整流控制范文

2024-09-17

整流控制范文（精选12篇）

整流控制第1篇

电网模拟器需要模拟电网的各种故障状态, 谐波在电网是具有危害性的, 所以研究电网的谐波的作用是重要的, 然而在用电网模拟器模拟电网谐波波形时需要对逆变器提供稳定的直流电压, 给定的直流电压一般是比较小的, 而逆变器后面的负载是不变的, 这就决定了功率一般是比较低的, 故提出了100W小功率整流器的设计方案。

三相电压型PWM整流器 (VSR) 因其功率因数可控, 输出电压稳定, 抗干扰能力强, 电流跟随性能好, 所以得到了广泛的应用。

三相VSR控制方案一般选取电压外环电流内环的控制策略, 控制器里的PI参数一般通过经验所得, 参数的选取带有盲目性, 这里对整个系统数学分析, 参数设计具有较强的针对性, 最后对理论分析的各参数进行稍微修正, 即可得到想要的波形输出。

1 三相VSR数学模型及控制策略分析

ek为电网电压, k=a, b, c;ik为电网输入电流;uk为交流侧电压;L和r分别为交流侧电感和等效电阻。

根据文献[1]在dq坐标中建立三相VSR的数学模型:

对以上系统进行dq轴的解耦即可以利用电流内环的控制策略进行分析。

2 电流内环设计

电流内环的作用主要是跟踪电压外环经PI调节器输出的电流指令, 提高整个系统的动态响应速度。这里, 为了跟实际接近, 考虑反馈电流输出信号的滤波时间、逆变器本身的延迟时间与内环电流采样时间。

d轴与q轴属于对称关系, 这里只对d轴进行分析, 采样环节看作是一阶惯性环节, Tc是电流采样时间, 设Tc=0.1T, T为功率管开关周期;逆变器的延时环节也看作惯性环节, Td是其延时时间, 设Td=0.5T;电流反馈滤波通道同样看作惯性环节, Tf是其反馈滤波时间, 设Tf=nT, n一般取作8。Kpwm是整流器等效增益。则d轴电力内环解耦的控制图如图2所示。

则系统的开环传递函数为:

因为Tc、Td、Tf都是很小的时间常数, 可以把他们等效为一个惯性环节, Tcf=Tc+Td+Tf=8.6T。为了消去零点, 设, 化简可以得到等效开环传递函数如下:

则电流内环的闭环传递函数为:

设期望二阶传递函数为:

当二阶系统的阻尼系数ζ=0.707时, 系统的超调量与调节时间是比较合理的, 由式 (5) - (6) 比较可得:

3 电压外环设计

电压外环的作用是直流侧电压稳定, 并且经过PI调节器输出信号作为电流内环的d轴给定。当整流器工作运行时, 电流内环闭环的作用, 稳态时Iq为0, 动态过程Iq的变化也是非常小的。内环的响应速度远高于外环, 当直流侧电压发生较大波动前, 电流内环的快速性, 使q轴电流已经过了动态过程进入稳态, 电流值变为0。由上分析可以对电流内环作降阶处理, 等效为惯性环节:

其中, 设Ti=L/kpi, 则电压外环的控制框图如图3所示。

与电流内环类似, 这里做了几个等效惯性环节, Tu=0.1T是电压采样时间, Tuf=nT是电压外环电压反馈滤波时间, 可以得到该系统的开环传递函数如下:

上式m为调制比, 这里忽略负载的扰动设为1, 将电压采集延时小惯性环节、电流环小惯性环节以及电压外环电压反馈滤波小惯性环节合并成为一个惯性环节, 时间常数为Tus=8.1T+L/kpi, 则此时开环传递函数为:

图3为一个二阶最小相位系统。实际工程设计中, 为了达到最优控制, 系统期望的开环对数幅频特性图一般设计成图4。

ω1=kiu/kpu, ω3=1/Tus, , 谐振峰值Mr= (H+1) (H-1) 。电压外环设计关键是确定中频宽H。为了使开环特性能够得到最大的相角裕度, 并拥有快的响应速度和系统整定时电压外环有较强的抗干扰性能, 可以按照三阶最佳设计, 则开环传递函数的参数一般为:

系统的开环传递函数为:

联立式 (11) 可得:

中频宽度的选取一般为3~10之间, 三阶最佳设计在工程上一般取4。则根据上式可得电压外环PI调节器的参数:

4 主电路电感电容设计

电感L的值既影响电流环的动态及稳态特性又对整流器的输出功率、功率因数和直流侧电压有约束作用。本文通过比较研究, 采用文献[2]给出的L值下限与文献[3]给出的L值上限, 通过验证可以确定这种选取方法是合理简便的:

其中, Um是交流侧相电压峰值, ω是交流侧电压频率, Ts是PWM开关频率, Im是交流侧电流的峰值, Pout是整流器的输出功率。

从整流器的电压外环的快速性跟随性方面看, 电容值应该取的尽可能的小, 从而直流侧电压能够快速跟随给定的电压;从整流器的的输出直流侧电压的抗干扰能力的方面看, 电容值应该取得尽量的大, 从而限制负载的扰动对输出直流侧电压的影响。这里综合考虑输出电压的跟随性以及抗干扰能力选取文献[1]的上限与文献[4]的下限:

一般情况下, 工程上常取

其中, ΔUdcmax是最大直流电压波动, cosφ是功率因数, tr是不可控整流电压平均值跃变到直流电压设定值所需的上升时间, Idm是直流电压指令阶跃给定后直流侧最大输出电流 (给电容负载充电) , Vde是直流侧额定输出电压, Vd0是不可控整流的输出电压, VX是三相整流器网侧相电压有效值, V1是网侧线电压有效值。

5 Matlab仿真

通过以上分析建立该系统的Simulink仿真系统, 控制采用电压外环电流内环的反馈控制, 两环都采用PI控制器。主电路及控制各参数如下:电网输入线电压30V, 频率50Hz, 直流输出电压48V, 额定输出功率100W, 额定功率因数1, 电感3mH, 电容4000μF, 等效阻尼电阻0.01Ω, 负载50Ω, PWM开关频率10kHz。由式 (7) 、 (8) 、 (15) 、 (16) 计算并进行稍微调整可得电流内环Kip=40, Kii=50, 电压外环Kup=3, Kui=0.05。

其直流电压输出波形如图6所示。对图分析可以看出在0.03s电压波形基本趋于稳定, 超调量为4.48%, 由此说明快速性及稳定性都满足系统的指标要求。

为了测试系统的抗负载干扰能力, 在0.05s时直流侧负载电阻减半, 仿真波形如图7所示。由图可知突然改变负载时, 直流侧电压减小, 波形慢慢下滑经过大约0.02s的时间波形恢复稳定状态, 由此可见系统的抗负载干扰能力满足要求。

在系统0.08s时突然使直流电压指令值由48V跃变至60V, 电压输出波形图如图8所示。从图中看出系统经过不到0.03s的时间, 系统就能追踪要求的指令值, 从这点说明系统的跟随性能比较好。

鉴于系统的各个动态性能与电流内环的设计密切相关, 那么对该系统的电流内环进行分析验证, 对输入电流进行dq坐标变换, 按照理论, 当功率因数为1的时候, d轴电流值应为一常数, q轴电流值应为0, 图9为该系统的dq轴电流的输出波形图。由图知dq轴电流值符合理论分析, 验证了该系统的设计是满足要求的。

图10为电压外环PI输出波形图和电流输出波形图, 可以看出电流基本能跟随电流的给定值-1, 这里也验证了该系统的跟随性能是满足要求的。图11所示为交流测电流单机波形图。

6 结束语

主要对三相VSR的数学控制系统的设计进行了分析, 并总结出一套控制策略来确定系统的PI参数, 用Matlab系统仿真, 验证了各种输出扰动输出波形满足系统要求, 也验证了系统具有良好的跟随性能。最后得出利用本文控制策略设计的小功率的三相VSR的各种PI参数具有很强的实用性。

参考文献

[1]张崇巍, 张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社, 2003.

[2]刘坤.PWM整流器控制策略的研究[D].北京:北方工业大学, 2009.

[3]徐金榜, 何顶新, 赵金, 等.一种新的PWM整流器电感上限值设计方法[J].华中科技大学学报:自然科学版, 2006, 34 (4) :33-35.

整流电路-教学反思第2篇

《电工电子技术》是机电一体化等专业的专业基础入门课程，该课程以实际应用为导向，结合高职院校学生的特点，旨在培养学生分析实际问题的能力、理论与实践相结合的能力。

通过本次授课，从以下方面进行教学反思：

一、教学理念

本次课贯彻高职教育“以学生为主体，教师为主导”（“以生为本”）的教学理念，以实际应用为导向，通过教师的组织与指导，引导学生发挥主观能动性，提高学生学习的积极性和主动性，将课堂知识和实际应用巧妙结合，使学生学有所乐、学有所用、学有所得。

二、教学方法

以实际应用导入课程，将问题引导教学法、探究式教学法贯穿课堂始终，构建“自主、合作、探究”型教学模式。

三、教学过程

结合自制稳压充电器，由实际应用导入，引起学生感官刺激，突出本次内容重点——整流。

整流控制第3篇

关键词：PWM整理器；直接功率控制；模型预测控制；Space Vector Pulse Modulation

DoI：10.15938/j.jhust.2016.06.017

中图分类号：TM461

文献标志码：A

文章编号：1007-2683（2016）06-0090-05

0.引言

整流器作为电力电子装置中交一直流变换的重要组成部分，在各个领域都具有广泛的应用，从20世纪80开始，国内外很多研究人员针对PWM整流器不同的控制策略做出很多的努力，但是较为成熟而且应用最广泛的控制策略是电网电压控制和直接功率控制，一般情况下，PWM整流器主要有两个控制方向：①保证输出直流输出电压与系统给定的参考一致，并且不受外界影响；②确保PWM整流器在单位因数下运行，为了确保得到相应的输出电压，几乎在所有的PWM整流器控制策略中，都采用电压外环控制，与此同时根据不同的控制策略还会采用相应的内环控制，由此构成了一个双闭环控制系统.PWM整流器控制策略中的内环控制主要是由被控对象决定，根据被控对象的不同，可以把控制策略分为电压矢量定向和虚拟磁链矢量定向控制两大类。

随着对PWM整流器结构研究的不断深入，世界各国学者针对不同问题相继提出一系列的控制策略，Lee为了简化信号检测所提出的无电网电动势传感器控制策略，Green利用PWM整流器的输出电流对逆变器的网侧电流进行重构，这种方法为无交流电流传感器的PWM整流器研究奠定了基础，Hasan等为了解决PWM整流器在大范围内的稳定性问题，利用整流器系统中电感和电容的关系，建立了Lyapunov函数，Moran等认为PWM整流器交流侧电流的畸变是由电网的负序分量引起的，并提出了在三相电网不平衡条件下的交流侧电流和直流侧电压的时域表达式，Vincenti等提出一种正序dq旋转坐标系下的前馈控制策略，由于系统所采用的PI控制无法实现无静差控制，会使负序分量重出现2次谐波，所以这种控制策略无法完全消除负序分量的影响，Song等针对这种情况，对Vincenti所提出的方案进行改善，提出一种基于同步旋转dq坐标系下的正序和负序两套独立的控制方案，这样就可以通过PI控制器实现无静差控制，因此这是理论完善的控制方案，数学模型的搭建是PWM整流器控制策略研究的重要理论基础，Green所提出的PWM整流器坐标变换数学模型，降低了建立控制策略数学建模的难度，Rim等人搭建了PWM整理器坐标变换的低频等效模型，Mao H在前人学者研究的基础上提出了一种降阶小信号数学模型，简化了PWM整流器的数学模型和特性分析过程，我国学者史伟伟等建立了基于状态空间平均法的PWM整流器主电路等效数学模型，为系统设计提供了重要的理论依据，本文针对三相电压型PWM整流器的控制策略，提出了一种基于模型预测的直接功率控制策略。

