相位噪声范文（精选7篇）
相位噪声 第1篇
1 相位噪声概述
相位噪声,就是指在系统内各种噪声作用下所表现的相位随机起伏,相位的随机起伏必然引起频率随机起伏,这种起伏速度较快,所以又称之为短期频率稳定度。
理想情况下,合成器的输出信号在频域中为一根单一的谱线,而实际上任何信号的频谱都不可能绝对纯净,总会受到噪声的调制产生调制边带。由于相位噪声的存在,使波形发生畸变。在频域中其输出信号的谱线就不再是一条单根的谱线,而是以调制边带的形式连续地分布在载波的两边,在主谱两边出现了一些附加的频谱,从而导致频谱的扩展,相位噪声的边带是双边的,是以fO为中心对称的,但为了研究方便,一般只取一个边带。其定义为偏离载频1 Hz带宽内单边带相位噪声的功率与载频信号功率之比,它是偏离载频的复氏频率fm的函数,记为￡(fm ),单位为dBc/Hz,即
￡(fm)=10lg[PSSB/P0] (1)
式(1)中,PSSB为偏离载频fm处,1 Hz带宽内单边带相位噪声功率;P0为载波信号功率。
2 频率合成器中的噪声特性分析
在频率合成器中,噪声的来源是多方面的,既有外部噪声,也有电子电路的内部噪声,一般只考虑随机噪声的影响[4]。
2.1 频率合成器的实现方式
频率合成器的实现方式主要有两种:一种是直接式频率合成器;另一种是间接式频率合成器。
直接式频率合成器是将基准频率通过倍频、分频和混频进行算术运算,再通过开关滤波器组选出所需的输出频率。
间接式频率合成器是利用锁相环(PLL)构成的频率合成器,它利用锁相环优异窄带跟踪特性,使输出频率锁定在高稳定的参考频率上。输出频率的相位噪声主要由VCO和参考频率源两者合成决定,靠近载波主要是倍频后的参考源的相位噪声,远离载波主要是VCO远端的相位噪声。
2.2 影响直接式频率合成器的噪声因素
2.2.1 参考频率振荡器的相位噪声
参考频率振荡器,使用晶体振荡器:它是整个频率综合器的心脏,晶振和谐波发生器的指标决定了频综的输出指标。理论上直接式频综输出相噪为:晶振的相噪
2.2.2 混频器的相位噪声
混频器输出端所得到的输出频率是其输入两信号频率的和频或差频。如果这两个输入信号不是纯净理想信号,而在完成频率相加或相减的同时,也完成了相位噪声的相加或相减,对于随机噪声来说,混频器输出相位噪声功率谱密度等于两个输入信号相位噪声谱密度之和,并且这两个输入信号不相关。因此对功率谱密度而言,两个不相关的随机函数的相加或相减是没有区别的,相减只是意味着倒相,并不影响振幅大小,它们的功率谱密度永远是相加的[5]。
2.2.3 分频器的相位噪声
分频器的任务是将输入信号的频率除以分频比N。实际上,在输入频率除以N的同时,输入相位噪声θni(t)也同时除以N。
2.2.4 倍频器的相位噪声
倍频器是产生频标的最基本的方法,也是直接式频率合成器中最基本的电路。它的指标直接影响了频率合成器输出的指标,即有
θno(t)=Nθni(t) (2)
SΦo(fm)=N2SΦi(fm) (3)
式(2)中,θno(t)代表倍频器输出的相位噪声,θni(t)代表倍频器输入的相位噪声。
式(3)中,SΦo(fm)代表倍频器输出的相位噪声功率谱密度、SΦo(fm)代表倍频器输出的相位噪声功率谱密度、N为倍频因子。
2.3 影响间接式频率合成器的噪声因素
间接式频率合成器是利用锁相环(PLL)构成的频率合成器,主要分为两种:间接模拟式频率合成器、间接数字式频率合成器。
基于锁相环的间接式频率合成器的主要缺点是会产生较大的相位噪声。锁相环中的噪声源主要包括晶体振荡器、压控振荡器(VCO)、鉴相器、环路滤波器等这些噪声在频率合成器中各环节。
为了保持相位噪声最小,必须考虑环路元件如何产生和环路影响。下面将简单讨论环路元件在锁相环路中相位噪声对频率合成器输出相位噪声的影响。
2.3.1 晶体振荡器的相位噪声
晶体振荡器的相位噪声Φi(S)对输出相位噪声Φ0(S)的影响为
由式(4)中可以看出,晶振中心频率ω的相位噪声全部由环路输出,大于环路谐振频率ωn的相位噪声将被衰减。由于分频次数N与倍频次数M受输出频率和跳频点数限制,故主要考虑Φi(S)。
晶体振荡器等效电路中的放大器固有噪声功率FKTB经放大器后通过带宽为Bi的晶体滤波器与信号功率Ps一起加到输入端,mo形成相位噪声,为放大器输出端的基底噪声,可写成
2.3.2 压控振荡器(VCO)的相位噪声
压控振荡器(VCO)的相位噪声对Φ0(S)的影响为
ΦVCO(S)Φ0(S)对的影响具有高通特性,低于的分量环路有很强的抑制作用,高于ωn的相位噪声分量将全部输出。因此频率合成器远端的相位噪声主要决定ΦVCO(S),ΦVCO(S)降低是降低频率合成器远端相位噪声的主要方法。
但是军品所使用的频率综合器往往要求在带宽内能迅速转换频率,这就要求VCO在工作带宽内能频率捷变。为满足该要求,常常用变容二极管来调谐VCO,这就降低了VCO的Q值,以至VCO近端的相位噪声不会太好,因此一般在军品频率合成器的设计中应适当加宽锁相环路的带宽。
2.3.3 环路滤波器的相位噪声
影响相位噪声的另一个重要因素是环路滤波器。环路滤波器对最终性能有很大影响,这是因为它决定拐点频率(在拐点频率处来自电路不同部分的噪声开始影响输出,如图2所示)。
在环路带宽内,鉴相器强迫 VCO跟踪参考频率,将参考频率源的相位噪声带到 VCO上。由于鉴相器噪声基底通常比参考频率源的相位噪声高,因此这一过程受到鉴相器噪声基底的支配。由于补偿频率高于环路带宽,环路就不能很好的跟踪参考频率,总的相位噪声等于 VCO的相位噪声,因此要将环路带宽设置在鉴相器噪声基底与 VCO自由振荡时相位噪声的交叉点上。过宽和过窄的环路带宽虽然对 VCO的相位噪声有一定的改善,但不能很好地提高 PLL的相位噪声性能。
2.3.4 鉴相器的相位噪声
鉴相器的相位噪声对Φ0(S)的影响为
由式(7)可以看出,对Φ0(S)也呈低通特性,对Φ0(S)影响将很小。另外,还可看出,应尽量提高鉴相灵敏度Kd,使环路抑制能力增强,还应注意鉴相器输入电压也应足够大,使鉴相器二极管能工作在理想区域,以降低鉴相器的附加相噪。
