耦合谐振器滤波器（精选7篇）
耦合谐振器滤波器 第1篇
滤波器是一种选频装置。它对某一个或几个频率范围内的电信号给以最小的衰减,使这部分信号能够顺利通过;对其他频带内的电信号则给以很大的衰减,从而尽可能地阻止这部分信号通过[1]。由于在无线通信中使用较多是带通信号,所以带通滤波器在无线系统中就起着很重要的作用。滤波器的实现形式多种多样,每一种结构形式有各自的设计公式和图表[2]。在本文中主要介绍耦合谐振带通滤波器的设计方法和采用电感耦合和采用电容耦合的区别,以及这种区别在实际工程中的应用。
1 耦合谐振带通滤波器的设计原理
带通滤波器的设计过程一般是先根据性能要求确定所需低通滤波器的阶数,然后查表得到归一化的低通原型滤波器,再把归一化的低通原型滤波器转换成带通滤波器。这种设计方法只适合宽带滤波器,对于窄带滤波器,根据这种方法设计的元件值范围往往大到或者小到不能实现的程度[3]。因此,对于窄带带通滤波器,常采用仅含有串联或并联谐振电路,其间用电感或电容进行耦合的网络形式。这种滤波器称为耦合谐振电路滤波器。一个全极点低通滤波器(见图1(a))可以变换为一个只含有串接电感和阻抗倒置电路的等效网络(见图1(b)),也可以变换为由并接电容和阻抗倒置电路构成,见图1(c)[4]。
在这里只讨论图1(c)中的带通滤波器设计方法,根据相关计算可以知道,在图1(c)中有以下关系式成立[5]:
因此,只要知道了归一化的k和q值,就可以进行设计。为了需要现在k和q值都已经被列成表格,方便查找。上面讨论的是低通滤波器的设计,下面讨论低通到带通的转换。根据分析可以知道图1(c)中转换为带通有两种拓扑结构如图2所示[6]。
在这两种拓扑结构中,信号源和负载电阻由下式决定:
式中:i=1和n在电容耦合的情况下,耦合电容为Ci,i+1;在电感耦合情况下,耦合电感为[7]Li,i+1。其中:
同时,在带通滤波器的设计中,如果计算出来的阻抗与设计所需阻抗不同时还要用图3的电路变换[8]。
2 L,C耦合谐振带通滤波器的带外比较
这里将设计一个中心频率在420 MHz,3 dB带宽为50 MHz,两端负载为50 Ω,在380 MHz和460 MHz的衰减为20 dB的耦合谐振带通滤波器。根据性能指标选择n=5,查表可以得到[9]q1=q5=0.976 6;k1,2=k4,5=0.779 6;k2,3=k3,3=0.539 8。电容耦合时,选择节点电感为Li=5 nH,所以节点电容都是
电感耦合时,选择节点电容Ci=20 pF,所有的节点电感为Li=7.2 nH,根据计算可以得到的仿真原理图和仿真结果如图6,图7所示。
通过比较上面的仿真结果,可以发现当阶数相同时,电感耦合的带通滤波器的带外高端的衰减要远远高于电容耦合的带通滤波器。因此,为了达到相同的带外高端衰减可以降低电感耦合的阶数,选择电感耦合的阶数n=3,查表得到q1=q3=1.181 1,k12=k23=0.681 8。选择节点电容为Ci=20 pF,所有的节点电感为Li=7.2 nH。根据计算,它的仿真原理图和仿真结果如图8,图9所示。
3 结果分析和应用
根据对结果的分析可以看出电容耦合与电感耦合的区别。从仿真结果中可以看出,对于电容耦合的耦合谐振带通滤波器的带外衰减,在频率的高端衰减比在频率的低端衰减要慢。而对于电感耦合的耦合谐振带通滤波器的带外衰减,在频率的低端衰减比在频率的高端衰减要慢,因此,当要求带通滤波器的性能在带外高端衰减很快时,就采用电感耦合的带通滤波器;当要求带通滤波器的性能在带外低端衰减很快时,采用电容耦合的带通滤波器。产生这种差别的原因是电感的阻抗表达式为ZL=jωL,随着频率的升高电感的阻抗越来越大,所以它是阻高通低器件,而电容的阻抗表达式为
对于中心频率较高的带通滤波器就要选择电容耦合的耦合谐振带通滤波器,这样它的低端衰减就更快。根据这样耦合谐振带通滤波器设计出来的的双工器的隔离度更高,当然它的性能就更好。
对比利用5阶电容耦合带通滤波器和3阶电感耦合带通滤波器的仿真结果如图10所示。
通过比较发现,利用电容耦合的5阶带通滤波器和利用电感耦合的3阶带通滤波器在带外的高频端衰减速度一致。通过仿真结果就可以发现电容耦合的5阶的带通滤波器在840 MHz的衰减为88 dB;而利用电感耦合的3阶的带通滤波器在840 MHz的衰减为90 dB。所以,在带外的高端,要达到同样的衰减,所用的电感耦合滤波器的阶数要远远小于电容耦合的阶数。同样,在带外的低端,所用的电容耦合滤波器的阶数要远远少于电感的阶数。滤波器阶数的降低就意味着滤波器的结构的更加简单,减小滤波器所占的空间面积,有利于滤波器集成到整个通信系统,这不管是对于混合集成电路还是通信系统的整个集成化设计都有重要作用。
随着人们对通信系统小型化、集成化的要求,通信系统中功能模块的小型化也是必然趋势;滤波器阶数的降低同样意味着滤波器设计的复杂度的降低,使得带通滤波器的设计更简单,同时由于阶数的降低,整个滤波器系统的衰减会减小,这对于整个无线系统的射频设计是相当有益的。对于射频的发射机它可以提高发射的发射功率,而发射机最主要的性能指标就是发射机的发射功率;对于接收机当带通滤波器的衰减减小,会提高接收机的灵敏度,同时灵敏度是接收机的主要性能指标。在无线通信系统中有很多谐波,但这些谐波都是无用信号,要用带通滤波器将其滤出掉,只留基带信号,所以对于这种情况,一般就会采用电感耦合的带通滤波器。
