逆变开关电源范文（精选10篇）
逆变开关电源 第1篇
1 软开关逆变式脉冲MAG焊电源主电路数学模型
一般来说,在弧焊逆变电源中广泛使用的主电路通常有双管正激、半桥和全桥电路等多种形式,但在本质上均为Buck变换器。对于本文中的软开关全桥主电路而言,漏感和饱和电感很小,为了分析方便,我们可以忽略它们的影响,这样就可以将功率变压器的初级工作电压和电流都等效折算到次级,于是脉冲MIG/MAG焊软开关逆变电源的主电路可以简化成如图1所示的等效电路[1]。
根据三端开关器件建模法,软开关逆变电源的等效主电路见图1(a),在复数域的动态低频小信号的电路模型如图1(b)所示。
由图1(b)可见,在复数域中电感电流的小信号交流量undefined的动态方程为:
undefined
Zi(s)=sL+R (2)
在复数域中输出电压的小信号交流量undefined的动态方程为:
undefined(3)
Zo(s)=R (4)
由式(1)～式(4)可得如图2所示的逆变器主电路传递函数方框图。
据图2,以负载电流为输出、导通比为输入的传递函数为:
undefinedundefined(5)
以负载电压为输出,导通比为输入的传递函数为:
undefinedundefined(6)
式中:Ui——平衡工作点的等效直流输入电压;
L ——输出滤波电感;
R ——负载电阻。
由式(5)和(6)知,逆变电源主电路由一个比例环节和一个惯性环节构成。
主电路传递函数随负载变化而变化,这为双闭环控制系统的设计增加了一定困难,在脉冲MAG焊接过程中,脉冲和维弧阶段的负载电阻是相差较大的,如果以电弧负载较大的维弧阶段作为依据设计,则很容易造成脉冲阶段的超调,熔滴过渡不规则,频繁发生非正常短路,输出电流超调较大,频繁的短路过流可能会损坏开关管。因此我们提出变参数控制的方法,也就是说在脉冲阶段和维弧阶段根据不同需要分别采用不同的控制参数。但必须把握住优先满足可靠性和稳定性的原则,其次才是动态性能的优化。
2 软开关逆变控制系统数学模型
研究双闭环恒流(或恒压)控制系统需定量地描述系统的各种性能,揭示主电路和控制电路的结构、参数与性能之间的关系,这就要求建立双闭环控制系统数学模型。
2.1 内环控制系统建模
内环电流控制电路结构如图3(a)所示,图中,电感的电流iL(t)由输入电压ui(t)和输出电压uo(t)决定,经过等效取样电阻Rf转换为电压信号iL(t)Rf,再与斜率补偿电压ua(t)叠加后,输入PWM比较器的负端。PWM比较器的正端输入信号为参考电压Uc(t)。用状态空间平均法推导导通比d与输入电压ui(t)、输出电压uo(t)、斜率补偿电压ua(t)和参考电压uc(t)及电感电流iL(t)之间的关系表达式。
a) 求平均状态方程。由图3(b)可知,在每个开周期中,电感电流采样电压的平均值为:
undefined(7)
式中,SABEF, SΔACH和SΔBDH分别为矩形ABEF,三角形ACH和三角形BDH的面积。故得:
undefined(8)
b) 施加扰动。现对式(8)进行扰动。令:
undefined(9a)
undefined(9b)
undefined(9c)
undefined(9d)
undefined(9e)
式中: IL, Uc, D, M1, M2——系统平衡工作点的稳态量;
undefined——相应的扰动量。
因为斜率补偿电压与系统状态无关,所以
ma(t)=Ma (10)
将式(9)和式(10)代入式(8)可得:
undefined
c) 线性化。假定扰动信号比其稳态值小得多,则可以略去式(11)中二阶和三阶小信号乘积项,并将稳态和动态变量分离,可得:
undefined
又因为在BUCK变换器中,存在undefined,将它们代入式(12),转化为复数域,则:
undefined
式(13)为内环峰值电流控制电路传递函数。
根据式(13),电流内环控制电路传递函数方框图如图4所示。图中,undefined和undefined为无量纲增益;undefined量纲为V-1。
2.2 双闭环控制系统数学模型
根据逆变电源的主电路传递函数方框图2和电流峰值控制内环的传递函数方框图4,将相同变量的端口连接起来,综合可得内环峰值电流控制系统的复数域模型。图5给出了简化后电流峰值控制的逆变电源系统的传递函数方框图(没加外环)。
为了提高系统控制精度,减小稳态误差,本系统对输出平均电流(或电压)采样,同给定信号ug比较后补偿后作为内环的给定信号uc(s),从而构成双闭环恒流(或恒压)控制模式。外环调节器的作用主要是提高和优化系统性能,本系统采用数字PI调节器,为方便分析起见,先按模拟PI调节器进行分析。这样,基于双闭环恒流控制模式的整体系统框图(图6),输入直流信号的变化ui(s)可看做对系统的扰动。
据系统框图可求得系统电流内环开环传递函数为:
undefined(14)
内环闭环传递函数为:
undefined(15)
整个双闭环系统开环传函为:
undefined
整个系统闭环传递函数为:
undefined
其中:D——占空比;
Ui ——输入直流电压;
TS ——逆变周期;
Rf ——内环电流采样电阻;
Ma ——补偿电压上升斜率;
L ——输出滤波电感;
R ——脉冲电弧负载;
K1 ——外环电流反馈系数;
K2 ——调节器增益;
T ——调节器时间常数。
3 逆变电源系统性能分析
3.1 系统稳定性分析
首先,不考虑外环电路,分析内环系统稳定性。要使内环峰值电路稳定,根据系统稳定的充要条件,其开环传函数的所有极点必须位于相平面左侧,根据内环开环传函数式(14)其开环极点为:
undefined(18)
开环系统稳定的条件是所有特征根的实部为负数[2],则s1<0,故得:
undefined(19)
式(19)与文献[3]的分析结论一致,这验证了本文给出的基于峰值电流控制模式双闭环恒流控制系统传递函数的正确性。
根据式(16),双闭环系统的开环传函可看作由比例环节、积分环节、惯性环节和一阶微分环节串联而成。其开环极点的在满足式(19)的条件下,全部位于S平面左侧,所以双闭环系统具有良好的稳定性。
3.2 抗输入扰动能力分析
在自动控制系统中应用闭环反馈控制,可以减弱扰动量对输出的影响[2]。本系统中输入电压的变化可以看作系统的外界扰动。抗输入电压扰动的能力越强,对焊接电源越具有实际意义。这里假设输入电压扰动对系统输出的影响为零,即:undefinedundefined。
由图5可以直接得到,undefinedundefined的充要条件是:
undefined(20)
由式(20)可得:
undefined(21)
因为undefined,故
undefined(22)
式中:Ma——斜率补偿电压的上升率;
M2 ——电感电流取样电压下降率。
由式(22)知,如斜率补偿电压上升率为电感电流取样电压下降率的一半,就可以保证输入电压扰动对系统输出的影响为零,即实现对输入电压扰动的完全顺馈补偿。
总之,加入一个电流控制内环,电源系统的抗输入扰动能力增强,这是基于传统控制方式的弧焊逆变电源所不具备的。
3.3 系统动态性能分析
前面以外环模拟PI调节器建立了软开关逆变电源的小信号频域数学模型,该数学模型是假设在静态平衡点附近有微小的扰动并忽略了系统的系统非线性因素而建立的等效数学模型,但由于脉冲电弧的复杂性以电源经常在大信号扰动下工作,这给系统的分析和设计带来一定的困难。因本系统采用BUCK变换器这种对输出负载控制能力很强的电路结构,所以仍以此数学模型进行逆变电源的动态分析。一般来说,控制系统的动态响应特性可以体现在系统开环截止频率上,开环截止频率是控制系统的一个重要性能指标[2]。系统的开环频率越高,则系统的动态响应速度越快。双闭环控制系统由于其电流模式内环的作用,其动态特性得到大大改善,为了分析的方便,假设外环为简单的比例控制模式,由于开环穿越频率fc就是系统开环增益等于1所对应的频率,由式(16),令‖G(j2πfc)‖=1,即:
undefined(23)
在软开关逆变电源中,有‖Lj2πfc‖≫Rundefined,因此简化式(23)可得
undefined(24)
从式(24)可看出,控制系统的开环穿越频率与外环等效取样电阻、直流输入电压以及外环比例调节器增益成正比,而与补偿电压的上升率、开关周期和输出电感量成反比。外环等效取样电阻受控制电路的电压线性调整范围的限制,因此,提高控制系统的开环穿越频率的有效措施是尽可能降低补偿电压的上升率和输出电感量,并尽可能提高逆变频率。由此可见电流内环大大改善了系统的动态特性。
4 外环调节器数字化PID控制
为了获得好的电流波形控制效果,本脉冲焊控制系统采用了变参数控制方法,即在脉冲峰值阶段和维弧基值阶段分别采用不同的PI控制参数。由于本文数学模型的建立对物理过程进行了大量的简化,使得实际的频率特性与设计值会有所不同,从而影响了系统的动态特性和稳定性,造成理论上设计是稳定的系统在实际运行中仍然有可能是不稳定的。但由于焊接过程的复杂性在系统设计中直接考虑各种非线性因素影响比较困难,所以本系统设计时仍按小信号数学模型进行设计,只是系统稳定裕度要留得足够大,尽管这样可能会使系统的稳态和动态性能指标有所下降。最后,控制参数还需在理论设计的基础上通过实验在小范围内进行微调优化。
5 结论
a) 建立了脉冲MAG焊软开关逆变电源的数学模型,分析表明电源具有良好的稳定性和较强的抗输入电压扰动作用;
b) 对软开关逆变电源的动特性进行研究,电流内环改善了整个系统动态特性,提出外环调节器变参数数字PID控制的方法。
参考文献
[1]胡寿松.自动控制原理[M].北京:科学出版社,2002.