2.3.5 电源引起的相位噪声
电源引起的相位噪声主要来源于电源变压器及整流后的纹波电压,它们都通过某种方式对基准信号进行调制,尤其对晶振的调制,而形成相位噪声,这种噪声都属于近端干扰噪声,将由环路全部转移到输出端输出。
3 实际应用中频率合成器的相位噪声
通过以上对频率合成器的相位噪声的分析,可以看出,直接式频率合成器的输出相位噪声好于间接式频率合成器的输出相位噪声。
在实际应用中,根据所要求的技术指标的不同,采用了不同合成方式的频率合成器。例如,某型号产品的频率合成器为直接式频率合成器,它使用100 MHz高稳定度、低相噪晶体振荡器为基准参考信号源,在输出频率X波段上,偏离载频 1 kHz 处的相噪优于-100 dBc/Hz。如图3所示。
某型号产品的频率合成器,采用间接式锁相环频率合成器,工作频率在C波段,它使用100 MHz高稳定度、低相噪晶体振荡器为基准参考信号源,在输出频率上,偏离载频1 kHz 处的相噪达到-85 dBc/Hz,如图4(a)所示。偏离载频1 MHz处的相噪达到-100 dBc/Hz,如图 4(b)所示。
某产品的VCO,在输出频率X波段上,偏离载频1 MHz处的相噪达到-65 dBc/Hz,如图4所示。
由以上实际应用中使用的频率合成器的相位噪声图,可以明显的看出,直接式频率合成器的输出相位噪声优于间接式频率合成器。
4 结束语
在现代电子系统中,频率合成器的相位噪声直接影响到电子系统的性能,因此对其相位噪声提出了越来越高的要求。通过对频率合成器的相位噪声的分析,说明频率合成器的低相噪设计应根据技术指标的要求来综合考虑,使整个频率合成器的低相噪设计达到最佳状态。
摘要：频率合成器被喻为雷达电子系统的“心脏”,其相位噪声对设备和系统的性能影响很大。文中简单介绍了频率合成器相位噪声的基本概念。基于频率合成器的基本实现方法,分析了频率合成器中的相位噪声,通过实例说明了不同合成方式频率合成器的相位噪声。对频率合成器的低相噪声设计的工程实现有一定的指导意义。
关键词：相位噪声,直接式频率合成器,锁相环,压控振荡器
参考文献
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信道相位噪声对误码率影响的研究 第2篇
关键词：相位噪声,码速率,误码率
近年来, 随着我国高分辨率卫星遥感系统的发展, 遥感信息的质量大幅提高, 这意味着需要存储或传输的数据量也不断增加。遥感数据的原始码速率剧增, 就需要有更高码速率的数据传输系统来完成遥感数据的传输。而相位噪声是信道特性的重要技术指标, 信道特性对高码速率数据接收性能有着非常重要的影响。
1 相位噪声的基本概念
相位噪声是指信号源中, 由各种随机噪声所引起的输出信号瞬时频率或相位的起伏, 它表征的是信号源输出频率的短期稳定性指标, 是高稳定度高、高纯度频率源的一项十分重要的指标。由于相位噪声的存在, 引起载波频谱的扩展, 其范围可以从偏离载波小于1 Hz一直延伸到几兆赫兹。
忽略幅度起伏时本振信号源可表示为:
其中:
式中, 第一项为系统频率的线性漂移;第二项为周期性杂散信号的调制, βi和fi分别为杂散信号的调制度和频率;第三项φn (t) 是相位的随机起伏, 即相位噪声[1,2,3]。
2 信号源相位噪声与误码率的关系
一般单边带相噪功率谱密度值φno可表示为:
式中:σφ2为幅度引起的相位抖动均方值, Bn为接收系统的基带等效噪声带宽。
信噪比Eb/N0与载噪比C/N0有如下关系:
因此可以得到相位白噪声φno引起的等效Eb/N0, 即:
Eb/N0-1/ (φnobr) .
由于幅度噪声引起PSK误码的实质是幅度噪声引起PSK的相位抖动, 其均方值为σφ2, 它使PSK解调出的数字码信号有幅度起伏, 从而产生误码, 因此相噪对误码率的影响可等效于产生相同相噪的幅度噪声Eb/N0的影响[4,5]。故可用对加性高斯白噪声的分析方法分析。
图1所示是采用MATLAB计算分析得出的仿真结果。由图可见, 在br大 (即高速数传) 时, 相噪对误码率的影响大。
3 测试方法与步骤
采用中频闭环法进行相噪影响测试的测试框图如图2所示, 调制器和解调器是法国ZDS公司HDR-XXL系列设备。调制器载波通过信号源送入。对不同的相位噪声在不同码速率下相同解调器解调损耗进行对比, 测试步骤如下:
1) 按照图2连接设备和测试仪器;
2) 信号源发1 200 MHz单载波, 设置功率5 d Bm;
3) 接收端采用频谱仪测试相位噪声;
4) 调制器加调QPSK信号, 码速率640 Mbps;
5) 调制器加噪声:-120 d Bm/Hz;
6) 改变调制器的信号功率, 通过误码仪测试解调器的误码率, 通过频谱仪测试误码在10-7, 10-6, 10-5, 10-4时的信号功率和噪声功率, 即测出相应的Eb/N0;
7) 改变调制解调码速率为:200 Mbps, 10 Mbps, 3 Mbps时, 重复4) ~6) 。
4 结果分析
经过测试得到测试数据, 绘制出相应的曲线如下:
图3中明显可以看出, 640 MHz传输下的信噪比恶化量大于200 MHz和10 MHz传输下的信噪比恶化量。故可以得出同等相位噪声下, 码速率越高, 相位噪声对解调误码率恶化程度越大。结果表明, 高码速率传输下对信道相位噪声比较敏感, 因此在工程中要确保系统各部件中信号源、频综的相位噪声满足系统指标要求。
由于中频闭环中, 是调制器和解调器直接相连, 模拟的是理想情况下的环路结构。由以上分析可以看出测试结果与理论分析的结果完全吻合。考虑到实际系统中不是简单的中频闭环结构, 还有LNA, 下变频器等器件影响, 故需要模拟射频闭环结构, 分析在此条件下, 是否还有相同的规律。
参考文献
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相位噪声 第3篇
