直流平衡范文（精选6篇）
直流平衡 第1篇
一、嵊泗直流工程调频控制原理
1. 工程概况。
嵊泗直流输电工程是我国第一条双极跨海直流输电工程, 是为了解决嵊泗县电力紧缺以及宝山钢铁公司马迹山港矿山转运码头正常生产所需电力而建设的。自上海市南汇区的芦潮港换流站向浙江省嵊泗列岛的嵊泗换流站供电, 直流额定电压为±50 kV, 直流额定电流为600 A, 直流额定功率在正送时 (芦潮港送嵊泗) 双极为60 MW, 单极为30 MW, 2002年投入商业运行。2002年嵊泗岛内的基本负荷为10 MW, 马迹山矿山码头的冲击负荷为12 MW, 调频控制的目的是针对直流输电系统受端为弱小系统时的情况, 将受端交流系统频率作为调制量, 充分利用直流输电调节功率快速的特点, 满足受端弱小系统在各种动态情况下安全、稳定运行的要求。特别是要满足岛内所有柴油发电机组关闭、仅靠直流输电作为电源的“黑网”运行的要求。
2. 直流频率控制系统及其功能。
主要包括, 受端交流电网频率的测量, 直流系统起停过程中的频率干预功能以及直流系统正常运行时的频率控制功能。直流频率控制系统如图1所示。
(1) 受端交流电网频率的测量。其原理是, 首先将交流同步电压由正弦波调整为方波信号, 使用高频计数器对周期进行精确计算, 得到逆变侧 (受端) 交流电网的频率。然后将频率信号通过直流输电控制系统的快速站间通信通道送到整流侧 (送端) 。
(2) 直流输电系统起停过程中的频率干预功能。直流系统起停过程和功率升降过程中, 如果频率偏差超过门槛值, 将暂时停止上述过程的执行, 以尽量减小直流功率变化对受端电网系统稳定性的影响。待受端电网达到新的功率平衡后, 再继续执行上述过程的, 直到直流功率达到设定值。
(3) 直流输电系统正常运行情况下的频率控制功能。通过整流侧控制系统判断逆变侧电网频率偏差是否超过某一门槛值, 一旦超过该值, 调频控制便发出调频有效信号。此时, 通过开放数字式频率调节器计算出的逆变侧交流电网的频率信号, 进行调节算法, 根据当前直流系统的控制模式 (功率控制还是电流控制) , 输出一个功率或电流调制信号, 并叠加到设定的功率或电流参考值, 从而使得直流功率的动态地变化。这样, 当逆变侧交流系统出现扰动和负荷波动时, 直流系统能够动态地改变输送直流功率的大小, 通过直流功率的支持使交流系统随时保持动态的平衡。调频控制原理如图2所示。
二、调频控制中的问题及原因分析
1. 根据嵊泗直流工程控制系统最初设计采用双极独立调频方式。
这样做的好处是双极独立配置频率控制器, 双极之间不需要依赖极间通信进行协调。该控制策略基于如下考虑。一是在极间通信故障、测频环节故障或站间通信故障情况下, 一极退出调频控制, 另一极仍能完成系统调频功能。二是在发生双极调频不同步时, 由双极电流平衡控制模块来保证双极的平衡运行。
嵊泗直流输电系统在运行初期, 由于岛内基础负荷及马迹山矿山码头冲击负荷较小, 双极直流持续在小负荷情况下运行, 一极因检修和维护的原因闭锁后, 另一极仍能满足全岛用电的要求。但是2007年以来, 原有系统设计便已无法满足实际需求, 双收不平衡运行。宝钢集团马迹山港矿山转运码头二期工程上马后, 冲击负荷比2002年增加了2倍。同时, 随着嵊泗县国民经济的快速发展, 基本负荷比2002年增加了2倍多。因此, 直流输电系统一个极的功率已不能满足基本负荷和马迹山港冲击负荷的要求。在双极不平衡运行的情况下, 运行人员每天需要多次的人工平衡操作, 不仅增加了运行人员的工作强度, 同时也给直流系统的安全运行带来了不利的影响。
2. 通过对两个换流站现场的调研、测试和分析, 发现双极功率不能平衡运行的原因主要有以下两点。
(1) 由于双极采用独立调频方式, 两极频率控制的控制量均为嵊泗侧电网频率, 该频率信号是通过高速站间通信 (海缆复合光纤) 送到整流侧频率控制器。通信路径是逆变侧极控→TDM设备→光端机→复合光纤通道→光端机→TDM设备→整流侧极控, 由于两极的通信通道延时和误码率不完全一致, 致使两极测频信号出现偏差, 使得双极调频控制输出不一致。
(2) 在正常情况下, 即使出现双极功率不平衡, 在动态冲击负荷的间隙期间, 双极电流平衡控制仍能快速、自动地将双极电流拉回到平衡状态, 并维持总功率不变。但由于接地极引线CT故障率较高, 目前已无法工作, 使得双极平衡控制无法发挥作用。
三、功能优化
相关分析表明, 双极联合调频控制和双极平衡控制优化设计是解决嵊泗直流输电系统双极不平衡运行的关键。可以在不需要更换新的接地极CT设备, 不需要增加任何硬件设备的前提下, 使用软件优化的方法解决上述问题。
1. 双极联合调频控制。
(1) 解决方案的选择。采用最典型的主导极调频方式, 即由主导极完成调频控制, 非主导极不参与调频控制, 主导极调频控制器输出调制量经过高速极间通信通道同时送给两个极, 实现双极同步调频。但是这种方案的问题是, 如果主导极站间通信故障, 逆变站的频率信号无法传输到整流站, 将使双极均失去调频控制, 这对于在有冲击负荷存在下的嵊泗弱小电网系统的稳定性是非常不利的, 容易导致嵊泗电网切负荷甚至造成系统崩溃。
为了最大限度地满足嵊泗直流工程调频可靠性的要求, 双极调频采用新的调频控制方案。嵊泗电网在冲击负荷作用下, 频率的变化是以s为单位的;而快速测频模块10 ms完成1次频率计算, 是以ms为单位的, 通过高速站间通信通道, 10 ms就可以把频率数据送到整流站参与调频控制。如果将该频率信号送到另一极, 快速极间通信也仅增加10 ms的时间, 10 ms期间频率的变化相对于嵊泗电力系统来说可以忽略不计。基于以上基本分析, 采用一个极的频率信号作为双极同步调频控制的输入是合理的。
(2) 具体实现方案。首先, 双极统一采用一个极的频率信号作为控制量, 优先采用极一的频率信号。然后, 再把极间通信和站间通信的状态作为选用各极频率信号的条件, 从而大大减少站间通信系统故障对调频控制的影响。
(3) 频率信号的基本选择策略。如果极一站间通信正常且极间通信正常, 则双极都采用极一的频率信号;如果极间通信不正常, 则各极采用各自的频率信号;如果极一站间通信不正常, 极二站间通信正常, 则双极都采用极二的频率信号。通信故障条件下的频率差处理流程如图3所示。
2. 双极电流平衡控制。
双极电流平衡控制是极控系统的基本功能之一。首先, 通过过两个极的极控分别检测接地极引线电流Iee1和Iee2, 对两个电流求和, 得到Iee。然后, 把该信号输入PI调节器中, 并根据电流定义的方向, 将电流大的极减小电流参考值、电流小的极增大电流参考值, 直到两极达到电流平衡状态。