1.传统VO-DPC控制系统

采用VO-DPC系统的三相电压型PWM整流器的系统结构如图l所示。

图1中的控制系统包括直流电压外环和功率内环，主电路包括：交流电压电流检测电路、滤波电感、功率开关管、直流侧电容和负载组成，工作原理：系统通过交流侧的电压电流检测电路检测出电流电压U_{a、U_{b、U_{c。和交流电流i_{a、i_{b、i_{c让后将这6个变量经坐标变换变换到两相静止αβ坐标系或两相旋转dq坐標系下的变量U_{α、U_{β、i_{α、i_{β或者U_{d、U_{q、i_{d、i_{q然后得到该坐标系下的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q，然后将瞬时功率送到滞环比较器中，通过与系统给定的瞬时功率参考值作比较，得到相应的输出量S_n。和S_q，与电源电压矢量位置划分θn共同确定开关矢量表中相应的开关信号S_{a、S_{b、S_{c，通过对功率开关管的导通与关断时间的控制对瞬时功率与直流输出电压进行控制.其中，瞬时有功功率由直流电压外环的PI控制器输出与直流电压确定，瞬时功率设定为O。}}}}}}}}}}}}}}}}}

2.模型预测控制算法研究

基于模型预测直接功率控制系统的三相电压型PWM整流器系统结构框图，如图2所示。

3.实验验证

本文在matlab/simulink中搭建三相电压型PWM整流器VO-DPC策略系统与MP-DPC策略系统的仿真模型，通过对仿真结果进行对比分析，来证明本文所提出方法的可行性以及有效性。

3.1系统稳态时交流侧电压电流波形

两种方法的系统仿真模型的输入均为220V交流电压，输出为700V直流电压，图3为直流输出侧稳定后交流侧A相电压和电流。

图3可见，这两种控制方法电压和电流的相位均相同.因此，这两种方法均可以达到在单位功率因数下运行的目标，由于VO-DPC策略系统开关频率不固定，导致电流谐波形范围增大，波形波动较大，图4为两种控制策略的傅里叶分析，从图中可以看出，采用电压定向型直接功率控制策略的PWM整流器的电流畸变率高达35.96%，而采用MP-DPC策略的PWM整流器电流畸变率只有5.67%，电流波形得到了很好的改善。

3.2系统稳态时瞬时功率波形

本文针对PWM整流器的两种DPC策略进行研究，这两种策略都是以瞬时有功功率和瞬时无功功率作为控制目标，因此有必要针对功率进行仿真分析，图5为系统稳态时两种策略瞬时功率波形，从图中可以看出，瞬时有功功率与无功功率均在系统所给定参考功率附近波动，有功功率在12kW附近波动，无功功率在0附近波动.通过比较可知，采用MP-DPC策略的功率波形波动较小，稳定性更好。

3.3系统稳态时直流电压波形

两种控制策略的直流输出电压参考值都为700V，图6为两种控制策略的直流电压输出波形，从图中可以看出，两种控制策略都具有较好的电压跟踪效果，但是采用模型预测直接功率控制策略的输出电压的偏差较小，波形的波动更小一些，因此电压跟踪效果更好。

4.结语

通过本节仿真分析可知，两种控制策略均可以达到单位功率因数运行的目标，且电压跟踪效果良好，但是与VO-DPC相比，MP-DPC策略不但能够固定系统开关频率，输入交流电流畸变率低，而且系统仿真波形波动较小，稳定性能良好。

三相PWM整流器控制策略第4篇

关键词：三相PWM整流器,模糊控制,功率因数校正

随着经济和科学技术的发展, 在电力电子变流装置中所采用的大量的二极管不控整流电路或是晶闸管相控整流电路在获得了直流电压的同时也会产生大量的谐波, 这些大量的无用谐波进入到电网中将会对电网的供电质量造成严重的影响, 为解决这一难题, 可以在交变整流装置中采用三相PWM整流器作为主要的交变器件, 以此可以在获得直流电压的同时最大限度的减少其对于电网的谐波影响。本文分析了三相PWM整流器中所采用的几种控制方法, 以此来使得网侧电流的正弦化, 提高供电质量。

1 三相PWM整流器的工作原理

整流器的发展经历了不控整流器、相控整流器直至现今所示使用的三相PWM整流器等的一系列的发展历程, 最早的整流器所使用的晶闸管容易导致网侧电压波形的畸变, 从而对电网的供电质量产生严重的影响, 在相控整流器时代, 虽然通过改善了网侧的功率因数, 但是其所产生的谐波影响仍然较大。为更好的确保电网的质量, 通过研发改进, 使用了全控型功率开关取代了原先的功率部件, 研发出了三相PWM整流器。三相PWM整流器是一个能够对交、直流侧都进行控制的四象限运行的交流装置, 其主要是由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路等部分组成。三相PWM整流器交流侧工作关系图如图1所示。在三相PWM整流器工作时其在四象限的工作规律如下:

(1) 在电压矢量工作在AB段时, 整个三相PWM整流器处于整流状态, 当三相PWM整流器在B点运行时, 三相PWM整流器主要由单位功率因数整流控制, 而当三相PWM整流器在A点运行时, 三相PWM整流器则会从电网中吸收感性无功功率。

(2) 当三相PWM整流器矢量在BC段运行时, 整流器仍然处于整流状态, 这一阶段, 三相PWM整流器通过从电网中吸收有用功及容性无功功率, 实现电能传输至直流负载端。

(3) 当三相PWM整流器运行在CD段时, 整个三相PWM整流器处于有源逆变状态, 在这一阶段, 电能将从电网到直流侧转换为从直流侧到电网的逆转变, 同时, 可以在D点时通过采用单位功率因数有源逆变实现对于三相PWM整流器的控制。

(4) 当三相PWM整流器运行在DA段时, 整个三相PWM整流器处于有源逆变状态, 电能将从三相PWM整流器直流侧向电网侧进行传输。

做好对于三相PWM整流器的四象限控制法主要通过:

(1) 控制三相PWM整流器的交流侧的电压从而实现对于三相PWM整流器的间接网侧控制。

(2) 通过对网侧电流的闭环控制来实现对于三相PWM整流器的网侧电流的直接控制。

2 三相PWM整流器的控制策略

三相PWM整流器是一种较为典型的开关非线性控制系统, 其工作状态主要根据的是开关的状态在多个线性系统间的周期性切换的过程。在对三相PWM整流器进行控制时, 三相PWM整流器中的任意一相的PWM相关波形还会与另外两项的开关状态进行相互的影响, 因此需要在做好三相PWM整流器的控制时引起足够的重视。在三相PWM整流器的控制中主要采取的是双闭环的控制策略。

2.1 三相PWM整流器的控制结构

在三相PWM整流器的控制结构中为了使得三相PWM整流器能够获得较为优良的整流输出特性, 在三相PWM整流器整个控制结构主要采用的是由电压环和电流环所组成的双环控制结构, 其中控制用的电压环主要用于对于整流输出电压的控制, 而电流环则主要被应用于对三相PWM整流器网侧单位功率因数正弦波电流的控制。在三相PWM整流器控制结构主电路参数的选择上应当经过充分的、合理的计算确保参数选择的合理性, 提高控制系统的工作性能。在三相PWM整流器直流电压的选择上, 既要使得其能够满足负载对于电压的要求, 同时也要使得其能够使得流过滤波电感中的电流的波形为正弦波, 因此需要选择合理的直流电压。在交流电感值的选择上需要使得电感上的压降尽量取较小的值, 在一个开关周期内交流侧电流的最大超调量尽可能的小。同时还需要控制交流侧的电流谐波失真, 避免其对三相PWM整流器的控制造成影响。在三相PWM整流器直流侧电容的选择上需要确保电压环控制的跟随特性, 并且电容的取值应当尽量较小, 以使得三相PWM整流器的控制系统的直流侧电压能够实现快速的跟踪, 在满足电压环控制的抗扰性能指标的基础上, 应尽量选取较大值的电容, 提高三相PWM整流器的控制性能。

2.2 三相PWM整流器中的双闭环整流系统的控制策略

在三相PWM整流器的控制系统中主要采用的是双环控制, 分别是电流环和电压外环, 在设计多环控制系统中其主要原则是从内环开始逐步向外环扩展。在三相PWM整流器的控制设计中采用的首先是从电流环入手, 设计好三相PWM整流器中的电流调节器, 而后将整个电流环作为是电压调节系统中的一个重要环节, 而后再完成对于三相PWM整流器中电压调节器的设计。在电流环的设计中, 为了确保实际使用时能够满足电流环的快速控制要求, 在做好积分调节器的使用上需要做好相应的控制, 在满足其静态特性的基础上只使用比例调节器, 一般情况下, 首先需要将电流环的增益调节到最大而后在完成对于电压外环增益的调节。在电压外环的设计过程中, 整流器直流电压要远高于线电压的峰值, 在调制比的选择上可以选取。当开关拼音要远远大于电网基波频率时, 可以将电流内环的闭环传递函数简化为一个一阶惯性环节, 同时在结构的选择上, 电压调节器可以选用PI调节器, 将电压采样延时时间与电流内环等效时间常数进行合并, 提高三相PWM整流器控制的设计效果。完成了对于三相PWM整流器控制的设计后还需要根据实际情况进行一定的微调使其选取一组较为优化的PI参数。

在三相PWM整流器的控制方案的设计上, 由于其控制是一个多输入、多输出的非线性控制, 因此, 做好对于三相PWM整流器的控制是一项复杂的工程, 针对非线性的特点, 采用较多的是建立一个小信号的模型来进行线性模拟, 并通过对于三相PWM整流器控制的优化, 可以使得其补偿设计更为简单, 最后通过使用DSP来做好对于三相PWM整流器的控制。根据所建立的三相PWM整流器控制的模型使用两个独立的补偿网络, 从而实现对于有功和无功分分量的控制, 便于对于变换器的单位功率因数的运行, 整个控制系统采用DSP进行控制处理, 通过对三相PWM整流器进行数据采样后, 对于采集好的电压与电流数据进行转换和处理, 在控制中采用PI补偿网络, 将电压环输出作为电流环的参考给定量的有功分量, 电路工作在单位功率因数的条件下, 做好对于三相PWM整流器的控制。在设计电流环PI补偿网络K的零点等于电流环控制对象的极点, 从而抵消电流环控制对象低频极点R/L, 取电流环带宽为开关频率的很小一部分, 完成对于控制系统的补偿后其电流内环近似与一阶惯性环节。在设计电压环PI补偿网络零点等于电压环控制对象的极点, 电压外环带宽多取开关频率的1/60。在整个三相PWM整流器控制系统中的传递函数所涉及的参数多为定量, 同时还需要考虑到实际输入电网的变化范围在一定的范围内, 使得整个控制系统中只有负载量, 从而使得在设计补偿网络时能确保系统在一个大范围内的稳定性。

结语

三相PWM整流器的应用对于减小对于电网的影响, 提高供电质量有着重要的意义。本文在分析三相PWM整流器工作原理的基础上对三相PWM整流器的控制策略进行了简单分析介绍。

参考文献

[1]徐鸿德.电力电子系统建模及控制[M].北京:机械工业出版社, 2005.

