电子干扰模拟器

电子干扰模拟器（精选8篇）

电子干扰模拟器 第1篇

嵌入式系统是以应用为中心, 计算机技术为基础, 软、硬件可剪裁, 适用于应用系统对功能、可靠性、成本、体积, 功耗要求严格的专用计算机系统。由于嵌入式系统具有微内核、系统精简, 强实时性、专用性强等特点, 因此特别适合实时性、电磁兼容性要求高的雷达电子干扰模拟器的设计与实现。

1 改进前的硬件系统设计

改进前的系统的硬件结构如图1所示。LPC2138[1]、干扰样式产生电路、噪声产生电路、干扰频率和干扰强度D/A转换器和人机对话、干扰源模块和天线等组成。

整个电子干扰模拟器的核心为ARM微处理器, 通过它可控制键盘选择需要的干扰样式、干扰频率、干扰强度、工作带宽等干扰信号参数, 同时控制汉字液晶屏以汉字方式显示干扰模拟器当前的干扰样式、频率、强度、带宽等工作信息, 并以菜单方式提示其使用方法, 实现对模拟器工作状态描述清楚, 操作简单、易学的要求, 达到人机对话过程实时反馈信息的目的。

干扰源模块主要由固态振荡源、功率放大器组成。干扰样式产生电路产生的干扰信号加到固态振荡源上, 对固态振荡源进行幅度或频率调制。固态振荡源的高频振荡频率可在规定的频率范围内由ARM微处理器通过内部数模 (D/A) 转换器产生的模拟电压控制。功率放大器将高频能量进行放大, 其干扰辐射强度由ARM微处理器通过外部D/A转换器MAX538产生的模拟电压控制。

噪声干扰是雷达的一种常见且通用性很强的干扰样式, 它能干扰任何形式的信号。噪声干扰还有一个重要的优点就是需要了解敌方雷达的信息很少, 噪声干扰不需要详细了解雷达的信号特征和处理信号的环节, 只需要知道雷达的工作频率, 干扰设备比较简单。所以系统中利用噪声产生电路单独产生噪声信号, 既作为单一的噪声干扰, 也作为噪声与其它干扰样式的复合干扰, 比如噪声加正弦波干扰、噪声加矩形波干扰、噪声加三角波干扰、噪声加脉冲、噪声加群脉冲等等。典型的噪声产生电路如图2所示。

1.1 改进前的波形产生电路

改进前的波形产生电路主要采用专用信号产生芯片MAX038作为波形信号产生器件。该芯片是MAXIM公司生产的一个只需要很少外部元件的精密高频波形产生器, 它能产生0.1Hz～20MHz的正弦波、三角波、矩形波。可通过设置A0和A1输入端的电平来选择所需的输出波形[2], 如表1所示。

输出波形的频率和占空比可以通过调整电流、电压或电阻来控制。

1.2 改进前的波形产生电路的缺点

(1) 信号分辨率较低;MAX038产生电路能产生0.1Hz～20MHz的正弦波、三角波、矩形波。随着战场电磁环境复杂程度的提高, 对电子干扰模拟器在实时性、可靠性、电磁兼容性以及多功能性方面的要求也越来越高, 使信号分辨率为0.1Hz的信号产生电路已经不能满足当前的需求, 为了使雷达电子干扰模拟器与雷达更好的同步, 信号的分辨率一般在0.01Hz左右才能达到要求, 而MAX038明显达不到这种要求, 所以要采用其他方案来解决这个问题, 本文利用AD9850结合模拟和数字电路来解决这个问题。

(2) 干扰样式较少;由于MAX038只能产生正弦波、三角波、矩形波, 以至于雷达电子干扰模拟器的干扰样式较少, 无法满足电子干扰模拟器对现代战场电磁环境的复杂程度的高度模拟。

2 改进后的硬件系统设计

改进后的系统的硬件结构如图3所示。

改进前的系统的硬件部分主要是由ARM7微控制器LPC2138、信号产生电路 (由DDS、分频器、微分电路、积分电路、施密特触发电路、多路选择器和噪声产生电路组成) 、干扰频率和干扰强度D/A转换器和人机对话、干扰源模块和天线等组成。

2.1 DDS的基本原理

DDS (direct digital synthesize, 直接数字频率合成) 的基本原理是利用奈奎斯特采样定律, 通过查表法产生波形[3], 基本原理如图4所示。

相位累加器是由N位相位加法器与N位相位累加寄存器级联构成。每来一个时钟脉冲, 相位加法器将频率控制字与相位累加寄存器输出的累加相位数据相加, 把相加后的结果送至相位累加寄存器的数据输入端。相位累加寄存器将相位加法器在上一个时钟脉冲作用后所产生的新相位数据反馈到相位加法器的输入端, 以使相位加法器在下一个时钟脉冲的作用下继续与频率控制字相加。这样, 相位累加器在时钟作用下, 不断对频率控制字进行线性相位累加。由此可知, 相位累加器在每一个时钟脉冲输入时, 就会把频率控制字累加一次, 相位累加器输出的数据就是其合成信号的相位, 相位累加器的溢出频率就是DDS的输出信号频率。用相位累加器输出的数据作为波形存储器 (ROM) 的相位取样地址, 这样就可把存储在波形存储器内的波形量化抽样值 (二进制编码) 经查询表查出, 完成相位到幅值转换。把波形存储器的输出送到D/A转换器, D/A转换器将数字量形式的波形幅值转换为所要求合成频率的模拟量形式信号。低通滤波器的作用为滤除不需要的取样分量, 以便输出频谱纯净的正弦波信号。把频谱纯净的正弦波信号接到AD9850内部的高速比较器上即可直接输出方波信号。

2.2 DDS技术的优点

由于DDS的特点是相对带宽宽、频率转换时间短、频率分辨率高、输出相位连续、可编程和全数字化、控制灵活、信价比高, 利用高稳定的时钟信号, 得到高稳定、高精度、高性能的信号源, 所以DDS信号源在便携通信、雷达系统、跳频通信等领域具有广阔的应用前景。改进后的信号产生电路采用DDS技术, AD9850与LCP2138配合, 可得到精确控制的正弦信号和方波信号, 利用方波再结合微分电路、积分电路、施密特触发电路可以产生脉冲、三角波和群脉冲信号。

DDS的输出信号频率由式 (1) 计算:

其中ΔPhase为32位频率控制字, CLKIN为输入时钟频率[4]。

DDS的频率分辨率定义为:

由于基准时钟的频率一般固定, 因此相位累加器的位数决定了频率分辨率, 位数越多, 分频率越高。本文采用的DDS芯片AD9850支持的时钟输入最高为125MHz, 频率控制字的位数为32位。由式 (2) 可以计算出当采用最大125MHz时钟输入时分辨率为0.0291 Hz。所以在采用25M的外部时钟时, 所得到的频率分辨率为0.0058Hz, 小于0.01Hz, 满足设计的要求。

3 系统软件设计

系统软件设计在基于ARM7处理器的硬件系统上实现对干扰信号产生器、干扰频率、干扰强度、干扰带宽、干扰速度以及键盘输入、LCD汉字显示、辐射源开或关等任务的控制。

为了更好的实现软件系统的功能, 在硬件系统中嵌入了支持多任务的嵌入式操作系统——μC/OS-II[5], 在本系统中主要负责完成任务的调度和管理。软件系统采用多任务的方式实现键盘输入、显示输出、干扰器控制输的软件控制。系统软件总体结构如图5。

