动态色散补偿范文

动态色散补偿范文（精选7篇）

动态色散补偿 第1篇

由于受光纤中随机双折射和模式耦合的影响,长距离光纤线路中的偏振模色散(PMD)随温度、压力等的变化而表现出随机的统计特性,因此对它的补偿只能采用动态的自适应的补偿方式。我们将保偏光子晶体光纤(PM-PCF)作为PMD补偿元件用于PMD的动态补偿系统中,取得了良好的补偿效果。本文给出了效果截图,对结果进行了较为详细的分析,并提出了改进的设想。

1 实验方案及原理

本实验采用烽火通信科技股份有限公司生产的

烽火○R PM-PCF作为PMD补偿元件,用于补偿线路中PMD的大小,其扫描电镜图如图1所示。

该PM-PCF是通过在周期性排列的小孔中引入两个大孔来破坏六重对称性,从而提高模式双折射,其技术指标如表1所示。

与传统熊猫型或蝶型等保偏光纤相比,烽火○R PM-PCF的突出优点是:高双折射;温度偏振稳定性好;具有宽单模工作范围;具有色散调节控制能力。

为了验证该光纤的高双折射特性,我们先对该光纤的差分群时延(DGD)大小进行了测量,然后选取合适长度的光纤用于PMD的动态补偿并观察补偿效果。

实验A:取一定长度的烽火○R PM-PCF,并测量其DGD的大小,测量原理图如图2所示。

在选取的波段范围(1 549.8~1 550.5 nm)内,采取一定的步长(0.02 nm),用偏振分析仪对PM-PCF的DGD值进行测量。

实验B:基于PCF的 PMD动态补偿,系统原理图如图3所示。

按图3搭建补偿实验的装置;开启系统,观察补偿效果以及误码情况。图3中,PMD补偿器采用光迅公司的基于信号偏振度(DOP)反馈控制的PMD动态补偿器,其结构框图如图4所示。

该补偿器采取偏振控制器+固定时延线的方式[2],主要包括以下4个部分:(1) 偏振控制器,用来改变PMD矢量的方向;(2) PMD补偿元件,为一段固定时延的双折射晶体,用来抵消线路中PMD的影响;(3) DOP探测器,提取DOP反馈信号以实时检测线路中PMD的变化;(4) 控制单元,包括控制电路和软件。

考虑到PM-PCF的高双折射特性,这里我们使用一段PM-PCF来代替双折射晶体产生固定的时延,而且相对于双折射晶体,使用光纤型的时延线具有体积小、易集成、温度稳定性好和便于大规模生产等优点。同时,使用光纤型的时延线便于今后向全光纤型器件转化。

2 实验现象及结果分析

2.1 实验现象

实验A中测得该段PCF的平均DGD大小约为35 ps,即0.875 ns/km。但同时观测到其DGD值随波长变化有一定的波动,因此我们做了以下验证以证明结果的准确性。

变换不同的步长进行多次测量得出的DGD均值一致;用一根6 m长的光纤作为实验对照物,测出其DGD均值约为5.56 ps,与上述结果吻合。

实验B中的补偿效果截图如图5所示。

该截图系统补偿时的整体效果是可以正常工作的;但同时我们也可以看到,当系统扫描时,DOP的值有一定的波动。

2.2 结果分析

在本实验中,PM-PCF是用来补偿实际线路中PMD的大小的,它也可以作为PMD仿真器来模拟线路中DGD的大小,只需选择合适的长度(产生相应的PMD)即可。

在实验A中,观察到该段光纤的DGD值随波长的变化有一定的波动,其原因有以下两点:其一,该光纤为一段保偏光纤,而通常测量普通保偏光纤DGD时的变化就较测量普通单模光纤时剧烈。其二,从扫描电镜图中我们可以看到该光纤的结构对称性不佳,孔的排列及大小不太均匀,会引起较大的偏振相关损耗(PDL)。在PDL的作用下,PMD的变化比不存在PDL时要复杂得多[3],因为PDL的存在会使输出的主偏振态不再正交,所以当处于某些输入状态时,由于 PDL的影响,两偏振主态发生干涉,导致脉冲展宽或变窄,从而使DGD的值增大或减小[3,4],因此DGD值有一定的变化。

根据ITU-T建议,最大可测量DGD与波长增量(步长)Δλ的关系在1 550 nm波段可以表示为[5]

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可见若步长取得太小,则能够测量的DGD的最大值会远远超过该段光纤的DGD值;若步长太大,则能够测量的DGD值会小于这段光纤的DGD值。由上式可知:当我们取步长为0.05、0.03和0.02 nm时,能够测得的DGD最大值分别为80、133和200 ps;而当我们取步长为0.01 nm或者更小时,能够测量的DGD最大值为400 ps或者更大,这样不仅不准确甚至会超出仪器的测量范围。此时我们注意到,由于PMD的随机统计特性,其瞬时值有可能达到平均值的3倍,因此我们选用0.02 nm步长时测得的DGD值作为测量结果。

在补偿过程中,DOP的值有一定的波动,这是由于在PDL与PMD共同作用下,DOP的变大和变小分别对应着两输出的偏振主态建设性和破坏性干涉的情况。但是这并不影响补偿效果,因为DOP的值能维持在0.95以上即可,而且在补偿实验中,DOP的值是通过模/数(A/D)转换器采样几个偏振分量得到的[2],A/D转换器同样也存在一定的误差,导致了采样值一般不为1而是在1左右波动。

3 存在的问题及改进设想

由于入射到误码仪的光功率很小(约为-17 dBm),此时误码仪有较好的灵敏度,我们不能观察到眼图的情况(眼图仪的最佳输入光功率约为-3 dBm),如果在光入射到误码仪之前对其进行放大(通过EDFA放大),应能改善这种情况。