因为带外衰减的高端它的衰减速度更快,用较小阶数的带通滤波器就能实现很好的带外高端衰减,这样就有利于带通滤波器的实现,可以降低带通滤波器的设计复杂度。
4 结 语
通过上面的分析,可以得出利用电感耦合的带通滤波器在带外高端衰减很快,而利用电容耦合的带通滤波器在带外的低端衰减比较快。所以在设计带通滤波器,要求带外高端衰减更快时,就采用电感耦合;要求带外低端衰减更快时,就采用电容耦合。
利用这样的结论就能更好的设计双工器和带通滤波器,因为双工器的设计主要就是带通滤波器的设计,在双工器中对于中心频率较低的带通滤波器就用电感耦合,对于中心频率较高的就用电容耦合,这样设计出来的双工器具有更好的隔离度,双工器的性能就更好;同时,在无线系统中用很多无用的谐波信号要滤出掉,只留下基带信号,因此就要求带外高端衰减更快,通过比较同时可以发现要达到同样性能的高端带外衰减,电感耦合所需的阶数要远远小于电容耦合,阶数降低就意味着滤波器设计的复杂度的降低,所占用空间的减少和整个系统衰减的减少,这时就采用电感耦合的耦合带通滤波器。
参考文献
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基于开环谐振器的滤波器设计 第2篇
一、开环滤波器的国内外研究概况
近年来开环带通滤波器出现了各种新型结构, 从主要设计思想设计方法和研究重点来看可分为四大类, 分别是采用多级微带开环谐振器级联滤波器的研究、微带开环多模滤波器的研究、微带开环谐振器耦合特性的研究、缺陷地开环滤波器的研究。
1.1多级微带开环谐振器级联滤波器的研究
采用多级微带开环谐振器级联实现带通滤波器组成单频段或者双频段的滤波器有多种组合形式。利用两个带通滤波器并联的方式是最早提出的设计方法, 由于单独滤波器的设计已经有了成熟的理论可以使用[1], 所以通带的中心频率和带宽是可以独立控制的。
文献[2]是两个双模的谐振器采用堆叠结构的双频段滤波器。这种方法通过级联多级半波长开环谐振器, 实现单通带或者多通带滤波器, 开环谐振器控制谐振频率, 谐振器之间的缝隙控制耦合。
1.2微带开环多模滤波器的研究
2007年, J.S.Hong等人发现了一种新的结构利用开环谐振器实现双模特性的滤波器[3], 这种结构采用开环结构加载开路枝节;双模开环谐振器的奇模和偶模谐振频率, 分别由开环结构和开路枝节负载激励产生。这两个模式之间是非正交模式, 奇模偶模频率之间不受干扰, 因此, 开环加载开路枝节可以有效地实现了带宽可控的带通滤波器。
1.3微带开环谐振器耦合特性的研究
1996年, J.S.Hong和M.J.Lancaster率先对方形开环谐振器之间的耦合特性进行了研究和分析[4]。Hong总结出了3种耦合结构, 分别为电耦合, 磁耦合和混合耦合。
H.Wang和Q.X.Chu在2007年提出了一种可控电磁混合耦合的开环带通滤波器[5]。因为在传统的电磁耦合结构中, 电耦合与磁耦合是互相抵消的, 无法实现强电耦合的同时又实现强磁耦合。
1.4缺陷地开环滤波器的研究
2006年P.Mondal和A.Chakrabarty发现了一种新结构[6]。这种结构采用T型馈线, U型缺陷地开环实现带通滤波器。信号从微带线经过下面的2个U型结构又耦合到上面的微带线, 形成带通滤波器特性, U型槽的长度控制谐振频率, 谐振器之间距离控制耦合。
二、开环滤波器研究态势与未来展望
通过上述对微波开环带通滤波器设计方法的归纳与总结, 微波开环带通滤波器还存在以下几方面值得进一步的扩充和深入研究:
(1) 缺陷地开环带通滤波器的耦合机理研究。缺陷地开环滤波器在传播过程中是混合模的传播特征, 其单元谐振器之间耦合机理与电路拓扑实现方法还处于研究阶段, 还存在许多的未知的地方, 如何解决多个缺陷开环谐振器之间的交叉耦合是目前研究的一个热点。
(2) 小型化开环带通滤波器的实现。各种形式的谐振器结构和滤波器电路结构都用来降低滤波器的体积, 但是这些方法都是基于单层电路。采用缺陷谐振器和微带谐振器的混合结构可以有效地降低滤波器的体积, 适合在模块化电路中应用, 也有利于滤波器的批量生产, 降低成本。
本文系统分析了开环带通滤波器的设计理论和方法。开环带通滤波器自提出以来, 主要围绕减小面积、降低损耗、提高Q值, 多级级联进行。相信随着进一步的研究, 将会有更多诸如缺陷开环滤波器的新颖结构出现;同时现有的一些开环结构如经典发夹型、阶跃阻抗型等尚有很大的潜力可以发掘, 对这些结构的改进也将是未来一段时间的研究热点。H
参考文献
[1]J.S.Hong, and M.J.Lancaster.Microstrip filters for RF/Microwaveapplications[M].New York, A Wiley-Interscience Publication, 2001.