系统采用多进程的方式实现多任务功能, 其软件功能结构如图6所示。

其中, 键盘输入管理进程完成键盘按键的监视和按键信息的接收, 并将按键信息写入按键堆栈缓存区;系统状态管理进程根据按键信息完成不同系统状态的转换和控制, 以及将相关的干扰命令和显示信息写入到干扰堆栈和显示堆栈中;显示输出管理进程将显示堆栈中的显示信息输出到LCD液晶显示屏;干扰输出进程负责将干扰堆栈中的干扰控制命令输出到干扰设备上。

4 结束语

本设计对雷达电子干扰模拟器进行了一些改进, 通过对其产生信号的分辨率的提高和干扰样式的增加, 解决了当前雷达电子干扰模拟器无法和雷达同步和复杂且恶劣电磁环境的高度模拟的问题。雷达电子干扰模拟器采用ARM7系列高性能微处理器LPC2138和嵌入式操作系统μC/OS-II, 具有实时性好、处理多任务能力强、人机对话更人性化等特点, 适合在复杂恶劣的现场环境中使用。

摘要：针对现代电子对抗模拟训练的需要, 提出一种雷达电子干扰模拟器的改进方案, 它采用DDS技术, 不仅对雷达电子干扰模拟器的信号分辨率得到提高和干扰样式的增加, 解决了雷达电子干扰模拟器和雷达同步和复杂且恶劣电磁环境的高度模拟的问题。介绍了整个系统组成及工作原理, 并通过移植嵌入式操作系统μC/OS-Ⅱ完成模拟器的多任务功能。

关键词：电子干扰模拟器,嵌入式系统,DDS

参考文献

[1]周立功.深入浅出ARM7—LPC213x/214x[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2005.

[2]MAXIM Co.Ltd.High-Frequency Waveform Generator.http://www.maxim-ic.com, 2005.

[3]彭文标, 黄悦华.基于DDS技术的信号源设计与实现[J].电子设计, 2007, 23 (7) :271-273.

[4]AD9850datasheet.Analog Devices, Inc.http://www.analog.com, 2004.

电子干扰模拟器 第2篇

l、引言：

这是一种带有接地平面的正方形的闭合印制线环路，在回路的两端分别接有电压源和阻抗相等的源内阻、负载，当电压信号的频率较高时，这种结构与方环形天线是非常相似的，成为一·种严重的辐射源。

3、数值模拟： 对于建立好的模型．可以通过电磁场的数值模拟软件来对其辐射特性进行分析。在这里我们使用Ansoft?的HFSS(High Frequency Structure Simulator)来进行模拟。首先来研究这种闭合印制线回路的面积发生变化时其辐射特性如何发生变化。当差模辐射用小环天线产生的辐射来模拟时，在距离辐射回路为的远场的电场强度为E=131．6 ×106(fSI)(1／r)Sinθ(1)其中f（H2）为回路中电流信号的频率，S(m2)为回路面积，1(A)为电流强度，θ（0）为测量天线与辐射平面的夹角。我们根据图1所示的结构，取正方形闭合回路的边长分别为3cm、4cm、5cm、6cm和7cm进行模拟，信号频率为500MHz。图3(a)和图4分别为模拟得到的差模电流辐射的远场三维方向图(由于闭合回路的边长变化时其远场方向图是非常相似的，此处只给出边长为5cm时的方向图）和S-E曲线，从中可以很明显出由于印制线路板接地平面的存在使得差模辐射功率主要集中在接地平面上方，同时，远区辐射场的电场强度与回路面积呈线性变化关系(本文中的电场强度均指在闭合印制线回路最大辐射方向上的电场强度)，这与式(1)是完全符合的。

4、结果分析：

闭合印制线回路的面积越大，差模电流所产生的辐射干扰就越严重。但是同样面积的闭合印制线回路，如果回路形状发生变化，不再是正方形结构，其产生的辐射干扰效果一样会随着变化，甚至产生相当大的差异。图5显示了当闭合印制线回路的面积保持25cm2不变时，矩形印制线回路源与终端所在的边分别为2cm、3cm、4cm和5cm时差模电流所产生的辐射干扰效果，且在频率为500MHz、1GHz和1．5GHz时分别进行考虑。显然，频率增高，相同结构的闭合印制线回路产生的辐射干扰跟着增强，并且随着频率增高差模电流的辐射能量逐渐向印制线路板的正面转移，如图3所示，这是因为频率的增高使得接地平面相对于差模电流信号的电尺寸变大，从而对闭合印制线回路的辐射场产生更大的反射效果。更为重要的是，随着闭合印制线回路由正方形逐渐变化为越来越狭长的矩形，差模电流所产生的辐射干扰显著减小。也就是说，即使闭合印制线回路的面积相同。适当地改变其形状，使之越来越狭长，同样可以减小相同强度的差模电流的辐射干扰。

闭合印制线回路上流过的差模电流产生的辐射干扰在各个极化方向上的分布是不同的。图6是矩形印制线回路的源和终端所在的边为3(回路面积为25)时频率为1．5GHz差模电流的辐射干扰在X、Y、Z方向上的极化分量的三维方向图，从图中可以看到，X和Z方向上的极化分量主要集中于印制板正面的X轴的两侧，而Y方向上的极化分量主要集中于印制板的正上方区域，并且沿Y方向的极化分量最大，分别为X、Y方向极化分量的两倍左右，对于源和终端所在边为2cm、4cm和5cm时的闭合回路也是如此。

根据印制线路板上差模电流的辐射特性，>http:///bbs/index.asp?boardid=10>开关电源设计人员在进行印制线路板和机箱内部结构设计的时候可以从以下几个方面来考虑： 1．通过改变闭合印制线回路的形状，使之尽量狭长。可以有效的减小差模电流的辐射干扰水平。

2．根据差模电流在各个极化方向上的辐射水平的不同，尽量使临近印制板上的印制线或元器件在较大辐射水平的极化方向上有最小的电长度，这样可以保证它们耦合到较少的电磁能量。3．在对机箱内部的电缆进行布线设计时，确保电缆在较大辐射水平的极化方向上的电长度最小，从而使电缆耦合到的电磁能量最小。

4．确定得到最小的机箱对外辐射效果的通风窗或者是观察窗的位置和结构。通风窗或观察窗应尽可能的安装在辐射水平较低的位置，如果通风窗或观察窗是由矩形孔构成的，还应该考虑辐射场在窗口位置的各个方向的极化水平，尽量使矩形孔的长边不在辐射水平最大的极化方向上，以便使从机箱辐射出去的电磁能量最小。

对以上几点进行考虑的时候还要综合其它结构的干扰源的辐射效果，比如继电器、散热器和电缆产生的辐射干扰，而这些都是可以通过数值或者是解析的方法得到的。

5、结论：

数字模拟电路转换的抗干扰设计方案 第3篇

1 干扰的基本要素

要深入探讨数字信号对模拟信号的干扰必须先了解高频电流的特性。高频电流总是选择阻抗最小 (电感最低) , 直接位于信号下方的路径, 因此返回电流会流过邻近的电路层, 而无论这个临近层是电源层还是地线层。在实际工作中一般倾向于使用统一地, 而将PCB分区为模拟部分和数字部分。模拟信号在电路板所有层的模拟区内布线, 而数字信号在数字电路区内布线。在这种情况下, 数字信号返回电流不会流入到模拟信号的地。当设备工作时这些器件同时工作会使电路板内的电源电压和地电平波动, 导致信号波形产生尖峰过冲或衰减震荡, 造成数字IC电路的噪声容限下降, 而引起误动作, 其原因是数字IC的开关电流I和电源线、地线的电阻R所造成的电压降e R=IR与印条和元器件引脚的分布电感L所造成的感应电压降e L=L (d I/dt) 两者一起作用。