虽然系统在达到稳定状态后误码不再变化,但由于误码仪测得的是一段时间内误码的积累,难以准确地反映系统误码的变化或者改善情况,用眼图能够较为直观和准确地反映误码情况。

PCF两端均与普通单模光纤熔接,在不能很好地控制熔接参数的时候损耗较大,使得入射到接收端的光功率较小,造成接收机的灵敏度下降。对此,可以选取适当的熔接参数,如熔接机的放电电弧时间与强度等,使得熔接损耗降到一个较低的水平,提高接收机的灵敏度。同时,若能进一步改善该PCF的制造工艺,如增大双折射系数、减小本身的损耗等,该光纤的性能将得到进一步优化,可以得到更令人满意的实验效果。

4 结束语

将烽火○R PM-PCF作为PMD补偿元件用于PMD动态补偿系统中,实验测得该PM-PCF的DGD大小为0.875 ns/km,用该光纤作为PMD元件取得了良好的实验效果,给出了效果截图,并对结果进行了分析,提出了相应的改进想法;同时,该段光纤也可用做PMD动态补偿系统中的PMD仿真器,用于模拟实际光纤链路中的PMD。

摘要：与普通保偏光纤相比,保偏光子晶体光纤(PM-PCF)具有高双折射、低温度偏振系数等优点。文章介绍了将PM-PCF作为偏振模色散(PMD)的补偿元件用于PMD的动态补偿实验,并通过对结果的分析,验证了该补偿系统的性能。

关键词：偏振模色散,光子晶体光纤,动态补偿

参考文献

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宽带色散补偿模块的开发 第2篇

为了减小通信链路累积色散对通信系统传输性能的影响,目前,国际上采用色散补偿技术来改善链路色散,包括负色散光纤补偿技术、光纤光栅色散补偿技术和电子色散补偿技术等,其中采用负色散光纤进行色散补偿的技术最方便有效,系统性能稳定可靠,成本低。采用色散补偿光纤进行通信链路的色散补偿是当前国际上的主流技术,CIR研究表明[1]:到2012年,全球色散补偿模块和器件的市场将会达到7.55亿美元。因此,本文针对市场需求,设计并开发出了商用化的宽带色散补偿模块。

1 色散补偿光纤的理论设计

光波在光纤中传播满足如下Helmholtz波动方程[2]:

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式中,k0为真空波矢;n为折射率;ω为角频率;β为相位传播常数;ψ(x,y)为(x,y)平面的波函数。

将相位传播常数β(ω)在中心频率ω0附近展开为泰勒级数

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式中,undefined是光波群速度νg的倒数,即群时延;β2=(dτg)/dω为群速度色散(GVD)。

单模光纤的色散系数D(λ)可以由式(3)得出:

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要对G.652或G.655光纤链路累积正色散进行补偿,就必须采用与其色散特性相反的光纤。该光纤在C波段或C+L波段需要具备较大的负色散和合适的负色散斜率,称为色散补偿光纤(DCF)。为此,我们设计出如图1所示的色散补偿光纤折射率剖面结构。

2 色散补偿光纤及其模块性能

在传输链路特定波长获得色散补偿时,应满足以下关系式:

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式中,DTF为传输光纤的色散;LTF为传输光纤的长度;DDCF为色散补偿光纤的色散;LDCF为色散补偿光纤的长度。

在波段内获得色散斜率补偿时,应满足以下关系式:

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式中,STF为传输光纤的色散斜率;SDCF为色散补偿光纤的色散斜率。

根据以上两个关系式,获得色散补偿和色散斜率补偿时,相对色散Kappa应满足以下关系式:

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G.652光纤在1 545 nm波长的色散系数为16.8 ps/(nm·km),色散斜率系数为0.06 ps/(nm2·km),相对色散Kappa约为280 nm。因此,要在补偿波段内同时获得色散补偿和色散斜率补偿,该色散补偿光纤的相对色散应为280 nm。

图2所示为本项目开发的一种色散补偿光纤的色散与色散斜率特性曲线。从图中可以看出:该色散补偿光纤在C+L波段具有较低的负色散,色散系数小于-110 ps/(nm·km),在1 470 nm波长获得最小负色散,在1 600 nm波长获得最大负色散。在1 545 nm波长的色散系数为-141 ps/(nm·km);在1 530 nm波长的色散斜率系数为-0.06 ps/(nm2·km),在1 545 nm波长的色散斜率系数为-0.58 ps/(nm2·km)。

采用具有图2所示特性的色散补偿光纤,对80 km G.652光纤传输链路进行色散补偿,补偿后的色散与色散斜率特性如图3所示。从图中可以看出,80 km链路累积的正色散为1 360 ps/nm左右,经过该色散补偿模块(DCM-80)补偿后,整个C波段内的残余色散<5.0 ps/nm,色散斜率基本在0.01 ps/nm2,实现了色散与色散斜率的100%补偿。本项目开发的色散补偿模块的性能指标如表1所示。

3 结 论

本文研究了色散补偿光纤的色散特性,设计并制备出一种高性能的色散补偿光纤。采用该光纤制备出了色散补偿模块,该模块能够对G.652光纤传输链路的累积正色散与色散斜率同时进行补偿,具有残余色散小、残余色散斜率小的双重优点,可有效地解决10 Gbit/s及以上传输速率的波分复用光通信系统的误码问题,提高光通信系统的传输容量,改善高速光传输系统的性能。

参考文献

[1]Gasman Lawrence.色散补偿市场蕴藏商机[J/OL].光波通信,http://www.light-wavechina.com/yuedu-zazhi/shichangfenxi/2008-05-21/908.html.