耦合谐振器滤波器 第3篇
通信技术特别是无线通信技术的快速发展产生了众多标准,这些标准对频带的要求一般不同。由于市场对通信设备兼容性的需要和对多模移动终端的需求,对于双频带器件的研究近年来得到了极大的关注[1,2,3,4,5,6]。文献[1]中阐述的同时工作在两个频带的同步接收器就是利用具有双频带特性的天线、滤波器和放大器设计制作的。这样的系统设计正在出现在越来越多的通信设备中。
带通滤波器是通信系统中重要的组成部分。设计双通带滤波器最初是并联两个设计于不同频率的带通滤波器[2],这种方法需要设计阻抗匹配电路因而造成电路尺寸和插损过大。利用两组谐振器交叉构成梳状线结构[3]可以实现结构紧凑的双通带滤波器,但文献并未讨论外部品质因数Qe和耦合系数M与电路物理结构的关系。文献[4,5,6]使用阶梯阻抗谐振器(Stepped Impedance Resonator)设计双通带滤波器,是因为SIR寄生响应可控,可以利用其寄生响应设计次通带。但是设计耦合谐振器双通带滤波器需要对两组Qe和M进行综合,为了减少谐振器的数量同时简化耦合系数的提取,本文采用特定耦合结构设计滤波器,并研究了影响SIR主响应和第一寄生响应处外部品质因数的因素。为检验设计方法的可行性设计了中心频率是1.9GHz和3.2GHz,部分带宽是5%和7%的双通带滤波器。仿真结果验证了设计方法的可行性。
2 阶梯阻抗谐振器(SIR)
文献[7]对SIR的性质进行了细致的阐述。设计耦合谐振器带通滤波器多采用半波长SIR,如图1所示。图1(a)是阻抗比RZ=Z2/Z1小于1时的SIR,图1(b)是RZ大于1时的SIR,图1(c)与图1(b)相比略有变化并标出了抽头线的位置。
令SIR主响应频率为f0,第一寄生响应频率为fs1,当采用等电长度SIR即兹1=兹2时阻抗比
电长度
3 耦合结构
N阶双通带滤波器耦合结构如图2所示。图中节点表示谐振器,谐振器之间的连线表示耦合路径。令两个通带的中心频率为f1和f2。谐振器1和谐振器N采用SIR,使其主响应频率为f1第一寄生响应频率为f2,即这两个谐振器可以同时工作在f1和f2。谐振器1和谐振器N之间上标为I的谐振器工作于f1,上标为II的工作于f2,因此任一阶的两个谐振器不会发生相互耦合。
电路从谐振器1到谐振器N存在两条分离的耦合路径,从谐振器1经过谐振器2I,3I…,(N-1)I到谐振器N是第一条,其中的谐振器均在f1谐振,因此这条路径可作为双通带滤波器主通带的耦合路径。从谐振器1经过谐振器2II,3II,…,(N-1)II到谐振器N是另一条,其中的谐振器均在f2谐振,该路径作为双通带滤波器次通带的耦合路径。
4 SIR外部品质因数分析
无论是RZ<1还是RZ>1的SIR都可以采用下面的方法分析外部品质因数。现以图1(c)SIR为例,它在主响应和第一寄生响应处外部品质因数是Qe和Q'e,当双通带滤波器两通带的部分带宽为驻1和驻2时
即调整Qe和Q'e可以影响驻2/驻1。而外部品质因数可以通过观测谐振器反射系数的相频特性获得[8]
其中f0为谐振频率,Δf依90毅为相对f0发生±90°相移时的频率差。
实验中采用控制变量法研究影响Qe和Q'e的因素。通过一系列仿真实验发现基板相对介电常数εr和损耗角正切tan啄对Qe和Q'e没有影响;Qe/Q'e与抽头位置t有关,如图3所示;微带线特征阻抗与Qe线性相关,如图4所示。图4中只画出了Z1与Qe的关系是因为当抽头位置和阻抗比Rz确定后,Q'e与Qe、Z2与Z1均呈比例关系。
5 滤波器设计与仿真
为验证本文设计方法,现设计中心频率是1.9GHz和3.2GHz,部分带宽是驻1=5%和驻2=7%,两通带纹波系数均为0.1dB的3阶切比雪夫带通滤波器。由低通原型滤波器参数计算得到主、次通带的设计参数:
因为Qe/Q'e=1.4,所以根据图3可得t=25°;当Qe=20.63时由图4可得Z1=27Ω;由(1)式得RZ=1.82则Z2=49Ω;由(2)式得兹1=兹2=0.93rad。谐振器2I和2II采用49Ω半波长均匀阻抗谐振器。抽头线采用50Ω微带线。耦合系数Mij可以通过观测耦合谐振器的一对特征频率fp i和fp j来提取[8]。
其中f0i和f0j是谐振器固有谐振频率。
对各谐振器进行单独优化,最终电路如图5所示,其中:
谐振器2I的中间段w5略窄是因为在谐振器仿真中发现其寄生响应过于靠近3.2GHz,所以缩窄中间段使其寄生响应落在距离3.2GHz较远的位置即3.7GHz处。
仿真采用着r=12.9,h=1.2mm的基板。图6显示两通带中心频率是1.88GHz和3.24GHz,部分带宽是6.8%和9.7%。谐振器1与谐振器3之间的交叉耦合是造成通带纹波系数和部分带宽误差较大的原因,还是产生两个通带外低频侧传输零点的原因[9]。
6 总结
设计耦合谐振器双通带滤波器需要对两组外部品质因数和耦合系数进行综合。本文分析了影响SIR在主响应和第一寄生响应频率处外部品质因数的因素,采用特定耦合结构设计了工作于中心频率是1.9GHz和3.2GHz,部分带宽为5%和7%的双通带滤波。
由于谐振器之间的交叉耦合造成仿真结果与预期误差较大,但这并不影响本文设计方法的可行性,只要对设计参数进行优化依然可以应用以上方法设计滤波器。
