逆变电流论文范文

逆变电流论文范文（精选8篇）

逆变电流论文 第1篇

关键词：并网逆变器,LCL滤波器,多次采样,控制延时,单闭环

0 引言

近年来,光伏、风电等新能源发电技术越来越受到人们的关注,并网逆变器是并网发电系统的重要器件。随着并网逆变器功率的增大,LCL滤波器较L滤波器在滤波效果、成本和体积等各方面都有较大优势,从而得到广泛应用,但LCL滤波器为三阶系统,存在谐振问题[1]。目前,脉宽调制(PWM)并网逆变器主要采用基于DSP的数字控制,实现过程中会引入控制延时,从而限制了系统的带宽和稳定裕度[2],对LCL滤波并网逆变器控制提出了更高的要求。

为解决LCL滤波器的谐振问题,一般采用无源阻尼法和有源阻尼法。无源阻尼法通常采用电容支路串电阻[3,4],这种方法实现简单,但增加了系统损耗。有源阻尼法基本思路是在电流环中增加额外的控制变量反馈达到增加阻尼的目的[5,6],但这样需要增加传感器,无疑增加了系统成本。于是,基于无传感器的有源阻尼法得到广泛研究[7,8,9,10],根据系统参数估计所需变量或通过状态观测器得到控制变量,这很大程度上取决于系统参数的精度,如果系统参数不精确或发生变化,会影响系统控制性能。由此可见,增加额外阻尼虽然在一定程度上提高了系统稳定性,但综合考虑控制性能以及成本等因素的控制系统设计难度也有所增加,所以不增加额外阻尼的电流单环控制研究具有很大的价值和意义。

LCL滤波器常用于大功率并网逆变系统中,开关频率较低,控制延时较大,则延时问题对系统控制性能的影响不能忽略。而无源阻尼法和有源阻尼法都只是为增加系统阻尼抑制谐振峰,没有从根本上消除延时影响系统稳定性的问题。针对数字控制延时的问题,文献[11]研究了L滤波并网逆变器的多次采样电流控制,研究表明多次采样能够提高系统带宽,但没有考虑LCL滤波器谐振问题,也没有对延时特性进行定量研究。文献[12]在LCL滤波并网逆变器控制中运用了多次采样的控制思想,指出该方法可以减小控制延时,但文中加入了陷波器结构,而陷波器设计与滤波器参数有关,如果参数不精确或发生变化,会影响系统控制性能,而且文中也没有对多次采样延时特性进行定量分析。所以,对于LCL滤波并网逆变器,综合考虑简化控制结构和减小控制延时的研究具有一定的必要性。

针对上述问题,本文研究了基于多次采样的LCL滤波并网逆变器电流单闭环控制方案。首先,分析了常规的基于单次装载的PWM控制延时对系统稳定性的影响,在此基础上,研究多次采样控制方法,并对其延时特性进行定量分析,进而分析了在多次采样条件下LCL滤波并网逆变器可以获得较高的控制带宽和较大的稳定裕度。最后,通过实验验证了理论分析的正确性和所提方案的可行性。

1 控制延时对系统稳定性影响分析

1.1 基于数字信号处理器(DSP)的PWM装载模式

在基于DSP的并网逆变器数字控制过程中,PWM波通常是由DSP的PWM发生器中比较寄存器的值与产生三角载波计数器的值相比较得到的。PWM装载就是指将由采样数据经过控制算法计算得到的调制波信号值写到比较寄存器中。通常情况下,可将DSP设置为调制信号在三角载波波谷处(或峰值处)装载,这样一个开关周期内调制信号装载一次,这种情况为单次装载(single-update),如图1(a)所示,Ts为开关周期,Tc为采样周期,Ts=Tc,虚线箭头表示在载波波谷时刻装载调制波信号;也可将DSP设置为调制信号在三角载波波谷处和峰值处各装载一次,一个开关周期内调制信号装载两次(double-update)[13],如图1(b)所示,Ts=2Tc,虚线箭头表示在载波波谷处和峰值处装载调制信号。

1.2 单次装载PWM数字控制延时分析

三相LCL滤波并网逆变器主电路拓扑及其控制如图2所示,电流控制采用基于逆变侧电流单闭环控制,为简化分析,通常忽略滤波器的等效杂散电阻。

在基于DSP的数字控制中,为解决最大占空比受限问题[14],通常采用滞后一拍控制,所以控制信号延时一个采样周期Tc。而且PWM调制为脉冲调制,其本身固有的特性造成PWM更新存在延时,文献[15]对这一过程分析表明其具有零阶保持器效应,可等效为纯延时环节,延时时间为采样周期的一半,即Tc/2。所以,基于单次装载的PWM数字控制实现过程中,相当于在电流环中引入了延时环节,延时可分为一拍滞后延时和PWM更新延时,总延时时间Td=Tc+Tc/2=3Tc/2=3Ts/2,而延时环节的频域响应会引入相角滞后,且延时时间越大,相角滞后越大[16]。

1.3 基于单次装载的LCL滤波并网逆变系统稳定性分析

根据图2,可得电流环连续域控制框图如图3(a)所示。图中,Gc(s)为PI调节器,传递函数为Gc(s)=Kp+Ki/s;引入延时环节为;不考虑电网电压影响,逆变器侧电流I1(s)与逆变器侧电压Uinv(s)关系如式(1)所示。将图3(a)的连续域控制模型进行离散化得离散域控制框图,如图3(b)所示,其中PI调节器采用后向差分离散化,如式(2)所示;延时环节包括一拍滞后延时和PWM更新延时,一拍滞后延时离散域传递函数如式(3)所示;由于PWM更新环节具有零阶保持器效应[15],将被控对象按零阶保持器法进行离散化,如式(4)所示。

式中:Kp,Ki分别为PI调节器的比例系数和积分系数;Tc为采样周期。

其中,

由图3(b)和式(2)至式(4)可得系统开环传递函数如下。

根据式(5)可得系统随PI调节器中比例系数Kp由小到大的根轨迹如附录A图A1所示,系统相关参数在第4节中给出。从图中可以看出,在不考虑一拍滞后延时的情况下,有极点分布在单位圆内,系统可以稳定,而在低开关频率条件下,考虑一拍滞后延时,有极点始终位于圆外,系统不稳定。由此可见,延时较大时会影响系统的稳定性。

2 基于多次采样的PWM控制

2.1 多次采样控制基本原理

多次采样控制是指数据的采样和调制信号装载的频率为N倍的开关频率,此处定义N为多次采样系数,即fc=Nfs(fc为采样频率,fs为开关频率)。一般N≥2,其中N=2可以视为多次采样的一种特殊情况,即为两次装载,文献[15]对这种情况也进行了研究,分析结果表明,两次装载的PWM更新延时为Tc/2,一拍滞后延时时间为Tc,总延时时间为3Tc/2,又因为Tc=Ts/2,所以总延时时间也可以表示为3Ts/4。与单次装载相比,两次装载控制延时有所减小,且系统中寄生参数等也能起到一定的阻尼作用,此时系统可以稳定,但稳定裕度较小,控制系统随Kp由小到大的根轨迹见附录A图A2。可以看出,采用两次装载系统稳定裕度较小。增加多次采样系数可进一步减小延时。

图4(a)为多次采样PWM调制原理示意图,由当前采样时刻的采样数据计算得到的调制波信号在下一个采样时刻装载,调制信号的装载频率与多次采样系数N有关,实际上当N=1时即为单次装载,当N=2时即为两次装载,而当N→∞时,即多次采样的极限情况是模拟控制中的自然采样。

2.2 多次采样控制延时分析

由于在多次采样条件下仍采用滞后一拍输出,所以其延时同样包含一拍滞后延时,但延时时间由单次装载条件下的Ts减小为Ts/N。对于PWM更新延时,当N>2时,并不是每一次装载后的调制信号都与载波相交,此时分析单次装载和两次装载PWM更新延时的方法有一定的局限性,下面根据文献[17-18]中运用小信号的分析方法来研究多次采样条件下的PWM更新延时情况。

多次采样在一个开关周期内的PWM调制示意图如图4(b)所示。m为调制波模拟信号,M为采样后阶梯状数字调制波信号,图中数字调制波信号幅值为Mk1和Mk2时分别与载波上升段和下降段相交,相交时刻分别设为T1和T2,m与载波相交于t1和t2。这里定义符号tN[tk]表示tk时刻前距离tk最近的一个装载时刻,则图4(b)中tN[T1]和tN[T2]分别表示幅值为Mk1和Mk2调制波信号的装载时刻。

m与载波相交产生PWM脉冲y(对应图4(b)中实线),Mk1和Mk2与载波相交产生PWM脉冲Y(对应图4(b)中虚线),则小信号脉冲。根据文献[17-18]中的分析方法可得,PWM输出脉冲与输入调制波频域响应之比如下式所示:

其中,

式(7)中D为占空比,根据式(6)和式(7),可得式(8)。由式(8)可以看出,在多次采样条件下,调制信号经过PWM环节后,幅频响应近似为1,即幅值近似不变,延时时间为Ts/(2 N),即Tc/2。

实际上,这种分析方法同样适用于单次装载和两次装载的情况。当N=1时,tN[DTs/2+Ts/(2 N)]=0,由式(8)可得式(9);当N=2时,tN[DTs/2]=0,由式(8)可得式(10)。式(9)和式(10)表明,单次装载的PWM更新延时为Ts/2,两次装载的PWM更新延时为Ts/4,与前文分析的结果是一致的。

综合以上分析,多次采样条件下电流环回路中延时环节同样包含一拍滞后延时和PWM更新延时,总延时时间为Td=Ts/N+Ts/(2 N)=3Ts/(2 N),相比于常规单次装载条件下的3Ts/2明显减小,而且随着N的增大,延时时间将会进一步减小。在实际应用中,通常综合考虑控制性能和硬件成本来设计N值,文献[11]中分析表明,当N=8或N=16时可以获得接近连续域控制的动态响应性能,再增加采样次数对控制性能改善不大,而且对硬件元件和控制芯片运算速度要求较高。同时考虑到方便DSP实现,本文中采用偶数次装载。

