混合有源电力滤波器

2024-07-18

混合有源电力滤波器（精选10篇）

混合有源电力滤波器第1篇

电力谐波是工业现代化的主要副产品之一,日益严重的谐波污染对配电系统造成了严重危害。为保证电能质量,我国已相继出台了适用于不同场合的谐波标准[1]。

目前,为达到谐波及无功标准,很多工厂已经装设了无源电力滤波器(PPF),结构简单,技术成熟,但滤波效果差且易受电网参数影响。为了在原有滤波系统上解决PPF的固有问题并改善滤波效果,混合型有源电力滤波器(hybrid active power filter,HAPF)应运而生[2]。文献[3]提出将APF与PPF串联后接入电网,此时APF需要流过所有基波及无功电流,容量较大;文献[4]提出APF与PPF并联接入电网,APF需要承受电网电压,不适合高压系统;文献[5-6]提出外加谐振注入式HAPF,利用LC谐振特性将基波成分剔除,但注入支路仍设计在5、7次附近,且系统结构较复杂,所需电感、电容较大。

本研究提出一种高频并联混合型有源电力滤波器(high frequency-HAPF,HF-HAPF),在原有PPF基础上另加一条混合支路,通过对混合支路的单调谐滤波器设计以及控制参数设计,在不影响低频谐波补偿效果的条件下,可提高谐波补偿带宽,显著改善高频谐波电流补偿效果,同时抑制PPF谐振,高频混合支路结构简单,有源部分容量小。

1系统结构与原理分析

1.1主电路拓扑

HF-HAPF由高频混合支路和PPF并联组成。 PPF包含5、7次两组LC单调谐滤波器;高频混合支路由单调谐滤波器与APF直接串联后并入电网,无需耦合变压器隔离,主要滤除11次及以上次高频谐波电流,改善滤波效果。系统结构框图如图1所示。APF不承受基波电压且主要补偿高次谐波,容量小,故功率开关器件可采用功率MOSFET。

u S —电网电压;L S ,L F ,C F —电网等效电感、混合支路电、电容,负载为二极管不控整流电路

1.2HF-HAPF工作原理

本研究将APF控制为受控电压源uc,其输出电压参考为电网谐波电流iSh的K倍,即uc*= KiSh。忽略电网谐波电压,可得系统谐波等效电路如图2(a)所示, 分析可得:

式中:ZSh,ZFh,ZPh—电网、混合支路单调谐滤波器及PPF的谐波阻抗,ZCh= ZPhZFh/(ZPh+ ZFh) ;iLh—负载谐波电流。

APF相当于在电网上串联一个大阻抗,强迫谐波电流流入滤波支路,对iSh等效电路如图2(b)所示。研究表明,只要有源增益K足够大,就能够降低系统参数变化对HF-HAPF滤波效果的影响[7]。

2混合支路单调谐滤波器参数选择

考虑在高频混合支路补偿范围内,11、13次谐波电流占主要部分,调谐频率应选在13次基波频率附近,保证在相同的有源增益K下,可以兼顾更多高频分量。

参数具体设计还应满足以下原则:

(1)尽量降低单调谐支路阻抗,提高滤波效果;

(2)为了减小有源滤波容量,应尽量减小基波电流,降低对直流母线电压的需求。

3HF-HAPF控制分析与设计

根据图1拓扑和HF-HAPF工作原理可得系统整体控制框图如图3所示。当系统参数一定时,系统补偿效果取决于K值和APF输出电压环的设计。

3.1滤波特性分析

根据图2谐波等效电路,分别推导出网侧谐波电流增益GSL_H(s) 和高频混合支路谐波电流增益GAL_H(s) :

APF增益K对滤波特性的影响如图4所示。 K取不同值时,对网侧谐波电流在5、7次基波频率处的电流增益影响较小,对高频混合支路13次附近的高频电流增益影响也较小,但对高频混合支路的5、7次谐波电流增益有较大影响,即对低频谐波在有源支路和纯无源支路的分流有重要影响,K越小,高频混合支路低次谐波电流越小。因此,适当减小K的值,可以在保证总体滤波效果不改变的情况下,减小高频混合支路的容量,提高系统稳定性,有针对性地对11次及以上的高次谐波进行滤除。

HF-HAPF滤波系统与纯无源滤波系统的谐波抑制特性比较如图5所示。可见,HF-HAPF系统在保证对5、7次谐波电流抑制效果的同时,抑制了无源滤波器与电网的谐振,并且极大改善了对11次及以上的高次谐波电流抑制效果。

3.2控制器设计

本研究采用的控制策略原理框图如图6所示。电网电流经基波旋转坐标变换得到瞬时有功电流id和瞬时无功电流iq,将它们同时通过低通滤波器(low pass filter,LPF),就可分离基波分量和谐波分量。

主控制采用双闭环结构,APF输出电压环和DC电压环。由于变换器无输出滤波器,采样得到APF输出电压uc为开关次高频量,需要在控制网络中加入LPF对其进行开关周期平均处理,滤除开关次及其边频带谐波,从而方便控制器的设计[8]。APF输出低频成分与参考值的差值经过补偿环节G2(s) ,再利用SP-WM技术得到开关信号,控制APF进行谐波补偿。 APF直流母线电压的控制通过对直流电容充放电调节[9]。当udc低于其参考量时,由于有源混合支路在基波频率下呈容性,电流超前电网电压约π/2,故APF输出超前电压π/2基频量即可从电网吸收能量,从而使电压升高,反之亦然。所以直流电压反馈环的控制量为iq而不是id。

实验中取直流电压参考值150 V,APF增益K为10,控制器参数为:

4仿真与实验

为验证以上分析,本研究对HF-HAPF系统进行了Matlab闭环仿真和样机实验。系统部分参数为:不控整流负载10 k W;电网电压220 V;电网分布电感0.15 m H;混合支路电感0.86 m H、电容70 μF;5次滤波支路电感4.1 m H,电容100 μF,Q=25;7次滤波支路电感2 m H、电容100 μF,Q=25;开关频率20 k。

PPF补偿时电网电流如图7所示。

其他条件不变,不同K值下,电网及高频混合支路电流如图8所示。

图7和图8中各电流的总谐波畸变率(total har-monic distortion,THD)和各次谐波含量如表1所示。由表1可知,加入高频混合支路后,补偿效果明显改善, 补偿频带较宽;不同的K值下,网侧电流谐波含量变化很小,对整体滤波效果的影响较小,但高频混合支路的5、7次分量在K值增大时增大很多,有源容量增加。因此,合理选择K值可以不改变滤波效果而减小有源容量。

负载电流iLa、PPF滤波时网侧电流iSppf、HF-HAPF滤波时网侧电流iShf的实验波形如图9所示。 PPF滤波时,网侧电流THD为14.2%,加入高频混合支路后电网电流正弦度较好,网侧电流THD为5.5%,滤波效果明显改善,与理论分析和仿真结果相符,验证了HF-HAPF系统的有效性。

5结束语

本研究提出的高频并联混合型有源电力滤波器, 有源模块无输出滤波器,容量小,可采用功率MOS-FET,从而提高开关频率,减小损耗。

本研究利用Matlab仿真和实验对该方案的有效性进行了验证。实验结果表明,该方案能够有效滤除11次及以上的高次电流谐波,进一步增强5、7次谐波滤除效果,同时抑制无源滤波支路与电网的谐振。网侧电流THD得到了很大改善,具有很高的工程实用性。

在接下来的研究中,可能需要对单调谐滤波器进行优化设计,以进一步优化系统容量,提升功率密度。

摘要：针对无源电力滤波器滤波效果差、易与其他无源设备或电网发生谐振等问题,提出了一种可采用功率MOSFET的高频混合型有源电力滤波解决方案。在现有的无源滤波系统基础上,另加入一条单调谐并联混合型有源电力滤波器支路,使其有针对性的滤除11次基波频率及以上的高频谐波电流分量。根据滤波系统的基本工作原理,推导出电网和混合支路的谐波电流增益,详细分析了有源滤波器的谐波电流增益对谐波分流和抑制效果的影响,并对控制系统进行了分析设计。对所提出的方案进行了仿真研究,并进行了样机实验。研究结果表明,该方案可以明显改善整个系统的滤波效果,滤波频带宽、谐振抑制效果好,并且系统有源部分容量小。

关键词：无源滤波器,高频,有源电力滤波器,混合滤波,有源增益

参考文献

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[8]徐德鸿.电力电子系统建模及控制[M].北京:机械工业出版社,2005.

混合有源电力滤波器第2篇

图1有源电力滤波器样机总体结构

在直流侧有源电力滤波器的控制中，选用TI公司的DSP(TMS320C32)作为直流侧有源电力滤波器的控制器的核心，和以前的模拟控制及滤波的方式相比，算法灵活，结构易调整。

1有源电力滤波器原理

通常采用无源滤波器(PassiveFilter，PF)对谐波进行抑制，但无源滤波器存在一些难以克服的缺点：容易与电力系统发生谐振;补偿效果依赖于系统阻抗特性;受温度漂移、电网上谐波污染、滤波电容老化及非线性负荷变化的影响严重。

有源电力滤波器克服了传统的无源滤波器的缺点。由于大功率器件IGBT(InsolatedGateBipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管)的发展，有源电力滤波器和传统的无源滤波器构成的混合型滤波器已成为电力系统谐波补偿的主要手段。

有源电力滤波器和弱电领域的有源滤波器存在区别和联系。有源电力滤波器的作用是消除电力系统谐波，这和弱电领域用DSP或者运算放大器实现的滤波器的滤波功用类似，都是抑制一定频率范围的信号;但是它们消除谐波的途径完全不同，弱电应用中的有源滤波器一般通过对需要的频率分量形成通路，对其它频率分量产生很大的阻碍，起到选出需要的频率分量的作用。而有源电力滤波器是通过产生与电网中谐波成份大小相等、方向相反的谐波电流，注入电网，从而将电网中的谐波抵消掉。简而言之，有源电力滤波器以补偿的手段，达到了滤波的效果。这种结构与算法上的差异是由强电系统自身特别决定的。

有源电力滤波器工作原理是：用电流互感器采集直流线路上的电流，经A/D采样，将所得的电流信号进行谐波分离算法的处理，得到谐波参考信号，作为PWM的调制信号，与三角波相比，从而得到开关信号，用此开关信号去控制IGBT单相桥，根据PWM技术的原理，将上下桥臂的.开关信号反接，就可得到与线上谐波信号大小相等、方向相反的皮电流，将线上的谐波电流抵消掉。这是前馈控制部分。再将有源滤波器接入点后的线上电流的谐波分量反馈回来，作为调节器的输入，调整前馈控制的误差。

需要注意的是，我们前面所说的控制器，实质上具有分离谐波参考信号和对有源电力滤波器进行控制两方面的功能。

基于DSP的有源电力滤波器设计第3篇

关键词：有源电力滤波器谐波检测 DSP

中图分类号：TN713 文献标识码：A 文章编号：1674-098X（2015）08（a）-0146-03

随着我国电力电子技术的快速发展，电机、电弧炉、荧光灯、轨道交通设备等各种电力电子装置的应用越来越广泛，导致供电设施和用电设备运行状况恶化，功率因数降低，损耗增加，电能浪费。为了避免谐波的危害，保证较高的供电质量，行之有效的方案就是采用无源电力滤波器和有源电力滤波器对电力系统进行补偿。但由于传统的LC滤波器本身的缺陷，以及有源电力滤波技术的优势和快速发展，使得有源电力滤波器在谐波抑制中的作用越来越明显。与传统LC滤波器相比，APF具有如下优点：动态补偿、响应速度快以及平衡负载等。因此有源电力滤波器能够获得更好的滤波效果，为此该文设计了一种以TMS320F2812 DSP为控制核心的有源电力滤波器装置对电网中的谐波进行动态补偿。

