电源检测范文（精选8篇）
电源检测 第1篇
1 瞬态电流测量的基本方法及装置
流经芯片或电路的电源电流的测量,一般采用基于串联电阻的电流检测技术。其电路原理如图1所示,即在芯片或电路的电源引脚与其对应的输入通道之间插入一阻值已知的采样电阻RSENSE,再运用电压检测电路检测出采样电阻两端电压即可间接的检测出电源电流。
文献[4]基于图1所示电源电流测量基本原理,提出了图2所示的电流测量装置,并通过仿真实验验证了该电流测量装置可应用基于电源电流测试的电路故障诊断。
文献[5]提出了图3所示的电流测量装置,在完成测量装置静、动态性能理论分析的基础上,并通过仿真和实物研究,验证了该电流测量装置完全满足电源电流测试技术要求。
2 基于集成电流检测芯片的电源电流测量装置
上述文献提出的电流测量装置均基于分立或半分立元器件设计,需采用精密运放和精密电阻电容,不利于装置的实用化。随着电子技术的发展,美国美信(Maxim)等公司纷纷推出了多种集成电流检测芯片[6],其内部已包括所需的精密运放和电阻电容,只需在外围加入少量基本元件即可构建高性能的电流测量装置。
2.1 集成电流检测芯片MAX4173
美国美信公司生产的精密高端电流检测芯片已形成系列化产品,MAX4173是其中最具代表性的芯片,其内部功能框图如图4所示,主要采用精密运放和电阻电容构成差分运放和电流镜电路实现电流的检测。
2.2 基于MAX4173的电流测量装置
采用集成电流检测芯片MAX4173只需外加1个芯片供电滤波电容和1个采样电阻即可成功构建一高性能的电源电流测量装置,其电路图如图5所示。
根据图5所示电路原理图,只需将插入在芯片或电路的电源引脚与其对应的输入通道之间的采样电阻RSENSE的两端分别直接与芯片的RS+和RS-端相连,即可经MAX4173芯片内部精密运放器结合电阻构成的差分运放电路(详见图4)实现RG1两端电压与RSENSE两端的电压差相等,即ILOAD·RSENSE=VSENSE=IRG1·RG1。
其后,电流(IRG1)经电流镜转换和放大后输出电流IRGD,IRGD=IRG1·b,b为电流镜镜像电流系数;并通过RGD将IRGD转换成电压VOUT输出,VOUT=RGD·IRGD=RGD·IRG1·b=RGD·VSENSE/RG1·b=Rsense·Iload·RGD/RG1·b,即:
因此,采用集成电流检测芯片MAX4173只需外加采样电阻RSENSE和滤波电容即可将电源电流转换成电压,而且可实现电源电流的高速高精度的实时测量。
3 基于MAX4173的电流测量装置性能仿真实验
选用文献[7]所采用的CMOS管与非门电路为被测电路(CUT),以通用电路仿真软件PSPICE10.5为仿真平台进行仿真实验验证基于集成电流检测芯片MAX4173的电流测量装置的测量性能。
CMOS管与非门电路的基本电路为两个PMOS和NMOS晶体管,分别采用PSPICE的仿真器件模型IRF9140和IRF150,MAX4173采用美信公司提供的PSPICE仿真模型,建立了图6所示的仿真模型。
在CMOS管与非门电路的输入端输入向量V1、V2,得到被测电路电源电流曲线如图7所示,经基于MAX4173的电流测量装置后的输出电压曲线如图8所示。
对比图7、8的仿真曲线可知,经电流测量装置后获得的电压曲线与电源电流曲线变化趋势一致,而且该电压可实时跟随电源电流的变化。因此,基于MAX4173的电流测量装置可以满足瞬态电流测试电源电流的实时测量要求,可应用于基于瞬态电流测试技术的电路故障。
4 结论
在分析集成电流检测芯片MAX4173的功能的基础上,结合瞬态电源电流测试中电流测量的需求,采用集成电流检测芯片MAX4173构建了电流测量装置,并以CMOS管与非门电路为被测电路建立瞬态电流测试仿真模型,仿真实验表明该电流测量装置可应用于瞬态电流测试。
摘要：电源电流的高效测量是电源电流测试技术应用于工程实际必须首先解决的关键问题,采用集成电流检测芯片MAX4173构建了一电流测量装置,经以CMOS管与非门电路为被测电路的性能测试仿真实验证实可满足瞬态电源电流的测量要求。
关键词：电流测试,电流测量,电流检测芯片
参考文献
[1]Jiang,W.;Vinnakota,B.Statistical threshold formulation for dynamic Idd test[A].Computer-Aided Design of Integrated Circuits and Systems[C],IEEE Transactions on,June2002:694-705.
[2]Bhunia,S.,Roy,K.Dynamic supply current testing of ana-log circuits using wavelet transform[A].VLSI Test Sympo-sium,2002.(VTS2002).Proceedings20th IEEE[C],May2002:302-307.
[3]Bhunia,S.,Roy,K.Fault detection and diagnosis using wavelet based transient current analysis[A].Design,Au-tomation and Test in Europe Conference and Exhibition,2002.Proceedings[C],March2002:4-8.
[4]Al-Qutayri,M.A.Supply current monitor and set-up for fault detection in analogue circuits[A].Electronics,Circuits and Systems[C],2002.9th International Conference on Sept.2002:441-444.
[5]Ducoudray,G.O.,Gonzalez-Carvajal,R.,Ramirez-Angulo,J.A high-speed dynamic current sensor for iDD test based on the flipped voltage follower[A].Mixed-Signal Design[C],2003.Southwest Symposium on2003Feb:208-211.
[6]Maxim.Performance of current-sense amplifiers with input se-ries resistors[EB/OL].2007.1.http://www.maxim-ic.com.cn/pdfserv/en/an/AN3888.pdf.
