串并联谐振范文

串并联谐振范文（精选4篇）

串并联谐振 第1篇

无线电能传输(Wireless Power transfer,WPT)作为一种新型的输电方式,可以不经过任何的电气接触,以空气为介质通过电场、磁场来实现电能从电源到负载的传输。该技术克服了传统的有线电能传输系统易摩擦、老化、产生火花的缺点,并且在许多特殊领域有无法替代的优势,如矿井、水下等。2007年,麻省理工学院(MIT)首次提出了磁耦合谐振式无线电能传输(RWPT)技术并试验成功[1]。随后,RWPT技术受到国内外学者越来越多的研究[2,3,4]。RWPT技术传输主要参数指标有传输距离、传输功率、传输效率等。谐振电路的拓扑结构对于这些参数的影响至关重要,因此如何选择合适的电路拓扑值得研究。

由于RWPT系统的谐振电路可以采用串联谐振或并联谐振,RWPT系统拓扑结构则可分为串串(SS)式、串并(SP)式、并串(PS)式、并并(PP)式结构。目前国内外学者主要研究这四种拓扑结构的优缺点,文献[5]详细分析了SP式模型的传输效率及功率。文献[6]对RWPT系统SS式和SP式两种模型的输入阻抗、传输效率和负载匹配进行对比分析。文献[7]针对四种常用RWPT系统拓扑结构模型的输出功率、传输效率进行了分析,对比其优缺点。目前大量文献主要对这四种拓扑结构进行研究,但是对于复合型串并混合(SPPS)式磁耦合无线电能传输拓扑结构的分析较少。

本文基于电路理论,建立了磁耦合谐振串并联混合(SPPS)模型的等效电路,并推导出传输效率的公式。鉴于PS、PP、SP式模型结构的实用性不强,文中仅分析比较了SS模型和SPPS模型的传输效率随距离、负载的变化。经验证SPPS模型拓扑结构比SS模型拓扑结构传输功率更高、传输距离更远。

1 RWPT系统基本结构与建模分析

1.1 RWPT系统基本结构

RWPT系统基本结构如图1所示,主要由驱动源、初级线圈和次级线圈、可调匹配电容、负载组成。初、次级线圈通过磁场耦合进行能量传输,RWPT系统在远距离传输的同时初级线圈产生的磁场其磁感应线也几乎全部通过次级线圈,所以RWPT系统在远距离传输的同时具有高效率。为了匹配源内阻和负载提出了四线圈结构,四线圈结构相比较两线圈结构传输效率高,距离远[8]。但为了方便分析,本文主要仅对两线圈结构的SS模型谐振电路和SPPS模型拓扑结构进行分析。

1.2 RWPT系统建模分析

根据图1建立了SS模型和SPPS模型等效电路图,分别如图2、图3所示。

图中US为正弦高频信号源,RS为高频信号源内阻,L1、L2为初、次级线圈的等效电感,R1、R2分别为高频条件下线圈的等效电阻,C1、C2为SS模型初、次级线圈匹配电容,C3~C6为SP模型初、次级线圈匹配电容。其中由于线圈的寄生电容远小于匹配电容,故忽略不计,M为初、次级线圈的互感,RL为负载电阻。

1.2.1 SS模型建模分析

为保证传输的高效性,尽量使初、次级线圈谐振频率一致,设计初、次级线圈结构基本相同,即L1=L2=LX、R1=R2=R,则线圈发生谐振时初、次级线圈匹配电容也一样,即C1=C2=CX,当初、次级线圈发生谐振时激励源的角频率满足:

由图2得电路KVL方程为:

其中:ω0为系统角速度,M12=M21=M分别为初、次线圈互感值。

由式(2)可以求出初、次级线圈电流分别为:

由式(3)可以推导输出功率、传输效率分别为:

观察式(4)可知传输系统中影响传输效率的主要可变参数有系统角频率ω0、初次线圈之间距离d和负载RL。

1.2.2 SPPS模型建模分析

比较图2、图3两种模型等效电路图可知,SPPS模型相比于SS模型而言,其电容匹配电路采用了串并联结构。首先对SPPS模型初、次级电容匹配电路进行等效变换,使得匹配电路等效为电容和电阻串联形式,如图4所示。

由图4可以计算出等效电路中Cleq、Rleq、Rseq、Cseq分别为:

其中:

以上建模分析可以得到SPPS等效模型的简化电路,如图5所示。

电路工作在谐振状态即:

由式(5)和式(7)可以近似推导出:

根据SS模型传输效率的表达式推导出SPPS模型的各支路电流、输出功率、传输效率分别为:

由传输效率表达式可得出,传输效率是关于角速度ω0、互感M、可调电容C3~C6、负载RL、电感寄生电阻R、电源内阻RS的多变量函数。其中互感值M和线圈之间的距离d有关,可近似等效为[9]:

其中μ为真空磁导率,n为线圈的匝数,r为线圈半径,d为线圈之间的距离。

根据式(9)可知,SPPS模型传输效率和匹配电容值有关,匹配电容值的选取直接影响传输效率。由式(5)知,SPPS模型匹配电容实质是影响了等效变换中负载和激励源内阻的值,所以,SPPS模型相比较于SS模型改变其匹配电容能够影响系统传输效率。

2 系统仿真分析与实验验证

2.1 系统仿真分析

设定系统的谐振频率在800 k Hz左右,表1为初、次级线圈的参数值。

电容参数选择:SS模型匹配电容C1、C2可以根据式(1)中求出,SPPS模型匹配电容C3~C6可以根据式(5)、式(6)、式(7)确定,两者对应的传输效率则可分别通过式(4)、式(9)计算。

本文通过MATLAB软件对SS模型和SPPS模型中初、次级线圈距离d和负载值RL与传输效率的关系进行仿真。其中SS模型(C1=365 p F、C2=365 p F)和SPPS模型(C3=110 p F、C4=255 p F、C5=185 p F、C6=180 p F)的传输效率随距离和负载的变化分别如图6和图7所示。由图6、图7对比分析可知,SS模型传输效率在d=25 cm时已经接近于零,而SPPS模型传输效率在d=40 cm时还存在一定的传输效率。当距离一定时,随着负载的增大,SPPS模型相比于SS模型的传输效率下降较为缓慢。故在远距离、大负载的传输系统中,SPPS模型比SS模型的传输效率更高。

现固定负载为RL=200Ω、20Ω得到SS模型和SPPS模型传输效率与距离关系图,分别如图8、图9所示,图中电容值由初、次级线圈发生谐振计算所得,可知SS模型唯一匹配电容值为C1=365 p F、C2=365 p F,而SPPS模型则有多组不同匹配电容值。

分析图8、图9可知,当负载一定时(如RL=200Ω),随着距离的增加,SS模型的传输效率急剧下降,但在SPPS模型中当匹配电容值C3=110 p F、C4=255 p F、C5=185 p F、C6=180 p F时可在远距离传输中获得较高的传输效率。而当距离一定(如d=20 cm),RL分别为200Ω和20Ω时,SS模型传输效率只能对应于相应值约为20%和50%,SPPS模型却可分别选择电容值为C3=200 p F、C4=165 p F、C5=40 p F、C6=325 p F和C3=110 p F、C4=255 p F、C5=185 p F、C6=180 p F来获得较高的传输效率。由以上分析可知,在中远距离传输系统中,当负载和距离发生变化时,SS模型传输效率只能任其变化,但SPPS模型却可以通过调节电容匹配值来获得较高的传输效率。

从图8、图9两图中4组给定的SPPS模型电容参数所得传输效率与距离特性结果中,可知对于给定负载,在某一固定距离时,SPPS模型匹配电容的不同取值对系统传输效率有一定的影响。

根据式(7)、式(8)可知,SPPS模型匹配电容C3、C4、C5、C6的取值有特定的要求,固定参数值如下:C3=110 p F、C4=255 p F、RL=200Ω,通过式(9)分析C5和C6比例系数k(C5/C6)对传输效率的影响,结果如图10所示。图中可知传输效率随距离与电容比值变化而变化,其中对于固定距离时,不同电容比例系数k可以获得不同传输效率,分别在d=30 cm、25 cm、20 cm的条件下研究传输效率随电容比值的关系如图11所示,从图中可知距离d发生变化时,可以调节电容比例系数k值从而获得此时的最大传输效率。