由于接地极引线CT故障, 在不更换该CT的情况下, 首先采用极间通信将两极的极线电流Id1经过200 ms平均滤波后进行互传, 然后通过对两极的Id1和Id1-op进行求差, 得到Iee, 从而计算出接地极电流, 利用原有的双极电流平衡软件模块实现电流的平衡控制。
四、试验
程序修改下载后, 进行了双极开机、模拟极间通信故障、冲击负荷等试验, 并对正常运行情况下的电流平衡能力进行了重点观测。通过波形分析软件抽取时间刻度点的数据, 形成2个数据表格, 如表1、表2所示。
根据表1、表2计算得到:功能程序修改前, 双极不平衡电流绝对差值的平均值△I1=110.1 A;功能程序修改后, 双极不平衡电流绝对差值的平均值△I2=22.1 A;△I1/△I2=5。由于实际负荷是变化的, 无法进行同一直流电流运行工况下的数据对比, 但是控制行为中对平衡电流能力要求的标准却是一致的, 且不受直流电流大小的影响, 因此可以认为功能程序修改后的电流平衡能力是修改前的5倍。
五、结论
直流平衡 第2篇
关键词：静止同步补偿器,级联H桥变流器,三角形接线,电容电压控制,电压内环
0引言
静止同步 补偿器 (staticsynchronouscompensator,STATCOM)作为柔性交流输电系统(flexibleACtransmissionsystems,FACTS)的重要组成装置之一,广泛应用于煤矿电网、冶金、化工等领域。STATCOM具有补偿范围广、动态响应速度快、抑制电压闪变能力强、谐波含量低等优点,代表着新一代无 功补偿和 谐波治理 装置的发 展方向[1,2,3,4]。
目前,大容量STATCOM主要是以级联H桥变流器作为主电路,该结构摒弃传统多重化变压器,占地面积小,易于模块封装和加工。当链式H桥单元各器件参数完全相同时,三角形接线结构的容量比星形接线大。H桥变流侧采用独立的电容提供直流电压支撑,直流侧电压的稳定是保障装置可靠运行的必要条件。因此,必须对直流侧电压进行控制,以达到电压均压的控制目的。文献[5-6]都是通过外部平衡电路来实现模块间有功功率的交换,增加了硬件负担。文献[7]通过调节输出电压和电流之间相位差的方法来维持直流侧电压平衡,调节相位范围小,控制能力较弱,计算量大。文献[8]根据瞬时功率平衡控制直流侧,算法复杂,稳态电压波动较大。文献[9-10]提出轮换调制方式进行直流侧电压控制,但适用于载波比小、开关频率较低的情况。
本文对三角形接线链式STATCOM直流侧稳态模型进行分析,推导出实际工程直流侧电容电压的选型准则,阐述直流侧电容电压不平衡的原因。给出无电压内环和传统电压内环控制两种情况的控制策略,并且提出一种改进式的电压内环控制策略,使相内每个H桥直流侧到达平衡。该策略省去了锁相环,算法简单易行,可操作性较强,并且直流侧有较小的稳态误差。
1链式三角形接线 STATCOM 直流侧电压分析
链式STATCOM由多个H桥组成,每个H桥变流器工作情况基本相同,可将多个级联H桥等效为一级H桥[11,12,13,14],如图1所示。
在理想情况下,usx,ilx,icx,ucx分别为三相系统电压以及需补偿的负载电流、补偿电流和H桥变流器输出电压;x=a,b,c;Sx1,Sx2,Sx3,Sx4为开关量;iab,ibc,ica分别为H桥侧相电流;Ls为滤波电抗器;udc,idc,Cdc分别为直流侧电容电压、电流和电容的值。
对A相H桥变流器进行分析,设Sk(k=a,b,分别代表H桥的左右桥臂)为A相H桥变流器单极性逻辑开关函数,其对应的值逻辑值如下:
Sk 开关函数如表1所示。
从表1可以得出,H桥单元变流侧输出电压uca和直流侧电流idc的数学表达式为:
根据文献[15],采用占空比描述的高频开关数学函数模型,开关函数表达式如下:
式中:dk为SPWM占空比;ω为开关角频率。
当开关器件频率很高时,高次谐波可以忽略,此时
式中:m和θ分别为调制波的调制比和初始相位;左桥臂αa=0,右桥臂αb=π。
综合式(1)和式(2),可得输出电压uca和直流电容电流idc的近似式(3)。三相对称系统电压usx和需补偿的负载电流ilx如式(4)所示。
交流侧补偿电流ilx含有6k±1次的谐波电流,I1s,Ins分别是无功电流和相应谐波电流有效值;φ1,φn为其对应的相位角;Vs为交流相电压有效值。x=a,b,c时,θx的值分别为0°,-120°,+120°。
根据上述式(3)—式(5),可以得到流过A相H桥单元的电流iab,如式(6)所示。
根据式(1)、式(6),可得到电容两端电压udc,如式(7)所示。udc主要由直流分量U0和谐波电压成分组成,谐波电压决定直流侧电压波动的大小,其中两倍频纹波电压占主要成分。直流侧电容Cdc的取值太低,则电容电压波动较大,动态响应快。直流侧电容Cdc的取值太高,则电容电压的波动量较小,动态响应较慢。考虑到这两方面,电容峰值电压的波动可以表示为:
按照设计指标,电容的峰值电压波动范围允许在10%以内。电容指令电压为650V,级联H桥数目选择2级,可得Cdc表达式如下:
根据式(8)、式(9)可知,则Cdc≥0.0018F。考虑到STATCOM要补偿整流器产生的少量谐波电流,要留一定的调制裕量,经过反复仿真与测试,选取电容值Cdc=3000μF。采用Arcotronics公司的型号为C44UQGQ6500F8SK的薄膜电容作为直流母线电容,并采用6个电容并联策略,进一步减少电压纹波。
2相内直流侧电压不平衡原因
文献[7]给出了稳态直流电压主要与开关损耗、调制比、脉冲延时误差、并联损耗以及混合型损耗有关,与电容值无关。变流器通过改变一个开关周期内有功功率来实现H桥变流器单 元的功率 平衡。通过电压外环的调节产生一定的有功电流,使得变流器发出的补偿电流中包含一定的基波有功电流分量,从而实现STATCOM直流侧与交流侧 能量的交换。
H桥直流电压平衡原理如图2所示。
图中阴影部分A和B极性相反,若A的面积与B的面积相等,则说明直流电容在半个基波周期内的充放电量相等,电容电压平衡;若A的面积大于或小于B的面积,则可说明直流电容在半个基波周期内的充放电量不等,电容电压将上升或者下降。
设第i个H桥输出电压出现超前的Δαci,则半个周期内电容充电量可表示为:
式(10)中的相位差Δαci非常小,则Δαci与Qi成比例关系。通过对Δαci的控制就可以控制电容的充放电。当 Δαci>0,则电容充 电,电压上升。当Δαci<0,则电容放电,电压下降。通过对Δαci微小变化的调节,便可以控制每一个H桥直流侧电压的充放电。
3链式STATCOM 直流侧电压控制策略
3.1不加电压内环直流侧平衡控制方法
如果不考虑损耗,则其交流侧的瞬时有功功率将全部传递给直流侧,将有功指令电流id*c叠加到补偿指令电流ic*上,使STATCOM补偿电流中包含一定的基波有功分量,从而使STATCOM装置直流侧与交流侧交换能量,将电容电压调节到给定值。