1 系统原理及硬件结构设计

有源电力滤波器的基本原理如图1所示，其基本原理是：首先利用电流互感器检测出电网中的谐波电流，然后根据得到的谐波分量发出PWM信号给IGBT，实时调整IGBT的导通与关断，主电路受驱动电路控制产生与负载中的谐波一致的谐波，对负载产生的谐波进行补偿，从而通过电网电流的谐波分量与补偿电流之间的相互抵消来达到净化电网、节省电能的目的。

本系统主要由控制系统模块和主电路模块组成。

1.1 控制系统模块

控制系统是有源电力滤波器的核心部分，它直接决定了有源电力滤波器的补偿性能的好坏。为了满足有源电力滤波器控制系统实时性和准确性的要求，该文采用了DSP+FPGA为核心的数字化控制系统。该控制系统硬件电路主要由数据采集模块、核心控制模块、通信模块、驱动模块以及保护电路模块等辅助电路组成。该系统的电路框图如图2所示。

数字采集模块的作用是采集电网中的电压、电流等模拟信号。为了提高采样精度，该系统并未采用TMS320F2812内部集成的12位ADC，而是使用了TI公司的ADS8555芯片进行采样。该芯片包含一个6通道、16位逐次逼近型模数转换器，每个通道都包含一个能够完成同步高速多通道采样的采样保持电路。在信号转换中，各个通道是相互独立的，各个通道的转换结果的状态互不影响。6个通道的转换受片内时序控制器控制，每个通道的采样保持放大电路的输出从1至6通道依次进行转换，当所有通道全部转换完成后，系统将产生一个中断信号，对RD引脚依次施加读脉冲信号，以读出内部数据。

核心控制系统模块，主要由一片高性能DSP芯片TMS320F2812和一片FPGA芯片EP3C10E144I8以及相关外围电路组成。其作用是将数据采集模块输出的电压、电流等模拟信号转换为可被计算机处理的数字信号，然后通过一定的控制算法得到补偿电流，接着生成IGBT驱动信号对主电路进行控制。并且其还要根据不同的故障状态产生不同的保护动作，协调系统内部的逻辑、扩展IO接口、简化外围电路等功能。

电流检测电路主要负责利用霍尔传感器对APF输出的补偿电流、负载电流转换到控制系统采样的范围。检测元件采用LEM公司生产的HAX 600-S电流霍尔传感器和LV25-1000电压霍尔传感器，把电网电压及线路电流变成弱电信号，通过调理电路输入ADS8555转换芯片。

隔离驱动模块的作用是将核心控制模块产生的光脉冲信号转换为电脉冲信号，同时经过功放处理后，最终输出PWM信号，实现对逆变主电路IGBT的驱动控制。

硬件保护电路，为了保证有源电力滤波器装置可靠稳定的运行，该装置需要有完善的保护系统。当其发生驱动板过压或欠压、驱动板超温、待补偿负载电流波动太大、IGBT短路等故障时，相应的检测电路检测到故障信号，经过处理后发出报警信号，进而控制有源电力滤波器停止工作，达到其保护作用。

1.2 主电路模块

主电路采用三相电压源型逆变器结构，逆变器输出端经滤波电感与电网连接。如图3所示，其中L1-L3为滤波电感，HAT1-HAT3为霍尔电流传感器，C1-C6为突波电容，C7-C12为直流母线电容，Rz为均压电阻，PT为霍尔电压传感器；由于直流侧电容的电容量较大，当直接合闸充电时，有可能烧坏IGBT开关管等器件，因此要通过并联限流电阻来抑制启动电流，实现对直流侧电容电压的缓慢充电。当直流母线电压达到设定的750V时，核心控制模块发出控制信号，将限流电阻支路短接，使系统进入正常运行状态。

2 软件设计

系统软件主要流程图如图4所示。系统软件主要由主程序和中断子程序组成。中断子程序又包括电流检测、PWM驱动控制、电网频率检测、数据采集等。

3 实验结果

完成系统的设计、搭建后，如图5所示，为对某公司进行谐波治理前后所获得的测试数据。在变压器低压400V母线负载侧并联安装有源电力滤波器，就地补偿光伏逆变器在运行过程中产生的谐波。从图5中可以看出，补偿前电网电流含有大量的谐波成分，经过APF补偿后，电网电流中的大部分谐波被抵消或减少，避免了负载大量的谐波电流注入到电网中，造成对电网电流的污染。

4 结论

该文以TMS320F2812 DSP为核心，搭建了有源电力滤波器系统的硬件结构，并编写了相应的软件程序，完成了谐波电流检测测试和补偿测试。并研究了并联型有源电力滤波系统对供电系统谐波抑制的效果。结果表明本装置具有良好的谐波抑制和无功补偿性能，可以实现谐波污染抑制功能。当前，该有源电力滤波器装置已在一些低压配电系统中投入运行，并取得了良好的运行效果。

参考文献

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[4]杨君，王兆安，邱关源.并联型电力有源滤波器直流侧电压的控制[J].电力电子技术，1996（4）：48-50.

混合有源电力滤波器第4篇

随着电网中各种各样的非线性设备, 如工业用电弧炉, 变压器, 旋转电机, 现代电力电子设备等的大量使用, 谐波问题日益突出。大量的谐波会使电网中电气设备产生附加的谐波损耗, 影响设备的正常工作, 甚至损坏电气设备造成事故。随着电力电子技术的飞速发展, 利用有源电力滤波器解决电力系统中的谐波问题已经成为一种重要手段。有源电力滤波器受电网阻抗的影响比较小, 不容易和电网阻抗发生谐振, 可以实现对电网谐波和无功的实时动态补偿, 将网侧电流补偿成为正弦波。本文利用MATLAB中的Simulink对并联混合型有源电力滤波器进行建模与仿真, 通过仿真结果来说明并联混合型有源电力滤波器的补偿效果。

1 并联混合型有源电力滤波器的原理

并联混合型有源电力滤波器的单相拓扑结构如图1所示。

混合型有源电力滤波器包括无源滤波器和有源滤波器两部分, 有源电力滤波器系统主要由指令电流运算电路和补偿电流发生电路组成。谐波和无功主要由无源滤波器补偿, 有源部分承受电压很低, 因而有源滤波器容量可以做得很小。图1中以单相系统为例 (可推广到三相系统) , 无源滤波器设置了3次和5次纯调谐支路, 根据需要还可设置7次, 9次或者高通滤波器。有源滤波器 (APF) 可以改善无源滤波器的补偿效果, 防止电网和无源滤波器之间可能发生的谐振。耦合变压器起到隔离、匹配变流器电压与电流容量的作用。

2 谐波电流的实时检测

谐波电流的实时检测是有源电力滤波器正常工作中的一个重要环节, 谐波电流实时检测的精度将直接影响到有源滤波器的补偿性能。目前广泛采用基于瞬时无功理论的ip和iq运算方式, 电路原理框图如图2所示, 设三相电路的电压和电流瞬时值分别为ea、eb、ec和ia、ib、ic。

图2中将三相电流瞬时值ia、ib、ic变换到α-β两相正交坐标系上得到iα、iβ, 根据定义计算出三相电路瞬时有功电流ip和瞬时无功电流iq, 经过低通滤波器LPF得出ip、iq的直流分量即可算出被检测电流ia、ib、ic的基波分量iaf、ibf、icf, 进而计算出谐波分量iah、ibh、ich。图2中,

C-1为C的逆矩阵。该谐波电流检测方法中由锁相环 (PLL) 和正、余弦发生电路产生与a相电压ea同相位的正、余弦信号sinωt和-cosωt。

本文中用MATLAB所搭建的仿真模型中的谐波实时检测模块是同时检测电网侧的电流与负载侧的电流, 这种控制方式中, 指令电流信号主要来自负载电流, 在其作用下, 可对负载电流中的谐波电流进行很好的补偿。而检测电源电流的作用主要是抑制有源滤波器和电网阻抗之间的谐振, 是一种比较理想的控制方式。

3 电流跟踪控制电路

在有源滤波器中, 由谐波检测环节得到补偿电流的指令信号, 补偿电流发生电路根据此指令信号产生补偿电流。电流跟踪控制电路根据实际补偿电流与指令信号之间的关系得到控制主电路各个开关器件通断的PWM信号。

目前电流跟踪控制方法主要有周期采样控制、滞环比较控制、三角波比较控制。本文对并联混合型有源电力滤波器的仿真中采用电流滞环比较的控制方式。

将实际补偿电流信号ic与产生补偿电流的指令信号ic*的差值Δic作为滞环比较器的输入, 从而产生控制有源滤波器主电路中开关器件通断的PWM信号, 控制补偿电流ic的变化。

4 仿真模型

利用MATLAB中的Simulink模块、Sim PowerSystems工具箱等建立并联混合型有源电力滤波器的仿真模型。电网电压为35k V, 非线性负载采用三相桥式不可控整流器。各部分如下:

4.1 无源滤波器

无源滤波器采用LC串联调谐滤波器, 由电容器和电抗器串联而成。本文仿真模型中设置了调谐于5次、7次谐波及高通滤波器三个部分, 具体参数如表1所示。

4.2 有源滤波器

主电路采用3个“H桥”共用1个电容的形式, 在每相的“H桥”前端设置了耦合变压器, 使有源部分的电压电流等级与无源部分相匹配。

直流侧电容电压Uc按照公式 (4) 设计

式 (4) 中, Em为交流电源相电压的峰值。

本文仿真模型中选取Uc为100k V。

4.3 谐波检测

谐波检测仿真模型如图3所示, 主要由零序电流运算模块、三相锁相环 (3-Phase PLL) 、三相/两相变换模块、低通滤波器 (LPF) 以及有源滤波器直流侧电容电压PI调节模块构成。本文仿真中对并联混合型有源滤波器采取的是复合控制方式, 即同时检测电源谐波电流和负载谐波电流, 对各次谐波的滤除作用比较明显。

4.4 滞环比较

滞环比较仿真模型如图4所示。将实际补偿电流与产生补偿电流的指令信号通过滞环比较器从而产生控制有源滤波器主电路开关器件通断的PWM信号。仿真中滞环比较器的环宽设置为10。

5 仿真结果

通过MATLAB搭建并联混合型有源电力滤波器的仿真模型进行仿真, 得到未经过混合型有源电力滤波器补偿的负载电流波形及频谱和补偿后的电源电流, 分别如图5-6所示。

从图5中可以看出负载电流中存在大量的5次、7次谐波。谐波的总畸变THD=110%。

从图6中可以看出经过混合型有源电力滤波器补偿后的电流中已经基本不含有谐波成分, 谐波的总畸变THD=1.25%。

通过对并联混合型有源电力滤波器的仿真研究, 仿真结果验证了并联混合型有源电力滤波器在电力系统中治理谐波的良好性能, 为以后并联混合型有源电力滤波器的广泛生产和应用提供了理论基础。

摘要：并联混合型有源电力滤波器能很好地补偿谐波源产生的谐波。文中有源滤波器主电路采用3“H桥”共用一个电容的形式。利用MATLAB中的Simulink模块对并联混合型有源电力滤波器进行建模仿真, 并对仿真结果进行分析。

关键词：有源电力滤波器,并联混合型,3“H桥”,谐波,MATLAB仿真

参考文献

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混合有源电力滤波器第5篇

收稿日期：2013-05-27

作者简介：周卫平（1969—），男，湖北武穴人，副教授，博士.研究方向：电力电子技术和电能质量控制技术。文章编号：1003-6199(2014)02-0015-04

摘要：给出以DSP芯片TMS320F2812和AD7656芯片为主来建立有源电力滤波器数字控制系统的方案，提出基于三角函数正交性和DSP实现的APF锁相算法，给出算法的原理框图，该算法具有精度高、抗干扰能力强的特点。给出锁相和APF补偿的实验结果，谐波和无功电流成分经过APF补偿后得到了很好的补偿。实验验证本文算法的正确性和本文数字控制系统的方案的可行性。

关键词：数字锁相；有源电力滤波器；数字控制；谐波电流检测

中图分类号：TM761；TM933文献标识码：A

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The Digital Control System of Active Power Filter and Its Digital Phaselock Algorithm

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ZHOU Weiping，SUN Dongliang, SHI Wei, YANG Xuanfang, WU Zhengguo

（Naval University of Engineering, Wuhan,Hubei 430033,China）

Abstract:A digital control system of Active Power Filter (APF) with high sampling and controlling precision based on TMS320F2812 and AD7656 is proposed．A realtime digitalization method with highaccuracy and quick detection on power fundamental waves phase in active power filter is proposed. A digital phaselock control loop (PLL) is constructed based on the principle of trigonometric function orthogonality , the proposed method is a highaccuracy, fast and robust detection method, the experiment results of the proposed digital PLL method and APF are presented, the harmonic and reactive currents can be compensated very well, the experiment results show its validity and feasibility.

