功率因数校正范文

功率因数校正范文（精选10篇）

功率因数校正 第1篇

输入端采用大电容滤波的开关电源,仅在线电压超过电容上的电压时,才会有输入电流,这样就变成了高幅值、窄脉冲,失真十分严重的电流,对电网造成污染,也会引起设备的故障和损坏。为了减少上述污染和损害,可以采用功率因数校正技术,使得输入电压、电流同频同相。早期采用LC滤波电路,利用电感电流不能突变原理,减少了输入电流畸变,也就是无源功率因数校正技术,但其工作在工频状态下,需要的LC通常很大,而且校正效果并不十分理想。有源功率因数校正技术的开关型Boost电路由于在输入端有个电感,输入电流连续,工作在高频状态下,电感和电容体积小,功率因数值能够达到0.999甚至1。传统上的控制方法需要采样输入电压,并使用乘法器,所用器件较多,控制方法复杂,响应速度慢。而单周期控制是一种非线性控制技术[1],该控制技术的特点是:它不需要模拟乘法器和输入电压采样,能在一个开关周期内,消除暂态和稳态误差,实现对输入电流的控制[2]。

1 单周期功率因数校正PFC的原理

对于功率因数校正PFC电路,当输入电流ig完全跟随输入电压Vg的时候,可以用一个等效电阻Re来模拟整个整流桥以后的所有电路,令占空比为d,输出电压为Vo,则对于Boost电路,其控制目标可表示为:

把式(1)和式(2)合并得到:

将式(3)两边同时乘以电流采样电阻,并令:

于是得到有源功率因数校正APFC的控制方程为:

在每个开关周期中,如果d满足式(4),那么式(1)也就同样满足。电感电流与半波输入正弦电压同频率同相位,就实现了功率因数校正的目的。如果在每个开关周期中,对式(4)两边进行积分,积分时间常数为开关周期Ts,得到:

假设输出电容足够大,纹波小到可以忽略,输出电压Vo可近似为定值。在一个开关周期中,可认为Vm和ig的值保持不变,式(5)可简化为:

经过转换,控制方程变换成式(6)。

图1为单周期控制原理图,其工作过程如下:时钟脉冲的上升沿使得RS触发器复位,Q端输出为低电平,主电路开关管关断,电感电流线性下降,当输出电压Vo的取样值和基准电压Vref比较后经PI调节得到Vm,积分器对误差输入信号Vm进行积分的输出达到Rsig时,比较器输出为高电平使RS触发器置位,Q端输出高电平,主电路的开关管开通,同时电感电流线性上升,电感储存能量,直到下个时钟上升沿时开关管关断。具体的对应波形如图2所示。此时控制电路在每个开关周期中都满足式(4),从而也满足式(1),实现了输入电流和电压同相位[3]。

图2是前沿调制型波形图,可以看出当时钟脉冲上升沿时,开关管关断,电感电流开始下降,当其降到与Vm的积分相等时,开关管打开,电感电流开始上升[4]。

2 Matlab仿真

图3中单周期PFC主电路模型的基本参数为:正弦交流输入电压有效值为85~265 V,频率为50 Hz,高频滤波电容Cin为0.2μF,输出电压Vo=400 V,负载电阻R=533Ω。开关频率fs=100 k Hz,输入升压电感L=1.2 m H,输出滤波电容Co=350μF,检测输出电压的分压电阻R1=1 000 kΩ,R2=18.7 kΩ,电流采样电阻Rs=0.1Ω。

图4中的M a t l a b模型按照单周期控制原理建模,输出电压采样Vo1与给定电压基准Vref的偏差Ve通过PI和低通滤波环节,再通过饱和限幅环节后,得到积分器的输入电压Vm。比较器的参考电压V2是电流采样Vo2,积分器对误差输入信号Vm进行积分的输出达到Rsig时,其偏差在记忆器和比较器的作用下,比较器输出为高电平,RS触发器置位,Q端输出高电平,此时主电路的开关管开通,同时电感电流线性上升,电感储存能量,直到下个时钟上升沿时开关管关断[5]。

图5是输入电压、电流仿真波形。从仿真波形图中可以看出,电流跟随电压的性能好,完全能够实现了功率因数校正的目的,仿真表明单周期PFC原理是完全可行的。

3 实验验证

设计了一台额定输出电压为400 V的300 W实验样机,控制芯片采用ICE2PCS02,电感L为1.2 m H,开关管Q1采用IRFP460,二极管D1使用STTH2006,输出滤波电容值为330μF,输出负载为533Ω。电流采样电阻是0.1Ω,输入整流桥是GBJ2506。

实际电路原理图如图6所示,控制芯片ICE2PCS02具有供电电源欠压保护,单周峰值电流限制,输出过电压保护,过电流保护等功能。实际电路调试中要特别注意干扰,尤其是电流采样对电路的影响。

图7是额定输出功率300 W下的输入电压、电流波形。从图中可以看出,无论是在电压峰值还是电压过零点,输入电流都跟随电压跟随的很好,畸变很小。在220 V额定电压输入与300 W额定电压输出下,其效率可以达到96.2%,总谐波畸变率THD只有4.43%,功率因数PF值更是高达0.999。

为了研究输出功率、效率及THD之间的关系,在实验中记录了8组数据,如表1所示。

从表1的数据中可看出,整个电路的效率随着输出功率的增加逐渐提高,因为电路渐渐接近设计工作点,这和通常的效率曲线上升段是相同的。THD随着输出功率的增加呈减小的趋势,因为随着输出功率的上升,输入电流有效值变大,纹波在整个输入电流所占比重下降,THD下降,功率因数PF值上升。

4 结语

通过对单周期原理进行理论分析并使用Matlab对其进行建模,得到220 V额定输入电压、电流的仿真波形,使用ICE2PCS02芯片做了一个300 W的原理实验样机,样机的实验波形、数据与仿真结果能很好的吻合,这表明单周期PFC芯片在不需要传统意义上的乘法器,在使用较少元器件的情况下就可以很好的完成功率因数校正,动态响应快,功率因数高,为实际使用带来极大便利。

摘要：分析了单周期功率因数校正(PFC)控制原理,使用Matlab软件对单周期控制进行建模和仿真,制造出一台基于单周期前沿调制芯片ICE2PCS02的300W原理样机,实验结果和仿真结果有较好的吻合,证明单周期PFC可以在使用较少元器件情况下很好的完成功率因数校正,且动态响应快,功率因数高,为实际使用带来了极大的方便。

关键词：单周期功率因数校正,Matlab仿真,前沿调制,ICE2PCS02芯片

参考文献

[1]揭东华,马运东.3kVA功率因数校正装置研制[J].电力电子技术,2007,41(7):50-52.

[2]张厚升.基于单周期控制的高功率因数整流器的研究[D].西安:西北工业大学,2005.

[3]林慧聪,林维明.新型空调电动机系统功率因数校正电路的设计分析[J].河北工业大学学报,2009,38(4):47-51.

[4]Yao Yuefeng,Chen Yuanrui.Analysis and Design of One-Cycle-Controlled Dual-Boost Power Factor Corrector[C]//The5th Interational Power Electronics and Motion Control Conference,2006:1-4.