如图3所示,忽略图中虚线框内电流内环相关部分。只考虑a相情况,udc1与udc2是两个H桥变流器直流侧电容 电压,uavr为总直流 电压平均 值。Kp1,T1分别为比例—积分(PI)调节器的比例系数和积分系数。uref(指令电压650V)与uavr之差,经PI调节器后,与电网线 电压同相 单位正弦 信号sin(ωt+π/6)相乘,得到有功分量id*c。此环节为电压外环,目的是得到装置总有功损耗的补偿量,实现装置与系统的有功功率交换。ic*为负载侧指令电流值,id*c与ic*之和作为装置输出电流指定值,与实际输出电流ic的差值经比例调节器产生指令电压调制信号um′。同时,和系统线电压uab叠加,再除以uavr,得到每个H桥变流器调制波,经限幅后,与三角波载波进行比较,就可以控制开关器件的通断。
如图4所示,链节H桥虽然各自可以 达到平衡,但相互之间平衡值有差异,两电容电压稳态误差值为30V左右。在现场装置运行过程中,这个误差值要比理想的还要大,由于损耗误差的累积效应,会导致某一相H桥内直流电压偏高,以致达到电容电压保护值。开关 器件发热 严重,导致STATCOM无法工作。图4右下角为0.3~0.4s放大图,系统存在两倍频的纹波电压,两电容电压稳态值相差较大,不利于装置的安全运行。
3.2传统电压内环直流侧平衡控制策略
根据上述分析,不加电压内环控制,相内直流侧电容电压存在很大的差异,因此必须对相内H桥变流器直流电压进行控制[16,17],通过增加电压内环来修正电容电压与电流的相位差,其控制框图如图3所示。
图3虚线框为电压内环控制,udci与uavr误差值经过PI调节后,可得第i个H桥变流器直流侧补偿量Δudci,这补偿量 反映了误 差角Δαci的变化。图中Kpi和Ti(i=1,2)为第i个PI控制器的比例和积分参数。Δudci与单位余弦cos(ω1t+π/6)相乘后与um′信号相加,得到修正 后的电压 调制信号um,经归一化限幅后,输入到H桥变流器中。
基本原理如下。参考电压信号um可表示为:
电容在放电,控制sinΔαci>0,则Δαci>0。根据Qi表达式,电容电量增大,电容进入充电状态;若ΔVdci<0,第i个H桥变流器直流侧电压大于平均值,电容在充电,控制Δαci<0,电容电量减小,电容进入放电状态。如图5仿真波形,引入电压内环控制,可以将直流侧电压很好地控制在650V。0~0.4s投入感性负载,0.4~0.8s投入不可控整流器,0.8~1.2s投入容性负载。从整体上看,电容电压基本能控制在650V,在投入整流器和容性负载的瞬间,稍微有些波动,从而证明控制仿真理论框图的正确性。
图5传统电压内环的 H 桥变流器直流侧电压Fig.5DCvoltageofH-bridgeinverterwithtraditionalvoltageinnerloop
在系统运行于感性负载与容性负载时,直流侧电容电压稳态误差值在2V左右,存在二倍频纹波电压2~3V之间,与不加电压内环控制相比,电压控制效果要好得多。在系统补偿整流器负载时,直流侧电容 电压也被 控制得很 好,稳态误差 值在4V左右。但是,在获得同样补偿 效果下,采用锁相环技术[18,19,20],其计算量较大,增加了控制器的运算负担。当STATCOM工作在补 偿感性大 负载时,ω1可近似等于电网电压角速度。当三相系统存在畸变或补偿整流器时,采用锁相环技术,ω1t+π/6的提取算法比较复杂,稳态误差受锁相环影响较大。
3.3改进的电压内环直流侧平衡控制策略
为了精简程序算法和进一步缩小稳态电容电压误差值,本文提出一种改进的电压内环直流侧控制平衡策略,即利用变流侧电流反馈来叠加误差信号Δαci,以实现每个H桥调制波 微小的移 相,如图6所示。将变流器输出电流ic进行负反馈,进行比较限幅后叠加到调制波上,来修正电容电压与电流相位差。传统的电压内环控制策略,通过增设锁相环来叠加ΔVdcicos(ω1t+π/6)分量修正相位差,实质是通过叠加电压分量来进一步缩小直流侧电容电压与电流相位差Δαci。这增设的锁相环是为了得到参考电压um′的相位,而这个um′是由电流ic*-ic+id*c经过比例调节器得到的,一定程度上增加了系统的运算负担。具体分析:在电容电流前半个周期内,此时idc≥0,当Δudci/Δt>0时,Δudci>0,第i个H桥变流器直流电压小于平均值,此时Δidc/Δt>0,电容进入充电状态,电压将逐渐升高;当Δudci/Δt<0时,Δudci<0,第i个H桥变流器直流电压高于平均值,此时Δidc/Δt<0,电容进入放电状态,电压将逐渐降低;在电容电流后半个周期内,此时idc<0,当Δudci/Δt>0时,Δudci>0,第i个H桥变流器直流电压小于平均值,此时Δidc/Δt<0,电容进入反向充电状 态,电压将逐 渐升高;当Δudci/Δt<0,Δudci<0,第i个H桥变流器直流电压高于平均值,此时Δidc/Δt>0,电容进入放电状态,电压将逐渐减少。那么,Δudci在电容电流一个周期内由于相位差Δαci产生的电压偏移和功率基本为0。在电压外环的调节下,就可以将相内直流侧电容电压都稳定在650V。从图6可以看出,省去了锁相环,使得算法变得简单,可操作性 较强。图7仿真波形 在0~1.2s之间,链节H桥直流侧电压被很好地控制在650V。0~0.4s,0.4~0.8s,0.8~1.2s,分别投入感性、整流器、容性负载。当STATCOM补偿感性和容性负载时,两个电容电压值基本重合,和图5相比,就可以发现直流侧电压之间稳态误差值基本为0。纹波电压得到大大缩小,电压跟踪速度迅速。当STATCOM补偿谐波 电流时,稳态误差 值进一步缩小,纹波电压幅值也得到进一步降低,电压一直处于相互平衡的状态,该策略不仅避免了复杂的锁相环算法,而且有效地改善了稳态误差大小,正确解决了电容电压实时性的平衡问题。
在三相畸变情况和补偿谐波电流时,采用改进的电压内环直流侧平衡控制策略,该策略不受传统电压内环控制增设的锁相环影响,从算法上精简了很大一部分程 序,STATCOM补偿效果 较好。并且,采用该策略相内H桥直流侧稳态误差较小,精度较高,算法简单易行,系统仿真参数见第4节实验参数。
如图8所示,在电压存 在畸变的 情况下,当STATCOM补偿感性和整流桥负载时,改进的电压内环控制都能使得直流侧电容电压达到很好的平衡。图8(a)右下角为两电容电压误差值,均控制在1V之内,图8(b)右下角为两电容仿真值。因此,可以证明,不管电网是否存在较小畸变,或者是补偿谐波电流,该策略都能够控制相内电压达到很好的平衡,精度高。图9给出了STATCOM补偿电流特性波形,从图中可以看出,三相补偿电流稳定,能有效地跟踪三相电网负载侧的电流,补偿效果不错。
4试验验证与分析