2 抑制干扰的措施

抑制干扰源就是尽可能的减小干扰源的du/dt, di/dt。这是抗干扰设计中最优先考虑的原则。减小干扰源的du/dt主要是通过在干扰源两端并联电容来实现, 减小干扰源的di/dt则是在干扰源回路串联电感或电阻以及增加续流二极管来实现。

抑制干扰源的具体措施如下。

(1) 继电器线圈增加续流二极管, 消除断开线圈时产生的反电动势干扰。仅加续流二极管会使继电器的断开时间滞后, 增加稳压二极管后继电器在单位时间内可动作更多的次数。在继电器接点两端并接火花抑制电路, 减小电火花影响。

(2) 电路板上每个IC要并接一个0.01μF~0.1μF高频电容, 以减小IC对电源的影响。注意高频电容的布线, 连线应靠近电源端并尽量粗短, 否则, 等于增大了电容的等效串联电阻, 会影响滤波效果。给电机加滤波电路, 注意电容、电感引线要尽量短。在多种电平的信号传输时, 应尽量把前后沿时间相近的同级电平信号划为一组传输。就V C D来说, D A T A, B C K, L R C K信号与主时钟之间用一根地线相互隔离。必要时用屏蔽线代替柬捆线来传输MC L K和B C K时钟, 减小串扰和辐射。

(3) 布线时避免9 0度折线, 减少高频噪声发射。尽可能缩短信号线的传输长度。可控硅两端并接RC抑制电路, 减小可控硅产生的噪声。若条件允许, 在双面印制板布线时, 正面传输高频数字信号和时钟信号, 在其传输印制电路背面尽可能加大接地面积, 这样由于平行导线间的分布电容在导线接近地平面时会变小的缘故, 信号线之间串音干扰会减小;在MPEG芯片、DRAM、SDR AM及其它高速数字器件印制板布线时, 其背面布上大片地线, 地线可以吸收屏蔽器件产生的高频脉冲噪声。按干扰的传播。

3 切断干扰传播路径的措施

按干扰的传播路径干扰可分为传导干扰和辐射干扰两类。

传导干扰是指通过导线传播到敏感器件的干扰。辐射干扰是指通过空间辐射传播到敏感器件的干扰。

切断干扰传播路径具体方法如下。

(1) 注意晶振步线。晶振与单片机引脚尽量短。用地线把时钟区隔离起来晶振外壳接地并固定。此措施可以解决许多疑难问题。

(2) 用地线把数字区和模拟区隔离, 数字的与模拟地要分离, 最后在一点接与电源地。A/D、D/A芯片步线也以此为原则, 厂家分配A/D、D/A芯片引脚排列时已考虑此要求。

(3) 充分考虑电源对控制芯片的影响。电源做的好, 整个电路的抗干扰就解决了一大半。许多控制芯片对电源噪声很敏感, 要给芯片组的电源加滤波电路或稳压器, 以减少电源噪声对芯片组的干扰。比如, 可利用磁珠和电容组成π形滤波器, 当然要求不高时也可以用100Ω电阻带替磁珠。

(4) 控制芯片和大功率输出器件的地线要单独接地已减少相互干扰。大功率器件尽可能放在电路板边缘。电路板合理分区如强、弱信号, 数字、模拟信号。尽可能把干扰源 (如电机, 继电器) 与敏感器件 (如单片机) 远离。

在将A/D转换器的模拟地和数字地管脚连接在一起时, 大多数的A/D转换器厂商会建议:将AGND和DGND管脚通过最短的引线连接到同一个低阻抗的地上, 任何与DGND连接的外部阻抗都会通过寄生电容将更多的数字噪声耦合到IC内部的模拟电路上。按照这个建议, 需要把A/D转换器的AGND和DGND管脚都连接到模拟地上, 但这种方法会产生诸如数字信号去耦电容的接地端应该接到模拟地还是数字地的问题。在数字信号处理系统中, 要进行很多时钟信号和数字信号的传输, 因其传输线路始端和终端阻抗不匹配, 所传输的信号会在阻抗不连续处发生反射, 使传输的信号波形出现上冲、下降和振荡。反射还会降低器件噪声容限, 加大延迟时间, 而且如传输线传输时间与所传输的延迟时间大致相同, 反射会带来严重的后果, 有的使传输的信息产生错误, 有的使电压超过电路的极限值影响电路的正常工作。

4 结语

实际上, 电源线电流变化产生的感应压降、数字信号传输的反射干扰和数字信号间的串扰相互之间有着密切联系且密不可分的。反映在数字信号处理系统中, 其危害性最大的是高频脉冲噪声。在混合信号PCB板上通常有独立的数字和模拟电源, 能够而且应该采用分割电源面。但是紧邻电源层的信号线不能跨越电源之间的间隙, 而所有跨越该间隙的信号线都必须位于紧邻大面积地的电路层上。在有些情况下, 将模拟电源以PCB连接线而不是一个面来设计可以避免电源面的分割问题。

参考文献

[1]董天临.16位A/D转换器与微控制器接口设计[J].现代电子技术, 2002, 3.

[2]胡志高.AD7705/AD7706及其应用[J].电子产品世界, 2000, 10.

电子干扰模拟器 第4篇

我国的广播电视正处于模数同播阶段,对频率资源将会在一定阶段内存在膨胀性需求,有效规划和利用好有限的频率资源具有十分重要的意义。长期以来,在模拟地面电视频道规划分析的过程中,除须排除存在干扰的同频外,同时要求“同一发射台内要避免同频、邻频、镜象、本振等有害干扰,并尽可能避开中频差拍干扰”对于镜象干扰的情况。如果n频道为欲收信号,那么对之产生镜像干扰的频道将是n+8和n+9频道[1],这就造成了许多电视频道受到镜像干扰的限制,从而无法得到充分利用。

近年来,已经有部分广播电视部门针对镜像干扰(相隔8个频道)问题做出了探索,并收到了良好的效果[2]。2010年10月河北省广播电影电视局科技处、技术中心监测台、834发射台、河北电视台农民频道的技术人员对相隔9个频道的镜像干扰问题,做了相关技术试验和实地收测,得到了大量的试验收测数据。笔者结合这些数据,对镜频干扰的原理和镜像干扰频道的确定方法进行系统论述。

1 镜频干扰产生原理

镜像频率干扰是超外差接收机特有的现象,设信号频率为fs,振荡频率为fc,中频fid=fc-fs,在比fs高两个中频处就有一个频率fm,它就像是以fc为镜子站在fs处看到的镜像,所以称像频。镜像频率如果位于输入回路的通频带内,通过外差的变频作用就会把像频位置以及附近的电台信号搬移到中频带内,对接收信号形成干扰。如果像频位置及其附近处无信号,那么就只是增加了一点噪声,降低了信噪比;如果像频处恰好有一个电台信号,那么该信号就会和接收信号差拍形成啸叫,较强的像频则喧宾夺主,抑制掉输入信号;如果电台信号不在像频处,而是在像频附近,则会形成混台,产生偏调失真。