一种新颖的功率因数校正芯片的研究 第2篇

摘要：介绍了一种新颖的功率因数校正(PFC)芯片。它的主要特点是提高了轻载时的功率因数和改善了电路的动态性能。实验表明：这种新颖的PFC控制芯片实现了这些功能。

关键词：功率因数校正;动态性能;电流补偿

引言

随着电力质量标准的贯彻执行，功率因数校正(PFC)技术已成为电力电子领域中的研究热点，PFC变换器已越来越多地应用于开关电源、变频调速器和荧光灯交流电子镇流器中。近几年来，随着PFC技术的发展，PFC控制芯片也有了很大的发展。根据电路的工作模式，PFC控制芯片可以分成3类：

1)电流断续的控制芯片;

2)电流临界连续的控制芯片;

3)电流连续的控制芯片。

(本网网收集整理)

本文介绍了一种新颖的.电流连续的控制芯片NCP1650，它改善了PFC电路的动态性能，并且严格控制了PFC电路最大输出功率，同时它还提高了轻载下的功率因数。本文以这种新颖的控制芯片制作了一个100W的PFC电路原理样机，对芯片进行了分析，最后给出了实验波形。

1 NCP1650功能介绍

NCP1650采用16脚SOP封装，引脚配置如图1所示，表1给出了引脚功能。它是一种平均电流模式的控制芯片，它可以应用在电流断续和电流连续模式的PFC电路中。因为其内部使用了精确的元件，电路的输出功率和电流都可以精确限制，所以对于相同功率等级的PFC电路来说，可以使电路中的功率器件的等级达到最小。

表1 NCP引脚功能表

引 脚 名 称 功 能 1 Vcc 电源供电 2 Vref 基准电压 3 ACCOMPAC 补偿 4 ACREFAC 基准 5 ACINPUTAC 输入 6 FB/SD 反馈/断开 7 LOOPCOMP 补偿环 8 PCOMP 功率补偿环 9 Pmax 最大功率限制 10 Iavg 电流比例 11 Iavg-fltr 滤波电容 12 Is- 负的采样电流输入 13 RAMPCOMP 斜率补偿 14 CT 定时电容 15 GND 接地 16 OUTPUT 驱动输出

NCP1650具有软启动，输出过压保护，瞬时电流限制，输入低压保护，输出最大功率限制等功能。

1.1 电流补偿功能

对于输出功率范围宽的PFC电路来说，在轻载时的功率因数都受到不同程度的限制，但是在工业领域对电路的功率因数有严格的要求，因此大家越来越关注这个问题。NCP1650可以解决这个问题。

NCP1650会根据实际输入电流的大小，给采样电流信号一个相应的补偿，这样就可以提高轻载时的功率因数。图2给出了电流补偿器原理图。芯片中的电流采样补偿器是一个具有微分输入的宽范围带宽放大器。它由一个微分输入级，一个高频电流镜像器和一个低频镜像器构成。其中低频电流镜像器有3个输出端，分别给AC误差放大器，功率乘法器和电流补偿器。

图4

NCP1650的管脚12是一个负的电流采样信号输入。因此这种控制芯片的电流采样补偿器的输入电压信号是一个负电压信号。其中管脚12还与内部一个电流分流电阻(阻值为1kΩ)相接。当芯片工作时，电流分流电阻上的电压被转化为一个电流(i1)，这个电流就会驱动高频电流镜像器。这个电流镜像器的输出(i1)与PFC电路中的电感瞬间电流成比例，如式(1)所示。

i1=Vis-/1kΩ (1)

同时，这个高频电流镜像器通过一个15kΩ的电阻给缓冲放大器提供一个电压信号;另外，这个高频电流镜像器的PWM输出直接给PWM发生器提供一个信号，这样就可以来控制开关管的驱动信号。当PFC电路工作轻载时，通过管脚12给芯片一个相应的电压信号，它就会及时驱动高频电流镜像器，从而就会对采样的电压信号进行补偿，增大了这个采样信号，这样就可以很好地跟踪参考信号，以提高轻载下PFC电路的功率因数。

1.2 动态性能的调节功能

对于PFC电路来说，动态性能是一个很难解决的问题。当输入电压或者输出功率变化时都会引起输出电压很大的变化，这样会大大降低电路的寿命，而且会给后面的DC/DC电路带来很大的压力。

图3中给出了解决动态响应的原理图。当输出电压变高时，电压反馈信号也相应地增加，当达到某个设定值时就会给PWM发生器一个信号，来控制驱动信号。对于输出电压降低也是一样的。因为NCP1650内部设置了电压反馈基准的最大值和最小值，所以反馈信号只能在这个范围内变化，这样当输入电压或者输出功率变化时，输出电压变化的范围不会很大，也就改善了动态性能。

2 实验结果

PFC主电路图参见图4，其主要参数如下：输入电压AC90～265V;频率47～63Hz;输出电压为DC400V;输出最大功率100W;最大开关工作频率为fmax=100kHz。

实验结果证明了NCP1650很好地解决了轻载时PFC电路的功率因数，同时动态性能也得到了改善。图5给出了输入电压115V，输出功率20W时的输入电流波形;图6给出了输入电压115V，输出功率100W时的输入电流波形;图7给出了输入电压230V，输出功率20W时的输入电流波形;

图8给出了输入电压230V，输出功率100W时的输入电流波形;图9和图10分别给出了输出功率从轻载到满载和从满载到轻载时的输出电压。

3 结语

功率因数校正 第3篇

摘要：本文简单介绍了OrCAD 9.2软件，并介绍了无源功率因数校正电路的仿真的仿真，给出了结果。

关键词：OrCAD 开关电源 仿真

1 OrCAD 9.2软件简介

Cadence公司的OrCAD 9.2软件无论是原理图绘制工具、Pspice仿真工具还是PCB设计工具，都是采用国际工业标准，与国际接轨。OrCAD软件系统中的每一部分都是相对独立的模块，可以根据需要单独使用，相互之间又有内在联系，共同构成一个完整的CAD系统，由设计项目实施统一管理。用户不必花过多的时间来考虑各个软件的调用，设计数据格式和交换方式，可以将主要精力放在电子线路设计本身。

OrCAD 9.2软件系统三个模块的功能与特点：

1.1 OrCAD Capture CIS。这是一个功能强大的电路原理图设计模块，除了可以生成各类模拟电路、数字电路、和数模混合电路的原理图外，还配有元器件信息系统CIS（Component Information System），可以对元器件的调用实施高效管理。该软件还具有ICA（Internet Component Assitant）功能，可以在设计电路图的过程中从Internet的元器件数据库中查阅、调用上百万种元器件。它是一个完全基于Windows环境的原理图输入软件，兼容Windows标准。可以说，Capture强大的功能和易于使用的特点使其已成为原理图输入的工业标准。

1.2 OrCAD Pspice。这是一个通用的电路模块模拟仿真模块，除了可以对模拟电路、数字电路和数模混合电路进行模拟仿真外，还具有对电路优化设计的功能。该软件中的Probe模块，不但可以在模拟仿真结束后显示结果信号的波形，而且可以对波形进行各种运算处理，包括提取电路特性参数，分析电路特性参数与器件参数的关系等。

1.3 OrCAD Layout plus。这是一个印制电路板（PCB）的设计模块，可直接将OrCAD Capture生成的电路图通过手动或自动布局布线方式转化为PCB设计。在PCB设计中，采用的层次可达30层，布局分辨率为1m，放置元器件的旋转角度可精确到(1/60)°。完成PCB设计后，可设计成三维显示模型，也可直接生成GeRber光绘文件。

