ABCD向左靠近通电直导线I时，线框ABCD所受合力方向向右，也与线框的运动方向相反。这样就可以得出“来拒去留，近边为准”的结论。反过来，我们再用这个结论去判断感应电流的方向就比较简单了。
（5）闭合线框在多个不同磁场区域内平移时，线框中的感应电流的方向可根据Ф-t图来判断。
如图3，两根通电直导线平行放置，其中电流I1、I2方向相同，强度相等，线框ABCD与两直导线共面，从I1的左边匀速移动到I2的右边的过程中，当线框的BD处在I1的左边时，根据“近斥离吸，近边为准”，线框中的感应电流方向是“ABDCA”，接着画出磁场分布图，再以当线框的BD处在I1的左边时的磁通量为正，画出Ф—t图，最后可知Ф—t图的斜率为正时，感应电流方向是“ABDCA”，那么Ф—t图斜率为负时，感应电流方向是“ACDBA”。
综上所述，感应电流的方向判断并不难掌握，关键是要在学习的过程中多思考、多总结，找出其中共性的知识，成为自己的经验，这样既能加深对所学知识的理解，又能提升自己的解题能力。
凸极永磁同步电机电流控制方法研究 第5篇
凸极永磁同步电机(salient pole permanent magnet synchronous motor,以下简称SPPMSM)具有d轴和q轴电感不相等的特性,其转子形式包括插入式和内装式2种[1]。SPPMSM电机采用合适的控制方法,能够充分利用磁阻转矩来提高输出转矩,具有体积小、结构紧固、适于高速运转的特点[2]。在要求高效率、高精度、大传动比的高性能传动领域受到了广泛关注。
电机高性能调速系统的关键是实现对电机瞬时力矩的控制,而对电机输出转矩的控制最终可以归结为对电机d轴和q轴电流分量的控制[3]。但对于任一给定的转矩,交、直轴电流分量可以有多种不同的组合,而不同的组合方式,所获得的转矩、端电压等特性都不尽相同[4]。因而如何根据给定的力矩和性能要求确定电机d轴和q轴电流分量就构成了电机的电流控制策略问题[5]。
本文针对一类具有凸极性的永磁同步电机,采用理论分析和仿真相结合的方法,对4种电流控制方法进行了研究,包括:id=0、定子电流最小、单位功率因数、恒磁链[6]。深入研究了4种控制方法在不同负载和速度条件下的输出转矩、端电压、功率因数、去磁因数和效率5种特性,以期在不同运行状态下,能够合理选择较佳的电流控制策略,提高调速系统的性能。
2 SPPMSM数学模型
SPPMSM是一个非线性、强耦合的多变量系统,常使用随电机转子磁场同步旋转的 dq轴数学模型。沿用理想电机模型的一系列假设[7],可以推导出如下SPPMSM数学模型。
定子电压方程为
特别地,在稳态下d轴和q轴电流均不变,上式中的第1项均为零,可以简化为
ud=-ωLqiq+Rsid (1)
uq=ωLdid+ωΨf+Rsiq (2)
输出转矩为
根据以上数学模型可以画出图1电机空间矢量图,其中e0为永磁基波磁场产生的空载反电势,e0=ωrΨf;δ为功角;φ为内功率因数角;ϕ为功率因数角。
由图1可见,电机端电压为
功率因数为
cos ϕ=cos(δ-φ) (5)
其中 δ=arctan(ud/uq) φ=arctan(id/iq)
去磁因数定义为d轴电枢反应磁链和永磁磁链的比值[8]:
ξ=Ldid/Ψf (6)
电机效率定义为电机输出机械功率和输入电功率的比值:
η=Teω/(usiscos ϕ) (7)
式中:Ψf,Ψs分别为转子永磁磁链、全磁链;Ld,Lq为d,q轴电枢电感;is,id,iq,if分别为电枢电流、电枢电流d轴分量、电枢电流q轴分量、永磁等效励磁电流;us,ud,uq分别为电枢端电压、端电压d轴分量、端电压q轴分量;ω为感应磁场角速度;Rs为电枢绕组电阻。
3 电流控制方法
由式(3)可见永磁同步电机的转矩分成2个部分[9]:第1部分Ψfiq称为永磁转矩,由定子电流和永磁磁场相互作用产生;第2部分(Ld-Lq)×idiq称为磁阻转矩,由转子凸极效应引起。如果能够独立控制id和iq的大小,也就相当于同时控制了定子电流矢量is的大小和方向,从而实现了对转矩的控制,此即为永磁同步电机矢量控制,或者称为电流相角控制的基本思想[8]。此类调速系统一般是由电机和逆变器构成的,因而电机的转矩、功率、速度等特性自然受逆变器供电能力的制约,但在不超出逆变器供电极限的范围内,对于给定的转矩仍然可以按照不同的规律去分别控制定子电流d轴和q轴两个分量的大小,从而使调速系统的特性满足某些特定的要求,这便产生了不同的电流控制方法[8]。
3.1 id=0控制
id=0控制,即控制定子电流is的方向,使其d轴电流分量为零。由图1可见此时β=90°,is=iq也即is落在q轴上,所以φ=0。由式(3)可得:
Te=Ψfiq+(Ld-Lq)idiq=Ψfiq (8)
由于Ψf是常数,显然Te和iq成线性正比关系,从这一点来看,转矩Te没有最大值限制,当然实际上最终也要受到逆变器极限馈电能力的限制。将式(1)和式(2)代入式(4)可得:
显然当iq增大时,端电压us增大得更快。
忽略定子电阻,显然随着iq的增大,功率因数变小。由于d轴电流为零,因此没有去磁效应,去磁因数为零。
3.2 定子电流最小控制
定子电流最小控制,又称为“转矩电流比最大控制”,实际上这种控制方式的目的是要在转矩给定的情况下,合理配置d轴和q轴2个电流分量的大小,使合成的定子电流矢量is最小[10]。这实际上是一个极值问题,将id=issin β和iq=iscos β代入式(3),并令dT/dβ=0,d2T/dβ2<0得:
对于一般结构的凸极永磁同步电机Lq=(2～4)Ld[7],即对于任一给定转矩,当β满足式(11)时,定子电流is最小。其实对于隐极的表面式永磁同步电机Lq=Ld,由于式(11)中分子比分母趋向于零的速度更快,结合图1可以推出β=π/2,因此表面式永磁同步电机定子电流最小控制实际上就是id=0控制。
3.3 单位功率因数控制
单位功率因数控制,即控制定子电流的d轴和q轴分量大小,使定子电流is和定子电压us同相,从而δ=φ,ϕ=0,cos ϕ=1。由图1可得:
将id=issin β和iq=iscos β代入式(1)和式(2),再代入式(12),解得:
即对于任一给定转矩,当β满足式(13)时,电机功率因数为1。
3.4 恒磁链控制
对于永磁同步电机,永磁磁链是恒定的,但电枢反应造成了全磁链的变化,所以可以通过控制定子电流d轴和q轴分量,使得全磁链和永磁磁链相等,即Ψs=Ψf[6],也即:
(Ψf+Ldid)2+(Lqiq)2=Ψ2f (14)
将id=issin β和iq=iscos β代入式(14),解得:
即对于任一给定转矩,当β满足式(15)时,气隙磁链和永磁磁链相等。
4 仿真模型
在永磁同步电机仿真研究中,很多文献将转速和电流信号分别反馈给转速控制器和电流控制器,再由逆变器为永磁同步电机供电,构成典型的转速、电流双闭环控制系统[11,12,13,14,15,16]。但利用这种模型对永磁同步电机电流控制算法进行仿真研究,其效果并不好,因为控制系统中包含了控制器,所以其参数对仿真结果的影响很大。不同电流控制算法下系统模型是不同的,因此各种算法下控制器参数一般也不同,那么就很难区别仿真结果中的差异是由于控制参数造成的,还是由于不同的电流控制方法造成的。永磁同步电机电流控制算法仿真模型如图2所示。
本文利用电机的数学模型自行构造永磁同步电机仿真模块,再根据前述各电流控制算法推导出的电流相角关系构造d轴和q轴电流分量计算模块[8,17,18],利用各变量之间的数学关系计算输出转矩、电机端电压、功率因数、去磁因数和电机效率。从而避免了控制器参数对仿真结果的影响,也避免了复杂的控制器参数整定和坐标变换。
5 仿真结果分析
仿真采用了1台额定转矩为12 N·m的凸极永磁同步电机,电机的参数为额定转矩Te=12N·m,额定转速ω=2 000 r/min,极对数p=4,电枢电阻Rs=0.98 Ω,永磁磁场Ψf=0.26 V·s,d轴电感Ld=0.009 H,q轴电感Lq=0.036 H。仿真系统在下面2种不同情况下,用4种不同的电流控制算法对实验电机的电磁转矩Te,电机端电压us,功率因数cos ϕ,去磁因数ξ,电机效率η进行了深入研究。仿真图如图3所示。
5.1 转速不变,负载增大
图3为仿真中保持转速给定1 000 r/min不变,电枢电流从零开始增大,模拟转速不变,负载增大的运行情况。
由图3可见,随着电枢电流的增加,在id=0控制中,输出转矩和电流呈线性正比关系,因而容易获得高质量的转矩控制特性;电机端电压和电枢电流也呈线性正比关系,并且是4种控制方法中增加最快的,因此这种控制方法对器件耐压和容量的要求较高;电机功率因数下降最快,而且在整个运行范围内其功率因数几乎都是4种方法中最低的,因此逆变器容量的利用率较低;电机效率的下降也比较快,基本和恒磁链控制类似;由于d轴电流分量为零,不存在d轴电枢反应,因此去磁因数为零,不必考虑去磁问题,可以降低对永磁材料的要求。
在定子电流最小控制中,随着电枢电流的增加,输出转矩是4种方法中增加最快的,但转矩和电流成非线性关系,因而容易获得较高的转矩,但转矩的控制却比id=0控制要复杂;电机端电压增加也比较快,和电枢电流呈线性关系,增加速度仅次于id=0控制,因此对逆变器耐压的要求也比较高;电机功率因数下降比id=0控制有很大改善;电机的效率随电枢电流的增加也呈下降趋势,但与其它3种方式相比却是最高的;由于d轴电流分量不为零,存在d轴电枢反应,随电枢电流的增加去磁因数增大较快,但小于单位功率因数控制和恒磁链控制。
在单位功率因数控制中,随着电枢电流的增加,输出转矩增加,但很快出现极值,比较小的极值严重影响了转矩的输出,并且转矩和电流成非线性关系;电机端电压增加比较慢,降低了对逆变器耐压的要求;在整个输出范围内,电机功率因数始终保持为1不变,提高了逆变器容量的利用率;在负载较小时,电机的效率随电枢电流的增加呈下降趋势,和id=0、恒磁链控制类似,但在大负载时其下降的速度很快,比其它3种方式效率都低;由于d轴电流分量不为零,存在d轴电枢反应,随电枢电流的增加去磁因数增大较快,和恒磁链控制类似。
在恒磁链控制中,轻载时输出转矩和电流近似呈线性正比关系,但随着电枢电流的增加,近似的线性关系被破坏。转矩极值的出现也影响了转矩的输出,但其极值比单位功率因数控制时有很大提高,在本文仿真条件下其最大转矩约是单位功率因数控制最大转矩的1.7倍;电机端电压增加比较慢,而且基本和电流的增加呈线性关系,降低了对逆变器耐压的要求;除了在轻载时功率因数略低外,电机功率因数接近1,特别是重载时功率因数比较高,提高了逆变器的利用率,其功率因数特性在整个输出范围内都和单位功率因数控制类似;电机的效率随电枢电流的增加呈下降趋势,整个输出范围内都基本和id=0控制相类似,与定子电流最小控制相比效率较低;由于d轴电流分量不为零,存在d轴电枢反应,随电枢电流的增加去磁因数增大较快,其去磁因数随电流变化的特性在整个输出范围内都和单位功率因数控制类似。
5.2 负载不变,转速增大
图4为仿真中保持负载转矩给定12 N·m额定值不变,转速从100 r/min升至3 000 r/min,模拟负载不变,转速增大的运行情况。由图4可见,随着转速的增加,4种控制方式下电机端电压和电枢电流均呈线性正比关系,id=0控制是4种控制方法中端电压增加最快的,而其他3种控制方式下端电压增加速度差别不大;id=0控制的电机功率因数下降最快,在整个范围内其功率因数都是4种方法中最低的,因此逆变器容量的利用率较低,但随着转速的增加,功率因数的下降逐渐放缓。单位功率因数控制下的功率因数当然在整个输出范围内保持为1不变,恒磁链控制功率因数与其差别不大,只是数值上略低;随着速度的增加,4种控制方式下电机的效率均增加,而且在低速时效率提高较快,高速时效率提高逐渐放缓。定子电流最小控制的效率最高,其次是单位功率因数控制,而id=0和恒磁链控制效率最低,且二者差别极小;随着速度的增加,4种控制方法去磁因数均保持为常数不变,id=0控制由于d轴电流分量为零,不存在d轴电枢反应,因此去磁因数为零。恒磁链控制去磁因数最大,而定子电流最小控制和单位功率因数控制处于二者之间。