目前,模拟电视接收机都是超外差式,在将接收到的射频信号进行高频放大以后,用一个本机振荡器产生高频振荡信号与之进行混频,得出一个中频信号。由于本振频率高于射频信号频率,所以得出的中频信号的残留边带幅频特性相对于原来的高频信号残留边带幅频特性呈镜像对称[3],如图1所示(假设接收的是第4频道)。按照我国的规定,模拟电视图像中频频率为38 MHz,音频中频频率为31.5 MHz,中频频带为31.25～39.25 MHz。所以,不论射频载频是多少,混频后得到的中频频率是恒定的。

高于接收机本振频率的非欲收图像、伴音载频信号与接收机本振频率信号混频后,进入接收机中频范围内的频率信号会造成镜频干扰。而所需射频保护率是由交叠频率需要的射频保护率减去接收机镜象抑制比决定的。

2 相隔9个频道镜像干扰分析

当模拟电视机接收到相隔9个频道的两路电视信号时,由于高频道电视信号与低频道电视信号的本振信号混频,将对低频信号产生镜像干扰。为了更好地对相隔9个频道的镜像干扰进行分析,下面以电视DS-43频道干扰电视DS-34频道接收为例进行说明。

电视DS-34频道频带为678～686 MHz,图像载波频率为679.25 MHz,音频载波频率为685.75 MHz,接收本振频率为717.25 MHz,如图2所示。

电视DS-43频道频带为750～758 MHz,图像载波频率为751.25 MHz,音频载波频率为757.75 MHz,如图3所示。

电视DS-43频道与DS-34频道接收本振频率717.25 MHz混频后,结果得到32.75～40.75 MHz,而32.75～40.75 MHz落在电视接收机的中频频带内,成为镜像干扰信号,如图4所示。模拟电视能量一般集中在图像(38 MHz)和音频(31.5 MHz)两个点上,即43频道高能量干扰的位置正好落在34主要频段内,有6.5 MHz(32.75 ～39.25 MHz)重叠区。干扰频道图像主能量全部落在被干扰频道图像区,干扰现象明显。所以,为避免镜像干扰的产生,国际电联ITU-R BT.655-7建议书[4]中对模拟电视之间镜像干扰情况进行了界定。

3 实验过程与结果分析

通过理论分析,可以看出:电视相隔9个频道镜像干扰现象明显,主要为图像载频受到镜像干扰。但是,受干扰的程度、干扰图像的主观评价以及干扰的表现,在相关资料中并没有提及。针对上述问题,2010年10月河北广电局科技处、技术中心监测台、834发射台、河北电视台农民频道的技术人员,做了相关技术试验和实地收测。

3.1 实验条件

为更好地对镜像干扰进行研究,本文并未采取实验室的试验方法,而是采用了实际搭建实验平台,直接进行实地收测的方式。实验发射台选择在省局直属834台白石山发射机房,实验频道分别为:DS-34频道播出河北卫视节目,DS-43频道播出河北农民频道节目。详细的技术参数如下:

1) DS-34频道,播出节目:河北卫视;发射功率:1 kW;发射机生产厂家:北京吉兆;天线形式:缝隙天线、垂直极化;天线增益:15 dB;天线静高:1 875 m。

2) DS-43频道,播出节目:河北农民;发射功率:1 kW;发射机生产厂家:北京吉兆;天线形式:四层四面的面包天线、垂直极化;天线增益:10.5 dB;天线静高:1 870 m。

收测及接收设备:德力DS1283(B)电视场强频谱仪,德力9000E接收天线。为更好地对接收图像进行保存分析,实验使用DELL Latitude D510笔记本作为微机平台,接收卡使用GENIATECH的CARD-TV电视调频接收卡对收测图像进行保存。

收测形式:采用室外定点收测,测试地区为保定部分地区。同时,为保证测试的代表性,测试小组进入普通用户家中,对不同品牌的电视接收机接收情况进行了统计。

3.2 收测数据

本文从若干收测数据中,选择了3组具有代表性的数据进行介绍。

地点一收测场强相差3.6 dB,图像如图5所示,可以看出DS-43频道(河北农民)图像清晰,效果较好;DS-34频道(河北卫视)由于受到镜像干扰,图像出现横向的波纹,声音效果较好。

地点二收测场强相差0.9 dB,图像如图6所示,可以看出DS-43频道(河北农民)图像清晰,效果较好;DS-34频道(河北卫视)图像清晰,效果较好。

地点三收测场强相差3.3 dB,图像如图7所示,可以看出DS-43频道(河北农民)图像有噪点,不清晰; DS-34频道(河北卫视)由于受到镜像干扰,图像出现横向的波纹,波纹比地点一收测略少,声音效果较好。

为了进一步了解电视相隔9个频道镜像干扰的表现,将其中一幅画面进行了放大,如图8所示。从中可以看出镜像干扰主要表现为横向的波纹,随着干扰强度的增加,波纹则会加深加密。

3.3 结果分析

将上述实验收测数据进行总结如表1所示。

当43频道场强与34频道场强差低于2 dB时,干扰现象轻微,主观视觉评价优良;当43频道场强与34频道场强差高于2 dB时,出现干扰现象,主观视觉可以察觉到干扰网纹的存在,干扰现象随场强差的增大愈加明显,成正比。无线电波的空间传输随意性较强,无法做到两频道在大部分范围内场强差小于2 dB,收测数据表明电视相隔9个频道的镜像干扰存在,影响大部分用户的收看效果,伴音收听效果良好。

国际电联ITU-R BT.655-7建议书TABLE10所示n+9频道镜像稳定干扰的射频保护率为11 dB(34频道为预收频道),这与我们的实验数据存在不同。但实验数据为同行进行类似试验提供了参考,希望能在今后的试验中对存在的偏差进行系统详细的解释。

4 结论及研究展望

通过理论和实验数据的综合分析得出:在模拟地面电视规划中相隔9个频道镜像干扰的问题仍然存在,但实验数据与国际电联ITU-R BT.655-7建议书中对模拟电视之间镜像干扰保护率的界定存在不同,这就需要对有关频道继续进行试验。实验数据说明现阶段必须遵守n+9频道的镜像干扰限制[5]。

随着地面数字电视频道的增加,对于数字电视频道镜像干扰的问题将成为今后研究的重点。由于数字和模拟电视调制方式上的差别,其镜像干扰频道的确定方法根据干扰源数字和模拟频道的不同而有所差别[6]。特别是数字电视信号对模拟地面电视信号的镜频干扰,将在未来的工作中加以重点研究。

摘要：针对模拟地面电视规划中相隔9个频道镜像干扰的确定,进行试验与实际收测。从模拟电视的调制原理入手,结合实测数据,分析镜频干扰的原理和镜像干扰频道的确定方法,并对国际电联ITU-R BT.655-7建议书中确定的镜像频道作出解释。

关键词：模拟地面电视,频道规划,镜像干扰,UHF

参考文献

[1]何大中.系统与覆盖网[M].北京:国防工业出版社,1990.