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Key words:digital PLL; active power filter; digital control; harmonic current detection

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1 引言

由于无源电力滤波器在进行谐波和无功补偿时具有容易引起振荡及补偿特性单一等固有的缺点，近年来应用有源电力滤波器进行电力谐波和无功补偿的研究方兴未艾，其中以并联型有源电力滤波器的研究最为广泛。并联型有源电力滤波器通过检测计算，得到补偿电流的指令值ic*，经过PWM调制后控制IGBT产生补偿电流ic，从而补偿谐波和无功电流［1］。

有源电力滤波器的数字控制系统主要由检测、直流稳压控制和电流发生控制决策三部分组成。组建高性能的控制系统是有源电力滤波器数字化控制的关键，由于TI公司的2000系列DSP均有内置10位或12位的A/D，在很多情况下内置的A/D可以完成相应的控制任务，但是对于APF，由于电磁干扰等多方面原因的影响，有时DSP内置的A/D实际测量精度只能达到8位甚至更低，这严重影响了APF对电流跟踪的任意性、快速性和准确性的要求，成为制约APF性能提高的一个瓶颈，因而研究利用独立高精度A/D 芯片和DSP来组建有源电力滤波器数字控制系统十分有必要［2，3］。

2 数字控制系统硬件设计

有源电力滤波器系统接线图如图1所示，APF是通过向电路中注入大小相等方向相反的谐波和无功电流来达到补偿谐波和无功的目的。APF的主电路实际上就是通过电感注入的三相逆变单元，只是控制算法比较复杂，因而数字控制系统与软件成为了实现APF功能的核心。

图1 三相三线有源电力滤波器接线图

AD7656是一种16位6通道逐次逼近型模数转换器,使用了iCMOS工业制造技术, 采样率为250 ksps, 最大功耗为160 mW; 内部包含一个2.5 V内部基准电压源和基准缓冲器;可由引脚和软件选择模拟电压10 V或5 V的输入范围;提供有并行和串行接口,兼容SPI/QSPI/μwire/DSP;可工作在-40℃至+85℃。具有性价比高、精度高、能耗低、转换速度快等优点,尤其适合于电力系统中模拟量的测量［4-6］。因而以DSP芯片TMS320F2812和AD7656芯片为主来建立的APF数字控制系统是一个较为理想的选择。本文有源电力滤波器数字控制系统框图如图2所示。

图2 有源电力滤波器数字控制系统框图

3 数字锁相算法

有源电力滤波器在谐波和无功同时补偿时的补偿目的是要将电源电流补偿成与电压同频同相并且波形相同，因而锁相是实现APF功能必不可少的环节。

目前应用较多的方法是基于过零点时刻检测的方法，但是在电力电子系统中由于电磁干扰的影响从而使得应用该方法得到的检测值将产生较大的误差。而数字化基波锁相技术是一个无需高精度精密元器件而又能够较大幅度地减小检测误差的有效方法［7，8］。本文基于三角函数正交性以及自适应滤波的原理构成了相位跟踪的闭环控制回路，实现了相位的全数字化跟踪检测。

3.1 基波初相检测的原理

对于一个周期性函数f(t)，可以对其进行傅立叶分析，其傅立叶级数为：

f(t)=A02+∑

SymboleB@

k=1Cksin (kω1t+φ′k)=



A02+∑

SymboleB@

k=1［Akcos (kω1t+φk)+Bksin (kω1t+φk)］(1)

Ak=2T∫T0f(t)cos (kω1t+φk)dt=Cksin (φ′k－φk)(2)

Bk=2T∫T0f(t)sin (kω1t+φk)dt=Ckcos (φ′k－φk)(3)

其中：ω1—基波角频率；T—基波周期；k—谐波次数；ф′k— k 次谐波初相；фk— k次旋转参考坐标系XOY与k次旋转分解坐标系XOY的夹角

计算技术与自动化2014年6月

第33卷第2期周卫平等:有源电力滤波器数字控制系统设计与数字锁相算法实现

图3 基波在旋转坐标系上的分解

信号的基波成分C1在以角速度ω1旋转的直角参考坐标系XOY中，沿着与该坐标系夹角为ф1的正交坐标系X′OY′进行分解，在X′和Y′坐标轴上的分量将分别为B1、A1，当两坐标系的夹角ф1趋近于ф′1时，A1将趋近于0，因此可利用A1构成基波初相跟踪检测控制的反馈依据，通过反馈调整夹角ф1来逼近ф′1，从而检测出基波的初相。利用三角函数正交性以及自适应滤波基本原理，构造基波相位跟踪检测的控制框图如图4所示。 

图4 基波锁相方法的控制框图

3.2 数字锁相算法

利用计算机产生的固定频率下的旋转角度值加上输出的初始相位值的与测量信号基波正交的三角函数作为反馈，并与测量信号相乘，把所得的乘积经过滑窗积分低通滤波以及PI控制器后输出就得到跟踪的初始相位；该方法不依赖于过零点检测，具有较强的鲁棒性，其算法流程图如图5所示。

图5 初相检测程序算法流程图

4 仿真结果

图6是电压信号混有较强噪声时的基波初相跟踪检测的结果，结果显示该情况下相位检测的精度仍可以达到 (10-1) °的数量级。

图6 噪声污染电压信号的初相检测（实际值为0）

a: 含噪声电压信号 b: 暂态响应 c: 稳态响应

图7为APF补偿仿真结果，负载为阻感负载，从上至下依次为电源电压、补偿后电流、负载电流，该结果显示，补偿电流可以较好地跟踪补偿指令电流，负载电流中的无功电流和谐波电流成分得到了较好补偿。

图7 APF补偿仿真结果

上: 电源电压中: 补偿后主电流下: 负载电流

5 实验结果

为了验证本文所提的方法，搭建了一个实验平台，负载为三相整流阻感负载，有源电力滤波器的可控功率管为三菱PM75CSJ120的IPM管，实验中采样频率为20kHz；电流电压信号是用霍尔器件来检测的；控制单元的核心是TMS320F2812 的DSP，通过在DSP中运行程序而实现控制的目的。图8是锁相结果的软件界面，上图是受到污染的信号的检测结果，下图是依据锁相结果得到的参考电流波形，可见相位得到了很好地跟踪，跟踪精度高，并且该方法体现了较好的抗干扰能力。

图8 锁相检测算法实验界面

上: 含干扰噪声的信号下: 相位跟踪的信号

图9是基于锁相算法以及APF的控制算法，通过实验平台得到的APF的补偿结果(A相)，图中依次为电源电压、补偿后主电流、负载电流波形，可见经过APF补偿后，谐波和无功电流成分得到了很好的补偿，电流的THD值有补偿前的23%下降到补偿后的3.5%左右。

图9 APF补偿实验结果

上: 电源电压中: 补偿后主电流下: 负载电流

6 结语

本文给出了以DSP芯片TMS320F2812和AD7656芯片为主来建立的有源电力滤波器数字控制系统的方案，提出了基于DSP实现APF锁相的算法，给出了锁相的实验结果，验证了本文方法具有精度高、抗干扰能力强的特点。同时给出了APF补偿的实验结果，经过APF补偿后，谐波和无功电流成分得到了很好的补偿。实验验证了本文算法的正确性，也验证了本文有源电力滤波器数字控制系统的方案的可行性。

参考文献

［1］周卫平，吴正国，夏立，等 . 三相三线有源电力滤波器电流跟踪性能最优化控制［J］. 中国电机工程学报，2004, 24(11): 85-90.

［2］邱旭，李树广. 一种高精度APF控制系统设计新方法［J］. 电气自动化，2012，34(3):62-63.

［3］李全利,王振春. 一种基于DSP的三相交流采样技术［J］. 自动化技术与应用，2008，27(12):85-89.

［4］陈国磊,舒双宝,季振山. 电能质量监测高速数据采集系统的设计和实现［J］. 电力系统保护与控制，2009，37(3):69-72.

［5］王皑，佘丹妮.基于EP2C8Q208C8型FPGA等精度频率测量仪设计［J］.计算技术与自动化,2012,31(1):56-59.

［6］艾凯文,胡桂明,沈润夏.任意波形电源的设计［J］.计算技术与自动化,2011,30(4):77-80.

［7］ MATTO BERTOCCO,Alessandra Flammini, et al. Robust and accurate real-time estimation of sensors signal parameters by a DSP approach［J］. IEEE trans. on Instrum. Meas. , 2000,49(3)： 685-689.

［8］周卫平,吴正国,夏立.基波相位和频率的高精度检测及在有源电力滤波器中的应用［J］.中国电机工程学报,2004,24(4):91-96.

图4 基波锁相方法的控制框图

3.2 数字锁相算法

图5 初相检测程序算法流程图

4 仿真结果

图6是电压信号混有较强噪声时的基波初相跟踪检测的结果，结果显示该情况下相位检测的精度仍可以达到 (10-1) °的数量级。

图6 噪声污染电压信号的初相检测（实际值为0）

a: 含噪声电压信号 b: 暂态响应 c: 稳态响应

图7 APF补偿仿真结果

上: 电源电压中: 补偿后主电流下: 负载电流

5 实验结果

图8 锁相检测算法实验界面

上: 含干扰噪声的信号下: 相位跟踪的信号

图9 APF补偿实验结果

上: 电源电压中: 补偿后主电流下: 负载电流

6 结语

参考文献

［1］周卫平，吴正国，夏立，等 . 三相三线有源电力滤波器电流跟踪性能最优化控制［J］. 中国电机工程学报，2004, 24(11): 85-90.

［2］邱旭，李树广. 一种高精度APF控制系统设计新方法［J］. 电气自动化，2012，34(3):62-63.

［3］李全利,王振春. 一种基于DSP的三相交流采样技术［J］. 自动化技术与应用，2008，27(12):85-89.

［4］陈国磊,舒双宝,季振山. 电能质量监测高速数据采集系统的设计和实现［J］. 电力系统保护与控制，2009，37(3):69-72.

［5］王皑，佘丹妮.基于EP2C8Q208C8型FPGA等精度频率测量仪设计［J］.计算技术与自动化,2012,31(1):56-59.

［6］艾凯文,胡桂明,沈润夏.任意波形电源的设计［J］.计算技术与自动化,2011,30(4):77-80.

［8］周卫平,吴正国,夏立.基波相位和频率的高精度检测及在有源电力滤波器中的应用［J］.中国电机工程学报,2004,24(4):91-96.

图4 基波锁相方法的控制框图

3.2 数字锁相算法

图5 初相检测程序算法流程图

4 仿真结果

图6是电压信号混有较强噪声时的基波初相跟踪检测的结果，结果显示该情况下相位检测的精度仍可以达到 (10-1) °的数量级。

图6 噪声污染电压信号的初相检测（实际值为0）

a: 含噪声电压信号 b: 暂态响应 c: 稳态响应

图7 APF补偿仿真结果

上: 电源电压中: 补偿后主电流下: 负载电流

5 实验结果

图8 锁相检测算法实验界面

上: 含干扰噪声的信号下: 相位跟踪的信号

图9 APF补偿实验结果

上: 电源电压中: 补偿后主电流下: 负载电流

6 结语

参考文献

［1］周卫平，吴正国，夏立，等 . 三相三线有源电力滤波器电流跟踪性能最优化控制［J］. 中国电机工程学报，2004, 24(11): 85-90.