该滤波器与传统双通带滤波器[2]相比不需要设计阻抗匹配网络;同时由于谐振器1和N采用了SIR,可以同时在两个通带中心频率处谐振,所以减少了两个谐振器的使用;虽然与文献[5,6]中的滤波器相比在相同阶次下使用了较多的谐振器,但是耦合路径分离后设计的灵活性提高了。
摘要：阶梯阻抗谐振器(Stepped Impedance Resonator)寄生响应的位置可以通过调整谐振器阻抗比来控制,该特性使SIR成为设计双通带滤波器的理想谐振器。设计耦合谐振器双通带滤波器需要对两组外部品质因数和耦合系数进行综合,为了减少谐振器的数量同时简化耦合系数的提取,本文采用特定耦合结构设计滤波器,并研究了影响SIR主响应和第一寄生响应处外部品质因数的因素,设计了中心频率是1.9GHz和3.2GHz,部分带宽是5%和7%的双通带滤波器。仿真结果验证了设计方法的可行性。
关键词：耦合谐振器滤波器,阶梯阻抗谐振器,双通带滤波器,外部品质因数,耦合系数
参考文献
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[8]Hong J S,Lancaster M J.Microstrip Filters for RF/Microwave Applications.Wiley,2001
浅析谐振耦合式无线充电技术 第4篇
所谓无线充电技术通常指的是电能的无线传输技术, 通俗的说, 就是不借助实物连线实现电能的无线传达。这样做的好处是方便、快捷, 减少在苛刻条件下使用电缆带来的危险性等。关于无线充电技术的研究开始较早, 早在1900年, 尼古拉·特拉斯就开始无线电能传输的实验, 经过一百多年的发展, 关于无线传电的方法多种多样, 但是基本原理大概可以分为以下三种:电磁感应式、无线电波式、谐振耦合式, 通过非辐射磁场内两线圈的共振效应实现中距离的无线供电。
从表1对比可知, 谐振耦合式无线充电技术的非辐射性、高效率等优点是其它无线充电技术无法相比的。所谓谐振耦合式就是利用接收线圈的电感和并联的电容形成共振回路, 在接收端也组成同样共振频率的接收回路, 利用谐振形成的强磁耦合来实现高效率的无线电能传输。该技术的出现引起了国内外学术界与工业界的巨大兴趣, 被公认为目前最具发展前景的一种无线能量传输技术方案。
但是目前基于谐振耦合式的无线充电技术的研究偏向理论化, 缺乏对实际应用有定量指导意义的研究成果, 同时此技术传输功率较小远远不能完成大功率能量传输, 也存在着能量损失较高等缺陷。但毋庸置疑, 谐振耦合式无线充电技术对充电设备位置的灵活性以及充电设备的高效匹配性具有重要的实用价值。
二、国内外研究现状
无线能量传输的构想最早可以追溯到19世纪80年代, 由著名电气工程师 (物理学家) 尼古拉·特斯拉 (Nikola Tesla) 提出。为证实这一构想, 特斯拉建造了巨大的线圈用于实验使用。由于实验耗资巨大, 最终因财力不足没有得到实现, 随后也一直被技术发展水平所限制。
国外对无线充电技术的研究开展的比较早。1968年, 美国著名电气工程师P.E.Glaser在W.C.Brown提出的微波无线能量传输 (WPT) 概念的基础上提出了卫星太阳能电站 (SSPS) 的概念。随后美国, 日本和欧洲等国都试图把这项技术作为获取新能源的手段, 但由于该方案在技术上要求很高, 故在实际使用上存在一定的局限性。随后, 一家名为Powercast的公司推出了一款利用无线电波充电的充电装置, 实现了距离为1米左右的低功率无线充电。
另一方面, 在20世纪70年代, 美国出现了电磁感应能量传输原理的无线电动牙刷。这项应用的传输功率和传输距离都不是很理想, 但其无线的特征却恰好满足了其特殊条件下的应用要求。近年来, 美国、日本、新西兰、德国等国家相继在这项技术上继续深入研究, 目前已经研发了很多实用的产品:美国通用汽车公司研制出的EV1型电车;日本大阪幅库公司研制出的单轨型车和无电瓶自动货车;2013年10月, 瑞典汽车制造商沃尔沃声称成功地研制出电磁感应式无线充电汽车。
国内对无线充电技术的研究相对较晚。目前在无线电波和电磁感应无线能量传输方面取得的主要成果有:2005年8月, 香港城市大学电子工程学系教授许树源教授宣布成功研制出“无线电池充电平台”;中科院严陆光院士带领的研究小组从高速轨道交通的角度对运动型应用进行了性能分析;2007年2月, 重庆大学自动化学院非接触电能传输技术研发课题组突破技术难点, 设计的无线电能传输装置实现了600至1000W的电能输出, 传输效率达到70%。
谐振耦合式方案是2006年由美国麻省理工学院物理系助理教授Marin Soljacic所带领的研究团队提出来的。并于2007年7月6日在科学杂志《Science》上发表成果文献。团队利用该方案, 成功的点亮了距离为2米外的一个60瓦的灯泡, 传输效率为40%左右。此项称为“Witricity”技术, 该技术树立了无线充电技术发展史的里程碑。一年后, Marin Soljacic团队声称已将传输效率提高至90%。
由于该技术极具前景和市场, 世界各国的相关机构和公司也不约而同的进行深入研究。2010年1月, 海尔在美国拉斯维加斯举行的国际消费电子展 (CES) 上展出了最新概念产品无尾电视。一方面, 产品运用无线通信技术传输视频信号;另一方面, 又使用谐振耦合式充电技术供电, 真正实现了无线化。
三、发展疑难点及解决方案
3.1如何克服干扰源的影响