电源检测 第2篇
经历了6月份的天猫年中大促，网购的狂欢一直延续到了6月底，家电、服装、电子数码等行业也都实行了相应的优惠折扣策略，进行了一场亲民的低价大促销，激增了消费者的购买欲望，多数商家在此期间也是赚得盆满钵满，但在另一方面，淘宝消费者中却传出了不和谐的音符。在此年中大促期间，有多数网友反映自己所选购的产品存在假冒劣质等问题，其中在电子数码配件一类中，移动电源的售假现象成为了网友们争相吐槽的对象，网友们的义愤填膺很快得到了各界人士的关注，加之近日北京地铁移动电源事件的发生，一时之间移动电源成为了当下的众矢之的，被推上了批判的舞台。
针对淘宝内移动电源产品售假行为，淘宝商城紧急采取了相应措施，当下便对淘宝上正在销售的移动电源产品进行了检测整治。淘宝本次抽查样品数量为3个，检测项目包括3C认证、使用材质以及虚标电量等三个条件，此次抽样检测调查，打击了一部分消费者投诉的安士奇、卡玛仕、酷翼、卓鹰等移动电源品牌。同时在调查之中，也发现目前正在销售的移动电源产品大都没有经过3c认证，有些产品甚至没有标注任何相关信息。在材质的界定上，目前移动电源大都使用工程塑料和铝合金材料，质量也是良莠不齐，在调查发现，大部分使用工程塑料材质的移动电源大都不符合标准，也有一些使用高品质材料的制造商，例如电小二移动电源采用的高强度PC，ABS防火材料，纯爷们移动电源使用的是高品质的铝合金材料等等。
在虚标电量的调查之中，尤为令人汗颜，电量虚标现象非常普遍，几乎涵盖了所有的检测产品，只有少部分走品牌路线的移动电源没有虚标，履行了绝不虚标的承诺。因为电量涉及到的是电芯，早先已有网友暴力拆解网购而来的移动电源，发现作为储电单元的电芯确实是二手回收的电芯，而此次调查基本上都采用了比较合格的A类电芯，但虚标现象依然存在。
谈高速公路通信电源及其检测维护 第3篇
关键词：通信电源,蓄电池,检测维护
1 概述
高速公路通信电源是整个通信网络的关键基础设施, 稳定可靠的通信电源供电系统, 是保证通信系统安全、可靠运行的关键, 一旦通信电源系统故障引起对通信设备的供电中断, 不但会造成通信电路中断、而且会影响到收费系统, 从而造成经济和社会效益损失。因此, 通信电源在在高速公路机电系统中占据十分重要的位置。
2 通信电源结构
通信电源一般由交流配电、直流配电、整流模块、监控部分组成, 其整体结构图如图1:
现代通信电源中, 绝大部分采用开关电源技术, 开关电源中占主导地位有决定性意义的技术有以下四项:
2.1 均流技术, 均流技术使开关电源可以通过多模块并联组成前所未有的大电流系统和提高系统的可靠性。
2.2 开关线路的发展, 开关线路的发展使开关电源的频率不断提高的同时效率亦提高, 并且使每个模块的变换功率也不断增大。
2.3功率因数校正技术, 功率因数校正技术有效地提高了开关电源的功率因数。由于开关电源电路的整流部分使电网的电流波形畸变, 谐波含量增大, 使得功率因数降低 (不采取任何措施, 功率因数只有0.65左右) , 污染了电网环境。所以必须提高功率因数, 减轻对电网的污染。
2.4 智能化, 智能化给维护工作带来了极大的方便, 提高了维护质量, 给使用者的管理业带来极大的方便。
3 通信电源的检测维护
广东交通集团颁布的《高速公路机电工程养护质量检验评定标准》标准里特别对通信电源的检测维护项目及要求做了详细的说明, 具体见表1:
3.1 通信电源的接地的检测维护
要求地网引出点焊接良好, 无锈蚀;接地排上接地线连接牢固可靠。用地阻仪测试接地电阻的大小, 测试时注意测量辅助地级点的选取, 保证每次测量取点一致, 以减少因测量方式不同造成的偏差。对地阻较大的接地电阻要及时处理, 使其符合设计要求。
3.2 通信电源蓄电池的检测维护
3.2.1 电池连接和外观结构
电缆连接牢固;电缆保护层无老化、龟裂现象;均衡充电时电缆无明显发热。电池外形无鼓胀变形;电池壳体无漏液痕迹。
3.2.2 电池端电压和内阻
用蓄电池测试仪测试全组各单体电池端电压和内阻, 各电池的电压和内阻一致性要好, 每节电池电压最小值不低于2.18V, 内阻和以前的测试值比较, 不要出现明显偏大或偏小。检测到某节电池电压或内阻异常, 均需要对该电池作单独补充电或更换处理, 以保证整组电池性能一致。
3.2.3 电池放电维护
基本要求是:①每年做一次实际负荷核对性放电试验, 放出额定容量的30%到40%。②每三年应做一次容量试验。使用六年后宜每年一次。③蓄电池放电期间, 每小时测量一次端电压、放电电流。
3.3 开关电源设备的检测维护
3.3.1 系统均流
监测每个模块的输出电流, 计算不平衡度;通过观察各模块上的输出电流显示值, 计算不平衡度。各模块超过半载时, 整流模块之间的输出电流不平衡度低于5%。当出现模块之间输出电流分配不均衡 (不平衡度大于5%) 时, 可以通过调节系统参数或电压调节电位器, 将输出电流较大的模块输出电压调低直至电流均衡, 或将输出电流较小的模块电压调高直至均衡。
3.3.2 通信功能
系统各单元与监控单元通信正常;告警历史记录中没有某一单元多次通信中断告警记录。
3.3.3 告警功能
对现场可试验项抽样检查, 可试验项包括:交流停电、防雷器损坏带告警灯或告警接点的防雷器) 、直流熔丝断 (在无负载熔丝上试验) 等。发生故障必须告警。
3.4 通信电源杂音检测维护
程控数字通信设备数字电路工作速度高, 对瞬间和杂音电压十分敏感, 杂音电压超标直接造成通信误码率升高, 影响到通信的质量和效率。衡重杂音用杂音计测量, 要求不大于2m V。杂音测量时在输出正负母排检测, 要求将电池于电源设备分离, 但为了供电安全, 现场操作不容许断开电池, 只有在局站通信质量较差, 认为电源设备供电质量不合要求时做杂音指标检测。
4 结束语
通信电源在通信系统中的重要性决定了要定期和日常维护的必要性, 通信电源系统运行质量的好坏直接关系到通信网的运行质量和收费正常运行, 运维人员及相关部门只有在全面了解通信电源的结构、维护要求、维护手段和维护方法的基础上, 才能做到科学的规范养护管理, 保证通信电源稳定可靠的运行。
参考文献
[1]《高速公路机电工程养护质量检验评定标准》, 2007.1.
[2]周亚光.通信电源蓄电池组的日常巡检和测试[J].电源技术, 2007.3.
医疗器械网电源变压器过热检测研究 第4篇
1试验前应明确的信息
网电源变压器种类繁多,性能各异,为减少试验的盲目性,过热检测前应根据厂家提供的资料明确以下信息 :变压器的额定功率、额定输入输出电压、正常工作电流、 绕组的绝缘材料等级、有无保护装置、何种保护装置(熔断器、热断路器、过流释放器)、保护装置的安放位置、保护装置的特性参数(如熔断器的类型、额定电流,热断路器的动作温度,过流释放器的跳闸电流)等,这些信息是确定试验流程以及判定试验结果的基础。
此外还应该确定试验电压、试验方法和试验设备。试验电压一般选择110% 额定供电电压[3]。试验方法是指测量变压器绕组温升的方法,主要有热电偶法、带电测量法和倒推法[4],其中带电测量法较成熟准确,需要用到在线绕组温升测试仪、数字多用表、温度角等[5],但当电流过大时建议采用热电偶法或倒推法,这时还会用到数位温度计(配K型热电偶)、直流电阻测试仪、钳形电流表、秒表、温湿度计等[6]。
2检测流程