3 多次采样条件下LCL滤波并网逆变器稳定性分析

以上分析表明,多次采样能有效减小数字控制延时,为了比较单次装载和多次采样条件下系统控制性能,下面分析系统临界稳定时Kp值来比较不同控制条件下的控制带宽和稳定裕度。在保证系统稳定的前提下,系统稳定裕度可通过PI调节器参数取值范围反映出来[19],而在分析高频段的系统幅频特性时,积分系数影响很小,PI调节器可近似用Kp代替,Kp决定系统截止频率,Kp越大,则系统截止频率越高,系统动态响应速度越快[20]。所以Kp的取值范围可以在一定程度上反映出系统的稳定裕度与控制带宽。为增大Kp调节范围,实验中将电压电流采样后以电网电压、额定电网电流为基准值进行标幺化处理,分析稳定性时也将标幺化系数考虑在内。多次采样系数不同,采样周期不同,控制延时时间也不同,由式(5)的开环传递函数,4次装载(N=4)和8次装载(N=8)的多次采样条件下根据Kp由小到大得到的根轨迹如图5所示。从图中可以看出,多次采样条件下,Kp在一定取值范围内,极点位于单位圆内,则系统可以稳定,而且多次采样系数越大,Kp的取值范围也越大,即系统能获得最大带宽越大,动态响应性能越好,稳定裕度也越大。

根据根轨迹分析可知,在一个开关周期内不同的采样和装载次数下,Kp最大取值不同,即系统临界稳定比例增益不同,多次采样系数越大,Kp取值范围越大,则系统稳定裕度越大,因为多次采样系数越大,控制延时越小,则由延时导致的相角滞后越小,所以在系统稳定的前提下,Kp取值范围增大。说明在相同带宽条件下,多次采样系数越大,稳定裕度越大,同样的,在相同稳定裕度条件下,多次采样系数越大,Kp值越大,即带宽越大。

通过以上分析可以看出,对于LCL滤波并网逆变器,不加额外阻尼的电流单环控制,与常规单次装载数字控制相比,采用多次采样能有效减小控制延时,使系统稳定,而且能获得较高控制带宽和稳定裕度。

4 实验验证

为了验证以上分析,搭建了5kW的三相LCL并网逆变器实验平台,其中电网线电压有效值为110V,电网频率为50Hz,开关频率为2kHz,直流侧电压为210V。其中LCL滤波器参数的选取综合考虑满足有功及无功控制、电流跟踪响应和谐波电流指标的要求[21],逆变器侧电感为2mH,滤波电容为50μF,网侧电感为1mH。

图6为不同Kp值条件下,逆变器侧电流和网侧电流在突加负载情况下的动态实验波形图。单次装载条件下,根据对称最优化方法[22]取Kp=15,电流谐振而严重畸变,无法稳定运行,符合1.3节中的分析,此时采用多次采样,系统能够稳定运行,说明增加了系统稳定裕度,如图6(a)所示,其中4次装载和8次装载条件下实验波形见附录B图B1(a);但当增大Kp值,两次装载条件下电流也开始谐振,而4次装载和8次装载条件下,由于控制延时减小,仍能保持较好电流波形,如图6(b)所示,其中8次装载条件下实验波形见附录B图B1(b)。说明采用多次采样的电流控制,能够使原来不稳定的系统稳定,而且多次采样系数越大,系统稳定裕度越大,并获得较高控制带宽,与第3节中分析相符合。

多次采样条件下,不同Kp值时同步旋转坐标系中d轴电流跟踪和误差的实验波形见附录B图B2所示,由于两次装载的稳定裕度较低,图中为4次装载和8次装载的实验波形。可以看出,增加Kp值,可以提高系统带宽,电流动态响应更快,d轴电流误差能更快恢复稳态,而在常规的单次装载条件下,延时较大,系统不易稳定,从而限制了系统带宽,即动态响应受限,进一步证明多次采样电流控制方案在提高控制带宽方面的有效性。

5 结语

针对LCL滤波并网逆变器控制,研究了基于多次采样的电流单闭环控制方案。文中定量分析了常规单次装载和多次采样条件下的延时特性,分析结果表明多次采样能有效减小控制延时,增加系统稳定裕度,提高系统控制带宽。实验结果证明了本文理论分析的正确性以及多次采样电流控制方案的有效性。下一步工作将进一步研究在多次采样条件下的电能质量及其优化,以及该控制方案下多逆变器并网系统谐振抑制策略的研究。

逆变电流论文 第2篇

【关键词】MOSFET；大电压大电流；逆变器；并联均流

【中图分类号】TN91 【文献标识码】A 【文章编号】1672-5158（2013）04-0129-01

基于逆变技术的逆变器是一种高效节能装置，最典型的应用是利用逆变器的电动机调速节能，而现在应用到伺服系统中的逆变器主要是由GTR、MOSFET、IGBT及IPM组成，考虑到本文设计的低电压大电流逆变器是应用在低压范围，因此选择用MOSFET作为伺服驱动器的功率器件。

1、低电压大电流逆变器的关键技术

（1）逆变器的主回路，采用导通压降小的功率管来搭建系统各桥臂，如果采用导通压降大的功率管来搭建系统各桥臂，将使逆变器输出电压等级变低。

（2）逆变器系统的控制方法，现有逆变器系统大多采用恒压频比控制或采用电流直接控制方法，这些系统主要有直流母线电压利用率低，逆变器输出电压谐波含量大等缺点。而低压大电流逆变器采用矢量控制策略，可以很好控制电机运行，电压利用率高，逆变器调速平稳，矢量控制能够更好的控制电流大小，从而避免逆变器过流现象。矢量控制策略将被广泛应用于低压大电流逆变器中。

2、低电压大电流逆变器系统的整体结构

系统整体结构图如图1所示，系统由主电路、驱动电路、控制电路、电流检测、电压检测、速度采样、DC/DC电源模块、键盘显示、蓄电池组成。主电路为主回路电路和缓冲电路，驱动电路由IR2214驱动芯片加推拉式电路组成，由集成运放放大器构成的电流和电压检测电路。控制电路以TMS320F28335和CPLD为核心实现逆变器系统的控制功能。系统采用48V蓄电池供电。

3、低电压大电流逆变器的软硬件设计

3.1 逆变器主电路的设计

（1）逆变器主回路的设计

逆变器主回路由功率器件MOSFET并联组成，在U^p、Uⁿ、V^p、Vⁿ、W^p、Wⁿ六路信号的驱动下，输出交流电流或电压。本文要求设计的逆变器额定输出电流达到270A，最大输出电流500A。本文选用IR公司的大功率MOSFET管搭建逆变器的各桥臂，单管最大电流可达180A。为了满足课题对逆变器输出电流的指标要求，采用并联MOSFET的方式构造逆变器的各桥臂，逆变器每一桥臂由四路MOSFET并联实现。由于电流大的原因，逆变器主回路发热量大，所以主回路应具有很好的散热陛，因主回路中存在寄生电容或电感，采用缓冲电路来减小寄生电容电感。

（2）缓冲电路的设计

由于本文设计的低电压大电流逆变器，考虑到MOSFET管在开关过程中有电压或电流的突变，将引起器件上电压或电流的尖峰，严重情况下可导致功率管因过流或过压损坏，通常采用缓冲吸收电路抑制开关过程的突变；由于缓冲电路中缓冲电容、缓冲电阻选择不当也会引起功率管损坏，缓冲电路各参数的优化选取是非常必要的。器件开关时，只要尖峰电压或电流不超过功率管的工作范围就能够安全工作。相对于电流过载而言，MOSFET管的电压过载能力较低，缓冲电路主要是抑制器件的电压突变。经分析MOSFET管在导通过程中，不会引起过流和过压，而在关断过程中，由于电路中存在寄生电感，会使器件产生很高的尖峰电压，导致击穿MOSFET管。RCD缓冲电路如图2所示。Ds为缓冲二级管、Rs为缓冲电路中放电电阻、cs为电容。

（3）改善MOSFET并联均流的方法

改善MOSFET并联均流的方法主要有以下几种：①器件参数的选择。影响MOSFET均流的参数为：跨导G^m、阈值电压V^Gs（th）、输入电容C^m和通态电阻R^ds（on）。在选择并联元件时，尽量选取上述参数一致的元件并联。②电路布局和热耦合。电路布局的对称，加强各并联器件之间热耦合，将并联器件放置在同一块散热装置上。③寄生振荡。防止引线电感和输入电容之间产生高频振荡，主回路上加缓冲电路。

3.2 驱动电路的设计

IR2214是半桥式栅极驱动Ic，具有完整的软停机电机驱动保护，能够探测欠饱和状态或电源欠压，并向控制器发送故障信息，软关断电流关闭避免了功率节点过高或过低，保护开关器件免遭损伤，还有专用引脚来设置开通、关断和软关闭开关时间，可以对MOSFET起到很好的保护功能，具有较高的栅极驱动能力（输出电流2A，吸收电流3A）。但是其输出电流为2A驱动能力不够，不能驱动4个MOSFET并联，要进行功率扩展，所以在输出极接由三极管组成的推挽电路，其输出电流可达6A。

3.3 驱动电路的设计

3.3.1 DSP及其外围电路

（1）TMS320F28335 DSP处理器主要负责控制策略的执行，同时还实现了电流采样、电压检测、欠压保护、过压保护、过流保护、过热保护以及对RS232、CAN总线及JTAG等接口的通信功能。

（2）电源电路。TPS767D301为电源稳压芯片，输入电压5V，输出双路电压，分别为DSP提供1.9V和3.3V电压，1.9V用于DSP核心电压，3.3V用于DSP的I/O端口电压。5V电压由DC/DC隔离电源模块提供。

（3）JTAG仿真口电路。JTAG端口可以对TMS320F28335进行仿真分析、DSP芯片的调试工作、通过PC机将应用程序下载控制板。

3.3.2 检测电路及输入输出电路

（1）速度采样电路。电机自带增量式光电编码器，能够输出一个两相相位差是90°的正交编码脉冲。两相脉冲输出接速度采样电路，后接DSP的正交编码脉冲电路，分别用来检测牵引电机和提升电机的光电编码盘产生的正交编码脉冲，可以对正交编码脉冲进行解码和计数，测出电机的正反转；通过对脉冲序列计数，利用所得的计数值，计算得到电机的角位移和速度。

（2）温度检测电路。采用贴片式的温度传感器，直接检测功率板上的温度。

（3）开关量输入电路。输入开关动作通过开关输入电路给CPLD开关信号，共有4路开关输入信号。

（4）主线圈驱动接触器输出。驱动接触器输出电路采用OC门电路。

3.4 低电压大电流逆变器的软件程序流程

电压电流双闭环反馈逆变器并联控制 第3篇

在逆变电源设计中,多台逆变器并联运行是提高电源容量和增加系统可靠性的有效方法。逆变器并联运行的关键在于负载电流的分配,要使负载电流在每台逆变器之间均匀分配,就需要保证每台逆变器输出电压的幅值、相位及频率保持一致,否则将产生环流。负载电流分配不均将有可能造成个别逆变器过载,此外环流的存在将降低整个并联系统的效率及可靠性[1,2,3]。