2.2 实验验证

为了验证以上理论分析的正确性,本文分别制作了SS模型RWPT和SPPS模型RWPT系统。图12为SPPS模型系统实验装置。该系统主要包括信号源(型号为Agilent 33120A,可产生0~15 MHz方波信号)、H桥驱动电路、发射线圈、接收线圈、可调电容和负载。其中H桥驱动电路由驱动芯片IR2110、反相器74LS00、MOSFET开关管IR3205组成。文中采用型号为WK6440B的LCR测试仪测试线圈匹配电路的相频特性,测试结果如图13所示。

通过整理实验测试数值计算出对应的效率值得出RL=200Ω、20Ω时SS模型和SPPS模型的效率随距离的变化关系图,将其与对应仿真分析图对比,结果分别如图14、图15所示。可以看出,SPPS模型比SS模型更适合应用于远距离、大负载无线电能传输系统中。实验结果验证了上述理论推导与仿真的正确性。

现固定负载值RL=200Ω,初、次级距离d=20 cm、30 cm时分别测试SPPS模型参数计算传输效率值随k变化如表2所示,可知SPPS模型可以调节电容值获得较高的传输效率。表2给出了SPPS模型RWPT系统在负载为200Ω、距离为20 cm和30 cm时三组不同比例系数k下传输效率的理论值与实测值。

3 结论

本文针对磁耦合谐振式无线电能传输系统在中远距离中的传输效率问题,给出了一种串并联混合式(SPPS)模型,并将其与串串式(SS)模型进行了距离和负载与效率之间关系进行分析比较。仿真分析和实验验证表明,中远距离无线电能传输系统中,SPPS模型解决了SS模型效率随距离急剧下降的问题,SPPS模型在不同的传输距离时可以通过调整匹配电容获得较高效率传输。SPPS模型相比较于SS模型在远距离、大负载时能获得更高的传输效率。

参考文献

[1]KURS A,KARALIS A,MOFFATT R,et al.Wireless power transfer via strongly coupled magnetic resonances[J].Science(New York,N.Y.),2007,317(5834):83-86.

[2]AHN D,HONG S.A study on magnetic field repeater in wireless power transfer[J].IEEE Trans.and Electron.,2013,60(1):360-371.

[3]ZHANG Y,ZHAO Z,CHEN K.Frequency splitting analysis of Four-Coil resonant wireless power transfer[J].IEEE Trans.Ind.Appl.,2014,50(4).

[4]KIM S,JUNG D H.High efficiency PCB-and packageLevel wireless power transfer interconnection scheme using magnetic field resonance coupling[J].IEEE Trans,2015,5(7):863-877.

[5]黄学良,吉青晶,谭林林,等.磁耦合谐振式无线电能传输系统串并联模型研究[J].电工技术学报,2013,28(3):171-176.

[6]卢文成,丘小辉,毛行奎,等.磁谐振无线电能传输串串式和串并式模型比较[J].电力电子技术,2015,49(10):73-75.

[7]王国东,乔振朋,王赛丽,等.磁耦合谐振式无线电能传输拓扑结构研究[J].工矿自动化,2015,41(5):58-63.

[8]SAMPLE A P,MEYER D A,SMITH J R.Analysis experimental results and range adaptation of magnetically coupled resonators for wireless power transfer[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2011,58(2):544-554.

串并联谐振 第2篇

目前软开关技术在逆变器中应用较多的主要是极谐振型逆变器和谐振直流环节逆变器,前者使用多组辅助谐振电路,体积重量较大,效率较低,仅在小功率范围内得到了应用;后者是在传统逆变器基础上增加了一个辅助谐振环节,电路结构简单,由此产生了许多不同的改进型拓扑和控制方法[1,2,3,4]。本文提出一种新型并联谐振直流环节逆变器(PRDCLI)拓扑及其有效的控制策略,该电路结构简单,易于实现谐振环节与各种PWM调制策略的匹配,并对SVPWM技术进行了优化,通过实验验证了该控制方案在实现软开关、降低EMI方面的优越性。

1 PRDCLI电路结构及工作原理

1.1 电路结构

新型PRDCLI的拓扑结构如图1所示。系统电路由辅助谐振环节、逆变器电路及交流电机组成。辅助电路由辅助开关管VT1、二极管VD1、辅助开关管VT2、二极管VD2、谐振电感Lr以及谐振电容Cr组成。假设电路中所用元器件均是理想的,谐振电感Lr远小于负载电感,LrCr谐振周期很短,因此,在一个谐振开关周期中,逆变器从直流母线侧来看可等效为一恒定的电流源IL,直流电源可以等效为一理想的电压源US。所以新型的PRDCLI的拓扑结构可等效为如图2所示的电路。