网电源变压器的过热检测接线过程复杂,过程繁琐,过载试验要求将变压器加载到过载保护的临界状态并维持一定时间(如30 min),但在加载的过程中临界状态不易获得,稍有不慎就会触发变压器的保护装置,从而不得不更换变压器或者等待保护装置恢复后再从头开始进行试验。 此外,变压器的过载电流往往较大,过载运行会导致变压器线圈发热,若线圈之间的绝缘层被烧坏而形成短路,又会形成更大的电流,产生更多的热量,此时如果不能及时断电,这种雪崩效应将造成变压器起火。笔者根据检测经验, 总结整理出了网电源变压器过热检测的流程,见图1。其中熔断器以符合GB9364标准、标称额定电流值≤ 4 A的情况为例。此检测流程可针对实际变压器类型,在短路试验中发掘参考数据,有针对性地确定过载试验状态,从而减少重复试验,节省时间、降低风险。
3检测过程中的注意事项
3.1变压器无保护装置的情况
变压器可以没有任何保护装置,只要在各个次级短路时能够通过和环境的热交换达到热稳态,并且绕组温度不超过材料允许的最高温度[7],就是合格的产品,如果不能达到热稳态则必须加装保护装置。需注意的是,GB9706.1-2007中规定的网电源变压器绕组容许的最高温度,是在环境温度为25 ℃时的限定值,因此本试验中测量的绕组温度均为修正到室温25 ℃时的温度值。
3.2短路试验的数据收集
进行短路试验的目的不仅是要在各个次级短路时判定保护装置是否正常工作,如有可能,还应该尽可能多地获取信息,如保护装置是否动作、动作时的初级和次级绕组温度、从开始到动作所经历的时间、初级和次级绕组的短路电流、环境温度等[8],以便为下一步的过载试验提供参考。 考虑到次级短路的电流可能很大,为避免损坏设备,建议采用钳形电流表测量短路电流,同时将钳形电流表设置为捕捉最大电流模式,用以测量短路时熔断器瞬间熔断情况下的电流[9]。
3.3过载状态的确定
如果变压器有多个次级,因初、次级的电流比理论上等于线圈扎数比的倒数,所以当次级短路的绕组电压最高时,初级上的电流最大,也最容易超温。所以当有多个次级且变压器的保护装置加在初级时,过载试验宜从电压最高的次级做起,当该次级的过载试验合格时,其他次级一般也符合要求。当然,这也与实际变压器的绕组线圈扎数以及绕组电阻值大小有关。
如果变压器的初级和次级都加有熔断器,那么起作用的一般是次级熔断器,这时只需要对相应次级熔断器进行过载试验即可。如果仅在初级加有熔断器,则在过载试验前, 可先判断初级短路电流能否达到过载电流的要求值,以减少试验的盲目性[10]。
当变压器加装多种保护装置且初级有热断路器时,为检验热断路器的可靠性,应将熔断器、过流释放器等其他保护装置用短路代替,热断路器的过载状态可参考短路试验时的绕组温度和电流。对于采用过流释放器的变压器, 其过载状态的设定除了可参考短路试验时的动作电流外, 还可按照参考文献中的方法进一步确定过流释放器的跳闸电流和过载试验电流[11]。
3.4绕组温升的正确测量
用在线绕组温升测试仪测量变压器温度时,其基本原理是通过测量绕组直流阻值以及环境温度的变化来换算出当前的绕组温度[12],并且绕组的初始温度默认为加载前的环境温度。因此在进行试验前,一是要保证变压器和环境温度的一致性,即变压器与测试环境达到热稳态 ;二是要确保绕组初始阻值的准确测量,这是正确测量绕组温度的前提[13]。过载试验中绕组加载的可变负载的功率和电流限值一定要足够大,以免被大电流损坏。
4对不合格变压器的整改建议
医疗器械注册检验时,一旦其变压器过热检测出现不符合标准规定的情况,厂家就需要对其进行整改。本着服务企业的思想,检测单位理应在提供检测结果的基础上为企业指出明确的整改方向。一般来说,变压器的短路和过载发生在次级,因此最好在次级加装保护装置,这样既能可靠地保护变压器,又易于通过检测[14]。对于采用热断路器作为保护装置的变压器,考虑到安放位置的偏离和热传递的过程,建议热断路器的保护值以不超过材料容许最高温度的70% 为宜。 对于采用过流释放器作为保护装置的变压器,由于跳闸电流一般为额定电流的100%~150%,建议过流释放器的额定电流值选取为略大于变压器正常工作时的最大电流即可。
检测过程中常出现的问题是加装在初级的熔断器的额定电流不合适,如额定电流过大起不到保护作用,难以进行过载试验 ;额定电流过小又会影响设备的正常工作。 GB9706.1-2007中规定,网电源熔断器和过流释放器的电流标称值应使其能可靠地流过正常工作电流,并不应大于载有电网供电电流的电源电路中任何元、器件的电流标称值。具体来讲,熔断器的额定电流值可以选取为变压器初级额定电流值的100%~200%[15]。当变压器初级额定电流未知时,可通过测量设备正常工作时的最大输入电流来获得。同时,熔断器的额定电流乘以2.1倍后应小于次级短路时的初级电流。
5变压器过热检测实例
按照前文所述的检测流程和注意事项,对某变压器进行过热检测,检测数据见表1~2。
注:该变压器的保护装置为初级熔断器,额定电流:1.0 A;热断路器放置位置:初级;保护温度: 125 ℃;绕组材料等级: B 级; 25 ℃时变压器绕组温度允许值: 175 ℃,实测最大值(修 25 ℃): 159.7 ℃。
注:过载状态设定为使热断路器温度不超过 121 ℃;绕组材料:B 级;25℃时变压器绕组温度允许值:175 ℃,实测最(修正到 25℃):158.2 ℃。
由短路试验结果(表1)可知,厂家给变压器初级加装的额定电流为1 A的熔断器未起到保护作用,实际起作用的是加在初级的热断路器。由于短路时绕组温度上升较快,考虑到绕组到热断路器的热传递滞后,在做过载试验时可将初级绕组温度稳定在低于动作温度3~5 ℃的情况下进行。
根据过载试验检测结果(表2),该变压器的过热温度未超过材料要求值,判定为合格,为了增强保护的可靠性, 建议厂家可以进一步将初级原额定电流为1 A的熔断器更换为额定电流为0.3 A的熔断器。
6结论
对于医疗器械网电源变压器的过热检测,本文给出了规范化的检测流程,使得每一检测阶段的检测内容更加明确,可以节省检测时间,提高检测效率。本文还对检测过程中容易遇到的问题和注意事项进行了分析和讨论,对于变压器整改具有指导意义。
摘要：为了规范医疗器械网电源变压器的过热检测方法,提高检测效率,本文针对不同的变压器保护装置,给出了总的网电源变压器的过热检测流程,并分析了检测过程中的注意事项,包括变压器无保护装置的情况、短路试验的数据收集、过载状态的确定以及绕组温升的正确测量。针对常见的检测不合格问题,本文还给出了可供参考的整改意见,并以实际变压器的过热检测为例给出了相关测试数据和检测结果。
电源检测 第5篇
计算机系统采用开关模式电源,其仅在交流正弦波电压的峰值处产生高振幅短脉冲电流,因而产生大量谐波。该谐波向后传播回到电力系统,造成电力系统的污染,特别是计算机大规模使用的场所谐波污染更为严重。某些计算机房和商业大楼的计算机群中性线中某些地方电流达到火线电流的1.7倍[1]。因此,对该场所计算机电源的谐波补偿刻不容缓,而补偿的关键就在于谐波的检测与分析,可以从时域、频域进行谐波的检测分析。频域谐波检测分析主要是指采用陷波滤波器[2]或带通滤波器[3],该检测方法的突出优点是系统品质因数较理想,但是其参数受环境影响较大,检测精度难以保证。时域谐波检测目前主要采用傅里叶变换法、小波分析法[4,5]、信号空间矩阵分析法[6]、谱估计法[7]、基于瞬时无功功率理论方法和机器学习方法[8]等,在实际应用中一般将两种或两种以上方法结合已获得更准确的检测效果[9,10,11]。其中,应用最为广泛的是傅里叶变换法,采用加窗算法降低该方法产生的频谱泄漏误差。但是傅里叶变换计算占用资源多、运算速度较慢,而且通常频谱分析要求窗函数主瓣窄、旁瓣低且跌落速度快,而对于同一个窗函数很难同时满足要求。