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［5］王皑，佘丹妮.基于EP2C8Q208C8型FPGA等精度频率测量仪设计［J］.计算技术与自动化,2012,31(1):56-59.

［6］艾凯文,胡桂明,沈润夏.任意波形电源的设计［J］.计算技术与自动化,2011,30(4):77-80.

混合有源电力滤波器第6篇

电流跟踪控制方法的最终目的是要使APF输出来的补偿电流必须精确地跟踪其检测装置检测出来的谐波电流, 但是, 谐波电流的变化是实时的、动态的, 因此, 电流跟踪控制方法的好坏主要取决于该系统的3个方面, 即动态性、实时性和控制精度。到目前为止, APF的电流跟踪控制方法主要分为2大类:一种是滞环电流控制, 另一种是线性电流控制[2]。滞环电流控制的主要缺点是:开关频率、开关损耗和控制精度跟滞环宽度有很大的关系, 即滞环宽度整定的越小, 整个控制系统的精度就越高, 但是, 带来的问题是开关频率变得很大, 由此增加了开关损耗;线性电流控制的主要缺点是:电流响应速度比滞环控制要慢。另外, 还有其他的一些电流跟踪控制方法, 比如:神经网络控制、自适应控制和预测控制等, 这些控制方法都有各自的优缺点。

1 混合型有源电力滤波器的结构及工作原理

混合型有源电力滤波器的结构原理图如图1所示, 由原理图可以看出, 该结构由有源和无源2部分组成, 其中有源部分采用的是三相电压型逆变器装置, 无源部分采用了2组无源滤波器装置, 这2条无源支路的作用是用来抑制非线性负载产生的5次和7次谐波。另外电感L1、电容C1和CG组成了系统的注入支路, 其中电感L1、电容C1组成了基波频率串联谐振电路, 同时L1、C1和CG还可以作为单调谐滤波器使用, 其整体又组成了1条无源滤波支路。

2 电流跟踪控制算法分析

一般的PI控制算法针对的是变化缓慢的量或者是直流量, 对上述被控量可以达到无差控制, 但是如果被控量变为速度变化很快的周期量时, 会产生比较大的稳态误差[3], 因此不能再采用传统的PI控制算法。

递推积分PI算法的原理是分别对每个周期内的误差e (t) 各个采样点进行积分, 也就相当于有N个PI控制器同时工作[4][假定误差量e (t) 在每个周期有N个采样点]。

通过文献[5]可知递推积分PI控制算法可以保证随着时间的推移, 闭环控制系统的输出电流可以零误差的跟踪参考电流。并且递推积分PI控制算法不但可以使系统取得稳态无静差的理想效果, 而且还能够实现无差控制, 但是它还有和传统PI控制同样的缺点, 即响应速度比较慢。

为了解决系统响应速度慢的问题, 本文采用了一种模糊控制算法在线调整递推积分PI的系数[6], 图2为基于递推积分模糊PI控制系统结构原理图。

该控制算法的原理是:当系统电流跟踪误差比较大时, 主要采用比例控制, 此时, 误差有较快的减小速度, 当误差减小到一定范围内时, 改为积分控制, 以此来实现稳态无静差的效果, 所以该算法具有较快的响应速度和较高的控制精度。

3 仿真结果分析

根据以上对基于递推积分模糊PI控制器的研究, 通过Matlab软件里的模糊工具箱对模糊PI控制器进行设计, 并且在simulink下创建出整个基于递推积分模糊PI控制器仿真模型, 仿真结果如下:

图3和图4分别是基于递推积分PI控制器和基于递推积分模糊PI控制器APF补偿后三相系统电流波形。

通过Matlab软件测得图3和图4中系统动态响应时间分别为0.03s和0.015s, 即后者的动态响应比前者快了3/4个周波时间, 另外, 通过波形对比可以看出, 补偿后的系统电流波形图4比图3的正弦度要好, 说明模糊控制器提高了系统的稳态性能。

4 结论

以上仿真分析, 表明采用模糊算法在线调整递推积分PI的系数, 可以提高系统的响应速度, 验证了基于递推积分模糊PI控制器能有效改善系统的动态性能和稳态性能。

参考文献

[1]王兆安, 杨君, 刘进军, 等.谐波抑制与无功补偿[M].北京:机械工业出版社, 2005.

[2]曾国宏, 郝荣泰.有源滤波器滞环电流控制的矢量方法.电力系统自动化, 2003, 27 (5) :31-40.

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[4]荣飞, 罗安, 唐杰.新型大功率串联谐振注入式混合有源电力滤波器[J].电工技术学报, 2007, 22 (13) :121-127.

[5]唐欣, 罗安, 涂春鸣.新型注入式混合有源滤波器的研究[J].电工技术学报, 2004, 19 (11) :50-55.

混合有源电力滤波器第7篇

随着电力电子装置应用日益广泛,电网中的谐波污染也日趋严重,且大多数电力电子装置的功率因数较低,给电网带来额外负担,并影响供电质量[1]。并联型有源电力滤波器SAPF(Shunt Active Power Filter)既可以单独补偿非线性负载的谐波电流,也可以同时补偿负载谐波电流和无功功率,能够很好地解决上述问题。但同时补偿负载谐波电流和无功功率要求SAPF的容量较大,相应的造价也会增加。SAPF和并联电容器组成的混合补偿系统,由并联电容器补偿大部分无功功率,SAPF补偿谐波电流和少部分无功功率,可以显著降低SAPF的容量和成本[2]。

由于并联电容器和电网阻抗之间存在谐振,在一定条件下,谐振频率及其附近频率对应的谐波会被放大。因此,SAPF的稳定问题一直是影响其工程应用效果的技术难题。对此,国内外学者亦进行了大量卓有成效的研究[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13]。

本文首先分析了SAPF的2种典型结构,并对其建立相应的数学模型,在此基础上分析了不同结构系统的稳定性。对于Ⅰ型系统,需要改变控制策略以消除“补偿盲区”,改善系统的补偿效果;对于Ⅱ型系统,需要引入阻尼消除正反馈,提高系统稳定性,以获得期望的补偿效果。最后,通过仿真实验进行了理论验证。

1 混合补偿系统结构

SAPF和并联电容器构成的混合补偿系统有2种结构。Ⅰ型系统的SAPF安装在负载侧,并联补偿电容器安装在电网侧;Ⅱ型系统的SAPF在电网侧,并联电容器在负载侧,如图1所示。

从图1(a)可以看出:Ⅰ型系统首先由SAPF补偿负载的谐波电流,再由并联电容器补偿负载的无功功率。普通控制方式下,SAPF检测负载电流iL作为补偿对象[3]。

从图1(b)可以看出:Ⅱ型系统是先由并联电容器补偿负载的无功功率,再由SAPF补偿负载的谐波电流。对于Ⅱ型系统的SAPF,由于补偿电容器与SAPF的安装位置不同,检测真实的负载电流iL比较困难,此时SAPF检测负载电流与电容器的电流之和iCL作为补偿对象。

2 系统稳定性分析

2.1 普通控制方式I型系统

为了简化分析,假设电网电压纯正弦,不含谐波分量,此时的单相谐波等效电路图如图2所示。

SAPF等效为一受控电流源[4],其中ILh为负载电流谐波分量,IA为SAPF输出补偿电流,ICh为流过电容器谐波电流,IGh为电网电流谐波分量,ZG=RG+jωLG为电网阻抗,ZC=RC+1/(jωC)为并联电容器阻抗,且RC为电容器的等效电阻。由等效电路可得:

图3是由式(1)得到的系统方框图,其中GAPF(s)为SAPF的传递函数。根据文献[5]建立了SAPF的模型,如图4所示。

SAPF由谐波电流检测环节和电流跟踪控制环节组成[6],图4中的GCD(s)为谐波电流检测环节的传递函数,考虑计算延时,该环节近似等效为一阶惯性环节[5]:

其中,Ts为采样周期;Kid为补偿系数,是为了分析SAPF的工作过程而特意引入的,根据SAPF补偿原理可知0≤Kid≤1,其中Kid=0表示SAPF没有投入工作,Kid=1表示SAPF全补偿,而0

图4中虚线框所包围的部分表示电流跟踪控制环节,易求得该环节的传递函数如式(3)所示:

其中,Ki为电流跟踪控制环节放大系数;KPWM为PWM变换器增益,且KPWM=Ud/Uc,Ud为直流母线电压,Uc为三角载波电压幅值[7];L为SAPF并网电抗器。综合式(2)(3)可以得到SAPF的传递函数如下:

由式(4)和图3得出普通控制方式I型系统的传递函数如下:

混合补偿系统参数如下:Ts=0.1 ms,LG=0.13 m H,RG=0.05Ω,C=650μF,RC=0.08Ω,Ki=5,Kid[0,1],KPWM=500。由式(5)画出系统bode图,如图5所示,实线和虚线分别表示SAPF投入前、后补偿系统的工作特性。实际上,由于此时系统是开环的,系统无条件稳定。可以看到,SAPF投入以前,系统表现出典型的无源LC低通滤波特性,此时系统对谐波有一定的抑制能力,但是也会因谐振有谐波放大的危险。而在SAPF投入以后,系统幅频特性下移,说明系统对谐波的衰减作用加强,并且可以较好地抑制电容器和电网阻抗之间的谐振。

由图5可见,在SAPF投入以后,虽然加强了对谐波的抑制作用,但存在“补偿盲区”,如图5中的矩形框所示,系统对该频带的谐波抑制能力较弱,导致系统的补偿效果不佳,因此需要改变控制策略来消除“补偿盲区”,进一步提高系统对谐波的抑制能力。

2.2 普通控制方式Ⅱ型系统

Ⅱ型系统的单相谐波等效电路如图6所示,其中ICL为负载电流与电容器电流之和。考虑到实际应用中,由于SAPF和电容器安装位置不同,测量实际的负载电流IL比较困难,而测量ICL则要容易得多,因此采用检测ICL作为SAPF补偿对象。

从图6可以得到式(6),其中运用了叠加定理。

由式(6)可以得到此时系统的方框图见图7。

相应的系统传递函数为

此时,在不同补偿系数下的系统bode图见图8。

从图8可以看出,当Kid≤0.5时,随着Kid的增加,谐振作用加强,并在Kid=0.5时谐振达到最强;Kid>0.5后,虽然谐振的强度减弱,但通过观察相频特性不难发现,实际上此时系统已经变成了正反馈,与期望的工作情况相悖,系统是不稳定的。

3 稳定性控制策略

上述分析表明:如果采用普通控制方式,即检测负载电流的控制方法,Ⅰ型系统是稳定的,并且在投入SAPF以后可以较好地抑制谐振,但会存在“补偿盲区”,系统的补偿效果不理想;而Ⅱ型系统会因为正反馈而不稳定,SAPF也会因过电流而无法正常工作。

为消除Ⅰ型系统存在的“补偿盲区”,采用复合控制增强系统对谐波的抑制能力;为消除Ⅱ型系统的正反馈,引入有源阻尼以提高系统的稳定性。

3.1 复合控制方式Ⅰ型系统

假设能把并联电容器也包含在混合补偿系统的控制闭环中,利用控制器的调节作用,可以更好地抑制其与电网阻抗之间的谐振,这正是复合控制的特点。普通控制方式是通过检测负载电流谐波分量,控制SAPF产生相应的补偿电流抵消负载谐波电流,是一种开环控制,而复合控制同时检测负载电流和电网电流,是一种闭环控制[3],并且可以将电容器包含在控制闭环内,达到抑制谐振、改善补偿效果的目的,其系统框图如图9所示。