1.2 工作原理

在一个完整的谐振开关过程中,按开关管状态的不同可划分为6个时间段,图3为电路工作主要波形。工作原理是:在逆变器桥臂需要换相之前启动谐振电路工作,导通VT2,对谐振电感Lr预充电,使其具有足够的能量补偿因谐振而引起的能量损耗,关断VT1,谐振电感Lr和电容Cr开始谐振,使直流电压谐振过零,为逆变器开关器件创造零电压换相条件。关断VT2,电感Lr和电容Cr重新开始谐振,电容电压从零谐振上升直到重新达到US。

2 控制策略

PRDCLI的控制策略包括逆变器的PWM控制和谐振网络的匹配控制2个方面[4]。逆变器的PWM控制主要在于提高系统输出电压、电流品质,降低开关损耗和电磁干扰,谐振网络的匹配控制主要是创造零电压条件,完成辅助谐振开关与各种PWM调制策略下的主开关匹配动作,以实现软开关。

2.1 逆变器控制策略优化

在PWM逆变系统中,以电压空间矢量为基础的各种调制方法在电压利用率和输出线电压波形等方面基本上是一致的,但在降低开关损耗、输出电压的谐波含量以及共模干扰电压方面却有很大的区别。对于零矢量的不同分配(U0和U7选择)以及作用时间的不同,可以得到不同的调制方法,因此如何合理安排零矢量、减少开关次数、降低逆变器的开关损耗,是良好控制策略的关键[5,6,7,8,9]。

本文在传统的空间矢量调制的基础上,提出了一种改进的空间电压矢量调制方法,使得共模电压降低,从而减少共模干扰。当参考矢量U*ref处于扇区Ⅰ时,参考矢量的合成示意图如图4所示。由图可见,它只是在原传统空间矢量的基础上,用U5代替了U0,用U2代替了U7,同时也去除了零矢量,选用离参考矢量相邻的4个矢量U5、U4、U6、U2,由于在一个开关周期中,U5和U2的作用时间相等,方向正好相反,因此U5和U2的综合作用与零矢量是一样的。从一个开关周期来看,U4、U6的作用与传统空间矢量完全一样[10,11,12,13,14,15,16,17]。

图5给出了在扇区Ⅰ内一个开关周期中采用SVPWM优化调制方案时的典型开关次序及其产生的共模电压ucm示意图(图中,UD表示直流母线电压的幅值)。采用传统SVPWM调制方案时,零矢量U0和U7时的共模电压峰值是其他非零矢量的共模电压峰值的3倍;而采用SVPWM优化调制方案,可以极大降低共模电压。

2.2 谐振网络匹配控制策略

PRDCLI是在传统的硬开关逆变器的基础上增加谐振器件和辅助开关构成的,谐振环节辅助开关和逆变器主开关的匹配控制是其关键技术。在PRDCLI中要实现开关器件的零电压开通和关断条件,上、下桥臂的信号切换时刻应该处于直流母线电压零电压凹槽位置。而直流母线电压从电源电压谐振到零,辅助开关需要工作一个时间过程,所以辅助开关要提前Δt开通,也可以理解为需要把主开关信号向后平移一个时间Δt。如果考虑到PWM的死区,应该使逆变器输入侧的直流电压为零的状态持续一段时间(至少为一个死区时间),使上、下桥臂主开关的开通和关断都在零电压条件下完成。可通过采集PWM信号的下降沿,然后运用向后平移逻辑控制电路将PWM信号下降沿向后平移Δt1+Δt2。同时设置死区时间t,满足Δt1+Δt2

图7给出了用IC器件实现辅助开关控制框图,该控制电路的实现较为简单,只需增加向后平移逻辑电路和单稳电路,即可实现辅助开关器件VT1、VT2的控制,且辅助开关的控制与逆变器调制方法无关,可满足不同类型的PWM调制策略。

3 关键设计参数

在本系统中,电机轴端输出功率为60 k W,直流电压取300 V,则线电流IL=215 A,逆变器的工作频率f=10 k Hz,谐振电路的谐振频率一般取为它的5~10倍[18,19,20],本系统中取谐振频率f′=8f=80 k Hz。