目前,常用的逆变器并联控制策略主要有主从控制[4,5]、无互联线控制[6,7,8]及分散逻辑控制[9,10,11,12]3种,其中以采用环流功率进行均流控制的分散逻辑控制应用最为广泛。该控制思想是由建立在并机阻抗为感性基础上的电力系统同步电机并网理论演化而来,认为输出有功功率取决于相位差,输出无功功率取决于幅值差[13]。但是,为了减小装置的体积和提高系统的输出特性,一般采取减小甚至去除并机电感的并联方式,此时,逆变器的并机阻抗特性受逆变器反馈控制参数的影响较大,并联系统的均流性能不理想[14]。

本文分析了电压电流双闭环反馈控制单相逆变器并联系统中环流与逆变器基准信号幅值和相位的关系,提出了一种对逆变器输出电流进行有功、无功分解,然后对基准信号的幅值和相位进行解耦控制的并联控制策略,实验结果验证了该控制策略的可行性和有效性。

1 逆变器并联控制原理

单相逆变器由逆变桥和LC输出滤波器组成,通常采用输出电容电压瞬时值和滤波电感电流瞬时值双闭环反馈控制结构。电压外环采用比例积分(PI)调节器,控制输出电压uo跟踪基准正弦波电压uref的变化,kPu和kIu分别是PI调节器的比例和积分系数,PI调节器的输出作为电流给定iref;电感电流内环采用比例(P)调节器,kPi为比例调节系数,控制电感电流iL跟踪电流给定iref的变化,提高系统的动态响应能力。双闭环反馈控制的单相逆变器结构框图如图1所示。

双闭环反馈控制单相逆变器可以看作是理想电压源和其等效输出阻抗的串联,理想电压源的电压值为逆变器的空载输出电压。

其中,G(s)是增益系数,Z(s)为等效输出阻抗,它们都与逆变器输出滤波器参数L、C和双闭环反馈控制参数kPu、kIu、kPi有密切的关系,如式(2)和式(3)所示。

由于等效输出阻抗为复阻抗,可看作是纯电阻和纯电感串联构成,因此,可以把2台双闭环反馈控制单相逆变器构成的并联系统等效为如图2所示电路。

图2中

2台逆变器间的环流定义为[15]

在并联逆变器系统设计中,每个逆变器模块的参数都相同,因此有

其中,uref1、uref2分别为2台逆变器模块的基准正弦波信号。

环流可以分解为有功环流和无功环流,当2台逆变器基准信号相位相同而幅值变化时,基准信号电压幅值大的逆变器发出有功环流和无功环流,而基准信号电压幅值小的逆变器则吸收有功环流和无功环流。当基准信号电压幅值相同而相位变化时,基准信号相位超前的逆变器发出有功环流,吸收无功环流,而基准信号相位滞后的逆变器则吸收有功环流,发出无功环流。

2 有功电流和无功电流分解

逆变器并联控制的关键是控制每个逆变器模块的有功电流和无功电流,只要并联系统中每个逆变器模块的有功电流和无功电流完全相等,逆变器模块之间就没有电流环流,负载电流就能够在并联系统中均匀分配。

传统理论中的有功和无功都是在平均值基础上定义的,而瞬时无功理论是在瞬时值的基础上定义,不仅适用于正弦波,也适用于非正弦波和任何过渡过程。对于单相逆变器而言,要想计算有功电流和无功电流的瞬时值,都需要借助于瞬时无功理论中的方法。

由于瞬时无功理论是基于三相系统来定义的,对于单相逆变器,首先需要根据输出电流io构造三相电流[16],令

将ia延时π/(3ω)并反相得到ic,再用ia和ic构造ib得:

显然,ia、ib、ic为对称的三相电流,然后将其变换到α-β轴上得到瞬时分量iα和iβ:

再运用瞬时无功功率理论对其进行d-q变换,即可得到单相逆变器输出的有功电流和无功电流:

矩阵Cpq中sinωt是与逆变器输出电压同频的正弦波,它是由PLL电路得到的。

利用瞬时无功理论对单相逆变器输出电流进行有功和无功分解的原理框图如图3所示,分解得到的有功电流ip和无功电流iq经过低通滤波器(LPF)滤除高频分量后就得到了有功电流和无功电流的瞬时值和。

3 并联控制策略实现

在并联系统中,第i台逆变器模块输出的有功功率、无功功率与该模块输出电压的幅值和相位的关系满足:

根据式(12)可以得到根据有功环流和无功环流进行逆变器输出电压幅值、相位调节的解耦控制策略,如图4所示。通过对逆变器模块输出电压幅值和相位的调节,使每个逆变器模块输出相同大小的有功电流和无功电流,消除逆变器模块之间的电流环流,从而使各模块输出电流实现完全均流。

在逆变器模块中,对输出电压、输出电流的瞬时采样,计算输出的有功电流和无功电流,以及解耦控制策略的实现,都可以由数字信号处理器完成。

4 实验结果

基于上述分析及设计,本文使用2台2 k V·A的逆变器进行并联实验。逆变电源的输出滤波电感为500μH,输出滤波电容为10μF,逆变电源的输入直流母线电压为200 V,输出交流电压为110 V/50 Hz,双闭环反馈控制参数为kPu=5,kPi=1,kIu=100。闭环控制、解耦算法和SPWM控制信号产生都由TI公司数字信号处理芯片TMS320F2812处理器完成。

图5和图6为稳态时2台逆变器的输出波形,图7和图8分别为突增负载电流(负载电阻从50Ω改变为15Ω)和突减负载电流(负载电阻从15Ω改变为50Ω)时2台逆变器的输出电流波形,从实验波形可以看到,系统中2台逆变器的输出电流一致性非常好,负载电流被均匀的分配到了2台逆变器中。在稳态时,2台逆变器的环流非常小,在突增负载和突减负载时,也能很好地均流。

5 结论

逆变电流论文 第4篇

1 微电网系统拓扑结构及控制策略

1.1 典型微电网系统结构

微电网系统是一种由负荷和分布式电源紧密结合的系统。相对于外部电网, 微电网表现为单一的自治受控单元, 可同时满足用户对电能质量和供电安全方面的要求。微电网内部的电源包含有大量的电力电子器件、包含多种能源方式 (风、光、储、燃气等) 、多种能量输出形式 (电、热、冷等) 、多种能源转换方式 (风/电、光/电、直流/交流等) 。当微电网与主网因为故障突然解列时, 微电网还能够维持对自身内部的电能供应, 故障消失后能自动恢复并网运行。

如图1所示, 该系统由风机、光伏、柴油发电机、储能设备构成了整个大的微电网系统, 内部又包含1号 (风光储) 、2号 (风储) 两个子微网, 其中, 电力电子设备包括光伏逆变器, 风机逆变器, 储能变流器PCS, 电动汽车充换电站中的充放电控制器, 电能质量治理设备。整个微电网系统的控制策略采用开放式分层分布结构, 通过就地控制层、集中控制层、配电网调度层实现微网系统的三态控制。

1.2 微电网系统逆变电源拓扑结构

微电网系统电压等级一般较低, 且内部电源与负荷种类繁多, 因此其网内的功率因数、谐波含有率、三相电压不平衡度等电能质量指标均有较高的要求[4]。相比于两电平逆变器来说, 三电平逆变器输出电压的波形质量更好, 若采用有效的电压空间矢量SVPWM控制算法, 既可降低开关频率, 减少开关损耗, 又可将微电网提供的负载电流补偿为三相平衡的正序基波有功电流, 有效地解决不对称负载引起的电压不平衡问题。在保持较高的直流电压利用率的同时, 显著地改善输出电压波形。

2 微电网系统下逆变电源控制策略

目前的微电网控制方案中, 基于主从控制模式的微电网系统并网运行时, 各分布式电源由大电网提供电压和频率支撑, 向负荷供电并接受配电网层的调度;孤岛运行时, 微电网系统常将储能变流器PCS作为主电源进行V/F控制, 其他分布式电源进行P/Q控制[5,6]。因此, 逆变电源采用基于电网电压的定向矢量控制算法, 通过控制逆变电源电流内环的控制策略可有效保证微电网系统下光伏电源的最大功率跟踪及有功无功调节效果[7,8]。本文以光伏系统逆变电源为例来讨论相关控制策略和算法。

如图3所示, 在光伏系统内, MPPT单元确保光伏阵列输出最大功率并提供最大功率点参考电压, 通过电压控制环节调节输出并网有功电流分量参考幅值, 并网电流由静止三相坐标转变为两相旋转坐标系下, 通过电流控制单元保证并网电流的跟踪控制以及负载所需有功电流和无功电流的调节, 最终通过合成的电流进行闭环控制, 驱动逆变电源主电路开关管的通断, 形成有效的PWM脉冲[7]。

2.1 三相三电平逆变电源电流内环解耦控制原理

逆变电源电流控制系统, 由直流电压外环和有功、无功电流内环组成。直流电压外环的作用是为了稳定或调节直流电压;电流内环在同步旋转dq坐标系下完成, 并通过相应的PI控制调节器实现对有功电流、无功电流的无静差控制。由于电网电压的变化会对系统的控制造成一定的影响, 所以系统需采用前馈解耦控制来对此作出相应的补偿[9]。

如图2所示选取负载中心点n为参考点, 根据KVL定理, 推出三电平逆变器开关函数模型为:

将三相abc静止坐标转换到两相旋转dq坐标系下, 得到电流在dq旋转坐标系下的数学模型为

对电流进行解耦控制, 构造前馈解耦方程:

推得:

从式 (4) 可以看出并网电流的dq分量可以根据给定量对d、q分量分别进行独立控制。实现任意功率因数可调的控制, 以满足微电网系统对功率调节的需求。

2.2 三相三电平逆变电源电流内环控制参数

对三相并网电流进行分解, 得到d、q轴上的并网电流有功分量id、无功分量iq, 由于两电流内环的对称性, 可以id、iq的控制采用相同的控制参数, 图4以有功电流id为例说明电流内环控制系统参数的设计。

Tcs为电流的采样周期, 当采样频率足够高时, 空间电压矢量的磁链轨迹逼近于变长为2/3 Udc的正六边形的内切圆半径。空间电压矢量调制方式所产生的三相逆变电压的相电压峰值等于空间电压矢量的幅值, 取Kpwm=1, G (s) 取, 电网电压通过前馈解耦之后的影响, 电网对逆变器控制的扰动可以近视忽略, 电流内环的简化控制框图为:

对小惯性环节的时间常数可以进行近似的合并, 而不影响控制精度, 此时, Ti=Tcs+0.5Ts, 当Tcs=Ts时, Ti=1.5Ts。

由图5可得, 按照典型I型系统设计电流内环调节器, 这时电流内环的开环传递函数Goi (s) 为

这时, 只需要满足:

就可以达到设计典型I型系统的要求, 电流内环开环传递函数进一步简化为

电流内环的单位负反馈的闭环传递函数

2阶闭环系统的标准参考形式:

将式 (8) 和式 (9) 进行比较, 得到:

由典型I型系统的参数整定关系, 当系统阻尼比时, 求得:

初步取主电路参数为

计算得到PI参数并进行仿真验证。

2.3 SVPWM控制算法下仿真结果

红色的线给定电流d、q分量:iqref=0、iqref=-20.5, 黑色的波形线为实际电流波形的d、q分量。

3 功率控制方法及其实现

微电网的控制核心是功率的供需平衡以及电网的电压频率稳定支撑。并网状态时, 逆变电源输出功率需根据负荷的大小接受调度中心调度;孤岛状态时, 逆变电源不仅要求能够满足负荷的功率需求, 而且必须保证输出电压的幅值、频率达标。因此逆变电源必须具有调频调压以及接收功率指令调度的功能[5]。

并网逆变器的功率调节可以分别在静止坐标系和旋转坐标系下来分析, 在静止坐标系下, 三相系统平衡对称, Em为电网电压峰值, Im为并网电流峰值, cosφ为功率因数角, 表示电网电压的相位φe与并网电流相位φi之差φei的余弦值。

在dq坐标下, 此时的dq坐标系下的d轴、q轴有其物理意义, ed、id为有功分量, eq、iq为无功分量, 电网电压和并网电流的空间矢量用复数表示为

得到逆变器在两相旋转坐标下的有功功率和无功功率为

在需要调节无功功率时, 电网电压固定, eq固定, 只需要调节的无功电流的大小, 即可决定无功功率的输出。

如果clarke变换采用的是等矢量坐标变换, 则旋转坐标系下功率的表示方式需要修改为

进行无功调节时, 需要改变iqref的值:在0.3 s时, 使iqref由0改变到2, idref由电压外环提供, 此时并网逆变器发出容性无功, 电流相位超前电压相位。

4 结论

在介绍微电网系统结构、电源控制策略以及对逆变电源特性要求基础上, 详细地分析了基于光伏系统的三相三电平逆变电源电流内环控制原理;讨论了电流内环的解耦策略、控制参数的获取以及功率控制的方法及实现;通过MATLAB仿真验证了该控制算法的科学性、有效性。

摘要：三电平拓扑结构能够有效提高微电网系统下逆变电源输出波形质量, 改善供电电能质量、减小开关频率、降低谐波含量。结合微电网对逆变电源特性的要求, 以三相光伏逆变电源为例, 详细介绍了三相三电平逆变电源电流内环控制算法原理, 参数的确定以及算法的实现。通过MATALB仿真, 验证了基于SVPWM控制算法的电流内环控制方法具有效果好、控制简单等优点, 能很好地满足微电网系统对逆变电源特性的要求。

关键词：微电网,三电平,光伏,电源,电流内环

参考文献

[1] 鲁鸿毅.微型电网建模与控制策略的研究.杭州:浙江大学, 2010

[2] 时姗姗, 鲁宗相, 周双喜, 等.中国微电网的特点和发展方向.中国电力, 2009;42 (7) :21—26

[3] 郑漳华, 艾芊.微电网的研究现状及在我国的应用前景.电网技术, 2008;32 (16) :27—31

[4] 李盛伟, 李永利, 孙景钌, 等.基于逆变型分布式电源控制策略的微电网电能质量控制方法.电网技术, 2010;34 (8) :6—11

[5] 汪长亮.微电网逆变电源控制技术的研究.合肥:合肥工业大学, 2010

[6] 王成山, 李琰, 彭克.分布式电源并网逆变器典型控制方法综述.电力系统及其自动化学报, 2012;24 (2) :12—20

[7] 徐青山.分布式发电与微电网技术.北京:人民邮电出版社, 2011

[8] 李富生, 李瑞生, 周逢权.微电网技术及工程应用.北京:中国电力出版社, 2013

逆变电流论文 第5篇

软开关技术是使功率变换器得以高频化的重要技术之一, 当电流自然过零时, 使器件关断 (或电压为零时, 使器件开通) , 从而减少开关损耗。文献[2]利用对比法对功率损耗及效率进行了详细分析, 但其数学模型还有待优化;文献[3]介绍了移相全桥软开关电路的组成及其优点, 但并没有做仔细的理论分析;文献[4]总结、归纳了控制型软开关的5个特征, 但没有提出一个具体有效的软开关电路。本文提出了一种新的ZCS高频谐振逆变电路, 将ZCS特性用常规参数进行了数值分析, 并通过实验进行了验证。

1 新型ZCS高频逆变器

目前, 电流型和电压型逆变器已广泛用于感应加热电源, 它们有各自的优缺点。传统电流型并联谐振逆变器如图1所示, 这种电路的优点是短路电流容易控制, 短路及直通保护比较容易, 然而一个电流型逆变器需要匹配一个大的直流电抗器Ld, 此外由于逆变回路中的电流变化率较高, 在电路中会引起较高的杂散电感和浪涌电压。

传统的电压串联谐振逆变器如图2所示, 其逆变回路中的电流变化率相比电流型较低且近似正弦波, 它的缺点是短路保护比较困难, 所以为了防止短路, 需要严格控制死区时间。

在这种条件下, 开发了采用Ld (Ld/Lo<1) 系列的串联谐振零电流输入型高频逆变器, 如图3所示。

在这种逆变器中, 通过使用IGBT模块的几个开关元件和电路中其他元件可实现稳定的ZCS操作。但是由于负载和直流电源的突然变化, 开关电流被强制关闭, 这时需要一个能量守恒的电路来吸收这些多余的能量。

考虑到这几点, 本文提出一种新型的零电流开关高频逆变器, 如图4所示。在这种逆变器中, 没有连接直流电抗器, 杂散电感被控制在Ld的直流支路中, 线路损耗和浪涌电压被抑制在电源处。此外, 本电路的谐振品质因数也会较为平稳, 因此在ZCS稳定工作时, 即使开关应力有较大的变化, 串联和并联的谐振也可以正常工作。

2 ZCS工作原理

图5为逆变器的开关操作模式, 可分为以下7种模式:

模式1:S1-S2单导通模式。

模式2:D1-D2单导通模式。

模式3:D1-D2, S3-S4双导通模式。

模式4:S3-S4单导通模式。

模式5:D3-D4单导通模式。

模式6:D3-D4, S1-S2双导通模式。

模式7:关闭模式。

在ZCS工作过程中, 每种模式下开关状态的波形如图6所示。

由图4可知

因为此时的id和is流过电感和电抗器, 这些电流在瞬间不会跳变, 所以电流具有连续性。

3 数值分析

对于高频感应加热系统的电路设计和稳定运行, 区分零电流开关和非零电流开关时的负载条件和导通频率非常重要。对所提出的高频电源的数值分析采用标准化参数, 并据图5所示的开关模式, 列出每个开关操作模式下的归一化状态方程。

归一化参数的标准值为:频率, L=L0;负载电阻, C=C0;电抗α=Ld/L, β=Ls/L, R=R0;电容p=Cp/C。

归一化参数的参考值为:电压E=Ed;电流;功率P=EI;阻抗C;周期T=1/f0, f0为输出频率。

状态变量为:电压U* (Z) =U (t) /E, 电流I* (Z) =I (t) /E, 功率P0*=P0/P, 周期Z=t/T=f0·t。

恒值为:K1=2π/u, K2=1/ (α+β) , K3=1/α, K4=π/u, K5=1/β, K6=1/P。

状态变量是X[z]=[U*cpU*coi*oi*si*d]T

模式a:d X/dz=K1 (A1X+B1)

模式b:d X/dz=K1 (A2X+B2)

模式c:d X/dz=K1 (A3X+B3)

模式d:d X/dz=K1 (A4X+B4)

模式e:d X/dz=K1 (A5X+B5)

模式f:d X/dz=K1 (A6X+B6)

模式g:d X/dz=K1 (A6X+B6)

每一个归一化状态方程数值分析都使用了四阶Runge-Kutta方法。其中:

4 ZCS的特征值分析

谐振逆变器的α、β和P的变化会影响ZCS的工作区域和特征。开关应力作为Usmax最大的开关电压对输出功率P0和输出频率f0进行了分析, 然后, 在ZCS作用区域对每个特征值的分布进行了研究, 如实际功率因数cosθ、视在功率因数cosθ'、Ismax、Usmax和P0。

在直流分支中的杂散电感值较小时, 将α的值设为0.05, β的值影响ZCS作用区域和开关应力, 当β值变大时, 即使ZCS的作用区域变小, 开关电流的最大值以及电压应力也会因为功率因数的提高而降低。

P值对每个特征值的影响主要体现在输出功率上, P值变大会增加输出功率, 然而P值变大将会缩小ZCS作用区域, 从这些方面考虑, 电路中选择的参数为α=0.05、β=0.8、P=0.2, 此时ZCS的作用区域广、开关应力低。在μ-λ界面中, ZCS的作用区域如图7所示。

通过谐振, ZCS作用区域出现了μ值较高和μ值较低的两个区域, 因此, 该电路可以在两个频带上进行切换。此时使用的是ZCS作用区域中u值较高的部分。

在L0-R0输出端实时的功率因数cosθ和在储能电路中的视在功率因数cosθ&apos;的分布如图8、图9所示。从图8、图9可以发现, 在改进的储能电路中, 视在功率因数比实时功率因数要高, 即减小或抑制了开关应用力。

在ZCS操作区域内归一化的最大开关电压U*smax以及归一化的最大开关电流I*smax如图10、图11所示。

从图10、图11可以发现, 在ZCS的作用区域, U*smax被限制在小于1.2倍的电源电压Ed, 而在μ小的部分里几乎与Ed相等。对于负载参数λ来说, I*smax变化较小。此外, 当μ值一直保持较小时, 开关电流的应力就会被抑制。

Po*的分布如图12所示。从图12可以发现, Po*的值随λ的增加而增加。在感应加热系统中, 若负载电阻R0的值变小, 则λ的值也变小。由公式可知:在电路设计时, 应该尽量增大电容C0的值, 使得λ的值增加。在I*smax和V*smax的开关应力较大时, 应该适当增加, 从ZCS特征值的一般性考虑, 在设计电路时选择的参数为λ=0.6、u=0.7。

5 实验结果

在数值分析的基础上, 设计一款1.2 k W, 22 k Hz的高频感应加热电源, 其中的一些参数如下:

输出功率为1.2 k W;输入电压为0~300 V;加热温度为0~617℃;工作频率为22 k Hz;归一化参数为μ=2.7, λ=0.6, α=0.05, β=0.8, p=0.2;电路参数为R0=3.5~4.5Ω, L0=100μH, Ls=80μH, C0=4.0μF, Cp=0.8μF, IGBT为IKW40N120T (600 V/50 A) 。

实验波形和理论结果的比较如图13所示。从图13可以看到, 实验波形与数值分析波形吻合较好, 由此可以证明, 在ZCS稳定运行时, 尖峰电压和浪涌电流受到抑制, 而且开关损耗较小。

6 结语

针对全桥谐振逆变器工作中存在的开关损耗的问题, 设计了一种新型的零电流开关高频逆变器电路, 并将其应用于电流反馈型并联谐振感应加热电源中, 对实际功率因数cosθ、视在功率因数cosθ&apos;、开关电流Ismax、开关电压Usmax和输出功率P0进行了系统的分析。设计了一款1.2 k W, 22 k Hz的实验样机, 通过实际运行与理论结果的比较验证了电路的正确性。此外, 通过抑制开关电流/电压应力提高了功率因数。

参考文献

[1]阮新波, 严仰光.直流开关电源的软开关技术[M].北京:科学出版社, 2000.YUAN Xinbo, YAN Yangguang.Soft switching of dc switching power supply[M].Beijing:Science Press, 2000.