动态色散补偿 第3篇

随着光纤通信的发展, 网络容量不断扩大, 光纤色散成为影响光纤通信向长距离、高速率发展的主要因素。光纤放大器的应用使长距离传输成为可能。然而随着传输距离的不断增大, 色散在线路中不断积累, 导致脉冲展宽, 从而引起码间干扰, 影响系统的传输性能。为了解决色散问题, 人们提出了许多方案, 例如采用色散补偿光纤 (DCF) 、采用啁啾光纤光栅补偿等。DCF虽然带宽不受限制, 温度稳定性较好, 但其非线性系数和插入损耗大, 成本较高;相比之下, 啁啾光纤光栅是一种无源光器件, 具有体积小、插入损耗低、与光纤兼容性好、波长选择性好、不受非线性影响等特点, 在光纤色散补偿方面备受关注。

1 啁啾光纤光栅补偿原理

利用啁啾光纤光栅进行色散补偿是一种很有潜力的方法。它的主要优点是:可单通道或多通道工作, 非线性低, 损耗低, 封装紧凑。光纤光栅用于色散补偿的工作原理如图1所示。

在啁啾光纤光栅中, 谐振波是位置的函数, 不同波长的入射光在啁啾光纤光栅的不同位置上反射, 并具有不同的时延。短波长分量经受的时延长, 长波长分量经受的时延短, 光栅所引入的时延与光纤中传输时造成的时延正好相反, 二者引入的时延差相互抵消, 使脉冲宽度得以恢复。对于标准单模光纤, 在1.55 μm处色散值为正, 处于反常色散区, 蓝移分量较红移分量传播得快, 光通过一段标准通信光纤后发生脉冲展宽, 可导致码间干扰。由于啁啾光栅的不同反射点有不同的反射波长, 因此在1.55 μm负色散区, 蓝移分量快于红移分量。若使光栅周期大的一端在前, 使红移分量在光栅的前端反射, 蓝移分量在光栅的末端反射, 则蓝移分量可比红移分量多走2Lg (Lg为光栅长度) 距离。这样就会在红蓝移分量间产生时延差, 经光栅后, 滞后的红移分量便会赶上蓝移分量, 使脉冲压缩而达到色散补偿的目的。

通常用色散参数Dg来描述啁啾光栅的色散特性, 其定义为Δt=DgLgΔλ, 式中, Δt为光在光栅中传输一个来回的时间;Δλ为光栅波长带宽, 相当于z=0处和z=Lg处的布拉格波长之差。又已知Δt=2Lgneff/c (neff为有效折射率) , 则色散参数为

$D{}_{\text{g}}=2n{}_{\text{e}\text{f}\text{f}}/(c\text{Δ}\lambda )。(1)$

G.652光纤在1.55 μm处的色散为17 ps/ (nm·km) , 由式 (1) 可得, 长度为10 cm、带宽为0.2 nm的光栅可以补偿300 km G.652引入的色散。

2 理论分析

光脉冲在光纤中传输时, 其归一化幅值U (z, T) 满足下列传输方程:

$i\frac{\partial U}{\partial z}=\frac{1}{2}\beta {}_2\frac{\partial {}^{2}U}{\partial {\rm T}{}^2},$

式中, $\beta {}_2=\frac{\partial {}^2\beta }{\partial \omega {}^2}$为光纤的色散参量;β为光纤中的模式传播常数;ω为光波的角频率;T=t-z/νg是群速度坐标系中的时间量;νg为光脉冲群速度。假定输入光纤的脉冲初始幅值为U (0, T) , 经过长度为Lf的光纤后幅值为U (Lf, T) , 两者的傅里叶变换分别为U (0, ω) 和U (Lf, ω) , 则在频域中存在下列关系:

$U{}_{(L{}_{\text{f}},\omega )}=U{}_{(0,\omega )}\exp (i\beta {}_2\omega {}^{2}L{}_{\text{f}}/2)。(2)$

假定啁啾光纤光栅的复频域响应为ρ (ω) ·eiφ (ω) , 其中ρ (ω) 和φ (ω) 分别为幅度和相位的响应, 则经过光纤光栅反射后的输出脉冲为

$U{}_{\text{f}(L{}_{\text{f}},\omega )}=\rho {}_{(\omega )}U{}_{(0,\omega )}\exp \left[i\left(\frac{\beta {}_2\omega {}^{2}L{}_{\text{f}}}{2}+\phi {}_{(\omega )}\right)\right]。(3)$

将相位响应展开为泰勒级数:

$\phi {}_{(\omega )}=\phi {}_0+\phi {}^{´}\omega +\phi {}^{˝}\frac{\omega {}^2}{2}+\cdots ,(4)$

结合式 (3) 和式 (4) 可看到, 光纤光栅由ρ (ω) 来调制脉冲的幅度, φ0使光脉冲产生固定相移, φ′使光脉冲产生群速时延, φ″使光脉冲发生色散。如果假定ρ (ω) 在脉冲的带宽内为常数, 且抽出光纤光栅的时延因子, 得到

$U{}_{\text{f}(L{}_{\text{f}},\omega )}^{´}=U{}_{(0,\omega )}\exp \left[\frac{i\omega {}^2}{2}(\beta {}_{2}L{}_{\text{f}}+\phi {}_{(\omega )}^{˝})\right]。(5)$

假设入射脉冲为高斯脉冲, 脉冲宽度为τ0, 则其归一化振幅为

$U{}_{(0,t)}=\exp \left\{-4\ln \left[2(t/\tau {}_0){}^2\right]\right\},(6)$

对式 (6) 进行傅里叶变换代入式 (3) , 并进行傅里叶反变换, 可求出通过长度为Lf的光纤后脉冲宽度τ1为

$\tau {}_1=\tau {}_0\sqrt{1+\left[\frac{4\ln (2\beta {}_{2}L{}_{\text{f}})}{\tau {}_0^2}\right]{}^2}。$