[2]谢剑英,贾青.微型计算机控制技术[M].北京:国防工业出版社,2001.
模块化逆变电源的设计与应用 第2篇
摘要：讨论模块化逆变电源的应用场合及设计特点，并以某定向陀螺用的逆变电源为例，介绍了模块化逆变电源的设计过程。
目前，逆变技术已在国民经济的各个领域中得到了极其广泛的应用，国内外许多公司已能生产技术成熟的标准逆变电源，这些产品实现的功能较多，性能较好、可适应较复杂的负载情况，但控制方案较复杂、体积较大、价格昂贵，适于实验室、车间的集中供电。在逆变技术的进一步普及应用中，越来越多的产品、设备要求逆变电源象直流电源一样模块化，并成为该产品、设备的一部分。通常在这种场合对逆变电源要求容量较小、负载单
一、并控制体积和成本，显然再采用标准逆变电源的方案就不合适了，这需要仔细考虑系统方案，简化控制，在保证性能指标的同时，减小体积，降低成本。
本文以某新型鱼雷定向陀螺用的模块化逆变电源为例，介绍模块化逆变电源的设计与应用情况。本例的负载为感性，输出电压有个切换过程，在要求输出电压固定的场合，去掉电压切换部分即可。
本模块电源为三相400Hz逆变电源，24VDC输入，要求输出电压在通电30s内为68V，此时负载电流为3A；30s后，陀螺的起动过程结束，要求输出电压无间断地切换为36V，并提供1A负载电流，稳压精度2％，输入输出隔离。模块外形尺寸不大于120mm×130mm×50mm。
2系统设计
在模块电源的研发过程中，系统设计直接决定产品的最终性能。现采用以下方案构成SPWM型逆变器，系统框图见图1。
图1系统框图
2.1控制方案
模块化逆变电源的负载一般已知，其特性也不复杂，没有进行实时计算的必要，因此采用查表法是很合适的，将控制波形的SPWM数据事先计算出来，存入ROM中，这样可使控制部分得到最大程度的简化。调节直流母线电压可以进行输出电压的控制，虽然这种方式不利于三相分相控制并有一定滞后，在大容量逆变器中不常见，但在三相平衡负载场合，是完全可以满足要求的。所以，本系统实际采用了PWM、PAM两种控制方式。控制部分是系统的关键，本文将做详细介绍。
2.2主电路设计
主电路需将24VDC输入变换为较高的、可调节的直流母线电压，选择性能优良的DC/DC模块，可缩短设计周期、提高产品可靠性。
图2规则采样Ⅱ法
DC/DC模块选用VICOR产品。该产品采用了ZCS/ZVS（零电流/电压开关）技术，突出优点是高效率、高功率密度、高可靠性、低电磁干扰；同时，可以利用其I/O隔离的特性实现系统的隔离。若使用两只24V变48V、输出150W的VICOR模块，输入并联，输出串联，可获得96V的直流母线电压。
（1）检验功率不计各处损耗，最大输出功率为 68×3=204VA 两只模块可输出功率达300W，可以满足要求。
（2）检验电压正常工作输出36V时，若直流利用率为0.7，调制度为最大值1，则需直流电压
36/0.7=51.5V 输出68V时，若直流利用率仍为0.7，调制度为最大值1，则需直流电压
68/0.7=97V 这是空载时所需的直流电压，当带重载时，因线路阻抗和系统输出阻抗的存在，所需的直流母线电压更高，所以必须采取措施提高直流利用率。计算SPWM数据时，可适当地过调制，并在电路中稍微加大滤波，就可达到目的。
逆变桥使用MOSFET构成三相逆变全桥，滤波网络中的电容采用三角形连接以加强滤波作用。
2.3保护与控制电源
当有异常情况出现时，有两种方法切断输出，一是封锁控制数据，如选择ROM数据全为零的空页，此法方便快速；二是断开直流母线电压，此法有利于负载的安全，这里选择后者。VICOR模块的GATEIN端是其功率提升同步端，也是该模块的使能端，拉低该端电压即可关闭模块（Isink=6mA），它以－IN端电位为基准，故检测的过流、过压信号均须以光耦与之隔离。
控制部分已相当简单，电源功率很小，采用线性三端稳压器即可。除简便外，还有可靠、电磁干扰小的优点。固定一只模块的输出电压以获得控制电源，而调节另一只来控制系统输出电压的幅值。
3PWM波形控制
在ROM中的PWM数据是离线计算的，灵活性较大。采用SPWM方法之一的规则采样Ⅱ法计算数据，可比较准确地得到开关器件的导通、关断时间，其原理误差与存储数据时取整带来的误差相比可以忽略。计算程序的入口参数主要有三个：载波频率fc、调制频率fm和调制度M，其中调制度代表预期的输出幅值。输出电压切换前后的幅值相差很大，不能使用一个调制度，所以在ROM中存储两组数据（每组2k字节），通过控制高位地址线实现电压切换。前面2.2节述及，起动阶段输出68V时，需适当的过调制，此时，SPWM就近似为梯形波比较调制，使直流利用率提高；而正常工作输出36V时，直流母线电压绰绰有余，调制度较低，谐波含量将很少。
规则采样Ⅱ法的原理如图2所示，在三角载波的负峰值时对正弦调制波采样，得到图中E点，采样电压为urE=MsinωCtE。E点水平线在三角波上截得A、B两点，两点间的时间就作为SPWM波在该载波周期的脉宽时间t2。由相似三角形的比例关系可得下式：
脉宽时间间隙时间
(1)(2)Tc为三角载波的周期。利用式（1）可以很快地计算出各个脉冲宽度，而两个脉冲之间的间隙时间为前一脉冲的t3与后一脉冲的t1之和。
图3是产生PWM数据的程序流程：
图3产生PWM数据的程序流程图(a)主程序(b)计算某相数据子程序
图4VICOR模块调压原理
程序中，计算某相数据的子程序是三相公用的。其中一个参数是正弦调制波相位，改变这个参数可分别计算出A、B、C数据，并且可以补偿因滤波元件参数不一致而导致的三相不平衡。计算完各开关点时间后，将时间转换为0、1位串的字节长度，这个过程要进行四舍五入，修正值初值为0.5。但四舍五入一般会带来数字节的误差，为了保证总的字节数成整k，需要以逐次逼近方式修改修正值。
此部分电路中，一555多谐振荡器产生819.2kHz时钟，经12位计数器进行地址变换，使存储于ROM中的PWM数据周期性地输出，再由专用驱动芯片IR2110驱动MOSFET三相全桥进行逆变。
4输出电压控制
介绍这部分前，需先对VICOR模块的调压原理进行了解，参见图4。
VICOR模块的电压调节端TRIM同时也是模块内部误差放大器的电压给定端，经一个10kΩ电阻与2.5V基准串联，此端悬空时，误差放大器的给定电压为2.5V，模块输出额定电压。由TRIM端外接电阻到－OUT端与10kΩ电阻对2.5V分压，使误差放大器的给定电压降低，模块的输出电压即被按比例地调低；由＋OUT端外接电阻到TRIM端与10kΩ电阻对输出电压分压，输出电压亦被按比例地调高。模块的输出电压调节范围是额定值的5％到110％。值得注意的是，若TRIM端电压过高，将导致模块的过压保护动作。
使模块的电压调节端TRIM随着系统输出电压有效值的变化而反向变化，即可构成负反馈闭环回路。可以看出，若将系统抽象为一闭环系统U(s)=U0×C(s)/F(s)，模块内的2.5V基准也是系统的给定值U0，负反馈环路可抽象为反馈通道传递函数F(s)。系统有68V、36V两次稳压过程，只需在切换数据页的同时相应改变F(s)中的反馈系数即可。
此部分的电路参见图5。
输出的三相电压经整流滤波后，在电位器RP1的滑臂上取得反馈电压，该电压经光耦N1隔离、反相后送到VICOR模块的TRIM端，即构成了负反馈环。这里光耦三极管等效为一个接在TRIM和－OUT端的受控可变电阻，这样有效地防止了TRIM端上的反馈电压过高。
通电后，首先＋15V经R对C充电，充电时间常数由二者的乘积决定。当C上的电压不超过稳压管DZ稳压值加0.7V时，T1不导通，集电极输出为高电平，选中ROM里存储68V数据的页面，同时，三极管T2、达林顿光耦N2导通，电位器RP2与RP1并联，这个状态对应于起动阶段输出68V高电压；当C上的电压超过稳压管稳压值加0.7V后，T1导通，集电极输出为低电平，选中存储36V数据的页面，同时T2、N2截止，RP2支路断开，RP1滑臂上的反馈电压增大，系统反馈系数也变大，输出将降低，这时对应于正常工作阶段输出36V。
图5电压控制电路
这里，用PWM数据的调制度大致决定输出电压幅度。确定此参数时，断开负反馈环，VICOR模块输出额定电压，系统带满载并能输出预定电压时的调制度，就是合适的取值，经实验，68V、36V的调制度分别取为1.50、0.50。用电位器RP1、RP2可对输出电压在一定范围内微调。输出36V时，仅RP1起作用，故应先调定RP1，再用RP2对68V调节。
取样电阻值的选择很重要，选得过小，光耦会出现饱和情况，系统就会振荡；选得太大，光耦不足以导通，负反馈环起不到调节作用。
5产品性能和应用情况
研制的电源能满足外形尺寸要求，能以简洁的电路实现并完全达到各性能参数的关键在于VICOR模块与逆变部分的巧妙配合。以下是产品的实测数据：
（1）输出电压：
逆变电源双环控制技术的研究与设计 第3篇
【摘要】通过对逆变电源的数学模型分析，以电感电流和电容电压为反馈量进行闭环控制。双环控制方案的电流内环扩大逆变器控制系统的带宽，使得逆变电源动态响应加快，输出电压的谐波含量减小，非线性负载适应能力加强。最后，通过仿真和实验结果，表明所设计的双环控制策略具有电流跟踪快速，电压稳定稳定的特点。