[2]明正峰, 倪光正, 钟彦儒.软开关技术三相PWM逆变器及效率的分析研究[J].电工技术学报, 2003, 18 (4) :30-34.MING Zhengfeng, NI Guangzheng, ZHONG Yanru.Analysis and study of soft-switched inverter and its efficiency[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2003, 18 (4) :30-34.

[3]张瑞萍, 曹亮, 吕珂.基于软开关技术移相全桥变换器的仿真分析[J].电子测试, 2010 (5) :69-72.ZHANG Ruiping, CAO Liang, LYU Ke.Simulation analysis of phase-shifted full-bridge converter based soft-switch technology[J].Electronic Test, 2010 (5) :69-72.

逆变电流论文 第6篇

关键词：光伏发电,并网逆变器,非隔离型,共模漏电流

0 引言

由于非隔离型光伏发电系统具有体积小、成本低和效率高等特点, 其应用日益受到人们的关注和重视[1]。

国内外学者进行了大量有关非隔离型光伏发电技术理论与实验方面的研究。其中漏电流抑制问题是目前的研究热点之一[2,3,4,5,6]。目前常见的漏电流抑制方法主要包括交流旁路法和直流旁路法。文献[7]提出在单相全桥电路交流侧加入辅助开关构成续流回路, 在实现单极性调制的同时保证共模电压恒定, 从而达到抑制漏电流的目的。文献[8]提出在直流侧引入辅助开关, 不仅可以实现单极性调制, 还可以有效抑制漏电流。然而上述解决方案有效的前提是滤波电感值匹配。当电感值不匹配时, 系统漏电流抑制能力下降。实际应用中, 由于电感制作工艺、外部环境变化和工作状态等因素影响, 导致电感值变化[9], 很难做到电感值完全匹配。因此电感不匹配时, 系统漏电流抑制问题有待进一步研究[10]。

为了解决上述问题, 本文提出一种六开关拓扑及控制方法, 采用开关旁路电感策略, 保证光伏系统寄生电容两端电压不含高频分量, 从而实现漏电流的有效抑制。

1 传统电路拓扑及工作原理

为了便于理解漏电流抑制的基本原理, 首先简要回顾传统解决方案。图1所示为传统交流旁路六开关电路拓扑, 其中:Cpv为光伏电池板对地寄生电容;Ud为直流母线电压;E为电网电压。

为了有效抑制漏电流, 基本目标是减小寄生电容两端电压变化率, 保证寄生电容Cpv两端电压不含高频分量。下面分析4种不同工作状态下寄生电容电压值。

根据表1可知, 电网电压正半周期内, 开关S5关断、S6导通、S1和S4采用高频调制。表中:UCpv为系统寄生电容Cpv两端电压;ON代表开关导通, OFF代表开关关断。

当S1和S4导通时, UCpv等于电感L2两端电压, 如下式所示:

当S1和S4关断时, 电流经S6及S5反并联二极管续流, 此时寄生电容Cpv两端电压U2等于开关S4压降和电感L2两端电压之和, 即

电网电压负半周期内, 开关S6关断、S5导通、S2和S3采用高频调制。当S2和S3导通时, 寄生电容Cpv两端电压U3等于电感L1两端电压和电网电压之和, 即

当S2和S3关断时, 电流经S5及S6反并联二极管续流, 此时寄生电容Cpv两端电压U4等于开关S4压降和电感L2两端电压之和, 即

根据式 (1) 至式 (4) 可知, 当L1=L2即电感值匹配时, 整个工作周期内光伏系统寄生电容两端电压UCpv为 (E-Ud) /2, 寄生电容电压只含直流分量-Ud/2和低频分量E/2, 不含高频分量。根据漏电流表达式i=Cpv (dUCpv/dt) 可知, 系统共模电流可以得到有效抑制。

然而, 当L1≠L2即电感值不匹配时, 根据式 (1) 至式 (4) 可知, 整个工作周期内寄生电容两端电压随着工作状态而改变。图2给出了电感值不匹配时的光伏系统寄生电容电压。

由图2可以看出, 电压中含有高频开关分量, 由i=Cpv (dUCpv/dt) 可知, 光伏系统共模电流将受到很大影响。

值得注意的是, 上述研究对象是传统交流旁路六开关拓扑, 对于其他直流旁路或交流旁路拓扑也存在同样的问题。因此, 电感不对称情况下的漏电流抑制问题有待进一步研究。

2 电路拓扑及工作原理

为了解决上述问题, 本文提出一种如图3所示的新型电路拓扑。图中, S1, S2, S3, S4为主开关, 辅助开关S5和二极管D1串联后并联在滤波电感L1两端, 辅助开关S6和二极管D2串联后并联在滤波电感L2两端。

本文电路拓扑工作模式如图4所示。电网电压正半周期内, 开关S6和开关S4导通, 开关S2、开关S3和开关S5关断, 开关S1采用正弦脉宽调制 (SPWM) 控制其导通或关断。当开关S1导通时, 光伏系统寄生电容Cpv两端电压为0, 如图4 (a) 所示。当开关S1关断时, 光伏系统寄生电容Cpv两端电压仍保持为0, 如图4 (b) 所示。电网电压负半周期内, 开关S3和开关S5导通, 开关S1、开关S4和开关S6关断。开关S2采用SPWM控制其导通或关断。当开关S2导通时, 光伏系统寄生电容Cpv两端电压为电网电压, 如图4 (c) 所示。当开关S2关断时, 光伏系统寄生电容Cpv两端电压仍保持为电网电压, 如图4 (d) 所示。值得注意的是, 电网电压频率远低于光伏系统开关频率, 因此, 低频电网电压对漏电流影响可近似忽略[7]。

图5所示为本文电路拓扑的调制策略。其中任意时刻只有一个开关 (S1或S3) 工作于高频模式, 其余开关 (S2, S4, S5, S6) 工作于工频模式。

表2中列出了4种工作模式下的开关状态和对应的电容Cpv两端电压。其中, Um, φ, ω分别为电网电压E的幅值、相位和频率。

根据表2可知, 光伏系统寄生电容两端电压上半周期为0, 下半周期呈低频50Hz变化, 整个工作周期内, 寄生电容两端电压不含高频分量。根据i=Cpv (dUCpv/dt) 可知, 本文提出的电路拓扑可以有效抑制漏电流。

值得注意的是, 相对于传统H6拓扑, 本文提出的拓扑增加了两个二极管, 其目的是为了避免电流反向流动。实际应用中为了避免器件过多, 可采用逆阻绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) , 此时可省去两个额外的二极管, 还可以减小导通损耗[11]。另一方面, 由于正半周期或负半周期只有一个电感进行滤波, 相对于传统H6拓扑两个电感一起进行滤波的情况, 本拓扑电感利用率较低, 实际应用中可采用耦合电感提高电感利用率, 以提高功率密度[12]。最后, 针对传统方案中寄生电容电压受电感值不匹配因素影响的问题, 本文提出的拓扑基于电感旁路思想, 因此不受电感值不匹配因素的影响, 这是本文拓扑区别于传统直流旁路拓扑和交流旁路拓扑最大的特点。

3 控制方案

上节对光伏并网逆变器漏电流抑制问题进行了分析, 为了实现光伏系统并网发电, 还需要对光伏并网逆变器进行控制。对于传统单相四开关全桥拓扑, 可采用滞环电流控制策略, 具有电流跟踪精度高、响应速度快、无瞬态电流过冲等优点。与传统的单相四开关全桥并网逆变器滞环控制不同, 由于图3中电路拓扑具有6个开关, 且电路工作于单极性调制模式, 因此, 设计滞环控制时需要考虑上述因素。

本文滞环控制原理如下。根据表2可知, 电网电压正半周期 (E>0) 内, 只有开关S1工作于高频。当并网电流ig和参考电流ig*之差高于设定值Δi, 即ig>ig*+Δi时, 开关S1关断;当并网电流ig和参考电流ig*之差低于设定值-Δi, 即ig

E>0时有:

E<0时有:

系统控制策略如图6所示。图中:ERMS为电压有效值。

4 仿真研究

为了验证本文提出的拓扑和控制方案的正确性, 采用MATLAB/Simulink进行仿真研究。光伏电池参数如下:型号HSM125-90X, 开路电压22.03V, 短路电流5.3 A, 最大功率点17.8 V/5.05A, 短路电流温度系数0.4 mA/℃, 开路电压温度系数-60mV/℃, 光伏电池板温度25℃, 光照强度1 000 W/m2。采用20串3并60块光伏电池构成输入源, 最大功率约为5.4kW, 采用扰动观察法实现光伏电池的最大功率点跟踪, 光伏电池板与大地之间寄生电容470nF。为了验证电感值不匹配情况下本文提出方案的有效性, 设置电感值L1=4.2mH, L2=3.8mH。仿真结果如图7所示。

由图7仿真结果可知, 光伏电池输出功率约为5.4kW, 验证了最大功率点跟踪方案的有效性。值得注意的是, 光伏电池电压和输出功率出现100 Hz脉动, 其原因是由于光伏系统交流侧瞬时功率中包含100Hz脉动分量所致[13]。另一方面, 通过本文提出的电感旁路方案, 电感L1和L2交替工作, 寄生电容两端电压不含高频分量, 漏电流峰值低于VDE-0126-1-1标准。此外, 本文设计的控制方案并网电流总谐波畸变率为2.89%, 满足IEEE Std.929—2000小于5%的标准。