接收机是通信设备中的关键部分, 在接收及放大处理过程中存在的共同问题就是要尽量排除信号源及电子系统内部的噪声, 从而提高信噪比。随着电子整机水平及精度要求的不断提高, 电子系统内部的噪声越来越受到人们的重视, 已成为提高整机水平的关键问题之一。其他影响整机性能的因素总能得到控制, 而噪声却难于消除, 它限制了接收装置的最小可检测信号及最低极限, 也就是说, 接收的极限归根到底是由接收系统的噪声性能来决定的。
近代通信技术中, 随着短波及微波通信的应用, 外部干扰明显减小, 机内噪声上升为限制通信设备检测微弱信号能力的主要因素。当然, 实现低噪声接收装置的前提是发展噪声电路理论[1], 设计低噪声电路及器件[2]。随着集成电路一类器件的广泛应用, 对于复杂电路噪声的分析计算以及设计, 已越来越具有重要性。
1 接收机中振荡器的噪声
在很多场合, 振荡器的噪声对通信的质量会有影响。稳态工作下振荡器噪声的影响至少有两方面, 即噪声会引起振荡的振幅和相位的扰动, 或者说引起振幅噪声和相位噪声 (与之对应的是“噪声调幅”和“噪声调相”) 。无论是振幅噪声, 还是相位噪声, 对通信系统来说, 这些影响既存在于发送系统的振荡器, 也存在于接收系统的振荡器, 都将引起振荡器的频率漂移和通信系统的输出信噪比下降。基于下列原因, 本文只讨论相位噪声。
(1) 在振荡器产生的信号中, 由于振荡器的自限幅效应, 相位噪声比振幅噪声要大得多;
(2) 带有噪声的信号经过某些非线性变换时, 振幅噪声会受到削弱;
(3) 许多通信系统和电子设备对信号的相位变化很敏感, 因而相位噪声的影响也最大。
为说明振荡器产生相位噪声的原理, 分如下两步考虑。
1.1 放大器中的相位噪声
放大器中的相位噪声ni (t) 包括电路中和晶体管中的电阻热噪声, 晶体管中结电流的散弹噪声, 以及由于结的表面不规则等原因产生的闪烁噪声。
热噪声和散弹噪声是频谱均匀的白噪声。设晶体管放大器的噪声系数为N, 考虑相位噪声是总热噪声的1/2, 则这两种噪声的功率谱密度为:
式中:Ps为放大器输入端的信号电平。
闪烁噪声表现为结电流Ie的闪烁变化, 它的特点是功率谱近似按1/f规律变化, 通常只在几千赫以下范围才起作用。闪烁噪声对放大器有两个影响:
(1) Ie的起伏引起晶体管跨导gm的起伏。对放大的高频信号来说, 其输出信号的相位与跨导有关, 因而产生了噪声调相;
(2) Ie的变化又会使输入电抗变化, 结果也产生调相。由于闪烁噪声与结的表面情况与缺陷有关, 它不能如热噪声和散弹噪声那样准确的计算。
在小调制指数调相时, 根据低频调制信号频谱与高频已调信号频谱之间的线性变换, 得到闪烁噪声产生的射频相位噪声功率谱为:
式中:C为反映其大小的常数。因调相引起的相移大小与信号无关, 故F2 (f) 与信号电平无关。高频性能好的晶体管由于相移很小, 闪烁噪声引起的幅相变换也小, 故相位噪声低。理论分析和实验都表明, 放大器加射频负反馈可以显著减小闪烁噪声调相。这是由于有负反馈时, 输出信号的大小和相位将较小地依赖于晶体管的跨导。
综合式 (1) 和式 (2) , 放大器相位噪声的功率谱密度有下面形式:
1.2 环路闭合后的相位噪声
1.2.1 振荡器中的相位噪声产生机理
环路闭合后振荡器的频率是由沿环路总相移为零的相位平衡条件决定的[3], 它主要决定于其中谐振系统的自然频率。若信号受到相位调制, 则相位平衡条件受破坏, 于是通过环路的自动调节, 在新的频率上平衡。此时, 频率变化在谐振系统引起的相移抵消外部产生的相位变化, 使环路总的相移仍为零。这样, 放大器对信号的相位调制就转变为对信号的频率调制, 即产生了相位噪声。
1.2.2 振荡器中的相位噪声谱密度
对于常用的单振荡回路, 其阻抗的幅角与频率[4]的关系为:
式中:υ0为信号的平均频率 (即载波频率) ;υ为信号的瞬时频率。在υ0处的线性斜率为:
式中:BR为回路半功率点带宽。设放大器中的相位起伏为φi (t) , 环路闭合后振荡器的相位及频率分别为
设放大器的相位谱密度为Sφi, 振荡器的相位谱密度和频移谱密度分别为
式 (6) 表示由调相变换为调频的噪声。原来的调相噪声Sφi (f) 在振荡器中仍然以叠加形式存在, 并在回路带宽之外起主要作用。综合这两者, 振荡器中总相位噪声的谱密度为:
可得:
展开式 (7) 可得振荡器的相位噪声谱为:
这就证明了振荡器具有幂律谱噪声特性。根据理论分析可知, 式 (8) 中各项对应的噪声如下:h0为白噪声调相;h-1f -1为闪烁噪声调相;h-2f-2为白噪声调频;h-3f-3为闪烁噪声调频。
1.3 振荡器的噪声特性
式 (7) 中的因子:
称为振荡器[5]中的噪声倍增因子。它表示振荡器噪声相对于放大器中噪声增加的倍数。由公式可见, 在回路带宽以内, 在2f<BR, 若后一项大于1, 则调频噪声大于调相噪声。调频噪声随回路中有载品质因数QL的加大而迅速减小。
通常, 用双对数坐标表示Sφ (f) ～f的关系。此时式 (8) 可表示为3项之和:
式中:第1项表示白噪声电平;第2项在低频端按每倍频呈3 dB变化, 它反映闪烁噪声规律;第3项在低频端按每倍频呈6 dB变化, 它表示噪声调频的规律。实际振荡器中, 闪烁噪声的大小随QL大小的不同而不同, 相位频谱密度的分布也有所不同。当QL值很高, 例如晶体振荡器的情况, 调频噪声 (闪烁调频) 只在频率f很低的范围内才表现明显, 大部分范围是调相噪声。对于一般低QL的LC振荡器, 调频噪声在大部分范围内起主要作用。式 (8) 描述的振荡器相位噪声特性, 已被大量实际测量的振荡器所证实。公式中反映放大器闪烁噪声的项K1K2f-1, 当f=1 Hz和无射频负反馈时, 统计的标称值约为-115 dB。这样, 式 (8) 也可用来估计实际振荡器相位噪声的大小, 因为其他参数都是已知或可以计算的。
2 接收机的噪声频谱