[2]杨立新.镜像干扰问题的相关技术实验[J].广播与电视技术,2011(3):132-134.

[3]夏治平,刘晓蓉.数模同播规划中镜像干扰频道的确定[J].广播电视信息,2006(6):45-46.

[4]ITU-R BT.655-7-2004,Radio-frequency protection ratios for AM vestig-ial sideband terrestrial television systems interfered with by unwanted an-alogue vision signals and their associated sound signals[S].2004:10-15.

[5]Planning methods for terrestrial television in VHF/UHF bands[C]//CCIR XVIth Plenary Assembly:Vo1.X1,Part1.1986:281-300.

电子干扰效果评估方法 第5篇

电子对抗领域中的干扰效果是指:在对其他电子系统进行电子干扰后,其电子装置、电子侦查系统以及操作人员等受到间接或者直接损伤的程度综合效应[3]。所以,当对某一电子系统进行电子干扰时,干扰效果能对被干扰电子系统所遭受到的损坏程度、干扰程度以及操作人员伤害程度进行表征。在某一给定环境下,将对方探测设备的锁定概率降低到预期值之下,或使预期给定的跟踪误差门限值小于实际设备的跟踪误差,或将实际设备差错率提高到给定门限值之上,这种电子干扰被称为有效干扰(Effective Jamming)[3]。有效干扰能反映对某一电子系统进行的干扰是否有效。

在对电子干扰效果进行评估时,已经提出过多种干扰效果评估准则,如功率准则[2,3]、信息准则[2,3,4]、概率准则[2,5,6]和效率准则[7]等,这些准则的提出都是根据不同干扰信号的类型以及被干扰电子系统的特点。

一些准则根据不同干扰措施,一部分则是根据抗干扰措施类型,有些则是为了工程实用性强,而一些则是理论性强,也有准则是针对全系统而提出的。然而,目前还不存在统一认可的准则,也没有被广泛接受的、并且在工程实际中能有效达到预期目标的评估准则。这是因为现有的各种评估准则都是根据电子对抗系统自身的属性、工程目的,以及实际工作的先验知识提出的。故各准则都具有各自的观点。

因此,文中针对各个准则进行详细分析和论述,阐明其各自属性,以及适用环境,为实际电子对抗中,选择比较合适的评估准则提供有效参考。

1 功率准则与信息准则

电子对抗研究者根据电子对抗系统中某些抗干扰措施的效率,分别提出了功率准则和信息准。具体表现为对某电子对抗系统进行有效压制干扰,或者使被压制干扰的电子对抗系统获得的信息中含有大量错误信息,或者使其信息大量损失,而造成获取的有效信息不足。此两种准则通常用压制系数来反映,而压制系数是指:在电子对抗系统接收信息时,其最小干扰信号功率门限与电子对抗信号的功率之比。

干扰信号对被干扰电子系统进行干扰时,造成其有效信息大量丢失,体现方式主要有:如信号产生偏差、信号被主动模拟、扰段信号传输、信号被覆盖等。当被干扰系统特性与干扰信号特性相符时,被干扰系统的信息丢失量很大,而当被干扰系统特性与干扰信号特性不相符时,被干扰系统的信息丢失量较少,甚至干扰毫无效果。所以,有效干扰是否具有意义要根据具体电子对抗类型判定。

功率准则也称为干信比准则,用压制系数Ks表示,其表征电子对抗系统被干扰时,接收机输入端所需要的最小干扰功率Pj与电子对抗系统输入端目标回波信号功率Ps之间的比值[2,3],即

Ks=min(Pj/Ps) (1)

分析式(1)可知,当来自同一种干扰时,由于压制系数Ks越大,表示有效干扰电子对抗系统的干扰信号功率Pj越大;相反,压制系数Ks越小,表示有效干扰电子对抗系统的干扰信号功率Pj越小。因此,压制系数Ks可以有效地反映出电子对抗系统的抗干扰能力,其适用于压制型干扰效果评定。

功率准则是目前应用最广泛的一种抗干扰效果评估方法,其特点如下:

(1)功率准则反映对被干扰对象的干扰效果达到一定程度时,所需要的最小干扰与信号之比,如果将其用于评估对被干扰对象的干扰效果,则显得比较抽象,不直观。因此,其更适用于评估被干扰对象的抗干扰能力。

(2)压制系数Ks在实际工程应用中的准确测量具有相当难度,因此,在实际工程应用当中,利用功率准则评估不太适宜

(3)通常功率准则适用于电子对抗系统的压制性干扰效果评估。

从信息损失的角度来度量干扰效果则为信息准则,其基本思想是用干扰前后电子对抗信号中所含目标信息量的变化来评估干扰效果。例如,利用干扰前后电子对抗系统观测空间的体积变化来评估干扰效果,在一些电子干扰设备的战技术指标中,干扰效果的指标就是利用效率准则提出的。

对压制干扰来说,信息准则是用干扰信号的熵来评估其性能。干扰信号J的熵H(J)定义[2,3,4]为

${\rm H}(J)=-{\displaystyle \sum _{i=1}^n{\rm P}}{}_i\lg {\rm P}{}_i(2)$

其中,Ji为干扰信号的数值;Ji出现的概率用Pi表示。

而干扰信号为连续分布函数时,可用连续函数概率分布密度表示其熵

H(X)=-∫+∞-∞p(x)lgp(x)dx (3)

分析以上两式可知,根据干扰信号在时域上的波形特性评估其性能的信息准则,也可应用于欺骗性干扰的性能评估,这也是信息准则的最大特点。

2 概率准则

在电子对抗系统中,概率准则是由电子干扰环境中完成给定任务的概率决定,以评估电子对抗系统的抗干扰性能[5,6]。该准则反映了在没有考虑具体抗干扰措施的条件下,有干扰或者无干扰的方法下,电子对抗系统实现同一性能指标的概率。在理想情况,电子对抗系统的任何指标都可以用概率准则来评估,然而共基准值是指在无干扰的方法下,实现同一性能指标的概率。因此,概率准则就会存在以下两个缺陷:

(1)在电子对抗系统中,大多数性能指标不但受到电子干扰环境影响,而且它们都不是用概率形式直接表示,但也有例外,如:虚警概率、引导概率、识别概率等。

因此,对于那些本来就不是用概率形式表示的指标,却用受干扰之前实现的预定目的的概率来表示,就不恰当了。所以也没有直接观测以上特性的性能指标方便,假如再用之前的性能指标来表示这些性能指标的概率大小时,将会存在大量的数据处理工作,造成难度加大。

(2)由大量统计数据获得的概率指标,属于统计指标。需要进行大量可重复试验。然而,但并不是所有试验都可以进行重复操作。为满足可重复试验这个条件,需要花费更多的时间和费用,给效果评估带来相当的难度。

概率准则也具有自身优点,与由电子干扰设备和被干扰设备本身属性决定优劣的功率准则相比,或者与只适用于评估干扰信号本身的信息准则相比,概率准则将整个电子对抗系统与干扰效果结合起来,并考虑了整个电子对抗系统的各个过程,其效果的评估较详细且全面,适用于压制干扰和欺骗干扰。故概率准则是电子干扰系统中评估干扰效果较好的方法。

3 效率准则

在采用有干扰和无干扰方式下,比较被干扰电子系统实现同一指标的不同,以评估其干扰效果的准则被称为效率准则。该准则的干扰效果是用在有干扰和无干扰方式下,完成同一指标的比值来表示的[7],被干扰电子系统在无干扰方式下实现同一指标的值将作为其比较基准。

