信号采样范文

2024-06-19

信号采样范文（精选7篇）

信号采样第1篇

数字地震仪中的采样保持电路, 位于模拟单元的瞬时浮点放大器和模数转换器之间。其作用在于将瞬时浮点放大器放大后的子样电压展宽, 以满足模数转换器在转换时间上的需求。

采样保持电路由三部分组成, 即:差分输入级、开关放大级、输出匹配级。图1为其简要框图。本文所涉及的内容主要与开关放大级有关, 图2给出了开关放大级的具体电路。

1 采样速度

采样保持电路要求能在很短的时间内, 使保持电容C4迅速充电到子样电压值。在最不利情况下, 充电时间约为5μs, 所谓最不利情况是指电路对+10V电压采样时, C4上却充有-10V电压 (或为相反情形) 。

由图1可见, 采样起始, 若C输入端加有+10V, 而F输出端为-10V, 这样作用于开关放大级两输入端的电压就很大。从图2可知, 由Q1构成的差分放大电路中, Q1a将饱和导通, Q1b截止。从而引起Q3a截止, Q3b饱和导通, 流经Q3b饱和导通, 流经Q3b的电流I3b为,

$Ι_{3 b} \approx Ι_{4} = \frac{V_{b 4} - V_{b e}}{R 5} \approx 1 m A$

这时的Q5, Q7, Q10均处于饱和导通状态。于是

因此, 对电容C4的充电电流为,

$Ι = \frac{20 V - V_{e 7}}{R 18 + R 17 / / (R 21 + Y c e s)} \approx 20 m A$

式中, Yces为Q10的饱和内阻。

此时, 由于Q8, Q11截止, 其电流I8=0。只要C输入与F输出的电压不是很接近, 保证Q1a饱和导通, 而Q1b截止, 那么电路就能对C4以20mA恒流线性快速充电, 其充电速率为,

$\frac{d v}{d t} = \frac{Ι}{C_{4}} = \frac{20 \times 10^{- 3}}{3010 \times 10^{- 12}} \approx 6.6 V / μ s$

如果以这种充电速率将C4从-10V充至

$\begin{array}{l} + 10 V ‚ 则需 ‚ \\ Δ t = \frac{20 V}{d v / d t} \approx 3 μ s \end{array}$

然而, 随着充电的进行, 电容C4上的电压升高, 相应的F端之输出的电压也愈接近C端之输入电压。于是开关放大级的差分输入电压逐渐减小, 使Q1, Q3, Q5, Q7, Q10相继进入线性放大状态, 充电电流减小。为了分析这以后的工作情形, 把采样保持电路简化成图3。其中, A1表示差分输入级和开关放大级, A2表示输出匹配级, C表示保持电容C4。

由此图可见, 其充电电流为,

ic=i-ib

ib为A2的输入偏置电流, 接近为0。则有,

$C \frac{d v c}{d t} = \frac{Κ (V i - V o)}{R}$

式中, K为开关放大级的放大倍数;R为充电回路的电阻, 即开关放大级输出电阻。由于Vo≈Vc, 所以,

$C \frac{d V c}{d t} = \frac{Κ (V i - V c)}{R}$

整理得,

$- \frac{Κ}{R C} d t = \frac{d (V i - V c)}{V i - V c}$

解此方程,

$V i - V c = e^{- \frac{k}{R C} t + α}$

初始条件t=0 (即开关放大级中的差分电路转入放大状态的瞬间) , 设这时的Vc=Vc′, 于是得到

Vi-Vc′=eα

将此结果代入上式得,

$V i - V c = e^{\frac{Κ}{Κ C} - t} (V i - V c^{'})$

整理,

$V c = V i (V i - V c^{'}) e^{- \frac{t}{R C / Κ}}$

此式表明, 使C上的电压Vc充到输入值Vi的条件是 $\frac{t}{R C / Κ} \to \infty$ , 或充电时间常数τ=RC/K→0。

2 保持精度

采样保持电路的保持精度主要取决于放大级开关断开 (即Q7, Q8截止) 时的漏电流, 输出匹配级的输入编置电流, C4的泄漏电阻和印刷电路工艺等引起的寄生漏电流。如果把这些因素造成的影响分别以电阻γ断、γ偏、γ漏、γ寄来表示, 就得到采样保持电路在保持过程中的等效电路, 如图4所示。图中, R=γ断//γ漏//γ寄//γ偏。

根据回路电压定律,

保持过程中保持电容C上的电荷将由R泄放, 回路的放大电流为,

$i_{c} = C \frac{d V c}{d t}$

于是,

$\begin{array}{l} R C \frac{d V c}{d t} = V c = 0 \\ \frac{d V c}{V c} = - \frac{d t}{R C} \end{array}$

两边积分得,

$\begin{array}{l} \int_{t_{1}}^{t_{2}} \frac{d V c}{V c} = - \int_{t_{1}}^{t_{2}} \frac{d t}{R C} \\ \begin{array}{l} \end{array} L n V c |_{t_{1}}^{t_{2}} = - \frac{4}{R C} |_{t_{1}}^{t_{2}} \end{array}$

代入积分限,

$\begin{array}{l} L n V c (t_{2}) - L n V c (t_{1}) = - \frac{t_{2} - t_{1}}{R C} \\ V c (t_{2}) = V c (t_{1}) e^{\frac{t_{2} - t_{1}}{R C}} \end{array}$

式中, tn=t2-t1, 为电路的保持时间。其保持误差ε为,

$ε = | \frac{V c (t_{1}) - V c (t_{2})}{V c (t_{1})} | = 1 - e^{- \frac{t_{n}}{R C}}$

按幂级数展开, 并略去高次项,

$ε \approx \frac{t_{n}}{R C}$

结果表明, 当保持时间tn确定后, 提高回路的放电时间数τ=RC, 可提高保持精度。

3 结束语

理论分析及实验结果都表明:

(1) 保持电容C4的电容量很重要。电容量小, 有利于采样速度的提高, 但将回大保持电压的下降速度。只有当保持过程中等效电阻R做得很大时, 电容量才可适当选小。同时, 应选用介质吸附效应小和泄漏电阻大的电容器, 如聚苯乙烯和聚碳酸脂电容等。

(2) 为提高采样速度, 电路设计制作中可适当加大Q1差分电路的放大倍数K1。它一方面提高了开关放大级的倍数K, 使充电时间常数RC/K减小;另一方面, 可使采样保持电路的输出与输入相当接近时, 开关放大级才进入线性放大状态, 以减小这以后C4充电到最终值Vi的所需时间。