本研究用上、下位机结合的方法,充分利用上位机编程简单、资源丰富和人机交互的特点,提高信号检测分析的精度、系统的可操作性和界面友好性。利用采样数据的实序列特点,降低傅里叶变换算法的计算量。该系统引入一种重新定位采样序列的二次同步化方法[12]代替传统的窗函数,通过对采样序列的插值算法,使处理后的数据逼近理想化,最大限度地减小频谱泄漏误差。
1 傅里叶变换检测原理
对于离散序列的傅里叶变换,通常采用一种快速的计算方法,即快速傅里叶变换(FFT)。FFT大大减少了离散傅里叶变换的运算量。
假设序列x(n)的离散傅里叶变换为:
本研究将x(n)按序分为奇数组和偶数组,则其对应的傅里叶变换可以写成:
其中:
权系数具有周期性和对称性,即:
W
因此:
由此可见,一个N点的傅里叶变换可以分解为两个N/2点的傅里叶变换。依此类推,当N为2整数次幂时,最后可化简为一系列2点的傅里叶变换运算。
2 二次同步化采样序列
理论上FFT是针对完全同步采样条件下的算法,但是对于电力信号的完全同步采样是不可能实现的。非同步化的采样相当于对信号乘以一个矩形窗截断,在时域参量测量中引起截断误差。而在时域相乘相当于在频域卷积,因此在频域中表现为频谱泄漏。频谱泄漏不但会产生虚假的频率分量,而且各频率之间的泄漏影响信号幅度谱的研究精度。
为了降低频谱泄漏误差,提高FFT精度,克服窗函数自身缺点,本研究采用重新定位采样序列法对采样序列进行二次修正,以达到同步化的效果。
假设实际采样序列和理想采样序列分别为:
x1(k),k=0,1,2…M-1
x2(i),i=0,1,2…N-1
其中,实际采样序列应至少包含一个完整周期,理想采样序列恰好包含整数信号周期。本研究利用搜索法判断x1(k)两个相邻同趋势过零点x1(k1)和x1(k2),则理想信号周期为:
式中:Ts—实际采样周期。
本研究根据系统分析要求确定二次采样点数,从而获得理想采样周期Tsi。利用插值法确定理想采样序列的起始点
式中:
利用线性插值,得到线性同步化理想采样序列:
x2(i)=(1-αi)x1(ki)+αix1(ki+1),
i=0,1,2,…,N-1 (6)
本研究利用二阶抛物插值,得到二阶同步化理想采样序列:
i=0,1,2,…,N-1 (7)
本研究利用三次拉格朗日插值,得到三阶同步化理想采样序列:
式(6～8)中:
值得注意的是,本研究采用二阶抛物线插值和三次拉格朗日插值算法公式的时候,实际的非同步采样数据的长度必须超出一个信号周期,一般再加上3个或4个采样点以上才能满足相应的公式要求。
3 系统设计及结果分析
利用傅里叶变换分析谐波,需要进行整周期采样。并且所采用的重新定位采样序列同步化谐波分析算法计算量比较大,对处理器的要求相对较高,本研究针对以上特点设计的谐波检测分析系统如图1所示。
该谐波检测分析系统主要有两部分构成:一部分是以下位机为核心的电压、电流取样系统;一部分是上位机实现的数据处理系统。
3.1 系统硬件设计
电压、电流数据采集系统分为数据采集以及上位机通信两部分。本研究运用电阻分压法获得电压模拟量,利用CSM025NPT的霍尔传感器获得电流模拟量。电压、电流模拟量信号经过由3个OPA2277P构成的信号预处理系统,该预处理系统既有信号缓冲作用又有隔离功能。MAX125CEAX高速多通道A/D转换器将模拟量转化为14位数字量后存入512 KB的RAM中。该系统的MCU采用ATMega128,系统结构框图如图2所示,由MAX232为核心构成UART接口电路,实现上位机与下位机之间的非即时通信。
3.2 软件设计
上位机软件部分主要分为控制采样及数据处理和图像显示两个部分。该系统通过菜单和对话框获得用户需要的采样频率、采样帧数,波特率等参数,向单片机发送控制指令并且接受单片机传送过来的数据,对数据进行傅里叶分析。虽然采样系统在采样过程中可以提供足够高的采样频率,但是采样频率与待测信号基波频率之间的整数倍关系很难满足,并且由于采样本身带来的截断误差,使得该非同步化采样带来的频谱泄漏成为必然。因此,采用重新定位法二次同步化处理使得处理后的数据序列接近理想同步采样序列。理想采样序列为实序列,所以其FFT变换
该系统可以根据用户需求显示实际采样电压、电流曲线或列表,也可以显示采样电压电流的幅值特性和频率特性。
3.3 检测结果及分析:
3.3.1 线性、2阶、3阶同步化谐波分析比较
采样序列在进行二次同步化处理过程中,分别采用线性插值、2阶抛物线插值和3次拉格朗日插值进行计算,即分别得到线性、2阶、3阶同步化谐波分析结果,其13次谐波以下电流幅值如表1所示。
根据式(6～8)可知,3次拉格朗日插值算法的精度高于2阶抛物线插值和线性插值算法,利用三次拉格朗日插值算法同步化后分析获得的谐波幅值特性更接近于真实值。以3阶同步化谐波分析结果为标准,计算线性和2阶同步化谐波分析结果相对误差如表2所示。
可见,线性和2阶同步化谐波分析的相对误差绝大部分都在1%之下,精度满足用户需求。比较式(6～8),3次拉格朗日插值的计算量和资源需求量远远大于线性插值和2阶抛物线插值。综合考虑,该系统采用线性重新定位采样序列同步化谐波分析算法,在保证检测分析精度的基础上,大大降低了计算量和对系统大资源的需求,提高了数据处理效率。
3.3.2 系统分析结果分析
本研究利用以上讨论的计算机谐波检测分析系统测量一台电脑运行时的计算机电源,设置采样频率为10 kHz,采样100帧,其电压、电流曲线如图3所示。
从图3中发现,电脑运行时计算机电源电流存在严重失真,由此可见对计算机电源谐波的检测和分析是十分必要的。对以上计算机电源电流进行谐波分析可获得3 000 Hz以下任意频率频谱特性,现截取前13次以下谐波频谱,如图4所示。
由图4可清晰看到,计算机电源电流畸变严重,电流中主要含有3次、5次、9次等奇数次谐波。计算机电源是一种开关电源主要产生奇数次谐波,该原理分析结果与本系统描绘的谐波结果非常吻合,说明本研究指出的计算机谐波检测与分析系统方案能够精确地检测和分析计算机电源谐波,
4 结束语
该计算机谐波检测分析系统利用上、下位机结合的方法准确地实现了对电流、电压时域和频域的检测和分析,系统结构简单、界面友好,使用更为灵活。信号检测过程中,上位机首先运用重新定位法对采样数据进行同步化处理大大减小了频谱泄漏误差,然后利用采样数据的实数列特点降低FFT过程计算量。在满足分析精度的前提下采用线性同步化算法,既减小了计算量又节省了系统资源提高了数据处理效率。经过反复测试,该系统可以可靠工作,可以为计算机电源谐波补偿提供可靠数据,从而降低由此带来的电力系统谐波污染。
摘要：为实现计算机电源谐波精确检测和分析,引入基于重新定位采样序列同步化的谐波分析算法,设计了一种新型谐波检测与分析系统。开展了新型谐波检测与分析系统的应用领域、工作原理以及结构的分析。为提高数据处理效率,运用线性重新定位采样序列的同步化方法以减小泄漏误差,并采用了实数序列的快速傅里叶变换分析谐波频谱。搭建了一台新型谐波检测与分析系统以进行实验研究。实验结果表明,该系统能够精确地检测和分析计算机电源谐波,具有较高的数据处理效率,在实际应用中运行稳定、可靠,为计算机电源谐波补偿提供了数据参考。
关键词：计算机电源,谐波检测分析,傅里叶变换,重新定位采样序列同步化
参考文献
[1]房庆山.浅析谐波对计算机、家用电器和低压电器的影响[J].机电信息2,010(12):208.