与概率准则类似,效率准则是注重比较电子对抗系统在无干扰方式下实现同一指标的比值η,而不会考虑干扰电子系统的具体干扰方式

$\eta {}_i=-\frac{W{}_{ij}}{W{}_{i0}},i=1,2,\cdots ,n(4)$

其中,Wi0为无干扰情况下,第i项指标值;Wij为有干扰情况下,第i项指标值;n为无该系统具有的抗干扰指标项目数。

分析上式可知,效率准则相对于概率准则,其更容易,也更直观,因为W的取值方式不需要变化,只需和原电子对抗系统指标取值方式一样,而Wi0是电子对抗系统采用无干扰方式下的第i项指标值,只需测得电子对抗系统给定等级典型干扰方法相应的第i项指标值,这样就大大减少了评估的工作量和难度,在具体测量中,均可采用现有各种工程测量手段,如数据采集、工程检测以及其他处理方法等。

电子对抗系统中,采用有干扰方式时,某一特征指标与采用无干扰方式时同一指标的比值用η表示。电子对抗系统的抗干扰性能越好时,η值就表现的越大;反之,电子对抗系统的抗干扰性能越差,η值就表现的越小,而电子对抗系统中的所有抗干扰指标,都可以通过以上方式意义获取。故η值表就与电子对抗系统中,各个受到电子干扰程度的指标一一对应,这就形成一个相对一系列值的评估方法。

但仔细分析效率准则的原理,发现其也存在一些不足之处,首先是比较基准的不一致性,即在无干扰方式下,电子对抗系统测试出的指标值就为其比较基准,且相对于原系统指标值,各Wi0指标值存在一定变化。实际上该种相对值的变化对应着采用有干扰和无干扰方式下,电子对抗系统实现同一指标的变化范围,而对特定等级典型电子干扰方式中,没有直接表现出其抗干扰效果。

相对于上文几个准则,效率准则虽然具有并非对电子干扰系统的抗干扰效果进行绝对值表示,而是表现相对值的缺点,然而其也具有很多优点,如工程实现容易、测定简单、表现形式直观等优点。

4 结束语

研究了传统电子干扰效果评估方法的基本思想和原理。阐明功率准则适用于压制性干扰效果评估,信息准则适用于欺骗干扰效果评估,而当要对某个电子对抗系统的抗干扰能力评估时,应采用概率准则,以及在评估某系统自身抗干扰性能时,用效率准则进行评估比较优越。

摘要：在研究了现有几种电子干扰效果评估准则的基础上,深入分析各准则的自身属性,阐明功率准则与信息准则分别适用于压制性干扰和欺骗干扰效果评估,而概率准则适用于某个系统的抗干扰能力评估,以及在评估某系统自身性能时,用效率准则进行评估比较优越。

关键词：电子干扰,效果评估,电子对抗

参考文献

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电力电子装置的电磁干扰 第6篇

电力电子电路装置通常被称为变换器 (Converter) , 是以电力电子器件为核心, 通过对不同电路的各种控制来实现对电能的转换和控制, [2]大致可分为以下几点。

1) AC/DC整流器将交流电变换为直流电。传统的整流器在运行过程中会向电网注入大量的谐波电流, 并引起网测功率因数恶化。

2) DC/DC斩波器将不可调的直流电压变换成可调的直流电压。该类变换器主要应用于直流调速和通信电源中。

3) DC/AC逆变器将直流电转化成一定频率和幅值的交流电。主要应用于交流电机调速、不间断电源 (UPS) 等领域。

4) AC/AC逆变器将一种频率、电压的交流电变换为另一种频率、电压的交流电。主要应用于电力系统的连接和低速大容量的交流调速系统。

2 电力电子装置的电磁干扰

2.1 电力电子装置的谐波干扰

在电力电子装置中, 由于半导体开关器件的非线性, 会使工作电流发生畸变, 产生大量的工频谐波。整流装置所占的比例最大, 对电网造成染污。谐波电流的存在使电网的附加线路损耗增大, 谐波电流在电网中的流动会在线路上产生有功功率损耗, 降低了发电、输电及用电设备的效率;谐波的存在使得电网中无功功率增加, 导致电流增大和视在功率增加, 使发电机、变压器及其它电气设备容量和导线容量增加;谐波会影响各种电气设备的正常工作, 谐波电流产生的脉动转矩会引起电机的机械振动和噪声;谐波会改变保护继电器的性能, 引起误动作或拒绝动作;谐波干扰会引起通信系统的噪声, 降低通话的清晰度, 干扰严重时会引起信号的丢失。

2.2 电力电子装置的高频干扰

电力电子装置在工作中, 尤其是各种逆变电路, 将发出强烈的电磁干扰, 该干扰主要来自于半导体开关器件, 开关器件在开通和关断中, 由于电压和电流在短时间内发生跳变, 从而形成电磁干扰。电力电子装置产生的电磁干扰源有:①d V/dt在电力电子器件通断瞬间, 电压的跳变会在电容上产生很大的充电或放电电流, 会对电力系统产生严重的电磁干扰。②di/dt开关器件在通断瞬间的电流变化会在杂散电感上感应出电压, 另外, 有较大的di/dt的电流环路也是一个辐射源, 将对空间产生辐射电磁场。③PWM信号自身逆变器中开关产生的PWM波形除了有用的基波外, 还含有大量的高次谐波PWM信号也会对周围的设备产生辐射的影响;控制电路输出的高频脉冲时钟波形也会产生一定的电磁干扰。电磁干扰的危害几乎涉及所有领域, 简单归纳可分为对设备的影响和对人的影响两大类。

2.3 电力电子装置的传导干扰

电磁干扰是通过传导和辐射两种途径耦合到敏感设备的。在电力电子装置中, 传导是电力电子装置干扰传播的重要途径, 也是在电磁兼容中考虑得最多的, 由于对电力电子装置传导干扰一般考虑的最高频率是30MHz。根据传导干扰方式不同, 电磁干扰可分为共模 (CM) 和差模 (DM) 两种形式。其中CM是由于逆变器快速开关导致输出电压变化产生的di/dt和系统中电容间的高频振荡产生的。DM是由整流器和逆变电路产生的。共模与差模的主要区别在于差模电流只在相线与中线之间流动, 而共模电流不但流过相线和中线, 而且还流过地线。一边情况下共模干扰较小, 主要为差模干扰。

3 电力电子装置电磁干扰的抑制

在产生低频谐波的电力电子装置中, 整流装置所占的比重最大, 整流电路所产生的谐波污染和功率因数降低问题在整流装置普及应用的同时, 也逐渐引起了人们的重视。所以现在的谐波抑制技术研究主要是从两个方面考虑。一是采用被动补偿技术, 装设谐波补偿装置来补偿谐波, 即在电力系统中或装置的电网侧装设无源滤波器 (PF) 或有源电力滤波器 (APF) , 这对各种谐波源都是适用的;二是采用主动校正技术, 对电力电子装置本身进行改造, 采用功率因数校正技术PFC, 使其不产生谐波, 且功率因数可控制为l, 这通常适用于中小功率装置或系统中比较集中的主要谐波源的电力电子装置。

为了抑制电源线上的电磁干扰, 通常在电源的入口端或出口端加EMI电源滤波器。EMI电源滤波器是抑制传导干扰信号最为有效的手段。它又被称为电网滤波器、进线滤波器等, 电源滤波器可以毫无衰减地把工业上常用的电源功率传输到设备上去却大大地衰减电源线上各种各样的EMI干扰信号, 最大限度地保护设备免受其害。同时, 它也能有效地抑制设备本身产生的EMI干扰信号, 防止干扰信号进入电网, 污染电磁环境, 危害其他设备。

4 结语

主要讨论了电力电子设备的电磁干扰, 以及减少传导干扰对电子设备自身、电源系统和其他电子设备影响的所需采取的措施。有效抑制高频传导干扰, 提高电子设备的工作性能, 这在军事航空领域中具有及其深远的意义。

参考文献

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[2]裴雪军.电力电子装置传导干扰抑制技术电力电子装置[D].武汉:华中科技大学, 2004.