1 引言
交流移动设备使用量越来越多，如何将直流电源变为稳定的电能提供给设备已成为研究热点。近年来4G技术的快速发展，移动应急通信基站需要大量的逆变电源。在研项目正在建设一个移动电源研究平台，将直流电通过一台逆变电源转变成设备所需的交流电源，该逆变器是系统的一个关键部件。在此为移动逆变电源研究平台设计了以电感电流和电容电压为反馈变量双闭环的控制策略，通过该逆变电源，为移动交流用电设备提供稳定可靠的电能。
2 逆变电源的工作模式
逆变电源工作在如图1所示的四象限模式下，实现能量从交流侧移动设备和储能电池的双向流动。一、三象限逆变电源向移动负载设备输出电能，二、四象限逆变电源从移动设备回收能量。
3 逆变电源的模型
电流内环控制结构框图如图3，经过电流霍尔采集逆变电源输出电流 与设定电流值 做差运算，通过 调节，产生给定信号 。设定电压 前馈叠加电容电压，在输出滤波电感上得到电流控制信号。可得电流环传递函数
图4 电压外环控制结构框图
电压外环控制结构框图如图4，经过电压霍尔采集输出电压信号 与设定值 做差运算，通过 调节，产生给定信号 。电感电流信号前馈得到电流的误差信号 ， 乘上电流霍尔系数1/ ，叠加电感电流，在输出电容上形成输出电压信号。可得电压环传递函数
5 仿真与实验
逆变电源的参数如下，直流侧电源电压Vd = 200V，开关频率10KHz，三角载波峰值5V，电流霍尔0.2V/A，电压霍尔100：1，滤波电感1mH，滤波电容30uF，负载20Ω。仿真波形如下
图5在0.0875秒，设置负载突变为10Ω。输出电压的动态响应过程为2m秒，动态响应速度快，波形质量无明显变化。图6带整流桥负载，输出电压波形谐波低，电能质量高。
6 结论
双环控制方案的逆变电源动态响应加快，带宽范围大，输出电压的谐波含量小，非线性负载适应能力强。
参考文献：
[1]郭志坚，于少娟，兖文字PWM逆变器双闭环控制的仿真研究[J]工业控制计算机.1013（8）：77-78.
[2]杨旭，裴云庆，王兆安.开关电源技术[M].北京：机械工业出版社，2004.
[3]王兆安，黄俊.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2005.
逆变式电解加工电源的研制 第4篇
随着科技的发展,小型、精密、薄壁、复杂、特殊材料零件的需求越来越多,电解加工作为一种特种加工技术在很多方面都适应这种需求,唯独加工精度指标难以达到实际生产的要求。大量的理论与实践证明,采用脉冲电源进行电解加工可以提高加工精度和表面质量,而且脉冲的频率越高,脉宽越窄,其加工效果越好[1]。
目前,国内进行大功率高频窄脉冲电解电源研究的主要有:华南理工大学、大连理工大学、北京理工大学等机构[2,3,4]。从其研究的情况来看,绝大多数的脉冲电解电源都是采用直流斩波的方式,而直流部分都是采用工频变压器降压、整流、滤波的方式供给。体积、重量大,效率低;另外,由于电路结构或功率器件的限制,功率电解电源输出的脉冲频率还是限制在30kHz以下,最小脉宽限制在20μs以上。本文将研制一种逆变式高频窄脉冲电解电源,对提高电解加工性能有良好的效果。
2 大电流电解加工电源设计
2.1 电源方案选择
高频窄脉冲大电流电解加工电源的主电路拓扑形式一般有两种:斩波式和逆变式。斩波式电源虽然结构简单,但真正实施起来却十分复杂,如电源需获得一定的电流容量,就必须依靠并联斩波器件来实现。首先多管的并联结构的驱动电路增多;其次,各斩波器件的自身特性有一定的差异,很难保证各管同时导通;第三,各管的均流性也较难处理。此外,斩波器件在低压大电流情况下高速开通断开,会对开关器件造成很大的电压冲击,使得在开关器件上消耗的功率很大,容易损坏开关管。
相反逆变式电源就不会有这方面的限制,逆变式电源斩波器件工作在变压器原边,即工作在高压小电流情况下,可以采用电流容量相对较小,但开关速度更高的功率场效应管,斩波器件虽工作在高压(相对斩波方式)情况下,但目前可控开关器件的耐压值在500V左右,斩波器件在关断时虽有一定的反冲,若设计合适的缓冲吸收电路,则上述问题可以解决。逆变式电源也有不足之处,由于电解加工要求电源输出脉冲波形可调,因此逆变式电源所采用的高频降压变压器是一种较复杂的变频变压器,其设计制造难度大。
基于以上分析,该电源采用逆变式方案,其主要技术参数指标为:输出频率范围:50~100kHz;输出电压范围:5~30V;最大峰值电流:100A;占空比:0.1~0.5。电源结构方框图如图1所示,电源系统由整流滤波、逆变器、整流输出、控制电路部分组成。整流滤波部分采用可控硅全桥整流电路,其控制触发电路采用集成IC KC04来实现,通过改变可控硅的触发时间来实现电压调节,电压调节电路为反馈闭环回路,通过在直流部分的电压采样与参考电压进行比较,然后再对可控硅的触发时间进行微调节,从而实现直流电压的稳定。
2.2 稳压直流电源的设计
无论是斩波式还是逆变式脉冲电源,都需要一个稳定可调的直流恒压源对斩波器或逆变器进行供电,直流恒压源的好坏直接影响到脉冲电源的质量。恒流恒压源需要有稳定可调的直流输出,以及对电网电压的波动不敏感等方面的要求。常用的晶闸管整流电路有单相半波、单相全波、单相全控桥式、单相半控桥式等几种,其中单相全控桥式电路的各项整流指标良好,一般用于波形要求较高或逆变的功率场合,比较适合本电源的要求。整流电路原理图如图2所示。
图中电阻R为续流电阻,因后端变换器工作时有一定的死区时间,为保持可控硅持续导通故要加一续流电阻,变换器等效为一个大电感T和一个小电阻RL。另外,一般大容量的电解电容都是铝电解电容,是由卷曲结构构成的,所以引入了不小的电感,并和其它特性一起导致了在高频情况下电容容量急剧降低、电容损耗急剧增大等不利情况的出现。在大电解电容的两端再并联几个小电容C2,小电容对高频干扰有良好的滤波效果,因此搭配应用会使电源可靠性有较大提高。电容滤波电路中晶闸管的导电时间大大缩短,即导通角远小于180°,且放电时间常数越大,导通角越小。因此,整流管流过的是一个很大的冲击电流,降低开关管的使用寿命,选择开关管时,必须留有较大余量。
2.3 逆变器的设计
逆变器的设计是本电源最关键也是最复杂的部分,高频变压器的寄生参数非常复杂。考虑到该电源的最高频率达到100kHz,最大输出功率是3kW,采用全桥逆变电路来实现。全桥逆变后,逆变器的输出端经过二极管整流后,可以得到二倍于开关频率的脉冲波形,因此变换器选择全桥式的电路结构,其电路如图3所示。在该电路结构中,四个功率开关器件Q1,Q2,Q3,Q4组成了全桥结构的四个臂,高频变压器T接在它们正中间。桥臂上对角的一对功率开关Q1和Q4与另一对功率开关Q2和Q3,分别由驱动电路以脉宽调制方式PWM而交替地导通与断开,两列驱动脉冲频率相同,脉冲触发时间相差半个周期。该电路有两个关键技术,第一就是缓冲吸收电路设计,另外一个就是高频变压器的设计。
缓冲电路分为有损缓冲和无损缓冲两类,由于有损缓冲电路结构简单,成本低,只是损耗稍大,但是相对于本电源来说是可以接受的,因此选用有损缓冲电路(充放电型RCD缓冲电路)。该缓冲电路既能够起到电压钳位的作用,又能够控制电压的上升率。该缓冲电路对浪涌电压有抑制效果,与RC缓冲电路不同,由于外加了缓冲二极管D,缓冲电阻值可以选择更大,降低了电阻损耗,而且能够降低开通时场效应管的负担。
高频变压器的设计参数为:输入电压Ui:40~240V(连续可调);输出电压Uo:5~30V(脉冲峰值电压,连续可调);最大峰值电流100A;输出最大瞬时功率3kW;开关频率:25~100kHz;最大损耗:30W(按电源总功率的1%计算);最大温升:40℃;冷却方式:自然冷却;高频变压器的匝比选择为8∶1,磁芯选用新康达公司的功率铁氧体LP3材料,经过一番详细的解算和校核,最终确定变压器的各参数。变压器的输出波形如图4所示。
3 电解机械抛光实验验证
该电源设计是否合理,需通过实验来验证,实验装置如图5所示,主要应用该电源样机进行电解机械抛光工艺试验,验证高频脉冲电源的电解机械抛光特性。实验所用的装置包括电源、机床和电解液系统三个部分,电源采用本课题研制的高频脉冲电源,峰值电压5~30V连续可调,频率30~100kHz连续可调,占空比0.1~0.5连续可调;机床由普通车床改装而成,增加了一个可以装夹工具的滑动工作台,使工具可以独立地沿轴向移动,同时也实现了工具电极与工件的绝缘。其中铜制工具中有导孔,电解液由导孔进入抛光区。电解液选用11%~20%NaNO3溶液。具体实验条件如下:
1.无纺布2.压力可调装置3.工件4.进液口5.工具电极6.工具头