(3) 提高保持精度的关键是加大保持过程中的等效电阻R。电路设计制作除了应尽可能地提高输出匹配级的输入电阻, 选用高质量的电容器用作C4, 注意克服印刷电路工艺引起的寄生漏电流外, Q7, Q8这两只管子很关键, 应经过严格的挑选, 使两管截止时的漏电流接近相等, 并保证环境温度发生变化时也能如此。

该电路若元器件选配合, 调试得当, 其采样速度和保持精度可达如下指标:

增益精度:1±0.005% (25℃)

线性度:<0.01%

保持损耗:<100μV/ms (25℃)

采样时间:<6μs (从+10V→-10V或-10V→+10V)

零点漂移:<20μV/℃

最后指出, 上述讨论中, 曾把C4上所充电压视为等于输入子样电压即整个电路的输出电压, 是近似的, 实则差一个固定值。但对讨论结果没有影响。

摘要：采样速度和保持精度, 是采样保持电路设计制作者最为关注的两项指标。通过对数字地震仪模拟单元采样保持电路的理论分析, 阐明了影响这两项指标的主要因素, 并就如何提高采样速度和保持精度提出了作者的看法。

关键词：采样速度,保持电容,保持精度,充电

参考文献

[1]谢红, 等.模拟电子技术基础[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社, 2001.

[2]傅丰林, 等.电子线路基础[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2001.

[3]《数字地震仪》编写组.数字地震仪[M].北京:石油工业出版社, 1979.

[4]尤桃如.SN338数字地震仪的操作、调试与维修[M].北京:地址出版社, 1986.

[5]SN-38HR PORTABLE DIGITAL SEISMIC DATA ACQUISITION SYS-TEM, OPERATION AND MAINTENANCE MANUAL.

水下爆炸信号采样分析与系统实现第2篇

正常状态下, 水的密度比空气密度大800倍, 通常认为水是不可压缩的。海水是水中爆炸压力的传导体, 水下爆炸时压力的冲击要比在空气中爆炸时强烈得多。

水下爆炸物爆炸后产生的压力波从爆心以球面波的形式向外迅速传播, 对舰船的破坏表现为两种形式:一是冲击波, 以爆炸瞬间产生的强大超压破坏目标;二是爆炸后产生的气泡脉动压力波 (主要是二次波) 及由此压力波产生的水流运动 (动流) 对舰船的摧毁。水下爆炸信号采集系统主要采集冲击波峰值压力、时间等参数和冲击波与二次波的波形。

1 水下爆炸信号描述

水下爆炸信号的波形如图1所示。

由图1可见, 水下爆炸信号是一种类似于单边指数衰减 (冲击波) 和半余弦脉冲信号 (二次波) 的单次瞬态信号, 即在时域上是瞬态的有限长的, 只在爆炸瞬间出现一次 (单次) ;但其频谱很宽, 通常在零点几赫兹至几百千赫兹。冲击波前沿陡峭, 峰值尖锐;相对于冲击波, 二次波峰值平缓, 持续时间长。

图中:Pm为爆炸冲击波峰值, 一般为0～3 000个大气压;θ为爆炸冲击波持续时间, 通常θ≤2 ms;Ta为二次波持续时间, 几十毫秒至几百毫秒;T为冲击波与二次波的时间间隔, 几十毫秒至几秒。

水下爆炸信号是时域受限的瞬态信号, 也是时域连续信号;可近似看成时域连续且受限的确定性信号。

2 水下爆炸信号时域采样

对一时域连续信号f (t) 进行采样的过程可以看成是原信号f (t) 与一采样脉冲序列s (t) 相乘, 采样信号以fs (t) 表示, 则有:

$f_{s} (t) = f (t) s (t) (1)$

式中:s (t) 通常为周期信号, 即各脉冲的间隔Ts相同, Ts为采样周期; fs=1/Ts。s (t) 的傅立叶变换为:

$S (ω) = F [s (t)] = 2 π \sum_{n = - \infty}^{\infty} S_{n} δ (ω - n ω_{S}) (2)$

其中, Sn是s (t) 的傅立叶复系数:

$S_{n} = \frac{1}{Τ_{s}} \int_{- Τ_{s} / 2}^{Τ_{s} / 2} s (t) e^{- j n ω_{S} t} d t (3)$

设F (ω) =F[f (t) ], 根据频域卷积定理可得采样信号fs (t) 的傅立叶变换Fs (ω) 为:

$\begin{array}{l} F_{s} (ω) = F [f_{s} (t)] = \frac{1}{2 π} F (ω) * S (ω) = \\ \sum_{n = - \infty}^{\infty} S_{n} F (ω - n ω_{S}) (4) \end{array}$

由式 (4) 可知, 采样信号fs (t) 的频谱Fs (ω) 是一个周期性连续函数, 它由原信号f (t) 的频谱函数F (ω) 以抽样角频率ωs (ωs=2π/Ts) 为间隔周期重复而得到。由奈奎斯特定理可知, 对于频带受限的时域信号f (t) , 其频谱函数F (ω) 只在有限区间 (-ωm, ωm) 内为有限值, 在此区域之外频谱值为零。只有当抽样间隔Ts不大于 $1 / (2 f_{m}) (f_{m} = \frac{ω_{m}}{2 π})$ 时, 信号f (t) 可以用等间隔的抽样值f (nTs) 唯一地表示。

水下爆炸信号可近似看成时域连续且受限的确定性信号, 以f (t) 表示。其频谱F (ω) 是无限连续的, 即f (t) 不是频带受限信号。根据奈奎斯特定理, 对任意Ts, 其采样信号fs (t) 的频谱都会发生混叠现象, 恢复出来的信号肯定会有失真。但实际常常近似认为f (t) 的频谱函数F (ω) 是收敛的, 因为F (ω) 信号的大部分能量集中在一个有限的频率范围内。这样, 可以根据奈奎斯特定理对水下爆炸信号进行采样。

水下爆炸信号中冲击波信号最高频率fm<10 kHz, 二次波信号最高频率fm<0.1 kHz。根据奈奎斯特采样定理, 只要满足下面条件, 就可以把水下爆炸信号恢复出来, 其频谱混叠程度是可以接受的。

a) 对冲击波信号, 采样频率fs≥20 kHz;

b) 对二次波信号, 采样频率fs≥0.2 kHz。

3 过采样与信噪比

采样仅是A/D变换的第一步, 它只是将连续的模拟信号在时间上离散化。接下来的过程是幅度量化, 即用有限的数字位来近似模拟信号的幅值, 从而实现幅度上的离散化。抽样与量化的结合才实现了完整的A/D变换过程。