3.1 谐振电感选择

从PRDCLI电路工作过程的分析可知,理想情况下,谐振电感从零充电至预置电流IT,所需的时间为

预充电流终值IT实际上决定了谐振前电感中的谐振初始能量。IT的选择必须保证谐振周期能维持进行,即在Δt4时间段保证电容电压uC从零重新谐振上升到US以后,电感Lr还具有足够大的电流和能量。在二极管VD1回馈能量导电期间,VT1处于零电压、零电流状态,可以使VT1在零电压、零电流下开通。为此应有

IT的取值大小还会影响谐振回路中开关器件的稳态损耗,要使器件损耗比较小,IT取值也不能太大。

3.2 谐振电容选择

谐振电容的选择可参考采用缓冲电路时,在典型的IGBT功率电路中的选择原则:

在典型IGBT功率电路中,最严重情况下的di/dt接近0.02Ic/ns。本系统采用IGBT的工作峰值电流为600 A,并限定ΔU1、ΔU2为100 V,Lp母线寄生电感,这里取为50 n H,可解得Ls=100/(0.02×600)≈8(n H)。经计算可得缓冲电容C≥1.8μF。

取Δt2=Δt4=2μs,预充电流终值IT=615 A,可得谐振电感LI=1×10-6H,谐振电容Cr=3.9×10-6F,本系统中,利用缓冲电容作为谐振电容,缓冲电容取2.6×10-6F。

3.3 谐振时间Δt1、Δt2、Δt4选择

谐振预充电时间Δt1的选择应尽可能使谐振电感达到预充电电流,具备足够的能量完成谐振过程,又不至于太大导致谐振结束时的电压振荡。谐振电压凹槽下降时间Δt2和上升时间Δt4的选择应使谐振周期尽量小,进而提高谐振频率,使主开关在最短的时间内完成换相,提高直流母线电压利用率,但Δt2、Δt1的选择也不宜太小,从谐振环节的工作原理分析可知,Δt2太小将导致直流母线电压不能谐振至零,太大将导致谐振时间过长,Δt4太小将使电容电压在未谐振回US时强制突跳至直流母线电压,太大将导致谐振时间过长,并带来谐振后多余能量的振荡,实际应用应根据计算和实验合理选取[21,22,23,24]。

4 实验结果及分析

为验证该方案的有效性,设计了以TMS320LF2407A为控制器的实验装置,开关频率10 k Hz,谐振电感Lr=1×10-6H,谐振电容Cr=2.6×10-6F,谐振频率f′=8 f=80 k Hz,直流输入US=300 V,测得的实验波形如图8~11所示。

图8为软开关过渡过程中的开关管驱动信号和漏源极电压,可以看出,当开关管两端直流电压谐振到零后,驱动信号开通开关管,实现了零电压条件下的开通。图9为直流谐振电压与主开关驱动信号的匹配图,每一个开关驱动信号到来时,直流电压谐振到零,为开关创造零电压开通条件。图10和图11为Δt1、Δt2、Δt4在不同大小时测得的直流母线电压谐振凹槽波形。

图12、13分别为硬开关和软开关总的EMI频谱图,通过比较可以看出,在3~30 MHz的大部分频率范围内,相对于硬开关逆变器,软开关逆变器极大降低了总的EMI。这是因为,在软开关逆变器中,主开关器件都是在零电压条件下开通或关断,极大减小了开关时刻的du/dt和di/dt。而且,谐振环的辅助开关器件VT1和VT2也是在软开关的条件下进行开关的。开关管VT1在零电压(ZVS)的条件下开通和关断。开关管VT2在零电流(ZCS)的条件下开通并且在ZVS的条件下关断。

图14为软开关逆变器相对于硬开关逆变器减小的损耗对比图。从图中可以看到,相比于硬开关逆变器,软开关逆变器的损耗极大减小了。

图15为硬开关和软开关条件下逆变器效率与输出频率的关系曲线图。从图中可以看出,在整个频率范围内软开关逆变器的效率远高于硬开关逆变器。

5 结论

串并联谐振 第3篇

我国经济的快速持续增长势必要求电力工业的发电系统持续保持正常快速的生产,这就对电力检测仪器第一时间高效准确进行检测、检修提出了更高层次的要求。同时伴随着全社会电力需求增长持续,电力行业的装机容量也在持续增长,但针对发电企业核心设备发电机的检测试验技术近年来却没有突破性的发展,目前大部分发电企业还是采用传统的方式在进行试验,开发一种安全、轻便、智能化、操作简便的试验仪器成为行业和市场的需要。