图中,G(s)为引入的校正环节,用来提高系统稳定裕度,根据文献[3,6]选取G(s)=0.01/(Tss+1),由图9得到此时系统的传递函数如下:

采用2种控制方式Ⅰ型系统的bode图如图10所示,实线和虚线分别表示采用普通控制方式和复合控制方式系统的工作特性。从图中可以看出,与普通控制方式相比,复合控制方式不存在“补偿盲区”,整个频率带上的谐波抑制能力都很强,有效改善了系统的补偿效果。

3.2 有源阻尼控制方式Ⅱ型系统

如图11所示,假设在谐波频段上存在一个阻尼电阻,系统会因为具有这个正实部的阻尼电阻而对补偿电容与电网阻抗之间的谐振产生抑制作用,进而可以提高系统稳定性[8,9,10,11,12,13,14]。

图中,UGh为电网电压谐波分量,Rd为阻尼电阻,通过调节Rd的阻值就可以改变阻尼的强度。从图11可以看出,ICLd=ICL+Id,因此只需通过在普通控制方式控制电流ICL的基础上加上Id分量,就可以实现有源阻尼控制,而流过阻尼电阻的电流可以由电网电压的谐波分量UGh获得,写成表达式如下:

由式(9)得到的系统框图如图12所示。

将图11中的Rd和C并联等效,并用ZCd表示:

将式(7)中的ZC用ZCd代替,可以求得加入阻尼后系统的传递函数如下:

图13表示阻尼电阻对系统特性的影响,其中SAPF工作在全补偿状态下,即补偿系数Kid=1,可以看到当Rd=0.2时,系统虽然是负反馈,但谐振依然存在,并且谐振的强度很大;而随着Rd的减小(由图12知道,由于需要求Rd的倒数,相应的1/Rd增大),谐振抑制能力增强,在Rd=0.02Ω时幅频特性均处于-10 d B以下,对谐波的抑制能力较强,仿真当中取Rd=0.02Ω。此时,在不同补偿系数下的系统bode图如图14所示。

通过观察幅频特性发现加入有源阻尼后,当Kid≤0.5时不存在谐振。观察相频特性发现在Kid>0.5后系统也没有出现正反馈,补偿系统是稳定的。

4 仿真与分析

为验证前面的分析,在Matlab/Simulink下搭建了SAPF和并联电容器构成的混合补偿系统,负载采用的是带阻感负载的三相二极管桥式不控整流电路,系统参数与2.1节中所列参数相同,Simulink仿真参数如下:仿真类型为离散仿真,离散周期为10-6 s,采用odd23tb(stiff/TR-BDF2)算法,IGBT开关频率为10 kHz。

4.1 Ⅰ型系统

由前面的分析得出,普通控制方式Ⅰ型系统是稳定的,但是由于存在“补偿盲区”,系统的补偿效果不佳。图15为普通控制方式Ⅰ型系统的仿真波形,从上到下依次是负载电流、电网电流、电容器电流和SAPF的补偿电流。可以看到,在SAPF投入之前,并联电容器与电网阻抗构成低通滤波器,一方面可以滤除一部分的谐波电流,但另一方面也会因为谐振导致谐波放大。在t=0.2 s投入SAPF后,补偿系统对谐波的抑制作用增强,并且较好地抑制了谐振,电网电流的谐波含量减少。

图16为复合控制方式Ⅰ型系统仿真波形,在SAPF投入之前,系统与普通控制方式的工作情况相同,在t=0.2 s投入SAPF后,由于复合控制方式可以消除“补偿盲区”,对谐波的抑制能力比普通控制方式更强,相较于普通控制方式电网电流波形的正弦度更好,谐波含量进一步减少。

4.2 Ⅱ型系统

图17为普通控制方式Ⅱ型系统仿真波形,普通控制方式下Ⅱ型系统会因为正反馈而不稳定,从图17可以看到,在投入SAPF以后,SAPF产生的补偿电流越来越大,相应的电网电流也不断增大,这符合正反馈的特点,很明显系统是不稳定的,在实际的补偿系统中,SAPF会因为过流保护而停机。

图18为有源阻尼控制Ⅱ型系统仿真波形,在t=0.2 s投入SAPF以后,由于有源阻尼控制不存在谐振和正反馈,系统是稳定的,电网电流的正弦度较好,获得了满意的补偿效果。

5 结论

本文分析了SAPF和并联电容器组成的混合补偿系统2种结构的系统稳定性,针对Ⅰ型系统指出采用复合控制的方法可以改善补偿效果,针对Ⅱ型系统指出加入谐波频段有源阻尼可以提高系统稳定性,并且可以获得满意的补偿效果。最后通过仿真验证了理论分析的正确性。

摘要：通过建立由并联型有源电力滤波器(SAPF)和并联电容器所组成的2种不同结构混合补偿系统的模型,分析了2种系统的稳定性。在此基础上,指出普通控制方式下的Ⅰ型系统是稳定的,且在投入SAPF以后可以较好地抑制谐振,但会存在“补偿盲区”,通过复合控制消除该“补偿盲区”,改善Ⅰ型系统的补偿效果。而如果在Ⅱ型系统中采用普通控制方式,系统会因为正反馈而不稳定,通过引入谐波频段有源阻尼的方法提高系统的稳定性,获得期望的补偿效果。Matlab/Simulink下的仿真结果证明了上述理论分析的正确性和所提方法的有效性。

混合有源电力滤波器第8篇

在科学技术与工业生产飞速发展的今天，社会生产力高度集中，电能已经成为了无可替代的主力能源，无论是在工业生产还是日常生活中，人类都根本无法离开电能的使用。然而正是因为电能所应用的范围越来越广泛，电网中出现的问题也越来越多样化，各种线性负载出现在电网中，电力污染愈发严重。为了提高电能质量，促进电力能源的使用效率，滤波装置的研究逐步引起了人们的重视。有源电力滤波器因为各种强大的补偿功能、能适应各类情况的组合方式使其成为了现今应用最为广泛的滤波装置和研究对象。

1 有源电力滤波器的研究与发展现状

有源滤波器是相对LC这些无源滤波装置来说的，它实质上是一种大功率信号发生器。有源滤波器把谐波经过采样、180°移相后,再完整的复制出来,送到谐波源的入网点;复制出来的谐波与原谐波幅值相等,方向相反,并且实时跟随原谐波的变化而变化,因此,原谐波就被抵消了。同时，有源滤波器还可以根据客户的实际需要补偿无功功率，提高功率因数。

有源滤波器的理论雏形最早出现于上世纪的六十年代末期，1969年B.M.Bird和J.F.Marsh在论文中提出向电网中注入三次谐波电流来减少电网中的谐波，这一描述被认为是有源滤波器思想的萌芽;1971年，日本H.Sasaki和T.Machida完整描述了APF的基本原理;1976年美国西屋电气公司的LGyugyi和E.e.stryeula提出利用大功率晶体管组成的PWM逆变器来构成APF，确定了主电路的基本拓扑结构和控制方法，奠定了APF的基础。在70年代初期，因为电力电子技术发展水平的相对落后，大部分电力滤波器的研究都只是在实验室里进行。

2 串联—并联混合型有源电力滤波器(UPQC)的工作原理

在实际应用中，我们既要补偿电网电压，又要抑制负载的电流谐波。统一电能质量调节器就是这样一种能够同时满足二者要求的混合型有源电力滤波器，图一为UPQC的结构拓扑图。

统一电能质量调节器(UPQC)由串联APF和并联APF以及一些必要的无源滤波元件组成，其研究思路与混合型APF是一致的。串联侧和并联侧的变流器都是双向的，既可以整流又可以逆变，当变流器处于整流状态时就是对直流侧电容充电，逆变状态时就是对电网进行谐波和无功电流补偿。

从图一我们可以看到UPQC主电路主要由串联侧、并联侧、直流侧、LC滤网组成。串联侧主要由PWM变流器和变压器组成。串联有源滤波器通过耦合变压器连接在电网与负载之间,按受控电压源方式工作,主要用来调节负载电压幅值和补偿电源电压谐波，给负载提供稳定的电能。并联有源滤波器并联连接在负载上,按受控电流源方式工作,主要作用是补偿负载谐波、基波无功和负序电流,并调节两个有源滤波器间的直流母线电压。它的作用是保证负载产生的谐波、无功功率流入电网。直流侧使用共同的母线电容，母线电容为并联、串联PWM变流器提供能量。另外LC滤网的作用是滤除PWM变流器在不断的开关过程中自身产生的高次谐波。

UPQC有三相三线制和三相四线制两种形式，三相三线制系统由于缺少了中线，串联变压器的二次侧不论是采取三角形还是星形连接，都无法实现对电网输入电压不对称或者是负载不平衡的补偿。若二次侧采取的是三角形连接，那么二次侧没有中线，所以二次侧三相电压和为0，这样也就迫使一次侧三相电压和为0。如果电网输入电压不对称，那么负载端的三相电压也就不可能补偿为相互对称平衡。

如果二次侧采取的是星形连接，那么二次侧没有中线，所以二次侧三相电流和为0，这样也就迫使一次侧三相电流和为0。如果负载不对称，那么负载电流虽然是平衡的，但是负载端的三相电压却肯定是不对称的。三相四线制将串联侧二次侧中点、电网中点、负载中点，以及直流电容重点接在一起，形成系统中线，这样就为不平衡电流提供了一个通道，从而实现电网输入电压不对称或者是负载不平衡的补偿。本文中采用的就是三相四线制，二次侧是星形连接。

3 结束语

工业发展离不开电能，而且，也是随着工业的发展，电网中的污染也越来越严重，所以UPQC的前景是十分广阔的。本文从原理阐述到模型仿真过程中虽然做了一点工作，但是还有很多不足，比如没有进行软件的设计，更没有进行样机实验。所以在今后的学习或工作中，还要继续对本论文中涉及的知识进行更深入的研究，尤其是将理论知识转化成实际生产这个方面。

UPQC从理论上来说能够满足一般工业生产中的要求，但是在实际应用中，却依然有很多不尽如意的地方，例如谐波和无功电流(电压)的检测不够快速和准确，应用还不够广泛，价格相对较高等。经过对UPQC的研究，笔者认为UPQC的研究以后可以集中在以下几个方面：

(1)提高谐波和无功电流(电压)的检测速度与准确性，如果这个补偿的前提做不好，那后续的研究也将没有意义。

(2)将UPQC的产品多元化，一方面朝低压大容量发展，这种UPQC用来补偿集中居住的用户。同时，也要发展低压小容量的UPQC，主要用来满足单个用户或单个精密、重要的设备。

(3)降低UPQC的经济成本，这也是制约UPQC推广的一个重要原因。降低经济成本就要求更好的理论支持，包括检测方法、控制策略以及产品电路结构和制造产品的材料等。

(4)以UPQC为主要原型，开发补偿高电压、大面积用户的UPQC群组，实现各个UPQC之间的通讯，实现群组联动补偿。

摘要：本文针对影响电能质量的各种因素进行了初步的研究,对如何将电能的质量提高进行了简要的分析,对目前电力系统研究的重点——有源电力滤波器的发展历程及研究现状进行了简单的探讨。混合型有源电力滤波器是统一电能质量调节器(UPQC)的一种应用功能,本文重点对它的拓扑结构和补偿特性展开了详细的分析,对UPQC补偿系统中电压及负载电流的过程进行了研究。以主电路拓扑结构为依据,对UPQC的串、并联部分进行了功能分解,建立了各自相应的数学模型。经过研究发现,对电力系统进行准确补偿的前提条件是:将电力系统中的谐波及无功电流精确的检测出来。因此,本文对如何精确检测谐波及无功电流进行了重点介绍。

关键词：有源电力滤波器,UPQC,检测,仿真

参考文献

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[2]肖湘宁,尹忠东,徐永海.现代电能质量问题综述[J].电气时代,2004,(11):48-52.