为了在超外差接收机中提供本振信号, 通常采用振荡器。由于振荡器的稳定度通常把振荡器频率限制在25 MHz或更低, 所以具有较高载波频率的通信系统, 要利用某种倍频器把振荡器载频转变成所需要的载频信号, 一般要经过滤波, 以获得纯净的注入信号。该信号的频谱与发射机的频谱相同。如果接收机的工作频率受靠近它的强干扰载波的影响, 则其灵敏度可能因为本振倍频器上的这个噪声而有所降低。这一情况通过探讨一个大的邻道载波的影响就能看出。由于高频侧本振噪声的转移[6], 当它与干扰载波混合时, 则增大了在中频通带中的噪声电平。干扰载波与本振噪声混合后会形成掩盖或降低所需中频信号的中频噪声信号。在现代陆用移动式接收机中, 通常要有100 dB的邻道选择性, 其测量方法是用现行12 dB最低标准灵敏度的失真信噪比信号使接收机工作, 并同时用一种强邻道信号激励该接收机。为把信号质量从12 dB的失真信噪比降低到6 dB所需的干扰信号电平, 至少应比信道信号大100 dB。从这方面, 接收机的性能可能受三个方面的限制, 如中频选择性、混频器过载和本振噪声 (是重要限制因素) 。为了得到上述技术指标, 根据邻道载波和本振噪声之间与本振和所需信号之间通常存在的相同混频器转换效率, 当用等于接收机带宽 (10 kHz) 的带宽测量时, 邻道噪声电平必须低于本振载波100 dB。
确定接收机邻道选择性限制因素的方法有[7]:用外加的未干扰载波监控中频段内的噪声电平。如果噪声电平在高干扰载波电平下降低, 接收机灵敏度就会降低。之所以被监控的噪声电平下降, 是由于在噪声频率下的增益已经发生。这一增益可能是由混频器过载或后面各级过载造成的, 所以必须仔细鉴别是哪一级过载。如果噪声电平升高, 则可能已发生本振噪声的转移, 这时干扰载波本身的噪声就不是问题所在。为作出有效的测量, 在干扰载波通道中, 需要有一个晶体滤波器, 用以减弱落在接收频率上的噪声电平。通过对干扰载波施加调制, 就可确定中频选择性是否欠缺。如果很小量的低频调制使已建立的失真信噪比电平立即降低, 则中频选择性就是限制项。
3 接收机的最小噪声系数
在如何使接收机输入级的噪声系数最小方面[8], 由理论分析, 得出以下结果:
求出接收机可能获得的最低噪声系数。它说明减小放大器件的等效噪声电感和并联电容C0, 就可以减小噪声系数。众所周知, 提高回路Q值可减小噪声系数, 这也意味着减小回路电容。电容C0的最小值就是电路不加任何电容, 此时它取决于器件的输入电容Ci0。宽带放大器为了获得最大增益带宽乘积, 通常就是不外加电容, 并利用π型网络把两级之间的输出与输入电容分开。从上述讨论可知, 放大器或网络的内部噪声是影响噪声系数的一个重要因素, 显然要改善噪声系数, 首先应选择低噪声管, 或使管子本身的噪声减小。如果从电路设计角度考虑如何改善现有通信接收机的噪声系数, 设计者可对个别级作出调整, 即采用新的器件就可应用新的设计方法:
(1) 令中频高于接收频段, 易于获得镜频抑制;
(2) 自动增益控制和放大的分级运用, 可以更精确地控制失真;
(3) 采用具有深反馈的射频功率晶体管接成推挽电路, 以抑制失真;
(4) 在双平衡高电平混频器中采用易于匹配的热载流子二极管;
(5) 中频级用低损耗甚高频晶体滤波器求取高的选择性和镜频抑制;
(6) 采用备有固定低通滤波器的双重中频变频, 以获得可变的带宽和固定的斜率;
(7) 在测定对接收机动态范围的坏影响时, 应考虑振荡器的边带噪声;
(8) 用适当的自动增益控制 (AGC) 分配, 谋求尽可能宽的动态范围。
4 结 语
在各种通信系统中, 信号源和系统的噪声常是限制系统性能的主要因素[9]。基本的噪声电平或信噪比是由振荡器的信噪比确定的。改进通信系统中电路噪声干扰的主要途径为:
(1) 振荡器中紧靠载波的信噪比确定了发射机的信噪比, 并能限制接收机邻道性能;
(2) 为使系统信噪比达到最大, 振荡器的设计应该具备:输出功率最大;使振荡器槽路选择性最高;使有源器件的噪声指数最小;精心选择有源器件。
(3) 使振荡在最高可能的频率下工作, 与稳定性及电路的总性能要求并不矛盾, 从而可降低倍频系数;
(4) 使倍频器的噪声指数最小;
(5) 使振荡器后面的电路选择性最大。显然, 在多路、宽带功率放大器和选择性之间有个折衷选取的问题。
参考文献
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相位噪声 第4篇
射频收发系统需要一个高精度、低相位噪声的频率参考源。在实际的应用中,频率参考源一般都采用振荡器来实现,高精度低相位噪声的晶体振荡器具有十分明显的优势[1]。而为了节约成本,提高频率综合器输入基准时钟的相位噪声性能,实现射频收发系统的单芯片化,把晶体振荡器除晶体之外的部分都集成到片上就成了大势所趋。
本文采用SMIC0.18μm工艺设计了一种20MHz的晶体振荡器。该晶体振荡器由振荡主电路、振荡幅度控制电路两部分组成,具有较好的相位噪声性能和较低的功耗。除石英晶体外,振荡器电路全部集成在片上实现,可以作为整个射频芯片的高精度频率源。
1 电路原理及设计
1.1 石英晶的模型和原理
本文采用的谐振晶体是石英晶体。按一定的方向将石英切成很薄的晶片,再将晶片两个表面抛光涂银并引出管脚加以封装,就制成了石英晶体。这种石英晶体薄片受到外加交变电场的作用时会产生机械振动,当交变电场的频率与石英晶体的固有频率相同时,振动便变得很强烈,这就是晶体谐振特性的反映。石英晶体的电子模型如图1所示,是串并联的LRC电路,其阻抗表达式为:
Rs Ls Cs组成串联谐振支路,决定了串联谐振频率,串联电阻Rs模拟晶体的等效电阻,Cp是晶体两块平板之间的电容,也包括了封装电容和焊接电容。
本文采用的20M晶体模型为:Ls=6.3m H,Cs=10f F,Rs=40Ω,Cp=5p F。
图1石英晶体的等效模型(参见右栏)