[2]JOHANSSON T A,WHITE P R.Instantaneous frequency es-timation at low signal-to-noise ratios using time-varying notchfilters[J].Signal Processing,2008,88(5):1271-1288.
[3]王艳,张艳霞,唐俊刺,等.电力系统广域测量中多采样率转换的研究[J].电力系统2,0104,3(1):34-38.
[4]刘平英,刘国海.基于小波包变换的电力系统谐波分析[J].微计算信息2,0082,4(4):276-278.
[5]CHEN Yu.Harmonic Detection in Electric Power SystemBased on Wavelet Multi-resolution Analysis[C]//Proceed-ings of 2008 International Conference on Computer Scienceand Software Engineering.Portugal:[s.n.],2004:1207.
[6]程肖,周剑雄,付强,等.基于数据矩阵奇异值分解的免配对二位谐波信号参数估计[J].信号处理,2010,26(6):904-910.
[7]韩松柏.基于功率谱的电力系统谐波与间谐波的检测研究[D].重庆:重庆大学电气工程学院2,007.
[8]CHANG G W,CHEN C,TENG Yu-feng.Radial-basis-function-based neural network for harmonic detection[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2010,57(6):2171-2179.
[9]姚颖,陈锐,孙连跃.基于TLS-ESPRIT和PRONY算法的间谐波分析[J].电工技术2,010(5):5-7.
[10]初宪武.基于TLS-ESPRIT算法和自适应神经网络的间谐波分析[J].电工电能新技术,2010,29(2):17-20.
[11]刘芳,陈君诚,韩璐,等.基于小波变换和快速傅里叶变换的电网谐波分析[J].通信电源技术2,009,26(4):17-19.
电源检测 第6篇
在军事上,随着各种化学武器的出现和使用,促使世界各国全力研制先进的生化检测装置,用于检测地面、武器装备、空气和水源中的化学战剂。为了准确判断战场环境下化学战剂的威胁,对战场环境进行快速、在线、精确的检测至关重要。在民用方面,民用生化技术的发展带来的潜在危险与国际生化恐怖威胁凸现,使得公共设施成为可能被攻击的目标。因此,需要有设备对这些地方进行实时监测,另外在环境保护等一些应用场合也需要快捷准确的检测仪器。现有的设备都具有检测时间长、设备复杂、体积庞大、成本高、机动性差等缺点,难以满足使用要求。为了克服现有检测设备的不足,基于高场非对称波形离子迁移谱技术(High-field AsymmetricWaveform IonMobilitySpectrometry,简称FAIMS)的离子检测器显示出了它的巨大优越性。它具有灵敏度高、检测时间短、便携和功耗低等特点。可用于化学战剂、爆炸物、毒品、大气、水有机污染、工厂有毒气体等的快速检测,在战场生化威胁、袭击领域能有广泛的用途。
在基于FAIMS技术的离子检测器工作过程中,符合FAIMS原理要求的高场非对称波形电源是很重要的,由它提供非对称波保证离子在检测器内按设计要求运动。根据课题需要,设计并制作了一台用于FAIMS离子检测器的高场非对称波形电源样机,本文在简要介绍FAIMS原理的基础上,给出电源的原理结构以及实验结果。
1 FAIMS介绍
FAIMS技术建立在Mason和McDaniel实验观察的基础上[1],他们发现离子迁移率系数受所施加的电场强度的影响。在低电场条件下与电场强度无关,当电场强度高到一定值以后,离子迁移系数就会发生变化,并以一种非线性的方式随电场强度而变化[2],而这种变化关系对于每一离子种类是特定的。一般在电场强度升高到11 000V/cm以上时,离子的迁移率就会呈现出各自不同的非线性变化趋势,这就使在低电场强度条件下离子迁移率相同或相近的离子能够在高电场强度条件下被分离开来。当然离子迁移率还与其他一些因素有关,高电场条件下的迁移率K与低电场条件下的迁移率K0及电场强度的函数关系近似为如下公式[1]:
α(E)是离子的有效迁移率系数。
当把一个高频且振幅不对称波形电压施加在由一对电极板所构成的狭窄空间形成一高频变化的电场,当有气流携带离子通过时,离子就会受电场力的作用在两个电极板之间沿电场线方向发生振动,并与气流流速形成合运动,不同迁移率的离子就会发生分离,如图1(a)所示。同时在高频电场的每一个周期内,离子都向上部电极(或下部电极)有一个净位移。不同的离子在载气和电场共同作用下都有各自特定的运动轨迹。若在加非对称波的同时,电极板上再有一直流电压产生电场,并使这个电场对离子产生的电场力与离子净位移方向相反的,那么对于一特定离子在一特定电压下离子轨迹就能被“拉直”。这种特定离子将沿电极中线运动,通过两电极板之间的区域,到达离子吸收极板被检测到,而不会撞击到加上了非对称波的电极板上,也就达到了离子检测的目的,其它离子则会碰撞到加上了非对称波的电极板上,无法通过。
在FAIMS工作原理中,高场非对称波形电源是非常重要的,它关系到离子探测器能否工作,波形质量的好坏直接关系到离子探测器的检测效果。在FAIMS理论里面对离子分离效果最好的是非对称方波[3],图1(b)为理想的非对称方波[4],图中两个阴影部分的面积相等,但是一直以来要得到高频高压的方波都比较困难,实际使用的很多都不是方波,而是近似的一些波形。随着功率半导体器件的飞速发展,采用MOSFET,IGBT等固体开关来设计高频高压方波电源成为可能。为了满足课题需要,这里采用MOSFET作为固体开关设计了高场非对称方波电源,相对于IGBT,MOSFET有更快的通断速度更适合高频应用。
2 非对称波形电路原理和设计
2.1 非对称波形电路实现原理
非对称波成形电路采用半桥结构,如图2。当加载非对称波时FAIMS离子检测器等效为一小容量电容C,一端接在半桥中间另一端接在调压电路中点N。A和B外接高压直流电源,C1和C2为电容值相等的储能电容,R1和R2为限流电阻,Q11-Qn1为串联的MOSFET管组成半桥上桥臂开关,串联的MOSFET管Q12-Qn2组成下半桥臂开关。当Q11-Qn1开通的时候,Q12-Qn2关闭,这个时候离子检测器的一端电压为外接高压(限流电阻上电压降可忽略),当Q11-Qn1关闭,Q12-Qn2开通的时候离子检测器的这一端电压为地,而离子检测器的另一端电压为N点电压并保持恒定。R4-R6为调压电路,通过调节R4和R5的阻值改变N点的电位,使其电压高于地而低于外接电压,并且不等于1/2外接电压,这样在离子检测器C上得到的就为一非对称方波。其占空比和频率通过控制MOSFET的信号来调节,然后再改变R4和R5的阻值,就可以得到我们需要的非对称波。每个桥臂上串联的MOSFET管个数根据需要的非对称波电压高低确定,该机设计为2 000 V电压,所以选择了2个最高工作电压1 200 V,电流3 A的MOSFET管。