对比式 (2) 和式 (5) 可看出, 经光纤光栅对色散补偿后色散项由β2Lf变为β2Lf+φ″, 所以通过光纤光栅后的脉冲宽度τ2为

$\tau {}_2=\tau {}_0\sqrt{1+\left[\frac{4\ln 2(\beta {}_{2}L{}_{\text{f}}+\phi {}^{˝})}{\tau {}_0^2}\right]{}^2}。$

理想补偿的情况下, 要求τ2=τ0, 即φ″=-β2Lf, 这样脉冲通过光纤光栅的压缩比为

$\frac{\tau {}_1}{\tau {}_2}=\frac{\tau {}_1}{\tau {}_0}=\sqrt{1+\left[\frac{4\ln (2\phi {}^{˝})}{\tau {}_0^2}\right]{}^2}=\sqrt{1+{\rm M}{}^2},$

式中, M=4ln (2φ″) /τ${}_0^2$=φ″δω2/ (4ln2) 反映了光纤光栅压缩脉冲的能力。δω=2πδυ为脉冲的角频率宽度, δυ为脉冲谱宽 (高斯脉冲存在的关系:τ0δυ=2ln2/π) 。

由啁啾光纤光栅的色散补偿原理可知, 脉冲前沿的频率分量在啁啾光纤光栅的末端被反射, 脉冲后沿的频率分量在光栅前端被反射, 这样长度为Lg的啁啾光栅所能提供的最大时延差为

$\tau =2L{}_{\text{g}}/\nu {}_{\text{g}}。(7)$

啁啾光栅沿轴向在每一点的相位匹配条件为

$2\beta {}_{(z)}=\Omega {}_{(z)}=\Omega {}_0+Fz/L{}_{\text{g}}^2,(8)$

式中, Ω0=2π/Λ0, Λ0为光栅中点处的布拉格周期;F为啁啾参量。考虑到β=2πneff/λ以及Δγ=-cΔλ/λ2, 由式 (7) 和式 (8) 可得, 光纤光栅的反射带宽为Δγ=F/2πτ, 啁啾光栅的色散量为

$\phi {}^{˝}=\frac{\text{Δ}t}{\text{Δ}\omega }=\frac{\tau }{2\text{π}\text{Δ}\gamma }=\frac{\tau {}^2}{F},(9)$

由式 (9) 可得, 长度为Lg的啁啾光栅可补偿的光纤长度为Lf=4n${}_{\text{e}\text{f}\text{f}}^2$L2g/[c2 (-β2) F]。

3 改进方案及系统结构

啁啾光纤光栅由于带宽有限, 多用于补偿单波系统, 但在对系统进行改进的基础上可以实现多波长同时补偿色散和色散斜率。在4×2.5 Gbit/s波分复用系统中, 传输采用G.652光纤, 用啁啾光纤光栅作为色散补偿器件, 系统选用的波长分别为1 543.33、1 544.92、1 546.52和1 548.11 nm, 波道间隔为200 GHz。我们采用如图2所示的系统实现长距离传输。

复用后的信号经过光放大器 (OA) 放大后, 加入光纤光栅对信号进行色散补偿, 光纤光栅同时也起到滤波器的作用, 抑制了传输链路上掺铒光纤放大器 (EDFA) 自发辐射 (ASE) 噪声的积累。而且系统采用啁啾光纤光栅进行色散补偿可以弥补DCF带来的不足, 减小插入损耗以及非线性效应的影响。

此装置在陆地长距离传输系统中具有很好的补偿效果, 但是光纤光栅对温度的敏感性以及在多波长系统中应用技术还不成熟, 还有待于进一步研究。

4 结束语

色散问题始终是光纤长距离传输的一个“瓶颈”, 而DCF由于其芯径比标准单模光纤小, 因此产生了很大的插入损耗以及非线性效应。采用啁啾光纤光栅可以对色散和色散斜率进行很好的补偿, 且不会引入非线性的影响。但由于光纤光栅带宽较窄, 在多波长系统中的实用化还需要进一步研究。要将啁啾光纤光栅用于海底光缆系统对色散进行补偿, 必须对其进行封装, 并对其温度敏感性以及温度交叉敏感等问题进行详细的探讨。

参考文献

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[2]李玉权, 朱勇, 王江平.光通信原理与技术[M].北京:科学出版社, 2006.

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光纤通信系统中的色散补偿技术研究 第4篇

光纤通信技术已逐渐向大容量、高速率方向发展, 并从PDH8Mb/s以及34Mb/s、140Mb/s发展成为SDH155Mb/s、622Mb/s、2.5Gb/s等。当前又发展成波分复用WDM以及密集型波分复用DWDM。另外系统中的光纤架构爷逐渐从以往的G652以及G653还有G654发展成为G65。总的来说, 光纤拥有较多技术指标, 而色散就是其中一项重要指标。

1 概论

所谓色散就是指不同频率、不同颜色的光在传输过程中, 因其自身传播速度不同而产生的相互分离。单模光纤中的色散主要是群时延色散, 也就是材料色散以及波导色散。这些色散在运行过程中都会致使光脉脉冲展宽, 致使信号在最终传输时出现畸变或者误码率不断增大。

从最初的光线通信商用再到当前, 国内外已经敷设了大量常规性单模光纤光缆, 该类光缆运行时多处于1550nm波段, 拥有18ps/nm.km的色散, 是对中继距离形成影响的关键因素。因此对于高速率长距离系统的运行时需要重点考虑色散补偿问题。

2 光纤通信中的色散补偿技术

现阶段, 人们结合色散的物理机理, 提出了诸多系列的色散补偿技术, 它的基本思想就是利用光信号在光纤传输过程中的传输方程, 也就是常说的非线性薛定谔方程来描述:

其中公式中, A代表着光信号本身的缓变振幅, 而Z代表着传输距离, T则表示时间。一般来说, 当׀β2׀>1Ps2/km时, 可以忽略β3, 那么从上述公式可以得出:

其中公式里的A (0, ω) 是A (0, T) 的傅里叶变换。

由此可以得出, 色散所引发的各种光信号畸变主要是由对应的相位系数exp (iβ2zω2/2) 所决定的, 通过上述的公式 (4) 可以求出A (z, T) =A (0, T) 也就是将脉冲还原成最初输入时的状态, 并对相位系数进行消除。因此从某种意义上说, 当前所有的色散补偿技术都是紧紧围绕如何消除相应的相位系数、还原光信号而展开的。

通过色散补偿光纤来对色散进行补偿的思想最早被提出是在上世纪80年代, 但直到90年代EDFA的出现才真正加速了其发展与完善的进程。它的基本原理就是:由于常规性的光纤在1.55um波长上拥有负色散, 因此我们可以在该波长区中设计一段正色散系数相对较大的特殊光纤。通常使用很短的一段正色散光纤就能弥补几十千米常规光纤所形成的负色散, 从而实现在1.55um窗口接收到无畸变的波形。而这段特殊光纤因其自身的功能则被称作色散补偿光纤。

我们通过公示 (3) , 得出经过两段正、负色散光纤的光脉冲其实际输出波形为:

其中公式里的L=L1+L2, 而21以及31则分别表示长度是Lj (j=1, 2) , 其中这里的1表示DCF, 而2则表示着常规光纤如下例公式所示, 则色散补偿技术满足以下:

由公式5可以求得:A (Z, T) =A (o, T) , 也就是说在输出端可以对无畸变的输入脉冲进行复原。

应该说, 色散补偿光纤给已经事先建设好的线路升级改造创造了有利条件, 其自身的优点可以归纳成: (1) DCF作为线性无源器件, 能够放置于光纤线路内部的任何位置, 因此拥有安装灵活以及快捷的优点; (2) DCF在1.55um波长处拥有较大的正色散, 能够很好的消除常规光纤在该波长的负色散。并对已经在运行使用的1.31um处的常规性光纤系统进行扩容和升级, 只需通过增加一定量设备, 就能实现对系统的升级与改造, 且拥有较强的可靠性; (3) 能够很好地实现二阶色散补偿、高阶色散全补偿以及宽带补偿, 并能对原线路进行改造, 改造成为对光源波长、速率以及波分复用信道都无损耗、无色散的全透明光通道; (4) 与常规性光纤进行很好的兼容, 只需要对DCF模场直径进行适当控制, 并对其连接技术进行改进, 就能够获得插入性相对较小的损耗。

另外, 从实际应用的角度出发, DCF本身正色散系数越大则越好, 而其插入损耗则是越小越好。一般而言, 都是使用品质因素来对DCF补偿性能进行衡量, 它等于损耗与色散的比值。上世纪90年代, 品质因素已经实现了150ps/ (nm·d B) 的DCF商用化, 童年, 对于已经制作生产的椭圆形纤芯的DCF进行检测, 得出D=-770ps/ (km·nm) , 这样1km长的DCF就能够对40km常规性纤维进行补偿。

此外, DCF本身的缺点就是制作成本相对较高, 使用起来相对较为复杂, 且自身性能存在一定可变性。如果在光纤系统运作过程中, 应用DCF技术, 则势必会带来一定的附加损耗, 并对对光纤通信系统造成一定影响, 所以必要时需要进行SDFA补偿。

3 总结

上述所讲的一些色散补偿技术基本都是对传输速率在10Gbit/s左右的光纤通信系统中提出来的, 未来随着通信系统的不断发展以及系统容量的不断扩展, 再加上TDM以及WDM技术的出现于成熟, 会使得光纤中的脉冲速率越来越高, 其实际频谱也愈来愈宽。所以更好的实现宽带光纤通信系统中的色散补偿技术就变得尤为重要了, 本文主要结合色散的概念及其特点, 对光纤系统中的色散补偿技术进行简单介绍与分析, 为日后进一步做好色散补偿技术的研究与应用工作提供了一定理论基础。

参考文献

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[3]龙响.光纤传输系统的色散补偿技术及其发展研究[J].光通信技术, 2009 (10) .

动态色散补偿 第5篇

关键词：啁啾布拉格光栅,色散补偿,群时延

1. 引言

目前铺设的长途光缆主要是由普通G.652光纤构成, 其在最低损耗窗口1550nm处约有17ps/nm·km的色散, 导致高速光脉冲在传输中产生严重的展宽和畸变, 造成码间干扰 (ISI) 。

基于CFBG的色散补偿如图一所示。不同位置反射的波长不同, 因此存在不同的群时延Γ,

2. GDR引入的噪声

GDR是主要限制CFBG实际应用的因素[1,2]。对于一个单信道色散补偿CFBG其L≈0.1nm/cm, 啁啾, 带宽约为1, 色散约为1000ps/nm。当GDR周期约为0.01nm时为高频波。忽略损耗, 用光谱来表示光栅周期噪声ΔΔ (z) , 假定周期Δ (z)

GDR主要是光栅光程不同的反射光, 相互干涉所引起。频率为q的反射噪声是第二次布拉格反射, 由耦合模方程可知, 周期系数为2Δ/q。采用弱长周期调制的CFBG, 其空间噪声ΔΔ (z) 的频率成分, 见式 (1) 。这种调制方式产生了窄带, 弱反射边带或光子能带隙, Δq∝q主反射带和弱反射边带的反射光相互干涉, 产生了GDR。