假设使用理想的N位量化器, 对满幅度为A的信号进行量化, 量化电平为Q=A/2N, 量化误差e在[-Q/2, Q/2]间呈均匀分布, 则可得量化误差的方差为:

$σ_{e}^{2} = Q^{2} / 12 (5)$

一般认为量化误差引起的量化噪声为限带白噪声, 其平均功率σ2e均匀分布于[-fs/2, fs/2]之间, 即量化噪声功率谱密度为:

$S_{e} (f) = σ_{e}^{2} / f_{s}, - f_{s} / 2 \leq f \leq f_{s} / 2 (6)$

正弦信号量化后的信噪比为:

$S Ν R \approx (6.02 Ν + 1.76) d B (7)$

可见, 量化是一种近似过程, 会在系统中引入量化误差。量化位数直接决定量化后的信噪比, 每增加一位量化位数, 约可获得6 dB的信噪比改善。

在满足采样定理的基础上提高采样率, 即对信号进行过采样 (fs>2fmax) , 将使采样数据包含更多的原信号信息, 从而有利于信噪比的提高。

设奈奎斯特采样频率为fs, 取过采样频率fhs=Lfs, L为常数, 量化位数用Nh表示, 则

量化电平:

$Q_{h} = A / 2^{Ν_{h}} (8)$

量化误差的方差:

$σ_{h e}^{2} = Q_{h}^{2} / 12 (9)$

量化噪声的功率谱密度:

$S_{h e} (f) = σ_{h e}^{2} / f_{h s} ‚ - f_{h s} / 2 \leq f \leq f_{h s} / 2 (10)$

要保证采样频率分别为fhs和fs的情况下具有相同的频谱质量, 则要求它们具有相同的功率谱密度, 即

$S_{h e} (f) = S_{e} (f) (11)$

由式 (6) 、 (10) 、 (11) 可得

$σ_{h e}^{2} = (\frac{f_{h s}}{f_{S}}) σ_{e}^{2} = L σ_{e}^{2} (12)$

则

$L = σ_{h e}^{2} / σ_{e}^{2} = Q_{h}^{2} / Q^{2} = 2^{2 (Ν - Ν_{h})} = 2^{2 Δ Ν} (13)$

因而有:

$Δ Ν = 0.5 \log_{2} L (14)$

这样, 在保持相同频谱质量的前提下, 采样率提高L倍, 等效于量化位数减少ΔN位。若保持同一采样位数N不变, 则采样频率提高L倍相应地会使量化噪声功率谱密度减小L倍, 从而有:

$σ_{h e} = σ_{e} / \sqrt{L} = Q / \sqrt{12 L} (15)$

于是, 采样频率提高后信噪比改善为:

$\begin{array}{l} S Ν R = (\frac{S}{Ν})_{d B} = 20 \lg (\frac{V_{r m s}}{σ_{h e}}) = \\ 20 \lg (\frac{2^{Ν - 1} Q}{\sqrt{2}} / \frac{Q}{\sqrt{12 L}}) \approx 6.02 Ν + 1.76 + 10 l g L (16) \end{array}$

冲击波采样时, 过采样频率选为1 MHz, 奈奎斯特采样频率为20 kHz, 则

$\begin{array}{l} L = 1 Μ Η z / 20 k Η z = 50 \\ Δ Ν = 0.5 \log_{2} L \approx 2.82 \end{array}$

二次波采样时, 过采样频率选为40 kHz, 奈奎斯特采样频率为0.2 kHz, 则

$\begin{array}{l} L = 40 k Η z / 0.2 k Η z = 200 \\ Δ Ν = 0.5 \log_{2} L \approx 3.82 \end{array}$

也就是说, 冲击波采样时, 8位ADC以1 MHz频率采样与10 (10.82) 位ADC以20 kHz频率采样, 效果是相当的;二次波采样时, 8位ADC以40 kHz频率采样与11 (11.82) 位ADC以0.2 kHz频率采样, 效果也是相当的。

再看看信噪比改善的情况。

由式 (7) , 在奈奎斯特采样频率下 (fs=2fmax) , 8位ADC的信噪比为:

$S Ν R \approx 6.02 \times 8 + 1.76 \approx 49.92 (d B)$

由式 (16) , 在过采样频率下, 冲击波采样时信噪比改善为:

$S Ν R \approx 6.02 \times 8 + 1.76 + 10 \lg 50 \approx 66.91 (d B)$

二次波采样时信噪比改善为:

$S Ν R \approx 6.02 \times 8 + 1.76 + 10 \lg 200 \approx 72.93 (d B)$

可见, 在过采样频率下, 冲击波采样时信噪比提高了近17个dB;二次波采样时信噪比提高了23个dB。由此可以确定:选用8位ADC采集水下爆炸信号, 只要保证足够高的采样率 (过采样) , 就能获得满意的信噪比。从而使采样数据包含更多的原信号信息, 减小了由于量化带来的误差。

另外, 在进行数据处理时, 对采样数据要进行平滑滤波, 一定程度上减少了量化误差带来的影响。

4 采样方案设计及系统实现

根据水下爆炸信号的特点, 冲击波幅值高, 持续时间短;二次波幅值低, 持续时间长;冲击波与二次波之间相隔时间较长, 平坦无起伏, 不进行采样。由此可确定以下采集方案。

4.1 ADC

ADC选用MAXIM公司的MAX153芯片。MAX153是基于半闪速 (half-flash) 技术的高速8位模数转换器, 转换时间短, 采样速率高, 无需外部接口逻辑, 三态并行输出, 可直接挂到数据线上。

水下爆炸信号是一种单极性信号, 输入幅度在几十毫伏至一点几伏。信号调理时适当选择放大倍数, 送入ADC信号输入端的信号幅度可控制在0～5 V范围内。而MAX153在采用单一+5 V电源、单端模拟输入时, 其要求的模拟信号输入范围也在0～5 V之间。