图2表示的是晶体的频率特性,可以看到该晶体存在着串联谐振和并联谐振两个谐振点,在振荡时晶体就工作在这两个谐振点之间,表现为电感特性。
1.2 晶体振荡器的基本原理
晶体振荡器的实现方式有很多种,最常见的是三点式结构,如图3[1]。
根据巴克豪森准则,采用负阻模型来分析振荡的启动条件:一个振荡器如果要起振,所有的阻抗之和必须小于等于0。对于晶体振荡器来说,工作在振荡频率时,除晶体之外的其余电路必须表现为一个负阻以补偿晶体的串联电阻Rs。
Zs表示的是晶体的串联支路的阻抗,Zc为其余电路阻抗之和,满足振荡的临界状态为:Zs+Zc=0,
即Re(Zc)=-Rs,(牵引因子),由此可以得到能起振的gm的最小值[2]。
根据晶体接入点偏置点的不同,晶体振荡器可以分为皮尔斯(Pierce)振荡器、科尔皮兹(Colpitts)振荡器、桑托斯(Santos)振荡器三种结构。本文设计的晶体振荡器采用的是Santos结构。Santos结构中晶体从主振荡管的栅端接入,由于是单端接入,所以可以节约引脚,另外Santos结构也比较容易起振。
1.3 具体电路设计
本晶体振荡器的基本电路如图4所示。
振荡器的核心振荡电路由M1、M2、C1、C2以及石英晶体组成。晶体管M1作为振荡主管,M2管作为偏置电流源,振荡器的输出在M1管的栅端[3]。为了得到比较理想的频率偏移,C1、C2都取得比较大,分别为5p、10p。利用上节提到的负阻抗模型,对该电路进行分析,可得:
gm为M1管的跨导,C0为M1的Cgd与Cp之和。由临界状态Rs+Re(Zc)=0求得保持振荡需要的最小增益为:
Qs是晶体的品质因数。分析阻抗的变化及电路起振的要求,可以得到:
即最大增益。
M1管起振时其g m的选取要满足:gmmin≤gmstart≤gmmax,一般取gmstart=10gmmin。上述的条件可以决定M1、M2管的尺寸。
当振荡器起振之后,振荡波形幅度会不断增大,一直到振荡器件出现饱和为止。这期间可能会引起MOS管的击穿,因此需要设计一个振幅控制电路。本文设计的振幅控制电路由M3~M14组成[4,5]。M4、M5是一对非对称差分管,M4的宽长比远大于M5,M3是它们的偏置电流源。由于直流偏置一样,这样在起振的时候M5的电流远小于M4,M8可以提供该电流,此时M9、M10关断只有很小的亚阈值电流。R3的电流只由M11、M12、M13、M14以及带隙基准组成的电流镜提供,M2的栅源电压VSG2=VDD-R3I11,所以M2能够提供较大的电流,使振荡器在较大的正反馈增益下迅速起振。
在起振之后输出电压振幅不断增大,M4、M5的反向交流电流也按尺寸比例分配,使通过两者的平均电流不断接近,当振荡幅度达到一定大小时,两个管子平分M3的电流。此时M8不足以提供M5的电流,M9就进入饱和态导通补足所需的电流,同样M10也导通,所以流过R3的电流增大变为I10+I11,M2的栅源电压变小,从而M2的电流下降,振荡器趋于稳定,输出幅度稳定下来。R3和C4决定振幅控制电路的时间常数,它的值太小会引入幅度波动,太大则会使响应过慢,需要进行折衷考虑。
相位噪声是晶体振荡器最重要的指标,它直接影响锁相环回路的工作性能,决定了芯片对射频信号接收与处理灵敏度,甚至决定了整个电路能否正常工作。通过仿真和分析可知,振荡器电路的主要噪声源是电流镜M11、M12、M13、M14的闪烁噪声,通过影响M2的栅源电压,把噪声传递到主振荡电路,从而影响振荡输出的相位噪声。因此本文提出在M2的栅端添加一个由R2、C3组成的RC滤波器,滤掉振幅控制电路的噪声,显著地提高相位噪声指标。选取R2、C3的值时,要综合考虑滤波器的带宽及电阻电容的面积。
晶振的输出缓冲级由隔直电容C5、自偏置结构R4、M15、M16、以及M17、M18、M19、M20组成的反相器链构成,可以得到全摆幅的方波输出。
2 电路版图及仿真
电路使用SMIC 0.18μm工艺实现,图5是该电路芯片的显微镜照片,面积约为550×185μm。
利用Cadence Spectre软件工具对晶体振荡器进行仿真,其输出波形如图6所示的方波,峰峰值为1.56V,起振时间约为0.6ms。图7表示的是振荡器的相位噪声性能,在偏离中心频率1k Hz、10k Hz、1MHz处的相位噪声分别为:-121d Bc/Hz、-145d Bc/Hz、165d Bc/Hz。
对加RC滤波器之前的晶体振荡器进行仿真,起振时间振荡幅度都基本没有改变。但其相位噪声性能如图8所示,在偏离中心频率1k Hz、10k Hz、1MHz处的相位噪声分别为:-110d Bc/Hz、-127d Bc/Hz、-143d Bc/Hz。
可见,滤波器显著提高了晶体振荡器的相位噪声性能,达到了设计的目的。
3 结论
本文使用SMIC 0.18μm工艺,设计了一种20MHz单端晶体振荡器,除石英晶体外所有电路都集成在片上。从仿真结果分析,本文设计的晶体振荡器频率精度高,相位噪声优良,启动时间短,面积也较小,满足集成射频电路的应用要求。
参考文献
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相位噪声 第5篇
关键词：本振,相位噪声,单边带功率谱密度,均方根相位偏移
0 引言
超外差电子战接收机使用本地振荡信号(本振)把射频信号变换到中频,混频器、滤波器和放大器对接收机性能的影响可以通过三阶截点值等分析,而用以驱动混频的本振同样有重要的影响,特别是相位噪声。
假设在一个混频过程中,输入射频为理想信号,RF = A1cos(ω1t + φ);有相位噪声调制的本振LO =A0cos [ω0t + ψ(t)],混频后得到的中频为:
或:
由此可见,本振的相位噪声被叠加到了中频信号上,引起变频过程的信号质量恶化。此处忽略了幅度噪声调制,只分析起主要影响的相位噪声调制。本振相位噪声会限制调频或调相系统的信噪比,恶化某些调幅检波器的性能,限制相移键控或者频移键控系统的最小误码率,在频分多址系统中限制最大噪声功率比,还会限制干涉测向的角度分辨率。倒易混频会导致当接收机调谐频率附近出现一个强信号时,使接收机的灵敏度下降,这是因为本振的相位噪声对强干扰信号载波的调制作用。因为本振相噪对强信号的调制作用,载波被相噪调制能量分散在频率中,产生的功率谱密度与本振的单边带相噪成正比,当接收机调谐在强信号的附近时,强信号噪声边带的功率密度有可能超过接收机的底部噪声,这样限制了接收机的灵敏度,也限制了其瞬时动态范围。
1 相位噪声的表示方法和换算
相位噪声有多种描述方法,在频域内,常用功率谱密度函数表征频率或相位的随机起伏。功率谱密度函数有多种形式的表示方法,根据应用条件不同,其中最常见的是单边带(SSB)功率谱密度,表示在1 Hz的带宽内噪声功率与载波功率的比值。
在时域内,由于实际上不可能测得瞬时频率,只能测得在某一时间间隔内频率的平均值,因此对相对频率起伏必须用采样、量化和统计的方法。
如果测量时间从t0开始,采样时间 τ,频率测量的平均值为:
由于要进行多次测量,因此时域内用频率或相位偏移的方差表述也有多种形式。方差的测试是一个较复杂的过程,在实际中常用一种均方根相位偏移的描述方法,它可以方便地从单边带噪声功率谱密度转换过来。
这里用一个例子说明两者完成时域和频域的转换,比如某接收机本振的单边带功率谱密度相位噪声为:-80 d Bc/Hz(@1 k Hz),-83 d Bc/Hz(@10 k Hz),-91 d Bc/Hz(@100 k Hz),-115 d Bc/Hz(@1 MHz)。可以用近似积分的方法计算出累积相位偏移:例如计算100 Hz~40 MHz之间的值,设定相位噪声曲线在1 k Hz内是3 d B/十倍频程,10 MHz外都是-135 d Bc/Hz,因此可以画出其功率谱密度近似曲线,如图1 所示,由几条直线段组成,其斜率为b ×10 d B/十倍频程(b×3 d B/倍频程)。每条线段的相位偏移的平方为:
对于线段1,调制频率f1~f2为100 Hz~10 k Hz,功率谱密度的斜率b = - 0.3,则这一段的相位偏移平方为:
同理,线段2~5的斜率b分别等于-0.8,-1.4,-2.0和0,可以计算相位偏移的平方分别为:φ22=1.47×10-4rad2,φ23=1.20×10-4rad2,φ24=2.85×10-6rad2,φ25=9.49×10-7rad2。这5个相位偏移的平方和为:
因此,相位偏移为:
2 动态范围对本振相位噪声的要求
在全景显示接收机上观测信号,当信号很大时可以看到由本振相位噪声引起的噪声边带,其频域仿真图如图2 所示。
接收机的底部噪声与接收系统的噪声带宽有关:
式中:k为Boltzmann常数(1.38×10-23J/K);T为绝对温度,一般可以取T =290 K;B为噪声带宽,单位为Hz。可以计算出在1 Hz带宽内的底部噪声为-174 d Bm。
接收机可检测的最小信号电平S与底部噪声、噪声系数有关:
这里忽略信噪比。 S为灵敏度,单位为d Bm;NF为噪声系数,单位为d B。
接收机能接收的最大信号为:
式中:DR为接收机动态范围,单位为d B;Pm为接收到的最大信号,单位为d Bm。忽略其他因素,假设接收机由于倒易混频造成的中频相噪等于本振相噪,那么本振相位噪声产生的噪声功率为:
式中 ζ( f ) 为本振在偏离一个f处的相位噪声功率谱密度,单位为d Bm/Hz。
要使本振的相位噪声不对接收机的灵敏度和动态范围造成大的恶化,必须使它的噪声影响小于信道底部噪声。这里主要关心的是接收机的瞬时动态范围,即接收机对相临数字信道的强弱信号的分辨能力。假如分辨率为B,即等效噪声带宽为B,由式(5)~式(8),可得:
由式(9)可得:
由式(10)可知,接收机动态范围对本振相位噪声的要求与噪声系数没有关系。
假如一台接收机要达到60 d B的动态范围,为了使本振相位噪声不成为障碍,在偏离本振频率10 k Hz处至少需要低于下面的值几分贝:
显然,对于宽带全景显示接收机而言,采用功率谱密度的方法定义相位噪声近似曲线更合适。
3 信号分析对本振相位噪声的要求
在一台分析接收机中,本振的相位噪声会被转移到接收机调谐的载波上,被鉴频器解调出来,相位噪声在鉴频器输出上产生一个恒定的噪声功率,甚至这个功率在通道中占主导地位,这样本振的相位噪声就影响了这台接收机可以获得的信噪比。信噪比与数字信号系统的误码率直接关联,因此信噪比的恶化会增加误码的可能。
在时域上,相位噪声实际上是信号相位的抖动,会影响误码率,根据文献[1]中叙述的经验规则,当需要误码率优于10-6时,如果本振的相位偏移小于相移键控载波的最小相位步进的1 10,则系统的性能变化不大。也就是说,要使QPSK系统误码率优于10-6,本振相位偏移的均方根值应优于9°。
CW信号与相噪差的本振混频后产生畸变的仿真,如图3 所示。
16QAM信号与相噪差的本振混频后产生畸变的仿真,如图4 所示。
在正交幅度调制(QAM)信号中包含了幅度和相位两种变量信息,对于理想的方形M-QAM信号(M为2 的偶数次幂),如果仅考虑相位参数,各点的相位为:
其中n由M = 2n获得,a和b为正奇数1,3,5,…。
因此,16QAM最小相位差为:
64QAM最小相位差为:
在一定信噪比情况下,为了满足信号处理要求,64QAM信号对相位偏差的要求比16QAM信号高得多。当需要达到10-6的误码率时,要使本振的均方根相位偏移小于0.32°,这个要求就比较高了。显然,对于窄带分析解调接收机而言,采用相位偏移的方法描述本振相位噪声性能更合适。
4 结语
接收机的动态范围等指标直接关系到本振设计需要达到怎样的相位噪声水准,通过计算得到两点:一是接收机动态范围对相位噪声的要求与它的噪声系数无关,和A/D采样的频率间隔也没有关系,只与相位噪声曲线有关;二是接收机要达到60 d B的动态范围,本振的相位噪声需小于-100 d Bc/Hz(@10 k Hz)几分贝,这与在全景接收机中实际测得的经验值相符合。