3. CFBG的改进

在最简单的近似隔热环境, GDR慢渐变条件和直流变化有效, GDR所需补偿δτ (λ) 可定义为:

c为真空中光速, neff为有效系数, C=dN/dx是光栅周期的啁啾比率, const为1, 是由试验校准决定的。

当GDR的频率足够大, 式 (2) 失效。直流量峰值不再是对应群时延峰值, 必需由GDR最窄峰值来决定。通过解决耦合波方程的反转问题就能够做到。对于高频波, 通过解耦合波方程, 考虑直流调制ndc一阶扰动和WKB逼近方法, 得到直流量空间噪声和GDR导致的噪声:

是典型菲涅耳积分, ndc是交流量调制幅度, const为1。高频GDR频谱成分δdc和的傅立叶传输表达式代入式 (3) 。为了简化, 高频的截止作用忽略, 因此GDR频率不超过截止频率, 式 (3) 有效。式 (3) 同样对低频GDR有效。然而, 这个方程降低了中间频率的精确性。假设GDR为高斯型, 则式 (3) 有:

图二 (a) 为矫正光栅的迭代过程。光栅最初的GDR (1, 细线) , 0.1nm平均分布结果 (1, 粗线) 。用5mmUV激光束连续消除单个波来修正均匀GDR。图二 (a) 1-5为每一次修正的结果, 发现GDR平均由15ps (曲线1) 降低到2ps (曲线5) 。图二 (b) 为信噪比损耗曲线, 计算出不平滑GDR, 通过仿真, 证明修正装置能动态改进40Gb/secCSRZ通信系统。30GHz带宽中信噪比损耗从7dB降到低于1dB。这个对比主要针对低频GDR, 能得到有效改进, 相当而言高频GDR效果要小。

4. 总结

本文讨论了作为色散补偿器CFBG的理论及应用。CFBG最重要的是有可能实现色散可调谐。这为高速WDM和OTDM系统提供了选择。现在主要阻碍CFBG在色散补偿中扩展应用的是GDR。近来理论和实验方面对GDR问题的研究均认为有方法能动态降低GDR。理论和试验均只涉及了CFBG的低频成分作工艺的进一步发展, 它将成为WDM和OTDM通信系统中最完美, 准确和低损耗的色散补偿器。

参考文献

[1]M.Sumetsky, B.J.Eggleton, and C.M.de Sterke, Theory of groupdelay ripple generated by chirped fiber gratings, Opt.Express, 10, 332–340 (2002)

[2]L.Poladian, Graphical and WKB analysis of nonuniform Bragggratings, Phys.Rev.E, 48, 4758–4767 (1993)

动态色散补偿 第6篇

关键词：光纤通信,电子色散补偿,直接检测

引言:在信息化时代, 互联网在各个领域均扮演着重要的角色, 为了满足人们生活、工作与学习的需求, 互联网不断发展, 其中的云计算、高清视频与点对点传输等业务, 对光纤通信系统传输速率的要求不断增多。

目前, 全球用户通过互联网的使用, 产生了海量的信息, 此时的光纤通信系统难以适应其需求, 为了增大系统的传输容量、加快器传输速率, 使其具备更远的传输距离, 该系统得到了广泛的研究。

光纤传输系统性能的提升受诸多因素的影响, 如:色散、衰减与非线性效应等, 本文主要研究了色散、色散补偿技术及电子色散补偿技术, 旨在促进高速光纤通信系统的快速发展。

一、色散的概况

光纤通信系统中的光纤十分重要, 它具备低损耗与大宽带的特点, 但在光纤传输系统发展过程中, 受色散的影响, 制约着系统性能的提升。

色散作为分解现象, 它是指光在斜射入介质后所产生的光的分解, 对于光纤而言, 其光信号的不同频率成分产生了程度不一的时延, 最后整个光信号在脉冲展宽的作用下出现了失真问题, 此时便形成了码间干扰。因此, 在光纤通信系统发展过程中, 要降低色散, 为了有效解决分解现象的问题, 提出了色散补偿技术。

对于高速光纤通信系统而言, 其传输介质为SMF, 该介质拥有较快的频带、较大的容量、偏低的成本与较小的衰减, 其中的色散主要有色度色散 (CD) 与偏振膜色散 (PMD) [1]。

二、色散补偿技术的概况

对于高速光纤通信系统而言, 特别是基于SMF的系统, 其色散问题十分严重, 为了实现光纤色散问题的有效解决, 提出了色散补偿技术, 该技术的类型主要有两种:

第一种, 基于光学方法的补偿, 即:光学色散补偿技术, 借助光学补偿器件, 将其增设在光纤链路中, 进而降低色散。此方法具有复杂的结构与偏高的成本等缺点, 但此项技术的应用较为广泛, 颇为成熟。

第二种, 基于电子技术的补偿, 即:电子色散补偿技术, 在先进技术的支持下, 控制了成本、简化了结构, 但在实际应用过程中, 受电子技术的制约, 其应用的局限性较为明显。

三、高速光纤通信系统中电子色散补偿技术的研究

关于光纤通信系统中电子色散补偿技术的研究, 其研究时间较长, 但受光信号超高传输率的影响, 制约着此项技术的应用。但近几年, 集成电路技术的快速发展, 为电子色散补偿技术的研究提供了可靠的技术保障。

电子色散补偿技术的优点众多, 其一, 未对光器件进行使用, 因此, 控制了成本;其二, 信号处理的自适应算法较为成熟, 使色散补偿具有了动态性;其三, 对于光纤通信系统的升级而言, 实现了无缝升级, 其工程量较小, 满足了进一步改造的需求。