2.2 电路关键技术和设计
电路的关键技术:(1)如何使串联使用的固体开关一致的开通和关断;(2)设计合理的驱动电路使固体开关开通和关断的时间尽量短;(3)设计保护电路防止固体开关管在静态或动态情况下损坏。通过遴选器件,并对电路反复调试解决了驱动同步的问题,使同一桥臂串联的MOSFET基本同时开通和关断,时间差小于5 ns。为了使MOSFET开关管尽量快的开通和关断,采用了IXYS公司的高速驱动芯片IXDD409,最大能够提供9 A的峰值驱动电流,但由于条件限制悬浮电源只能给驱动芯片提供+12 V电压,一定程度上影响了MOSFET的开关速度。对MOSFET的保护也是很重要的,通过在其旁并联电阻起静态均压作用,实际使用中采用了并联三个串联的510 kΩ电阻,很好的达到了静态均压的目的。在动态情况下比较复杂,这里采用了在MOSFET旁并联TVS瞬态二极管,实际采用串联3个标称值为320 V的二极管与MOSFET并联。每一个固体开关作为一个模块都采用相同的设计,图3为驱动模块电路结构。因为串联使用中每个固体开关工作的参考地电位都不相同,又在高压条件下使用,各个驱动就必须通过安全有效的隔离才能使电路正常工作。隔离的方法有变压器隔离,光纤隔离等,这里采用了光耦隔离,用浮动电源给驱动芯片供电,既满足了使用要求,电路也不复杂。改变电路中Roff和Ron的阻值可以方便的调节MOSFET开通和关断所花费的时间。
3 实验结果和分析
为了便于观察和调节非对称波形,采用了两个高压探头,分别为7 000 V的VHP3007和1 200 V的TX3125,用10PF电容等效FAIMS离子探测器,实验波形如图4。VHP3007接电容的一端得到的波形为图中2,TX3125接电容另一端得到波形为图中1。VHP3007的衰减倍率为1 000,在示波器上1 mV表示实际电压1 V,TX3125的衰减倍率为100,在示波器上10 mV表示实际电压1 V。在示波器上让分别接VHP3007和TX3125通道的显示伏/格数之比为1/10,示波器上显示的波形比就为实际波形电压比。图4中:(a)为频率100 KΩ电压1 000 V时的非对称波;(b)为100 KΩ电压2 000 V时的非对称波;(c)为频率200 KΩ电压1 000 V时的非对称波;(d)为频率200 KΩ电压2 000 V的非对称波。实验波形图表明了设计是正确的。当频率为200 KΩ时,非对称波波形质量下降,仔细分析原因后可以从以下几个方面解决:一选取具有更大峰值电流的MOSFET,限流电阻值取得小一些;二选择开关速度更快的MOSFET,如IXYS的射频MOSFET;三采用能提供更高电压的悬浮电源和峰值电流更大的专用驱动芯片。
4 结束语
对于FAIMS离子检测技术来说,高频非对称波电源是非常重要的,电源的好坏直接关系到离子探测器能否工作。为了得到理想的非对称波,采用了开关速度很快的MOSFET作为固体开关,设计了非对称波形电路得到了较理想的结果也证明了采用这种方法的正确性。也为下一步设计频率上MHz的非对称波形电路提供了有益的经验。
摘要：介绍一种用于FAIMS(高场非对称波形离子迁移谱技术)离子检测器的电源,并简要说明FAIMS工作原理。针对FAIMS离子检测器的特点,设计了高场非对称波电源。实验结果表明,设计思路正确,电源达到了预定要求。
关键词：FAIMS,高场,非对称波
参考文献
[1]McDaniel E W,Mason E A.The mobility and diffusion of ions in ga-ses.John Wiley&sons,1973
[2]Miller R A,Eiceman G A,Nazarov E G,et al.A MEMS radio-fre-quency lon mobility spectrometer for chemical agent detection.Sen-sors and Actuators A,2001;91:307—318
[3]Krylov E V.Pulses of special shapes formed on a capacitive load.In-struments and Expermental Techniques,1997;40(5):628—631
电源检测 第7篇
传统配电网大多为单电源辐射网络,采用了大量分段开关,发生故障后不仅要求检测出故障所在区段,而且要将故障区段隔离,同时恢复对非故障区段的供电。该功能一般由配电自动化系统完成。但是,目前配电自动化系统的性能尚不能令人满意,主要表现为各种参数的整定、配合较复杂,故障检测和隔离所需时间较长,可靠性有待提高等[1]。
分布式电源(DG)技术的发展将极大地改变传统配电网的结构和工作方式[2,3,4]。传统的配电自动化系统不仅在原理上难以满足故障检测和隔离的要求,在快速性、可靠性和容错性等方面也无法满足要求[5,6,7],因此,需要针对含DG的配电网提出新的故障检测与隔离算法。
本文针对含DG的配电网,提出一种基于故障过流和故障方向信息的故障检测与隔离通用矩阵算法。在此基础上,针对网络拓扑结构变化的情况提出了相应的修正算法。此外,还研究了该算法对通信系统故障、故障信息丢失和故障信息错误等异常情况的容错性。
1 含DG的配电网故障检测算法
本文提出的故障检测算法通过矩阵运算方式实现,其基本原理与闭环配电网故障判断原理类似,即对于一个配电区域,若其端点上报的故障功率方向都指向该区域内部,则认为故障发生在该配电区域内部;若某一个端点上报的故障功率方向指向该区域外部或其所有端点都没有上报故障信息,则认为该配电区域内没有故障[8,9,10,11]。本文的研究对象面向含DG的配电网,在网络结构、运行方式及故障功率方向检测等方面与闭环配电网还存在一定的差别。本文故障检测算法所采用的矩阵包括:用来描述配电网拓扑结构的节点—支路关联矩阵L;由来自各测量点的故障检测信息形成,用来描述各测量点的故障电流和故障方向的故障信息矩阵G;通过L与G的乘法运算获得,用来描述故障所在区段的故障区段矩阵P。
在众多描述和简化配电网结构的方法中,基于连通系的矩阵描述方法具有不受网络结构变化影响的优点,获得了广泛运用[12]。
本文基于连通系的思想定义了L:以配电网各测量点作为网络拓扑中的节点,以2个相邻测量点之间的所有线路作为支路。节点与支路的关系用L描述。对于具有m个节点的网络,L为m阶方阵。
L中的元素lij定义如下:lij=1节点i与支路j直接相连且支路j位于节点i的正方向0节点i与支路j不直接相连-1节点i与支路j直接相连且支路j位于节点i烅烄烆的反方向(1)
本文定义由系统电源指向负荷或DG为故障正方向。如此定义正方向可以确保故障正方向的检测基本不受DG容量及其并网位置的影响,具有较高的灵敏度和可靠性[13]。
配电网发生故障后,第i个测量点处的故障电流方向信息用gi表示。当检测到故障过流且故障方向为正方向时gi取1,反方向时gi取-1,未检测到故障过流时gi取0。在联络开关断开运行时,根据对故障正方向的定义可知,只有对正向故障的判据具有足够的灵敏度和可靠性,因此只需要对正向故障和非正向故障进行区分。为方便运算,首先采用gi′=gi1(gi与1同或)对gi进行修正,即将值为-1和0的元素全部修正为0。由修正后的元素gi′构成G,G为m维列向量。由G与L的乘法运算可得到P为:P=GL(2)