[3]胡俊达,张著彬.电力系统中谐波的产生、危害和抑制[J].电气时代2003(,12):86-87.

混合有源电力滤波器第9篇

关键词：有源电力滤波器,瞬时无功功率,自适应滤波器,谐波检测

0 引言

随着电力电子装置的广泛应用,电力系统的谐波污染日益严重。谐波污染对电力系统安全、稳定、经济运行构成潜在的威胁,给周围电气环境带来极大影响[1]。目前,国内外有效抑制电力系统谐波含量的一个研究热点是采用有源电力滤波器(APF)。APF不仅可以对频率和幅值均变化的谐波作实时跟踪补偿,且补偿特性不受电网阻抗的影响。

有源滤波器整体滤波性能的关键是能否快速精确的检测出谐波电流。到目前为止,谐波的检测方法己经有很多种,主要包括提取基波分量法、基于FFT的傅里叶分析法、自适应谐波检测法、基于瞬时无功功率理论p-q算法及ip- iq算法等。其中基于瞬时无功功率理论的谐波检测算法由于其实时性较好,是目前应用很广的谐波检测算法[2]。但是其谐波检测效果跟检测电路中低通滤波器(LPF)的设计有很大关系[3]。在传统谐波检测算法中,该低通滤波器通常采用2阶Butterworth低通滤波器。文献[3]指出该2阶Butterworth低通滤波器的截止频率与谐波电流的检测精度有很大关系,其截止频率越小,谐波电流的检测精度就越高,而动态响应过程就越慢。本文提出一种基于瞬时无功功率理论ip- iq谐波检测法的改进算法。采用最小均方(LMS)自适应滤波器作为检测电路中的低通滤波器。与传统算法相比,该算法可以更快地检测出谐波电流的指令信号,具有更好的稳态效果。

1 注入式混合型有源电力滤波器的结构及工作原理

图1所示为注入式混合型有源电力滤波器(IHAPF)的结构原理图,该结构有源部分为三相电压型逆变器,无源部分由多组单调谐无源滤波器组成。由于非线性负载产生的主要特征谐波为5次和7次,因此这两条无源支路分别用来抑制5次和7次谐波电流。注入支路由电容C1、电感L1和电容CG构成,其中电容C1和电感L1构成基波频率串联谐振电路,同时L1、C1和CG还起到单调谐滤波器的作用,而整体作为一条无源滤波支路。

图2为只考虑谐波分量时的注入式混合型有源电力滤波器的单相等效电路图[4,5,6]。IHAPF的有源部分(包括电压型逆变器、输出滤波器和耦合变压器)被控制为一个理想的受控电压源VI,谐波源是一个非线性负载,在只考虑谐波分量时被看作一个谐波电流源iLh。其中ish、iLh、iFh、iI分别为电网支路、负载支路、注入支路、有源支路的电流,ZSh、ZGh、ZPh、ZFL分别为电网阻抗、注入电容CG的阻抗、无源部分阻抗、基波串联谐振电路阻抗。

由基尔霍夫定律可得:

${\begin{cases} U_{S h} = Ζ_{S h} i_{S h} + Ζ_{G h} i_{F h} + V_{Ι} \\ i_{S h} = i^{'}_{L h} + i_{F h} \\ V_{Ι} = Ζ_{F L} (i_{F h} + i_{Ι}) \\ U_{S h} = Ζ_{S h} i_{S h} + Ζ_{Ρ h} (i^{'}_{L h} - i_{L h}) \end{cases} (1)$

注入式混合型有源电力滤波器电流滤波的基本原理是分流原理,而提高滤波效果的方法为增大系统支路(即电网支路)阻抗和减小分流支路的阻抗。因此为了提高滤波效果,可以将IHAPF的有源部分控制为一个理想电压源。

VI=Kish (2)

式(2)中ish为电网谐波电流,K为控制放大倍数。当只考虑对谐波源的谐波进行治理时,即USh为0。

由式(1)和式(2)可以得到:

$i_{s h} = \frac{Ζ_{Ρ h} Ζ_{G h}}{Ζ_{Ρ h} Ζ_{G h} + Ζ_{Ρ h} Ζ_{S h} + Ζ_{G h} Ζ_{S h} + Κ Ζ_{Ρ h}} i_{L h} (3)$

当只考虑USh的影响时,IHAPF的单相等效电路如图3所示。

由式(1)和式(2)可以得到:

$i_{s h} = \frac{Ζ_{Ρ h} + Ζ_{G h}}{Ζ_{Ρ h} Ζ_{G h} + Ζ_{Ρ h} Ζ_{S h} + Ζ_{G h} Ζ_{S h} + Κ Ζ_{Ρ h}} U_{S h} (4)$

由式(4)可以得知,ish表达式中不含有VI和ZFL,所以图3和图4是等效的:

Z=K·ZPh/(ZPh+ZGh) (5)

从图4可以看出,注入式混合型有源电力滤波器的有源部分相当于在电网支路中串联了一个可控的谐波阻抗,当阻抗Z很大时,那么流入电网的谐波电流将会变的很小,接近于0,因此既可以起到抑制谐波电流的作用,又可以抑制电网阻抗与无源部分之间的并联谐振。

2 瞬时无功功率理论基础

图5所示为基于瞬时无功功率理论的ip-iq算法谐波电流检测原理图[1],谐波电流及无功电流检测的基本思路是:检测出负载电流中的基波有功分量和无功分量,然后从负载电流中减去基波分量,进而可以获得谐波电流。从图中可以看出,谐波检测过程为三相负载电流ia,ib,ic经过C32变换到两相静止坐标系下的iα,iβ,再经过旋转矩阵C变换,得到旋转坐标系下的ip和iq,ip和iq经过低通滤波器后得到直流分量 $\bar{i}_{p}$ 和 $\bar{i}_{q}$ ,由此计算出三相基波电流iaf,ibf,icf,然后与负载电流相减便可得出三相谐波电流iah,ibh,ich。

3 基于瞬时无功功率理论ip-iq法的改进算法

由图5可知,基于瞬时无功功率理论的检测方法需要采用低通滤波器(LPF),低通滤波器的设计决定了谐波电流检测的效果。而自适应滤波器可以精确跟踪系统的相位和频率,并且可以得到各次谐波优良的相频和幅频特性,具有检测误差小,零点极深等优点[7,8]。因此,本文使用一种最小均方(1east mean square,LMS)自适应滤波器代替检测电路中的低通滤波器。由仿真实验可知,取得了良好的效果。

图6为自适应噪声对消技术原理图。它有两个输入量:参考输入n1,原始输入s+n0。原始输入中不但含有有用信号s,而且还含有外加性噪声n0,即信号s被噪声n0污染。有用信号s和n0是不相关的,有用信号s和参考输入n1也是不相关的,但参考输入n1和外加性噪声n0是相关的。n1通过自适应滤波器的处理,即经过自适应算法的调整,使得自适应滤波器的输出y逼近n0:从而在系统输出Z中把n0抵消掉,得到信号S,从而达到抵消噪声的目的,输出Z同时作为误差信号e对自适应滤波器的参数进行调整,使输出Z逐步逼近S,并使其工作在最佳状态。此时系统的输出Z是有用信号S的最小均方估计。本文中的自适应滤波器采用LMS算法,LMS算法的工作原理在文献[9]中有详细介绍。本文采用改进的谐波检测方法将该LMS自适应滤波器应用在APF谐波检测系统中,其原理图如图8所示。

自适应滤波器的输入信号 $i_{p} (t) = \bar{i}_{p} (t) + \tilde{i}_{p} (t)$ 为pq坐标系下p轴的负载电流采样值,参考输入信号选为跟电源电压同相的单位正弦波sin(ωt),并且在输入系统之前做与电流同频率采样。应用MATLAB中的corrcoef语句对各组数据进行相关性判定可知: $\bar{i}_{p} (t)$ 与 $\tilde{i}_{p} (t)$ 线性不相关,单位正弦波sin(ωt)与 $\bar{i}_{p} (t)$ 线性不相关。但单位正弦波sin(ωt)与信号 $\tilde{i}_{p} (t)$ 线性相关。将 $\bar{i}_{p} (t)$ 和 $\tilde{i}_{p} (t)$ 分别看作s和n0,把 $i_{p} (t) = \bar{i}_{p} (t) + \tilde{i}_{p} (t)$ 作为原始输入,把单位正弦波sin(ωt)作为参考信号n1。另外把W(t)作为参考输入信号n1的权值,e(t)作为自适应滤波器的误差反馈信号,y(t)作为自适应滤波器的输出,系统的输出设为ir(t)。

自适应神经元是自适应神经网络的基本组成部分。而自适应线性神经网络可以分为两种:单层网络和多层网络,每层网络是由若干个自适应神经元而组成的。自适应神经网络的的学习算法一般采用LMS算法[9]。

神经元的输入向量为:

X(t)=[x0(t),x1(t),…,xn(t)]T (6)

权值向量为:

W(t)=[w0(t),w1(t),…,wn(t)]T (7)

神经元的输出信号为:

$y (t) = \sum_{i = 0}^{n} w_{i} (t) x_{i} (t) = W (t)^{Τ} X (t) = X (t)^{Τ} W (t) (8)$

另外神经元的输出信号y(t)与期望输出d(t)相比较可以得到误差信号,其误差信号为:

ε(t)=d(t)-y(t)=d(t)-W(t)TX(t) (9)

则均方误差为:

$\begin{array}{l} E | ε (t)^{2} | = E | d (t)^{2} | - 2 E | X (t)^{2} d (t) | W (t) + \\ W (t)^{Τ} E | X (t) W (t)^{Τ} | W (t) (10) \end{array}$

如果将神经元的输入信号与期望输出向量之间的互相关向量定义如下:

$Ρ_{x d} = E | X (t) d (t) |^{Τ} (11)$

$R_{x x} = E | X (t) X (t)^{Τ} | (12)$

则式(10)可以写为:

$E | ε (t)^{2} | = E | d (t)^{2} | - 2 p_{s d}^{Τ} W (t) + W (t)^{Τ} R_{x x} W (t) (13)$

由式(13)可知,均方误差 $E | ε (t)^{2} |$ 是权值W(t)的二次函数。这种函数的形状为一个多维的超抛物线曲面,这个曲面如同一个上凹的碗状,只有一个最小值,即在超抛物线曲面的底部,因此可以使用最陡下降法寻找到这个最小值。

网络训练采用最陡下降法[10],最陡下降法就是沿着性能曲面最陡的方向向下逐渐调整权向量的值,来逐步搜索性能曲面上的最小值,性能曲面的最陡下降方向为曲面的负梯度方向,也就是性能曲面梯度向量的反方向。在这个性能曲面上每一点的梯度都可以用对权向量的微分向量来表示,由以上所述可知梯度向量可以表示为:

$\begin{array}{l} Δ (t) = [\frac{\partial E | ε (t)^{2} |}{\partial w_{0}} \frac{\partial E | ε (t)^{2} |}{\partial w_{1}} \cdot \frac{\partial E | ε (t)^{2} |}{\partial w_{n}}]^{Τ} = \\ - 2 Ρ_{x d} + 2 R_{x x} W (t) (14) \end{array}$

当梯度为零时,即可求出最佳权值向量为:

W0(t)=R $_{x x}^{- 1}$ Pxd (15)

将式(15)代入式(13),可以求出最小均方差值:

$\begin{array}{l} E | ε (t)^{2} |_{\min} = E | d (t)^{2} | - 2 Ρ_{x d}^{Τ} W^{0} (t) \\ W (k + 1) = W (k) + μ (- \nabla_{k}) (16) \end{array}$

由式(16)可以看出,使用这种方法权值向量的每次调整量都与均方误差函数的梯度向量的负值成正比。这也就是说权值向量自适应调整的方向是沿着均方误差曲面的最陡的方向下降,这种趋势即可满足在性能曲面上寻找最小值的要求。由于均方误差曲面具有最小值,因此在这种优化策略下只要选择适当的μ(μ是收敛因子,它主要控制着算法的稳态性能及优化速度),就可以使均方误差逐渐趋于最小值并最终达到它,不会因为初值选取对此造成影响。