[2]张崇巍, 等.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社, 2003.

桥式整流电路说课稿第5篇

杭州电子信息职业学校

徐瑜

一、说教材

（一）本节课内容的地位和作用

整流电路是直流稳压电源电路的第一个环节，也是关键的一个环节。单相桥式整流电路是整流电路中的一种，由于其优点明显，实用性强，在大、中、小型各种实际电路中都有十分广泛的应用。职高电子专业《电子技术基础》会考考纲中也明确要求学生：熟悉桥式整流电路的结构、工作原理；掌握有关参数计算；能根据整流电路要求选择二极管。另外，无论电子专业还是计算机专业，高职专业课考试中也必然出现这方面知识点。由此，单相桥式整流电路在本学科中的地位和作用可见一斑。

（二）教学目标

根据教学大纲对本节课的具体要求，同时针对职高电子专业学生的心理特点和认知水平，结合教材，本着面向全体、使学生全面主动发展的原则，确定本节课的教学目标如下：

1、知识目标：

识记VL、V2、IV、IL的关系能复述桥式全波整流电路的工作原理掌握桥式整流电路的连接方法

2、能力目标：

体验科学探究过程提高知识迁移能力

能应用桥式全波整流电路解决简单问题

3、情感目标：

通过引导学生设计新的整流电路让学生体验学习过程的快乐，保持学习电子线路课程的热情。

（三）重点和难点

重点：发展科学探究能力，（单相桥式整流电路的电路结构、工作原理）难点：为正半周和负半周分别设计单向通路，（单相桥式整流电路工作原理的理解及应用）

（四）教材处理本节内容采用陈其纯主编的《电子线路》作为教材。根据学生实际情况，需对教材加以处理，把单相全波整流电路分成一、变压器中心抽头式单相全波整流电路和本节内容：

二、桥式单相全波整流电路两节课。教材中四个整流二极管的位置判断方法并未涉及，而实际应用中是必须掌握的，因此在本节课中加以补充。教材中电路工作原理的文字讲解使用符号较多，教师应在第一轮讲解工作原理时，中文名称和英文符号始终对应，板书时中文名称和英文符号都列出，便于学生理解消化和课后正确复习。

二、说教法和学法

叶圣陶曾说过：“教是为了不教”。本节课的教学任务之一，就是通过启发和引导学生设计桥式整流电路，教给学生科学探索的方法，培养科学探究的能力，和创新精神。根据教材和学生的特点，采用如下教法：目标分步展示贯穿整个教学过程，充分运用多媒体课件形象直观演示的启发式探究法；图文结合法；总结归纳法；练习法和分层教学法。

古人说：“授之以鱼，不如授之以渔”。我们说：“方法是打开知识宝库的金钥匙”。与教法相适应，采用的学习方法，让学生眼口手脑并用，充分发挥思维，激发学生学习《电子线路》的兴趣。注重“以教师为主导，学生为主体，训练为主线”的模式，培养学生的自主学习能力，使学生在学习过程中感受到学习的快乐和成功的愉悦。成为学习的主人。

学生状况分析：通过前面几节课的学习，学生已基本掌握两种整流电路：单相半波整流电路和单相全波整流电路。总体上对整流电路的工作情况和学习方法有所了解。这些都为本节课的学习打下了良好的基础，便于教师在新课中引入、展开、比较、深入。

三、说教学过程（教学程序设计）

（一）复习回顾引入新课：（3 ~ 5 分钟）

放映幻灯第二、三张，复习半波整流电路和全波整流电路。引导学生指出这两个电路各自的优、缺点有哪些？

半波整流电路优点是电路简单，变压器无抽头。缺点是电源利用率低，输出电压脉动大。全波整流电路优点是整流效率高，输出电压波动小。缺点是变压器必须有中心抽头，二极管承受的反向电压高。

引导学生提出：能否结合两个电路的优点，再做改进呢？设想：用半波整流电路的变压器，把无抽头变压器v2负半周利用起来。

（二）新课教学：（25 ~30 分钟）1．探索新的整流电路

放映幻灯第四张、第五张（共8个动画），引导学生用半波整流电路的变压器设计出新的全波整流电路。

动画展示要解决变压器中随正负半周变化的电流方向和整流后负载中不变的电流方向之间的连接问题，引导学生思考、讨论并提出正半周、负半周变压器和负载之间用什么样的连接方法。分成4步：

（1）变压器与负载之间用两组连线连接。（2）在两组连线之间装开关-----自动开关。

（3）用二极管替换开关。

（4）完成整流电路的设计。给出整流电路名称：桥式全波整流电路。

2．熟悉性能掌握原理（实施分层教学）

放映幻灯第六张，学生复述桥式整流电路原理，使一部分还没掌握桥式整流电路原理的学生有再学习的机会。分析负载电阻上电流方向，确认负载电阻上得到的是直流。确认每一个半周整流后都有电流输出，得到全波整流电路。

放映幻灯第七张，用动画将分析过的桥式整流电路（前面为了便于学生观察，没有画成书上常见的图形）变形，成为标准全波整流电路图。要求学生画标准全波整流电路图。

3．电路参数计算及选择

（6）放映幻灯第八张第九张，对照桥式整流波形，请学生分析VL与V2、IL与V2、RL的关系，识记有关公式。例题讲解，熟悉公式的运用，二极管的选择。

4．桥堆的认识和连接

（7）放映幻灯第十张至第十二张，认识二极管桥堆，练习将桥堆接到电路上。

5．尝试应用新知识创造新设备

（8）放映幻灯第十三张，设计无换向器直流发电机，用新学的知识解决与已有知识相关的问题，使新知识内化，又能使学生对初中学习的知识有新认识。用可以拖动的画面，请学生组装，让同学评价。

（三）总结反馈（10 ~ 15分钟）

1．回顾得到桥式全波整流电路的过程。[师生互动]

放映幻灯第十四张，由在变压器与负载间接两组连线------两臂摆动的桥------3 4个开关构成的想象中的整流电路-----二极管替换开关-----桥式全波整流电路，落实发展科学探究能力的目标。

2．电路参数公式巩固[师生互动]

放映幻灯第十五张。请学生复述负载和整流二极管上的电压和电流的公式。

3．课堂反馈和故障分析[学生活动]

放映幻灯第十六张。强调桥式整流电路的连接方法。（文字简单，便于记忆）给出3种不同形式的电路图，（板书）要求根据负载上电流的方向，正确摆放四个整流二极管。以大组为单位，开展拼图竞赛（用接龙的方法让每个学生参与，调动积极性）

如果有学生接错二极管，（极性接反）

提出问题：会导致什么结果。有一个二极管断路，又会导致什么结果？放映幻灯第十七张。思考题：有一个二极管极性接反、或短路会导致什么结果（增强安全意识）。有一个二极管断路，又会导致什么结果？

（13）放映幻灯第十八至二十一张，用电路形象地得出结果。（可作为机动）

4．作业布置：

[基本原理理解应用]：练习一10、11（必做）[深入理解应用]：练习一12（选做）

实践作业（项目作业）：在现实生活中，找出一电路，其中含有单相桥式整流电路。并通过测量参数，看看电路是否正常工作；若出现故障，尝试排除。（选做）

四、说板书与练习设计

（一）板书设计

由于本节课以多媒体课件为主，因此板书可根据课堂的实际情况书写一些关键内容。

（二）练习设计

小信号精密整流电路设计第6篇

摘要：精密整流的作用是将交流小信号在过零处准确转换为直流信号。传统的二极管整流电路中，当输入电压小于二极管的开启电压时，二极管截止，输出电压为零；当输入电压大于开启电压，并使二极管完全导通，此时输出电压等于输入电压减二极管导通电压，输出电压小于输入电压，即输出电压只能反映出输入大于导通电压的部分。因此，当输入电压值较小，为某一交流小信号时（信号有效值与二极管的导通电压相近），二极管整流电路就会产生明显失真。所以，对交流小信号的整流不能用二极管。本文中所论述的小信号精密整流电路，是以运算放大器为核心器件，将双极性信号转换为单极性信号。

关键词：交流；小信号；整流；运放；波形

中图分类号： TU9 文献标识码： A 文章编号： 1673-1069（2016）25-176-2

1 电路组成

1.1 电路组成框图

交流小信号首先经过半波整流部分产生一半波信号，该信号再送入后级与输入信号进行叠加反向，输出的波形为全波整流信号。这个信号经一阶滤波电路后可得到较为平稳的直流信号。

1.2 电路原理图

电路图中由U1、D1、D2、R1、R2构成半波整流部分；由U2、R3、R4、R5构成叠加反向部分；由R6、C1构成一阶滤波部分。

假设电路中二极管导通电压为0.7V，而集成运放的开怀放大倍数一般为万倍级，此时运放输入端仅需微伏级的净输入量就能使二极管导通。所以，运放输入端电压的微小变化，就能使输出跟随其发生变化。小信号精密整流电路正是利用了这一特点，来实现对交流小信号的整流。

电路中集成运放的型号主要根据输入信号的电压幅度及频率进行选择。通常会选择幅值范围较大的轨到轨运放。

2 电路工作原理分析

2.1 半波整流部分

2.1.1 当输入交流小信号为电压正半周时：

因为ui>0，所以U1的输出电压uo1<0，使D1导通、D2截止。此时R1、R2、U1构成反向比例放大电路，其输出电压uo1=-（R2/R1）ui。电路中取R1=R2，所以uo1=-ui，电路为放大倍数为-1的反向放大电路。

2.1.2 当输入交流小信号为电压负电压时：

因为ui<0，所以U1的输出电压uo1>0，使D1截止、D2导通。由于D1截止，使U1输出端的信号uo1不送入下一级（即U2的输入端）；因为同向端接地，所以反向端电压为零，而此时D2导通，因此U1的输出电压uo1被钳位在0V（即uo1=0）。

2.2 叠加反向部分

由硬件电路图可知，R3、R4、R5和U2共同构成了个反向加法电路，它将输入信号ui和U1的输出信号uo1进行反向叠加运算。uo2=-（R5/R3）uo1-（R5/R4）ui，因为2R3≈R5、R4=R5，所以uo2=-2uo1-ui。

2.2.1 当输入交流小信号为电压正半周时：

①uo1为输入信号：因为U1输出的电压为uo1=-ui，该信号经U2后输出为uo2=2ui；

②ui为输入信号：该信号的输出为uo2〞=-ui；

③U2的输出uo2=uo2+uo2〞= ui。即当输入为正半周时，为等量同向输出。

2.2.2 当输入交流小信号为电压负电压时：

①uo1为输入信号：uo1被钳位在0V，即R3左侧电压为0，而R3右侧电压根据虚短可知也为0，所以理想情况下此时无电流流入U2，即uo2=0；

②ui为输入信号：该信号的输出为uo2〞=-ui；

③U2的输出uo2= uo2+ uo2〞=-ui。即当输入为负半周时，为等量反向输出。

2.2.3 在整个周期内：U2的输出为正半周电压加负半周的反向电压，从而实现了交流整流。

2.3 电路等效框图

在整个周期范围内，通过R1、R2的支路的放大倍数为-1，通过R3的支路的放大倍数为-2，通过电阻R4的支路的放大倍数为-1。所以，该小信号精密整流电路可以用下面的等效框图表示。

3 波形仿真

3.1 U1输出仿真波形

3.2 U2输出仿真波形

3.3 滤波后波形

参考文献

[1] 赛尔吉欧·佛朗哥.基于运算放大器和模拟集成电路的电路设计[M].西安交通大学出版社，2009.