MAX153与8位单片机AT89C51接口简单, 都使用+5 V电源, 三态8位并行输出数据经过驱动后进入数据存储器或挂接到89C51的数据总线上, 非常方便。

采集系统测压精度为8%, ADC采样位数有限, 因而产生量化误差, 计算其对测压精度的影响, 8位ADC为0.44%, 10位ADC为0.088%。虽然使用10位ADC时测压精度高一个数量级, 但与整个系统8%测压精度要求相比, ADC位数对测压精度的影响微小。为提高测压精度而选用10位或12位ADC, 很难实现预期的效果;而选用8位ADC (工作在过采样频率下) 既节约了开发成本, 简化了硬件设计, 又不至于降低测压精度, 是比较理想的选择。

4.2 采样频率

冲击波峰值尖锐, 持续时间短, 选用1 MHz采样频率 (快采) ;二次波峰值平缓, 持续时间长, 为了减少冗余数据量, 选用40 kHz采样频率 (慢采) 。采样频率的切换由专门的采样时钟与控制电路完成。

4.3 通道放大倍数

二次波的幅值通常为冲击波幅值的10%～20%, 采样前由两套具有不同放大倍数的隔离放大电路分别对冲击波和二次波进行放大, 以满足MAX153的动态输入范围。一般取二次波的放大倍数为冲击波的5倍左右。

4.4 基准电压

MAX153需外接基准电压源。电压基准用来提供一个精确的已知电压, ADC完全依赖于精密的基准以为绝对精确测量建立基础, 基准的任何不准确性都会影响转换的精度。系统采用AD584提供+5 V基准电压 (VREF+为+5 V, VREF-接地) , AD584采用带隙原理, 具有稳定性好、噪声低、电流输出能力强等优点。

采集模块硬件设计如图2所示。

4.5 采样时间

冲击波持续时间一般不超过2 ms, 为确保采到冲击波的上升沿, 在其峰值到来前4 ms时开始快采, 16 ms后结束;冲击波与二次波之间的平坦部分不采集;二次波持续时间一般在50 ms～2 s范围内, 测量前, 根据爆炸物装药量和爆心与传感器之间的距离来预置二次波开始采集的时间。

4.6 采样数据

采样数据存储器总容量为28 kB。快采时1 μs采一个点, 采16 ms的数据量是16 kB;慢采数据从16 kB+1单元开始存放, 存满28 kB后采样停止。

5 结束语

水下爆炸信号采集系统研制完成后, 在水下爆炸试验中进行了实际测量, 完整地采集到了冲击波和二次波的压力峰值与波形, 证明采样方案和硬件设计切实可行。同时, MAX153应用于高速数据采集系统, 具有采集速率高、外围电路简单、采样易于实现等特点, 有广泛的应用前景。

摘要：文中描述了水下爆炸信号的基本特征, 它是一种单次瞬态信号, 由类似于单边指数衰减的冲击波信号和近似半余弦脉冲的二次脉动波信号组成。冲击波信号频率不大于10kHz, 脉动波信号频率不大于0.1kHz。在满足奈奎斯特采样定理的基础上, 提高信号采样频率可以改善信噪比。据此原理确定了冲击波过采样频率为1MHz, 二次脉动波过采样频率为40kHz。MAX153是基于半闪速技术的高速8位模数转换器, 它与8位单片机AT89C51构成的采样系统可以方便地实现对冲击波和二次脉动波的采样并满足测量精度要求。文中还设计了采样频率、采样时间、通道放大倍数等关键指标。

关键词：水下爆炸信号,时域采样,ADC位数,信噪比

参考文献

[1]MAXIM公司.MAXIM data sheet of MAX153[EB/OL].ht-tp://datasheets.maxim-ic.com/en/ds/MAX153.pdf.

[2]AD公司.AD584data sheet[EB/OL].http://www.analog.com/static/imported-files/data-sheets/AD584.pdf.

一种非均匀采样信号重构方法第3篇

传统的信号处理方法都是建立在数字信号均匀采样理论基础上的, 然而为提高采样速率进行多通道数据采样[1,2]时, 由于采样时间存在偏差或者各通道之间的参数不一致, 所产生的周期性非均匀采样问题将会影响后期的信号处理性能;在合成孔径雷达[3]以及合成孔径声纳[4]中, 经常采用多接收阵元技术来解决测绘速率和测绘距离之间的矛盾, 其方位向空间采样也可能会面临非均匀采样, 从而影响目标方位向聚焦性能, 使得旁瓣增大甚至出现虚假目标。因而对非均匀采样信号进行重构处理具有非常重要的意义。

本文首先介绍周期性非均匀采样信号模型, 然后推导了非均匀信号频谱和均匀采样信号频谱之间的关系, 得出非均匀采样序列频谱是均匀采样序列频谱加权和的结论, 再利用加权系数和频率无关的原理[5], 从而将非均匀信号重构问题转化为加权系数的求解问题。最后, 采用非均匀采样的正弦信号和线性调频信号对文中所研究的方法进行了验证。

1 信号模型

分析周期性非均匀采样信号最基本的方法[6]就是将其看成一个多通道数据采样问题, 如图1所示。

对于如图1所示的周期性非均匀采样序列, 其采样时刻为:

其中T为采样周期, 为一个周期为M的序列, 如果令n=k M+m, m的取值范围为[0, M-1], 那么非均匀序列的采样时刻可以变换为:

其中表示以采样周期T为参考的非均匀采样时间偏移量。

显然, 第m个通道的采样序列sm的采样率已经变成了原始采样率的1/M倍。为了恢复原始采样数据s, 将各通道采样点之间分别插入M-1个零点, 即:

将第m个通道补零后的数据延迟m个采样时间单位, 即:

其中z-1表示单位时间延迟操作。

于是, 将各通道延迟后的数据叠加后, 可得到原始采样数据, 即

2 非均匀信号频谱重构

2.1 傅氏频谱

假定被采样的原始模拟信号是一个带限信号, 即其频带范围为, 对非均匀序列分解后的各均匀信号进行傅里叶变换, 即:

原始模拟信号的谱以及泊松公式, 将上式变换为:

将各通道信号的谱叠加后即可得到视为均匀采样信号的非均匀信号的傅氏谱, 即

其中。由此可见, 非均匀信号的傅氏谱为原模拟信号的频谱加权和, 但是由于这个权值与频率有关, 所以较难重构成均匀采样信号的谱。

2.2 数字频谱

根据傅里叶变换的原理, 直接对非均匀采样后的信号进行傅氏变换, 可得

与推导傅氏谱方法类似, 经过简单代数变换之后, 可得

观察式 (14) , 不难发现, 非均匀信号的谱仍然是原始模拟信号的谱的加权和, 并且此时的权值已经与频率无关, 从而提供了一种信号重构方法。

2.3 非均匀信号重构

于是, 可以得到频带范围内频点为处的谱值。

根据式 (15) 和式 (16) , 可到频带范围内频点为处的谱值。

将式 (17) 写成矩阵形式, 可到

其中为一个M×1的矩阵

其中上标T表示转置。

A表示一个M×M的矩阵, 其表达式为:

3 仿真实验

本节将采用仿真实验来验证本文方法的有效性, 首先采用一个频率为1Hz的实正弦信号, 采样周期T=0.1 s, 采样通道数M=4, 4个通道的采样时间偏差分别为0 s, 0.0033 s, 0.0066s, 0.0099 s。为了对比分析, 图2 (a) 先给出了理想情况下均匀采样序列的频谱。图2 (b) 为将非均匀信号视为均匀信号时所获得的频谱, 图2 (c) 为按照傅里叶变换的方式, 直接对非均匀信号进行频谱变换的数字谱, 图2 (d) 为按照2.3节方法重构后的谱。

当采用调频率为0.3418的复基带线性调频信号时, 采样周期为T=0.05 s, 采样通道数仍为4, 4个通道的采样时间偏差分别为0 s, 0.1429 s, 0.2857 s, 0.4286 s。为了对比分析, 图3 (a) 先给出了理想情况下均匀采样序列的频谱。图3 (b) 为将非均匀信号视为均匀信号时所获得的频谱, 图3 (c) 为按照傅里叶变换的方式, 直接对非均匀信号进行频谱变换的数字谱, 图3 (d) 为按照2.3节方法重构后的谱。

观察图2和图3, 可以发现如果直接利用非均匀信号的频谱进行处理, 将会严重影响后续的信号处理性能, 而采用本文方法可以精确重构原始信号的频谱, 从而大大降低实际中多通道采样的要求。

4 结语

非均匀信号将会严重降低信号处理性能, 本文基于此推导了非均匀信号和其等价的多通道均匀采样频谱之间的关系式, 从而将信号重构转化为求解与频率无关的权值问题。并采用正弦信号和线性调频信号验证了本文方法的有效性。

参考文献

[1]Papoulis A.Generalized sampling expansion.IEEE Transactions on Circuits and system.1977, CAS-24 (11) :652-654

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信号采样第4篇

关键词：航天相机,TDICCD,精确采样,温度补偿

0 引言

TDICCD(Time Delay and Integration Charge Coupled Device)是一种以线阵方式工作的面阵CCD,它通过多级积分来延长曝光时间,从而提高信噪比,在航天航空相机中具有广泛应用[1,2,3]。TDICCD输出信号是空间采样的离散的模拟信号,其中夹杂着各种噪声[4,5],噪声的存在会降低TDICCD相机的探测灵敏度,减小动态范围,降低图像质量[6]。因此,必须对TDICCD相机的噪声进行去噪处理。对视频处理电路面临的主要问题是降低复位噪声。目前降低复位噪声主要采用的技术是相关双采样技术[7,8]。

随着光电子技术的发展,航天相机向着更高分辨力方向发展,推扫方向的地面像元分辨力由相机的星下点速度和行周期时间决定[9],当轨道高度一定时,想要提高相机的分辨力,必须减小行周期时间,行周期变小要求像元时钟频率升高,但随着像元时钟频率的升高,CCD信号的参考区和信号区的时间越短,因此对采样信号的位置精度要求更高,此外,由于空间相机要面临空间温差较大的环境,而CCD时序信号驱动芯片存在随温度漂移的问题,这样就要求采样信号同时能适应温度的变化。针对以上问题,本文提出了一种利用FPAG实现纳秒级延时的采样信号调整方案,并且提出了一种CCD时序驱动信号的温度补偿方案,并根据工程中所用TDICCD成像系统进行了实验验证。

1 复位噪声与相关双采样技术

复位噪声是CCD输出电路复位过程中产生的热噪声,即KTC噪声,它是由电路结构和电路工作方式引入的,当CCD的像元输出速率较高时,电容将没有足够的时间放电,这就造成电容上每次都有剩余电荷,从而使CCD输出信号发生畸变,称这种噪音为复位噪声。在读出电路中,复位噪声是由MOS管导通时沟道电阻引入的。复位噪声在复位结束后电压变化相对于像素周期十分缓慢,可以认为复位噪声在一个像素周期内为常数。但是因为电阻热噪声是随机变化的,所以不同的像素周期的复位噪声是随机的[10]。由此可见,复位噪声的产生是由CCD的输出结构造成的,复位噪声通常产生于输出检测单元为浮置扩散放大器结构的TDICCD中。复位噪声的存在会降低TDICCD相机的信噪比,必须予以抑制。通常抑制办法是在TDICCD器件片外用电路方法解决,也就是应用相关双采样技术。如图1相关双采样(Correlated Double Sample,CDS)是在CCD的像元输出信号中,分别对复位噪声电平(即在复位脉冲过去之后,信号电荷包到来之前某一时刻的电平)和像元信号电平(即信号电荷包到来时的电平)采样,再将两次采样的信号相减作为输出信号。由于两次采样的噪声是相关的,因此噪声被消除。

2 高速TDICCD相机视频信号采样

2.1 纳秒级延时可控的采样信号调整

为了在高速相机中得到高质量的图像,采样位置的微调整能力至关重要,这是由于高速相机像元读出频率高,CCD输出信号的参考区和信号区时间都很短,对于电平采样的视频处理器,为了满足视频处理器的采样时序,采样信号必须严格的落在参考区和信号区的平坦处并且能满足建立和保持时间的要求。传统的视频信号采样都是利用系统主时钟来调整采样信号的位置,这种方法的调整精度为一个时钟周期,对于航天相机,由于能量有限因此对其功耗有严格的要求,在满足数传频率的基础上,不允许系统时钟太高,这样导致的问题是可能相邻两个采样位置都不能满足采样时序,如图2所示。因此,本文在利用FPGA系统时钟进行采样信号粗调的基础上,再进行纳秒级的微调,从而满足高速TDICCD相机的视频信号采样时序。

微调功能是利用FPGA实现纳秒级延时来完成的,对于确定的FPGA,其内部的LUT及MUXCY的延时时间是确定的,本文正是利用FPGA内部的MUXCY即进位链进行延时。FPGA内部进位链如图3所示。以Xilinx FPGA XC2V3000为例,一个MUXCY的延时时间为0.989 ns,级联两级MUXCY再加上布线延时,即可实现3 ns左右的延时。