P中的元素能直观反映故障所在区段,当P中某个元素为1时,该元素对应的区段即为故障区段。
图1和图2分别为简化的含DG的配电网结构及其对应的拓扑结构图。
图中,S1~S7和D1为分段开关,即故障电流和故障方向的测量点,在拓扑结构中对应为节点,L1~L7为线路区段,在拓扑结构中对应为支路;K为联络开关,线路A正常运行时K处于断开状态;F1为故障点。
假设图1中DG有足够的容量且故障发生在F1处,则开关S1和S2处会检测到正方向的故障电流,开关S3,S6,S7处会检测到反方向的故障电流。修正后,得到G=[1,1,0,0,0,0,0]。通过L与G的乘法运算得到P=[0,1,0,0,0,0,0]。在P中,只有L2对应的元素值为1,可以判断出故障发生在L2区段上。
2 含DG的配电网故障隔离算法
通过P只能得出故障所在的线路区段信息,要想隔离故障还要确定需要跳开的开关[14,15,16,17]。由于配电网运行方式的多变性和DG的存在,每次隔离相同的故障区段需要跳开的开关可能不完全相同,因此,在判断出故障区段的基础上,必须结合当前的网络拓扑结构来确定隔离故障需要跳开的开关。
故障隔离算法同样通过矩阵运算的方式实现。为此,需要定义一个开关—线路关联矩阵Q和一个跳闸开关向量D。其中,Q用来描述开关与线路的对应关系,D由P与Q运算得到,用来描述隔离故障需要跳开的开关。
Q与L类似,均为m阶方阵。对Q中的元素qij定义如下:(4)由P与Q的乘法运算得到D为:D=PQ(5)
D中元素为1时,相应元素对应的开关即为需跳开的开关。
设故障发生在F1处,计算得到D=[0,1,1,0,0,1,0]。可见,此时跳开开关S2,S3,S6即可有效地隔离故障。
传统的不含DG的配电网可视为上述配电网的特例,发生故障时系统中不会出现反方向的故障电流,即得到的gi只有0和1这2种取值,上述故障检测与隔离算法仍然适用。
3 考虑网络拓扑结构变化的修正算法
含DG的配电网在运行过程中网络结构经常会发生变化。由于本文基于连通系的思想定义了L,因此开关状态的变化不会影响到L,只需要修正包含元素较少的G或D来适应网络拓扑结构的改变即可。
为提高供电可靠性,配电网的2个主电源之间通常接有联络开关。当分支线路投退导致网络结构发生变化时,联络开关一般不会闭合;而当主线路结构发生改变时,联络开关将会闭合,由备用电源对部分线路继续供电。本节依据联络开关的状态变化,研究了网络拓扑结构发生改变后的故障隔离修正算法。
图1中,当系统正常运行时,线路A上除联络开关外的其他所有开关均闭合,可得到K=[1,1,1,1,1,1,1,1]。
3.1 切除线路导致网络结构改变时的算法修正
算法中采用的L和Q均为2阶方阵,网络结构改变时如果修改上述2个矩阵,会带来修改工作复杂、可靠性不高等问题。针对切除部分线路导致网络结构改变的情况,可以看做网络整体拓扑结构并未发生改变,只是线路中的电气量信息和开关状态信息发生了变化。因此,只需要修正G或D即可达到修正算法的目的。
当切除的线路为分支线路时,联络开关不会闭合,主线路和剩余支路仍由原主电源供电,故障检测算法无需修改。但在进行故障隔离时,为了避免向已经处于断开状态的开关发出跳闸命令,需要对D中的元素进行如下修正:di′=di∧ki(8)
当切除的线路为主线路时,联络开关将会闭合,由对端电源对非故障区段继续供电,由于部分线路改变了供电电源,因此会对原故障检测算法产生影响。此时,需要将G中元素gi的定义修正为:当由对端电源供电的主线路上的测量点检测到的故障方向为反方向时,gi取0,否则取1;当分支线路上的测量点检测到的故障方向为正方向时,gi取1,否则取0。
由于故障检测装置不能灵活地改变故障方向的定义,所以需要在上位机软件中对G进行如下修正:
1)联络开关闭合情况下,当故障发生在由原主电源供电的部分线路且g1=1时,修正。
2)当故障发生在由备用电源供电的部分线路且g1=0时,分别对主线路和支路上的故障信息进行修正,主线路上的对应元素与-1异或,即),分支线路上对应的元素与1同或,即。
将修正后的G代入计算P,即可正确判断出故障区段。在进行故障隔离时,同样需要用式(8)对D进行修正。
仍以图1为例,设断开开关S2后,联络开关K闭合。当F1处发生故障时,G=[0,0,-1,-1,0,-1,-1],由于g1=0,得到修正后的故障信息向量G′=[1,1,0,0,0,0,0],进而算得P=[0,1,0,0,0,0,0],即故障发生在L2区段上。修正后的跳闸开关向量D′=[0,0,1,0,0,1,0],只需跳开开关S3和S6即可隔离故障。
3.2 增加部分线路导致网络结构改变时的修正算法
当有新的分支或DG并入系统运行时,会使原系统网络拓扑结构中的节点数和支路数增加。此时,必须在原有网络结构的基础上追加新的节点和支路,并通过重新定义新增节点和支路的关联关系,形成新的节点—支路关联矩阵和开关—线路关联矩阵。
4 算法的容错性能
进行故障检测时可能会出现故障信息错误、故障信息丢失或通信系统故障等异常情况[18]。因此,故障检测与隔离算法应该具有较强的容错性,以便应对故障检测与隔离过程中可能出现的各种异常情况。
当故障信息错误时,由于修正元素gi时会将元素-1修正为0,因此,无故障电流流过的测量点错判为-1,或有反向故障电流流过的测量点错判为0时,均不会影响故障检测结果。只有测量点将故障信息0或-1错报为1,或者将1错报为0或-1时,G中对应的元素才会出现错误,导致P中可能出现元素-1或者多个元素为1,影响故障区段的正确判断。
当P中只有1个元素1时,修正算法如下:
1)用P计算D并根据计算结果断开相应的开关。若能够可靠地将故障隔离,说明报错的测量点位于实际故障区段的上游,隔离的线路也位于实际故障线路的上游。若闭合联络开关仍感到存在故障,则此时应采用网络拓扑结构变化后的算法,重新启动故障检测与隔离。
2)若故障电流依然存在,则将P修正为P′:将P中元素1前移一位,其他元素置为0。用P′代替P计算D,再根据D的结果断开相应的开关。当故障发生在主线路上且出错的测量点为故障点下游相邻节点时,通过此步骤能有效隔离故障。
3)若仍未能有效切除故障,则构造P″:将P′中元素1再前移一位,其他元素置0,再用P″代替P算得D来隔离故障,以此类推,直至故障可靠隔离。
当P中出现k(k=2,3,…)个值为1的元素时,修正算法如下:
1)将P分成k个子向量pk,pk均为m维行向量。pk的形成方法是:将P中倒数第k个1对应的元素置1,其他元素置0。
2)首先用p1代替P计算跳闸开关向量D,主机根据D的计算结果断开相应的开关。
3)若故障仍然存在,再用p2代替P,重新计算D并跳开相应开关,以此类推,直至故障可靠切除。
同样以F1处发生故障为例,正常情况下开关S4处测量点检测不到故障电流。若该处测量信息错误,使得g4=1,得到G=[1,1,0,1,0,0,0],算得P=[0,1,-1,1,0,0,0]。P中出现1个元素-1和2个元素1。可将P分解为p1和p2,其中,p1=[0,0,0,1,0,0,0],p2=[0,1,0,0,0,0,0]。先用p1计算D,得到D=[0,0,0,1,1,0,0],即断开开关S4和S5。实际情况证明断开S4和S5后故障仍然存在。再将p2代入计算D,得到D=[0,1,1,0,0,0,0],即断开开关S2和S3。此时,故障F1被完全隔离。