电子干扰模拟器 第7篇

采用逐一试验的方法同时考虑这些因素对分离过程的影响,将是一项庞大而费时的任务。蒙特卡洛方法是一种通过随机变化的统计获得近似结果的方法,可用来解决具有不确定性的复杂问题。

本文以某型导弹级间分离为研究对象,将飞行力学和分离动力学相结合,建立考虑各种干扰因素和偏差的数学模型,并采用MATLAB/Simulink搭建了分离仿真模型。为了计算各种随机干扰因素的任意组合情况,采用蒙特卡洛方法对分离过程进行仿真计算,得到了各种干扰因素对分离的影响程度。

1 影响级间分离的因素分析

在分离过程中,受到各种干扰因素的影响,使得导弹的弹道参数偏离理想弹道而可能造成两级发生碰撞。本文考虑的干扰因素主要有:

1)初始弹道参数(质量、速度、攻角)的偏差以及分离机构工作不同步等。初始弹道参数偏差在仿真中通过改变模型仿真初值来实现。

2)风场的影响。按照空气团的运动特性,风可以分为常值风和变化风。常值风是指在一定的空间和时间范围内,风速矢量为常值的风;变化风是指在一定的空间和时间范围内,风速的大小和方向都发生变化的风,变化风即为大气紊流,其一般采用Dryden模型或Von Karman模型[1,2],具体建模过程这里不再详述。

风场的干扰使得仿真模型中气动力和气动力矩需要采用相对速度Va,相对攻角αa和相对侧滑角βa进行计算。图1给出了速度矢量关系,VW表示风速,Va表示导弹的相对速度,V表示导弹原来的速度。

由速度矢量关系可得Va在地面坐标系中的投影为:

式(1)中,(Va.gx,Va.gy,Va.gz)T是Va在地面坐标系的分量;(Vx,Vy,Vz)T为V在地面坐标系的分量;(VWx,VWy,VWz)T为VW在地面坐标系的分量。

导弹相对速度在弹体坐标系中的分量为:

式(2)中Cbg(ψ,ν,γ)为从地面坐标系到弹体坐标系的坐标转换矩阵,导弹相对速度的大小在弹体坐标系可表示为:

由攻角αa和侧滑角βa的定义可得:

从上面的公式可以看出由于大气风的存在,使得导弹出现附加的攻角和侧滑角,同时实际相对速度也可能变大或变小。

3)助推器发动机推力偏差的干扰。推力偏差[3]包括推力偏斜和推力偏心,是导致分离干扰的重要因素之一,对导弹助推级和主级飞行及级间分离过程都产生重要的影响。

设发动机推力P与弹体纵轴不重合,推力向量和弹体纵轴的关系可用倾斜角θp和偏角ψp两个角度来表示,θp是推力向量P与Obxbzb(弹体坐标系)平面的夹角,向上为正;ψp是P在Obxbzb平面的投影与Obxb轴的夹角,ψp在Obxbzb平面的右侧为正,如图2所示。

推力在弹体坐标系中的分量可表示为:

通过坐标转换,可推导出推力在弹道坐标系中的分量:

式(7)中,(Pkx,Pky,Pkz)T为推力在弹道坐标系中的分量,Ctg(ψC,θ)为从地面坐标系到弹道坐标系的坐标转换矩阵。

设推力P的作用点为Op;Op在弹体坐标系下的坐标为(xp,yp,zp)T,如图3所示。

从导弹质心Ob到Op的矢径为rp=[xp,yp,zp]T,则推力对导弹的力矩为:

推力偏斜和偏心与发动机的工艺控制水平有关。由于推力偏差的存在使得导弹在俯仰、偏航和滚转方向都产生了干扰力矩,当其偏差过大有可能导致导弹飞行失稳。

2 分离过程数学模型

2.1 基本假设

1)导弹的助推级、主级分离发生在稠密大气层内,尚未脱离大风区。

2)忽略地球自转运动和导弹弹性运动,将导弹本体及助推级、主级分离视作刚体。

3)分离解锁瞬间完成,不计分离不同步的干扰。

4)导弹轴对称,各种干扰和偏差在各方向上出现概率相同、大小相等。

2.2 分离动力学方程

为了研究导弹级间分离的运动特性,需要分别建立整体、主级导弹、助推器各自的动力学和运动学数学模型。考虑到模型的通用性,下面以导弹整体为例给出其动力学和运动学数学模型[4]。

为了便于分析导弹运动特性,将导弹质心运动动力学方程建立在弹道坐标系下。弹道坐标系下的导弹质心运动动力学微分方程为:

式(9)中,G为重力,A为气动力,P为发动机推力,可表示为F=P+R+G。式(9)在弹道坐标系下的分量形式可以表示为:

式(10)中Fx、Fy、Fz为合力F在弹道坐标系的分量,V、θ、ψC分别表示为导弹速度,弹道倾角、弹道偏角。

在弹体坐标系上建立的导弹绕质心转动动力学方程:

式(11)中:J为转动惯量,ω为转动角速度,M为导弹受到的合力矩。

因为导弹是轴对称外形,弹体的所有惯性积为零,将式(11)分解到弹体坐标系中可得导弹绕质心转动的动力学方程为:

2.3 分离运动学方程

在地面坐标系下建立的导弹质心运动学方程:

在弹体坐标系下的导弹绕质心转动的运动学方程的运动方程为:

式(14)中,ν、ψ、γ分别表示俯仰角、偏航角和滚转角。ωx、ωy、ωz为导弹绕自身三个坐标轴的旋转角速度。

2.4 碰撞分析

在级间分离研究中最关心的是主级和助推器是否发生碰撞。本文采用危险截面特征点方法来判断两级是否发生碰撞。分别在主级弹体坐标系和助推器弹体坐标系下选取n个可能发生碰撞的点,记为P=[P1…Pj…Pn],Q=[Q1…Qj…Qn],如图4所示。为了计算Pj与Qj之间的最小距离,将其转换到地面坐标系下,记为P'、Q',可求出主级与助推器之间的最小距离为:Lmin=min(‖P'i-Qj'‖i,j=1,…,n)。在分离过程中通过计算最小距离Lmin来确定主级尾段与助推器前段是否发生碰撞,当Lmin<0认为两级发生碰撞。此外,在级间分离仿真中,还需要考虑助推级和主级运动状态是否平稳、分离后主级控制系统是否达到了能力极限等。