采用FPGA内部进位链延时存在的缺陷在于,当改变FPGA设计时,FPGA需重新布局布线,从而导致布线延时的改变,即改变延时时间。为了解决这个问题,本文采用增量编译,所谓增量编译是指FPGA设计改变后,只对改变部分进行重新布局布线,而未改变部分保持原来的布局布线。此外,为了使延时时间达到预期的目的,在设计进位链延时时,加入了区域约束,从而降低线路延时对延时时间的影响。通过以上步骤后,该模块的延时时间就固定了,即使需要修改设计的其他地方,进行重新布局布线也不会影响该部分的时序关系。

2.2 CCD时序信号驱动器的温度漂移及补偿

TDICCD时序驱动是TDICCD相机的基本部件之一,其功能是将CCD时序信号进行驱动,采用驱动芯片来实现。而驱动芯片会随着工作温度产生漂移。对于航天TDICDD相机,其工作环境复杂,高低温差较大,因此,驱动芯片的输出就会随温度发生漂移,导致CCD输出信号随温度漂移。在低速相机中,由于像元时钟频率较低,CCD输出信号的温度漂移量相对于一个像元的保持时间较短,对相关双采样影响不大,因此CCD的温度漂移可忽略不计。但对于高速相机,像元时钟频率较高,即TDICCD输出信号的参考区和信号区的保持时间都较短,此时,驱动器的温度漂移效应必须予以考虑,否则会导致采样错误。

图4所示为CCD输出信号与水平转移时钟及采样信号的时序关系图,目前的航天相机采用的方法一般是CCD时序信号和采样信号由不同的单元产生,二者由同一时钟同步,其结构框图如图5中实线部分。

时序信号产生后经过驱动芯片进行驱动送入TDICCD,由此产生CCD输出信号。由于驱动芯片的温度漂移效应,导致CCD输出信号与驱动芯片输出后的水平转移时钟有同步关系,而相对于时序发生模块产生的水平转移时钟则产生了漂移。图6为驱动芯片EL7457的温度曲线图,由图可知,温度从-50℃变化到125℃时,其输出信号的延时达到6∼7 ns,对于高速相机而言,这样的延时变化会导致图像质量严重下降甚至无法得到图像信息。

根据以上分析可知,CCD信号随温度漂移是由驱动芯片的温度漂移效应导致的,而驱动芯片的温度效应是其固有特性,不可补偿,因此,只能采取方法来适应CCD信号的温度漂移。为此,对原有电路结构进行了调整,将经过驱动芯片的水平转移时钟作为参考信号来调整视频处理器相关双采样信号,如图5所示,虚线所示为调整部分。根据图4可知,CCD输出信号和经过驱动芯片后的水平转移时钟CR是有严格的相位关系的,因此,将经过驱动芯片后的水平转移时钟CR作为参考信号输入FPAG,相关双采样信号SHP和SHD的产生都以水平转移时钟CR为基准,也就是说,使SHP和SHD和CR具有严格的相位关系,这样,相关双采样信号SHP和SHD和CCD输出信号之间就建立了相位关系,并且该相位关系不受温度变化的影响。

3 实验及分析

实验中所用的CCD为DALSA公司生产的一款6 144×96的TDICCD,像元时钟为25 MHz,视频处理器选用PHILIPS公司的TDA9965,TDA9965是一款集成视频处理器,包括相关双采样电路、AD转换电路和可编程增益偏置调整电路。实验中分别采集了采样位置欠佳时的图像和利用本文方法将采样信号延时3ns后的图像。图7(a)所示为欠佳的采样位置下所得图像。图7(b)所示为采样位置调整后所得图像。从图中可以看出,调整位置后图像的对比度增强,动态范围明显加大。

此外,为验证驱动芯片的漂移问题及其对CCD输出图像的影响,对成像系统进行了高低温实验,根据空间温度变化范围,实验中的温度变化为从-40℃到+70℃。在低温段(-36℃左右)测试时,采集到图像中分布了大量离散的比平均灰度值低或者比平均灰度值高的像素,图像的信噪比值很低,最小时只有32 d B左右,远小于正常时值。图8(a)所示为温度逐渐降低到采样位置临界点时得到的图像,从图中可以看出,当采样位置接近临界时图像质量已经明显下降,此时,采样位置的轻微漂移就造成采样结果的巨大差异,最终反映到图像中便得不到图像信息,如图8(a)中图像的下半部分。图8(b)为低温段(-36℃)测试图像放大到像元级的图像,信噪比只有37.4 d B。图8(c)为用文本方法对温度漂移进行补偿后的高低温实验图像,其信噪比为51 d B。在进行补偿后的实验过程中,整个温度范围内均能得到质量较高的图像。

4 结论

针对高速相机相关双采样中存在的采样位置精度和驱动芯片的温度漂移问题,提出了采样信号的纳秒级延时方法,同时提出了一种对温度效应自适应补偿的方法,对所提出的方法分别进行了实验验证,实验结果表明,精确的调整采样信号到最佳采样位置能有效的提高图像的动态范围。温度自适应补偿措施可以使成像系统在整个温度范围内均能有效的适应温度的变化,得到质量较高的图像。

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信号采样第5篇

1 三角线性调频连续波雷达视频信号特征分析

三角线性调频连续波雷达(LFMCW)的载频在调制周期内线性变化,根据回波和发射信号之间的差频的变化来测距[2],图1表示了三角线性调频发射信号和回波信号的时频图。

在图1中,实线表示三角调频的发射信号,长虚线表示静止目标回波,点虚线表示动目标回波。静止目标的回波混频后,在三角调频上升段和下降段得到的差频信号的频率均为△f,动目标的回波信号差频在三角调频的上升段频率最大值为△f-fd,下降段最大值为△f+fd。通过测量上升段和下降段的视频信号的频率值,就可以求出△f和fd。△f即为与目标距离延迟有关的调频信号的频率变化,fd则包含了目标的多普勒信息。根据公式(1)得到目标的距离,根据公式(2)得到动目标的速度。

其中,Tc为三角波上升段的时间,c为光速,B为调频带宽。

目标回波和发射信号混频得到视频信号频率在上升段和下降段有正负之别,因此,接收机采用正交双通道结构,对混频后的I、Q两路视频信号进行数字化采样,根据公式就可得到目标的距离和速度数据。