对信号分析和解调而言,本振相位噪声不仅可能恶化接收机的信噪比,也可能在小信号情况下影响分析、解调和测向。因此设计接收机和设计本振是相关联的,应该根据需要进行本振的研制以达到接收机的设计要求。另外,相位噪声对信号分析与测向的影响还要进一步定量研究,这也需要不断积累数据和经验。
参考文献
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相位噪声 第6篇
频率源是电子系统中一项不可或缺的基本参考源。各种随机噪声形成的相位起伏或瞬时的频率变动即为频率源的相位噪声。因噪声引起信号相位起伏和噪声源相位调制等效, 如此领域中的一个实际信号就不再只是一根离散谱线, 是以调制边带形式实现标称频率上下两侧的扩展, 这样信号频谱不纯, 因此频域内短期频率不稳定度的表征采用不同的谱密度表示。理想正弦波信号表示为式 (1) :
v (t) =A0sin2πf0t (1)
式 (1) 中的V (t) 表示信号的瞬时幅度, A0表示标称值幅度, f0表示标称值频率。
每一个信号源都有不同的噪声, 组成信号源的器件不同, 噪声分量也不会相同。实际正弦波信号表示为式 (2) :
V (t) =[A0+ε (t) ]sin[2πf0t-Φ (t) ] (2)
进行频率稳定度测量的过程中, 通常情况下可以将ε (t) 忽略, 侧重于采用各种类型的谱密度进行ε (t) 的测量。
偏离载频f处, 基于1Hz范围内, 因噪声引起的载波功率、单边带功率之比即为相位噪声。数学表达式为:
undefined
式中的PSSB表示处于f处的偏离载频fc的测量宽带, PC表示被测信号功率, VSSB表示f处的偏离载波的单边带电压, PC表示被测信号电压, PC和PC均与载波fc的电压近似相等。
二相位噪声在多普勒雷达接收机方面产生的影响
直波、本振以及回波信号等均属于多普勒雷达接收机高频系统, 所以分析相位噪声产生的影响应侧重研究直波、本振信号方面。
1.直波信号相位噪声的影响
我们结合某型舰空导弹武器系统应用的半主动雷达导引头研究直波信号相位噪声对雷达信号的影响。如图1。
导弹在运动的过程中, 相对于导弹运动及照射器来说, 目标基于回波支路上会形成多普勒频移 (fd回) , 而相对于舰艇照射器运动来说, 导弹会在直播信号支路上形成多普勒频移 (fd直) 。跟踪照射雷达的主要作用作用就是进行目标的跟踪及照射, 但导弹的飞行却是向着目标运动遭遇点进行, 因此混频后或得的直波、回波通道信号可以分别表示为:f直=fA-fd直和f回=fA+fd回。信号进入回波混频器时会携带目标多普勒频移的直波混频器输出及回波的信号。和直波混频器输出信号具有相关性的是直波信号和压控振荡器 (VCO) 输出信号。直波信号携带了导弹多普勒频移, 输出信号则受到速度门放大器输出控制。压控振荡输出、fd直和fd回均和回波混频器的输出信号有密切关系, fd直的值的稳定性直接关系了直波信号稳定性。速度门跟踪环路想要有效的实现目标的跟踪捕捉, 就一定要确保回波混频器输入信号的稳定, 换句话说就是要确保输入信号具有较低的相位噪声, 不然会在频域上发生速度门滤波器的偏移, 导致目标难以捕捉到或丢失现象。综上所述, 速度门滤波器频域位置受到相位噪声高、fd直稳定性能的间接影响, 极易产生目标难以捕捉现象。
2.本振信号相位噪声的影响
单一的正弦波信号频谱才是理想的本振信号, 不过实际信号具有寄生调相、调幅, 具有一定的宽度, 会在左右两侧产生噪声, 如图2中的 (a) 、 (b) 量图所示。对于较小的寄生调幅可采用限幅消除, 因此寄生调相是导致频率稳定度恶化关键因素。目前应用的多普勒雷达接收机多采用的是相干体制, 目标距离及速度的测算通常都通过频率信息、相位完成。假如雷达本振频率源具有相位起伏或是频率起伏, 则会和有用的相位信息、频率混淆, 对雷达系统的性能造成严重影响。
三频率源相位噪声与雷达改善因子之间的关系
如果雷达想要从强杂波里面或进行超低空目标的探测, 并从中将有价值的目标信息提取出来时, 需要具备较高的改善因子 (I) , 这是动目标显示雷达 (MTI) 的重要指标之一。两者之间的关系:
①一次对消雷达改善因子与其关系:
undefined
②二次对消雷法改善因子与其关系:
undefined
式中的F表示1/2雷达接收机频带宽, S△φ (fm) 表示本振相位噪声谱的密度, τ表示发射和回波脉冲间的时间 (s) , T表示雷达脉冲的重复周期。
受到相位噪声的影响, 回波信号中会带有一些成对的频谱分量, 他们通过动目标显示雷达 (MTI) 带通滤波之后输出, 形成剩余杂波, 这样就会将动目标显示雷达的输出新杂比降低, 会对改善因子产生一定的影响。
四总结
目前电子技术高速发达, 频率稳定度、相位噪声已是现代雷达的重要指标之一, 如果产生相位噪声过高的现象时, 能查找出是那些环节的相位噪声过高以及引发的原因, 就能够将其进行有效的解决, 进而实现装备战斗力的提升, 对我国军事及雷达应用其他方面具有重要的意义。
摘要：所有的电子系统的一项基本参考源就是频率源。频率稳定度的频域表征通过相位噪声表现出来, 换句话说, 相位噪声是评估振荡器性能的一项关键指标。振荡器相位噪声会对电子系统邻道产生一定的干扰, 影响了信息的传输质量及雷达目标分辨率。本文探讨研究了雷达的频率源相位噪声对雷达系统信号产生的影响。
相位噪声 第7篇
OFDM (正交频分复用)由于其高频谱效率和抗多径干扰方面的优势,在数字通信领域得到了广泛应用[1]。目前,OFDM已经成功应用于DAB(数字音频广播)、欧洲高清晰度电视传输标准DVB-T (数字视频广播 - 陆地)、ADSL (非对称数据用户线)、欧洲无线局域网标准Hiperlan2、北美的无线局域网标准IEEE802.11a和日本的MMAC标准等, 并已成为4G(第四代移动通信)的物理层核心技术。 随着互联网流量需求的爆炸式增长,采用基于相干接收的OFDM调制方式来实现超高频谱效率、超大容量光纤传输也成为近年来光传输领域的研究热点[2,3]。