2 基于OrCAD的无源功率因数校正电路的仿真

无源功率因数校正法是在AC/DC变换器的输入端增加无源元件，以补偿滤波电容的输入电流，如在输入回路中串联电感器，限制输入电流的上升率（di/dt），延长导通时间，功率因数可以提高到0.9。无源PFC技术电路简单，容易实现，但校正效果有限，在实际应用中还受到体积、重量、性价比等各种因素的限制，目前主要在电力系统中有些应用。近年来，无源PFC技术也有所发展，典型的新型无源PFC技术就是利用电容和二极管网络构成的填谷（Valley Fill）方式PFC整流电路，其基本结构如图1所示。当输入电压高于电容C1和C2上的电压时，两个电容处于串联充电状态；当输入电压低于电容C1和C2上的电压时，两个电容处于并联放电状态。由于电容和二极管网络的串并联特性，这种结构增大了二极管的导通角，从而使输入电流的波形得到改善。用一个电阻或电感与二极管D2串联，可进一步改善输入电流的波形。这种功率因数校正方法可使功率因数达到0.9以上。这种虽然能很好的获得较高的功率因数，却不能很好地降低输入电流的谐波含量。

用OrCAD Pspice A/D对没有采用功率因数校正时的AC/DC变换器进行仿真，结果表明，由于整流后滤波电容的存在使输入电流变为一个尖脉冲，在一个周期中的导通时间还远不到五分之一。利用OrCAD中的Probe模块对输入电流进行傅里叶变换得到的频谱图如图2所示。

可以看出，输入电流产生一系列的高次谐波。在开关电源中，正是由于前端整流滤波电路（即前端AC/DC变换电路）使输入电流发生畸变，致使开关电源的功率因数严重降低。

开关电源功率因数校正电路 第4篇

关键词：功率因数,开关电源,功率因数校正

1. 前言

在开关电源出现以前, 功率因数校正主要是为了解决在感性负载或容性负载电路中, 电流和电压不同相的问题, 以提高电源的利用效率。在开关电源被广泛使用之后, 功率因数校正又有了新的内容。

开关电源大都是在整流后直接用一个大容量的电容滤波, 在滤波电容的充、放电作用下, 电容两端的直流电压输出略呈锯齿状的波纹。由于滤波电容上电压的最小值远非为零, 与其最大值 (波纹峰值) 相差并不多, 又因为整流二极管的单向导电性, 只有在供电线路中交流电压的瞬时值大于滤波电容上的直流电压时, 整流二极管才会因正向偏置而导通。而当AC输入电压瞬时值低于滤波电容上的电压时, 整流二极管又会因反向偏置而截止。也就是说, 在AC线路电压的每半个周期内, 只有在其峰值附近, 二极管才会导通。因此, 虽然供电线路中的输入电压大体保持了正弦波波形, 但供电线路中的输入电流却呈尖峰脉冲状。这种波形严重失真的电流中含有大量的高次谐波。由于要保证负载功率的要求, 在二极管导通期间会产生极大的导通电流, 使供电电路中的供电电流呈幅值极高的尖顶尖顶脉冲状态, 它不仅降低了对供电的利用效率, 更为严重的是它在供电线路容量不足, 或电路负载较大时会产生严重的交流电压的波形畸变, 并产生多次谐波, 从而, 干扰了其它用电器具的正常工作。

现在功率因数校正的含义, 不再仅仅是解决供电的电压和电流不同相位的问题, 更要解决的是因供电电流呈强脉冲状态, 而引起的电磁干扰 (EMI) 和电磁兼容 (EMC) 的问题。

2. 什么是功率因数

在开关电源出现以前, 功率因数主要是指电路中电压和电流相位差的余弦值, 开关电源出现以后, 考虑到电路中有高次谐波成份, 就把功率因数 (PF) 定义为有功功率 (P) 和视在功率 (S) 的比值。该公式为:

公式中:I1为输入电流基波有效值;U1为输入电压基波有效值;IR为电网中电流的有效值, , 其中I1、I2、…、In为输入电流中1次、2次至n次谐波的有效值;γ定义为为输入电流的波形畸变因数;称为基波电压和基波电流的位移因数。由此可见, 功率因数的大小由输入电流的波形畸变因数以及基波电压和基波电流的位移因数共同决定。越小, 则设备产生的无功功率就越大, 设备利用电源的效率越低, 导线和变压器绕组中的感抗损耗就越大;γ越小, 表示设备输入电流谐波成分越大, 将造成线路中输入的电压波形畸变, 对供电电网造成污染, 使功率因数降低, 严重时会干扰其他电子设备正常工作甚至造成电子设备的损坏。通常无源电容滤波二极管整流电路输入端的功率因数只能达到0.65左右。从式 (1-1) 可见, 抑制电路中的电流的高次谐波分量即可以减小γ, 提高功率因数。如何抑制消除谐波对公共电网的污染、提高功率因数已成为每个开关电源设计工程师必须要考虑的问题。

3. 功率因数校正的方法

目前广泛应用的改善功率因数的方法主要有以下几种:

(1) 多脉冲整流法。它是利用变压器对各次不同谐波电流进行移相, 使奇次谐波 (开关电源中的谐波主要是奇次谐波) 在变压器次级相互叠, 进而消除谐波。这种方法主要应用于变压器负载平衡时的低次谐波的滤除。

(2) 无源滤波法。利用一个滤波电感, 串连在整流和滤波电容之间, 或在交流电源输入侧接入一个谐振滤波器。该方法的主要优点是电路结构简单, 成本低, 稳定性高, 电磁干扰比较小;缺点就是是电感电容的尺寸大, 重量大, 功率因数改善有限 (一般可提高到0.9左右) , 电路的工作性能与频率、负载变化及输入电压有关, 并且电感和电容间有教大的充放电电流等。该方法对抑制电路中的高次谐波有效, 不过滤波设备体积庞大, 而且运行的时候会受到系统阻抗的影响, 若不使用调谐电抗器, 就有可能会与系统中的电抗产生谐振。

(3) 有源功率因数校正。它直接采用高频的有源开关或采用AC/DC变换方法, 迫使输入电流成为和电网电压同相位的正弦波。在整流电路和负载电路之间接入一个DC/DC开关变换器, 采用电流负反馈技术, 使输入端的电流波形跟踪交流输入正弦电压的波形, 从而使供电线路输入端的电流波形近似为正弦波, 并与输入的供电电压同相位。该方法的主要特点是:可得到比无源滤波更高的功率因数, 总谐波电压的波形畸变小, 可在较宽的电压输入范围内和更大的带宽内工作, 电路的体积小、重量轻, 输出的电压也可保持恒定。主要缺点是:电路结构复杂, 平均无故障时间下降, 成本较高, 效率会有所降低等。

综上所述, 凡是能够消除电路中的高频谐波成份, 改善输入电流的波形, 使其成为或无限接近于供电电压的的正弦波形, 就可实现功率因数校正的目的。

4. 功率因数校正电路的结构形式

目前, 功率因数校正电路可以简单的分成无源和有源两种。无源功率因数校正电路, 通常是在滤波电容之前, 加上一个大容量的电感, 由电感抑制电路中的高频电流, 进而改善功率因数, 不过效率不高而且电路体积大而笨重。有源功率因数校正电路, 往往是利用一个高频开关, 控制电流的的通断, 进而让电流波形和电压波形大体相似, 以改善电路的功率因数。有源功率因数校正电路的特点是体积较小, 重量轻, 功率因数比无源功率因数校正电路的高。图 (1) 给出了功率因数校正电路的三种不同的结构形式。

由于Boost电路结构简单, 实现成本低, 所以它是目前应用最广泛的功率因数校正电路。除了上述特点以外, 在Boost电路中与整流桥串联的电感能减小高频噪声, 减小输入滤波器的体积, 从而降低了成本。

Boost拓扑结构的功率因数校正电路工作在连续电流模式 (也就是说输入端的电感电流在整个切换周期内是连续导通的) , 利用输入电容Ci可减少切换时所造成的杂信号回流至交流电源。此外, Boost电感只储存一小部分的转换能量, 因为交流电源在电感去磁期间, 即MOSFET在关断期间仍持续供给能量, 所以与其他拓扑结构相比, Boost拓扑结构只需较小的电感。