在汽车防撞系统中,为了保障行车的安全,通常需要观察汽车前方1 m~200 m范围内的目标。设发射信号的带宽B=300 MHz,三角调频的上升时间为2 ms,则根据公式(1)可知,在防撞系统中,常用的视频信号频率范围为1 k Hz~200 k Hz。

2 串行DAC采样电路设计

LTC1407A-1是14 bit的双路串行DAC,±1.25 V差分电压输入,3线串行数据接口,每路的采样速率可以达到1.5 MS/s。根据采样定理,采样的频率必须大于信号频率的两倍[3],根据以上分析可知,此ADC可以满足系统的要求。

差分输入、数模转换电路图如图2所示。其中,输入端J2和J3为SMA接头,配有50Ω的匹配电阻,输入电压峰峰值最大为2.5 V;CH0+、CH0-和CH1+、CH1-分别为两路信号的正交输入,通过电容耦合,对低频成分有一定的抑制作用;CONV为转换开始信号;SCK为转换位时钟输入;SDO为32 bit的串行数据输出,VREF是片内2.5 V片内参考电压,为了更好地噪声抑制,通常接一个10μF的钽电容或瓷片电容。

LTC1407A-1在CONV信号端口的上升沿的作用下,同时对两路-1.25 V~1.25 V的差分输入电压信号实现最高频率为1.5 MS/s的数字化采样。当CONV信号端口出现上升沿时,DAC开始对两路差分输入进行采样,并锁存在片内的寄存器中。在每个位时钟SCK的上升沿,将转换好的两路数据以32 bit串行数据的形式输出,每个通道16 bit数据,数据位由高到低,CH0在前,CH1在后,并且每个通道16 bit数据的高2位无效。

用Multisim软件对CH+处进行交流分析,得到该点处的幅频特性曲线,如图3所示。由幅频特性曲线分析得到,高通滤波的截止频率为157 Hz。

串行数据接收以DSP为核心,完成I、Q两个支路信号的同步接收,DSP选用Blackfin系列定点DSP BF533。BF533提供2个双通道同步串行端口(SPORT0和SPORT1来完成串行和多处理器的通信工作。每个SPORT有两套独立的发送和接收引脚,能够在接收同步信号和位时钟的作用下,完成串行数据的接收和发送;每个SPORT都支持3 bit~32 bit长度的串行数据,能够链接或串接SPORT和存储器之间的多个DMA序列;完成数据传输或者传输完整个数据缓冲区或通过DMA缓冲之后,每个发送和接收端口都能产生一个中断。用DSP的Timer端口产生时钟信号,经过CPLD分频产生采样DAC和SPORT端口的同步时钟和位时钟,将SPORT端口的数据位和DAC的数据位相连,如图4所示。

SPORT端口配置为外部同步和外部时钟,DMA传输数据,同步信号高电平有效,每次接收的数据长度为32 bit。ADC串行数据的发送以位时钟的上升沿为基准,且高位在前,所以SPORT端口配置为位时钟的下降沿采集同步信号的状态和数据位的状态,优先接收高位数据。ADC在CONV信号的作用下,将采样的I、Q两路信号由模拟量转换为数字量,并在时钟的作用下串行输出。DSP的SPORT口在同步信号和位时钟的作用下完成32 bit串行数据的接收,并在DSP内部将32 bit的数据转换为两个有效位数为14的数据。

3 实验验证

由DSP的SPORT1端口产生400 k Hz的采样同步时钟,对DAC的两个支路同时输入频率为10 k Hz、幅度为1 V的同一个正弦信号,用DSP接收32 bit的串行数据,并且在DSP内部将32 bit的数据按照DAC发送数据的顺序转换为两个高14 bit有效的“short int”型数据,将采集的数据在DSP程序开发软件Visual DSP++中绘出,得到结果如图5所示。可以看出两路采样的结果完全相同,其频率都为10 k Hz,从而验证了采样电路的正确性。

由分析Multisim软件的结果可知,采样电路对低频信号有明显的抑制作用(为低通滤波电路)。为了分析低通滤波的幅频特性,对I/Q支路输入正弦信号,当输入信号频率为6 k Hz时,CH0+处正弦信号的峰峰值为1V,逐渐减小输入正弦信号的频率并同时采样,采样得到各个频率点正弦信号最大值,将信号的频率点和各个频率点采样值相对6 k Hz正弦信号采样值的衰减在Matlab中绘出,得到图6。从图中的测量结果知道,采样电路的滤波网络的下限频率为290 Hz。

线性调频连续波雷达的回波需要一个周期才能得到一次结果,数据率较低,对采样的速度要求不是很高。本文设计的采样电路,能够实现视频信号I、Q正交两路信号的同步采样,为后续的雷达信号处理算法奠定了基础。

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信号采样第6篇

关键词：信号,时域,频域,抽样,周期性,Matlab仿真

0 引言

现实中的信号非常复杂, 连续信号经过"抽样", 再对得到的抽样信号量化、编码变成数字信号。信号的抽样是对信号的初步处理, 同时也是对具体信号性质正确分析的前提和基础。信号的"抽样[1]"是抽样定理的基础。正确理解和应用信号的时域和频域"抽样"过程, 并且理清并学会应用他们之间的复杂的周期关系, 对今后的学习和研究大有裨益。

1 抽样过程

本文所要讨论的问题都是在"抽样"的基础上进行的, 首先给出下面"抽样"的定义:

"抽样"就是利用抽样脉冲序列p (t) 从连续信号f (t) 中"抽取"一系列的离散样值, 这种离散信号通常称为"抽样信号", 并且以fs (t) 表示。

2 连续信号的时域抽样[2,3]

抽样脉冲序列p (t) 的傅里叶变换为p (w) =F[p (t) ];

抽样后信号fs (t) 的傅里叶变换为Fs (w) =F[fs (t) ]

本节我们将给出连续信号的时域抽样的具体过程。如下:为了简化过程采用均匀抽样, 并且抽样周期为Ts, 对f (t) 的时域抽样即为:

由于p (t) 是周期信号, 根据周期信号傅里叶变换可以得到它的傅里叶变换为:

由频域卷积定理得到

从 (1) 式中我们可以发现:信号在时域被抽样后, 它的频谱FsFw F是连续信号频谱F FwF的形状以抽样频率ws为间隔周期地重复而得到, 在重复的过程中幅度被p (t) 的傅里叶系数pn所加权.因为pn只是n的函数, 所以FFwF在重复过程中不会使形状发生变化。