无线能量传输系统工作在包含各种用电设备的电磁环境中, 易受到外界电磁源的干扰。一方面, 磁耦合谐振无线能量传输系统以磁场为能量传输介质, 任何能感应到磁场的元件都可能成为负载, 这种情况为无源干扰源, 称为负载类干扰, 干扰源称为负载类干扰体;另一方面, 外磁场也会影响能量传输系统的磁场, 这种情况为有源干扰, 其干扰源为干扰场源。这些干扰都会降低系统的传输效率。根据无线输电原理, 本文提出以下两个解决方案: (1) 选择隔磁的充电空间。为了避免干扰源对能量传输系统的影响, 可以把能力传输系统与干扰源隔离, 故可以利用电磁屏蔽技术, 使系统不受外界干扰源影响。电磁屏蔽的工作原理是利用反射和衰减来隔离电磁场的耦合, 所以可以制作屏蔽体, 来保护系统免受外界电磁波干扰。如屏蔽导电漆就是能用于喷涂的一种油漆, 干燥形成漆膜后能起到导电的作用, 从而屏蔽电磁波干扰。 (2) 控制能量传输系统的谐振频率。由磁耦合谐振式无线能量传输机理的研究知, 能量传输系统对干扰源的频率十分敏感。在实际应用中, 0.5~25MHz尚属于空白应用频率段, 因此可以在设计能量传输系统的时候, 使系统的谐振频率满足电磁耦合的同时尽量处于0.5~25MHz之间, 这样有可能降低实际应用中的电子设备对无线能量传输系统的影响。
3.2如何提高传输距离
美国麻省理工学院物理系助理教授Marin Soljacic所带领的研究团队成功地点亮了距离为2米外的一个60瓦的灯泡。但目前这种技术的最远充电距离只能达到2.7m, 传输距离较近严重限制了它的应用。由于传输距离的远近与能量传输系统的电路结构密切相关, 现提出如下解决思路:改变电路参数角度来提高传输距离。研究表明, 传输距离受到频率、线圈参数等的影响。线圈的谐振频率越高, 传输的距离越远;线圈的线径越大, 传输的距离越远;线圈的直径越大, 传输的距离越远;线圈的匝数越多, 近距离传输效果强于远距离传输效果。因而可以综合频率、线圈参数等因素, 选定合适的电路器件, 使系统传输距离较远。
3.3是否存在有害电磁辐射
磁耦合谐振式无线充电技术的原理告诉我们, 由于电感线圈的存在, 必然会产生磁力线辐射, 那么这样的磁场会不会造成电磁辐射危害人们的身心健康呢?在电流的辐射方面, 目前无线充电器基本上将交流电整流后转换为直流电, 且功率极小, 业内人士也一直在强调理论上对人的健康不构成威胁。但是辐射的问题, 现在也只是停留在理论分析上, 到底会不会, 依旧是需要更进一步的理论分析和实验研究, 只能让时间来证明。
四、发展前景及创新
4.1RFID与无线充电技术的融合
射频识别技术是利用射频信号通过空间耦合 (交变磁场或电磁场) 传播来实现无接触式信息传递并通过所传递信息达到自动识别自标的一种技术, 将RFID技术与无线充电技术相结合, 对每个无线充电设备嵌入RFID电子标签, 读写器通过射频信号同电子标签进行通信, 保证被充电设备与充电系统的完全分离, 实现能量的高效率无线传输。
4.2智能家居与无线充电技术融合
智能家居是物联化的一个体现, 最终发展方向之一是终端无线化。应用无线充电技术, 可以使各家电系统自动获取电能, 进一步实现智能家居的自动控制化。但在无线输电过程中产生的磁场是否会影响到各级系统装置的正常工作有待进一步考证。如果相互影响问题得到有效的解决, 无线充电设备与常规家电设备能有效共存, 则是智能家居与无线充电两大领域的完美结合, 势必进一步改变人类生活。
4.3电动汽车与无线充电技术融合
无线充电技术对手机等小型电子产品而言, 是个锦上添花的新功能, 对电动车产业而言, 则可能是启动整个市场的关键。对电动汽车进行无线充电, 没有外露的连接器, 可以彻底避免漏电、跑电等安全隐患。同时采用电磁共振式无线充电技术, 可以将电源和变压器等设备隐蔽在地下, 让汽车在停车处或街边特殊的充电点充电。若能将无线充电技术应用于电动车产业, 将是电动车行业的一大改革。
五、结束语
谐振耦合式无线充电技术是目前最被看好的无线充电技术之一, 从长远来看具有广泛发展空间及应用前景。但是每一种无线输电方式都有一系列的关键问题需要解决, 如何实现电磁共振式无线充电技术应用的大型化、高效化与距离化, 是各国科学家探索研究的重点。随着技术水平的提升, 无线充电技术发展迅速, 应用逐渐成熟, 技术普及逐步实现, 在未来的各种场合, 无线充电技术无疑将扮演重要角色, 服务全人类。
摘要：谐耦耦合式能量无线传输技术是一种新型的电能传输技术, 具有重要的研究价值和实用价值, 因而受到了学术界和工业界广泛关注。本文介绍了谐振耦合式无线充电技术的国内外研究现状, 并针对该技术在电能传输上存在的部分疑难问题提出了相应的解决方向, 然后阐述了该技术与RFID、智能家居、电动车等领域的创新结合, 最后展望了其发展前景。
关键词：谐振耦合,无线充电,RFID,智能家居
参考文献
[1]曲立楠, 磁耦合谐振式无线能量传输机理的研究, 哈尔滨工业大学硕士论文, 2010
[2]范明, 谐振耦合式电能无线传输系统研究, 太原理工大学硕士论文, 2012
[3][德]Klaus finkenzeller著.射频识别 (RFID) 技术——无线电感应的应答器和非接触IC卡的原理与应用 (第二版)
谐振耦合无线传电系统探索实验 第5篇