[2] 科特尔.运算放大器权威指南[M].人民邮电出版社，2010.

级联型PWM整流器控制策略研究第7篇

目前,大容量高耐压的单模块IGBT已经可以做到6500V,600A,但仍然不能满足一些高压大容量变流器的要求。同时,多电平技术还可以带来其它优点,如开关频率降低,电压波形正弦度好,谐波损耗小等,使变流器性能得到优化。

多电平拓扑包含3种基本类型电路:二极管钳位型,电容钳位型,H桥级联型。相比而言,前两种需要直流母线电容均压来提供逆变器工作电源,存在直流母线电容电压的平衡问题,增加了控制的难度。研究表明,在某些负载条件下,将出现母线电压无法控制的情况[2]。而级联型H桥逆变器由于具有模块化结构,独立的工作电源,避免了其它类型拓扑的母线电容电压平衡问题,使得控制相对简单。经过多年的深入研究,其控制技术已经成熟,并形成了规模产品。

2 级联型PWM整流器控制算法

级联型PWM整流器,研究相对较少。它具有与级联型H桥逆变器相同的拓扑结构(见图1),但输入输出端互换,H桥的输入端级联后接入单相电网。该拓扑是级联型H桥逆变器的逆运用,但同样具有重大的现实意义。由于输入侧为多级级联形式,可以直接接入高压电网,从而省去了传统拓扑中的移相变压器,大大减少系统整机的体积、重量与成本;它可以通过控制减小网侧电流的谐波,降低谐波损耗,并在理论上可以实现电网输入的单位功率因数;同时能够4象限运行,系统能量双向流动。用于调速系统时,通过把制动能量回馈到电网,达到节能的效果。因此,级联型PWM整流尤其适合机车牵引、电力推进等场合[3]。级联型PWM整流器虽然与级联型H桥拓扑相同,但在控制策略上有其特点,并不能照搬使用[4,5,6]。因此,本文对级联型PWM整流器进行数学建模,并在此基础上研究控制策略;对该策略进行仿真研究,验证方法的有效性,并分析其控制特点,得到基本的结论。

2.1 数学模型

级联型PWM整流器具有较多的开关状态。对于单级PWM整流(以图1第一级整流桥为例),以桥臂上管导通为“1”,关断为“0”,由于同一桥臂的上下管开关状态相反,因此用左右桥臂上管的开关状态组合即可表示单级PWM整流器的开关状态。显然,单级整流器可以有(0,0),(1,0),(0,1),(1,1) 4种状态。假定整流器输出电压稳定为Udc1,则这4种开关状态对应于整流器交流侧U1的3种电压:+Udc1,-Udc1,0。其中U1=0时存在开关冗余,对应开关状态(0,0),(1,1)。在这里,用开关函数S来表示整流器的开关状态,S取值为+1,-1,0分别代表整流器交流端电压为+Udc1,-Udc1,0 3种情形。同理,多级PWM整流器的开关状态可以用Si(i=1,2,3,…)表示。

以3级为例,建立级联型PWM整流数学模型。各个物理量以及正方向如图1所示。以输入电流is,输出电压Udc1～Udc3为状态变量,认为输入电压以及各级负载电流为扰动变量,根据电压电流关系可得状态方程

$\begin{array}{l} \frac{d Ι_{s}}{d t} = \frac{U_{s}}{L_{s}} - \frac{R_{s} Ι_{s}}{L_{s}} - \frac{S_{1} U_{d c 1}}{L_{s}} - \frac{S_{2} U_{d c 2}}{L_{s}} - \frac{S_{3} U_{d c 3}}{L_{s}} \\ \frac{d U_{d c 1}}{d t} = \frac{S_{1} Ι_{s}}{C_{1}} - \frac{Ι_{L 1}}{C_{1}} \\ \frac{d U_{d c 2}}{d t} = \frac{S_{2} Ι_{s}}{C_{2}} - \frac{Ι_{L 2}}{C_{2}} \\ \frac{d U_{d c 3}}{d t} = \frac{S_{3} Ι_{s}}{C_{3}} - \frac{Ι_{L 3}}{C_{3}} \end{array} (1)$

将式(1)写成状态方程的形式,有

$\dot{x} = A x + B u + C w$

式中:x为状态变量矢量,x=[IsUdc1Udc2Udc3]T;u为开关函数矢量,u=[S1S2S3]T,各个元素取值可以为0,+1,-1;w定义为扰动矢量,w=[UsIL1IL2IL3]T。

系数项表达式为

$\begin{array}{l} A = [\begin{matrix} - R_{s} / L_{s} & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 \end{matrix}] \\ B = [\begin{matrix} - U_{d c 1} / L_{s} & - U_{d c 2} / L_{s} & - U_{d c 3} / L_{s} \\ Ι_{s} / C_{1} & 0 & 0 \\ 0 & Ι_{s} / C_{2} & 0 \\ 0 & 0 & Ι_{s} / C_{3} \end{matrix}] \\ C = [\begin{matrix} 1 / L_{s} & 0 & 0 & 0 \\ 0 & - 1 / C_{1} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & - 1 / C_{2} & 0 \\ 0 & 0 & 0 & - 1 / C_{3} \end{matrix}] \end{array}$

由于系数矩阵B与状态变量相关,且有含开关函数项u,因此,该数学模型为时变非线性系统。

2.2 控制策略研究

级联型PWM整流器控制目标有:输入功率因数为1,即输入电流的相位与输入电压相同;输出的各级直流电压相等,稳态值为参考值。因此,需要对输入电流、输出电压进行反馈控制。下面分述之。

2.2.1 电流控制

PWM整流器的电流控制有直接法和间接法[7]。由于电流环作为内环,需要有较快的响应速度,因此一般采用直接电流控制法。常用的直接电流控制方法有3种:PI控制、滞环控制、预测控制。本文重点讨论PI控制方法。PI控制中,电流给定值由电压环的输出提供,与电流实际值比较后得到电流误差信号,经过电流调节器输出调制信号,再与载波信号(一般为三角波)作比较得到调制控制脉冲。

调制脉冲与桥臂各个开关脉冲之间的关系由整流器的电压方程决定。

由式(1)得到单级PWM整流器的电压方程

$L_{s} \frac{d Ι_{s}}{d t} = U_{s} - U_{d c} \times S (2)$

式(2)表述了电网电压极性、电流误差信号的变化趋势与开关状态S的关系(见表1)。根据S的状态可以得到各路桥臂开关的控制脉冲。

电流PI调节器的结构可用图2表示。其中,考虑控制器运算时间、PWM延迟等因素,加入了延迟环节,其传递函数用一个惯性环节近似。

由图2可求得电流调节器的开环传递函数为

$F_{i} (s) = \frac{Κ_{p i} s + Κ_{i i}}{s (Τ_{1} s + 1) (s L_{s} + R)}$

通过传递函数可以根据实际设计要求,配置PI参数,使得电流调节器具有较好的动态响应,同时满足稳定性的要求。

2.2.2 电压控制

电压控制的目标是3级整流器的输出电压相等并稳定。采取2种控制策略:一种是使用3个电压调节器分别对3个整流器进行输出电压调节;另一种策略控制3级整流器输出电压的总和,并使整流器输出电压之间相互相等。前一种方法需要较多的调节器,同时产生3路PWM控制信号;后一种方法则只需一路PWM信号,相对结构简单。为简化设计,考虑后一种控制策略。该策略包含总电压的控制与各级电压平衡2部分。

2.2.2.1 总电压控制

把级联型整流器作为一个控制整体,以3级直流母线电压之和作为反馈值与给定值比较,误差信号经过电压调节器后,与电网电压相乘,得到包含电压相位信息的信号,把它作为电流参考值。电压调节器与电流调节器相结合即得到总体控制框图,如图3所示。

2.2.2.2 各级电压平衡策略

将3级直流母线电压从小到大排列为Umin,Umid,Umax,按照表2的控制策略进行控制,在幅值不同阶段给相应的整流器发PWM控制信号。在调节器的作用下,各级直流母线电压趋于相等。从表2可以看出,不管电源电压为何值,均满足式(1)。

3 仿真结果与分析

利用Matlab中的Simulink对所述的控制策略进行仿真。仿真参数为:电网电压Us幅值380V,频率50Hz,Uref=150V,Ls=5mH,Udc1(0)=150V,Udc2(0)=120V,Udc3(0)=130V,R1=R2=60Ω,R3=100Ω,C1=C2=C3=4.7mF。参数选择的目的是验证在不同负载、不同的直流母线电容初始电压条件下,控制策略的有效性。

图4是3级直流母线电压波形。结果表明,尽管电容初始电压、负载电阻有所不同,但是通过对总电压的调节以及各级电压平衡控制,各级整流器输出电压能够很快地达到平衡,稳定在电压参考值150V。同时,可以发现,处于稳定运行时,各级输出电压波形仍含有谐波分量,其频率为100Hz。这是由于输入功率含有2倍频的分量导致的[7]。图5是输入电压电流波形。由图5可见,电流相位与电压相位一致,表明电流调节器能够使电流快速跟踪电压,验证了其有效性。

图6是级联型PWM整流器的交流侧电压波形。可以看到,电压是7电平波形。其最大幅值就是各级整流器输出电压总和。根据仿真参数,电压参考值是150V,而输入电压幅值是380V,因此,每个周期都有3级整流器参与PWM调制。若电压参考值增大为200V,每周期只有两级参与调节,则只能得到5电平的电压波形。可见,电压参考值的设定对整流器的性能具有影响。

图7是t=0.15s时,负载变化(R3:100～33Ω)输入电流与输出电压的波形。由图7可见,随着负载变大,输入电流也增大,而直流母线电压经过很短的时间就达到稳定。稳定时输出电压的二倍频交流分量电压的波动也有所增加。

图8a是调制波波形。这波形并不是正弦波,而是类似于3段调制波形的组合。可以发现,这3部分调制波若加上一定的直流偏置再叠加起来,就可得到一个接近正弦波的波形,它是由电压平衡控制策略所决定的。相对应的整流器输出电流波形局部放大见图8b。可以看到,在调制波的作用下,电流波形也具有分段的特征,通过调节PI参数的手段并不能从根本上改变这一特征。这是该控制策略的缺陷。鉴于此,采用滞环的方法对电流进行控制。图8d是采用滞环电流控制的输入电流波形局部放大图。其中,滞环阈值为0.5A(约10%负载电流)。由于电流误差被限制在一定范围内,使得PI控制中电流突变的部分不再明显,谐波得到较好的抑制。图8c、图8e分别为采用两种控制方法电流的频谱图。可以看到,电流存在3,5,9,11等奇次谐波。采用滞环控制方法的电流THD值比采用PI方法要小。尽管滞环控制存在种种问题,但在这个控制策略下,滞环电流控制在谐波性能上要优于PI控制。

4 结论

本文对级联型PWM整流器的控制策略进行了研究。并进行了仿真和分析。仿真结果表明,该控制策略能够实现对级联型PWM整流器的输出电压和输入电流两大控制目标的控制;为了减小电流谐波,同时对采用滞环控制进行了仿真。结果表明,其控制方法在谐波特性上可获得更好的效果。

参考文献

[1]李永东,肖曦,高跃.大容量多电平变换器[M].北京:科学出版社,2005.