当前, 直接检测光纤通信系统的应用具有广泛性与普遍性, 主要是其技术较为成熟, 并且工程的实现较为简单。在新型调制格式快速发展的背景下, 相位调制的光纤通信系统成为了研究的重点, 直接检测作为相位调制信号的一种, 其实行方案具有简易性[2]。

光纤通信系统中的电子色散补偿技术, 其均衡主要分为被动式预均衡与主动式后置均衡, 其中主动式后置均衡具有较强的自适应性与灵活性, 因此, 它得到了广泛的研究。

通常情况下, 电子色散补偿均衡器的结构主要有两种, 一种为线性均衡器, 另一种为非线性均衡器, 两种结构均使用自适应算法, 以此实现了对抽头系数的调制, 同时也实现了对信道变化的跟踪, 进而达到了最佳均衡的效果。

四、总结

综上所述, 随着信息技术的发展, 宽带发展面对着严峻的挑战, 对高速光纤通信系统有着较高的要求。但在系统性能不断提升的过程中, 受到了色散因素的影响, 为了解决色散现象, 使用了光器件, 但其价格昂贵, 导致网络建设成本难以实现有效的控制。在先进技术的支持下, 电子色散补偿技术随之出现, 此项技术在高速光纤通信系统中的应用, 使系统具有了小型化与低成本等特点, 进而适应了时代发展的需求。

参考文献

[1]徐坤, 谢世钟.高速光纤通信中的偏振模色散及其补偿技术[J].半导体光电, 2012, 01:1-5.

动态色散补偿 第7篇

在光通信系统中,色散补偿器件是一种极为重要的器件。不同的色散补偿结构各有其优缺点;色散补偿[1]技术分为很多类,最常见的是色散补偿光纤[2],这也是目前应用最广泛的一种,但是其损耗较大,且无法微纳集成,同时还可能带来较大的非线性效应。采用加电加热等方法的色散补偿器件在未来的全光网络中使用较为不便,功耗以及速度都有一定的缺陷;此外还有采用光纤布拉格光栅的补偿技术、电子色散补偿技术和基于平面波导的色散补偿技术等,也都存在各自的缺陷。

为了解决功耗以及集成的难题,本文研究了基于光学Kerr效应[3]的微环谐振腔 色散补偿 器件。微环谐振腔 能以较小 的体积实 现较大的 色散补偿[4],在色散补偿中有着极为重要的作用。其整个结构的功耗较低,响应速度快,体积小便于集成,不仅满足了多信道色散补偿的要求,同时色散补偿量在一定范围内可调。整个器件完全光控,可适应未来全光网络 的发展趋 势。本文将 具体分析 基于Kerr效应的全光微环谐振腔色散补偿结构,对于色散补偿的机理以及微环相移的改变进行分析,并给出器件的结构参数和具体调节方法。

1理论分析

1.1微环谐振腔延时与色散计算

由于微环谐振腔对于特定频率的光波存在延时效应,因此可以 对微环中 传输的光波进行色散补偿。下面讨论基于微环谐振腔的延时与色散的计 算,计算模型如图1所示。图中,信号光从直波导 左端输入,场强为E1;部分信号光经耦合进入微环,光场为E4;经微环一周后场强为E3的光波再次耦合进入直 波导;经直波导 右端输出 的光场为E2。设t和k分别为微环谐振腔的透射系数和耦合系数,二者满足t2+k2=1,并且设t和k与波长无关,则有光场之间的关系如下:

式中,φ为环路相位变化;a=exp(-αL)为损耗因子,α为损耗系数,L为微环谐振腔周长。由式(1)~式(3)可以得出:

因此可得输出光相移为

设a=exp(-αL)=1,则式(5)简化为

相位对于波长求导,得到时延为

归一化群延时表达式为

群延时表达式为

式中,neff为波导有效折射率。故可由时延对波长求导得到色散如下:

可见,我们可以通过控制微环谐振腔内的相移达到控制延时和色散的目的。详细的计算将在下节讨论。

1.2基于 Kerr效应的相移计算

基于微环谐振腔结构的相移改变Δφ是由折射率n0的改变量Δn引起的。光强I与Δn的关系为Δn=n2I,其中n2为非线性系数。对于AlGaAs来说,n2=1×10-13cm2/W[5],微环谐振腔结构的非线性相移表达式如下:

式中,λ0为输入微环的波长;c=3×108m/s为光速。对于AlGaAs导光层,n0=3.346。将Δn=n2I用Δn=n珔2|E|2代替,相移Δφ也可以表示如下:

式中,ε是介电常数;I=Vg· (ε/2) E2;n珔2对应于非线性光学极化参数Re[χ(3)]。可见相移Δφ与群速度Vg的平方成反比。图2给出了微环谐振腔内非线性相移随泵浦功率变化的曲线,泵浦功率的大小将决定微环谐振腔内的相移改变。

1.3耦合系数计算

下面对微环谐振腔与直波导之间的耦合系数[6]进行讨论。影响微环谐振腔与直波导之间的耦合系数的主要因素是它们之间的间距。本文采用耦合模式理论的方法进行分析,如图3所示,首先将弯曲波导与直波导细分为若干小段,计算思想是通过计算每一小段的耦合系数得出整个结 构的耦合 系数。假设弯曲波导与直波导的折射率均为n1,空气的折射率为n2,直波导与弯曲波导间的最小间距为spacemin,R为微环谐振腔的半径。将弯曲波导沿着z方向划分为n个小段,每一段的划分步长均为hz,计算过程中将每一小段弯曲波导都视为直波导进行近似处理。

应用上面的计算思路,通过耦合模式理论可以得到任意z点处的耦合系数为

式中,Eb与Es分别为弯曲波导和直波导中的模场分布。整个系统的耦合系数可以通过下式求得:

通过数值仿真可以得到耦合系数与耦合间距之间的关系如图4所示。

2色散补偿的计算

微环谐振腔的结构如下:微环半径为300μm,该半径决定了FSR(自由光谱范围)约为50GHz,适合于常见的DWDM(密集波分复用)系统。直波导和微环波导的宽度均为450nm,微环结构的耦合系数随着耦合间距的变化而变化。整个器件的衬底为3μmGaAs埋层,其上是600nm的Al0.8Ga0.2As缓冲层、250nm的Al0.36Ga0.64 As导光层以 及150 nm的Al0.62Ga0.38As盖层。垂直方向结构由分子束外延实现,水平方向结构由光刻形成。我们选择AlGaAs作为材料而不是常用的Si材料是因为AlGaAs的非线性系数比Si大,因而可以大大减小得到所需要非线性相移的泵浦能量。

我们将从以下几个方面对基于微环谐振腔的色散补偿器件进行讨论:色散数值以及结构带宽的计算,色散值的抖动。

随着微环数量的增加,群延时会增大,而且并联微环的延时以及带宽都比单环结构大,因此我们的设计采用并联微环结构。值得注意的是,在相同微环半径下,对于不同阶数级联的并联微环结构,其曲线变化的趋势相同,并且FSR没有大的变化。微环半径的增大会带来群时延增大,同时FSR会缩小。我们需要同时考虑在满足色散补偿带宽的条件下,尽可能提高色散补偿数值,通过控制微环谐振腔内的相移以及结构参数,使整个结构满足DWDM系统的要求。

首先讨论色散数值计算,由于两个微环谐振腔级联的结构其色散补偿带宽较小,因此本文重点研究三微环和四微环的结构。

三微环谐振腔级联的结构如图5(a)所示。信号光从左侧注入直波导,泵浦光从微环外侧注入,与微环谐振腔内信号光作用,利用Kerr效应改变环腔内相移。对于微环2与微环3,相移分别改变π/5和π/2,所需要的 泵浦能量 分别为 -6.6和-2.3dBm。通过调整微环与直波导之间的耦合间距控制耦合系数,微环1、2和3与直波导间的耦合系数分别为0.55、0.70和0.85,对应的最小耦合间距分别为75、40和10nm。通过控制泵浦光强度,使环内相移发生改变,色散数值可在一定范围内进行调节。

由图5(b)可知,这种结构的色散补偿带宽可以达到20GHz,色散补偿 数值最大 可以达到-848ps/nm,并且其对应的时延抖动最大 不超过±8ps。

四微环谐振腔级联的结构如图6(a)所示。其结构与三微环结构类似,工作原理也相同。对于微环2、3和4,相移分别改变π/7、π/3和π/2,所需要的泵浦能量分别为-8.3、-4.0和-2.3dBm。通过调整微环与直波导之间的耦合间距控制耦合系数,微环1、2、3和4与直波导间的耦合系数分别为0.45、0.62、0.75和0.85,对应的最小耦合间距分别为95、64、33和10nm。

由图6(b)可知,这种结构的色散补偿带宽可以达到20GHz,色散补偿 数值最大 可以达到-1243.7ps/nm,且其对应的延时抖动最大不超过±8ps。

(a) 谐振腔结构(b) 时延曲线

至此,三微环谐振腔级联和四微环谐振腔级联形成的色散补偿器件得到了验证。在设计过程中,我们可以通过调节耦合系数和微环谐振腔内的相位达到控制色散补偿数值、带宽以及抖动的目的。

图7(a)所示为微环个数分别为2、3和4时,对应的补偿带宽与色散绝对值的关系曲线。从图中可以看到,增加微环的数量,色散补偿数值以及带宽可得到进一步优化,但同时工艺制造难度也会加大,成本会增加。对不同微环个数N下的相似结构进行计算,得到图7(b)所示的微环个数与补偿带宽及色散值的关系曲线。当延时带宽均为20GHz时,在延时抖动≤±8ps的条件下可以看到,随着微环个数的增加, 色散补偿 数值由 - 497增加到-1875ps/nm。当每个通 道的色散 补偿均为-1500ps/nm时,在延时抖动≤±8ps的情况下可以看到,随着微环数量的增加,带宽也由11.5增大到21.9GHz。

(a) 色散绝对值随补偿带宽的变化(b) 不同微环个数下的补偿带宽及色散绝对值

在实际的泵浦光源的控制过程中,温度对泵浦激光器输出精度的影响极大,按照经验数据[7],泵浦光源输出功率的斜率为-0.8%/℃,这也意味着温度每增加10℃,输出光强减小为原来的92%。以三微环为例,在保持20GHz带宽的条件下,色散值降为-687.5ps/nm,比原来减少了18.9%。因此需要保证泵浦光源的功率稳定性,减少对色散的影响。

3结束语

本文讨论了基于微环谐振腔的色散补偿器件的工作原理及性能特点。通过理论分析与计算,给出了所设计器件的经过优化的参数及性能参数。所设计的器件可以在<±8ps抖动的条件下,达到超过-1200ps/nm的色散补偿数值,同时每个信道的色散补偿带宽达到20GHz以上,满足DWDM系统的要求。整个结构的能耗较小,不超过1.2mW,响应速度快,体积小,便于集成,完全光控。下一步可以通过采用非线性特性更强的材料替代AlGaAs,进一步减小泵浦能量。

摘要：利用微环谐振腔中的光场关系实现了光学延时与色散补偿,并利用了Kerr效应来控制微环内相移的改变。文章给出了所设计器件的经过优化后的参数,可以在抖动<±8ps的条件下,达到>-1 200ps/nm的色散补偿数值,同时每个信道的色散补偿带宽均>20GHz,满足DWDM(密集波分复用)系统的要求。整个结构的功耗较小,不超过1.2mW,响应速度快,完全光控,体积小便于集成。