尽管具有高频谱效率、高色散容限等优势,但是OFDM由于子载波频率宽度较小且频率相互交叠, 因此对频偏和相位噪声非常敏感[4]。相干光接收引入的激光器相位噪声和频偏会破坏子载波间正交性,引入载波间干扰[5,6]。尽管可以通过采用线宽很窄、频率稳定 性很好的 高性能激 光器来减 小COOFDM (相干光OFDM)中的激光器相位噪声和频偏,但同时也增加了CO-OFDM系统的成本,限制了CO-OFDM的实用性。因此,采用先进的相位噪声和频偏补偿算法来补偿相位噪声和频偏引入的载波间干扰,成为提升CO-OFDM性能、增强其实用性的关键技术。目前,在CO-OFDM系统中一般采用训练序列或导频来实现相位噪声和频偏的估计补偿[5,6]。但是这些方法均需引入一定的冗余开销,因而降低了系统频谱效率。本文提出采用差分预编码和MCDD(多载波差分检测)的CO-OFDM系统相位噪声和频偏联合补偿算法,在不引入冗余开销的同时可显著提升系统的性能。
1MCDD算法原理与机制
本文提出的CO-OFDM系统中的MCDD算法参考了单载波系统中的MSDD(多符号差分检测)方法[7]。尽管MSDD可以实现单载波系统中的相位噪声和频偏补偿,但是CO-OFDM系统中的相位噪声和频偏对信号的影响是完全不同的。通过对CO-OFDM系统中激 光器噪声 和频偏引 起的ICI (子载波间 的串扰 )进行研究 分析,发现在COOFDM系统中,对时域OFDM采样信号进行MPDP (归一化差分预编码)的预处理,并在接收端对接收信号进行差分处理之后,经FFT(快速傅里叶变换)解调出来的接收信号中的激光器频偏的影响为固定项。因此,通过对接收到的频域OFDM信号进行差分检测,可以很容易地消除频偏对信号接收的影响。此外,采用MCDD还可以进一步补偿激光器的相位噪声。
以QPSK(正交相移键控)信号为例,基于MCDD和差分预编码的CO-OFDM系统框图如图1所示。
注: CP 为循环前缀; IBFP 为低通滤波器
图中,Sk为发送端QPSK信号,Sk∈{A,j A, -A,-j A};经过MP-DP后,得到ak∈{A,j A, -A,-j A};再经IFFT(快速傅里叶逆变换)之后得到OFDM调制信号
根据MP-DP原理有
经过光纤链 路传输后,假设系统 中存在ASE (放大自发辐射)噪声、激光器相位噪声以及激光器和本振之间的频偏,则接收到的OFDM信号为
式中,μn、ejφxn分别为ASE噪声wn中的幅度和相位分量;ejφn和ejθn分别为相干接收引入的激光器相位噪声和频偏。经过光纤链路之后,xn经差分解调得
将式( 4 )和式( 5 )进一步化简并整理,可得
从式( 6 )中可以看出,信号中的频偏因子项已经成为与n无关的固定值。将经过FFT F (·)之后 ,可以得到ck的值为
对每个ck,除去相同的频偏项ejθ,其他项只有相位噪声和ASE噪声。在式(7)中,I0是与k无关的公共相位噪声,ICIk为子载波间的串扰,对化简后的ck=ejθ(ak·I0+ICIk)直接采用差分检测,有
通过上述模型进行MCDD后,激光器频偏ejθ被完全消除。此外,由于激光器线宽引起的相位噪声可以视为维纳相位过程[7],两个信号的相位噪声之差服从方差为σ=2πΔνT的高斯分布,式中,Δν为线宽, T为符号周期,因此信号中相位噪声是一个累加的过程,当系统执行MCDD时,可消除该相位累加过程,有效补偿激光器相位噪声。下面通过系统仿真对本文提出的MCDD算法进行验证。
2CO-OFDM系统仿真及分析
仿真系统为25 GBaud、QPSK调制的单 偏振OFDM系统,产生的QPSK码元数为215,每个符号使用64位采样表示,OFDM符号数为27,传输比特数为217,FFT长度为512,CP扩展倍数为1.25,过采样倍数为2,激光器中心波长为1 550nm,发射功率为1mW,链路光纤为100km的G.652光纤,其色散系数为17ps/(nm·km),损耗为0.2dB/km, 放大器为EDFA(掺铒光纤放大器),在接收端采用光相干接收。在发送端不添加任何噪声情况下理想的CO-OFDM系统星座图如图2所示。
在仿真中,通过设置接收端OSNR(光信噪比)、 相干接收机线宽和频偏来实现不同接收条件下的仿真性能。为了更为直观地反映MCDD算法的补偿特性,首先采用 星座图的 形式来对 采用和不 采用MCDD算法进行仿真对比。
固定系统OSNR=15dB,在不同的激光器线宽LW和频偏CFO情况下,得到的接收信号星座图分别如图3~图6所示。
通过观察图3~ 图6的星座图 可以直观 地看到,在OFDM系统中采用差分预编码和MCDD算法可有效补偿相干接收中的频偏和相位噪声。当LW =1MHz , CFO =1GHz时,未采用MCDD补偿的信号星座图仍可见四个点的相对位置,随着激光器线宽和频偏增加,未进行MCDD补偿的接收信号星座图混乱程度不断增 加,信号格式无法分辨。 采用MCDD补偿算法后,接收到的QPSK信号都恢复到同一个接收水平,实现了较大范围的激光器频偏和相噪补偿。
下面通过Monte-Carlo方法对系 统Q因子和BER(误码率)进行仿真。图7所示为在不同的OSNR、激光器频偏下,改变激光器线宽时的系统BER曲线 。其中 ,OSNR分别取15、20和25dB,激光器频偏分别取3、25和15GHz,分别代表接近零点、系统带宽和它们中间的值。从图中可以看出,当OSNR较小时,在不同的频偏下系统的BER都相差不大,这主要是因为此时ASE噪声占主要成分,因此在补偿了激光器相位噪声和频偏之后,系统的性能曲线变化不是很明显;而当OSNR较大时,系统的性能受激光器线宽和频偏的限制较大。在OSNR相同时,不同位置的频偏对应的系统BER不一样。在相同频偏和相同OSNR情况下,系统BER随线宽的变化比较缓慢,说明差分预编码和MCDD对相位噪声的补偿范围较大。
3结束语
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