5 结语

逆变电流论文 第7篇

最初, 对于逆变器普遍采用输出电压有效值或平均值反馈的PWM控制技术, 通过输出电压有效值或平均值反馈控制的方式稳定输出电压, 这种控制方式结构简单, 同时存在明显的缺点: (1) 对非线性负载扰动的适应性不强。 (2) PWM波中存在不容易滤掉的低次谐波, 电压波形容易出现畸变。 (3) 反馈调节时间长, 动态性能不好[1]。

近10年以来, 针对以往逆变电源对非线性负载的适应性不强及动态特性不好的特点提出了实时反馈控制技术, 使得逆变电源的性能得到改善。目前, 各类学者针对这种实时反馈控制技术提出了几种方案: (1) 重复控制。 (2) 数字化PID控制。 (3) 无差拍控制。 (4) 谐波补偿控制。其中, 第二种方案通过电流内环扩大控制系统的带宽, 极大改善了系统的动态性能, 同时电压外环减小了输出电压谐波, 增强了系统对非线性负载扰动的适应能力, 而被广泛应用于设计应用中[2,3,4,5]。

但是在实际应用中, 非线性负载波动造成的过电流常常致使逆变电源损坏[6], 对此, 本文提出了一种带负载电流前馈的电流内环控制方案, 可以有效地限制负载过电流, 抑制谐振尖峰, 有利于逆变电源的并网运行。

1 逆变器系统数学模型

建立逆变器数学模型 (见图1) , 图中T1~T4为IGBT开关元件, E为直流母线电压, L为滤波电感, C为滤波电容, r为等效电阻 (包括线路电阻和电感电阻等) 。设直流母线电压值E恒定, IGBT为理想环节, 那么逆变桥在整个系统中可以看作一个功率放大器, 从而可以利用状态空间平均法建立逆变器的数学模型。

由基尔霍夫定律易得:

整个逆变器的状态方程可得:

选择电容电压uc和电感电流iL作为状态变量, 可得单相逆变器的连续时间状态方程为:

式中, 。

由式 (3) 可以得出逆变器输出电压VC和输入电压Vi之间的传递函数为:

由式 (4) 可知, 空载时, 谐振频率, 阻尼比。由此可以看出系统空载时是一个欠阻尼系统, 动态过程仅由逆变器自然特性决定, 对扰动抑制能力很弱, 动态性能较差, 因此采用一定的控制手段以达到稳定性的要求是十分必要的。

2 带负载电流前馈的逆变器控制策略

2.1 带负载电流前馈的双环控制

在电压源逆变器中, 双环控制策略分为两类:一类是以电感电流控制的电流内环和电容电压控制的电压外环, 另一类是电容电流控制的电流内环和电压电压控制的电压外环。两种方案都能对非线性负载的扰动有很好的抑制能力, 但是第二种方案无法对电源设备的过电流提供很好的保护作用, 因此本文选取了第一种控制方案。

但是, 通过研究发现负载电流io作为逆变器的外部扰动信号, 处在电流内环之外, 对非线性负载的扰动不能很好地起到抑制作用, 为了获得较好的抗扰动性能, 本文在原有双环控制策略的基础上, 引入负载电流前馈的控制策略, 从而得到了如图2所示的控制系统框图。

图中, G1为电压调节器, G2为电流调节器, C为电容值, L为电感值, r为等效电阻。电压给定信号Ur与电容电压反馈信号Uc比较得到误差信号Ue, Ue经过电压调节器G1得到电感电流给定信号Uir, Uir与负载电流前馈信号i0r比较得到误差信号Ir, 误差电流Ir在于电感电流iL比较得到误差信号Ui, Ui经过电流调节器G2得到控制量Uk, Uk与三角载波比较后产生SPWM开关信号, 控制IGBT开关。

2.2 控制系统极点配置与性能分析

在逆变器控制系统中, PI控制的应用十分广泛, 这种电感电流内环电容电压外环的PI双环控制结构可以减小静态误差, 加快动态响应效果, 具有很强的鲁棒性。目前PI控制器的参数设计主要体现为2种:一种是根据实际情况的经验整定方法, 一种是根据逆变器的频率特性试凑的方法。但这些方法都存在明显的选择时间较长、设计步骤复杂这样的问题。本文根据自动控制的理论, 采用极点配置的方式对PI控制器的参数进行整定[8,9], 该方法将PI控制参数同双环系统的性能指标建立了量化关系, 参数计算准确, 步骤简单, 整定用时较短。

图2中电压调节器G1和电流调节器G2分别为[10]:

推导得系统的传递函数为:

由此可得整个系统的闭环特征方程为:

假设该系统的期望闭环主导极点, 闭环非主导极点为p3=-mξrωr, p4=-nξrωr那么控制系统的期望特征方程为:

比较式 (8) 和式 (9) , 并令对应项系数相等, 可得:

由式 (10) 可得:

其中

由此可推出:

由图2易得电流内环的开环和闭环传函:

3 仿真结果

为了验证上述控制方案的可行性, 在Matlab/Simulink搭建了仿真实验平台, 具体参数如下:直流母线额定输出电压U0=220V, 额定频率50Hz, 滤波电感L=0.43m H, 滤波电容C=140μF, k1p=0.5974, k1i=964.53, k2p=18.82, k2i=156040, 取期望阻尼比ξr=0.8, 期望自然频率ωr=2500, 仿真结果如图3-7所示。

图3表明电流内环的相位裕度79°稳定性较高。图4可以看出电流内环的带宽较宽, 响应速度很快。图5-7表明这种带负载电流前馈负载的双环PI控制系统不仅计算简单, 可以有效抑制非线性负载扰动变化, 具有较高的动态精度和良好的动态性能。同时, 谐波含量为2.77%, 小于国标规定的5%。

4 结论

仿真结果表明极点配置的方式对PI控制器的整定方式计算简单, 整定时间短, 大大减少了以往经验和试凑方法所需的时间, 加大了整定的准确性。同时, 带负载电流前馈的双环PI控制的方式不仅可以有效减少电压谐波分量, 对负载波动可以快速有效应对, 系统响应时间迅速, 而且相对于原有双环控制方式, 负载电流前馈的控制方式也可以有效防止负载突变造成的电流波动, 适应能力强, 具有良好的动态性能, 同时该控制方法可以有效抑制谐波尖峰, 鲁棒性强, 有利于并网运行, 具有优秀的实际应用价值。

参考文献

[1]孙进, 侯振义, 卢家林.逆变电源技术及其发展概况[J].电源世界, 2006 (8) :27-30.

[2]彭力.基于状态空间理论的PWM逆变电源控制技术研究[D].武汉:华中科技大学, 2004.

[3]P C Loh, M J New man, D N Zmood, et al.A comparative analysis of multi-loop voltage regulation strategies for single and three-phase UPS systems[J].IEEE Trans.on Power Electronics, 2003 (9) :1176-1185.

[4]郭卫农, 陈坚.基于状态观测器的逆变器数字双环控制技术研究[J].中国电机工程学报, 2002 (9) :64-68.

[5]S Buso, S Fasolo, P Mattavelli.Uninterruptable power supply multi-loop control employing digital predictive voltage and current regulators[J].IEEE Trans.on Power Electronics, 2001 (11) :1846-1854.

[6]舒为亮, 张昌盛, 段善旭, 等.逆变电源PI双环数字控制技术研究[J].电工电能新技术, 2005 (2) :52-54.

[7]魏伟.正弦波逆变电源的研究现状与发展趋势[J].电气技术, 2008 (11) :5-7.

[8]王儒, 方宇, 邢岩.三相高功率因数PWM变换器可逆运行研究[J].电工技术学报, 2007 (8) :46-51.

[9]孔雪娟, 工荆江, 彭力, 等.基于内模原理的三相电压源型逆变电源的波形控制研究[J].中国电机工程学报, 2003 (7) :67-70.

逆变电流论文 第8篇

关键词：并网逆变器,电流控制,dq同步旋转坐标系,αβ静止坐标系,abc自然坐标系

0引言

并网逆变器作为可再生能源发电、大规模储能系统的并网接口,其控制是实现电能高效安全应用的基础。国内外已对三相电压型并网逆变器控制策略进行了广泛研究,并提出了多种控制结构,其中典型的是双闭环控制。外环根据控制目标不同可采用V/f控制、PQ控制、下垂控制等,而内环一般为电流环[1,2]。内环控制直接关系到并网逆变器的稳态精度、谐波含量、动态响应和抗扰性能等,常见的并网电流控制技术包括矢量控制和直接功率控制2种[3,4]。矢量控制按定向方式又可分为按电网电压定向和按电网虚拟磁链定向2种;直接功率控制同样可分为基于电网电压和基于电网虚拟磁链2种。矢量控制与直接功率控制的主要区别在于电流控制方式的不同。直接功率控制通过对瞬时功率的直接控制间接控制电流,动态性能好,结构简单,但在无功控制精度、谐波特性和采样速率要求方面有待改善。矢量控制直接采用电流环,控制精度高,谐波特性好,限流容易,已获得广泛应用。

矢量控制中的电流环包括线性控制和非线性控制[5]。线性控制如比例—积分(PI)控制、比例—谐振(PR)控制、无差拍(DB)控制等;非线性控制如滞环控制、单周控制、滑模控制等。本文主要研究基于电网电压定向的矢量控制,比较dq同步旋转坐标系、αβ静止坐标系和abc自然坐标系下线性电流控制策略的性能。

1线性电流控制策略

图1给出了并网逆变器典型的双闭环控制结构,网侧采用电感滤波,uabc和iabc分别为互感器检测到的三相电网电压、电流信号,θ为锁相环(PLL)输出相角,udc为直流母线电压。

1.1dq同步旋转坐标系控制

利用Park变换将三相abc自然坐标系下的交流信号变换为两相dq同步旋转坐标系下的直流信号,采用前馈补偿实现有功、无功电流的解耦,分别采用PI调节器进行控制,具体结构如图2所示。

图中:i*d ,i*q,id,iq分别为电流给定量、反馈量的d,q轴分量;u*d,u*q ,ed,eq分别为逆变器输出端口电压参考量、电网电压的d,q轴分量;ω为电网电压角频率;L为网侧滤波电感值。

PI调节器结构为:

$G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}^{(d,q)}(s)={\rm K}{}_{\text{Ρ}}+\frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}}}{s}$ (1)

dq同步旋转坐标系控制可以实现对交流电流的稳态无差跟踪;电流分量物理意义明确,便于解耦控制;具有较好的抗电网扰动性能。但需要进行坐标变换,计算量大;PLL性能对控制性能有重要影响,尤其在电网扰动时,系统控制性能将依赖于PLL的动态性能;谐波补偿性能差,当实际系统中的反馈信号存在非正弦信号或系统中存在非线性扰动时,控制性能不理想。