基于以上分析,通过大量仿真结果对比,把收敛因子取为两个值,当系统处于快速响应阶段时,μ取为0.4,而当系统进入稳态调整阶段时,μ取为0.04,这样可以保证检测的精度。另外在仿真中设置一个Switch开关,然后把采集来的前八个ω(权值)的值和后八个ω的值的差值与Switch开关设定值相比较,如果大于Switch开关设定值,输出为Constantl(0.4),反之则输出Constant2(0.04)。

4 仿真分析

根据IHAPF的拓扑结构和工作原理,建立IHAPF原理的MATLAB仿真系统。其参数如下所示:三相电源线电压为10 KV,频率为50 Hz;基波串联谐振支路的电感为14.75 mH,电容为690 μF,注入电容为19.65 μF。输出滤波器的电感和电容分别为0.5 mH和120 μF;无源滤波器参数为:5次单调谐滤波器的电感、电容分别为6.3 mH、66.3 μF;7次单调谐滤波器的电感、电容分别为13.65 mH,电容为15.43 μF。

由图9可以看出,采用传统的谐波检测方法得到的基波有功电流在2个电源周期后才能达到稳定状态;而采用改进的谐波检测方法得到的基波有功电流在1个电源周期后就可以达到稳定状态,比传统的谐波检测方法快1个电源周期,而由于检测谐波是从负载电流中减去基波有功电流得到的,这就证明了改进的谐波检测方法具有更好的实时性。图10所示为补偿前负载电流波形,谐波畸变率为17.48%,图11所示为补偿后电网电流波形,其中图11(a)为采用传统的谐波检测方法补偿后的电网的电流波形,其波形接近于正弦波,谐波畸变率为4.78%,图11(b)为采用改进的谐波检测方法补偿后的电网电流波形,与传统方法对比,改进方法补偿后的电网电流波形更接近于正弦波,谐波畸变率为1.96%,因此,补偿效果优于传统谐波检测方法,这就证明了改进的谐波检测方法具有更好的谐波检测精度。

5 结束语

APF所采用的谐波电流检测方法,决定了谐波电流的检测精度和跟踪速度,进而影响其谐波滤除效果。本文在分析传统的谐波检测方法的基础上,提出了一种新型的自适应谐波检测方法,通过仿真实验表明这种方法比传统方法具有更好的实时性和精确性。

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[9]龚耀寰.自适应滤波[M].北京:电子工业出版社,1981.

混合有源电力滤波器第10篇

近年来,由于配电网谐波以及变压器等设备功率因数偏低等问题,给供电和用电企业造成了巨大的经济损失[1,2,3],得益于电力电子、电力变换等技术的发展[4,5,6,7],使得能够在动态治理谐波的同时改善功率因数兼具大功率无功补偿的有源电力滤波器(APF)成为目前改善电能质量、节能降耗方面的研究热点之一[8,9,10]。目前,应用于低压侧的有源滤波器实例较多,中高压电网中单独使用有源滤波器的情况比较少见,主要难点和重点在于如何提高电力电子主电路的电压和电流容量,一般同时使用有源滤波器与 LC 型无源滤波器构成的混合型大功率有源滤波器[11,12],目前国外已有该类产品投入工业应用。近几年来我国的专家学者在 APF 的实用化方面也取得了一些进步,但许多 APF 存在着技术复杂、逆变器容量较大等缺点,对能够做到兼具大容量无功静补的并联型混合有源滤波器(HAPF)装置研究较少,致使我国对此类装置的实践研究比较滞后。

本文分析并研制了一种适用于中高压系统兼具大容量无功补偿能力的并联型HAPF,通过结构的改进使其适用于中高压系统,然后针对某冶炼厂大型整流装置谐波抑制和无功补偿的工程需要,分别就不同的工况详细介绍了兼具大容量无功静补能力并联型 HAPF 装置的研制和工程应用关键技术和主要组成设备。仿真和现场应用效果证明了该装置能满足冶炼厂提高供电功率因数、滤除谐波电流的需要。

1 应用背景及治理方案确定

在广大工矿企业的配电系统中,经常出现需要进行大容量无功补偿的同时又需要对谐波进行有效治理的情况[1]。以江西某冶炼厂为例,在其电网中除普遍存在的电力电子装置外,主要负载是4套双反星形连接的12脉波整流装置,分别挂在2组10 kV 进线上,每组进线挂2套整流装置,如图1所示。

图1中所示每套整流装置直流输出容量为2 500 kV·A,交流输出容量3 150 kV·A,最大输出电流50 000 A,最大输出电压50 V。每套整流装置的负载为6组电解槽。

考虑到冶炼厂是按订单进行生产,且生产设备在一定时期必须进行检修或维护,因此可将其生产情况分为以下4种典型的运行工况:

a. 整流装置仅投运1套且负荷较小;

b. 整流装置仅投运1套且负荷较大;

c. 2套整流装置都投运,其中1套负荷较大,另外1套负荷较小;

d. 2套整流装置都投运且负荷都较大。

项目设计之初的实测工况为:进线只有1套整流装置投入生产,而且负载只有3组电解槽,根据现场数据,此时整流输出电压为15.3 V,输出电流35 300 A,功率因数约为0.3,且系统中11和13次谐波严重超标。产生这种情况的原因是由于负载偏低,导致整流装置控制角 α 偏大,从而降低了功率因数,增大了谐波污染,增加了输电线路的能耗,影响电网的安全稳定运行。根据整流器厂家提供的资料,该套整流装置在不同运行工况下的功率因数是有差异的,但即使在较理想的满负荷情况下其功率因数最高也仅能达到0.8左右,如不进行有效的无功补偿将招致电力部门的高额罚款。考虑到电网中的谐波含量也较高,在这种情况下直接投入电容器进行无功补偿将会造成高频谐波的放大,可能引起电网不稳定,造成电容器承受高压,减少电容器的寿命,甚至损坏电容器[2,3,4],因此,系统应同时进行谐波治理和无功补偿,既实现功率因数的大幅度提高,又有效降低谐波污染,从而保证配电系统的安全稳定运行[5,6,7]。

针对冶炼厂的实际情况,主要有4种补偿方案可供选择。

1.1 投入电容器进行无功补偿

投入电容器进行无功补偿是最直接也是最常用的方法,可以大幅度提高平均功率因数。但由于电网中的主要负载是12脉波的整流器,11次和13次的谐波含量较高,同时电网中还存在大量其他类型的电力电子装置,因此在这种电网本身谐波含量比较高的情况下,直接投入电容器进行无功补偿可能造成高频谐波的放大,从而引起电网不稳定,使得电容器过压或过流,减少电容器的寿命,甚至损坏电容器。

1.2 采用有载调压变压器

可将有载调压变压器接于10 kV 母线和整流变压器之间,分成几个档位,在整流装置处于低负荷或设备调试期间,功率因数较低的工况下,用来降低整流变压器进线电压,在保持整流装置直流输出电流和电压不变的情况下可有效减小整流装置的控制角 α,从而大幅度提高功率因数。根据整流装置的工作原理,控制角 α 的减小同样也有助于降低整流装置产生的谐波。采用有载调压变压器在一定程度上可以提高系统的功率因数并降低谐波含量,但其投资较多,进线线路调整的工作量也比较大,将影响企业的正常生产,更为重要的是其无功补偿和谐波抑制的效果是较为有限的,较难满足功率因数超过0.92、谐波含量低于国标的要求。

1.3 安装无源滤波器组

安装无源滤波器组也是一种较为常规的选择。尽管参数设计合理的无源滤波器既可滤除固定次数的谐波,又能进行一定量的无功补偿,但仍有其无法克服的缺点,如只能滤除固定频率的谐波,滤波效果易受电网参数变化的影响,而且有与系统发生并联谐振的危险。另外,冶炼厂除了12脉波的大型整流装置之外还有大量的其他电力电子装置,因此谐波含量较为复杂,若完全使用无源滤波器进行谐波抑制和无功补偿将需要设置多路滤波器,从而造成整套补偿装置的体积过大,造价上升。

1.4安装新型并联型 HAPF

每段10 kV 进线各投入一套兼具大容量无功补偿能力的并联型 HAPF 进行谐波抑制和无功补偿。在各种不同结构的并联型 HAPF 中,由于结构限制多数不适用于中高压系统,为此本文采用了一种通过添加基波谐振支路降低有源部分基波分压的新型并联型 HAPF,如图2所示。

装置主要由有源部分、输出滤波器、耦合变压器、基波串联谐振电路、无源部分和整流电源组成。有源部分为智能功率模块(IPM)构成的电压型逆变器,在逆变器的直流端接有大电容 C,并由电网通过整流向其充电提供所需直流侧电压,交流端接有输出滤波器 L0、C0 以滤除开关器件通断所产生的高频毛刺,基波串联谐振电路由 L1 和 C1 组成,同时 L1、C1 和 C2 还起到单调谐滤波器的作用,耦合变压器实现有源部分和无源部分的电气隔离,并可根据有源和无源部分的电压、电流等级来选择合适的变比,并联在电网上的无源部分由 LC 无源滤波器组构成。当只考虑负载谐波电流源作用时的单相等效电路如图3所示,iSh、iLh、iPh、iCh、iRh、iGh 分别为电网支路、负载支路、并联无源支路、有源支路、基波串联谐振电路、注入支路的谐波电流,ZSh、ZPh、ZGh、ZRh 分别为谐波域下的电网阻抗、无源部分阻抗、有源输出支路阻抗、基波串联谐振电路阻抗。有源部分控制为一个受控电流源:iC=KiSh,K 为控制放大倍数,当 K=0时,相当于只有无源部分起补偿作用。

对应于图3所示的单相等效电路,系统的电路方程为

$\begin{array}{l} Ι_{S h} = Ι_{F h} + Ι_{L h} ‚ Ι_{S h} Ζ_{S h} = - Ι_{Ρ h} Ζ_{Ρ h} \\ Ι_{F h} = Ι_{Ρ h} + Ι_{G h} ‚ Ι_{R h} = Ι_{G h} + Κ Ι_{S h} \\ Ι_{G h} Ζ_{G h} + Ι_{R h} Ζ_{R h} = Ι_{Ρ h} Ζ_{Ρ h} \end{array} (1)$

由以上方程可以求得电网支路谐波电流与负载谐波电流之比为

ISh/ILh=(ZGh+ZRh)/ZPh[ZSh(ZGh+ZRh+ZPh)+

ZPh(ZGh+ZRh+KZRh)] (2)

由式(2)可看出当 K 足够大时流入电网的谐波电流将会很小,接近0,起到抑制谐波电流的作用。文献[8,9]对它的工作原理作了详尽的分析,实验仿真及工程应用的结果都体现了它在中高压环境下应用的有效性。

根据以上分析结合冶炼厂的实际情况,采用经济上和性能上都相对具有优势的上述并联型 HAPF 进行大容量的谐波抑制和无功补偿。整个混合型有源滤波系统接于电网10 kV 侧,由有源滤波器和无源滤波器构成,有源部分通过耦合变压器经基波串联谐振注入型电路后,与以2组单调谐滤波器组成的无源滤波器一起并联接入电网。根据冶炼厂的实际情况,采用多目标优化设计方法[10]得到无源滤波器的参数,无源部分各条支路的调谐次数和无功补偿容量如表1所示。