实验参数:三相电网 电压660 V,容量300kvar,频率50Hz,开关器件———绝缘栅双极型晶体管(IGBT)参数为1700V/600A,开关频率为5.4kHz,直流侧电容值为3000μF,滤波电抗器0.5mH,级联H桥数目为2,三角形接线。
装置主要分为4个部分:启动柜(主接触器、软启动电路)、两台STATCOM装置柜(一台工作在开环发电流状态称为负载机,一台工作在闭环补电流称为补偿机),均为三角形接法。控制柜(信号调理板、现场可编程逻辑门阵列(FPGA)控制板以及各种电压互感器(TV)、电流互感器(TA)测量器件)以及并网电抗器(采用空心干式电抗器,放置在启动柜前)。
系统工作过程:采用半自励启动方 式,即开机时,先封闭IGBT的触发信号,依靠IGBT的反并联二极管和软启动电路对各个H桥变流器单元进行整流充电,待电容电压升至450V左右,解除IGBT封锁信号。先启动补偿机装置,后启动负载机装置,电容电压上升至650V,经Ls电抗器滤波投入电网运行。
如图10所示,负载机取c相一级H桥功率单元两端电压,电流取c相电流,电流方向取电网流进装置为正方向。由图可得,电流滞后电压90°,负载机装置相当于感性和谐波源负载。补偿机补偿装置取a相一级H桥功率单元两端电压,补偿电流取c相(电流钳接法与负载相同,示波器显示倒置)。补偿机c相电压的波形超前a相的120°,此时与负载机c相的电压波形相位相同。补偿机发出的电流超前电压90°,工作在容性工况下。将相电流采样数据点导入MATLAB软件,经快速傅 里叶变换(FFT)分析,可得表2。
通过表2数据分析可知,补偿机补偿效果非常好,谐波畸变率大大缩小,误差小,精度高。如图11所示,在t1时间内,通过软启动电阻和IGBT的反并联二极管,三相电网 给直流BUS电容充电至450V左右。在t2时间内,大接触器闭合,软启动电阻被 短路,电压环逐 渐将直流 侧电压调 节到650V。在t3时间内,STATCOM装置实现动态补偿功能,直流电压被很好地控制在给定值。图11右下角为1.8~1.9s局部放大图,相内两链节H桥稳态误差为10V左右。如图12所示,补偿机链节两级H桥输出电压Uba为5电平,工作在感性工况下,补偿系统的容性电流。线电压Uba与c相补偿电流反向,滞后a相补偿电流60°,波形畸变率较小。直流侧两级平均纹波电压峰峰值被控制在80V以内,最大峰值电压被控制在40V左右,主要存在2倍频(100Hz)波动的纹波,波动率为6.15%,已经符合设计要求,证明电容参数选型的正确性。
5结语
本文针对链式STATCOM直流侧电容电压平衡的控制方法,研究三角形接线方式下的直流侧电容电压稳态数学模型,给出实际直流侧电容值的选型。并且,重点研究直流侧电容电压相互平衡的控制策略,对不加电压内环控制和传统的加电压内环控制两种情况,给出控制模型和实验仿真分析。不加电压内环控制,相内直流侧电容电压无法相互平衡。引入传统的电压内环控制,计算量大,稳态误差高。以此为据,提出一种改进式的电压内环控制新策略,省去了锁相环,优化了算法,缩小了直流侧电压稳态误差。
直流平衡 第3篇
某电厂6 kV电动机型号为YK4250-2/1430,额定功率4 250 kW。其定子绕组直流电阻试验标准按DL/T 596-1996《电力设备预防性试验规程》规定为:3 kV及以上或100 kW及以上的电动机各相绕组直流电阻值的相互差别不应超过最小值的2%。此电动机于2000年投入运行,每年进行一次预防性试验,2004年之前各项试验均未发现问题,且其定子绕组直流电阻不平衡率均未超过0.6%。而在2004年8月9日,做该电动机预防性试验时发现,电动机定子绕组直流电阻不平衡率有所增大,达到了1.26%,但还在规程允许范围内。为了加强对该电动机的直流电阻不平衡率发展的监视,在2004年12月15日,又对该电动机进行了跟踪性试验,定子绕组直流电阻不平衡率为1.91%,不平衡率继续增大。针对该电动机定子绕组直流电阻不平衡率逐步增大问题,在2005年使该电动机经常处于备用状态,延缓该电动机定子绕组直流电阻不平衡率持续增大问题,并于2005年11月18日对该电动机进行试验,发现定子绕组直流电阻不平衡率已达到2.46%,超过规程允许值,应立即对该电动机进行大修检查,消除定子绕组故障。三次试验的详细数据见表1。
分析表1数据可知,造成定子绕组直流电阻不平衡率增大直至超标的原因,应为BY相绕组直流电阻逐渐增大所致。
2故障原因分析
该故障电动机为一对极电动机,定子共48槽,每相绕组每极下8个线圈,每个线圈导线均采用4股扁铜线并绕,线圈的接线如图1所示,等值电路如图2所示。
为了能够具体分析、判断引起该电动机绕组直流电阻不平衡率增大的原因,首先假设BY相直流电阻正常,取RBY=RAX=21.42 mΩ。
画出BY相绕组等值电路,如图3所示。
则支路电阻:
由于每相绕组每极下8个线圈,因此有
每个线圈的导线电阻为
线圈的导线开焊最简单的有如下四种情况,具体分析如下:
a.假设1个线圈有1根导线在端部引线处开焊。
故障线圈的总电阻为
故障支路电阻为
所以有故障相电阻为
b.假设1个线圈有2根导线在端部引线处开焊。
故障线圈的总电阻为
故障支路电阻为
所以有故障相电阻为
c.假设同一支路有2个线圈各有1根导线在端部引线处开焊。
故障线圈的总电阻为
故障支路电阻为
所以有故障相电阻为:
d.假设不同支路各有1个线圈的1根导线在端
部引线处开焊。
故障线圈的总电阻为
故障支路电阻为
所以有故障相电阻为
通过以上分析,只有式1中的结果21.857 mΩ与实际试验结果21.87 mΩ相近,其它的计算结果并不符合故障的实际情况。因此,确定造成此电动机定子BY相绕组直流电阻不平衡率超标的原因应为:BY相某个线圈的端部焊点处,4根并绕导线中的1根开焊。
3故障处理
由于该电动机是F级绝缘,线圈的外绝缘是用树脂整体浸渍的,硬度较大,处理时线圈无法抬出,因此,为了能够简便而快速的找到故障点,应采用优选法进行查找。
先将BY相端部跨线的并联处绝缘剥除,再将焊接点打开,测量是哪一个极相组线圈直流电阻大,结果BY相进线侧的极相组直流电阻的阻值为446.9 mΩ,远远大于另一极相组42.9 mΩ的阻值。因此,应将该极相组上的线圈的引线绝缘依次剥除,结果发现第4个线圈4根并绕导线中的1根开焊,将该点临时用卡具卡紧,测试BY相绕组直流电阻值为21.28 mΩ,不平衡率0.42%,与电动机刚投运行时的数值相近,表明造成该电动机定子绕组直流电阻不平衡率超标的原因,就是该处接点开焊所致。经重新焊接后用云母带包扎,外包层采用热缩带。处理后进行大修高压试验,试验合格,投入运行至今未见异常。
4结束语
本文所述的6 kV高压电动机造价约55万元,一旦在运行中发生故障,轻者造成电动机自身损坏,重者将直接造成停机、停炉,经济损失较大。且高压电动机若定子绕组烧损,将无法在短时间内恢复。因此,对电厂重要的高压电动机进行提前的早期故障诊断、分析,提前进行控制,可为电厂安全、稳定、经济运营,提供夯实的保障。