6 结论
id=0控制,最大优点是d轴电流为零,电枢电流无去磁作用,因此不必考虑永磁体去磁带来的一系列问题;另外电机输出转矩和定子电流幅值成线性关系,其控制特性和直流电机非常相似,容易获得高精度的转矩控制特性;但这种控制方式下电机端电压升高和功率因数下降都是4种方式中最快的,电机和逆变器的容量不能得到充分利用,对功率器件耐压要求也比较高;同时电机磁阻转矩没有得到利用,影响了转矩的输出能力,总体的运行效率也比较低。因此这种电流控制方法比较适合于中小功率的高性能伺服系统,如机床伺服控制、机器人运动控制等,由于系统结构比较简单,在工程中得到了广泛的应用。
定子电流最小控制,虽然其转矩和定子电流不是线性关系,但在转矩一定时,定子电流最小,有利于减小铜损;相对于id=0控制功率因数有较大提高,对逆变器的容量要求有所降低,电机运行效率也比较高;但随着负载的增大,电机端电压升高速度和去磁因数增大速度均比较快,功率因数也有所下降;总体来看,这是一种比较优越的控制方法,但由于计算量比较大,因此应用受到限制,主要用于要求高转矩的领域,比如电动车辆的启动阶段。
单位功率因数控制,在整个工作区间内功率因数保持为1;随着定子电流的增大,初期电机端电压增大较慢,后期还有所降低,对功率器件耐压要求较低;但其最大的缺点是转矩的极大值太小,因而其输出力矩比较小,并且其转矩和电流不是线性关系;效率下降和去磁因数增大也比较快。和恒磁链控制相比,除最大输出转矩较小外,其余各项性能比较接近,由于其性能的局限性,其工程应用还很罕见。
恒磁链控制,转矩和电流也不是线性关系,且有最大值限制,但其最大转矩比单位功率因数控制最大转矩大得多,且线性区域也有所扩大;电机端电压、功率因数、效率、去磁因数特性均和单位功率因数控制差别不大。这种控制方法的应用领域和id=0控制类似,而且很大程度上解决了端电压升高和功率因数降低的问题,因而在高速、大容量应用领域具有一定的应用前景,比如高速机床的主轴和伺服系统。
摘要：对凸极永磁同步电机数学模型和4种电流控制方法进行了介绍,推导了4种电流控制方法对应的电流相角控制条件,并且根据数学模型和相角控制条件建立了用于永磁同步电机电流控制算法研究的仿真模型。在此基础上,深入研究了不同负载和转速条件下,电机应用不同电流控制方法的输出转矩、端电压、功率因数、去磁因数和效率,在比较各种方法特点的基础上,指出了4种电流控制方法的适用领域。
电流控制方法论文 第6篇
永磁同步电动机以其体积小、重量轻、效率和功率因数高,控制系统较异步电机简单而受到了国内外的普遍重视,广泛应用于柔性制造系统、机器人、数控机床等需要高性能伺服驱动的领域[1]。
永磁同步电动机驱动控制可以采用矢量控制或直接转矩控制的方法。然而从本质上讲,两者都可归结为对定子电流在转子旋转坐标中的两个分量的控制。因为电机电磁转矩的大小取决于定子电流的上述两个分量,对于给定的输出转矩,可以对应多个不同的交直轴电流的组合。不同的组合对应不同的效率、功率因数以及负载能力,这就需要一个定子电流的匹配原则,也即存在永磁同步电动机定子电流的优化控制问题。针对永磁同步电动机交直轴电感不相等的特性,一些学者提出了最大转矩电流比的控制方式[2,3,4,5],按照转矩/电流比最大的原则来控制定子电流,使电机转矩在满足要求的条件下定子电流最小,不仅减小了电机的铜耗,提高了系统的效率,而且减轻了逆变器的工作负担。
文献[2,3,4,5]通过离线求解一个一元四次方程,采用查表的方法实现最大转矩电流比控制,需要占用大量的存储单元。本文按照最大转矩电流比控制的要求,对定子电流的交直轴分量进行实时分配,提出了一种永磁同步电动机最大转矩电流比控制的实现方法。该方法不需要占用太多存储单元,易于实现。仿真实验结果证明了这种方法的有效性。
2 永磁同步电动机MTPA控制原理
所谓最大转矩电流比控制,又称定子电流最小控制,是指在转矩给定的情况下,最优配置交直轴电流分量,使定子电流最小,即单位电流下电机输出转矩最大。最大转矩电流比控制可以减小电机铜耗,提高运行效率,从而使整个系统的性能得到优化。此外,由于逆变器所需输出的电流较小,对逆变器的容量要求可相对降低。
已知在转子旋转dq坐标系下,永磁同步电动机的数学模型可表示为[1]:
式中:ud、uq、id、iq分别为dq轴上的电压和电流分量;sr为定子电阻;ψd、ψq分别为dq轴上的定子磁链分量;Ld、Lq分别为dq轴上的电感;ψf为转子永磁体磁连;rw为转子角速度。
将磁链方程式(2)代入转矩方程式(3),可得
为分析方便,将式(4)标幺值化,即
式中,Ten为转矩标幺值;iqn为交轴电流标幺值;idn为直轴电流标幺值。其基值定义为
于是有
因为
则最大转矩电流比控制问题可以等效为式(5)满足式(4)转矩方程的条件极值问题。作拉格朗日函数
将式(6)对id、i q和λ求偏导,并令各等式为0,同时注意到求解得
式(9)反映了最大转矩电流比控制时电机电磁转矩与两个电流分量的关系,如图1所示。
可以看出,对于凸极式永磁同步电动机,由于其Lq>Ld,采用最大转矩电流比控制时其id<0,也就是说,是通过利用直轴电流的去磁作用来实现最大转矩电流比控制的。因此,实际使用时必须注意对id的控制,要考虑磁路饱和影响或功角特性的约束[2]。
通过上述分析,可以采用式(8)和式(9)或图1所示的关系,对电机的交直轴电流进行实时控制,即可实现对PMSM的M T P A控制。
具体的结构框图如图2所示。从式(8)得到idn后,将其还原为真实值,作为直轴电流的参考值。假定在采样周期∆T内,转矩增量仅仅是由电流矢量幅值变化引起的,根据式(1)的关系,则可求得定子电压的参考值ud*和uq*,之后便可利用空间电压矢量脉宽调制技术调制出逆变器的开关信号,完成对电机的控制。
3 仿真实验
针对上述方法,采用Matlab/Simulink建立了系统模型,并进行了相关的仿真研究。所采用的PMSM电机参数如下:
从图3和图4可以看出,起动时在电机电流基本相同的情况下,采用上述最大转矩电流比控制时输出的电磁转矩明显大于id=0控制时电机的输出电磁转矩,从而加快了系统的动态响应过程。对应的速度响应曲线如图5所示;进入稳态运行后,在相同的转矩输出下,采用最大转矩电流比控制所需要的定子电流小于id=0控制时需要的电机定子电流,提高了系统运行的效率。
另外,根据文献[6]的研究,凸极率ρ=Lq/Ld越大则效果越明显,这对于大容量的伺服系统来说具有可观的节能意义。
4 结束语
本文研究了一种永磁同步电动机最大转矩电流比控制的实现方法,并进行了仿真实验研究。仿真结果表明,由于该方法在初始启动时刻即按照最大转矩电流关系对应的大小对交直轴电流进行控制,在系统容量有限的情况下,改善了系统的动态性能,提高了系统运行的效率。但是需要注意PMSM的最大转矩电流比控制是通过利用直轴电流的去磁作用实现的,并且去磁作用是随电磁转矩或定子电流的增大而增加,这将使电机功角迅速加大,不利于电机稳定运行。因此,在采用最大转矩电流比控制时必须注意电机的额定工作范围。
参考文献
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电流控制方法论文 第7篇
开关磁阻电机具有结构简单、成本低廉、坚固耐用、启动转矩大、起动电流小、耐高温、调速范围宽等优点[1],近年来受到国内外专家的高度重视。但是开关磁阻电动机特殊的双凸极结构特点,磁路和电路的非线性、开关性[2],使开关磁阻电动机的模型呈严重的非线性,无法用解析的方法来表示开关磁阻电动机的模型。与传统交直流电动机不同的是,开关磁阻电动机的转矩、磁链和相电感不仅与电流有关,还与转子的位置有关。目前对开关磁阻电动机的高性能控制大都需要电动机的模型信息,或者涉及到对开关角的优化问题。
文献[3]利用转矩模型,通过减小开关磁阻电动机峰值电流,在换相时利用线性转矩分配函数实现了开关磁阻电动机电流闭环控制。文献[4]介绍了直接瞬时转矩控制在电动汽车上的应用,通过转矩模型计算反馈转矩,最终实现了转矩的闭环控制,减小了开关磁阻电动机运行时的转矩脉动。文献[5]利用开关磁阻电动机磁链模型,设计了开关磁阻电动机无位置传感器控制方案,在低速和高速情况下均实现转子位置估计和速度计算,具有比传统方法更高的检测精度。文献[6]利用磁链特性和转矩曲线的优化,通过合理地分配与调节各相电流所对应的相转矩,实现了开关磁阻电动机转矩分配函数的控制。文献[7]通过神经网络自适应控制来对开关磁阻电动机在稳态的参数进行优化,实现单位安培转矩的最大化,最终达到转矩的优良控制。但是该文献需要分别训练两个神经元,这样的方法在很大程度上增加了开关磁阻电动机控制的复杂度。
文献[8]提出了一种全新的开关磁阻电动机高性能控制的方法。在该文献中,首次将交流电动机Dq旋转坐标变换思想引入开关磁阻电动机的速度控制中,并基于转矩模型实现了开关磁阻电动机的速度控制。与交流电动机调速相类似,该文献通过提前关断角来实现弱磁调速,提高了整个系统的调速范围。但是在该文献实现速度控制过程中,与转矩相关的一维表的计算非常复杂,而且不可避免的运用到电机模型数据,其控制方法还是存在一定的局限性。
本研究以文献[8]为启发,将开关磁阻电动机的参考电流通过旋转坐标变换,分配到相应的相,并经过一系列的处理,实现开关磁阻电动机电流的闭环控制。与前文所述的文献不同,本研究设计的控制方案不但可以消除对开关磁阻电动机高性能控制时控制器对电机模型的依赖性,同时不需要对开关角的计算,简化控制难度。
1 开关磁阻电动机的电流分配方法
1.1 旋转坐标变换
一般的电机控制中,速度环的输出可以作为参考电流或者参考转矩。本研究以四相8/6极开关磁阻电动机为研究对象,参照交流电动机坐标变换,对开关磁阻电动机速度环输出的参考电流进行旋转坐标转换处理,在保证功率守恒的情况下,参考电流与四相相电流的关系可以表示为:
式中:ix(x=a,b,c,d)—经过坐标变换后的四相相电流;ifq—速度环输出的参考电流;ifd—磁链虚拟控制电流;θd—电角度;α—用来协调给定电流与反馈电流间相位的相位调整系数,系数用来使变换前后功率守恒。为了方便研究经过坐标变换后参考相电流的形态特征,针对参考电流,α=π/2,ifd=0时经过坐标变换的后四相电流如图1所示。
由图1可知,转速环输出的参考电流经过坐标变换后得到的四相电流形式上呈正余弦函数,相位上彼此相差90°依次分布于坐标轴上。可以发现变换之后的电流存在负数部分,这不符合开关磁阻电动机的控制的机理,因此必须对电流进行处理。
1.2 电流正向化处理
在实际的开关磁阻电动机控制过程中,参考电流并不是恒定值,则经过坐标变换之后的参考电流并不是正余弦函数,可以看作是扭曲的正余弦函数,同样也会存在负数部分。因此必须对参考相电流进行正向化处理,在保证功率守恒的情况下去掉负数部分。文献[8]提出将参考相电流某一相的负电流,分配到相邻相参考电流的正数部分的方法来处理经过坐标变换得到的带有负数部分的参考相电流。变换公式如下:
式中:izx(x=a,b,c,d)—经过正向化处理后的参考相电流;函数u(x)—阶跃函数,其表达式可以表示为:
对图1作正向化处理得到的相电流如图2所示。
从图2可以看到经过正向化处理之后,参考相电流已经没有负数部分。图2虽然得出了与开关磁阻电动机实际运行相似的控制电流,但是每一个时刻电流都有重叠。这样的电流模式虽然能让开关磁阻电动机运行,但会大大降低电动机运行的效率。因此必须按照开关磁阻电动机的控制要求对得到的正向化参考电流进行进一步处理。
1.3 电流重叠区处理
开关磁阻电动机的开关角对电动机运行的性能有着很大的影响,而开关角决定了重叠角的大小。如果将图2所示的参考电流作为开关磁阻电动机的控制电流,其重叠角过大,必然会使开关磁阻电动机运行时效率低,转矩脉动严重。因此,必须对图2所示的电流进行整形处理。以文献[9]总结的转矩分配函数为原型,设计余弦型电流重叠区处理函数f(θ)为:
式中:θp—周期角,满足θp=360/Nr(Nr是转子的极数),不同的θ1、θ2和θov的选取可以方便地对izx的宽度和重叠区进行调节。其中izx(x=a,b,c,d)与irefx(x=a,b,c,d)满足:
和文献[9]中的转矩分配函数一样,f(θ)的形式并不固定,除了余弦型以外,本研究还给出了直线型、指数型和立方型,式(6-8)给出了这3种函数的表达式。
在式(8)中,fup(θ)和fdn(θ)的表达式为:
与转矩的分配类似,经过电流重叠区处理函数处理之后的四相参考电流,已经将重叠区分离开,每一相都有自己独立的导通区和与相邻相重叠导通区,可通过对函数参数的选取来控制重叠区的大小和电流波形的宽度,达到最佳控制效果。
对电流的控制目的是间接对转矩进行控制,使转矩恒定,并通过稳定的转速来表现。对开关磁阻电动机的转矩脉动抑制一直是开关磁阻电动机研究领域研究的热点。下面以电流的控制出发点,达到输出恒定转矩的目的。经过电流分配后的四相电流irefx(x=a,b,c,d)形式与开关磁阻电动机电流类似,将这四相电流看作成电流矢量,其中电流每一时刻A相不可能和C相同时作用,B相不可能和D相同时作用。因此可以对参考相电流建立这样的α-β坐标系:
经过f(θ)处理后的参考电流能满足:
式中:C1—常数,式(11)将四相电流转化为同时作用的两相电流,总转矩T可以表示为:
式中:Tα,Tβ—由两相电流所产生分转矩,假定开关磁阻电动机的电感上升区和下降区是线性的,可以得到:
式中:C2—常数。实际情况下电感上升区和下降区并不是线性的,要让总转矩T为恒定值,必须使每一相电流与相邻两相电流的重叠部分角度在四相8/6极开关磁阻电动机实际电感曲线的阴影部分范围内,这一部分的电感上升区或下降区可以近似看作是线性的[10]。
开关磁阻电动机实际电感曲线如图3所示。
2 开关磁阻电动机调速系统的设计
在传统开关磁阻电动机转速、电流双闭环控制系统中,速度PID输出作为给定转矩,通过转矩分配函数将给定总转矩分配给各相,然后利用已经建立好的转矩模型,通过查表得到给定的四相电流,与电机端的反馈电流形比较,利用滞环控制器或者PID控制器就能形成电流闭环控制。
与传统方法相区别,本研究对开关磁阻电动机的控制,将速度PID输出作为给定电流进行电流分配处理,得到各的相参考电流可以直接作为参考电流,无需作其他变换。最重要的是,相对于传统的电流闭环控制,本研究的方法更为简便,无需依赖电机关于电流磁链、转矩、位置等变量的模型数据,也无需对复杂的开关角进行计算。电流分配方法的内部框图如图4所示。
系统整体控制框图如图5所示。
从控制框图上看,只需通过电流分配方法就能得到给定的四相参考电流,大大简化了开关磁阻电动机的控制难度。图4中电流分配方法的内部框图,下面有几点进行说明:
(1)θd—电角度,对于四相8/6极开关磁阻电动机,电角度θd与机械角度θ的关系θd=6θ。
(2)ifd—磁链虚拟控制电流,ifd=0是实现d、q轴的电流解耦,有些时候需要控制ifd<0,来使其起到弱磁作用。
(3)在有些时候,经过重叠区处理函数之后的参考电流幅值可能过大或者过小,作为电机运行时的参考相电流时,可能会影响电机运行的性能,可以通过对电机参考相电流进行幅值的调整。调整方法为将相电流与一个正增益k相乘,得到最终的参考相电流。
3 仿真结果与分析
为了验证电流分配方法的正确性与有效性,本研究利用Matlab/Simulink建立了基于电流分配方法的开关磁阻电动机速度控制系统。仿真系统中,开关磁阻电动机仿真模型是通过实验法对某国产开关磁阻电动机建模得到,电动机基本参数如表1所示。
3.1 速度跟踪
本研究对搭建的仿真系统进行了两种类型的转速跟踪研究,给定的转速分别是ω*=1 000 r/min和ω*=1 000 sin(40πt)r/min。两种给定转速运行时,负载转矩的值都是从0.5 N·m到仿真进行到0.05 s时跳转到1 N·m,仿真结果如图6、图7所示。
3.2 仿真结果分析
通过两种转速的仿真,分析得到以下结论:
(1)从图6(d)和7(d)可以看出通过电流分配函数处理之后的给定相电流能够满足开关磁阻电动机的控制电流要求,成功实现了开关磁阻电动机电流的有效控制。
(2)从图6(e)和7(e)可看出,电流α-β坐标下iα和iβ近似为以原点为圆心的圆,满足式(12)。转矩在α-β坐标下近似为以原点为中心,四个边与坐标轴成45°夹角的正方形,近似满足预期的Tα与Tβ之和为常数,这样的设计保证了整个调速系统输出的总转矩恒定,从图6(c)和图7(c)的总转矩波形可以看出,总转矩波形稳定,转矩脉动低。
(3)由6(a)和7(a)的速度跟踪可以得出,开关磁阻电动机的电流分配方法能实现转速的快速跟踪,在负载转矩变化时系统能实现平滑过渡,迅速达到另一个稳定状态。
(4)本研究对开关磁阻电动机调速系统设计中,没有利用到开关磁阻电动机关于电流-转矩-位置和电流-磁链-位置的模型信息,就能实现电流闭环控制,达到对转矩进行间接控制的目的,控制效果良好,转矩响应快速。
(5)开关角优化问题一直是开关磁阻电动机调速系统优化设计的难点,本研究的设计方法省去了控制过程中对开关磁阻电动机开关角的计算,降低了开关磁阻电动机的控制难度。
4 实验及结果分析
针对本研究介绍的电流分配方法的思想,笔者对某国产四相8/6极开关磁阻电动机进行了实验。实验平台由开关磁阻电动机、TI公司生产的TMS320C2812型号的DSP、电动机驱动电路和传感器组成。本研究设计了虚拟仪器Lab VIEW上位机显示界面,通过RS232串口实现下位机DSP与上位机实时通信。开关磁阻电动机的实验平台如图8所示。
实验波形如图9和图10所示,其中示波器采集相邻两相电流波形如图9所示;电机在稳态时某一时刻Lab VIEW波形图如图10所示。
图10同一转速下,第一张是转速波形,第二张是与图9相对应的。
经过电流分配方法变换后的相邻两相给定相电流波形。由实验结果可以得出如下4点结论:
(1)图9和图10可以看出,本研究设计的基于电流分配的思想具有可行性。通过电流分配,可以将转速PID控制器输出的给定相电流,分配给各相,得到有效的开关磁阻电动机的控制电流,实现开关磁阻电动机的转速控制。在没有设定开通角与关断角的情况下,在不同转速、负载等情况,开关磁阻电动机相电流的重叠角度不同。
(2)图10(a~f)中转速波形可以看出,在低速情况下转速还存在一定程度的偏差,这与4个角度θ1、θ2、θov、α的选取有关,还与PID的参数有关,在实验条件(转速、负载)不同的情况下,上述7个参数的选取也不相同,可以通过参数的选取进行优化。
(3)图9与图10(a~f)中的电流波形与给定电流波形可以看出,电流滞环控制器能够实现反馈电流与给定电流的良好跟踪。图9所示示波器的电流很平稳,谐波很少可以看出本研究设计的开关磁阻电动机调速系统运行稳定。
(4)从图10(a~f)中可以看出,在正反转情况下开关磁阻电动机均运行良好。本研究仅对低速情况下进行了正反转实验,在中高速或者超高速情况下实验的参数选取还需要进一步探索。
5 结束语
借鉴交流电动机的坐标变换的思想,本研究设计了一种新颖的开关磁阻电动机速度控制方案。本研究的主要创新点可以归结为:
(1)利用坐标变换、正向化处理函数和宽度处理函数将开关磁阻电动机的给定电流分配给各相得到了有效的控制电流,其中电流宽度处理函数给出了4种不同的形式,不同形式的控制效果还需要进一步探索。
(2)在没有利用开关磁阻电动机关于电流、转矩、电感、磁链等模型信息的前提下就实现了开关磁阻电动机的电流有效控制,消除了控制系统的设计对模型的依赖性。另外,在对转矩脉动的抑制方面本文设计的方法也具有良好的效果。
(3)利用电流分配的方法对开关磁阻电动机进行控制,可以完全不考虑复杂的开关角计算问题,简化了系统的控制设计,为开关磁阻电动机的控制提供了一个新的研究方向。
参考文献
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电流控制方法论文 第8篇
关键词：谐波电流,延时补偿,π补偿预估器,动态响应
0 引言
随着电力电子设备在配电网中广泛使用,企业配电网中的谐波污染问题日益严重,每年给企业经济造成了巨大损失。而无源滤波器只能对各次谐波进行滤除,且易与电网产生谐振,已不能满足对谐波抑制的要求[1,2,3]。有源滤波器也是抑制谐波的一种重要手段,其原理是从需要补偿的目标中寻找到谐波电流,再由补偿设备生成一个与该谐波大小相等而极性反相的补偿电流与谐波电流相互抵消[4]。有源滤波器能够对各次谐波进行动态补偿,且响应周期短,从而在电网谐波滤除中得到广泛应用。但有源滤波器也存在容量小、结构复杂以及使用成本过高等缺点,为此很少单独在配电网中使用。因此,通常情况下使用有源电力滤波器与无源电力滤波器相互结合组成混合型有源电力滤波器,从而实现谐波滤除的目的[5,6,7]。
在有源电力滤波器中对电流精确跟踪控制直接影响了滤波器整体性能,而评价系统性能的两个指标是系统响应速度和稳态补偿精度,针对提高滤波器性能广大学者提出了众多方法。目前有源滤波设备多采用数字化的控制器,实现比较灵活,但存在延时现象,对滤波器性能造成了严重影响,对于混合型有源滤波器由于其结构特殊,延时对其影响相比于单独的有源滤波器更为严重。Smith预估控制随着计算机的不断发展,已经成为解决工业延时滞后的有效方法之一,simth预估计具有对设定值的改变响应速度快,跟踪精度高等优点。但是,Smith预估器对被控对象的数学模型要求较高,这一点在工程应用中比较难实现,此外传统的Smith预估器受到参数的限制无法使系统趋于稳定[8,9,10]。
本研究以注入式混合的有源电力滤波器(injection hybrid active power filter,IHAPF)作为研究对象,因控制延时能够对系统产生影响,故将电网中谐波电流转变为谐波电压信号,提出基于延时补偿的谐波电流信号跟踪控制方法。该方法主要由π补偿Smith预估器与神经网络PI控制组成。π补偿Smith预估器使系统延时过程中从控制的闭环内部转换到外部,从而减小控制延时对系统的影响。通过PSO-BP算法对PI控制器参数进行优化处理。由ITAE准则建立Smith预估器与PI控制参数之间的数学表达式,由此关系和神经网络优化的方法得到两种控制器的最优参数。最后笔者对本研究提出的方法进行仿真验证。
1 IHAPF结构与谐波电压信号控制
IHAPF结构如图1所示。它主要由无功补偿电容器、基波谐振支路、电压型逆变器、不可控整流电路等组成。
IHAPF的谐波单相等效电路如图2所示。
为了对图2中的谐波电流进行滤除,可将逆变器中的输出电流ic控制为:
负载被看作谐波电流源ih;uc;ic—逆变器的输出电压与输入电流;is—电网中谐波电流
则有:
传统的电流控制方法如图3所示。
G0—ic与uc之间的传递函数,控制器采用传统的PI控制方法进行控制
由图2,传递函数G0可表示为:
结合式(1~3)可得:
式中:uh—负载的谐波电流ih经过传递函数1/G0输出的电压信号—谐波电压信号。
由于传递函数G0阶数较高,在极点配置上比较难实现,本研究结合将(4)式谐波电压信号作为控制目标,并考虑到IHAPF系统中存在延时现象从而影响了电流跟踪控制,则实际的电压信号跟踪控制框图如图4所示。
图4中,uc、-uh之间的传递函数为:
式中:τ—IHAPF系统的控制延时,Gc(s)—传递函数,Gp(s)—电压型逆变器的传递函数。
由式(5)可以看出,在方程中包含了延时项,此延时项会对系统的稳定性与控制性能造成影响。
2 改进型smith预估器的电流跟踪控制
本研究针对延时对IHAPF系统的控制能够产生影响,提出了一种基于改进的Smith预估器电流补偿方案。
控制框图如图5所示。
改进的Smith预估器主要由神经网络对参数进行优化的PI控制器与一个π补偿Smith预估器组成。
由图5可以得到如下关系式:
综合式(6),可以简化得:
由上式可得:
从而可得逆变器的输出电压uc与参考电压信号uh两者之间的传递函数为:
由上式可以看出,在特征方程中没有了延时这一项,说明该系统能够有效的消除延时对系统造成的不良影响。此外在方程中有e-πs,表明uc比uh滞后了π,从而与谐波的电压信号大小相等、极性相反,起到了式(4)的控制效果。由式(9)可以得到:等效图5的电压信号控制框图如图6所示。
2.1 改进的PSO-BP神经网络权值学习算法
神经网络示意图如图7所示。
根据IHAPF的具体运行状态,选择神经网络的输入层神经元个数为P=4;输出层神经元数目M=2。
网络的输入层输入为:
对应于IHAPE系统中的电压给定值Uc,电容电压的实际值为U1,两者之间的差值E0与谐波电压信号差值ue网络隐含层的输入以及输出为:
式中:wij—连接权值,f()—激励函数。
网络输出层的输入以及输出为:
其中,输出层以及输出节点分别对应PI控制器中的参数kp、ki。
神经网络性能指标假设为:
本研究通过传统的BP算法与粒子算法上对网络权值调整进行了改进。网络权值的修正量为:
式中:w—惯性系数;c1,c2,c'1,c'2—加速度权重;r1,r2,r'1,r'2—0~1的随机数。
在传统BP算法基础上结合式(16,17),可得到PSO-BP权值修正算法:
其中:
2.2 π补偿Smith预估器参数的辨识
在图6中π补偿Smith预估器参数是不可知的,本研究利用ITAE准则建立π补偿Smith预估器参数与PI控制器参数之间的关系表达式,从而实现参数的有效辨识。在文献[11]中比较准确地对逆变器进行建模,并建立了如下表达式:
式中:kinv—传递函数的过程增益常数,Tinv—惯性常数。
因IHAPF的延时性,则被控对象的传递函数为:
设:
式中:kp—控制器增益,Ti—控制器积分时间。
将式(20,22)代入到式(9)中可得:
以ITAE为准则的二阶最佳极点方程为:
式中:wn—无阻尼振荡的频率,ξ—阻尼比。
其中,wn为:
通过对比式(22)与式(23),可以得到逆变器的传递函数和PI控制器中参数之间的数学表达式:
通过式(24)、式(25)可以得到电压型逆变器的具体参数大小,从而实现Smith预估器模型的辨识。
3 仿真分析
为了验证本研究所提方法的有效性,将本研究的方法应用到IHAPF系统中并进行了仿真分析,并将本研究所提算法与传统PI算法进行仿真对比。仿真参数为:电源电压为AC380 V/50 Hz;等效电感Ls=1 m H;注入电容CF=100μF;基波支路的电感L1=40 m H,电容C1=249μF,品质因数Q=50;输出滤波电感L0=0.5 m H,输出滤波电容C0=24.1μF,等效电阻R0=0.09Ω。PSO-BP算法中的参数为:加权因子w=0.4,c=0.03,L=0.03,c1=c2=2,c'1=c'2=1.4。
负载发生变化时采用不同方法下电流仿真波形如图8所示。
从图8中可以看出,在1 s时负载发生变化,传统的PI控制方法下电流经过3.5个时间周期才能慢慢地趋于稳定。而采用本研究的方法下仅需要1.5个时间周期电流波形便能趋于稳定。
为了进一步证明本研究所提算法的有效性,笔者进行了相关实验研究。采用本研究算法对电流补偿前后的电流波形图如图9所示。
由图可以看出,治理后的波形相比治理之前有了很大提高,波形几乎接近于正弦波形。
4 结束语
由于控制系统的延时特点能够对系统整体性能造成不利影响,本研究提出了一种新的电流补偿方法,以消除系统时间滞后问题。该方法主要由π补偿Smith预估器与神经网络PI控制组成。π补偿Smith预估器使系统延时过程中从控制的闭环内部转换到外部,从而减小控制延时对系统的影响。通过PSO-BP算法对PI控制器参数进行优化处理。由ITAE准则建立smith预估器与PI控制参数之间的数学表达式,由此关系和神经网络优化的方法得到两种控制器的最优参数。
最后的仿真与实验结果表明,本研究提出的电流补偿控制方法是正确的和有效的。
参考文献
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电流控制方法论文 第9篇
关键词：永磁容错电机,数字滞环,变占空比,电流跟踪
1 引言
电机的控制实质是转矩的控制, 而控制好电流就能控制好转矩。即实际电流跟踪给定越好, 转矩脉动就越小。电流滞环控制有易于实现, 快速的动态响应等优点, 被广泛采用。
模拟滞环控制电路结构简单, 响应快, 但有开关频率不固定和谐波分布复杂等缺点, 针对这些不足, 文献[1]提出了一种采用锁相环技术实现定频的控制方法, 文献[2]提出了变环宽的自适应控制方法。国内也有些学者对开关频率的分析计算以及实现定频控制做了一些研究[3,4,5]。然而这些方法较为复杂, 不易实现。
随着计算机技术和DSP的迅猛发展, 调速系统的全数字化乃大势所趋。数字系统因易于编程 (可实现复杂算法) 、移植性强的优点, 被广泛采用。数字滞环控制具有开关频率固定的优点, 但电流跟踪性能不好, 尤其在高速时对信号难以跟踪, 电流谐波较大。目前国内对数字滞环研究较少[6], 本文利用数字滞环可编程的特点, 提出一种基于变占空比的数字滞环改进方法。并基于永磁容错电机控制系统, 对该方法进行了仿真和实验研究。
2 永磁容错电机控制系统
图1给出了永磁容错电机控制系统框图。外环为转速环, 通过转速PI控制器得到转矩给定送给最优转矩控制器, 同时最优转矩控制器接受转速位置信号以及故障信号 (包括各相绕组短路、断路故障和开关管故障) , 通过特定算法[7]计算出各相电流给定值, 最终由电流滞环控制器保证各相电流跟踪给定电流, 实现系统的可靠以及一相故障容错运行。因此电流的跟踪好坏直接影响系统的容错性能和输出性能。本文主要针对数字滞环的跟踪性能及改善方法进行讨论。数字电流滞环基于TI的DSP TMS320 LF2407A编写软件实现。
3 数字电流滞环分析
3.1 传统数字电流滞环[8]
永磁容错电机的各相绕组均采用单相H桥驱动, 如图2所示。以A相H桥拓扑为例, 分析电流跟踪的物理过程。图3给出了数字电流滞环的电流跟踪图, 假设电流为正且逐渐上升。