无线传电的第三种形式, 谐振耦合, 可以在中等范围 (约几米) 内传输大功率能量。例如, 麻省理工学院Marin Soljacic的团队演示了如何在2 m距离内以10 MHz的谐振频率隔空点亮一个60 W的灯泡[4]。这种技术的基本原理是, 两个分开的具有相同谐振频率的线圈形成基于高频磁场的谐振耦合系统并进行高效率能量交换, 而处在不同谐振频率的物体只有微弱的耦合效应。但是, Marin Soljacic的分析是基于谐振耦合物体的纯物理理论和复杂数值电磁仿真。
为了设计谐振耦合系统, 一个无需复杂电磁仿真的简单的设计方法是十分必要的。本文采用简单圆形线圈等效电路模型方程来进行电路设计, 无需复杂电磁分析, 探讨了双线圈的无线传电系统的理论建模与实验。为提高传输距离, 加入中继线圈, 构成三线圈无线传电系统, 并对系统进行理论分析和实验验证。为提高无线传电系统的效率, 传统上首选的驱动电路为零相位角 (ZPA) 的半桥或全桥逆变器[5—11]。主要通过频率控制或者发射机负载网络的可变储能电路两种技术实现ZPA。最近的论文[12,13]提出了使用E类开关模式来实现零开关电压导通 (ZVS) 和零开关电压导数导通 (ZDS) 。本文设计了基于E类开关模式的无线传电系统电路图, 并进行了软件仿真和实验验证。
1 无线传电谐振耦合分析
谐振耦合方式的无线传电的基本原理如下:用于谐振耦合进行无线电能传输的两个线圈之间发生自谐振时, 线圈回路阻抗达到最小值, 此时大部分的能量将往谐振路径传递, 从而实现了电能的无线传输。
1.1 双线圈无线传电谐振耦合系统
双线圈无线传电系统方案图如图1所示, 两个集总电感表示发生谐振的线圈、发射功率源和接收功率源共同组成了电能传输系统[14]。
用集总电路元件 (L、C和R) 表示的谐振耦合系统电路原理图如图2所示, 其中VSource表示电压源电压, RSource表示电压源内阻, L1、L2为线圈电感, Rp1、Rp2为线圈回路的电阻, C1、C2为外串谐振电容, k12为线圈间的耦合系数, RLoad为负载电阻。下面对这个简化的系统电路图进行分析:采用基尔霍夫电压定律可以得到式 (1) 、式 (2) , 耦合系数由式 (3) 定义。
同时互感系数可以通过椭圆积分[15]来计算
式 (4) 中,
且N表示线圈的匝数, r1、r2表示耦合线圈各自的半径, d表示耦合线圈间的距离, 高空磁导率μ0=4π×10-7N·A-2。
对式 (1) 、式 (2) 、式 (3) 求解得到系统的传递函数式 (6) 。
式 (6) 中
图3描述了式 (16) 中VL/VSource与电路频率f、k12耦合系数的函数关系 (采用表1的参数) , 由图中可见VL/VSource随着耦合系数k12的增长存在着频率分割[16]。当k12低于kcritical时, 系统欠耦合, VL/VSource急剧下降;当k12高于kcritical时, 系统呈现过耦合的状态从而能够达到最高传输效率。同时, 定义f0为谐振频率, 可以观察到这两种情形在频率为f0时汇聚。根据表1的数据计算可得f0=1.34 MHz为谐振频率, 此时的传输效率最大。
1.2 三线圈无线传电谐振耦合系统
为了增加无线传电的距离, 加入中继线圈作为增强器, 三线圈无线传电的方案图如图4所示。简化的电路模型如图5所示, 由基尔霍夫电压定律可以得到以下式:
耦合系数的定义如式 (3) 所示。对式 (3) 、式 (8) 、式 (9) 、式 (10) 求解得到系统的传递函数式 (16) , 式中,
根据表2的参数, 限定中继线圈在正中央即d12=d23, 可近似k12=k23, 同时忽略k13的影响, 可以得到图6的结果。
2 E类驱动无线传电系统
图7是E类开关电路无线传电系统[17]方框图, 系统的电路图如图8所示。逆变器为E类放大器, 由频率为1.34 MHz的方波信号驱动, 逆变器与转换的串并联阻抗网络相联结, 构成了一个E类驱动的无线传电系统[18]。为获得电路的最佳参数, 将接收端电路等效入发射端电路, 由基尔霍夫电压定律可得等效阻抗式 (12) , 电路等效的E类功率放大器电路如图9所示。
由表1中的数据计算可知当k12<0.1时, Zeq呈感抗性且可忽略感抗部分, 可看作纯电阻Req。
由E类功率放大器的电路的最佳设计[19], 电路参数需满足式 (13) ~式 (15) 。
式中, QL为负载阻尼系数, 描述开关管从关断到开通的过程中漏极电压的瞬变情况, 这里选取QL=10[19]。由谐振频率f0=1.34 MHz、线圈电感L1=5.0μH, 确定其余参数为C1=3.2027 n H、C0=5.583 5 n H、R=3.500Ω。
电路的仿真参数图如图10所示, 采用系统仿真软件Saber进行开关电源仿真, 得到开关管的电流电压波形如图11所示。由图11可知, 开关管处于E类放大器模式, 开关管近似工作在软开关状态。
3 实验验证
3.1 双线圈无线传电系统实验探讨
为验证双线圈无线传电理论的正确性, 搭建无线传电系统, 电路参数如表1所示。改变驱动电路的频率, 测得电压比|VL/VSource|的实验数据如图12中的红色星点所示, 数据的走向与理论的趋势相同, 传输效率在谐振频率处将达到最大, 但由于电路损耗的问题无法达到理想状态下的理论高电压比。