直流平衡 第4篇
目前配电网中存在着大量的三相不平衡负载,这些不对称负载会导致电网电压的不对称,并造成电机附加发热和振动、各种保护和自动装置误动作、变压器漏磁增加和局部过热、线路损耗增大等。配电网静止同步补偿器[1,2,3,4](Distribution Static Synchronous Compensator,D-STATCOM)以其快速的响应速度、可动态连续调节、运行范围宽等优点在不平衡电流补偿中得到了广泛应用。然而对补偿指令电流准确地检测是D-STATCOM对不平衡电流进行良好补偿的前提。通常在指令电流的检测环节中加入了对直流电压的控制,一般是将直流电容电压与参考电压的差经过比例积分(PI)控制器后的输出量叠加到D-STATCOM检测的瞬时有功电流ip的直流分量上,实现对直流侧电压的控制[5,6]。因此直流电压的波动会直接影响装置对指令电流的检测效果。另外,在装置启动的过程中,直流母线电压一开始与给定值之差很大,将经过PI处理后的控制量加入到指令电流的检测环节中,会导致D-STATCOM产生很大的冲击电流,进而产生过大直流母线电压波动,有可能烧坏IGBT和直流母线电容[7,8]。
针对上述问题,本文在分析不对称电压对直流电压影响的基础上,对D-STATCOM的检测环节进行了改进,同时对直流电压采用了分级控制方案,有效地抑制装置启动时的冲击电流,保护了D-STATCOM的安全。最后通过仿真和试验对所提出的方案进行了验证。
1 不对称电压对D-STATCOM直流电压的影响分析
图1为三相四线制的D-STATCOM拓扑结构,其中ea、eb、ec为三相电网电压,isa、isb、isc、isn为三相系统电流及其中线电流,ila、ilb、ilc、iln为三相负荷及其中线电流,ica、icb、icc、icn为D-STATCOM的输出补偿电流,Udc为直流电容电压,L为滤波电抗,Zsa、Zsb、Zsc为三相电网系统阻抗,且PCC为公共连接点。
由于三相不平衡负载会导致配电网公共连接点三相电压不对称,这里假定公共连接点三相不对称电网电压eap、ebp、ecp满足:
式中:U+和U-分别为不对称电压正序和负序电压的峰值,U0为零序电压。φ+和φ-分别A相正序和负序电压的初相角,ω为电网电压角频率。
对于进行不平衡补偿的D-STATCOM来说,其输出电流中也含有负序和零序分量,因此D-STATCOM的输出电流ica、icb、icc可表示成:
式中:I+和I-分别为D-STATCOM输出电流正序和负序分量的峰值,I0为零序电流。θ+和θ-分别A相正序和负序补偿电流的初相角。
将三相不对称电压eap、ebp、ecp和D-STATCOM的输出电流ica、icb、icc经过αβ变换,并表示成αβ坐标系下的空间矢量形式,其中变换矩阵C32为:
通过式(4)和式(5)可以求得D-STATCOM公共连接点的视在功率S:
从式(6)可以看出,当电网电压不对称时,公共连接点到D-STATCOM输出回路的瞬时功率(包括瞬时有功功率和瞬时无功功率)出现了有2倍频率的功率脉动。而D-STATCOM逆变电路交流侧的瞬时有功功率应该和直流侧电容的充电功率相等,因此公共连接点瞬时有功功率的2倍频率功率脉动会导致直流侧电压的2倍频率波动。
2 改进的电流检测法与直流电压的控制
2.1 改进的电流检测原理
图2为ip-iq法的检测原理图。
图2中,ea为A相电网电压,PLL (Phase Locked Loop)为锁相环,ila、ilb、ilc为三相负荷电流,LPF(Low Pass Filter)为低通滤波器,iaf、ibf、icf为提取的三相负荷基波正序有功电流,iah、ibh、ich、inh为提取的三相及其中线补偿指令电流。Udc为直流侧电容电压,U*dc为直流侧给定电压,PI为比例积分控制器。其中:
ip和iq分别是三相负荷电流经过矩阵C32和C变换得到的瞬时有功和无功电流。为ip的直流分量,其值表示负荷基波正序有功电流的幅值。图2中的指令电流检测还加入了直流电压的控制,将直流电压与直流给定电压的差通过PI(比例积分)控制实现直流侧电压的稳定,△ip为PI控制的输出量。其中比例控制用来快速响应减小电压跟踪偏差;积分控制的作用是为了消除电压跟踪的稳态误差,以实现对给定值的无静差跟踪。
经过上节的分析得出公共连接点的三相不对称电压会导致D-STATCOM直流侧电压2倍频波动,进而造成△ip的2倍频波动,在补偿不平衡负荷时△ip的波动将直接导致检测的三相基波正序有功电流的不对称,最终影响D-STATCOM对不平衡电流的补偿效果。下面通过平均值滤波对△ip进行滤波处理,来改善因△ip的波动对检测造成的影响。针对△ip二倍频的波动频率,△ip的直流分量可以经过积分时间为T/2的积分处理后取平均值来提取。相对于低通滤波器,可以将滤波延时缩短到T/2,整个平均值滤波原理如图3所示,主要由积分环节、延时环节、减法环节和除法环节而组成。
结合平均值滤波,对指令电流的检测进行改进。如图4所示,将△ip和相加的结果经过积分时常为T/2的均值滤波处理后,再经过坐标反变换提取三相基波正序有功电流,以有效地抑制因直流电压波动对检测造成的影响。
2.2 直流电压的分级控制策略
为了避免装置启动的过程中,D-STATCOM中较大的冲击电流以及直流电容过大的电压波动,对装置进行软启动控制尤为重要。在D-STATCOM主电路正常工作之前,利用IGBT中的反向并联二极管组成三相桥式整流电路,对串有限流电阻的直流母线电容进行预充电。在公共连接点三相电压对称的情况下,其整流电压平均值Ud可以由式(9)求得:
其中U2为三相电源相电压的有效值,U2L为线电压的有效值。由于串有限流电阻,其最终整流电压达不到1.35U2L,因此可以在直流电压达到1.2U2L,结束预充电,并通过软件控制并联在限流电阻两端的继电器动作,将限流电阻短接,并向主电路发出启动信号。但是在不平衡负载的情况下,公共连接点三相电压会出现不对称,此时的整流电压无法用式(9)来计算,但此刻的最终整流电压Udu满足:
其中Uab、Uac、Ubc分别是公共连接点3个线电压的有效值,这里预充电结束电压可取1.2U2Lmin,预充电结束并将限流电阻切除后,此时的直流电压与参考电压还是相差很大,在电压上升过程中,电压环控制器的输出基本达到饱和,容易造成直流电压超调量大幅度增加,进而可能损害IGBT和直流母线电容。因此这里采取的方法是将直流电容参考电压进行分级,即将直流母线参考电压从整流电压(这里取1.35U2Lmin)逐级递增,每个周期增加△U,n个周期后达到最终给定值U*dc,这里取:
需要说明的是,这里可以取较大的n值,使得△U的值较小,进而保证经过PI控制之后的△ip较小,实现电压缓慢的升高,并抑制D-STATCOM中产生较大的冲击电流。