5. 小结

随着开关电源的快速发展和大量应用, 人们对功率因数校正电路的研究也越来越深入和全面。现在市面上已经有了很多的功率因数校正集成模块, 人们已经能够很容易的利用这些模块来设计简单而又高效率的开关电源电路。但是, 人们并没有停止继续探索, 还有很多学者和工程师们在这个领域继续着创新和进步。

参考文献

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[2]严百平等, 不连续导电模式高功率因数开关电源.北京:科学出版社, 2001

[3]毛兴武, 祝大卫电子镇流器原理与制作.北京:人民邮电出版社, 1999

[4]张占松.电路和系统的仿真实践.北京:科学技术出版社, 2000

功率因数校正 第5篇

为了减小对交流电网的谐波污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准（如IEC1000-3-?2）。因此，要求交流输入电源必须采取措施降低电流谐波含量，(本网网收集整理)提高功率因数。目前广泛采用的有源功率因数校正方法有两种，即两级PFC和单级PFC。两级PFC方案[1]如图1所示，将PFC级输出端与DC/DC变换器相串联，两级控制电路相互独立。

PFC级使输入电流跟随输入电压，使输入电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量。后接的DC/DC级实现输出电压的快速调节。由于采用两级结构，电路复杂，装置费用高，效率低。在小功率应用场合，两级PFC很不适用。因此，研究单级PFC及变换技术成为电力电子领域中的一项重要课题。

单级PFC[2][3]将PFC级和DC/DC级组合在一起共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。它与两级方案不同的是，控制电路只调节输出电压，保证输出电压的稳定，在稳态时，占空比恒定，因此，要求PFC级的电流能自动跟随输入电压，虽然，单级PFC变换器的输入电流不是正弦波，PF值不如两级方案高，但由于IEC1000-3-2只对电流谐波含量有要求，对PF值没有严格的要求，单级PFC变换器的输入电流谐波足以满足IEC1000-3-2。而且由于采用单级结构，电路简单，成本低，功率密度高。

因此，单级PFC变换器在小功率场合得到了广泛的应用。本文主要对单级PFC的拓扑进行了分析，指出了存在的问题，介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。

2 单级隔离式Boost PFC电路的分析及存在的问题

典型的单级隔离式BoostPFC电路如图2所示，该拓扑是由升压型PFC级和正激式DC/DC变换器组合而成。有源开关S为共享开关，CB为缓冲电容。通过控制S的通断，电路同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。

众所周知，电流断续模式（DCM）的.Boost变换器，在固定占空比下电流自动跟随输入电压，因此，PFC级工作在DCM下可以得到较高的功率因数。但是，输入和输出电感电流的峰值较高，增加了有源开关的电流应力和开关损耗；变换器的效率低；另外电路需要一个更大的EMI滤波器。如果要求减小开关器件的电压、电流应力，那就需要PFC级工作在电流连续模式（CCM）下，同时可以提高整个变换器的效率并减小EMI。如在图2的a和b之间加一电感L1，可以使PFC级工作在CCM下。对于DC/DC变换器而言，为了提高变换器的效率，一般工作在CCM下，因此，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减小，而PFC级输入功率同重载时一样，则充入储能电容的容量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升。为了保持输出电压一致，电压反馈环调节输出电压，使占空比减小，输入能量也相应减小，这个动态过程要到输入和输出功率平衡后才停止。负载减小带来的后果是直流总线电压明显上升，也就是电容电压明显上升，甚至达到上千伏。

降低电容电压通常有两种方法：一种方法就是采用变频控制[4]，可以使电容电压低于450V，但是频率变化范围可能高达十倍，不利于磁性元件的优化设计；另一种就是采用变压器绕组实现负反馈。如果PFC级和DC/DC变换器都工作在CCM下，输出功率减小时，虽然占空比不变，但输入功率也会相应减小，抑制了储能电容电压的增加，它的效率是最高的，PF值有所降低，但是，很难找到一种拓扑完全工作在CCM下，设计上也相对复杂。串联单级PFC变换器的功率流图如图3所示，从图中可以看出，功率由输入传送到输出，经过了两次变换，效率低。

因此，单级PFC变换器的主要问题是，在使输入电流谐波满足IEC1000-3-2和快速调节输出电压的同时，降低电容电压和提高效率；另外单级PFC变换器工作在硬开关状态时，开关器件承受的电压、电流应力高，因此，开关损耗很大。所以，人们提出了用变压器绕组实现负反馈，用软开关技术以及并联PFC等方法来降低电容电压，开关损耗和提高效率。下面介绍几种改进的拓扑以解决这些问题。

3 几种改进的拓扑介绍

3.1 单级并联PFC变换器[1][6][7]

如前所述，无论是单级还是两级结构，串联式拓扑结构的效率都较低。为了提高变换器的效率，人们提出了并联PFC方法。其基本思路如下：假设PF=1，PFC输入功率与输出功率关系如图4所

示，平均输入功率Pin的68％（P1）经过一次功率变换到达负载，32％的剩余功率（P2）为输入与输出功率在半个电网周期内的差，经过两次功率变换到达负载[1]。图5为该方法的功率流图，P2经过两次功率变换到达输出，其余部分P1经过一次功率变换达到输出，从而提高了电路效率，并且高于两级和串联单级变换器。

典型的单级BoostPPFC变换器[1]如图6所示，电路在原带隔离变压器Boost拓扑结构中加入了D1，S5及Cb。电路工作时，当检测到输入功率（Pin）小于输出功率（P0）时，S5开通，Cb中的能量释放到输出，这部分能量为P2。当输入功率（Pin）大于输出功率（P0）时，S5关断，通过控制S1～S4使多出的能量存入Cb。因此，电路的控制要实现三个功能，即输入电流控制，输出电压控制和电容电压控制。这种PPFC变换器的主要优点是效率高。由于这三个被控量之间存在耦合关系，所以，控制电路复杂，控制器设计困难；另外，开关管数目多，成本较高，这些都是该变换器的主要缺点。因此，它适用于较大功率场合而不适用于小功率场合。于是文献[6]提出了一种单级反激PPFC变换器，如图7所示。

T1，S，D3，Cf，RL构成电路的主支路，T2及D2组成电路的辅助支路。储能电容CB通过D1充电到输入电压的峰值电压作为辅助支路的输入电压。由于两个并联反激支路同时工作，使用二极管D2和D3来防止这两个支路之间产生循环电流。该变换器由输入电压Vin和储能电容CB同时给负载提供能量。尽管输入电压Vin给负载提供大部分能量。但是，当输入电压很小时，负载的能量主要由储能电容CB提供。两个变压器可以在DCM或CCM下工作。对于小功率应用，为了提高效率，两个变压器都工作在DCM下。主支路与辅助支路之间的功率分配决定输入电流的谐波含量，而变压器T1及T2的电感值决定功率分配。所以，通过正确的设计变压器T1及T2的电感值可以使输入电流的谐波含量满足IEC1000-3-2的要求。该变换器仅用一个有源开关和一个控制环就可快速地调节输出电压。

它的主要优点是结构简单、效率高、储能电容电压被箝位，电压值的大小等于输入电压的峰值，对功率开关管没有产生附加的电压应力。另外，在S开通时，由T1直接传递大部分能量到负载，降低了开关管的电流应力，提高了变换器的效率。它的主要缺点是元件数目多，成本较高。