改变耦合线圈的距离d, 逐渐改变驱动电路的频率直到电压比VL/VSource达到最大, 并记录下此时的频率ω, 测得的实验数据如图13中的红色星点所示, 根据公式 (4) 、式 (5) 和式 (6) 得到线圈距离与电压比的理论关系如图13中的三维图型所示。可见实验数据的趋势与理论一致, 在谐振频率处达到最大电压比, 随着距离的影响谐振频率随着距离的改变而改变。
3.2 三线圈无线传电系统实验探讨
为验证三线圈无线传电理论的正确性, 搭建电路参数如表2所示的无线传电系统。改变耦合线圈的距离d, 逐渐改变驱动电路的频率直到电压比VL/VSource达到最大, 并记录下此时的频率ω。根据式 (4) 、式 (5) 和式 (12) 得到线圈距离与电压比的理论关系如图13中的三维图型所示, 图中的红色星点为实验数据。实验数据与理论结果的趋势吻合, 随着距离改变, 谐振频率将有偏移, 由于电路损耗的问题实验数据无法达到理想状态下的理论高电压比。
为了更好地展现三线圈无线传电系统增强传输距离的效果, 图15中为双线圈系统与三线圈系统传输距离与电压比VL/VSource的对比。两者的传输距离均为从发射端线圈到接收端线圈的距离, 由图中的数据可知, 中继线圈在长距离传电中增强了能量传输。
3.3 E类驱动无线传电系统实验探讨
为验证E类开关电路理论的正确性, 搭建E类驱动电路, 电路参数如本文第3部分所示。实验测得的E类放大器MOS管栅级电压和源极电压如图16所示。
由示波器波形可以看到, 所搭建的电路工作在期望频率1.34 MHz时, 当MOS管栅级电压为2.4 V时, MOS管要开通时, 源极电压已经降为0 V, 实现零电压开通, MOS管栅级电压降为0 V时, 源极电压为0 V, 实现零电压关断。
4 结束语
耦合谐振器滤波器 第6篇
目前, 分裂谐振环 (SRRs) 和互补分裂谐振环 (CSRRs) 的潜在应用价值已不断被挖掘。SRRs可用来制作LHMs[1], LHMs具有反向电导介电常数和渗透系数。这种反向介电常数可以通过互补的SRRs (CSRRs) 进行弥补。共振因素导致了SRRs应用的局限性, 同时促进了CSRRs的发展。
以往研究证明, 通过在以CSRRs为基础的传输电路中增加一些沟道来建立平面LHMs是可行的[2]。这种平面LHMs可用于设计微带带通滤波器。到目前为止, 大多数带通滤波器都是由LH单元或其改进单元进行简单级联构成, 但几乎所有的设计均不能对其频率响应 (带宽、带外抑制等) 进行很好的控制。
为了设计具有更高性能要求的滤波器, 本文详细给出了基于电容耦合零阶谐振器 (ZORs) 的微带带通滤波器的设计过程。ZORs以平面LHMs为基本单元, 通过分析可直接由Bloch阻抗及相移来确定模拟量S和零阶共振频率。此设计的目的是用导纳斜率参数来定量描述ZOR的谐振参数, 然后用统一负长度微系统嵌入式电容来描述J-变频器, 通过连接ZORs和J-变频器来完成BPFs的设计制作与测试。
2、平面LHM和ZOR的设计分析
由CSRRs及沟道组成的LHM单元典型布局如图1所示。
衬底厚度1.5m m, 介电常数2.65。其余单元尺寸设计如下:rout=6mm, rin=5.4mm, S=0.3mm, g=0.3mm, g a p=0.8m m, l=22m m, w=4.2m m。本文中, 始终假定rin=rout-2*S。
LHMS由单元细胞级联组成[3], 图2显示了由两个单元细胞级联的平面LHMS S11图。
由图可知, 过渡带衰减较小, 选择性较差。虽然我们可以通过提高单元细胞级联的个数来改善系统选择性, 但却很难得到对称的响应曲线、良好的通带带宽控制性能及其他性能指标。因此, 为达到设计目的, 我们必须对LH通带附件的单元细胞的性能指标进行分析研究。因此设计了平面共振器模型, 以改进其性能。导纳斜率参数b可由 (2) 式算出[5]:
计算结果约为0.1079 S。
3、滤波器设计
本节介绍了由J-变频器来实现标准窄带带通滤波器的设计过程, 电路图如图3。
n阶带通滤波器的技术指标由 (3) 式确定[4]
其中b为ZORs的导纳斜率参量, w为带宽 (FBW) , Ji, i+1为变频器的J值, gi为原型低通滤波器参数, G0和G4分别为输入输出端口的抗负荷指数。J-变频器可认为是微带负长度之间的嵌入式电容, 其中电容C i, i+1以及相移φi, i+1由 (4) 式算出[4]
由Ansoft商业软件优化的带通滤波器的几何图形和尺寸如图4所示。
衬底厚度为1.5m m, 介电常数为2.65, 其余尺寸设计如下:l1=7mm, g1=0.2mm, l2=0.75mm, g2=0.2mm, l=43.5mm。由此找到了模拟量与测量量之间良好的对应。
实验表明, 与由单元细胞简单级联构成的带通系统相比, 此带通滤波器具有更好的选择性能, 更加对称的频率响应曲线以及良好的通带带宽控制性能。
4、总结
本文对使用ZORs设计的带通滤波器进行了研究, 该ZORs以由CSRRs和一系列沟道组成的LHMs为基本单元。实验表明, 本文提到设计的带通滤波器与一些由LHM单元简单级联的带通滤波器相比, 具有更高的选择性能、更加对称的响应曲线以及良好的通带带宽控制性能。
参考文献