智能型工频交直流耐压试验器是一种用于判断发电机绕组设备、电动机等绝缘强度的智能化仪器。该仪器创新点在于突破了传统的试验技术,采用并联谐振技术,使整套设备从传统试验设备的5~6 t,减轻到现在的50~200 kg。仪器先进性在于它将高压测量技术和计算机智能控制技术相结合,具有测量过程操作自动化水平高、实时数据处理和智能分析能力强等智能化特点。并可存储、打印、调用试验数据及波形。通过智能控制保证试验电压的工频频率和波形质量。采用并联谐振技术避免了目前串联谐振技术的一些缺点:一是试验过程调谐不方便,二是试验升压过程不够平稳。突破了传统技术仪器的价格高、重量体积大、试验难度高、测试时间长等缺点。

1 仪器装置

1.1 技术原理

智能型发电机并联谐振工频交直流耐压试验器采用并联谐振补偿原理[1],通过智能控制保证试验电压的工频频率和波形质量。仪器内存贮了国内目前主要发电机的型号及对应的标准试验电压及补偿电流,用户可根据自己的需求添加和删除,可以根据被试品额定电压和电容量,计算出被试品的试验电压和补偿电流。在试验过程中,仪器对被试品的状态参数(电压、电流、频率)进行实时采样,并可根据试验要求对电压波形进行智能分析,从而给使用者以准确的试验结果。仪器原理框图如图1所示。

1.2 主要技术与性能指标

主要技术与性能指标见表1。各项指标符合中华人民共和国电力行业标准《GB50150-2006电气装置安装工程电气设备交接试验标准》、《DL/T596-1996电力设备预防性试验规程》、《DL/T848.2-2004高压试验装置通用技术条件-工频高压试验装置》。

1.3 主要研究内容

1.3.1 并联谐振技术

仪器采用并联谐振补偿原理[2],使主设备只需要提供一个m A级的励磁电流,耐压试验所需的电流有电流补偿装置提供,又因使用的并联谐振,使得电流补偿装置可以采用新型的高科技绝缘材料以及最新的绝缘加工工艺,大大减小了电流补偿装置的重量和体积。

由L和C并联即构成并联谐振电路,如图2所示。其中R为电感线圈的电阻,U̇为输出电压,IṠ为电流源的电流,C为被试品,L为电流补偿装置。

(1)并联谐振的产生及品质因数电路的输入阻抗为:

在电子工程实际中总是有Q≫1(即R十分小),ω0很高,且ω是在ω0附近变化,故有ωL≫R,上式可写为:

式中:X=ωL-1(ωC)为并联回路的总电抗;ρ=L C为并联回路的特征阻抗。

由式(1)可见,当:

式中为并联回路的品质因数。

由式(2)可见,Z0为一纯电阻,亦即U̇与IṠ相同,电路达到了谐振,而式(2)即为电路达到谐振的条件。Z0称为谐振阻抗。

由式(2)可求得谐振角频率和频率为:

(2)谐振时电路的特性

输入阻抗Z达到最大值,且为纯电阻,即Z=Z0。IṠ与U̇近似同相。输出电压U达到最大值U0,即:

故可得:

电感与电容支路中的电流IC0与IL0均比IS大Q倍,即:

当Q≫1时,IL0=IC0≫QIS。并联谐振又称为电流谐振。

谐振时电路的向量图如图3所示。可见此时İL0与İC0,近似大小相等,相位相反,而IṠ与U̇同相。

(3)频率特性

阻抗的模频特性如下:

阻抗的模频特性曲线如图4所示。

输出电压频率特性如下:

U0=ISZ0为谐振时的输出电压。电压频率特性如图5所示,与阻抗的模频特性相似。

Q值与频率特性的关系与串联谐振电路的结论全同。

(4)选择性

由于谐振时输出电压U的值为最大值U0,并联谐振也具有选择性,电路的Q值越高,选择性就越好。

1.3.2 交直流电压、电流、频率数据采集技术

采用ADI公司新型高智能数据处理芯片来完成交直流电压、电流、频率的数据处理。该芯片是高性能电能计量芯片[3,4],器件内置七个Σ-Δ型ADC和一个高精度电能计量内核、能够测量线路电压和电流,并计算有功、无功功率以及瞬时电压和电流有效值。芯片内部的电压监测测电路可以保证加电和断电时正常工作。输入动态工作范围(1 000∶1)内,非线性测量误差小于0.1%。提供瞬时电流和电压读数,电流、电压有效值,有效值精度高于0.5%。提供功率因数、线频率参数。提供灵活的I2C、SPI(串行端口接口)或HSDC(高速数据捕捉)接口,可实时访问原始波形,方便与外部MPU通信。如图6所示。

1.3.3 波形存储分析

该技术由Samsung ARM[5]系列的微处理器、8G存储量的SD[6]存储卡、液晶显示器AG-320240A4STQW-TR9H-S(N)(R)[7]、鼠标EC11-1B-18T(编码器)共同完成。实现波形的实时显示、存储。对被试品的状态(交流电压、电流、频率)进行实时采样,实时显示试验电压的波形,并可根据试验要求对电压波形进行智能分析,可以截取波形的任意一段,进行数据显示、打印。试验数据可通过USB接口导出[8]。

1.4 仪器电路控制

在控制系统上,根据仪器功能设计有试验电源控制回路、高压采样控制回路、电流采样控制回路、数据采集及数据处理、数据显示分析、数据打印等主要模块,各功能模块在微处理器的控制下,完成相应的操作。

2 仪器测试

依据中华人民共和国电力行业标准《GB50150-2006电气装置安装工程电气设备交接试验标准》[9]、《DL/T596-1996电力设备预防性试验规程》[10]、《DL T848.2-2004高压试验装置通用技术条件-工频高压试验装置》[11]国家标准对样机进行了全面测试。

实验一:以被试品为北京发电机厂生产300 MW机组为例进行试验。

实验条件见表2。实验波形如图7所示。

实验二:被试品为高压电机型号YKS5500-4功率5 500 k W。

实验条件见表3。实验数据见表4。

3 结语

通过多次现场试验证明:测试精度达到了装置设计要求,装置操作简单方便,检测时间比传统检测试验方法减少3~4倍。

摘要：采用并联谐振补偿原理,研制了智能型交直流耐压实验装置,装置保证试验电压的工频频率和波形质量。对被试品的状态参数(电压、电流、频率)进行实时采样,并可根据试验要求对电压波形进行智能分析,打印试验结果及波形,仪器测量精度为0.5%。整套设备从传统试验设备的5～6 t,减轻到现在的50～200 kg,缩短试验时间。

关键词：并联谐振技术,工频频率,ADI高性能电能计量芯片,ARM系列芯片

参考文献

[1]侯军利.并联谐振欠补偿在交流耐压试验中的应用[EB/OL].[2012-02-20].http://wenku.baidu.com/view/0195652cbd64783e09122b39.html

[2]康华光.电子技术基础(上册)[M].2版.北京:高等教育出版社,1983.

[3]袁景,施火泉.基于电能计量芯片90E36谐波电能表的设计[J].自动化技术与应用,2012,31(2):75-78.

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[5]于忠得.单片机与ARM微处理器的原理及应用[M].北京:国防工业出版,2012.

[6]张华,吴欣,王大星.基于ARM7的SD卡读写控制在数据采集系统中的应用[J].电子技术应用,2009(7):38-41.

[7]李卫中,王典洪.基于ARM9的液晶屏接口设计与实现[J].自动化技术与应用,2007,26(11):121-123.

[8]周立功.PDIUSBD12USB固件编程与驱动开发[M].北京:北京航空航天大学出版社,2003.

[9]中华人民共和国建设部.GB501502006电气装置安装工程电气设备交接试验标准[S].北京:中国计划出版社,2006.

[10]中华人民共和国电力工业部.DL/T5961996电力设备预防性试验规程[S].北京:中国电力出版社,2000.