工具为铜电极,加工面积约为2.32cm2;工件为直径40mm的45号钢棒料,原始粗糙度为2.16μm;电解液为浓度13%的NaNO3溶液;抛光电压范围是8~17V,抛光极间间隙约为1mm,抛光时间为15min;研磨材料为含有磨粒的无纺布;工件转速为75r/min。图6为不同频率电解电源进行机械抛光效果对比图,实验结果表明高频窄脉冲电解加工有利于加工表面质量的提高,随着频率的提高、脉宽的变小,加工效果越好,与电解加工理论相符合,同时也证明了本电源方案的可行性。
4 结论
设计了一套最高频率达到100kHz,最大峰值电流100A,最大输出功率3kW的大电流高频窄脉冲电解加工电源,采用了全桥逆变输出的电源方案:通过晶闸管整流调压,然后通过全桥逆变方式,经过二极管整流后输出。本电路省略了铜、铁损耗大的工频变压器,提高了电源的效率,减小电源的体积和重量,通过逆变方式得到了更高的输出频率并获得了一定的电流容量,电路结构简单,降低了电源的成本。
应用逆变输出方案替代斩波输出方案,功率斩波器件工作在高频变压器的原边即小电流情况下,降低了开关器件损耗的同时也增加了电源的可靠性和稳定性;同时获得了一定的电流容量,解决了斩波方案中为获得一定的输出频率及电流容量并联斩波功率器件而出现的并联均流问题。经过多次实验,成功研制了逆变器中最关键的部件高频功率变压器,解决了波形畸变、自激振荡等问题。针对关断时的浪涌电压和自激振荡设计了缓冲吸收电路,有效地降低了电压过冲,并衰减了由其引起的波形振荡。
用电源样机进行电解机械复合抛光工艺实验,实验结果证明:频率越高,抛光后的工件表面粗糙度越低,并且脉宽对粗糙度的影响显著。实验同时也证明了本电源方案的可行性。
摘要：研制一套全桥逆变式高频脉冲电解加工电源,该方案不仅可以解决斩波方式中电流容量不足问题,而且可以获得更高的输出频率。设计制作了高频变压器,通过设计合理的缓冲吸收电路,较好地解决了逆变过程中波形畸变、自激振荡以及电压过冲等问题。应用电源样机进行了电解机械复合抛光的工艺实验,实验结果验证了高频脉冲电源有利于提高工件表面质量和加工精度。
关键词：电解加工电源,逆变式,高频窄脉冲
参考文献
[1]王建业,张永俊,余艳青,等.脉冲电解加工技术在精微加工领域中的新发展[J].中国机械工程,2007,18(1):114-119.
[2]余艳青,王建业,韩冠军.MOSFET高频窄脉冲电解加工工程化电源研制[J].电加工与模具,2005(2):59-63.
[3]唐兴伦,张之敬,王建平,等.一种高频群脉冲电解加工电源的研究和开发[J].电力电子技术,2003,37(5):50-52.
一款多功能逆变电源的设计方案 第5篇
[导读]引言随着现代科技的发展，逆变电源广泛应用到各行各业，进而对其性能提出了更高的要求。传统的逆变电源多为模拟控制或数字相结合的控制系统。好
关键词：二重单相全桥逆变器滞环控制逆变电源逆变器
引言
随着现代科技的发展，逆变电源广泛应用到各行各业，进而对其性能提出了更高的要求。传统的逆变电源多为模拟控制或数字相结合的控制系统。好的逆变电源电压输出波形主要包括稳态精度高，动态性能好等方面。目前逆变器结构和控制，能得到良好的正弦输出电压波形，但对突变较快的波形，效果不是很理想。
函数信号发生器，是实验教学中常用的设备。能产生不同频率和电压等级的波形：方波信号，三角波，正弦信号波形。近年兴起的一种新的DDS技术，即直接数字频率合成技术。但是他们都为小信号波，没有功率输出，不能带一定的负载。
本文提出的多功能逆变电源，主电路采用二重单相全桥逆变器结构，输出的电压波形对给出的参考波形跟踪，有功率输出，能带一定的负载。控制采用加入微分环节的滞环控制，完全实现数字化控制。
主电路设计
多功能逆变电源原理如图1，有两部分组成：主电路和控制部分。其中主电路的参考信号，可以与计算机通信或者其他电路得到。
图1：多功能逆变电源原理
在主电路的设计上借鉴了多重逆变器结构，采用了二重单相全桥逆变器连接。原理图如图2.两个逆变器直流侧电压不相同，主逆变器的直流侧电压为Udc，从逆变器的直流侧电压为3Udc.输电电压波形共有9个电平组成：±4Udc，±3Udc，±2Udc，±Udc，0.由于输出电平的数量多于单个逆变器，输出波形较好。主逆变器工作为较高频率，从逆变器工作频率较低，极大的降低开关损耗。在参考波形变化缓慢阶段，只需要主逆变桥工作，就能很好的跟踪参考信号；当参考信号变化相当快速的时刻，需要辅助逆变桥和主逆变桥同时工作，快速精确跟踪参考信号。
图2：二重级联单相全桥逆变器拓扑
控制设计
在控制部分采用滞环完全数字化控制。滞环控制响应速度快、准确度较高、跟踪精度高，输出电压不含特定频率的谐波分量等特点，能够使用DSP实现数字化控制。对于主电路的主逆变器和从逆变器采用滞环控制。
图3：滞环控制原理
如图3所示，主开关的滞环宽度为h，从开关管的滞环宽度为hs，且hs》h.主逆变器一直工作，开关管V1和V4;V2和V3交替导通关断。从逆变器有三种工作状态。在t1~t2时刻，误差电压并没有超过从逆变器的滞环宽度，只需要主逆变器工作，四个开关管都关断；在t3时刻，误差电压△u》hs，开关管 VS2和VS3导通，开关管VS1和VS4关断；t4时刻误差电压-△u《-hs开关管VS1和VS4导通，开关管VS2和VS3关断。
考虑到跟随突变信号时跟随困难的情况，在滞环控制器前引入了微分环节，如图4所示，以改善跟随效果。
图4：带微分环节的滞环控制
引入微分环节后，根据图1和图2所示，对主逆变器滞环控制策略为：
式中：T为微分时间常数。
上述不等号取等号情况，则实际环宽h′为：
当稳态或者电压变化率不大时微分环节很小，可忽略，h′较大；当电压突变时微分环节将很大，不能忽略，h′较小，u迅速跟踪Uref.加入微分环节实际上就是改变滞环宽度。从逆变器滞环控制也采用相同原理。
仿真
利用Matlab，根据所提出主电路和控制设计建立模型。对图1的二重级联单相全桥逆变器进行仿真，负载为阻感型。
参考信号为正弦波，周期T为0.02s，最大值为50V.输出电压波形如图5所示。
图5：参考信号为正弦波输出电压
参考信号为三角波，电压最大值为70V，输出电压如图6所示。
图6：参考信号为三角波输出电压
从图5和图6看出，当参考信号为变化不是很快的正弦波和三角波信号时，逆变电源的输出电压能精确跟踪。
参考信号为阶梯波，输出电压波形如图7所示。
图7：参考信号为方波输出电压
参考电压信号为方波时，电压值为70V.输出电压波形如图8所示。
图8：参考信号为方波输出电压
当参考信号为阶梯波或方波，方波和阶梯波有突变时刻，逆变电源的输出电压也能很好跟踪参考信号。从图7和图8看出，输出电压是质量很好的阶梯波和方波，可作为电压源使用。
结论
电力专用逆变电源的设计 第6篇
1 概述
本文所述的电力专用逆变电源采用16位微处理器和高可靠性的智能功率模块。设备结合现代数字化设计理念, 采用了人性化的设计, 面板用液晶来循环显示装置的输出电压和电流, 且设备在旁路运行、逆变运行、逆变故障和直流异常时皆有指示灯来指示运行状态。电压变换部分用变压器隔离, 具有响应速度快, 抗冲击能力强, 逆变、市电自动转换等特点, 而且因为电源设计采用变压器隔离措施, 使直流输入、交流输出相互隔离, 使设备的电能质量和可靠性得到有效提高。此外模块采用智能设计, 具有直流欠压、过流、过温保护及故障指示功能;电路的特殊设计, 使得它的能量源直流电压输入无极性要求, 避免因极性接错而损坏设备的事情发生, 为用户提供了使用上的便利性。
2 技术参数
电力专用逆变电源可在环境温度0℃至+45℃、相对湿度≤90%、大气压力86k Pa~106k Pa的环境使用, 同时要求周围环境无强烈震动和冲击、无强电磁场干扰、无严重尘埃、无引起爆炸的危险介质、导电颗粒和严重霉菌, 以保证其运行可靠, 使用寿命达到预期。它的输入电源有两种:直流电源和市电交流, 且对直流电的输入域度要求很宽。市电从旁路输入, 输入电压允许范围:单相AC 220V±20%。直流输入电压可以是220V或110V两种, 220V电压输入的模块电压允许范围为187 V~275V, 而110V电压输入的模块电压允许范围为94V~138V。输出额定容量可以是0.5k VA、1.0k VA、2.0k VA或根据用户需求定制。交流输出额定容量:0.5KVA或1.0KVA或2.0KVA或根据用户需求定制。输出电压:AC220V±5%, 输出频率:50Hz±1%。具有较强的带载能力, 最高可达到9A以上, 线性负载情况输出波形失真率 (THD) 小于5%, 负载变化由空载到满载的动态响应也小于5%。
3 原理设计
电力专用逆变电源设备由输入缓启动单元, SPWM逆变单元, 逆变、旁路切换单元, 输出滤波单元, 内置监控单元构成。它集合了微机测控、变压器技术于一体, 具有精度高、响应快、可靠性好、无波形畸变等特点, 可作为发电厂、变电站的专用UPS使用。它的直流输入220V或110V经过缓启动单元和滤波电路后, 采用双极性正弦波脉宽调制方式 (SPWM) 对逆变器进行控制, 将平稳直流变换为脉宽调制输出的交流, 该交流基波频率为所需要的电源输出频率。逆变器输出的脉宽调制波经输出LC滤波电路滤波, 变压器变压隔离后, 输出所要求的正弦波交流电。SPWM脉宽调制电路根据电源和负载的变化, 快速调节开关的脉冲宽度, 使输出电压保持稳定。