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[3]李永东,柴建云,陶兴华.一种级联型多相变流器[P].中国:200910082692.8.

[4]Omar Stihi,Boon-Teck Ool.A Single-phase Controlled-current PWM Rectifier[J].IEEE Transaction on PowerElectronics,1988,3(4):453-459.

[5]Lin B R,Lu H H.New Multilevel Rectifier Based on SeriesConnection of H-bridge Cell[J].IEE Proceeding ElectricPower Applications,2000,147(4):304-312.

[6]Rodriguez J R,Juan W Dixon,Jose R Espinoza.PWM Re-generative Rectifiers:State of the Art[J].IEEE,Transac-tion on Industrial,Electronics,2005,52(1):5-22.

三相PWM整流器改进直接功率控制第8篇

关键词：PWM整流器,直接功率控制,开关矢量表,扇区

1 引言

PWM整流器具有电网侧单位功率因数、电流低谐波和能量双向流动等诸多优点,因此在直流传动、不间断电源和新能源发电等应用场合得到了广泛的应用[1]。PWM整流器常采用的控制方法有:电压定向的直接电流控制(VOC),虚拟磁链定向的直接电流控制(VFOC),电压定向的直接功率控制(V-DPC),虚拟磁链定向的直接功率控制(VF-DPC)[2]。其中,DPC以其更高的功率因数、优良的动态特性、算法及系统结构简单等优点,被国内外学者广泛关注和研究[3,4,5]。但是目前通用的开关表[6,7]存在对无功功率跟踪控制不精确的缺点,致使电网侧电流发生畸变,THD值偏大。本文分析了通用开关表对无功功率控制不精确的原因,并根据各开关矢量对有功功率和无功功率的作用程度,提出了一种新的开关表,通过该表作用的直接功率控制PWM整流器具有网侧功率因数高、相电流THD值低等优点。仿真结果表明,所提开关表控制的PWM整流器具有优良的性能。

2 PWM整流器的V-DPC控制策略

图1给出了V-DPC的PWM整流器及其控制框图。根据电网电压和电网侧电流计算PWM整流器吸收的有功功率P、无功功率Q以及电网电压所在的扇区θn;PWM整流器的电压外环稳定其输出电压,其输出作为有功调节器的给定值P*,无功调节器的给定值Q*一般为0;有功调节器和无功调节器都采用滞环进行调节,其输出信号分别为Sp和Sq;利用信号θn,Sp和Sq选择预先存储在开关矢量表中合适的开关矢量对PWM进行控制。

在d-q坐标系下,如果电网电压合成矢量e与d轴重合,则电网输出功率为[8]

${\begin{cases} Ρ = e i_{d} \\ Q = - e i_{q} \end{cases} (1)$

式中:id,iq分别为电网电流合成矢量的d轴分量和q轴分量。

根据电网电压判断其所在扇区,根据电网电压矢量与PWM整流器可能的电压矢量之差在d轴和q轴上的投影,可以判断该矢量对有功功率和无功功率的影响。

图2给出了电网电压矢量e位于第1扇区,矢量U5对有功功率的影响,由于(e-U5)在d轴和q轴的投影都为正值,因此可以判断出矢量U5作用于PWM整流器后,会使电网输出有功功率增加,无功功率减小。其余的扇区和矢量可以采用类似于图2的方法画出,共有96幅图(12扇区和8个矢量)。

图1中,2个功率调节器输出为

式中:HP和HQ分别为有功和无功滞环的环宽。根据类似于图2所有的矢量图矢量对功率变化的影响程度,传统DPC采用的开关矢量表如表1所示[11,12]。

对采用表2所示数据的PWM整流器进行Matlab建模,图3为采用表1所示开关矢量表DPC的PWM整流器的仿真波形。

图3a为电网输出功率波形,可以看出,有功功率能很好地在滞环宽度内对其基准值进行跟踪,而无功功率在每个工频周期内会有6次超出滞环的范围,进而影响到电网电流在1个工频周期内发生6次畸变,如图3b所示;图3c为稳态时相电流的频谱,可以看出,由于无功功率较大的波动,造成低次谐波分量较大,尤其是5次和7次谐波。

3 传统矢量开关表电流畸变原因

3.1 矢量对功率变化影响

在αβ坐标系下,电网输出功率为[13]

${\begin{cases} [J X * 2] Ρ = e_{α} i_{α} + e_{β} i_{β} \\ Q = e_{β} i_{α} - e_{α} i_{β} \end{cases} (4)$

对式(4)求微分,得

${\begin{cases} \frac{d Ρ}{d t} = e_{α} \frac{d i_{α}}{d t} + i_{α} \frac{d e_{α}}{d t} + e_{β} \frac{d i_{β}}{d t} + i_{β} \frac{d e_{β}}{d t} \\ \frac{d Q}{d t} = e_{β} \frac{d i_{α}}{d t} + i_{α} \frac{d e_{β}}{d t} - e_{α} \frac{d i_{β}}{d t} - i_{β} \frac{d e_{α}}{d t} \end{cases} (5)$

PWM整流器正常工作过程中,在1个开关周期内,可以近似认为电压的变化率远远小于电流变化率,因此

${\begin{cases} \frac{d Ρ}{d t} \approx e_{α} \frac{d i_{α}}{d t} + e_{β} \frac{d i_{β}}{d t} \\ \frac{d Q}{d t} \approx e_{β} \frac{d i_{α}}{d t} - e_{α} \frac{d i_{β}}{d t} \end{cases} (6)$

其中,eα=Ecos(ωt),eβ=Esin(ωt),电网输出电流满足

${\begin{cases} \frac{d i_{α}}{d t} = \frac{1}{L} (e_{α} - U_{k α}) \\ \frac{d i_{β}}{d t} = \frac{1}{L} (e_{β} - U_{k β}) \end{cases} (7)$

式中:Ukα,Ukβ(k=0～7)分别为PWM整流器交流侧电压的α分量和β分量。具体大小见表3。

将式(7)代入式(6),得

${\begin{cases} \frac{d Ρ}{d t} \approx \frac{E}{L} [E - U_{k α} \cos (ω t) - U_{k β} \sin (ω t)] \\ \frac{d Q}{d t} \approx \frac{E}{L} [U_{k β} \cos (ω t) - U_{k α} \sin (ω t)] \end{cases} (8)$

根据式(8)可以绘出各矢量对有功功率和无功功率的影响,如图4所示。可以看出:各矢量对有功功率增加的影响程度强,而对有功功率减小的影响弱;各矢量对有功功率增加和减小影响的不对称性主要受电网电压合成矢量e的幅值E与输出电压Udc的比值影响,令γ=E/Udc,γ越大,不对称影响越小;各矢量对无功功率增加的影响与对无功功率减小的影响对称。

3.2 传统矢量开关表电流畸变原因

采用表1所示传统开关矢量表控制的PWM整流器吸收的无功功率在1个工频周期内会产生6次较大的波动(如图3a所示),从而电网电流产生了较大的畸变。从图3中还可以看出,电流畸变发生在扇区1和2交界处,此后每隔2个扇区畸变1次。下面以扇区1和2交界处电流畸变的原因进行分析。

当电网电压矢量进入扇区2中,传统开关矢量表选择矢量U1和U7使无功功率下降,而从图4可以看出,U7维持无功功率不变,U1在扇区2刚开始的时刻对无功的下降量非常有限,这造成无功功率偏离基准值的大小超出滞环宽度,所以电网电流发生了畸变。

4 一种新的开关矢量表

对应图3,可以看出各矢量对有功功率和无功功率变化的影响,以扇区1为例,功率变化情况如表4所示。

因此,由表4可以得到在扇区1中合适的控制矢量,如表5所示。

可以看出,在Sp=1,Sq=0时,可作用的矢量有2个。以往的一些研究往往简单地采用其中的1个矢量[9],而未考虑在该扇区中这2个矢量对有功功率和无功功率变化程度的影响。从图4可以看出,U4对(dP/dt)增加的影响程度比U5大,而U4对(dQ/dt)减小的影响程度比U5小,并且在扇区1与扇区2交界处,U4对(dQ/dt)减小的影响近似为零。因此,为防止电网电压畸变对扇区判断造成的不利影响,在扇区1的前半段时间选择用矢量U4控制,而在扇区1的后半段时间选择用矢量U5控制。这样在扇区1前半段无功变化率较低而使得开关频率降低,在扇区1的后半段,避免了因电网电压畸变对功率变化率的影响。按照该思路,可以推广到其他扇区,则新的开关矢量表如表6所示。表6中,θi-1与θi-2(i=1～12)为对应扇区的前半段和后半段,一般取每个扇区的中点作为分界点。

5 仿真验证

采用表2中的数据和表6所示的新的开关矢量表,使用Matlab7.1建立了DPC控制的PWM整流器的数学模型。图5给出了功率、电流和电流频谱的波形。将图5与图3对应比较,可以发现,有功功率和无功功率能较好地跟踪功率基准值,电网电流没有明显畸变,所测得电流波形的THD值比传统DPC大大降低。

图6给出了新开关矢量表作用的PWM整流器在突加负载时输出电压、电网电流和功率波形。可以看出,采用新开关表的DPC控制的PWM整流器具有较快的动态特性,输出电压恢复仅需1个工频周期的时间。

从仿真结果可以看出,采用新开关矢量表的DPC控制性能优良,相比传统开关矢量表的性能大大提高。

6 结论

本文提出一种新开关矢量表控制的直接功率控制PWM整流器,分析发现:1)采用传统开关矢量表DPC控制的PWM整流器对功率的控制性能较差,造成电网电流畸变以及较高的THD值;2)PWM整流器各开关矢量对有功功率变化率增加的趋势强,对无功功率的影响对称;3)根据各矢量对有功和无功的影响程度,提出新开关矢量表可使有功和无功的跟踪性能大大提高。

参考文献

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[5]陈伟,邹旭东,唐健,等.三相电压型PWM整流器直接功率控制调制机制[J].中国电机工程学报,2010,30(3):35-41.

[6]王久和,李华德.一种新的电压型PWM整流器直接功率控制策略[J].中国电机工程学报,2005,25(16):47-52.

[7]Noguchi T,Tomiki H,Kondo S,et al.Direct Power Con-trol of PWM Converter Without Power Source Voltage Sen-sors[J].IEEE Transaction on Industry Applications,1998,34(3):473-479.

[8]陈伟.三相电压型PWM整流器的直接功率控制技术研究与实现[D].武汉:华中科技大学,2009.