电网电压不平衡时,dq同步旋转坐标系下的电流除直流分量外,还将出现2倍于电网频率的负序分量,这将使基于电网平衡条件设计的电流控制无法实现准确跟踪。文献[6]提出采用双dq PLL提取电网电压正序相角,实现网侧三相电流平衡控制。文献[7]采用一种正、负序双dq同步旋转坐标系PI电流控制方案,其基本方法是将不对称分量分解成正、负序对称分量,再分别进行正、负序电流的独立解耦控制,但正、负序分量提取过程将影响控制的动态性能。

1.2αβ静止坐标系控制[2,8]

利用Clarke变换将三相abc自然坐标系下的交流信号变换到两相αβ静止坐标系下,采用2个PR调节器,具体结构如图3实线部分所示。图中:i*α,i*β,iα,iβ分别为电流给定量、反馈量的α,β轴分量;u*α,u*β 分别为逆变器输出端口电压参考量的α,β轴分量。

PR调节器结构为:

$G{}_{\text{Ρ}\text{R}}^{(\alpha ,\beta )}(s)={\rm K}{}_{\text{Ρ}}+\frac{2{\rm K}{}_{\text{R}}s}{s{}^2+\omega {}_0^2}$ (2)

式中:ω0为谐振角频率。

PR调节器在谐振频率点附近窄频带内的增益为无穷大,选择谐振频率为基波频率,就可以实现对基波电流的稳态无差跟踪;α与β这2个控制通道间不存在交叉耦合,降低了控制对电路参数的依赖性;抗电网扰动性能也好。另外,采用PR调节器很容易实现谐波补偿,谐波补偿器(HC)结构如图3中虚线部分所示。HC只补偿选定谐波频率附近窄频带内的信号,不影响PR的基频性能。谐波补偿存在串联和并联2种结构[9]。串联结构计算量小,但不便于扩展。常用的并联结构传递函数如下:

$G{}_{\text{Η}\text{C}}(s)={\displaystyle \sum _{h=3,5,7}\frac{{\rm K}{}_{\text{R}h}s}{s{}^2+(h\omega {}_0){}^2}}$ (3)

式中:h为要补偿的谐波次数。

由于PR和HC的高增益带宽很窄,所以均需要准确的基波频率。当电网频率波动较大或在微电网中应用时,需要进行频率自适应控制。文献[10]提出采用PLL进行频率预测,实时更新基波频率值;文献[11]提出在Z域内基于极点配置的自整定PR调节器。

电网电压不平衡时,αβ静止坐标系下的电流正、负序控制可采用统一的PR调节器,无需进行电流正、负序分解,控制结构简单,避免了电流分解过程中滤波器引入的延时和误差;并且α与β这2个控制通道间也不存在交叉耦合,可实现正、负序电流的独立控制[12,13]。

由于理想PR调节器难以物理实现,并且高增益带宽窄,不利于谐波控制,所以实际工程中可采用一种准谐振调节器结构:

$G{}_{\text{Ρ}\text{R}}^{(\alpha ,\beta )}(s)={\rm K}{}_{\text{Ρ}}+\frac{2{\rm K}{}_{\text{R}}\omega {}_{\text{c}}s}{s{}^2+2\omega {}_{\text{c}}s+\omega {}_0^2}$ (4)

式中:ωc为剪切频率。

相应的HC结构为:

$G{}_{\text{Η}\text{C}}(s)={\displaystyle \sum _{h=3,5,7}\frac{{\rm K}{}_{\text{R}h}\omega {}_{\text{c}}s}{s{}^2+2\omega {}_{\text{c}}s+(h\omega {}_0){}^2}}$ (5)

1.3abc自然坐标系控制[2]

abc自然坐标系控制是最早应用于并网逆变器的控制方式之一,采用3个独立的PI调节器分别对每相电流进行控制,具体结构如图4所示。对于三相对称无中线系统,根据基尔霍夫定理可以简化为2个调节器。图中:i*a,i*b,i*c,ia,ib,ic分别为三相电流给定量、反馈量;u*a,u*b,u*c 分别为三相逆变器输出端口电压参考量。

abc自然坐标系下PI调节器结构为:

$G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}^{(\text{a},\text{b},\text{c})}(s)={\rm K}{}_{\text{Ρ}}+\frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}}}{s}$ (6)

对于交流输入信号,基频时PI调节器只能提供有限增益,所以对电流跟踪存在稳态误差。虽然提高开环增益可降低稳态误差,但会引起稳定性问题。文献[14]提出引入电网电压前馈和降低PWM传输延时来改进自然坐标系下的PI控制,虽可降低稳态误差,但未能从根本上消除稳态误差。实际工程应用中,为了保证电流跟踪的动态性能,常仅采用纯比例环节。该控制的优点是结构简单,无需复杂的坐标变换。

abc自然坐标系控制也可采用3个PR调节器,调节器结构同式(2),同理,对于三相对称无中线系统,可以简化为2个调节器。因此,电网电压不平衡条件下,基于abc自然坐标系的PR控制可类似于αβ静止坐标系下的PR控制,但需要采用3个PR调节器。

2性能分析

2.1本质与联系[8,15]

2.1.1dq同步旋转坐标系控制的本质

PI调节以其优越的性能在直流控制系统中获得了广泛应用,而dq同步旋转坐标系PI调节具有异曲同工的效果。下面将借助频谱搬移理论,从信号处理的角度来揭示dq同步旋转坐标系控制具有类似直流控制系统特性的本质。

频谱搬移广泛应用于通信系统中,其实现原理是将信号f(t)乘以载波信号cos ω0t或sin ω0t,相应的傅里叶变换如下:

$\begin{array}{l}F[f(t)\cos \omega {}_{0}t]=\frac{1}{2}(F(\omega +\omega {}_0)+F(\omega -\omega {}_0))(7)\\ F[f(t)\sin \omega {}_{0}t]=\frac{\text{j}}{2}(F(\omega +\omega {}_0)-F(\omega -\omega {}_0))(8)\end{array}$

可见,f(t)的频谱F(ω)被一分为二,沿频率轴被分别向左和向右搬移到载波频率±ω0处。

dq同步旋转坐标系控制需要进行Park变换,该变换与通信系统中的乘积解调密切相关。Park变换与反变换具有类似信号解调、重新调制的效应。Park变换过程是将交流信号乘以cos ω0t或sin ω0t,相当于将abc自然坐标系下的交流信号边带搬移到dq同步旋转坐标系下的直流基带或2倍频带的解调过程。PI调节器中的积分环节具有滤波效应,可滤除解调信号中的2倍频分量,同时对解调信号中的直流量进行控制。Park反变换过程同样是将PI调节器输出的直流信号乘以cos ω0t或sin ω0t,相当于将直流基带搬移到交流信号边带的重新调制过程。这就解释了dq同步旋转坐标系下对直流信号控制能够等效为对交流信号控制的原因,揭示了dq同步旋转坐标系控制的本质。

2.1.2dq同步旋转坐标系控制与αβ静止坐标系控制的联系

基于复频域变换技术,将dq同步旋转坐标系下的PI调节器变换到αβ静止坐标系下进行研究。dq同步旋转坐标系下三相系统调节器结构为:

$\mathit{G}{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}^{(dq)}(s)=\left[\begin{array}{cc}{\rm H}{}_{11}(s)& 0\\ 0& {\rm H}{}_{22}(s)\end{array}\right]$

(9)

式中:H11(s)=H22(s)=G${}_{\text{Ρ}\text{Ι}}^{(d,q)}$(s)。

设G${}_{\text{Ρ}\text{Ι}}^{(dq)}$(s)相应的时域表达式为:

$\mathit{G}{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}^{(dq)}(t)=\left[\begin{array}{cc}h{}_{11}(t)& 0\\ 0& h{}_{22}(t)\end{array}\right]$

(10)

由拉普拉斯变换可得其在αβ静止坐标系下的等效结构为:

$\mathit{G}{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}^{(dq\to \alpha \beta )}(s)=L[\mathit{G}{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}^{(dq)}(t)\mathit{C}{}_{2\text{r}2\text{s}}]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{cc}{\rm H}{}_{11}(s+\text{j}\omega {}_0)+{\rm H}{}_{11}(s-\text{j}\omega {}_0)& -\text{j}{\rm H}{}_{11}(s+\text{j}\omega {}_0)+\text{j}{\rm H}{}_{11}(s-\text{j}\omega {}_0)\\ \text{j}{\rm H}{}_{22}(s+\text{j}\omega {}_0)-\text{j}{\rm H}{}_{22}(s-\text{j}\omega {}_0)& {\rm H}{}_{22}(s+\text{j}\omega {}_0)+{\rm H}{}_{22}(s-\text{j}\omega {}_0)\end{array}\right](11)$

式中:变换矩阵

$\mathit{C}{}_{2\text{r}2\text{s}}=\left[\begin{array}{cc}\cos \theta & -\sin \theta \\ \sin \theta & \cos \theta \end{array}\right],\theta =\omega {}_{0}t$

。所以有

$\mathit{G}{}_{\text{Ρ}\text{Ι}}^{(dq\to \alpha \beta )}(s)=\left[\begin{array}{cc}{\rm K}{}_{\text{Ρ}}+\frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}}s}{s{}^2+\omega {}_0^2}& -\frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}}\omega {}_0}{s{}^2+\omega {}_0^2}\\ \frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}}\omega {}_0}{s{}^2+\omega {}_0^2}& {\rm K}{}_{\text{Ρ}}+\frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}}s}{s{}^2+\omega {}_0^2}\end{array}\right](12)$

αβ静止坐标系下三相系统调节器结构为:

$\mathit{G}{}_{\text{Ρ}\text{R}}^{(\alpha \beta )}(s)=\left[\begin{array}{cc}{\rm K}{}_{\text{Ρ}}+\frac{2{\rm K}{}_{\text{R}}s}{s{}^2+\omega {}_0^2}& 0\\ 0& {\rm K}{}_{\text{Ρ}}+\frac{2{\rm K}{}_{\text{R}}s}{s{}^2+\omega {}_0^2}\end{array}\right](13)$

由式(12)、式(13)可知:在不考虑耦合项的情况下,dq同步旋转坐标系下的PI调节器与αβ静止坐标系下的PR调节器结构一致。下面将重点从稳态误差、动态响应和抗电网扰动方面分析3种不同坐标系电流控制的性能。为了分析方便,假设开关频率足够高,忽略功率单元延时和采样延时。

2.2稳态误差

2.2.1dq同步旋转坐标系控制

电流环结构如图5所示。不考虑电网电压扰动时,电流开环传递函数为:

$G{}_i^{(dq)}(s)=\frac{{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}({\rm K}{}_{\text{Ρ}}s+{\rm K}{}_{\text{Ι}})}{Ls{}^2+Rs}$ (14)

基波分量在dq同步旋转坐标系下为直流量,即s=0,则电流开环在基波频率处具有无穷大增益。

电流闭环传递函数为:

$\Phi {}_i^{(dq)}(s)=\frac{{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}({\rm K}{}_{\text{Ρ}}s+{\rm K}{}_{\text{Ι}})}{Ls{}^2+(R+{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}{\rm K}{}_{\text{Ρ}})s+{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}{\rm K}{}_{\text{Ι}}}(15)$

当s=0时,Φ${}_i^{(dq)}$(s)=1,所以dq同步旋转坐标系控制可实现对基波电流的稳态无差跟踪。

2.2.2αβ静止坐标系控制[16,17]

电流环结构如图6所示。其中,F(s)是前馈通道传递函数。

不考虑电网电压扰动时,电流开环传递函数为:

$G{}_i^{(\alpha \beta )}(s)=\frac{{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}({\rm K}{}_{\text{Ρ}}s{}^2+2{\rm K}{}_{\text{R}}s+{\rm K}{}_{\text{Ρ}}\omega {}_0^2)}{(Ls+R)(s{}^2+\omega {}_0^2)}(16)$

相应的频率特性见附录B图B1(参数见附录A表A1),可知系统稳定,并且在基波频率处增益无穷大。

电流闭环传递函数为:

$\begin{array}{l}\Phi {}_i^{(\alpha \beta )}(s)=\frac{{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}{\rm K}{}_{\text{Ρ}}(s{}^2+\omega {}_0^2)+2{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}{\rm K}{}_{\text{R}}s}{({\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}{\rm K}{}_{\text{Ρ}}+Ls+R)(s{}^2+\omega {}_0^2)+2{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}{\rm K}{}_{\text{R}}s}\\ (17)\end{array}$

当s=jω0时,Φ${}_i^{(\alpha \beta )}$(s)=1,所以αβ静止坐标系控制可以实现对基波电流的稳态无差跟踪。

2.2.3 abc自然坐标系控制

电流环结构如图7所示。其中,F(s)是前馈通道传递函数。

不考虑电网电压扰动时,电流开环传递函数为:

$G{}_i^{(\text{a}\text{b}\text{c})}(s)=\frac{{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}({\rm K}{}_{\text{Ρ}}s+{\rm K}{}_{\text{Ι}})}{Ls{}^2+Rs}$ (18)

G${}_i^{(\text{a}\text{b}\text{c})}$(s)为二阶系统,虽在基波频率处增益有限,但理论上只要不断提高电流开环增益就可以实现电流的稳态无差跟踪,但此结论与实际系统不符。文献[18]指出,实际系统的延时导致无法通过不断提高开环增益消除稳态误差。为了分析方便,现将功率单元延时和采样延时统一等效为纯延时环节e-sTd,Td表示总的延时时间,这里取一个开关周期。考虑延时环节的电流环结构如图8所示。

此时电流开环传递函数为:

$G{}_i^{(\text{a}\text{b}\text{c})}(s)=\frac{{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}({\rm K}{}_{\text{Ρ}}s+{\rm K}{}_{\text{Ι}})\text{e}{}^{-s{\rm T}{}_{\text{d}}}}{Ls{}^2+Rs}$ (19)

其频率特性见附录B图B2 (相关参数见附录A表A1)。可知,如果不考虑实际系统存在的延时,只要开环增益足够大就可以实现abc自然坐标系下PI调节器对电流的稳态无差跟踪。但延时的存在使得开环增益的提高将引起系统不稳定,所以,在确保系统稳定的条件下无法完全消除稳态误差。而dq同步旋转坐标系下的PI控制或αβ静止坐标系下的PR控制,仅仅增加基波频率附近的增益,并未提高整个环路的增益,避免了高环路增益引起的稳定性问题,可完全抑制稳态误差。

2.3动态响应

电流环的动态响应速度可以采用控制带宽来衡量,但闭环传递函数结构相对复杂,这里采用开环传递函数的截止频率近似估算。由于dq同步旋转坐标系下的PI调节器与αβ静止坐标系下的PR调节器近似等效,这里仅比较abc自然坐标系控制(不考虑延时)与αβ静止坐标系控制,相应的频率特性见附录B图B3(相关参数见附录A表A1),可知2种控制结构的截止频率接近,截止频率对应的相角裕度一致,所以动态性能相似。

2.4抗扰性能

定义并网电流与电网电压之比为电网谐波传递函数,用其研究不同控制策略对电网扰动的传输特性。电网谐波传递函数增益越小,则系统的抗扰性能越好。

2.4.1dq同步旋转坐标系控制

由图5可得电网谐波传递函数表达式为:

$\Phi {}_u^{(dq)}(s)=\frac{{\rm I}{}_L(s)}{E(s)}=-\frac{s}{Ls{}^2+Rs+{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}({\rm K}{}_{\text{Ρ}}s+{\rm K}{}_{\text{Ι}})}(20)$

由终值定理可得$\underset{s\to 0}{{\displaystyle \lim }}s\Phi {}_u^{{}^{(dq)}}(s)=0$,所以可以完全抑制电网电压基波扰动,但对谐波扰动的抑制能力较弱。为了消除电网电压谐波扰动的影响,在dq解耦控制中引入了电网电压前馈,如图2所示。只要合理设计前馈通道增益,就可以有效抑制电网电压谐波扰动引起的电流误差。

2.4.2αβ静止坐标系控制

由图6可得电网谐波传递函数表达式为:

$\begin{array}{l}\Phi {}_u^{(\alpha \beta )}(s)=\frac{{\rm I}{}_L(s)}{E(s)}=\frac{s{}^2+}{({\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}{\rm K}{}_{\text{Ρ}}+Ls+R)\cdot }\to \\ \leftarrow \frac{\omega {}_0^2}{(s{}^2+\omega {}_0^2)+2{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}{\rm K}{}_{\text{R}}s}(21)\end{array}$

当s=jω0时,Φ${}_u^{(\alpha \beta )}$(s)=0,因此可以完全抑制电网电压基波扰动,但对于电网电压谐波扰动,有|Φ(αβ)u (s)|≠0。另外,由附录B图B4电网电压谐波传递函数幅频特性也可知(相关参数见附录A表A1),PR调节器仅对基波频率附近窄频带内的扰动具有较强衰减,抑制效果明显,但对其他范围内的谐波抑制性能较弱。根据结构等效性,此结论同样适用于dq同步旋转坐标系控制。同样引入电网电压前馈(如图6中虚线所示),合理设计F(s)就可以有效抑制电网电压谐波扰动引起的电流误差。

2.4.3 abc自然坐标系控制

由图7可得电网谐波传递函数表达式为:

$\Phi {}_u^{(\text{a}\text{b}\text{c})}(s)=\frac{{\rm I}{}_L(s)}{E(s)}=\frac{s}{Ls{}^2+({\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}{\rm K}{}_{\text{Ρ}}+R)s+{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{W}\text{Μ}}{\rm K}{}_{\text{Ι}}}(22)$

对于电网电压扰动,恒有|Φ${}_u^{(\text{a}\text{b}\text{c})}$(s)|≠0。由附录B图B4可知,abc自然坐标系控制对整个频率范围内的电网电压扰动衰减均较低,抑制基波和谐波扰动的性能均较弱。为了有效抑制电网电压扰动引起的电流误差,一般要引入电网电压前馈控制(如图7中虚线所示)。

3仿真验证

为了验证上述理论分析结果,在MATLAB中对上述3种控制策略进行仿真,仿真主电路结构如图1所示,相关仿真参数见附录A表A1。

3.1稳态性能

稳态性能主要涉及电流控制的稳定性、稳态误差、谐波特性和直流分量。稳态误差包括幅值误差和相位误差,由于相位误差难以观测,这里以功率因数表征。电流给定幅值为-50 A(整流模式),这里仅以三相中的a相网侧电流Ia为例,3种坐标系下的仿真结果见附录B图B5～图B7,可知3种控制策略均可实现系统稳定控制,具体波形参数见表1。

注: THD为总谐波畸变率。

综合电流幅值和功率因数来看,前2种控制策略基本可以实现稳态无差跟踪,第3种方案存在稳态误差。从电流谐波含量和直流分量来看,dq同步旋转坐标系控制的波形质量最好,如果考虑PR控制中可灵活进行谐波补偿,αβ静止坐标系控制的波形质量也将得到提高,而abc自然坐标系控制的波形质量较差,需要采取额外的滤波措施。

3.2动态性能

这里仅指电流给定突变时,不同坐标系控制的响应速度。仿真t=0.035 s时电流给定幅值由-50 A突变为-30 A,图9给出了电流给定突变前后各0.25个周期内的a相网侧电流Ia波形。

由图9可见:αβ静止坐标系控制的响应速度最快,稍有超调;abc自然坐标系控制居中;dq同步旋转坐标系控制稍慢;但总体来看,3种控制策略的响应速度较接近。

3.3抗电网扰动性能

主要涉及不同坐标系控制的抗基波和谐波扰动性能。以整流状态为例,仿真t=0.04 s时,三相电网电压幅值骤降20%模拟基波扰动;同时在三相电网电压中加入10%的3次谐波、5%的6次谐波模拟谐波扰动。假设这里采用的PLL可以很好地抑制电网谐波影响,忽略PLL锁相不准确因素。图10给出了a相电网电压Ua和网侧电流Ia波形。

电网电压扰动前后电流波形的快速傅里叶变换(FFT)分析结果见表2。

由图10和表2可知,dq同步旋转坐标系控制和αβ静止坐标系控制具有较好的抗电网扰动能力,而abc自然坐标系控制抗电网扰动能力较弱。

4结语

本文详细分析了并网逆变器3种典型的线性电流控制策略。从工程应用现状来看,abc自然坐标系控制和dq同步旋转坐标系控制比较成熟,而αβ静止坐标系控制相对新颖,具有较好的应用前景,尤其在单相系统、谐波补偿和电网不平衡控制方面。但以下方面仍有待于进一步研究。

1)PR调节器的窄带宽和无穷增益对离散化过程比较敏感,谐振极点的轻微移动会引起控制性能的显著下降。选择合适的离散化方法,降低离散化过程引起的零极点漂移。

2)数字信号处理器(DSP)有限字长的限制和截断误差直接影响谐振调节器的数字化实现。谐振调节器的离散化设计要兼顾离散化方法和DSP运算性能。

3)随着并网要求的提高和逆变器控制功能的增加,采用单一的电流控制技术将难以满足控制要求,需要研究复合的电流控制策略。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。