原理框图如图1所示。
当直流母线电压处于正常范围时, 经滤波、隔离后, 经过逆变部分产生标准的220V正弦波电压向负载供电。逆变器供电状态时, 输出为稳压、稳频状态。当逆变器故障或者直流系统故障时, 将由逆变供电状态转向由旁路供电状态, 此时输出为旁路输出状态, 不稳压、不稳频。假如关掉后面板上的逆变输出的船形电源开关, 也将转向由旁路供电的状态。设计时设备还充分考虑了输入输出过载等的保护情况, 具有较强的过载能力。逆变运行时, 负载功率超过额定的105%时, 延时90±3s后关断逆变输出, 超过额定的120%时, 延时10±2s后关断逆变输出, 需关机才能复位。此时由旁路电源供电;输出短路时, 逆变电源输出将自动关闭, 需关机才能复位, 此时由旁路电源供电;当输入直流电压低于180V或90V时, 装置的直流异常指示灯亮;当输入直流电压低于170V或85V时, 逆变电源输出将自动关闭, 需关机才能复位, 此时由旁路电源供电。逆变时在阻性负载的情况下工作效率大于80%。
设备的各种运行状态在设计时都充分考虑到了, 各种运行状态都有明确的指示灯指示。当旁路运行灯点亮时, 说明设备的输出是由旁路电源输出的。当逆变运行灯点亮时, 说明设备的输出为由逆变器输出。当直流异常灯点亮时, 说明设备的输入直流电压已经低于180V或90V, 当直流电压恢复至195V或98V时, 该指示灯自动熄灭。当逆变故障灯点亮时, 有以下几种情况:
1) 逆变输出短路时, 该指示灯0.5s闪烁一次;
2) 逆变输出过载时, 该指示灯0.2s闪烁一次;
3) 逆变输出过载保护后, 该指示灯常亮。
为了能够保证变电站运行人员实时监视到设备的运行状态和运行参数, 掌握设备的运行健康状况, 设备还设计了软件通讯功能, 它具有RS485A和RS485B两个通讯口, 采用通用的CDT或MODBUS规约来将设备的运行参数和运行状态送到后台, 方便远程监视和掌控。
4 结论
随着我国电力系统的不断发展, 发电厂和变电站的建设越来越多, 对设备的可靠性和实时性和不间断性的要求越来越高, 必然的对电力专用逆变电源的需求也不断增多。随着该设备功能的不断完善和功能的增多, 必将有广阔的市场应用前景。
摘要：电力专用逆变电源是针对电力系统应用特点而设计制造的, 其输入接在直流220V或110V母线上, 可作为发电厂、变电站的专用UPS使用, 给微机、通讯、载波或其它设备提供可持续的不间断电源。
关键词：电力专用逆变电源,不间断,UPS
参考文献
[1]何仰赞, 温增银.电力系统分析[M].武汉:华中科技大学出版社, 2002.
逆变开关电源 第7篇
车载逆变电源能够将DC 12 V直流电转换为和市电相同的AC 220 V交流电,供一般电器在车上使用。车载逆变器分方波逆变器、准正弦波逆变器和纯正正弦波逆变器3类,前两类输出电压谐波含量较高,连续性不好;纯正正弦波逆变器主要应用SPWM技术,负载适应范围更宽。目前SPWM的产生方法主要有模拟和数字两种方式,前者电路复杂,实现困难且不易改进;后者基于单片机实现SPWM,电路简单可靠,利用软件产生SPWM波,减少了对硬件的要求,且灵活性较大。
PIC单片机采用精简指令RISC,速度快、功耗低、抗干扰性好,并含有PWM功能的外围功能模块(CCP),可通过软件方便地实现SPWM波。
基于PIC单片机(PIC16F73)本研究对车载逆变电源中的逆变器分别采用单极性SPWM调制电压平均值控制和双极性SPWM调制电压瞬时值控制两种方法进行分析、设计、实验。
1 SPWM调制原理
SPWM调制方式分为单极性SPWM调制、双极性SPWM调制和单极性SPWM倍频调制[1]。PIC系列单片机CCP模块的特点决定其无法完成单极性倍频调制,所以主要讨论单极性SPWM调制和双极性SPWM调制方式。
带LC滤波器的单相逆变器结构图,如图1所示。双极性SPWM调制方式控制信号,如图2(a)所示。T1和T3开关一致,T2和T4开关一致,两路开关信号互补。单极性SPWM调制方式控制信号,如图2(b)所示。
2 正弦波逆变器控制电路硬件设计
2.1 双极性SPWM调制
以PIC单片机的2个CCP单元为基础,利用CCP单元的PWM功能,一路PWM信号输出经过IR2103驱动芯片,分成两路带520 ns的互补驱动信号,用来控制T1、T2;另一路PWM信号经过反相器,再经过IR2103,产生两路互补的驱动信号,用来控制T3、T4。其驱动电路,如图3所示。
2.2 单极性SPWM调制
以PIC单片机的1个CCP单元为基础,利用CCP单元的PWM功能,PWM信号输出经过IR2103驱动芯片,分成两路带520 ns的互补驱动信号,用来控制T1、T2;RC1产生50 Hz的方波,再经过IR2103,产生两路互补的驱动信号,用来控制T3、T4。其驱动电路,如图4所示。
3 正弦波逆变器控制软件设计
3.1 正弦表
式中 M—正弦表的幅值,尽可能接近PR2寄存器的值,以提高PWM的精确度;N—一个正弦周期的脉冲个数,试验中取80;k—取值为0～79。
由式(1)计算出来的80个数值的正弦表存入PIC单片机的ROM中,生成的正弦表是按正弦规律变化的一组数值。
3.2 单片机初始化设置
试验中单片机外接20 MHz的晶振,指令周期为0.2 μs,设置SPWM波的开关频率为20 kHz。PIC单片机各个寄存器的初始化设置如下[2]:
(1) SPWM的开关周期由寄存器PR2决定:SPWM开关周期=(PR2+1)×4×TOSC×(TMR2)预分频,在此设定PR2=0xF9。
(2) TMR2定时器的控制寄存器T2CON设定:由于SPWM开关频率较高,无法在每个开关周期内完成PI计算和PWM调整,在此将TMR2定时器后分频设置为1 ∶5,即经过每5个相同脉宽的SPWM开关波改变一次占空比。
(3) CCP单元的控制寄存器CCPxCON的设定:将CCP单元设定为PWM功能,CCPxM3:CCPxM0=11xx。
(4) PORTC端口方向寄存器的设定:应设置为输出模式,即TRISC的相应位设置为0。
3.3 SPWM波产生过程
通过PIC单片机,软件产生SPWM波形。当PWM单元启动后TMR2从0开始计数,此时PWM单元的引脚输出高电平;当TMR2>CCPRxL时,PWM单元的引脚开始输出低电平;当TMR2>PR2时,TMR2复位,重新开始另一个周期计数,PWM单元重新输出高电平。同时TMR2的中断标志位TMR2IF被置高,开始执行中断程序。
双极性SPWM调制瞬时值控制[3]:中断程序开始后,先查找正弦表,然后采样输出电压,经过PI计算,得到下个PWM的脉宽,然后将计算的脉宽写入寄存器CCPRxL中。此时中断程序流程,如图5所示。
单极性SPWM调制平均值控制[4]:中断程序开始后,先采集半个工频周期电压的平均值,经过PI计算得到幅值,然后查找正弦表,幅值与正弦脉宽值相乘得到下一个PWM的脉宽。此时,中断程序流程,如图6所示。
4 实验结果及分析比较
双极性SPWM控制逆变器的两个桥臂下管的驱动波形(如图7所示),为互补的两路波形。单极性SPWM控制逆变器的两个桥臂下管的驱动波形[5,6](如图8所示),分别为工频臂和PWM臂。两路驱动信号经过驱动芯片变成4路来驱动逆变系统的MOSFET。
试验系统在直流输入电压为350 V左右时,单、双极性调制带80 W负载运行所得输出电压波形,如图8、图9所示。实验结果比较:
(1) 效率。输出功率80 W时,双极性为97.3%,单极性为98.1%。由于功率不高,逆变电源的电压高而电流较小,主电路的损耗主要是开关损耗。由于单极性中有两个管子工作在50 Hz,损耗较小。
(2) THD。双极性为1.28%,单极性为0.89%。因为相对于双极性SPWM调制,单极性SPWM调制不存在中心谐波CK(K为频率比),理论上单极性SPWM调制下的输出总谐波THD比双极性小。
(3) 动态特性。空载切负载调整时间,双极性为40 ms左右,单极性为70 ms左右,理论分析可知,双极性每5个开关周期调整一次输出电压,单极性每半个工频周期(即200个工频周期)调整一次输出电压,所以双极性动态特性较好。
(4)过零点畸变。比较图8、图9可得到,单极性过零点存在畸变,原因是单极性调制时,工频信号切换时,要求PWM信号也从最小切换到最大(或最大到最小),如图2(b)所示,单极性调制工频信号是采用I/O口输出,PIC单片机中实现I/O口和PWM端口同时切换较困难,而双极性调制的驱动信号互为反向,所以不存在这个问题。
5 结束语
本研究介绍了基于PIC单片机的车载逆变电源的逆变器设计,分别给出了单极性SPWM平均值控制和双极性SPWM瞬时值控制的软、硬件设计。
由实验可得,双极性SPWM电压瞬时值控制输出电压波形过零点畸变较小,程序较易实现;单极性SPWM平均值控制输出电压波形THD、动态特性较好,效率较高。
参考文献
[1]林渭勋.现代电力电子电路[M].杭州:浙江大学出版社,2002.