3 仿真和试验验证
为了验证本文针对不平衡负荷提出的改进的指令电流检测法以及直流电压分级软启动控制的正确性与有效性,在Matlab/Simulink环境中搭建D-STATCOM仿真模型。具体参数如下:D-STATCOM输出端滤波电感为4 mH,直流电容为5 000μF,电容最终参考电压为800 V。首先对不平衡负荷下改进电流检测法进行验证。图5为三相负载电流波形,可明显看出其含有大量的不对称分量。图6是对提取的瞬时有功电流(△ip与的叠加值)进行滤波前后的对比仿真结果。图6(a)为采用传统的指令电流检测法提取的瞬时有功电流波形,其波形发生着2倍频率波动,验证了上文不平衡对D-STATCOM的影响分析;图6(b)是对瞬时有功电流采用平均值滤波后的电流波形,可以看出平均值滤波对交流分量的滤除效果比较明显,电流波形比较平缓。图7 (a)和7 (b)是分别采用传统和改进检测法提取的三相基波正序电流的对比仿真结果,相对于传统的检测法,改进检测法提取的三相基波正序电流更加对称。图8(a)和8(b)是分别采用传统和改进检测法补偿后的三相系统电流的对比仿真结果,可以看出采用传统检测法补偿后的系统电流最大相峰值与最小相峰值(这里为B相和C相)仍有2～3A的偏差,而采用改进检测法补偿后三相系统电流基本平衡,补偿效果更好。
图9 (a)和(b)分别是D-STATCOM采用传统电压控制和分级电压控制启动时的直流电压仿真结果。图9(a)显示,在1s之前属于整流阶段,在1～1.2 s之间有个较小的电压突变,这是由于短接限流电阻造成的,之后在直流电压达到稳定前有较大的超调冲击电压,如果不进行有效地抑制可能直接损坏直流电容。图9(b)显示,采用分级电压控制主要作用于短接限流电阻之后的阶段,其电压呈阶梯状逐渐上升,并且在达到稳定前几乎没有超调电压,有效地保护了直流电容;同时,与之对应的冲击电流也能被有效地限制,保护了D-STATCOM功率开关器件的安全运行。
通过以上仿真可知,采用改进的检测法能有效地提高D-STATCOM对三相不平衡电流的补偿效果;在D-STATCOM启动时,采用分级电压控制策略能有效地实现对直流电容以及功率开关器件的保护。
为了进一步验证上述方法的正确性,下面在一台容量为20 kVA的D-STATCOM样机上进行试验验证。其中,三相电网电压有效值为220 V,负载采用负载功率为4 kVA的三相桥式整流及不对称负载。样机参数为:滤波电感5 mH,直流电容5 000μF,直流电容最终整定电压为800 V,开关元件采用绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT),DSP采用TMS320F2812,采样频率为12.8kHz,并采用Tek公司的TPS2024B来提取试验波形。
图10(a)为补偿前三相系统电流及A相电网电压波形,可以看出B相系统电流明显大于A、C两相,且三相系统电流都有一定的畸变。图10(b)是采用改进指令电流检测法补偿之后的三相系统电流波形,其波形基本正弦化,谐波得到有效地抑制,并且三相系统电流基本对称,不平衡电流也得到了有效地补偿。图10(c)是D-STATCOM采用分级电压控制启动时直流电压的波形,升压过程也分为预充电、分级升压和稳定电压3个阶段,在分级升压的过程中,其电压按阶梯状缓慢上升,在达到稳定前都几乎没有超调电压,最后稳定在800 V。实验结果表明改进的指令电流检测法对于补偿不平衡电流是正确、有效的,分级电压控制对于D-STATCOM启动时设备的保护是实用、有利的。
4 结论
配电网中大量的不平衡负荷会带来电网公共连接点电压的不对称,在分析不对称电压对D-STATCOM直流电压影响的基础上,结合平均值滤波,提出了一种针对不平衡电流补偿的改进指令电流检测法;同时为了避免D-STATCOM启动时过大的冲击电流烧坏直流电容和IGBT等设备,对直流电压采用了分级电压控制策略,仿真和试验结果均证明了所提策略的正确性与有效性。
参考文献
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直流平衡 第5篇
关键词：多电平技术,级联H桥,变换器,直流电压平衡,功率均衡,调制波矢量重构,电压控制
0引言
近年来,随着智能电网中柔性交流输电技术应用的不断推进,电力电子装置在高压大功率场合获得了越来越普遍的应用;同时,由于IGBT等器件耐压水平的制约,多电平技术[1]已成为电力电子装置应用于高压大功率场合的核心技术。
级联型H桥变换器源于多电平技术,与箝位二极管和箝位电容式拓扑结构相比,它具有结构简单、 易于模块化实现、可冗余运行等多种优点,因此,级联型结构成为高压大功率电力电子装置中的主流[2- 5], 广泛应用于静止同步补偿器、光伏并网逆变器、电力电子变压器等实用场合。
各个H桥直流侧电压的建立需要网侧提供一定的有功功率,且该有功功率大小受到其自身损耗的影响,另外,在光伏并网逆变器、电力电子变压器等工况中,各H桥直流侧都能够向网侧提供或者从网侧获得一定的有功功率。 因此,各H桥流经的有功功率不可能完全一致,甚至差别较大,而在传统控制下,有功功率差异正是引起各个H桥直流侧电压不平衡的根本原因。 文献[6-9]针对链式静止同步补偿器工况提出了相应的直流侧电压平衡算法,文献[10 - 11]针对级联型电力电子变压器工况提出了相应的电压平衡控制算法。
目前,国内外学者主要侧重于对并网型级联型H桥变换器直流侧电压平衡的研究,并提出了若干种可行的控制策略[6 - 16]。 这些方法的基本思想是通过增加一个电压平衡环节来实现各个H桥直流侧电压的平衡。 然而,这些控制方法仅以直流侧电压为控制目标,必然会引起各个H桥无功功率的分配不均,在负载不平衡度大以及无功补偿任务重等情况下可能无法正常工作。
针对级联型H桥的功率平衡,研究主要集中在逆变器情况下调制方法的改进或是通过后级电路进行控制[10，17],文献[18]以功率平衡为目标提出相应控制算法,但并不能保证各个H桥直流侧电压平衡, 只能在特定场合下使用。
本文提出了一种基于调制波矢量重构技术的级联型H桥变换器电压平衡以及功率均衡的控制策略,在保证各个H桥直流侧电压平衡的基础上,使得有功功率按需分配、无功功率等量分配,同时分析讨论了该控制算法的约束条件,并通过仿真验证了算法的正确性与有效性,与已有方法相比适用于更大负载不平衡度工况。
1数学模型
1.1拓扑结构及矢量分析
级联型H桥变换器的拓扑结构如图1所示,忽略交流电感L内阻,用R等效各个H桥的自身损耗以及传输的有功功率。
系统稳态运行时网侧矢量图如图2所示,该工况下,变换器从电网吸收有功功率,向电网提供感性无功功率。 文中采用粗体表示变量的矢量形式,非粗体表示其标量形式,由图可得如下数学模型:
其中,UHd和UHq分别为变换器交流侧电压UH在网侧电流Is轴及其垂直轴上的投影,也可称为UH的有功分量和无功分量。
电网提供的视在功率为:
其中,负号表示无功功率由变换器向电网提供,下同。
各个H桥输入的视在功率为:
忽略H桥的自身损耗,则各个H桥输出的视在功率为:
1.2直流电压及功率不平衡机理
根据H桥线性调制理论[8，19]可得:
其中,Di为第i个H桥的调制波矢量。
由式(3)—(5)可得:
其中,Did为第i个H桥的调制波矢量在网侧电流轴上的有功分量。
由式(6)可知,若采用传统的双闭环控制策略, 即D保持不变,此时D1d= D2d= … = Dnd,则:
由式(7)可知,在R不完全相等时,各H桥直流侧电压无法保持平衡,且功率不能均衡,如图3所示, R越大,Udc越大,P和Q越大。 图3中,电流矢量Is用标幺值Is*表示,则电流轴与其垂直轴分别可以表示有功和无功功率。
若采用直接修改调制比的方法[9- 13],即Udc保持不变,此时Udc1 = Udc2 = … = Udcn ,则:
其中,mi为各个H桥调制比的修正系数,并且m1+m2+…+mn=0,即保证总功率守恒。
由式(8)可知,通过各个H桥的调制比修正系数mi匹配它们之间的负载差异,直流侧电压能达到平衡,但功率仍然不能均衡,如图4所示,R越大,mi越小,Udc不变,P和Q越小。
2调制波矢量重构机理
2.1直流电压平衡及功率均衡方法
本文在电压平衡控制的基础上,为使各个H桥无功功率均衡分配,引入了调制波矢量误差分量,将其叠加到原调制波矢量中,得到改进后的调制信号, 如图5所示。
图5中,ΔDi(i = 1,2,…,n)为调制波矢量误差分量,与电流矢量Is垂直;D′i为重构后的调制波矢量,则:
由递推公式(9)可求得各个H桥的重构调制波矢量,其中误差分量的计算如图6所示。
图6中△OO1 A1与△C1 B1 A1 、△C2 B2 A2互为相似三角形,因此∠A1 C1 B1 =∠A2 C2 B2 = φ,则:
其中,i=1,2,…,n;dm为未加平衡控制算法时的调制比,即D的幅值。
由式(8)—(10)可得各个H桥的重构调制波矢量计算公式为:
其中,I*sod为滞后I*s90° 的单位矢量。
2.2约束条件
根据线性调制理论[19],可得计算式(11)的约束条件为Di′< 1且1 + mi> 0,代入式(11)可得:
根据式(12)可作出其函数图如图7所示。
由式(12)可解得:
结合式(8)和(13)可得:
若设R1为基准负载,则R1/ Ri可以表示为各个H桥的负载比,ηi可以表示为第i个H桥的负载不平衡度,ε2表示约束范围,因此式(14)具体反映了各个H桥之间负载差异的约束条件。
采用直接修改调制比方式的电压平衡控制方法时,根据式(8)可得该方式下的约束范围 ε1= mmax+ 1 = 1 / dm,其与本文提出的功率均衡控制方法的对比如图8所示,在功率均衡控制下,负载不平衡度的约束范围更宽,适用于更大负载差异的应用场合。
3控制策略
基于计算式(11),本文描述的级联型H桥变换器控制策略主要由双闭环控制、电压平衡控制以及功率均衡控制3个部分组成,如图9所示。
双闭环控制由传统的双PI控制构成,电压外环稳定H桥直流侧电压均值,并形成有功电流指令,无功电流指令为外部给定;电流环采用电压前馈式控制,有效提高了系统的动态响应。
电压平衡控制为直接修改调制比方式,任意一个H桥直流侧电压受到各个H桥直流电压的影响[8], 因此每个H桥直流侧电压与直流侧电压均值比较后经过独立的PI作用后形成调制比修正系数mi,通过mi消除各个H桥直流侧电压之间的差异。
功率均衡控制在以上控制的基础上,通过式(11) 计算各个H桥的调制波矢量误差分量,分别得到重构调制波矢量。 其中,sin(ωt+θ)由Is经锁相环后得到;sin φ 由Is与d亦经锁相环后得到。
4仿真研究
为验证所提电压平衡和功率均衡控制策略的有效性,在MATLAB/Simulink中搭建了3个单元级联型变换器及其控制系统,仿真系统主要参数为: 输入电压峰值Usm=1500 V,直流电压Udci= 1 000 V,基准负载R1= 50 Ω,无功功率Q = -100 kvar,直流电容Ci= 3 000 μF,滤波电感L = 2 mH,开关频率f = 1 kHz。
本文调制环节采用载波移相调制策略,能够利用较低的开关频率实现较高的等效开关频率,下文将分三部分分别验证本文所述的控制策略。
4.1级联H桥直流电压平衡
基于式(8),通过直接修改各H桥调制比的方法使直流侧电压平衡,仿真时间为3 s,1 s时加入平衡控制,仿真结果如图10所示。 如图10(a)所示,平衡后的直流侧电压波动各不相同,负载越重,纹波越大; 各H桥的传输功率如图10(b)和10(c)所示,负载越重,有功及无功功率越大,与理论分析结果一致;3个H桥调制波仅调制比不同,如图10(d)所示。
4.2级联H桥功率均衡
基于本文提出的控制算法,仿真波形如图11所示,仿真时间为3 s,1 s时加入均衡控制。 由图11(a) 可知,各H桥直流侧电压纹波基本保持一致,与负载轻重无关;各H桥有功功率与图10(b)相同,按需分配,而无功功率趋于一致,各H桥平均分配网侧需要的无功,与负载轻重无关,如图11(b)和11(c) 所示;3个H桥调制波幅值与相位均不同,与理论分析一致,如图11(d)所示。
4.3负载不平衡的约束比较
取不平衡负载R2= 20 Ω、R3= 180 Ω,由式(14) 可计算负载的最大不平衡度 ηmax= 1.985,在本文仿真工况下,可计算出初始调制比dm= 0.56,sin φ = 0.85, 根据图8可知,该负载不平衡度满足功率均衡下的约束条件,而不满足仅电压平衡时的约束条件。
仿真时间为3 s,1 s时加入电压平衡控制,2 s时加入功率均衡控制,如图12所示。
由图12(a)可知,由于负载不平衡度超过了其约束条件,故仅电压平衡控制无法使直流侧电压仍然保持平衡,且各直流侧电压波动差别大;2 s加入功率均衡控制后,由于约束范围的扩大,使得负载不平衡度重新回到约束范围内,故直流侧电压仍然能保持平衡状态。
图12(b)和图12(c)为功率变化图,同理,由于超出了电压平衡控制的约束范围,各H桥有功和无功功率均不满足与负载呈线性关系;2 s加入功率均衡控制后,有功功率重新按需分配,无功功率均衡分配。
图12(d)为加入功率均衡控制前后各H桥调制波波形,控制前d2明显超出了线性调制区的范围,且各调制波均已出现畸变;而均衡控制后,d2重新回到约束范围以内,保证了控制的有效性。
5结论
本文提出了一种新的基于调制波矢量重构技术的级联型H桥变换器电压平衡及功率均衡控制方法,与直接修改调制比的电压平衡方法相比,该方法具有如下优点:
a.直流侧平衡电压纹波基本一致;