3 蒙特卡洛方法

蒙特卡洛方法是一种通过随机变量的统计试验或随机模拟,求解数学、物理和工程技术问题近似解的数值方法[5],其通过对系统输入偏差在一定范围内多次随机抽样组合,获得输出样本的统计特性,并发现可能导致系统输出超出预期临界的偏差组合。在应用蒙特卡洛方法进行级间分离模拟仿真时,其基本步骤是:

1)确定级间分离过程中受到的干扰因素及分布规律。

2)根据级间分离动力学,建立考虑各种干扰因素的分离数学模型。

3)根据各种随机因素的分布律,构造相应的数学概率模型。

4)根据模拟精度要求确定仿真次数。

5)随机抽样进行多次模拟打靶,获得干扰作用下的弹道参数。

6)对结果处理,得到级间分离的统计特征。

4 仿真结果与分析

本文基于受扰分离动力学数学模型,在MAT-LAB/Simulink环境下编写了蒙特卡洛仿真程序。仿真初始条件为:发射高度为0 km,发射角度45°,当导弹的过载为-3时,给出级间分离指令,主级与助推器最小距离大于4~6倍弹径时认为分离结束,这里取为3 m。各种干扰因素及服从分布类型如表1所示,以表1中的干扰作为随机量进行蒙特卡洛仿真,试验次数取1 000次,所需要的机时不到30min,通过仿真发现仅有1次分离失败,分离成功率为99.8%,失败的情况为推力偏心、偏斜取最大值、逆风大气紊流模型、风速平均值达到10 m/s组合情况。表2给出了分离前后的弹道参数统计特性,由表数据对比可知,分离前后主级导弹的速度损失约为9.2 m/s,助推级的速度损失为57.02 m/s,这主要是由于助推器是一个钝头体,且处于主级喷管冷气流区域,受到的气动干扰较大的缘故。

两级之间的相对距离随时间变化如图5所示,从图中可以看出,由于分离机构工作不同步(0.01s)的影响,两级之间在开始时并没有分离,随着分离机构的完全分离,两级之间的最小距离才开始逐渐单调增大,在0.129 s的时候相对距离的最小值已经达到3 m,分离迅速,两级没有发生碰撞。

图6为蒙特卡洛仿真结果曲线。图6(a)和图6(b)分别给出了主级和助推器攻角随时间的变化。由图可知,助推级姿态变化比较剧烈,攻角由0.015°到2.524°的变化,而主级在分离后攻角变化趋势平缓。主要是由于分离机构的不同步引起了导弹姿态的变化,而主级质量是助推器质量的9倍左右,分离机构不同步引起的干扰对主级的姿态影响比较小。由图6(c)可知,导弹在助推段攻角变化较大,主要是因为助推开始段速度较低,受风干扰和推力偏心偏斜的影响较大,从而影响了分离时刻的导弹姿态。

5 结论

本文以某型导弹级间分离为研究模型,以正态分布的随机量来模拟各种干扰的偏差,提出了受扰的导弹弹道仿真模型的构建方法,利用蒙特卡洛方法对级间分离过程进行仿真模拟,得到了有益的结论:

1)蒙特卡洛方法可方便、快速地对各种偏差组合情况进行仿真,通过大量的仿真计算,可以全面地分析各种可能出现的情况和导致分离失败的最严酷组合,从而减小飞行试验的风险。

2)风场干扰、推力偏心偏斜对助推初始段弹道参数影响很大,严重时可能导致导弹在助推段失控。由于风干扰是无法控制的,因此必须对推力偏心偏斜、结构安装偏差等在生产制造过程中是可以加以控制的,以提高分离的安全性。

3)分离机构不同步时间越长,其带来的干扰力和力矩对级间分离影响越大,严重时会导致分离失败。

4)两级导弹分离过程因各种偏差和扰动的存在需采取安全余量设计。

参考文献

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电子干扰模拟器 第8篇

随着科学技术的发展以及军事战略思想的转变，无人机的运用在军事、民用等领域不断的扩大，需求也不断的提高，无人机的飞行区域从原本的单一空域逐步扩大到全空域，而在高空，无人机会受到不同程度的风干扰，如何对抗风干扰成为无人机控制参数设计中所要面对的重要问题。为了能在地面模拟出无人机在空中风干扰状态下的姿态变化，必须将风干扰加入到空气动力学方程里进行仿真运算，通过地面仿真模拟来设计无人机的控制率参数。本文即以某小型无人机空中风干扰的简易算法来进行阐述。

（二）无人机的非线性运动方程组

假设无人机为刚体，飞机在空间的运动是一个六自由度的力学系统，其运动方程由两部分组成：一部分是以运动学定律为基础的动力学方程组，由此解得飞机相对于机体坐标系Xt、Yt、Zt的速度向量、角度向量与角速度向量;另一部分是通过坐标变换得出的运动学方程组，确定出飞机相对于地面坐标系Xd、Yd、Zd的位置向量。12阶的非线性微分方程组(苏联体制坐标系)如下：

其中，状态变量X、Y、Z为地轴系Xd、Yd、Zd轴方向的位置坐标，Vx、Vy、Vz、ωx、ωy、ωzϑ、γ、Ψ分别为机体轴系Xt、Yt、Zt轴方向的速度、旋转角速度、俯仰角、滚转角和偏航角;攻角α，侧滑角β为相关连变量。

（三）风干扰算法

飞机在空中飞行经常要面对风干扰，干扰风的风速风向对飞机的飞行品质以及飞行轨迹都有很大的影响，特别在大风的情况下，飞机如何能保证飞行的安全性取决于自主控制率的设计，在地面的仿真试验中，模拟各种风干扰成为设计自主控制率的必要手段。

风干扰的模拟主要将风速风向分解投影到各机体轴上，再结合空气动力学方程组里的三向速度方程，解算出最终合成后的三向速度，干扰风的分解示意图(如图1)所示，其分解后的方程如下所示：

其中，νf、ε1、ε2分别为干扰风的风速、干扰风与地平面夹角(向上为正、向下为负)和干扰风与正北方向的夹角(顺时针为正);νfx、νfy、νfz分别为干扰风在机体轴Xt、Yt、Zt轴方向的分解向量;ϑ、ϕ为机体轴系的俯仰角和偏航角。

与空气动力学方程组里的三向速度合成后，飞机的实际三向速度为：

其中，Vx方、Vy方、Vz方为原方程组解算出的三向风速，Vx、Vy、Vz为合成后的三向速度，将此三向速度带入微分方程组再进行运算，可以得出加入风干扰后的飞机各姿态参数。

（四）仿真分析

在Matlab开发的数字仿真平台中，对干扰风的模拟进行仿真验证。仿真平台模拟无人机的各项飞行参数，根据这些参数无人机运用控制率进行自主飞行，在加入干扰风后，无人机的姿态变化(如图2)所示，姿态变化平稳，系统稳定，达到了预期的目的，同时，此型无人机已经过实际飞行试验，实际飞行结果与仿真结果非常接近，达到预期设计目的。

摘要：文章详细介绍了一种对空中风干扰在无人机机体轴上分解的简易算法, 将机体所受到的干扰风分解成各机体轴所受到的干扰, 便于进行空气动力学方程的计算。经仿真及实际飞行验证, 采用该算法所得结果与实际飞行结果相似, 真实性高。

关键词：无人机,风干扰,算法

参考文献