[2]何信龙.PIC16C7X入门与应用范例[M].北京:清华大学出版社,2002.
[3]JUNG S L,SUANG H S,CHANG M Y,et al.DSP-BasedMultiple-loop Control Strategy for Single-Phase InvertersUsed in AC Power Sources[C]//Proceedings of PESC’97.USA:[s.n.],1997:706-712.
[4]MIHALACHE L.DSP control method of single-phase invert-ers for UPS applications[C]//Proceedings of APEC’02.USA:[s.n.],2002:590-596.
[5]杨荫福,周党生.基于80C196MC中频SPWM逆变电源数字化控制系统[J].电力电子技术,1999,10(5):4-6.
智能化逆变电源的设计 第8篇
1 逆变电源的基本原理和结构
逆变电源由以下几部分构成:逆变电路, 控制电路, 输入电路, 辅助电路, 输出电路, 保护电路。 (图1)
1.1 输入电路。
输入电流可分为直流电交流电两种形式。当直流电的点波动较大时, 可以利用电容滤波电路对电路进行调整。当输入交流电是, 需要对电路的交流进线侧进行EMI滤波处理, 再进行整流和滤波, 进而得到适宜的直流电。
1.2 输出回路。
为了得到合适的交流输出, 要对逆变器变换的交流电简单的处理。按照逆变器的输出性能, 逆变器可分为开环控制, 闭环控制。当以开环控制的方式运行时, 由于输出大小不受控制系统的影响, 所以不需要输出电路的反馈信号, 此时负载和输入电压的变化会影响输出。当以闭环控制的方式运行时, 需要调节标准输出和实际输出之间的误差, 维持稳定的输出。
1.3 控制电路。
控制电路通过调解以及产生一系列控制脉冲, 再由这些脉冲控制逆变开关管的导通和关断, 从而配合逆变的主电路完成逆变功能。
1.4 逆变电路。
逆变电路是电源的核心部分, 用来实现DC-AC变换。
1.5 控制策略。
有了控制电路和逆变电路, 还需合适的控制策略来实现具体的DC-AC转换。输入量Vi送到逆变电路后变换为输出Vo, 为了保证逆变电路输出的稳定, 降低输出的谐波含量, 一般对逆变电路中开关管进行高频PWM控制, 通过调整PWM波的占空比来进行调节输出的大小。控制电路根据实际输出量与给定参考量的误差进行调节, 控制PWM发生器的占空比, 并结合保护电路对逆变电路的开关管进行控制, 使输出电压达到参考电压值。随着PWM工作频率的提高, 逆变电路中的磁性元件体积会缩小, 电路滤波电感和电容的参数也可以减少, 因而逆变电路的功率密度会提高。在逆变电源控制系统中的PWM调制信号一般是由三角形载波和正弦调制波经比较器比较后产生的, 称为SPWM调制, 其中正弦调制波的大小由参考电压Vref和输出反馈的误差信号经调节器运算后产生, 驱动逆变电路的开关管工作在高频PWM状态。
采用PWM控制技术的主要目的之一是为了解决逆变电源输出地谐波问题, 高频PWM控制可以调节输出电压大小, 并且能有效地减少输出电压的谐波含量。而PWM产生的方法也是多种多样的, 采用模拟方式来实现PWM控制具有电路简单的优点, 但控制策略不容易更改, 且存在诸如受参数影响大, 调节比较困难和稳定性不好等缺点。采用单片机技术实现PWM控制则能有效的避免模拟电路的上述缺陷。
2 PWM控制策略
通过PWM可以调节逆变电源输出电压从而减低电源的输出谐波含量。
全桥逆变器采用双极性PWM控制方式时, 见图2。载波为全波三角波。用正弦波与三角波进行比较, 正弦波大于三角波的部分, 输出为正脉冲, 小于部分输出负脉冲。在开关切换时, 负载端电压极性非正即负, 电流变化率较大, 对外部干扰较强。负载端电压脉冲列是由不同宽度调制的正负直流电压组成。
3 控制系统软件设计
逆变电源软件主要组成部分:主程序、定时器T0中断服务程序、外部中断程序。主程序的主要作用是初始化单片机的工作方式, 并读入逆变电源输出频率给定值编码, 编码会随着给定频率的变化而变化, 此时置频率变化标志, 便于定时器中断服务程序能够按新的消谐PWM开关切换角数据进行定时控制, 实现驱动信号的切换。定时器T0中断服务程序主要完成对开关切换角数据的定时及其相应驱动信号输出, 实现消谐PWM控制策略。外部中断程序主要负责处理逆变电源的故障保护功能, 当故障中断请求发生时, 单片机响应中断并再次查询是否有故障发生, 若确认有故障, 则封锁驱动信号, 并输入故障代码。
4 结论
如今衡量供电系统的两个指标是高可靠性和大功率化, 而两者都与电源的并联运行控制密切相关。并联运行可以用来扩大逆变电源系统的容量, 可以组成并联冗余系统以提高运行的可靠性;, 同时具有极高的系统可维修性能。若电源运行错误, 可以方便的进行热拔更换或维修。
摘要：随着当前社会对于电气设备的控制能力逐步提高, 以及电子技术急速发展的背景下, 逆变技术也得到了更加广泛的应用。现在社会各行业大多采用将其他形式的能对电网交流电进行交换, 而不会直接利用电网的交流电作为电源。本论文就是设计这样一种新型的智能逆变电源, 它对电源的平稳性、波形等质量要求很高, 适合供电系统的要求, 具有高频化、模块化、数字化、绿色化等特点, 符合逆变电源发展要求。
关键词：逆变电源,电气设备,智能,电源,供电系统
参考文献
[1]刘凤君.正弦波逆变器[M].北京:科学出版社, 2012:1-3.
[2]秦娟英, 陆家珍, 吴国平.双供电电源系统数字式智能控制策略[J].电力系统自动化, 2013 (16) .
[3]李爱文, 张承慧.现代逆变技术及其应用[M].北京:科学出版社, 2010:260-263.