整流控制第9篇

氯碱整流柜内可控硅和桥臂在运行过程中会产生大量热量, 影响氯碱整流装置的安全稳定运行, 因此在运行过程中常采用去离子水冷却方式将整流系统产生的热量散发出去。通常采用水泵电气控制来实现对去离子水循环冷却系统的控制。

1 电气控制部分运行要求

根据日常运行要求, 氯碱整流柜冷却系统需要两台带自动切换功能的水泵, 并要求通过电气控制能够实现以下功能。

(1) 两台水泵互为备用, 当某台故障导致水压降到正常水平以下时, 另一台能够自动启动运行。

(2) 水泵自动切换后, 能够发送指示信号。

(3) 在电压波动导致水泵控制部分瞬时失电又恢复后, 水泵能自动重启, 保持水压。

(4) 任一单机运行水压不足时, 能够实现双机同时运行, 但当水压超过规定值时又能自动切换到单机运行状态。

2 设计思路

水泵的日常操作应尽可能简单, 动作应可靠, 故障告警指示应准确, 单机故障处置应尽可能不影响备机运行。

为实现水泵控制基本功能, 控制回路内应接入开停按钮、热继电器、开停指示灯、交流接触器等元件;同时, 为实现自动切换和互为备用等功能, 还需接入中间继电器、转换开关等元件。

对于切换信号, 可选择水泵交流接触器触点, 也可外接水压表触点。若选择水泵交流接触器触点, 则只有在运行电机停机时才能启动备机, 没有考虑到异常情况导致运行电机处于运行状态, 而压力下降导致整流柜内元件升温的情况, 因此选择外接水压表触点作为切换依据更有利于整流柜的稳定运行。

在整流柜循环水系统入口主管安装电接点水压表, 设定水压高/低限, 取相应常开、常闭触点接入水泵控制回路, 发送自动切换信号。自动切换完毕后的故障指示告警可由压力表接入压力低信号实现, 也可由故障切换中间继电器实现。但是, 为了与电机切换动作保持一致, 并实现信号保持, 故障指示告警采用故障切换中间继电器触发, 并增加告警中间继电器保持告警指示灯。

3 设计说明

氯碱整流柜冷却水泵电气控制线路如图1所示。

3.1 水泵启动

(1) 开#1水泵、备#2水泵:按SF1启动#1水泵, 将水压低联锁旋钮SB5扳到“投入”位置, 将水泵自投选择旋钮SB2扳到“#2水泵自投”位置, 操作完成。

(2) 开#2水泵、备#1水泵:按SF11启动#2水泵, 将水压低联锁旋钮SB5扳到“投入”位置, 将水泵自投选择旋钮SB2扳到“#1水泵自投”位置, 操作完成。

(3) 同时开启两台水泵:按SF1启动#1水泵, 按SF11启动#2水泵, 将水压低联锁旋钮SB5扳到“投入”位置, 操作完成。

3.2 水泵运行

(1) 开#1水泵、备#2水泵:当#1水泵故障导致水压降到规定值时, P1-1触点闭合, 启动水压低联锁, 断开#1水泵并启动#2水泵, 完成自动切换工作, 同时启动告警中间继电器KA10, 发出故障指示。此时可以检修处理#1水泵, 待#1水泵具备运行条件后, 将水泵自投选择旋钮SB2扳到“#1水泵自投”位置, 运行状态将变为#2水泵运行、#1水泵备用。

(2) 开#2水泵、备#1水泵:当#2水泵故障导致水压降到规定值时, P1-1触点闭合, 启动水压低联锁, 断开#2水泵并启动#1水泵, 完成自动切换工作, 同时启动告警中间继电器KA10, 发出故障指示。此时可以检修处理#2水泵, 待#2水泵具备运行条件后, 将水泵自投选择旋钮SB2扳到“#2水泵自投”位置, 运行状态将变为#1水泵运行、#2水泵备用。

(3) 两台水泵同时开启, 若水压过高, 将启动P1-2切断两台水泵;当水压降到P1-1启动值时, SB2选择的备用泵又会重启。

(4) 水泵一开一备时, 控制回路瞬时断电又恢复后, 由于水压降到P1-1启动值, 因此SB2选择的备用泵将重启, 并启动告警中间继电器KA10, 发出故障指示。

3.3 水泵停运

(1) 全停水泵时, 需先将水压低旋钮SB5扳到“退出”位置, 再停水泵。

(2) 两台水泵同时运行, 需停一台时, 直接按下任一台泵的停止按钮 (SF2或SF22) 即可, 同时扳动水泵自投选择旋钮SB2, 使停下那台水泵作为备用泵。

4 结束语

该氯碱整流柜冷却系统具有水泵自动切换功能, 能实现单机或双机保持设定压力运行, 最大限度地体现了操控的灵活性。由于#1水泵与#2水泵的运行回路相对独立, 未接入对方交流接触器的触点, 因此在单机故障处理时可实现备机运行。另外, 该系统具备瞬时断电自启功能, 大幅提高了系统的稳定性。

参考文献

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[3]李正吾, 赵文瑜.新电工手册[M].合肥:安徽科学技术出版社, 2000

[4]王建华.电气工程师手册[M].北京:机械工业出版社, 2008

整流控制第10篇

随着电力电子技术的发展,三相PWM整流器在有源滤波器,超导储能,高压直流输电等领域得到广泛的工业应用[1]。而PWM整流器一般采用双闭环PI控制策略,无法满足高性能控制的需要[2]。国内外诸多文献对于提高PWM整流器的控制性能,实现单位功率因数运行以及提高系统可靠性等领域做了大量的研究[1,3]。

文献[4]设计的新型PWM整流器拓扑中,省去了移相变压器,并建立了数学模型,提出了相应的控制策略,通过仿真验证了所设计系统的有效性。文献[5]将频域理论与无源性控制相结合来控制三相PWM整流器,并通过仿真进行了验证。

对于PWM整流器系统,其系统建模误差,参数时变不确定性,外部干扰都会影响系统的控制性能。在控制器设计阶段鲁棒控制就考虑了控制对象的各种不确定因素,可以有效地提高系统的动态性能和稳定性。

H∞控制理论是鲁棒控制中发展较为成熟的一种控制方法[6]。本文基于三相PWM整流器的数学模型,将其转换为标准H∞控制问题,建立增广状态方程。在基于系统参数摄动以及外部干扰的情况下,依据H∞控制原理,通过求解Riccati不等式的正定解,得到H∞控制器,提高系统的稳定性。本文通过仿真和实验证明了所设计方法的有效性和可靠性。

2 三相PWM整流器数学模型

本文中,三相PWM整流器主电路采用IGBT与二极管反并联的方式,拓扑结构如图1所示。图1中,ea,eb,ec为电源电动势;L为电抗器等效电感;Ra,Rb,Rc为电抗器等效电阻;C为直流侧电容,RL为等效负载电阻。

在d,q轴中,三相PWM整流器数学模型为

${\begin{cases} C \frac{d v_{0}}{d t} = \frac{3}{2} (i_{d} s_{d} + i_{q} s_{q}) - i_{L} \\ L \frac{d i_{d}}{d t} = e_{d} - v_{0} s_{d} - R i_{d} + L ω i_{q} \\ L \frac{d i_{q}}{d t} = - v_{0} s_{q} - R i_{q} - L ω i_{d} \end{cases} (1)$

式中:Udc为输出直流电压;id,iq分别为d,q轴电流;sd,sq为开关函数。

3 H∞鲁棒控制器设计

3.1 H∞标准控制问题

各种H∞控制问题都可以化为如图2所示的标准型。图2中,w为评价控制性能及模型摄动的外部输入向量;P(s)所表示的对象称为增广被控对象;z为评价控制性能及模型摄动的输出向量;u为控制输入;y为量测输出;K(s)为所设计的控制器。

H∞控制具有参数摄动以及外部扰动的被控对象给定如下:

${\begin{cases} \dot{x} = (A + Δ A) x + B_{1} ε + (B_{2} + Δ B) u \\ z = C x + D u \end{cases} (2)$

式中:x为状态变量;z,ε,u为相应维数的信号向量;A,B1,B2,C,D为常数阵;ΔA,ΔB为摄动阵。并且摄动ΔA(t),ΔB(t)满足下述匹配条件:

[ΔA(t) ΔB(t)]=EΣ(t)[FaFb] (3)

式中:E,Fa,Fb是定常阵;Σ(t)是未知函数阵.并且Σ(t)属于如下定义的集合ζ:

ζ={Σ(t)|ΣT(t)Σ(t)≤I,∀t} (4)

H∞控制问题的目的是设计状态反馈控制器u=Kx,对于任意的Σ∈ζ,使得增广被控对象中的闭环系统内部稳定,并且使从w到z的传递函数Tzw(s)的H∞范数最小。即:

‖Tzw(s)‖∞<γ (5)

满足上述H∞控制器设计要求的充分必要条件是存在标量λ>0使得Riccati不等式:

$\begin{array}{l} A^{Τ} Ρ + Ρ A + Ρ (B_{1} B_{1}^{Τ} + λ^{2} E E^{Τ}) Ρ + \\ C^{Τ} C + \frac{1}{λ^{2}} F_{a}^{Τ} F_{a} - (Ρ B_{2} + \frac{1}{λ^{2}} F_{a}^{Τ} F_{b}) R^{- 2} \times \\ (B_{2}^{Τ} Ρ + \frac{1}{λ^{2}} F_{b}^{Τ} F_{a}) ＜ 0 (6) \end{array}$

有正定解P>0,其中, $R^{- 2} = (Ι + \frac{1}{λ^{2}} F_{b}^{Τ} F_{b})$ 。

则使闭环系统二次稳定的控制器给定如下: $Κ = - R^{- 2} (B_{2}^{Τ} Ρ + \frac{1}{λ^{2}} F_{b}^{Τ} F_{a}) (7)$

3.2 三相PWM整流器H∞控制器

依据PWM整流器电流环的特点,选取状态变量为x=[x1x2x3x4]T,其中x1=id,x2=∫ $_{0}^{t}$ (i*d-id)dt,x3=iq,x4=∫ $_{0}^{t}$ (i*q-iq)dt。且ε=[i*d-i*q]T,u=[uduq]。可以得到控制系统的增广状态方程各参数为

$\begin{array}{l} A = [\begin{matrix} - R / L & 0 & w & 0 \\ - 1 & 0 & 0 & 0 \\ - w & 0 & - R / L & 0 \\ 0 & 0 & - 1 & 0 \end{matrix}] B_{1} = [\begin{matrix} 0 & 0 \\ 1 & 0 \\ 0 & 0 \\ 0 & 1 \end{matrix}] \\ B_{2} = [\begin{matrix} 1 / L & 0 \\ 0 & 0 \\ 0 & 1 / L \\ 0 & 0 \end{matrix}] Δ A = [\begin{matrix} δ_{1} & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & δ_{1} & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 \end{matrix}] \\ Δ B = [\begin{matrix} δ_{2} & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & δ_{2} & 0 \end{matrix}]^{Τ} \\ δ_{1} = \frac{L Δ R - R Δ L}{(L + Δ L) L} δ_{2} = \frac{Δ L}{(L + Δ L) L} \end{array}$

式中:ΔL,ΔR为主回路参数测量误差。

主回路系统参数测量误差最大为σ1,σ2,即:

|δ1|<σ1 |δ2|<σ2

可得:

$\begin{array}{l} Σ = [\begin{matrix} δ_{1} / σ_{1} & 0 & 0 & 0 \\ 0 & δ_{1} / σ_{1} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & δ_{2} / σ_{2} & 0 \\ 0 & 0 & 0 & δ_{2} / σ_{2} \end{matrix}] \\ E = [\begin{matrix} 1 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 & 1 \\ 0 & 0 & 0 & 0 \end{matrix}] \\ F_{a} = [\begin{matrix} σ_{1} & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & σ_{1} & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 \end{matrix}] F_{b} = [\begin{matrix} 0 & 0 \\ 0 & 0 \\ σ_{2} & 0 \\ 0 & σ_{2} \end{matrix}] \end{array}$

定义评价信号:

$Ζ = [\begin{matrix} \sqrt{q_{1}} & 0 & 0 & 0 \\ 0 & \sqrt{q_{2}} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & \sqrt{q_{3}} & 0 \\ 0 & 0 & 0 & \sqrt{q_{4}} \\ 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 \end{matrix}] x + [\begin{matrix} 0 & 0 \\ 0 & 0 \\ 0 & 0 \\ 0 & 0 \\ \sqrt{ρ_{1}} & 0 \\ 0 & \sqrt{ρ_{2}} \end{matrix}] u (8)$

根据H∞控制的原理,通过求解式(6)Riccati不等式,得到其正定解P>0,代入式(7)即可得到所设计的鲁棒控制器。

本文所提出控制系统框图如图3所示。

4 仿真验证

本文所设计的控制器在Matlab/Simulink 环境下进行仿真验证。仿真参数为:三相电压源线电压有效值180 V,三相电压源频率50 Hz,电抗1.5 mH,电容2 000 μF。

图4为负载突变时,直流母线电压响应波形。图5为负载突变时,A相电压、电流响应波形。直流母线电压给定值为400 V。初始时,负载电阻为24 Ω,直流母线电压稳定,A相电流正弦,系统功率因数几乎为1。系统运行到0.35 s时,负载电阻突变为16 Ω,在0.5 s时,系统负载电阻突变为24 Ω。在负载切换过渡过程中,电流保持正弦,未发生震荡现象,并保持单位功率因数。

5 实验验证

本文所使用的实验平台中电气主回路参数同仿真参数。控制器采用dSPACE 1104平台,IGBT开关频率为5 kHz,电压传感器采用LEM AV100-750,电流传感器采用LT108-S7型霍耳电流传感器。

图6为系统稳态时的实验波形图。直流母线电压给定为400 V,负载电阻为16 Ω。

图7为负载突变时,系统响应波形图。负载电阻由24 Ω突变为16 Ω。从图7中可以看出,在过渡过程中,电流保持正弦,未发生震荡现象,系统保持单位功率因数。

6 结论

本文设计了一种H∞控制器应用于三相PWM整流器电流环中,替代了传统的PI调节器。基于三相PWM整流器的数学模型,选择状态参数,建立了满足H∞控制标准型要求的增广状态方程,抑制了参数摄动和外部扰动对控制性能的影响。通过定义评价信号,找出Riccati不等式的正定解P>0,求解得到控制器。通过仿真和实验进一步验证了本文所提出的控制方案是行之有效的。

摘要：针对三相PWM整流器电流环的特点提出了一种H∞控制策略。基于d-q轴旋转坐标系下的整流器数学模型,将电流环控制器设计问题转化为H∞控制标准型,选择状态参数,建立了增广状态方程。通过求解Riccati不等式的正定解,得出H∞控制器。使系统存在参数摄动以及外部扰动的情况下,系统依然可以实现稳定运行。通过仿真和实验进一步验证了所设计控制器的有效性和可靠性。

关键词：整流器,H∞控制,鲁棒控制

参考文献

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[5]乔树通,姜建国.三相Boost型PWM整流器输出误差无源性控制[J].电工技术学报,2007,22(2):68-73.

整流控制第11篇

关键词：整流器；框架；均流；冷却系统

中图分类号：TF748.41 文献标识码：A 文章编号：1006-8937（2012）29-0092-02

电炉炼钢的主原料主要是废钢，占60%以上，并可以全废钢冶炼，在冶炼初期（引弧阶段），电弧经常会出现瞬间的短路及断路，形成的电动力对整流器框架产生强大的振动冲击，容易引起整流器框架变形损坏。因此，国外制造的超高功率直流电弧炉专用整流器都是以框架结构稳定性为基础的，目前国内研制最大仅只用到60 t直流电弧炉上，尚无制造60 t以上直流电弧炉用整流器的先例。国外制造的电炉用整流器在框架结构设计方面有两个显著的特点：一是整流器框架采用开放式自支撑式设计，如苏钢100 t的直流炉引进的SIEMENS整流器；二是整流器框架采用开放的大圆盘式设计，如宝钢150 t与杭钢80 t直流电弧炉引进的GE整流器。虽然两种框架结构设计出发点都是从整流器安全、可靠运行角度考虑的，但不同厂家针对用户实际要求和设备安装环境等不同，其设计出来的装备风格具有明显的区别，经实际运行证明装备所具有安全性、可靠性和稳定运行性也存较大差异。宝钢电炉整流器是由加拿大GE公司制造的，采用大圆盘式结构设计，这种框架结构非常紧凑，不利于日常维护，电炉投运十几年来，整流器暴露出了许多重大问题，运行可靠性越来越差。

近年来，随着国内大容量电力电子装置技术发展很快，在一些引进装备部件的国产化应用及部分改造方面发挥了一定作用，特别是自主研发的大容量装置在电解、电镀、无功补偿装置、“西电东送”超高压输变电等工程项目中得到了较好应用，已基本具备了研发超高功率直流电弧炉用整流器的技术能力。

1 原整流器系统情况

1.1 宝钢电炉整流器

宝钢分公司炼钢厂150 t超高功率双炉壳直流电弧炉是由法国CLECIM公司整体引进的。电炉的供电电源是由三套整流器装置EB51、EB52和EB53组成的，整流器输出的负极连接到炉顶石墨电极，正极经底电极切换开关连接到两个炉底底电极中的一个，冶炼时石墨顶电极和底电极经炉内的废钢或钢水之间产生电弧，形成炉内能量的供给源。其中，三套整流器装置EB51、EB52和EB53由GE加拿大电气公司于1996年制造。

1.1.1 整流器框架结构

电炉整流器结构由交流铝母排、直流铝母排、带绝缘板的铝合金焊接框架和晶闸管组件组成，整个系统采用开放式框架设计，铝母排之间通过焊接支撑。系统采用负压闭循环纯水冷却方式，冷却系统由三台水泵、三台热交换器及一个密封水箱组成。

整流器采用三相桥式全控整流，每个桥臂有10只2500A/2500V晶闸管并联组成，桥臂采用大圆盘结构形式，每组晶闸管组件（包括一只晶闸管、一只快熔、三个水冷散热块和一套晶闸管安装支架，靠一支250 mm长的交流连接母排和内圈的直流连接母排固定到交直流母排上。

1.1.2 冷却系统

水箱内的纯水流经整流器内各母排及晶闸管散热块，再由三台水泵抽回水箱，形成一套负压闭循环纯水冷却系统，此部分又称为内部冷却水系统，主要将整流器交直流母排及晶闸管工作时产生的热量带走，而内部冷却水带出的热量又经过三台板式热交换器，由外部冷却水对流冷却。

冷却水系统的主要设计指标如下：

①内部冷却水水质为去离子加5%丙烯甘醇混合纯水、电阻率300 k以上，最高进口水温38.5℃，流量433 l/min。

②外部冷却水引至电炉电气冷却用纯水总管，最小流量667 l/min。

③水泵：流量：5/85（GPM），扬程：72/55（Ft），正常情况下2备1。

④热交换器：热交换面积3.77 m2，设计压力0.7MPa，最高承受温度150℃，正常情况下2备1。

1.2 存在的缺陷

电炉整流器自从1996年投运以来，故障频发，对1999～2008十年间的电炉主作业线故障停机进行统计，其中47起由整流器故障引起，停机时间175.6 h，直接影响电炉的生产产量。从2000年开始实施了晶闸管扩容、冷却系统改进等一系列技术改造，取得了一定的成效。

2 项目改造、目标

2.1 项目改造

本次整流器改造，利用宝通钢铁闲置整流器设备框架及部分元器件，开发制造3台整流器，分别更新替换现有的EB51、EB52、EB53三台整流器设备。

宝通钢铁闲置整流器为ABB成熟产品（原属浦钢公司100t直流电炉），特别是在框架结构、18个晶闸管并联运行的系统安全裕量与动态均流、降低系统发热量与系统冷却、灭弧（防止事故扩大）等设计方面有较高的可靠性。

整流器设备利用了闲置整流器框架及部分元器件设备，结合多年的设备使用维护经验，对控制、保护及冷却系统等部分进行全新优化设计，在发挥闲置整流器框架结构优势的基础上，进一步有效提升了整流器安全稳定运行性能。

利用宝通钢铁闲置整流器设备框架开发制造3台整流器，重新设计制造的设备及零部件如下：

①交流进线单元。交流进线单元共3套，每套包括：变压器的三相接口及连接、电流互感器CT、铜母线、支撑及大电流交流进线绝缘处理等。

②整流触发及驱动单元。整流触发及驱动单元共3套，每套包括：12块光电触发脉冲、驱动及导通电路显示板等。

③直流出线单元。直流出线单元共3套，每套包括：输出端接口排连接、直流输出支撑连接、大电流直流输线绝缘处理等。

④控制单元。控制单元共3套，每套包括：控制电路系统、屏蔽控制电缆及光缆接头等。

⑤保护监控单元。保护监控单元共3套，每套包括：桥臂及母排接口温度检测、过压保护、过流保护、dv/dt保护、交直流侧及可控硅器件阻容吸收保护、直流电压检测（含稳压电阻组）、接地监控系统、快熔检测、故障报警信号及HMI接口界面等。

⑥内循环纯水冷却系统。内循环纯水冷却系统共3套，每套包括：水路连接单元、可控硅冷却、快速熔断器冷却、交直流母排冷却、盘架冷却、2台循环水泵（1用1备）、自动补水阀、去水离子系统、纯水冷却热交换系统及纯水冷却系统检测仪表等。冷却系统采用闭循环水冷系统，循环水采用正压方式，冷却能力应满足整流器最大电流工作需求，且设计时应尽量减小运行过程中电位腐蚀的影响。每套整流器水冷系统进出水口侧各增加1套温度检测点，出水口增加1套差压流量计，冷却水箱增加1套液位计，1套电导率计，1套压力变送器。

⑦3套纯水冷却系统公用补水箱。增加1个纯水公用补水箱，内装1套水位检测仪表。

2.2 整流器主要技术要求

依据现有整流器十多年的实际运行维护及相关改造经验，确定改造后整流器应达到下列技术指标要求。

输入电压：AC 648 V、3相、50 Hz；输入电流：AC 29394 A；额定输出电压：DC 765 V；最高空载直流电压：DC 870 V额定功率：27 540 kW；额定输出电流：DC 36000 A（连续）；整流器承载最大电流能力：144kA/10s；平波电抗器：150 μH；可控硅通态压降：≤1.35 V/3000 A；可控硅承受浪涌电流能力：43 kA/10 ms；可控硅电流安全裕量：kAi≥3.6；可控硅电压安全裕量：kAu=3.0倍；整流器过载能力：150%额定输出电流，历时1 min；整流装置额定整流效率约：η≥95%；桥臂均流系数达到国家标准：18并≥0.74；整流装置额定运行时噪音：≤65 dB；冷却方式：纯水—强迫水冷式冷却；安装方式：户内绝缘法安装；柜体防护等级：开启式自支撑框架结构。

3 结语

目前整流器改造已运行一段时间了，运行正常可靠。彻底解决了多年无法解决的设备顽症、解决了维护和故障分析处理困难及备件供应困难特别是解决了重大事故隐患等问题，提高了设备的可靠性，保证了电炉生产安全正常运行。这些新技术相信在今后的工程中必定会得到广泛的使用也为国产化直流电弧炉提供了有力帮助。

参考文献：

[1] 朱应波.直流电弧炉炼钢技术[M].北京：冶金工业出版社，1997.