3.2 用变压器绕组实现负反馈的单级PFC变换器

用变压器绕组实现负反馈的单级PFC变换器[8]如图8所示。N1为变压器耦合的绕组。

用变压器绕组N1实现负反馈来抑制电容电压Vc。当S开通时，Vc加在变压器的初级绕组Np，因此，绕组N1上的电压同Vc成正比。只有当输入整流后的电压大于N1上的电压时，电感LB上才有电流；S关断时，LB上的能量经过D1释放到CB。负载变化引起Vc变化，加在LB上的电压立刻变化，从而改变了输入电流和输入功率，有效地抑制了Vc的增长。但N1的加入降低了功率因数，增加了电流谐波含量。

在图8的A和B之间再增加一个绕组N2[3][7]，如图9所示。加绕组N2之后，在S关断时，加在电感LB上的反向电压为Vc和N2上的电压之和减去输入电压，减小

了输入功率，从而进一步降低了Vc，同时，也提高了功率因数。N2的选取应该满足N1＋N2

如果要求更低限度地减小开关器件的电压、电流应力，那么在图8和图9中的二极管D2和绕组N1之间加入电感Lr，使输入电流工作在CCM下。Lr可以利用变压器漏感，也可以另外加一个电感[3]。

3.3 带低频辅助开关的单级PFC变换器[9]

用变压器附加绕组实现负反馈降低了电容电压，提高了效率。但同时降低了功率因数，增加了电流谐波含量。文献[9]针对这一不足提出了一种带低频辅助开关的单级PFC变换器，不仅有效地抑制了电容电压，提高了效率，同时还提高了功率因数，减少了电流谐波含量。

带低频辅助开关的CCM单级PFC变换器如图10所示，S为主开关，Sr为辅助开关。

辅助开关Sr的驱动波形如图11所示，当输入电压在零附近时，辅助开关Sr导通，使附加绕组N1短路，从而改善了输入电流的波形，减少了输入电流的谐波含量，提高了功率因数。

当输入电压大于某一值时，辅助开关管Sr关断；其余的工作情况与图8和图9相似。辅助开关Sr在输入电压很小时才导通工作，其余时间不工作。因此，流过Sr的电流很小，Sr的功率损耗很小。由图11知，辅助开关的工作频率为交流电源频率的两倍。故在整个工作期间，Sr的开关损耗很小。另外，辅助开关Sr的控制电路也很简单。由上述分析知，带低频辅助开关的单级PFC变换器减小了输入电流的谐波含量；提高了功率因数和效率；降低了电容电压。

辅助开关Sr也可以放在其他位置，得到不同的拓扑结构，如图12所示。图12(a)所示的电路使L1旁路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关Sr，使L1短路，电路工作在DCM下，从而增

加了输入电流，这种方法不能消除输入电流的死角。因此，与图10的电路相比，图12(a)的电路的输入电流的畸变更大。Sr另外一种实现方式如图12(b)所示，使L1和N1都旁路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关Sr，使L1和N1都短路。这种方法可以完全消除输入电流的死角，提高功率因数。但是，与图10的电路相比，图12(b)电路中的储能电容电压更高。因为，图12(b)电路有一小部分时间工作在DCM下。另外，该方法也可以应用在其他的DCM/CCM单级PFC变换器中，如图13所示的带低频辅助开关的DCM单级PFC变换器。

图12和图13

3.4 带有源箝位和软开关的单级PFC变换器

单级隔离式PFC变换器与普通的DC/DC变换器相比有电压、电流应力高，损耗大的缺点。因此，采用有源箝位和软开关等先进技术来减小单级隔离式PFC变换器的开关损耗和电压应力。

带有源箝位和软开关的单级隔离式PFC变换器[10]如图14所示。S为主开关，Sa为辅助开关。Cc为箝位电容，CB为储能电容，Cr为开关S和Sa的寄生电容以及电路中其他的寄生电容之和。Boost单元工作在DCM下，保证有高的功率因数；为避免DCM有较高的电流应力，Flyback设计为CCM。采用有源箝位和软开关技术限制了开关的电压应力，再生了储存在变压器漏感中的能量，为主开关和辅助开关提供了软开关条件，减少了开关损耗，提高了变换器的效率。主开关与辅助开关用同一个控制/驱动电路，进一步提高了电路的实用性。

4 结语

功率因数校正 第6篇

关键词：有源功率因数校正,三相有源功率因数校正,控制,拓扑

0 引言

以开关电源为代表的各种电力电子装置给工业生产和社会生活带来了极大进步,然而也带来了一些负面问题[1]。虽然非线性不可控二极管或可控器件组成的整流电路有着结构简单、成本低、可靠性高等优点,但是输入的电流不是正弦波,而且导致输入电流谐波含量高,输入功率因数降低,使交流网侧电压产生畸变等问题,进而严重污染了电网,于是提出来了一种功率因数校正(PFC)技术。功率因数校正技术一般可以分为无源功率因数校正(PPFC)电路和有源功率因数校正(APFC)电路两种。

无源功率因数校正电路是通过在二极管整流电路中增加电感、电容、二极管无源元件,对电流脉冲进行抑制,进而降低电流谐波,提高功率因数,这种方法结构简单、可靠,无需进行控制,但是体积大且笨重,成本高,功率因数提高不明显,功率因数通常只能校正到0.8左右,而且谐波含量仅能降低50%左右。

有源功率因数校正技术的研究得到了推广,采用了全控开关器件构成开关电路对输入电流的波形进行控制,它可以使输入电流校正为与输入电压同相位且不失真的正弦波,谐波含量也降至5%以下,使功率因数接近于l,同时具有输出直流电压稳定、体积小、质量小的优点,所以己成为近年来电力电子学领域的研究热点。美国的Virginia电力电子中心处于数字APFC领域的前端,国内的浙江大学与Virginia电力电子协作中心也在开展这一方向的研究。此外,国际上一些著名的单片机和DSP芯片厂商以各自芯片为基础,在这方面也做了大量的研究,提出了一些经典的控制方法和算法。目前,TI以及Silabs等公司相继推出数字电源控制芯片对APFC的数字控制有很大的推动作用[2]。

1 APFC电路的基本原理

APFC电路是在整流器和负载之间接入一个DC/DC开关变换器,应用电压和电流反馈技术,使输入端电流波形跟随输入正弦电压波形,从而使输入电流的波形也接近正弦波,达到提高功率因数的目的。由于在此电路中使用了有源器件,所以称为有源功率因数校正电路。其原理框图如图l所示,其基本思想是:交流输入电压经全波整流后,对所得的全波整流电压进行DC/DC变换,通过适当控制使输入电流波形自动跟随全波整流后的电压波形,使输入电流正弦化,同时保持输出电压稳定。APFC电路一般都有两个反馈控制环:内环为电流环,使DC/DC变换器的输入电流与全波整流电压波形相同;外环为电压环,使DC/DC变换器输出稳定的直流电压[3]。

有源功率因数校正(APFC)电路主要是在整流器与输出电容器之间串联有源功率控制器,使AC/DC变换器的输入电流和输入电压为同频同相的正弦波,从而功率因数接近1,且输出电压稳定。升压型APFC预调整器电路中主要有两个控制环(外部电压控制环和内部电流控制环)和一个乘法器。乘法器为内部电流控制回路提供参考电流ISET,用以控制变换器经过整流的输入电流,使电路的输入电流保持正弦波形状,并维持输出电压UO恒定。乘法器的两路输入I1、I2参与ISET的运算。I1是变换器输入电流振幅参考值,来自外部电压控制环中误差放大器的输出;I2是经过整流的输入电流参考波形,可直接取自整流后的输入电压。变换器中电流控制环具有较高的控制速率,而起决定作用的电压控制环控制速率较低,输入电流平均值的大小由内环来控制[4]。