图3中, T为一个控制周期, 在B处实际电流ia稍大于参考电流i*a。此时, 从B到C的一个采样周期内, 电流跟踪误差最大, 以此周期为例进行分析。在B点开始时, 母线电压反向加在绕组两端, 则有
A相绕组反电势:
式中:Ψa为A相绕组匝链转子磁链;Ψf为永磁体磁链;ω为定子电流角频率;θ为电角度。
由于最优转矩控制算法能够保证反电势和电流同相位, 可令
i*a=-Iasin θ (4)
结合式 (1) ～式 (4) 可得, C点的电流跟踪误差
由式 (5) 可知, 影响数字电流滞环的跟踪误差有以下因素:
1) 与控制周期T有关, 控制周期越小 (采样频率越大) , 电流的跟踪误差就越小。但同时控制周期受到功率器件开关频率和DSP处理速度的限制, 取值也不能太小;
2) 与转速ω相关, 转速越高, 跟踪误差越大, 甚至难以跟踪;
3) 与电角度θ (即ωt) 有关, 跟踪误差是电角度θ的函数, 转子位置不同时, 电流跟踪误差也不一样, 并且与电角度θ成复杂的非线性关系。
3.2 变占空比数字电流滞环
传统数字电流滞环在每个控制周期内, 实际跟踪电流的占空比为1或0, 即电流只能单方向变化 (上升或下降) 。受到控制周期的限制, 在转速较高或反电势较高时, 电流变化快, 导致一个控制周期内电流跟踪误差大, 输出转矩脉动必然很大。甚至造成电流不能有效跟随, 系统失控。
针对以上传统数字滞环的缺点, 一种变占空比 (无特别说明, 占空比D均指电流上升时占空比) 数字电流滞环控制方法提出如下。
图4给出了占空比等于1和小于1的电流跟踪情况。在一个控制周期内, 图4a中实际电流ia上升 (AC段) 或下降 (CE段) , 且PWM信号占空比D=1或0;图4b中实际电流ia一定是先上升后下降, 当起始时刻实际小于给定值时, PWM信号占空比Dup=tAM/T (AMC′段) 。当起始时刻实际大于给定值时, PWM信号占空比Ddown=t NC′/T (C′NE段) , 且满足:
Dup+Ddown=1 0.5<Dup<1 (6)
传统数字滞环满足Dup=1, Ddown=0, 如图4a所示, 在C点处电流尖峰较大。当Dup<1时, 如图4b所示, C点由C′点取代, 有效降低了电流尖峰, 电流跟踪性能得到改善, 然而占空比过小或不恰当, 在电流值较大 (正弦波波头附近) 时, 电流难以跟踪, 甚至失控。因此, 如何选取适当的占空比尤为重要。
由式 (5) 可知, 在控制周期选定的情况下, 电流跟踪误差与转速、电角度成复杂的非线性关系, 我们可以通过计算仿真软件求解出占空比与转速、电角度的关系式, 较为繁琐, 不易实现。为了初步探索占空比变化对输出电流跟踪性能的影响, 本文取小于1的几组恒定占空比, 对该控制方法进行了仿真和实验研究。
4 硬件与软件设计
4.1 硬件平台
图5给出了系统硬件平台, 控制器分为上板DSP控制板和下板驱动板, 电机为实验室一台永磁容错实验样机, 加载台选用航天机电CC-10LW型测功机。
4.2 软件设计
本文提出的变占空比算法是基于DSP2407永磁容错电机控制平台, 编写汇编语言实现。如图6所示, 通用定时计数器设置为增减计数模式, 可产生对称的PWM波形, 控制周期选定可通过设定TxPRD值得到, 假定PWMx高有效对应电感电流上升 (反之, PWMx+1高有效对应电感电流下降) , 在定时周期1开始时刻, 实际电流大于参考电流, 由此可计算得到该周期PWMx的占空比为
Ddown=CMP_L/TxPRD (7)
在定时周期2开始时, 实际电流是小于参考电流的, 该周期PWMx的占空比为
Dup=CMP_H/TxPRD (8)
通常设定式 (7) 、式 (8) 满足式 (6) , 因此, 可以通过设定CMP_L和CMP_H的值, 来设定D<1的某一恒定占空比。图7给出了定时器中断子程序流程图。
5 仿真和实验分析
本文根据实际样机, 建立了变占空比的Matlab/Simulink永磁容错电机控制系统仿真模型。仿真参数为:Kp=0.01, Ki=0.2, 直流母线电压Ud=270 V, 控制周期T=62.5 μs, 转速n=1 500 r/min, 额定转矩TN =1 N·m。
图8a～图8d分别给出了n=1 500 r/min时不同恒定占空比的电流仿真波形。由图8可知, 当占空比从D=1 (传统数字滞环) 变化到D=0.8和0.6时, 电流波形正弦度越来越好, 谐波明显减小, 当占空比降至0.55后, 电流在较大时, 无法跟随, 波形发生畸变。
在仿真的基础上, 利用实验室的1台六相10极永磁容错电机进行了实验验证。加载1 N·m的实验波形如图9所示。
图9a～图9d给出了转速为1 500 r/min, 转矩为1 N·m时分别取恒定占空比D=1, D=0.8, D=0.6, D=0.55的电流实验波形。由图9可知, 给定电流均为正弦波, 实验和仿真结果基本一致, 当占空比从D=1变化到D=0.8和0.6时, 实际电流波形正弦度越来越好, 谐波明显减小, 当占空比降至0.55后, 电流值较大时, 实际电流无法跟随给定电流, 波形发生畸变。与前文分析一致。
从上面的分析可知, 数字电流滞环取得小于1的恒定占空比时, 电流的谐波含量明显减少, 当D越小时, 改善效果越明显。但D过小时, 会导致电流无法有效跟随, 甚至系统失控。因此, 在实际应用中如何选取一合适的占空比, 需综合考虑系统的特性初步计算得到, 必要时可仿真。
6 结论
本文对传统数字电流滞环控制电流跟随脉动大的产生原因进行了分析, 提出了一种变占空比的数字电流滞环控制方法。并对其进行了仿真和实验研究。仿真和实验结果表明, 该方法较好地改善了电流的跟随性能, 电流正弦度较传统数字滞环更好, 这样必然会减小电机输出转矩脉动。该方法对一般永磁电机数字电流滞环控制亦适用, 为改善数字电流滞环控制的性能提供了新思路。
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