3 单脉冲信号的频域抽样

由于单脉冲信号的频域是连续函数, 为了与前面的连续信号的时域抽样进行对照, 在这一节我们给出单脉冲信号的频域抽样的过程。

周期序列的逆变换为:

上式表明如果f (t) 单脉冲信号的频谱被间隔为ω1的冲激序列抽样, 则在时域中相当于f (t) 以T1为周期进行周期延拓, 信号强度为原来信号的倍。

4 离散时间信号的频域采样[4,5]

序列的傅里叶正变换为:

由上得知乙是以N为周期的频域函数。

由 (2) 式说明频域采样所对应的时域周期序列是原序列x (n) 的周期延拓序列, 并且延拓周期为N。

5 结论

本文重点讨论了时域抽样和频域抽样的详细过程和信号的时域和频域函数采样后, 所对应的频域函数和时域函数与原信号的周期关系。最终我们得到了对模拟信号进行时域等间隔采样, 频域采样信号的频谱是原模拟信号频谱的周期延拓函数。对连续频谱函数在频域等间隔采样, 则采样得到的频谱对应的时域序列必然是原序列的周期延拓序列的结论。类似的结论对离散时间信号也有同样适用。综合以上, 得到的最终结论为:时域采样, 频域周期延拓, 频域采样, 时域周期延拓。

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大动态信号处理中的高速数字采样第7篇

抗干扰天线系统原理框图如图1所示，通过处于空间一定位置的四路独立的天线阵子单元接收射频信号，四路独立的接受下变频链路将射频信号变成四路独立的模拟中频;然后将四路模拟中频信号同时输入到信号处理单元，信号处理单元根据各路信号相位、幅度、时延等关系运用数字技术消除干扰信号、留下有用信号，以数字中频形式输出给上变频单元;上变频单元将经过干扰处理后的信号还原到常规接收机射频信号。从而代替普通接收机的天线，实现抗干扰功能。

二、采样频率的计算

需要根据所要处理信号的频率、带宽选择合适的采样频率、及合适的模数转换器件。

系统的输入信号中频为46.52MHz，带宽为20.46MHz的带通信号，若按Nyquist采样定理，采样后的数字信号将高达93MHz以上，这样高的采样频率与20.46MHz的带宽相比显然不合理，同时后继处理的速度也无法满足。因此，在本工程中对中频信号的采样使用的是带通采样。

带通采样定理：设一个频率带限信号x (t) ，其频带范围在(fL, fH)内，带宽B=fH-fL，则其最低必需的采样速率fS应满足

式中，n是小于fL/B的最大整数，即等于fL/B值的整数部分。还可进一步使各边带之间的间隔相等，从而求出所需的采样频率，要使各边带之间的间隔相等，需满足下式：

根据上式，取n=1，可计算采样频率为62MHz。因此A/D的采样时钟选为62 M H z，同时板上时钟也为62MHz。此时钟可以由外部直接提供，也可以由其他频率的晶振经FPGA中的锁相环产生。但是由FPGA中的锁相环提供会占用FPGA资源。且经过锁相环的时钟信号会产生鉴相泄露。

三、时钟电路

AD9246芯片在采样时钟信号CLK+的上升沿对信号进行采样，而时钟信号不是理想的垂直上升沿。而采用图2所示的差分时钟信号可以有效的降低时钟的相位噪声，从而降低系统噪声、减少码间干扰。时钟电路见图3。

经FPGA产生的时钟信号ADC-CLOCKA再经过差分驱动器FIN1027转换为差分信号，差分信号分别串联一个0.1μ电容达到隔直流的作用，再并联100Ω阻抗匹配电阻输入至CLK+和CLK-两端。

四、A/D的选择

在中频数字化中ADC是其重要的组成部分。选择最高分辨率或高采样速率的模数转换器(ADC)通常不能完全满足中频(IF)采样体系结构ADC对性能的要求。适合IF采样应用的ADC必须支持高输入频率同时还要保证足够高的信噪比(SNR)、无杂散动态范围(SFDR)和信噪比(SNR)性能。

在要处理的北斗信号中，干扰、噪声、有用信号幅值间，干扰信号(G)幅值最大，其次是噪声信号(Z)，有用信号(X)淹没于噪声信号中。X信号为-133dBm，干扰信号G达到-63d Bm。信噪比为-70d B。AD转换动态范围必须大于等于70dB。这就要求AD至少为12位，且接收的信号为扩频信号，要留出两位用以识别扩频码，所以要选的AD至少为14位。

由式(1)、式(2)计算的采样速率，所选择的A/D转换速率必须在62M以上。根据以上性能指标，设计中选择AD9246作为中频模数转换芯片。

A D9246是一款单芯片、14位、80Msps/105Msps/125 M s p s A D C，采用1.8V单电源供电，内置一个高性能采样保持放大器(SHA)和片内基准电压源。AD9246除了在70MHz的输入频率下能提供85d BC的SFDR，还在280MHz输入频率下提供75d BC的SFDR和70.2d B的SNR。AD9246的高速IF采样和高采样速率特性完全符合系统的性能指标。

五、采样电路及数据存储

1. 采样电路设计

同多数高速高动态的ADC一样，AD9246芯片的输入端采用差分信号输入，采用差分输入能够抑制来自电源和外部其他电路的共模噪声，抵消偶次谐波;其次每个差分输入所需电压摆幅仅为单端输入时的50%，可以降低对电源的要求。由于输入的是单端模拟信号，因此设计单端转差分电路来完成信号的转换。用AD8138作为前端电路原理图如图4所示。

AD9246芯片完成模数转换处理;F PGA完成控制AD9246及其数据的缓冲、转换及传递。

2. 数据的接收及存储

要对信号进行处理会涉及到DMA传输，对数据进行DMA传输时需要对DMA读写寄存器进行重新的配置、等待等，因此表现在数据流上是不连续的，断续的时间长度约几十毫秒以内，对于AD采样等连续的设计而言需要对数据流进行缓存，SDRAM具有容量大，价格便宜等优点，因此选用SDRAM进行缓存，但它也有缺点，比如时序控制相对复杂，需要额外刷新等操作等，刷新让数据流也表现出不连续，但可以通过FPGA内部做一个小容量的FIFO来解决。FIFO的大小由所选SDRAM的容量来决定。

六、结束语

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