带整流性负载并网逆变器的控制方法第12篇

关键词：整流性负载,谐波电流,并网逆变器,电网电流,分布式电源

0 引言

随着化石能源的不断紧缺和环境污染的日益加剧,分布式电源[1,2]已成为当今研究的热点。而太阳能电池、燃料电池输出为直流电,其必须经过并网逆变器将直流电变换成交流电接入电网[3,4,5]。文献[6,7]对并网逆变器进行了研究,但所提出并网逆变器只能工作于并网模式。为了给关键负载提供不间断电源,要求并网逆变器[8,9]可以工作于并网和独立2种工作模式。当电网正常时,逆变器向关键负载供电的同时,可将多余能量送入电网;当电网故障时,逆变器为关键负载提供不间断电源。为了减小并网逆变器在并网运行时对电网的污染,要求并网逆变器具有低的总谐波畸变率(THD)和高的功率因数(PF);独立运行时,要求并网逆变器输出稳定的电压,即输出电压外特性要好。

文献[8,9]在对独立和并网双模式运行并网逆变器纯阻性负载情况下运行特性进行了研究,实现了对关键负载的不间断供电。但若关键负载为变频器等整流性负载,在并网模式下,该关键负载将严重影响电网电流的波形质量(具体分析见第1节),从而对电网造成污染。

针对上述问题,必须提出一种新的控制方法,消除整流性负载对电网的污染,提高电网电流波形质量和网侧功率因数。本文通过分析并网逆变器带整流性负载对电网电流的影响,提出了一种新的并网控制方法。该控制方法能消除整流性负载对电网电流的影响,使电网电流不受负载性质的影响。另外,该控制方法还能提高独立模式下输出电压的外特性。

1 整流性负载对电网电流的影响

本文所研究的并网逆变器能工作于独立和并网2种工作模式。图1为独立和并网双模式运行并网逆变器的电路图。其中,Lf为滤波电感,Cf为滤波电容,vgrid为电网电压,io为整流性负载电流,vo为并网逆变器输出电压,虚线框内为整流性负载,S1为并网开关。

独立模式下,采用电压控制模式,使逆变器输出稳定的电压;并网模式下,采用电流控制模式,控制电网电流跟踪电网电压变化。与文献对应的并网控制框图如图2所示。其中,vgref为电网参考电压,KP和KI分别为电压调节器的比例和积分系数,Kip为电网电流调节器的比例系数,K1为滤波电感电流反馈系数,K2为输出(电网)电压反馈系数,K3为电网电流反馈系数,K4为电网电压给定反馈系数,ZL为整流性负载的等效负载,Go(s)为输出负载的等效传递函数,iref为与电网电压同频同相的正弦基准电流。电网电流采用比例调节器。电压环采用PI调节器,并网模式下,其输出作为滤波电容电流iC的给定信号,用于消除iC对电网电流的影响。由于电感电流内环采用滞环电流控制,而逆变器输出电压频率与开关频率相比很低,因此,该逆变器电流内环可等效为电流放大器,如图3所示。

由图1可看出,滤波电感电流iL是iC、关键负载电流io和电网电流igrid的总和,因此,由图3可得:

$\begin{array}{l} (Κ_{Ρ} + \frac{Κ_{Ι}}{s}) (Κ_{4} - Κ_{2}) v_{g r i d} (s) + \\ (i_{r e f} (s) - Κ_{3} i_{g r i d} (s)) Κ_{i p} = \\ Κ_{1} [i_{g r i d} (s) + (C_{f} s + \frac{1}{Ζ_{L} (s)}) v_{g r i d} (s) 〗 (1) \end{array}$

为了消除滤波电容电流对电网电流的影响,将PI调节器的输出作为滤波电容电流给定信号,即满足:

$Κ_{Ρ} + \frac{Κ_{Ι}}{s}$ (K4-K2)vgrid(s)=K1Cfsvgrid(s) (2)

由于KI/s≫KP(具体见实验参数),因此,可得K4:

$Κ_{4} = \frac{- Κ_{1} ω^{2} C_{f} + Κ_{2} Κ_{Ι}}{Κ_{Ι}} (3)$

式中:ω为电网电压角频率。

从而由式(1)和式(2)可得:

即

$i_{g r i d} (s) = \frac{Κ_{i p} i_{r e f} (s) - Κ_{1} \frac{v_{g r i d} (s)}{Ζ_{L} (s)}}{Κ_{3} Κ_{i p} + Κ_{1}} (5)$

设i1(s)表示与电网基准电流成比例的电流,i2(s)表示与关键负载电流成比例的电流,即

$\begin{array}{l} i_{1} (s) = \frac{Κ_{i p}}{Κ_{3} Κ_{i p} + Κ_{1}} i_{r e f} (s) (6) \\ i_{2} (s) = \frac{Κ_{1}}{Κ_{3} Κ_{i p} + Κ_{1}} \frac{v_{g r i d} (s)}{Ζ_{L} (s)} (7) \end{array}$

由式(5)可看出:当并网逆变器不带关键负载并网,即ZL=∞,i2=0时,igrid与iref成比例,电网电流具有很好的波形质量;当ZL≠∞且带整流性负载时,整流性负载电流中不仅含有有功电流、无功电流,还含有谐波电流,而该谐波电流将严重影响电网电流的波形质量,对电网造成污染。

2 新的并网逆变器控制方法

2.1 并网模式

由第1节分析可知,整流性负载将严重影响电网电流的波形质量,为了消除整流性负载对电网的影响,在图3中引入整流性负载电流补偿。该补偿是通过采样流过整流性负载的电流io(由于并网模式下逆变器输出电压vo为电网电压vgrid,因此io可等效为vgrid/ZL),并通过采样系数等于iL的反馈系数K1来实现,从而整流性负载反馈电流iof为K1vgrid/ZL,即如图4中虚线框所示。

由图4和式(4)可得:

即

由式(5)和式(9)可知,采用新的控制策略,电网电流不再受整流性负载电流和电网电压的影响,使得电网电流与电网基准电流成正比。

2.2 独立模式

当并网逆变器工作在独立模式时,并网开关S1断开,逆变器工作在电压控制模式。与图4的区别在于:①vgref变为由数字信号处理器(DSP)发出的纯正弦信号作为输出基准电压vref;②输出电压由不可控的电网电压变为逆变器自身输出电压vo;③iref变为0。

由图1可知,S1断开时,igrid为0;又由于iref=0,从而电网电流调节器的输出也为0,因此可得独立模式时的控制框图,如图5所示。

由图5可得到独立模式下输出电压传递函数为:

$\frac{v_{o} (s)}{v_{r e f} (s)} = \frac{s}{Κ_{1} C_{f} s^{2} + Κ_{2} Κ_{Ρ} s + Κ_{2} Κ_{Ι}} (10)$

若不加整流性负载电流补偿,则独立模式下输出传递函数为:

$\frac{v_{o} (s)}{v_{r e f} (s)} = \frac{s}{Κ_{1} C_{f} s^{2} + (Κ_{2} Κ_{Ρ} + \frac{Κ_{1}}{Ζ_{L}}) s + Κ_{2} Κ_{Ι}} (11)$

由式(10)可知:加整流性负载电流补偿后,输出电压不受关键负载的影响。因此,式(10)与式(11)相比,新的控制策略提高了输出电压的外特性。

3 仿真结果

以双降压式全桥逆变器为例进行仿真验证,仿真参数如下:输入直流电压360 V,输出交流电压220 V/50 Hz,输出滤波电感Lf=520 μH,输出滤波电容Cf=9.4 μF,输出额定功率为1 kVA,KI=50 000,KP=5.1,K1=0.3,K2=0.012 369,K3=0.16,K4=0.012 357,整流性负载:CL=470 μF,RL=300 Ω。仿真中,电网基准电流为纯正弦波,逆变器在0～0.04 s之间处于并网模式,0.04 s时断网。

图6为带整流性负载时的并网仿真波形。由图6(a)可看出,未加负载电流补偿时,igrid在峰值处畸变严重,其原因是整流性负载电流在峰值时很大,igrid在峰值处呈现下凹波形。该下凹波形也可从式(5)得出,igrid与整流性负载电流呈负数关系。在仿真起始处,igrid为负值,是因为刚开始时给整流性负载的电容充电,且其充电电流很大,而此时逆变器输出电流还很小,导致电网也提供一部分电流给关键负载,因此,igrid为负值。由图6(b)可知,在并网模式下,vo等于电网电压;0.04 s时断网,此后,vo峰值处出现平顶,这是由整流性负载性质所决定的。由图6(c)可看出,加负载电流补偿后,igrid具有很好的正弦度。

4 实验结果

为了对理论分析进行实验验证,研制了一台基于TMS320F240PQA的1 kVA双降压式全桥并网逆变器的原理样机。实验参数同仿真参数。

图7为带整流性负载的实验波形。由图7(a)可知,io谐波含量很大,vo出现平顶。由图7(b)可知,并网运行时,电网电压等于输出电压,受整流性负载的影响,iL在峰值处很大,igrid出现相应的畸变,实验波形与仿真波形一致。由图7(c)可知,igrid与vgrid同频同相,且igrid具有高的波形质量。

图8为电网电流的THD与电网功率的关系曲线。不加负载电流补偿igrid的THD在轻载时远大于加负载电流补偿后igrid的THD。因此,在并网模式下将电感电流内环引入关键负载电流补偿对电网电流具有很好的谐波抑制作用。

图9是逆变器独立运行时在不同控制策略下vo的外特性曲线。由图9可知,不加负载电流补偿时,满载时vo有效值最大降低近6 V;加入负载电流补偿后,满载时vo有效值降低不到2 V。可见负载电流补偿的引入改善了输出电压外特性。但由式(10)可知,输出电压不受负载的影响,而实验中采用新控制策略输出电压有所下降的主要原因在于:①未考虑功率开关管存在的导通电阻、开通和关断延时;②未考虑滤波电感的导线电阻和滤波电容的等效串联电阻。

5 结语

本文提出了一种带整流性负载并网逆变器的控制方法。在原有控制方法的基础上,在电感电流内环引入整流性负载电流补偿,提高了电网电流的波形质量和独立模式下输出电压的稳压特性。仿真和实验结果表明:该控制方法在分布式电源的谐波处理中具有较好的应用价值。

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