2 APFC的分类

APFC变换器电路主要有升压、降压、升压-降压和回扫4种类型。在电子镇流器中,升压型APFC预调整器最为流行,因为升压型APFC电路在一定的输出功率下可以减小输出电流,从而减小输出滤波电容的额定容量和体积。在控制方法上,电感电流断续传导模式和峰值电流控制方法在40~300 W荧光灯电子镇流器中倍受青睐,固定频率平均电流控制连续传导模式的APFC变换器在300 W以上乃至数千瓦的高强度放电灯电子镇流器中占主导地位[5]。

从PFC电路和跟随其后的DC/DC变换器的级联结构来分,有源功率因数校正电路可以分为单级PFC电路和两级PFC电路。

根据电路输入电流检测和控制方式,APFC电路的工作模式可分成两种:电感电流连续(Continue Current Mode,CCM)和电感电流不连续(Discontinue Current Mode,DCM)两大类。

3 有源功率因数校正拓扑结构

APFC的基本电路由两大部分组成:主功率电路和控制电路,任何一种DC/DC变换器拓扑,如Buck、Boost、Buck—Boost、Flyback、SEPIC,Zeta以及Cuk变换器都可用做APFC的主功率电路。图2所示为Boost PFC主电路拓扑结构原理图,无论采用哪种主电路拓扑结构,只要能使AC/DC变换器的输入电流波形跟踪输入电压波形,逼近正弦,就可以提高功率因数[6]。

以Boost变换器为代表来介绍升压变换器输出电容电压UC与给定电压UC*作比较的目的是判断输出电压是否与给定电压相同,如果不相同,可以通过调节器调节使之与给定电压相同,调节器的输出是一个直流值,这就是电压环的作用。而整流器输出电压Ud显然是正弦半波电压波形,它与调节器结果相乘后波形不变,所以很明显也是正弦半波的波形且与Ud同相。将乘法器的输出作为电流环的给定信号Is*,才能保证被控制的电感电流iL与电压波形Ud一致。Is*的幅值与输出电压UC同给定电压UC*的差值有关,也与Ud的幅值有关。L中的电流检测信号If与Is*构成电流环,产生PWM信号,即开关V的驱动信号。V导通,电感电流iL增加,电流线性增加,电能以磁能的形式储存在电感线圈中,电容C放电为负载提供能量。当iL增加到等于电流Is*时,V截止,二极管导通,电源和升压电感L(由于线圈中的磁能将改变线圈L两端的电压极性,以保持其电流iL不变,线圈L转化成VL与电源电压VIN串联高于输出电压)释放能量,同时给电容C充电和向负载供电,这就是电流环的作用[7,8]。

这种电路优点是输入电流完全连续,并且在整个输入电压的正弦周期都可以调试,缺点是输出电压必须大于输入电压的最大值,所以输出电压比较高,不能利用开关管实现输出短路保护。

4 有源功率因数校正的主要控制方法

DCM工作模式的功率因数校正可以采用恒频、变频等多种控制方式。CCM工作模式的功率因数校正根据是否直接选取瞬态电感电流作为反馈和被控制量,有直接电流控制和间接电流控制之分。直接电流控制有电流峰值控制、平均电流控制、电流滞环控制、预测瞬态电流控制、线性峰值电流控制、非线性载波控制等方式[9]。下面介绍几种有源功率因数校正常用的控制方式。

4.1 DCM控制模式

DCM控制模式又称为电压跟随方式,主要有恒频、变频方式等。它是APFC控制中简单而实用的一种控制方式,应用范围较广。

4.1.1 恒频控制

Boost电路的DCM控制原理如图3所示,电压调节器E/A的频带宽度取10~2O Hz,确保稳态时输出占空比在半个工频周期内保持不变。恒频控制时开关周期恒定,电感电流不连续。电感电流在一个开关周期内的平均值为:Iavg=UgTon(Ton+Tdon)/2LTs。

式中Ug为整流后的电压;Ton为功率开关管VS的导通时间;Tdon为二极管VD的续流时间;Ts为开关周期。DC/DC变换器输入侧等效为阻性负载,整流器交流侧电压电流同相位。实际上,Tdon在半个工频周期内并不恒定,导致输入平均电流有一定程度的畸变。输出电压与输入电压峰值的比值越大,输入电流畸变程度越小。该方式下的电流THD(谐波畸变)可控制在10%以内[10]。

4.1.2 变频控制

公式(1)中,若Ts=Ton+Tdon,则输入平均电流只与导通时间有关,保持Ton恒定,输入电流理论上无畸变,这就是变频控制原理。变频控制方式下电流工作于临界DCM状态,集成控制器UC3852可实现上述功能[11]。DCM控制模式的特点是:输入电流的纹波比较大,因而开关损耗较大,使开关管的使用寿命降低;输出电压的纹波也较大,对负载有一定影响。因此它一般只适用于对功率因数要求不高、功率较小的场合。

4.2 CCM控制模式

CCM模式相对于DCM模式而言,有以下优点:(1)输入输出电流纹波小;(2)器件导通损耗小;(3)适用于中大功率场合[12]。CCM模式下的电流控制是目前应用最多的控制方式。它是将输入电压信号与输出电压误差信号相乘后作为电流控制器的电流给定信号,电流控制器控制输入电流按给定信号变化。CCM模式根据反馈哪个电流,由此产生了三种常用的控制方法:峰值电流控制、平均电流控制和滞环电流控制。

4.2.1 峰值电流控制

在这种控制方式下,首先由整流桥输出电压的检测信号和电压环误差放大器输出信号的乘积产生基准信号;然后用开关管电流取样信号与此基准信号相比较,当开关管电流取样信号的峰值小于基准信号时,开关管导通;当开关管电流取样信号的峰值大于基准信号时,开关管闭合[13,14]。通过这种方式使输入电流的峰值包络线跟踪输入电压波形,可使输入电流与输入电压同相,并接近正弦。

峰值电流控制的优点:

(1)电路简单,易于实现;

(2)不需要电流信号误差放大器以及相应的补偿网络。

峰值电流控制的缺点:

(1)电感电流的峰值ip(它是控制的基准)与高频状态空间平均值之间的误差,在一定条件下相当大,以至无法满足使THD很小的要求;

(2)电流峰值大,开关管的电流应力也大;

(3)高次谐波振荡在每个周期里所占比例超过了50%,为此需要加入一个斜坡补偿;

(4)输入电流畸变在高的线电压或轻载情况下会变严重,但斜坡补偿的引入会使这种情况变得更糟糕;

(5)电感电流的峰值对噪声相当敏感。

4.2.2 平均电流控制

相对于峰值电流控制,平均电流控制的Boost PFC变换器可获得更好的输入电流波形。电感电流被采样和滤波后送入电流误差放大器与基准进行比较,电流误差放大器的输出驱动PWM波发生器,内环保证了输入电流和基准保持一致,外环保证了输出电压恒定,变换器工作在电感电流连续的情况下。

平均电流控制的优点:

(1)开关频率恒定;

(2)不需要斜坡补偿;

(3)由于电流经过滤波,这种控制方式对整流噪音的敏感性减弱;

(4)可以获得很好的输入电流波形,由于在电流接近零点时输入电压过零点,所以占空比可以设计成接近1,这样就缩短了输入电流的死区时间。

平均电流控制的缺点:

(1)必须要对电感电流进行采样;

(2)需要一个电流误差放大器,它的补偿网络设计必须考虑到变换器在整个电压周期内不同的工作点。

平均电流控制的功率因数校正现在越来越流行,各大I C厂商竞相推出了自己的平均电流控制PFC的芯片。

4.2.3 滞环电流控制

这种控制方式有两个正弦电流基准,高的基准用来限制电感电流的峰值,低的基准则是用来限制电感电流的谷值[15]。开关管在电感电流低于较低基准时开通,在高于较高基准时关断。这是一种不定频率的控制,也是工作在电感电流连续的情况下。