b.各H桥流经有功功率按需分配;
c.各H桥流经无功功率等量分配;
直流平衡 第6篇
1 故障介绍及分析
1.1 故障介绍
2012年12月15日, 在进行楚穗直流工程孤岛调制的准备工作中, 操作极1高端阀组由定角度控制方式切换为定Udio控制方式, 切换完成一段时间后, 该极低端阀组的F5避雷器 (M型避雷器) 过热损坏, 楚穗直流极I的87DCM和87CSD I段保护动作, 将极I双阀组退至备用状态, 直流功率转移至极2运行。在随后极II单极运行期间, 接地极线路保护60EL动作, 将极II双阀组强制移相并重启成功。
在极I闭锁2s后接地极线路不平衡保护动作将极II强制移相并重启成功, 通过录波可知在极I闭锁后两条接地极线中流过电流差别较大达到60EL-2保护定值且持续时间超过2s从而导致60EL-2保护动作。
1.2 故障分析
F5避雷器损坏后形成极I低端阀组200k V母线短路故障, 在中性母线上将产生过电压, 由于接地极线路绝缘水平小于中性母线的绝缘水平, 因此该过电压极有可能造成接地极线路闪络从而导致接地极线路不平衡保护动作。事后的巡线结果也证实了这一点。极I低端阀组200k V母线接地短路过程中中性母线上的过电压录波结果如图所示。从图中可以看出其最后一条红线对应的时刻即为接地极线路闪络的时刻, 该时刻中性母线的过电压为170.47k V, 从图中可以看出中性母线电压从零值附近上升到闪络时刻的时间为2.8ms, 因此, 可认为作用在接地极线路上的过电压是一个波头时间为2800μs, 幅值为170.47k V的操作波。
由于楚雄换流站接地极线路装设了0.4m的招弧角, 其正极性雷电冲击耐受为150k V, 负极性雷电冲击耐受为-160k V。当外施电压为波头时间更长的操作波时其耐受电压将进一步降低, 因此中性母线上产生的过电压能够引起接地极线路的闪络。接地极线路入口处装有一台E避雷器, 该避雷器主要是用于来自接地极线路的雷电侵入波保护, 其主要目的是保护中性母线设备的。即中性母线和接地极线的绝缘设计不匹配, 中性母线避雷器不能防止在类似工况下接地极线发生闪络。
目前±800k V电压等级接地极线路招弧角的操作冲击电压耐受水平相当于交流35k V电压等级, 800k V换流站中性母线的操作冲击电压耐受水平相当于交流110k V电压等级, 存在两者操作冲击电压耐受水平不匹配的问题。中性母线避雷器的保护水平高于接地极线路的招弧角闪络电压, 发生直流线路极线因雷击闪络等原因导致接地故障时, 接地极线路可能会闪络。双极对称运行时, 如果故障极重启成功则可以清除接地极线路闪络, 如果故障极不允许重启则接地极线路闪络故障需要依靠健全极重启来实现。就楚穗工程而言, 联网方式下, 根据目前电网安全稳定研究的结论, 一极闭锁后15分钟内另外一极不允许重启。在孤岛运行方式下, 单极闭锁后另外一极短时间内重启引起的交流过电压过高, 过电压保护动作会切除大组滤波器引起双极闭锁。即, 单极故障有引起双极相继闭锁的风险。
为评估中性母线和接地极线路操作冲击电压耐受水平不匹配的程度, 主要对楚穗直流工程发生站内接地故障时, 接地极线路沿线操作过电压水平进行了计算。
2 建模分析计算
2.1 计算条件
运行方式选择
中性母线和接地极线路操作冲击耐受水平不匹配引起的主要问题是:双极运行时, 一极发生故障引起接地极线路闪络, 如果故障极不允许重启 (例如站内接地故障) 或重启失败, 则接地极的故障电流无法自清除, 直至中性母线差流保护动作, 闭锁或重启健全极, 根据目前电网安全稳定研究的结论, 在单极闭锁后15分钟内不允许另外一极重启, 即单极故障会引起双极闭锁。
单极大地运行方式下, 极母线接地故障或雷击引起接地极线路闪络, 只要闭锁该极, 接地极线路上的电弧就会熄灭, 然后会重启成功。
单极金属运行方式下, 逆变站接地极线路仅提供电位参考, 无直流工作电流, 即使接地极线路闪络, 也不会有续流存在, 可以不考虑。但整流站站内金属回线母线绝缘水平相当于交流110k V等级电压, 若雷击金属回线导致站内金属回线母线闪络, 则导致金属回线与大地并联, 流经大地的工作电流, 同样可导致接地点的故障电流不能熄灭, 直至保护动作闭锁阀。
综上, 考虑双极运行方式作为研究的基本运行方式。
交流系统短路容量选择
根据理论分析和绝缘配合研究的结果, 选择最大系统短路容量, 5000MW作为校核的基础。
故障选择
选择了可能引起中性母线过电压的各种典型工况进行了计算。包括:直流线路接地故障、直流母线接地故障、阀厅出口处极母线接地故障、各换流变2次侧接地故障, 各换流器连接母线接地故障。
建模
模型使用详细EMTDC模型, 考虑了除滤波器避雷器外的所有避雷器, 仿真中不考虑接地极线路闪络。计算模型中, 楚雄站、穗东站的接地极线长度为106km、95km。
2.2 楚雄站计算结果
表1-1给出了楚雄站的过电压计算结果, 表中各故障点的描述均基于楚雄站。E0是指中性母线处, E1距离换流站十分之一接地极线路长度处, 依次类推。从表中可以看出, 沿线的过电压水平与距离接地极的距离基本上成正比。几乎站内所有故障下的过电压水平都超过了接地极线路招弧角的闪络电压 (约150k V) 。图1-1给出了表1-1中各点最大过电压沿线的变化趋势。
注:1.单位均为k V
2.3 穗东站计算结果
表1-2给出了穗东站的过电压计算结果, 表中各故障点的描述均基于穗东站。E0是指中性母线处, E1距离换流站十分之一接地极线路长度处, 依次类推。从表中可以看出, 沿线的过电压水平与距离接地极的距离基本上成正比。几乎站内所有故障下的过电压水平都超过了接地极线路的闪络电压 (约150k V) 。图1-2给出了表1-2中各点最大过电压沿线的变化趋势。
注:1.单位均为k V
2.4 建模结果分析
对上述两表的分析可知, 送端的过电压水平高于受端。正常功率传输方式下, 楚雄站的过电压水平高于穗东站。为使接地极线路和中性母线的绝缘水平相匹配, 常规规律传输方向下, 需要改造接地极线路, 使其耐压水平满足实际的过电压水平。
3 结论
(1) 降低E型避雷器额定电压后, E2型避雷器约需增至120柱并联。避雷器的并联柱数过多, 均流问题难以解决, 在发生故障时部分避雷器的热崩溃仍然会使得对地闪络发生。因此, 不推荐改造中性母线避雷器以使其和现有的接地极线路绝缘水平匹配。
(2) 推荐的永久性解决方案为改造接地极线路绝缘配置、提高接地极线路绝缘水平, 以使其和目前E型避雷器的保护水平和中性母线的绝缘水平相匹配。楚雄和穗东站推荐提高距离换流站0~约60%接地极线路长度范围内的接地极线路的绝缘水平。
参考文献
[1]GB/T_311.3_2007绝缘配合[S].第3部分:高压直流换流站绝缘配合程序.
[2]楚雄换流站运行规程[Z].