舰船高效逆变电源技术方案研究 第9篇
逆变电源效率的提升意味着设备的体积可以更小、重量更轻、功率密度更高。更为重要的是, 对于作为舰船电力系统中主供电电源的逆变电源设备而言, 逆变电源效率的提高不仅减小了自身的热负荷, 并且也大大减轻了全船空调及其他辅助系统的负荷, 使得全船能量利用效率进一步提高。现代舰船综合电力系统中逆变电源容量往往高达MW级, 逆变电源效率每提升一个点, 相当于一方面减少了10k W以上的功率损耗, 一方面减少10k W以上的空调热负荷, 能有效的提升船舶的燃油经济性。
目前舰船逆变电源的变换效率已达到90%以上的高水平, 要想进一步提高变换效率, 需要在开关器件选型、逆变拓扑结构、功率母线、滤波电抗器和变压器磁性材料选择等各个环节全面设计优化, 以进一步降低设备损耗, 提高整机效率。
1 逆变拓扑设计优化
上世纪八十年代由日本学者提出了一种新颖的三电平逆变电路拓扑, 通过集成更多的开关器件, 产生更多的电平状态, 从而达到更高的等效开关速度。
相对于传统两电平三相桥式逆变电源, 三电平逆变电源具有一系列优点:
(1) 单管只需承受一半的直流电压, 可以采用低耐压等级、低损耗的IGBT运用在高压场合;
(2) 单管只需要开通或者关断一半的直流电压, 开关损耗更小;
(3) 输出电压波形更接近于正弦, 谐波含量小, 所需滤波电感量小, 有利于降低系统成本和功率损耗。三电平逆变电源非常适用于高直流电压、大功率的舰船电力系统。
为进一步提升三电平变换电路工作效率, 可以让每个桥臂中间两个IGBT工作在电网周期频率, 最上方和最下方的两个IGBT工作在高开关频率。另外, 三电平逆变电路还可以采用多种不同特性IGBT组成混合器件结构。根据开关特点不同, 每个桥臂上方和下方的两个开关器件选择低开关损耗的高速NPT型IGBT, 每个桥臂中间的两个开关器件选择低通态损耗的Trench型IGBT, 利用不同类型IGBT器件的开关特点, 充分发挥器件优势, 提升变换效率。
三电平电路虽然具有一系列优点, 但也存在着通态损耗两倍于传统两电平三相桥的缺点。为了解决这一问题文献[3,4]提出了改进型NPC三电平逆变电路的解决方案, 通过集成具有反向阻止能力的特殊规格IGBT, 推出了实用化的改进型三电平IGBT模块。其主要改进在于将NPC型三电平电路中间的开关管和箝位二极管用两个具有反向阻止能力的特殊IGBT并联代替, 通过控制此类反向阻止IGBT的导通以保证电流续流。
通过这样的改进后, 每个开关管在开关过程中只有1/2直流电压的电压变换, 因此其开关损耗大约只有两电平的一半;此外, 任何时候电流仅流经一个半导体器件, 其通态损耗相对于二极管箝位型三电平逆变电源而言进一步降低。
2 半导体开关器件择优
在逆变电源的设计中, IGBT是最常见的开关器件。因为IGBT导通压降的非线性特性使得其导通压降并不会随着电流的增加而显著增加, 从而保证了逆变电源在大负载情况下, 仍然可以保持较低的损耗和较高的效率。除IGB外, 另一类电力电子开关器件是具有线性导通压降特性的MOSFET。MOSFET器件在小负载情况下具有更低的导通压降, 并且可以通过多个并联以进一步降低。此外, 考虑到MOSFET自身较低开关损耗和优秀高频工作能力, 在小功率的应用场合中, 利用MOSFET多管并联代替IGBT以降低导通损耗和开关损耗, 是提高效率的有效途径。
近年来随着宽禁带Si C、Ga N器件的不断发展, 基于Si C基底的MOSFET器件导通损耗大幅低于现有器件。此外, Si C器件还具有高开关速度、低开关损耗、高阻断电压等一系列优点, 除价格暂且价高、电流较小的限制外, 几乎可以成为常规开关器件的最佳选择。由图1的对比可以看到, Si C器件的导通损耗要明显优于当前的常规MOSFET产品。可以预见, 随着Si C开关器件的不断成熟和容量的不断扩大, 将有力的推动逆变电源向着更高的效率发展。
开关器件是逆变电源中功率损耗的主要器件, 因此逆变电源的设计之初就是觉得开关器件的选型。在Si C器件尚未大规模进入规模化应用的当前, 对于大功率逆变电源场合首先是IGBT, 而小功率器件一般则选用MOSFET更为理想。
3 功率电路连接优化
元器件之间的连接铜排虽然不是设备内主要的发热器件, 但先进的电路连接方式对于设备整体的效率也有较大的影响。
对于大型电力电子设备而言, 直流储能电容器和IGBT器件之间的母线上总会存在杂散的分布电感参数。在IGBT关断的瞬间, 分布电感电感的两端会感应出很大的瞬态尖峰电压, 电压的大小与分布电感呈正比。
杂散分布电感数量虽然较小, 但由于现代IGBT器件的开关速度很快, 开关过程的电流变化率较大, 也会造成很大关断尖峰电压。因此, 功率器件连接环节存在的分布电感, 不仅会增大开关器件的动态损耗, 还会造成极高的关断电压尖峰, 增大了开关器件过压击穿的风险。
电力电子设备的功率单元设计上必须尽量减小连接铜排的长度和环路面积, 以减小等效形成的分布电感参数。针对这一设计要求, 最有效的解决措施就是采用叠层式复合母线, 即复合母排技术。
采用复合母排连接方式后, 从直流电容到开关器件总的分布电感量也可以控制在100n H以内。假设IGBT关断速度为250ns, 关断电流为200A, 100n H杂散电感引起关断电压尖峰仅为80V, 完全可以在DC450V直流母线下采用600V的IGBT, 相对于采用1200V器件, 其整机的变换损耗可明显减少。
4 铁磁材料的设计优化
逆变电源滤波内最主要电磁元器件是电抗器和变压器, 这也是逆变电源中除开关器件之外产生热损耗最大的部件。
电磁元器件的损耗分为铜耗和铁耗。铜耗可以通过在设计上加大线径等方法加以降低, 而铁耗则与选择的磁芯材料紧密相关。目前电气工程领域常用的磁性材料主要有硅钢片、微晶合金、非晶合金、铁氧体磁材等, 这些材料的性能参数见表1。
由于磁性材料的特性差异显著, 不同场合有不同的应用特点, 因而在滤波电感和变压器的设计上需要着重考虑。硅钢具有很高的居里温度和饱和磁感应强度, 是最常见的变压器磁芯材料, 但主要缺点是高频涡流损耗大、铁耗高, 因而常运用于低频、大功率的场合。
由金属离子氧化物组成的铁氧体材料, 具有相当高的电阻率, 可有效抑制内部涡流, 高频损耗很小, 是高频变换领域的优良材料。铁氧体的缺点在于热稳定差, 机械强度低, 易于破碎, 并且饱和磁感应强度小, 一般用在小功率电源设备。
非晶合金材料是利用急冷技术将液态金属直接冷却形成的固体薄带。这种合金具有高硬度、高电阻率、耐蚀性等众多优异的特性, 具有较高的饱和磁感应强度, 是一种可替代硅钢的优良磁性材料。非晶合金材料主要不足在于, 磁致伸缩系数较大, 用其制造变压器、电抗器等器件的噪声大约为硅钢材料的120%。因此对于舱内布置的舰船逆变电源而言, 其工作噪声较大, 影响舱室的居住性。
微晶合金, 也叫纳米晶合金, 是含有铜和铌元素的铁基非晶合金通过退火处理而形成, 晶粒尺寸通常在10nm左右。微晶合金具有初始磁导率高、饱和磁感应强度高、高频损耗低、矫顽力低的优异特点。用微晶合金作为铁芯的变压器, 其效率能够达到99%以上。
从以上对比可见, 微晶合金磁性材料集铁氧体、硅钢等材料的众多优点于一体, 具备良好的综合磁性能, 是舰船逆变电源中电磁部件的优选材料。只是由于当前铁基微晶合金的成本较贵, 因此在对成本较为敏感的应用场合受到一定限制, 但总体而言, 是一种极具应用发展前景的磁性材料。
5 结论
逆变电源作为舰船综合电力系统中最重要的部件之一, 电能变换效率不仅是评价逆变电源的关键性指标, 也涉及到舰船综合电力系统的整体能效重要技术指标。针对舰船逆变电源对变换效率要求的持续提高, 本文从半导体开关器件选型、电力变换拓扑结构设计、功率部件连接方式和磁性材料优化四个方面, 提出了面向工程实用的设计方法和相关建议, 对舰船逆变电源和大功率电力电子装置的合理优化设计, 具有一定的指导意义。
参考文献
[1]马伟明.舰船动力发展的方向——综合电力系统[J].海军工程大学学报, 2002, 14 (06) :1-6
[2]Nabae A, Takahashi I, Akagi H.A new neutral-point-clamped PWM inverter[J].IEEE Transactions on Ind ustryApplication, 1981 (17) :518-523.
[3]马琳, 孙凯等.高效率中点钳位型光伏逆变电源拓扑比较[J].电工技术学报, 2011, 26 (02) :109-114.
[4]Brlckner T, Bernet S, Steimer P K.The active NPC converter for mediumvoltage applications[C].Proceedings of IEEE IAS, 2005 (01) :84-91.
[5]Fuji-Electric.2Mbi450U4E-060Data sheet[EB/OL].http://www.fujielectric.com/device.