[1]SHELBY R.A., SMITH D.R., SCHULTZ S.:‘Experi-mental verif ication of a negative index of refraction’, Sci-ence, 2001, 292, pp.77-79
[2]FALCONE F., LOPETEGI T., LASO M.A.G., ET AL.:‘Babinet principle applied to the design of metasurfaces and metamaterials’, Phys.Rev.Lett., 2004, 93, (19) , p.197401-1-197401-4
[3]C.Li, F.Li:’Microstrip bandpass filters based on zeroth-order resonators with complementary split ring resonators’, IET Microw.Antennas Propag., 2009, Vol.3, Iss.2, pp.276-280
[4]David M.Pozar[美]著, 张肇仪周乐柱吴德明等译, 微波工程, 北京:电子工业出版社, 2006年3月
耦合谐振器滤波器 第7篇
1 磁耦合谐振式无线电能传输技术的基本结构和工作原理
1.1 基本结构
磁耦合谐振式无线电能传输系统大多都是两线圈结构和增加两个线圈组成的四线圈结构。整个能量传输系统分为能量发射端和能量接收端两部分, 其中能量的发射端包括发射能量线圈和高频率的电源, 能量接受端包括接收线圈和谐振电路板及负载电路[1]。
1.2 工作原理
磁耦合谐振式无线电能传输技术的工作原理是导线缠绕制成的发射线圈 (空芯电感) 与谐振电容共同并列形成的谐振体。谐振体所容纳的能量在电场和磁场之间或者自谐振频率在一定空间的随意振动, 在此基础上产生的以线圈为原点, 以空气为传输媒介时更换磁场[2]。能量的接收端是由接收线圈带有一个单位电容组成的谐振体, 在相同条件下的谐振频率与能量发送端频率相同, 并能够在所能感应的磁场与电场之间进行自由的谐振, 实现两个谐振体共同的交换, 在交换的同时谐振体之间也存在着相同频率的震动以及能量的交换, 这就叫做两个谐振体共同组成的耦合谐振系统。
2 磁耦合谐振式无线电能传输技术研究现状与热点问题
2.1 传输水平
磁耦合谐振式无线电能传输技术是一种中距离传输电能的方式, 很多研究者都对其进行了深入的研究, 对于技术传输水平的研究主要体现在传输效率和传输距离上, 与系统共振的频率有关。一般普通的谐振频率都选用13.56MHz的频率, 需求比较高的系统采用比较高端的频段[3]。
2.2 传输特征
磁耦合谐振式无线电能传输系统在传输过程中具有以下特征:一是频率分裂和调频技术, 频率分裂是指在整个系统线圈传输结构中, 随着传输距离的减少, 传输的速率也会出现不同的值域;二是在传输结构中加入中继谐振线圈和接收终端的线圈。在具体的设备中结合多个中继谐振线圈和接收线圈的结构中, 对传输系统进行研究和分析, 可以充分说明系统不受弱导磁性物体的影响;三是磁耦合谐振式无线电能传输系统只有在一定的水平位置角度移动下才能实现较高速率的无线电能传输[4]。
2.3 新材料的应用
无线电能传输最重要的就是实现传输的高效率、传输的距离长、传输功率大, 但是由于多方面原因的限制, 无法实现上述三个目标。在磁耦合谐振式无线电能传输系统中是利用附近外界的能量进行传送的, 主要的耗损有欧姆损耗和辐射损耗。在这种情况下, 提高速率, 首先要减少欧姆损耗, 利用超导材料可以实现这一目的。
2.4 干扰问题
无线电能传输线圈会受人们日常生活用品摆放位置的影响。当用品靠近线圈时, 会导致系统传输谐振频率的偏差。根据实践证明, 无线电能传输对干扰源的频率非常敏感, 离线圈越近, 影响越大。
3 磁耦合谐振式无线电能传输技术需要解决的问题和发展的趋势
磁耦合谐振式无线电能传输技术在发展中已经取得了比较大的成果, 但是在个别方面的研究还不够深入。首先关于磁耦合谐振式无线电能传输技术没有形成一套完整的设计方法;其次, 系统参数没有进行有效的分析以及校正;再次, 对于系统应用中与实际相关的内容没有进行解决;最后这种技术需采用高强度的磁场, 但至今没有在如何减少磁场危害上达到共识[5]。
4 总结
磁耦合谐振式无线电能传输技术已经取得了比较大的成果, 但是在科研方面还不够充分, 应用还不够广泛, 有很多的问题需要解决。例如没有完善的理论支持, 校正工作没有进行深入的研究, 与实际应用严重脱节, 并且该强度磁场会对人身体产生巨大的危害等问题。因此, 科研工作者要对理论进行完善, 积极采用新材料, 将技术应用到实际中。
参考文献
[1]王宏博, 朱轶智, 杨军, 等.无线供电技术的发展和应用前景[J].电信技术, 2010 (09) :132-134.
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[3]张晓壮.磁耦合谐振式无线能量传输距离特性及其实验装置研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学, 2009, (20) :160-172.
[4]朱春波, 于春来, 毛银花, 等.磁共振无限能量传输系统损耗分析[J].电工技术学报, 2012, 27 (07) :33-34.