若开关S3处测量信息错误,得到g3=1,G=[1,1,1,0,0,0,0],P=[0,0,1,0,0,0,0],即判断出的故障区段为L3,此时,隔离L3并不能有效切除故障,重新形成P′=[0,1,0,0,0,0,0]。由P′可知故障区段为L2,此时能够可靠地隔离故障。
当某测量点的故障信息丢失时,首先将缺失的元素假设为1,然后计算P,根据P中的元素1的个数,按照信息报错情况的处理方法即可有效隔离故障。此外,当得到的P中有1个或多个值为1的元素且运用相应修正算法未能一次性隔离故障时,表示假设错误,即丢失的故障信息应为0,重新计算P和D,也可有效完成故障检测与隔离。
需要指出的是,上述的讨论仅限于单个信息错误或丢失的情况,容错算法无法解决所有的异常情况。当漏报和误报的关键信息较多时,仍可能会导致判断结果不正确。此时,应研究不依赖通信的、基于本地量的就地故障检测与隔离算法,本文不再详细讨论。
5 结语
本文提出了含DG的配电网故障检测与隔离算法,从已知网络拓扑结构出发,结合故障测量点的过流信息和故障方向信息,通过简单的矩阵运算实现故障检测与隔离。该算法原理清晰,运算量小。针对网络结构改变的情况,结合联络开关的状态对算法进行了修正,使算法具有更好的适用性。同时,针对故障测量点信息错误或丢失的情况,研究了算法的容错性。本文通过算例验证了算法的准确性、可行性及适用性。
摘要：针对含分布式电源的配电网,提出一种基于故障过流和故障方向信息的故障检测与隔离通用矩阵算法。采用关联矩阵描述网络拓扑结构,以来自电网不同测量点的故障电流及其方向信息构成故障信息矩阵,对上述2个矩阵进行运算能快速、可靠地检测到故障区段,结合当前网络结构和开关位置状态即可完成故障隔离。在此基础上,研究了当网络拓扑结构变化时的修正算法:只需简单修正故障信息矩阵和跳闸开关向量即可。此外,研究了算法对通信系统故障、故障信息丢失和故障信息错误等异常情况的容错性。算例计算结果验证了所述算法的正确性和可行性。
电源检测 第8篇
关键词：检测仪,电源,放电保护
0 引言
某航空发动机检测仪的供电要求是18～36V的宽电压，它所配备的备用电源是24V的铅酸蓄电池，如果该电池经过深度放电后就有可能使输出电压不足，影响检测仪的正常工作。为此我们设计了备用电源放电保护电路，通过该电路可以设置备用电源的最低输出电压，从而保证检测仪的正常工作。
1 蓄电池放电特性
蓄电池的容量是指蓄电池储存的电量，通常用C表示，单位为Ah。额定容量则是指制造电池时，规定电池在一定放电条件下，应该放出的最低限度的电量，即在25℃环境温度下，蓄电池以10小时率电流放电至终止电压所放出的电量，额定容量用C10表示。而放电时间率是指在一定的放电电流条件下，放电至终止电压的时间长短，如10小时率为10hr。另外，放电终止电压是指蓄电池以一定的放电率在25℃环境温度下放电到能再反复充电使用的最低电压，10小时率、8小时率和3小时率的蓄电池放电单体终止电压为1.8V,1小时率蓄电池放电单体终止电压为1.75V。
蓄电池放电特性是指蓄电池端电压随放电时间而变化的过程。如图1所示，从10小时率的放电曲线可以看出，放电初期(1h内)的端电压保持平稳，放电至2h之后蓄电池的端电压开始缓慢下降，放电时间接近10h时端电压陡降。从图1还可以看出，放电小时率越小，蓄电池的放电电流越大，放电时间就越短，蓄电池的端电压下降越快;放电小时率越大，蓄电池的放电电流越小，放电时间就越长，蓄电池的端电压下降就越慢。
以上端电压特性的分析有助于我们下一步确定放电保护电路的阈值电压。
图1蓄电池放电特性曲线(参见右栏)
2 保护电路设计
2.1 供电电路设计
供电电路的功用是为整个放电保护电路供电。供电电源选择的是CW7800系列的通用固定三端正电压稳压器，该稳压器有5V、6V、9V、15V、18V和24V七种不同的固定输出电压，广泛用于各种电子设备中，最大输出电流为1.5A，具有内部过流、热过载和输出晶体管安全区保护功能，电路安全可靠。我们选择的是CW7812和CW7805对整个电路供电，如图2所示，CW7812的输入端接蓄电池，输出端接CW7805的输入端，CW7805的输出端接入电路中。CW7812的作用是降低CW7805的功耗，保证供电稳定。
2.2 阈值设定电路设计
阈值设定电路选择的比较放大器LM193，它的输入失调电压2mV，温度漂移7μV/℃，偏置电流50nA，±1.5～±16V电源，可单电源工作，功耗57mW。蓄电池电源经过9kΩ和1kΩ电阻分压，送入到电压比较器的正向输入端，CW7805输出的5V电压经过固定电阻10kΩ和可调电阻5kΩ的分压送入到电压比较器的负向输入端，根据前面对蓄电池放电特性的分析，通过调整可调电阻，使负向输入端的电压为2V，也就是说蓄电池的阈值电压设为20V。
当蓄电池电压高于20V时，LM193输出高电平到锁存电路中NE555的2脚和7脚;当蓄电池电压低于20V时，LM193输出高电平到锁存电路中NE555的2脚和7脚。
2.3 锁存电路设计
我们利用NE555存储方式设计了锁存电路，如图2所示，它把阈值设定电路的输出信号作为输入控制信号，将NE555的2脚和7脚接在一起，并经两个10kΩ电阻分压施加电源的一半电压，使其工作于存储方式。10kΩ和5μF的阻容网络接到NE555的4脚上，当其开始接通电源时，锁存变为释放状态。接2脚和7脚的0.1μF电容与接8脚的0.1μF的电容为抗扰电容。
当NE555的2脚和7脚瞬时输入低电平时，3脚输出高电平到控制电路;当NE555的2脚和7脚输入高电平时，3脚输出低电平到控制电路，并将低电平信号锁存。NE555的这种工作方式类似于R-S锁存电路，不同的是NE555只有一个输入端。
2.4 控制电路设计
控制电路选择的是一路常开、一路常闭的双路继电器，常开的一路接蓄电池的正电压输出端，常闭的一路接断电指示灯。NE555的3脚输出信号经过两个三极管进行反向和电流放大后控制继电器的通断。
当NE555的3脚输出低电平时，继电器接通，蓄电池正常供电;当NE555的3脚输出高电平时，继电器断开，断电指示灯亮。
3 保护电路实验验证
保护电路的实验验证主要是通过可调电压源模拟蓄电池的放电过程，然后测试保护电路的工作情况，如图3所示。当可调电压源电压高于20V时，万用表读数与可调电压源电压一致;当可调电压源电压低于20V时，万用表没有读数，断电信号灯亮。上述实验结果证明，此保护电路完全实现了设计要求。
4 结束语
本文设计的放电保护电路现已成功应用于某航空发动机检测仪的24V备用电源中，实际应用效果很好，解决了蓄电池深度放电后影响检测仪正常工作的问题，加强了航空发动机的保障能力。
参考文献
[1]阮家余.浅析基站开关电源电池保护方式对蓄电池的影响[J].通讯电源技术,2007,24(4):33-35.
[2]张月滨,王星博,任永乐.延长铅酸电池寿命保护装置的设计[J].电池,2007,37(3):18-20.
[3]杨志忠.数字电子技术[M].北京:高等教育出版社,2000.