串并联谐振 第4篇

关键词：110 kV交联聚乙烯电力电缆,交流耐压试验,串联谐振并联补偿技术

1 项目概述

随着电力的发展,高压电缆特别是110 kV交联聚乙烯电力电缆在各地市大量使用,而电缆在运输、搬运、存放、敷设和回填的过程中很可能受到意外损害,电缆主绝缘耐压试验是检测电缆是否受损的主要方法。

龙凤山110 kV变电站新建工程110 kV进线采用YJLLW03-64/110型交联聚乙烯电力电缆(额定电压:110 kV;缆芯截面积:1×400mm2;长度:2.1 km;标称电容量:0.156μF/km),按照GB50150—2006《电气装置安装工程电气设备交接试验标准》及Q/GDW04-10607046—2010《河北省电力公司电气设备交接试验标准》的要求,110 kV交联聚乙烯电力电缆在交接试验时应进行交流耐压试验(试验电压2U。,耐压时间60 min)。主要试验设备参数如表1所示。

2 串联谐振并联补偿技术的应用及计算分析

电缆对地电容量为Cx=2.1×0.156=0.327 6μF,因为电容式分压器电容相对于电缆电容过小而忽略不计。110 kV交联聚乙烯电力电缆试验电压为Uc=2U。,即128 kV。如果采用串联接线,励磁变压器一次输出电流I=ωUcCx=2πf×128×103×0.327 6×10-6=7.9 A,不能满足要求。若采用并联接线,试验设备输出电压只有10 kV,也不能满足要求。因此,可采用图1所示的串联谐振并联补偿的试验方法,即L2、L3与被试品Cx并联,阻抗呈容性,然后与L1串联。

2.1 谐振频率的计算

当试验回路发生谐振时:

可得出:

已知L1=L2=L3=135 H,Cx=0.327 6μF,由式(1)可计算出频率f=41.5 Hz。

2.2 谐振回路品质因数的计算

假设电源电压为Us,LC串联谐振回路的品质因数为Q,单节电抗器品质因数为QL,则不带并联电抗器的串联谐振回路如图2所示,图3可以等效为图2回路。

所以并联电抗器的串联谐振回路Q值为:

假设L1=L2=L3,且品质因数均为QL,则Q=QL/(1+n),其中,n为并联电抗器的数量。

根据经验,单节电抗器的品质因数取90,对于本次试验Q=90/(1+2)=30。考虑变频柜及励磁变压器的损耗,估计实际Q值在25左右。

2.3 变频电源容量及励磁变压器容量估算

在设计时,变频电源输出功率一般等于励磁变的输出容量。

试验电源的容量:P=UcIc;

Uc为试验电缆电压值:Uc=2Uo=128kV;

Ic为流过电缆的电流:Ic=ωUcCx=11A;

试验电源的容量:P=UcIc=1 408 kVA;

根据试验电源容量P估算励磁变容量Po=P/Q=56.32 kVA<75 kVA(额定励磁变容量),可满足试验要求。

2.4 校验数据

根据设备参数,电抗器额定电流为5 A,励磁变一次额定电流为I=Po/U=7.5 A。

当试验电压达到128 kV时,流过试验电缆电流Ic=11 A,IL2=I13=Uc/XL=3.67 A<5 A,未被补偿的电容电流为Ic—IL2—IL3=3.66 A。根据串联谐振回路的品质因数(按照UL1=(24/25)Uc进行计算,流过IL1的电流为3.66/0.96=3.81 A,同时流过励磁变一次电流等于IL1为3.81 A,这就是试验完毕后串联电抗器比并联电抗器温度高的原因。

通过校验数据可知,流过电抗器L2、L3电流为3.67 A<5 A,流过电抗器L1电流为3.81 A<5 A,流过励磁变一次电流等于IL1为3.81 A<7.5 A,均可满足试验要求。

3 数据分析与比较

利用串联谐振并联补偿技术进行试验,试验数据如表2所示。

由表2可以看出,实测值与计算值非常接近。

4 结语

我公司原来配备的是200 kVA励磁变压器因故障不能使用,临时借用兄弟单位75 kVA励磁变及100 kVA变频柜,如果采用以前的试验方法,励磁变容量远远不够,那就无法完成试验。通过计算可知,利用串联谐振并联补偿技术能够解决现有试验设备能力不足的问题。但值得注意的是,并联电抗器并不是越多越好,增加并联电抗器会降低整个试验回路的品质因数。

参考文献

[1]陈化刚.电力设备预防性试验方法及诊断技术[M].北京:中国水利水电出版社,2009

[2]GB50150—2006电气装置安装工程电气设备交接试验标准[S]