注:m为调谐次数,Q为无功容量。

以上设计的 HAPF 运行特点是:只由无源部分补偿无功功率,有源部分和无源部分共同抑制谐波。在无功补偿方面,混合型有源滤波系统提供的无功在0～3 600 kvar 之间分档可调,从而在最大程度上保证了补偿参数的灵活性,能够满足整流装置不同工况的要求。谐波抑制方面,在11次和13次无源滤波器对单次谐波有效治理的基础上,有源滤波器还可以对电网中其他次数的谐波实施动态治理,进一步提高谐波治理的效果,同时有效避免无功补偿系统与电网发生谐振,提高补偿装置的安全性和稳定性。有源部分方面,直流侧电容取值10 000 μF,由4个额定电压为450 V 的10 000 μF 电容两串两并构成,采用三相不可控整流桥供电,输出滤波器电容取值为60 μF,电感取值为0.2 mH,耦合变压器的变比定为600∶300。

2 仿真分析

仿真主要分为2个部分,首先对无源支路的投入情况进行仿真,以分析无源参数设计是否合理,确保在电网主要次数谐波作用下无源支路不会与电网发生谐振;第2部分是对整体装置进行滤波和无功补偿效果的仿真,以确保在前文分析工况下HAPF都有较好的补偿效果。

2.1 无源支路投入情况仿真

采用 Matlab 软件进行仿真分析,为简化分析,在图4所示3条支路都投入时的三维图的仿真曲线中,X 轴表示谐波次数 n,Y 轴表示以 H 为单位的母线电感 LM,Z 轴表示母线电流谐波与谐波电流源谐波的比值 k,即谐波放大倍数。

由图4可知,根据以上设计参数构成的无源滤波器组在电网中主要存在的谐波次数上发生谐振的可能性并不大,这是由于其谐振点所对应的网络电感值明显大于实际电网中可能的电感值。

2.2HAPF 整体性能仿真

2套整流装置都投入运行且2套负荷都较大的工况是厂内电能质量最为恶劣的情况,根据整流器厂家提供的资料,在此工况下每套整流装置输出电压都为40 V,输出电流都为42 000 A,此时控制角为36°,输入电流为240.9 A,功率因数为0.803 5。按图2所示结构进行仿真,可得如图5所示的补偿前后的母线电流对比图。

通过对补偿前母线电流进行快速傅里叶变换(FFT)分解获得的频谱图可知:母线电流中基波为340.65 A,11次为33.52 A,13次为23.52 A,23次为15.16 A,25次为12.72 A,35次为9.79 A,37次为8.71 A(以上均为峰值)。电流总畸变率为13.89%。投入并联型HAPF之后,功率因数上升为0.960 5,此时,由母线电流频谱图可知:基波为285.58 A,11次为5.16 A,13次为3.04 A,23次为5.34 A,25次为3.8 A,35次为1.56 A,37次为1.23 A(以上均为峰值)。电流总畸变率下降为3.19%。

上述仿真表明,并联型HAPF的补偿方案能够很好地对谐波进行治理,同时将系统的功率因数大幅度提高,达到大容量无功补偿和谐波治理的目的。

3 工程应用系统构成及应用效果

应用于江西某冶炼厂的并联型 HAPF 系统结构如图2所示。3条无源支路都通过高压开关柜接入10 kV电网中,有源部分主要安放在监控屏、逆变屏和输出屏中,通过隔离变压器与注入电路中的基波谐振支路相连,以下分别介绍各组成部分。

3.1 高压开关柜、无源支路和隔离变压器

系统中高压开关柜采用正泰公司生产的电容器柜 KYN28A-12(Z),其与无源支路的刀闸构成电气闭锁,以确保在投入无源支路时必须先合上刀闸才能闭合开关柜中的断路器,而在切除无源支路时,必须先断开开关柜中的断路器才能将无源支路中的刀闸合至接地位置,从而有效避免带电操作造成事故。另外,除了自带的电容器过压和基于开口三角的不平衡保护之外,有源部分的继电保护信号也接入了注入支路的高压开关柜,从而使得在有源部分出现问题的同时跳开整个注入支路,以保证整套装置安全。

系统中的无源滤波器支路采用框架式结构,其电感采用等边三角形方式安装,以抑制相间互感对单调谐滤波器滤波效果产生的消极影响。在调谐上,将单调谐支路的阻抗调整为离谐振频率偏6% 的感性,以降低滤波支路与电网发生谐振的可能性。系统中隔离变压器的容量为50 kV·A,Y-Y/12连接,6 kV绝缘,变比为600∶300,采用高压电缆与注入支路相连,这是由于在注入支路投入瞬间,基波谐振支路同样将会承受约6 kV 电压,然后才会逐步下降,若选用低压电缆则在此过程中容易造成损坏。

3.2 有源监控屏

有源监控屏中装设的主要是并联型 HAPF 的上位机系统,以完成电网参数的实时监控与分析及其数据的海量存储。装置通过采用高线性、宽频带交流变送器和高精度的 A/D 采样卡以确保整个系统的精度和可靠性,通过串行通信口与下位机进行联系,控制下位机发出控制功率器件开关的脉冲信号,同时还可经 I/O 卡驱动保护继电器完成保护跳闸动作。其中,A/D 采样卡选用有16路12位的 AD 输入、2路12位 DA 输出,最高采样频率为330 kHz 的威达 PCI-1800,实际应用中采样频率定为200 kHz。

为完成以上监控功能,采用 Borland 公司的 Delphi 开发了上位机系统软件,由7大功能模块组成,分别是:实时数据模块、历史数据模块、故障录波模块、统计模块、系统参数设置模块、系统参数整定模块和帮助模块,各个功能模块均能进行自由切换和打印。其软件结构如图6所示。

系统软件能够对多路信号进行同时监测,计算和记录每路1～21次谐波电压、电流值,并以多种形式直观显示监测分析结果;可对各次谐波电压、电流分谐波设置报警定值和时限定值,当谐波值越限时,计算机报警并记录当时的时间及报警前后一段时间内的波形和参数以便查询;电压、电流可分谐波设定保护动作定值和时限定值,当谐波越限时,自动产生控制信号驱动保护跳闸继电器输出;系统中报警保护定值、电压和电流互感器变比均可由用户整定;历史参数及故障录波存储在大容量硬盘中,可通过不同的检索策略调出供查询、显示,做出统计报表及打印。

3.3 有源逆变屏

有源逆变屏用于完成补偿谐波的控制输出,其最主要的2个构成部分是基于智能IPM模块的电压型逆变器和基于DSP的下位机控制器,如图7所示。

处理器模块以美国德州仪器公司生产的 DSP2407 为核心,它采用高性能静态 CMOS 技术,低功耗3.3 V 系统,基于 TMS320C2XX 的 CPU 内核,最高主频为40 MHz,即指令周期缩短到25 ns,极大提高了控制器的实时控制能力;片内有高达32 K 字的 FLASH 程序存储器,1.5 K 字的数据/程序 RAM,544字的双口 RAM 和2 K字的单口 RAM,2个事件管理器 EVA 和 EVB,8个16位的脉宽调制(PWM)通道。SCI 口还可与上位机通信,组成一个完整的数字化控制平台。

A/D采样模块主要采用2片 MAXMIN 公司的 MAX125,精度为14 bit,每个通道的转换时间为3 μs,满足电流、电压采样的精度,而且2片有8个通道可以同时采样,保证三相电流、电压的同步采样。液晶显示模块分辨率为320×240,图形显示界面,能够实时地显示采样得到电流、电压波形,实现人机交互界面,并且能在线显示电压、电流的各项参数。键盘输入模块采用2×3矩阵键盘,按键的功能定义为光标向上、光标向下、光标左移、光标右移、确定选择键、取消选择键,方向键确定光标的位置,功能键决定进入界面或者返回上一层界面,还可以修改参数。硬件倍频及过零同步模块的主要功能是给 A/D 采样模块提供采样的触发信号,以保证 A/D 采样模块能在每个工频周期内采样128个点,过零同步模块保证APF发出的补偿电流是在电网电流过零的时刻,这样可以确保相角的正确,防止误补偿。通信模块由 DSP2407的异步串口通过 MAX232芯片实现电平转换和与计算机通信,通信协议采用 RS-232,半双工方式,通信速率为19 200 bit/s。硬件互锁电路是 DSP 控制板中的另一个重要部分,其作用是防止在断电或者上电的瞬间,不确定的脉冲信号导致 IGBT 模块上下桥臂直通,造成短路,同时还可通过电容和电阻的配合给出了硬件死区,时间为8 μs。大于IPM模块要求的最小死区时间,在工程应用中能够很好满足要求,保证 IGBT 模块的正常触发。此外,当 IGBT 模块过热,欠压或者过流的时候都会有一个约10 ms的出错保护信号送给硬件互锁电路,可以直接封锁6路脉冲输出,保护模块安全。

3.4 有源输出屏

有源输出屏主要安放滤波电容和滤波电感构成输出滤波器,以滤除逆变电路发出的高频开关谐波。与无源滤波器一样,滤波电感也采用等边三角形放置,以提高滤波效果。为保护有源装置的安全,在电容和电感回路上还分别连接了过压和过流继电器,其输出经时间继电器通过220 V 直流中间继电器接入注入支路的高压开关柜,用于故障跳闸。其中,电压采用速断,电流时间继电器整定值为1.25 s。

并联型 HAPF 的谐波抑制和无功补偿装置已在江西某铜箔厂成功投运,不但将铜箔厂的平均功率因数由投运前的0.78左右提高到0.94以上,避免了电力部门的罚款,而且有效降低了电网中的谐波含量,为企业的安全稳定生产提供了良好的保障,其现场治理前后波形对比如图8所示(图中 iM 为10 kV 母线电流,uAPF为APF出线电压)。

4 结论

针对某冶炼厂谐波抑制和大容量无功补偿的要求,本文分析并研制了一种兼具大容量无功补偿能力的并联型 HAPF,通过将有源部分与基波串联谐振支路并联,降低了有源部分的分压使其用于中高压系统,针对现场的不同工况,对所设计的并联型 HAPF 补偿方案进行了无源支路投入情况仿真和整体性能仿真,在仿真结果证明 HAPF 能够有效进行大容量谐波抑制和无功补偿的基础上,对在实际中应用的 HAPF 装置进行了详细的介绍。

a. 各次无源支路的高压开关柜和刀闸实现了电气闭锁,确保了操作的安全性。除了常用的电容器过压和开口三角保护之外,有源支路的继电保护信号也接入了注入支路的高压开关柜,使得当有源部分出现问题时能够迅速跳开注入支路以确保装置安全性。

b. 无源支路和输出滤波电感都采用等边三角形的方式安装,以便在减小装置安装面积的同时最大程度地降低电抗器互感对滤波性能产生的影响。

c. 采用专用的高速和高精度 A/D 采集卡进行数据采集,在上位机中编制专用的数据实时检测和分析软件进行状态监控和数据的海量存储,同时生成各类报表和趋势图以供数据查询和事故分析。

d. 逆变器件采用了智能 IPM 模块并设计了专门的驱动电路板。下位机采用 DSP 作为主控芯片,可同时发出6路控制脉冲驱动 IPM 模块。下位机控制板中还集成了硬件互锁电路,以生成死区并确保在任何时候上下桥臂的驱动脉冲保持互锁状态。

摘要：为了弥补并联型混合有源滤波器(HAPF)中的有源部分需承受较大电网基波电压而难以用于中高压电网的缺点,通过添加基波谐振支路并使其与有源部分并联从而减小它的基波分压,同时通过系统中的无源滤波器组来补偿大容量无功功率,使整个系统能够同时抑制电网谐波和补偿无功功率。针对某冶炼厂大型整流装置谐波抑制和无功补偿的工程需要,在对比了不同的解决方案之后,分别就不同的工况详细介绍了兼具大容量无功静补能力的并联混合型有源滤波器装置的研制、工程应用过程中的关键技术和主要组成设备,仿真和现场应用效果证明了该装置能够在不同工况下治理谐波达标和补偿无功功率至设定值,系统能够满足实际工程应用中从电网中高压侧着手提高供电功率因数、滤除谐波电流从而节能降耗的需要。

关键词：中高压系统,无功补偿,谐波抑制,注入支路,有源电力滤波器

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