逆变电源的发展与技术革新 第10篇
电源系统是现代化大生产中不可或缺的重要组成部分,其性能的好坏直接影响生产的效益和质量。在诸多电源系统中,1969年诞生的逆变电源以其卓越的性能脱颖而出,迅速占领了电源市场的制高点。它不仅在稳定性、可靠性、可调性等方面占有优势,而且在体积、重量、功耗等方面也是同性能其他电源系统不可比拟的。作为一种采用电力电子技术进行电能变换的装置,逆变电源采用工频交流或直流输入获得稳压、高频的交流输出。它横跨电力、电子、微处理器及智能控制等多个学科领域,是目前电力电子产业和科研领域的热点之一[1]。
二、逆变电源的发展
逆变电源的发展和电力电子器件的发展紧密联系,相辅相成,器件的发展带动着逆变电源的发展。到目前为止,已经历了三个发展阶段[2]:
第一代逆变电源采用晶闸管(Thyristor)作为逆变器开关器件,称为可控硅(Silicon Controlled Rectifier,SCR)逆变电源。它的出现取代了旋转型变流机组,在一定程度上发挥了巨大作用,但由于SCR没有自关断能力,因此必须增加换流电路来强迫关断SCR,且换流电路构造复杂、体积庞大、噪声严重、效率低下,限制了逆变电源的进一步发展。
第二代逆变电源采用自关断器件(Self Turn-off Devices)作为逆变器的开关器件。自20世纪70年代后期,各种自关断器件如雨后春笋相继产生,大大提高了逆变电源的性能,其动态特性及对非线性负载的适应性也得以提高。主流产品包括门极可关断晶闸管(GTO)、电力晶体管(GTR)、电力场效应晶体管(MOS-FET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT),等等。其中,IGBT以其开关频率高、通态压降小、驱动功率低、模块电压电流等级高等优点已成为中小型功率逆变器的首选器件,IGBT逆变电源也成为中小型逆变电源的主流。在控制方面,第二代逆变电源普遍采用带输出电压有效值或平均值反馈的正弦波输出脉冲宽度调制(SPWM)控制技术。
第三代逆变电源采用了实时反馈控制(Real-time Feedback Control)技术,使得逆变电源的性能有了质的飞跃。该技术是针对第二代逆变电源对非线性负载的适应性不强及动态特性不好的缺点提出来的,是近年发展起来的新型电源控制技术,目前仍在不断的完善和发展之中。
三、逆变电源的应用
在现代化大生产中,节能减排、保质增效、科学发展、可持续发展的现实要求,迫切需要电力电子技术特别是逆变技术在越来越多的领域发挥更加广泛的作用。现将其几个主要方面的应用列举如下:
1、光伏发电
在更加注重发展可持续性的今天,环境污染和能源危机是目前全世界都不可回避的重大问题。特别是随着油气资源的日益枯竭及其转换过程给环境带来的污染和温室效应,越来越紧迫地要求世界各国加速探索并开发利用新能源和可再生能源,而太阳能的有效利用则是最重要切实可行的能源战略决策,其中光伏发电备受瞩目。太阳能取之不尽用之不竭,通过电池阵列将太阳能转化为直流电,再经逆变系统变换为交流电,即可供给负载或并入电网供用户使用,这就是光伏发电。
2、风力发电
风能作为一种可再生能源,清洁无污染,且蕴量巨大,受到世界各国的普遍重视。风力发电就是把风的动能转变成机械能,再把机械能转化为电能。在实际应用中,因受风力、风速变化等因素的影响,得到的交流电不稳定,难以安全地并入电网,这就在一定程度上制约了风力发电的发展。而基于逆变技术则将问题迎刃而解:先采用整流,由不稳定的交流电生成直流电;再经逆变,由直流电生成稳定的交流电,即可安全地并入电网,或供给用户直接使用。
3、交流电动机变频调速
在交流电动机的调速策略中,变频调速是最为重要可行的一环。而其本质就是基于逆变原理,将普通电网的交流电转化为电压、频率均可调的交流电,带动电动机工作,以达到方便高效地调节转速的目的。这也就是常说的VVVF(Variable Voltage and Variable Frequency)调速。
4、不间断电源系统(UPS)
当今社会,不间断电源系统(Uninterruptible Power Supply,简称UPS)的应用越来越广,遍布生产生活的每个角落,尤其在通信系统、航空管理、工业控制、医院、证券等对供电可靠性和电源质量要求极高的场合[3],UPS更是发挥着无可替代的重要作用。而其核心器件是充电器和逆变器:在电网正常供电时,充电器工作,给蓄电池充电,负载由电网供电;在电网不能正常供电时,逆变器工作,将蓄电池存储的直流电逆变为交流电,供给负载。在这个过程中,UPS的冗余角色显露无遗。
5、高压直流输电(HVDC)
众所周知,交流电因其经济方便、稳定可靠等诸多优势而在生产生活中独占鳌头。但随着时代的发展,交流输电也日益暴露出一些显而易见的缺陷,如架线复杂,损耗(如绝缘材料的介质损耗、电磁感应的涡流损耗、架空线的电晕损耗等)大,存在电磁波污染,等等。所以,高压直流输电(High-Voltage Direct Current,HVDC)在越来越多的场合取而代之。其工作首先是整流,由普通交流电得到高压直流电,以便进行远距离传输;然后是逆变,得到不同规格的交流电,以便供给负载。
四、逆变电源的技术革新
逆变电源技术得天独厚的优势使其在实际中得到了普遍的应用,而日益广泛的应用反过来又带动了逆变电源技术的蓬勃发展,日渐呈现出百花齐放百家争鸣的可喜态势。基于高效率、高可靠性、高功率因数,低谐波污染、低环境污染、低电磁干扰的逆变电源技术不断涌现,现将目前比较流行的几种逆变电源技术列举如下:
1、PWM软开关(PWM Soft-switching)技术
PWM(Pulse Width Modulation)即脉宽调制,采用控制输出电压的脉宽的方式,将直流电压调制成幅值相等、宽度可调的交流脉冲电压,从而控制其有效值,控制并抑制谐波。实现PWM控制的相关技术[4]多种多样,如电压控制PWM、电流控制PWM、矢量控制PWM、直接转矩控制PWM、非线性控制PWM、谐振软开关控制PWM,等等。其中PWM软开关技术对于提高开关器件的工作频率具有重要意义,特别是开关频率在20KHz以上时,噪声已超过人类听觉范围(20Hz-20KHz),于是无噪声传动系统成为可能。
PWM软开关技术的基本思想是:在普通PWM变换器拓扑的基础上,附加一个由LC和功率开关组成的谐振网络,开关转换时该网络工作,使开关器件在开关点上实现软开关过程。由于谐振过程非常短,基本不影响PWM技术的实现。需要指出的是,由于谐振网络的存在,必然会产生一定的谐振损耗,并使电路受固有问题的影响,从而该方法的应用受到一些限制。随着研究的深入,作为实现电力电子技术高频化的最佳途径,PWM软开关技术必将对逆变器的性能提升及整个电力电子领域的进一步发展产生积极而深远的重要影响。
2、多电平(Multi-levels)技术
上述PWM高频软开关逆变技术对于提高输出波形质量、实现高频输出具有重要意义,但谐振损耗的存在和过高的du/dt、di/dt、开关应力及EMI(Electron-Magnetic Interference,电磁干扰)又是该技术不得不面对的亟需解决的问题。基于此,日本学者Akira Nabae于1981年提出了多电平逆变技术[5],并逐渐成为当前高压大功率逆变器的发展主流。其基本思想是改进主电路的拓扑结构,使逆变开关在基频或低频状态下工作,能够有效减小开关应力,改善逆变器的电磁兼容性能和输出质量。
3、并联(Parallel)技术
逆变器并联技术是提高电源系统可靠性并提升其容量的有效途径,一经提出便得到广泛认同并得以飞速发展。该技术在改善系统灵活性,提升器件开关频率(可达MHz级),实现系统可靠冗余及标准化等方面与传统集中式电源系统相比,具有显著优点。按照是否与公用电网能量交换、是否公用直流电源及逆变器的输出特性,其常见的拓扑结构主要有独立和交互式并联系统、独立直流电源和共用直流电源并联系统及电压源、电流源和混合并联系统。为确保各逆变器输出电压的幅值、频率和相位同步,同时有效抑制环流,可采用集中控制、分散控制、主从控制和无互连线分散控制等控制策略[6]。
4、低谐波、高精度输出(Low-harmonics&High-precision Output)技术
随着时代的进步,人们对高品质和谐生活的追求日益普遍,对低谐波、高精度电源的需求也愈发迫切。低谐波、高精度输出技术在这种背景下应运而生,它一般采用计算机控制的IGBT模块全桥移相软开关技术,实现参数的调节与全数字化控制,精度高,输出无工频纹波,可有效保护用电设备,抑制电网污染,是一种绿色电源技术。
5、数字化控制(Numerical Control)技术
计算机技术的发展和普及为逆变器的数字化控制提供了便利条件,基于单片机、DSP控制的数字化开关电源已相当普遍,使得电源系统的结构大为简化,同时极大改善了系统的稳定性、可靠性和控制精度。但任何事物的发展都有两面性,数字化控制技术在实际使用中也暴露出许多有待解决和改进的问题,例如:开关动作对采样干扰较为严重、高速运行下数字化PWM时间分辨率有所下降、检测量化误差的存在导致控制精度下降、数学模型研究还有待进一步深入等。
五、结语
随着科学技术的发展,对电源技术的要求越来越高,规格品种也越来越多,大电流的逆变电源在焊接、加热、电镀等行业被广泛应用。为提升开关器件的电压等级(如IGBT只有6500V),使其能够在电力系统等高压场合得以应用,可进一步探索拓扑电路,如采用并联技术、多电平技术等。展望未来,随着电力电子技术的进一步发展和完善,以及计算机、网络拓扑等理论的渗透融合,逆变电源技术将朝着高效率、高功率因数、高可靠性和集成化、模组化、智能化、高频化方向发展,并在环境保护方面不懈努力,绿色电源将是永恒的目标。
摘要：以电力电子器件的发展为基点,阐述了逆变电源的3个发展阶段,介绍了其在光伏发电、风力发电、高压直流输电等方面的广泛应用,给出了相关的工作原理。结合PWM软开关技术、多电平技术、并联技术等几种目前比较流行的逆变电源技术,简要说明了逆变电源的技术革新。
关键词：逆变,发展阶段,技术革新
参考文献
[1]周志敏.逆变电源实用技术——设计与应用[M].北京:中国电力出版社,2005:12-18.
[2]魏伟.正弦波逆变电源的研究现状与发展趋势[J].电气技术,2008,11:5-6.
[3]孙立军,丁伟玲.UPS电源的选择与使用[J].办公自动化,2008,2:46.
[4]王振民,等.弧焊逆变技术的研究现状与展望[J].电焊机,2000,8:3-4.
[5]史新乾.组合式逆变电源的设计与研究[D].上海:上海海事大学,2005.