滞环电流控制的优点:

(1)不需要斜坡补偿;

(2)输入电流谐波含量少。

滞环电流控制的缺点:

(1)开关频率不恒定;

(2)必须要对电感电流进行采样;

(3)易受到整流噪音的干扰。

5 三相PFC电路

三相PFC电路按电路输入与输出电压之间的关系分可为升压型(Boost)、降压型(Buck)和降压-升压型(Buck-Boost)等几种,其中,降压型三相PFC便于输出电压大范围可调,输出电压较低,适用于小功率(千瓦以下)场合,而升压型具有较高的输出电压,在大功率三相PFC电路中应用较广[16]。三相PFC电路按开关数目,可分为三相单开关和三相多开关两类。近几年在常规的三相PFC电路改进或创新基础上,提出了许多提高功率因数和容量的三相PFC电路。参考文献[17]提出了基于Boost变换器的ZVT软开关技术采用非连续导通模式的APFC电路可实现全负载范围的功率器件ZVT软开关,降低开关损耗电源,系统的输入功率因数可提高至0.94以上,有效改善了输入电流波形,谐波电流污染大幅降低。参考文献[18]提出了基于Cuk型单相合成三相APFC电路,鉴于目前三相PFC技术不是很成熟,设计中将三相交流电分成单相A-B、B-C、C-A,分别进行PFC后加以功率合成,设计了一个具体、实用的具有有源功率因数校正功能的有源功率因数校正器,分析了其主电路的工作过程,并计算了主电路的参数值,同时解决了常规单相Cuk型APFC电路直接并联存在的相间耦合问题。参考文献[19]基于数字信号处理器DSP的大功率三相APFC的研制利用TMS320F2802 DSP芯片提出并详细论述了基于电网电压前馈及电流解耦的系统电流控制算法,并简要介绍了滞环空间电压矢量脉宽调制SVPWM电流控制算法和预测电流控制算法的基本原理,利用Simulink对基于电网电压前馈和电流解耦的电流控制算法进行了仿真研究。参考文献[20]给出了一种基于NCP1654芯片的新型功率因数校正电路,可实现输入电流与电网电压的同相正弦跟踪,并具有较好的纹波抑制性能。下面对其中的两种进行分析。

5.1 三相单开关升压型PFC电路

三相单开关升压型PFC电路如图4所示。三相单开关PFC电路可以看成是单相电流断续(DCM)PFC在三相电路中的延伸[21]。控制中只有一个电压环,输出电压与参考电压的误差经过放大后与三角波比较来控制开关的动作。开关通常由功率MOSFET(或IGBT)担任,三相单开关PFC电路开关频率远高于电网频率,在一个开关周期内,输入电压近似不变。在开关导通期间,加在三个Boost电感上的电压分别为各相此时的相电压(近似不变),电感电流线性上升[22]。在这期间各相的电流峰值正比于对应各相相电压瞬时值。但在开关关断时,加在输入各电感上的电压由输出电压与此时的相电压瞬时值决定,因而此时电感上的电流平均值与输入电压瞬时值不再满足线性关系,电流也就产生了畸变。

三相单开关升压型PFC电路的优点是仅使用一个开关管,拓扑简单,可以实现中大功率输出,成本较低;缺点是输入电流失真较大,需要较大的EMI滤波器。提高输出电压可以缩短各相电流衰减时间之间的差异,减小输入电流谐波,但势必会增加开关的电压应力,也增加后级DC/DC变换器的DC总线电压。因此,可考虑结合软开关技术(准谐振技术、多谐振零电流开关技术、零电压转换技术和零电流转换技术),来降低开关管的电压应力,减小开关损耗[23]。

5.2 全解耦三相PFC电路

三相PFC电路的最大困难在于三相之间的耦合,在三相不可控整流电路中即便是负载等效成一个电阻也不能获得很高的功率因数,主要原因在于此电路中三相电压通过AC/DC的不可控整流桥互相耦合,不可能同时兼顾三相输入电流任一相都不能单独控制为正弦波形[24]。为使三相输入电流都为正弦波,必须对三相输入电压进行解耦。三相PFC电路的解耦分部分解耦和全解耦,其中典型的全解耦方式为空间矢量解耦。图5所示为三相CCM-Boost整流电路。

5.3 其他形式的三相PFC电路

除以上介绍的三相PFC电路外,以下几种电路也取得了较好的发展[25,26,27]:

(1)单周期控制的三相三开关PFC电路;

(2)三相SVPWM调制的电流型PFC整流器;

(3)空间矢量调制(SVM)控制的复合有源箝位零电压开关(ZVS)三相PFC变换器;

(4)三相单级全桥PFC电路基于数字控制的三相六开关PFC电路;

(5)基于数字控制的三相六开关PFC电路。

6 结语

功率因数校正 第7篇

20世纪80年代,有源功率因数校正(PFC)技术开始发展,传统的方法主要通过模拟控制实现[1-8]。模拟控制技术成熟、方法简单,但电路复杂, 容易受到温度以及器件老化的影响。相比于模拟控制,数字控制技术具有电路简单、不易受系统老化影响、对外部干扰不敏感、算法灵活等优点[9]。近年来,PFC数字控制得到广泛研究[10-15]。

传统平均电流法[1]提出了双环控制结构,性能稳定,物理意义明确,但其电流环采用的比例—积分(PI)控制算法需要多个周期才能调节电流误差,加之受限于数字控制器的运算速度、模数转换(A/D) 采样延时等,采用数字控制电路实现时难以获得满意的控制效果[14]。文献[15]提出了一种基于数字控制的新型占空比控制算法,提升了电流环的控制效果,但其电压环控制算法需要检测输入电压过零点,且控制周期需与输入电压周期进行同步。本文结合上述2种PFC控制算法的优点,提出了一种新型的PFC数字控制算法:采用平均电流法提出的双环控制结构,电流环采用改进的占空比控制,电压环采用具有前馈的反馈线性化PI算法。

双环控制往往存在电压环和电流环相互影响的问题,文献[12]采用降低电压环的控制频率解决电压环影响电流环的问题,但该方法降低了输出电压的快速响应能力。本文采用输出电压滑动平均滤波法消除电压环对电流环的恶化影响,算法兼顾了PFC和输出电压的快速动态响应性能。本文基于Boost电路阐述了该算法的原理和实现方法,通过仿真和硬件实验验证了算法的合理性。

1 Boost电路PFC算法基本原理

Boost电路PFC变换器如图1所示。

PFC的直接目的是使输入电流iL跟随输入电压Ui,得出输入电流的参考值为:

式中:Re为Boost变换器的等效输入电阻。

将式(1)改写为:

式中:G为Boost变换器的等效输入电导。

基于此设计了电流、电压双环PFC控制系统, 如图2所示,明确了电流环和电压环的控制任务如下:1电流环,实现输入电流iL对输入电流参考值iLref的跟随,以实现良好的PFC和谐波抑制性能; 2电压环,以G为电压环等效控制量,使输出电压Uo有良好的动静态性能,且在输入电压有效值发生突变时保持恒功率输出。图中:D为占空比;Uoref为输出电压参考值。

1.1电流环控制

在电流连续工作模式(CCM)下,Boost电路存在2种开关状态,如图3所示。

开关状态1:由于开关频率远远大于工频,因此,在一个开关周期Ts内输入电压Ui近似恒定。 开关管Tr导通时,如图3 (a)所示,输入电压Ui、升压电感L、输入电流iL的关系式如下:

令导通时间Ton=DTs,对式(3)两端积分得出在单位开关周期内的开关管导通时间内输入电流的增量为:

开关状态2:当开关管Tr关断时,如图3(b)所示,从Ton到Ts期间,Tr阻断,二极管Di导通,输入电流iL通过二极管向输出侧流动,此时电感L上的电压为Ui-Uo,iL的表达式为:

式(5)两端积分得出在单位开关周期内的开关管关断时间内输入电流减小量为:

式(4)和式(6)相加得出在单位开关周期内输入电流的变化量为:

整理式(7)可得开关管占空比D与输入电流变化 ΔiL的关系式为:

由式(8)可知,电流环控制时,由实际电流与参考值产生偏差计算出所需开关管占空比D,从而得出电流环的控制律为:

1.2电压环控制

假定电流环电流参考值被理想跟随,即iL等于iLref。由式(2)可推导出:

式中:Uip和iLp分别为输入电压和输入电流的峰值; ui和ii分别为输入电压和输入电流的有效值。

当直流端输出功率恒定时,由式(10)可进一步推导出:

式中:η为效率;r为直流端负载电阻。

由式(11)可得出G与Uo之间存在非线性关系。本文基于反馈线性化的基本原理对被控对象的非线性特性进行动态逆函数补偿,得到近似线性关系[16]。电压环控制针对这种线性化后的模型设计了PI控制器,并融入输入电压有效值前馈,以保证在输入电压有效值变化时保持恒功率输出,电压环控制律为:

式中:kp和ki分别为比例和积分系数。

由于输出电压存在2倍工频的纹波,电压环控制频率过快,Boost变换器的等效输入电导G也引入2倍工频周期的干扰,将导致电流环PFC效果恶化。采用滑动平均法对输出电压进行滤波,可实时获得半个工频周期内输出电压平均值,消除了输出电压的工频纹波,从而获得稳定的G,一方面保证了电压环的快速响应性能,另一方面消除了电压环控制频率过快对电流环的干扰。

2仿真分析

Boost电路仿真参数如下:交流输入电压有效值ui=220V,直流输出电压Uo=400V,额定输出功率Po=1 600 W,升压电感L为1.2mH,输出滤波电容C为1 360μF。开关周期为50kHz。仿真结果:输出功率额定时Boost电路的输入电压和电流波形如图4所示,输入电流总谐波失真(THD)分析如图5所示,功率因数为0.996 0,输入电流THD为1.22%,3次谐波电流为0.083A,基波电流峰值(50kHz)为10.38A。

在输入电压有效值分别为220 V和110 V这2种情况下对不同的输出功率进行了仿真分析,其功率因数变化曲线如图6所示。

仿真结果表明,该算法适用于不同输入电压等级和不同输出功率,且在轻载(25%额定输出功率, 400 W)时,功率因数可达0.943 4。

3数字控制实现

3.1电流环控制算法优化

实际系统相对于理论模型一般存在一定偏差, 传感器测量电流、电压也有一定误差,直接采用式(9)实施电流环控制,难以获得满意的控制效果, 甚至会导致电流波形振荡。对式(9)进一步分析,可将其分为电压项和电流项两部分,分别如式(13)和式(14)所示。

分别对这两项进行研究,并针对实际系统的特性进行参数校正。

电压项校正:Boost电路处于稳态工作时,输出电压与输入电压关系满足式(13),具体实现时引入电压项校正因子kV,表达式如式(15)所示。

由式(9)可知当电流误差为零时,控制量D即为式(15)的电压项dV。半工频周期(0.01s)内电流误差曲线如图7所示,在实际控制中难以在任何瞬时点均实现电流误差为零的理想情况,但可以通过选取合适的kV参数在半个工频周期内实现电流误差总和为零,如式(16)所示。

基于PI算法原理提出了kV的自适应算法,如式(17)所示。

式中:kVp和kVi分别为kV自适应算法的比例和积分系数。

电流项校正:实际电路参数与理论有偏差,因此考虑增加电流项校正因子kC,从而得到改进后的电流项,如式(18)所示。kC也表征了算法对电流误差的灵敏度:值过大则出现振荡;值过小则不能起到很好的电流控制效果。

引入校正因子的电压项和电流项合并后,得到优化的电流环控制算法为:

3.2数字信号处理器硬件系统实现

Boost硬件电路元器件参数与仿真参数一致, 电压、电流环控制周期选为开关周期50kHz,运用单周期采样策略[7]进行电压、电流采样。以高性能TMS320C28346型号的数字信号处理器扩展多通道16位A/D转换器搭建数字控制系统,开关管选用绝缘栅双极型晶体管(IGBT),型号为IKW40N120H3,硬件系统实验平台见附录A图A1。

4实验结果

4.1 PFC和THD实验

实验采用的输入电压有效值为220V,输出电压为400V,输出负载为1 600 W,工频为50Hz,kC为0.5。实验结果:kV收敛到约0.98,功率因数为0.99,输入电流THD为3.2%,输入电压、电流波形如图8所示。

表1列出了其他工作情况下的实验结果,数据缺失项是由于受限于硬件特性不能有效进行的实验。实验结果表明了优化后的算法在宽输入电压范围和宽负载功率下均实现了接近单位功率因数的校正效果。

4.2快速动态响应实验

1)实验1,输出直流负载突变实验:输入电压有效值为220V,输出电压为400V,输出电流由3A突变到4.5A。实验结果:输出电压在一个工频周期内即可恢复到400V,波形如图9所示。

2)实验2,输入电压突变实验:输出电压为400V,输出电流为3.5 A,输入电压有效值由220V突变到280V。实验结果:输出电压不变,保持恒功率输出,波形如图10所示。

实验结果表明系统具有良好的动态响应性能, 当负载或输入电压发生突变时,输出电压能够稳定输出。

5结语

提出一种新型PFC数字双环控制算法。通过仿真分析验证了算法的合理性。 基于TMS320C28346型号的数字信号处理器搭建了1 600 W中大功率Boost电路PFC变换器实验平台,实验结果与仿真结果一致。该PFC算法兼顾了PFC、输入电流谐波抑制能力和系统快速动态响应性能,为有源PFC装置中的数字控制算法实现提供了一种有效的新方法。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc. com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

摘要：提出一种基于数字控制的新型功率因数校正(PFC)控制算法。电流环采用改进的占空比控制,考虑数字控制特点加入电流项和电压项校正因子,并给出了电压项校正因子自适应算法;电压环采用具有前馈补偿的线性化比例—积分算法,引入输出电压滑动平均滤波法消除电压环对电流环的恶化影响以提升系统动态响应性能。文中以Boost电路PFC变换器为例阐明了算法的基本原理,搭建了基于数字信号处理器数字控制的千瓦级Boost电路PFC变换器硬件系统实验平台。仿真和实验均验证了算法可在宽输入电压、宽输出功率工作条件下实现接近单位功率因数的控制效果,输入电流总谐波失真低于5%,并且具有良好的快速动态响应性能。

浅谈原边反馈单级功率因数校正电路 第8篇

由于LED光源以其绿色环保和高光效可以全面替代现有的白炽灯和荧光灯及后来近三十年发展的三基色紧凑形荧光灯的应用,使LED光源面临前所未有的发展机遇。

LED光源首先面对的是成本挑战,LED灯具材料成本是传统灯具的几倍乃至十几倍。所以要使LED灯具在满足性能的同时,想方设法降低成本,其中的关键配件是LED的驱动。LED驱动同样面临着降低成本的压力、并在降低成本的同时还必须考虑到安全标准。商业照明和民用照明用户均要求在电源上添加PFC功能,以满足节能需求。PFC电路除了校正输入电流波形外,还使初级使用电流实际值下降。在相同功率的用电器上,使用PFC电路后电网负荷电流减少,从而达到节能和可靠运行的效果[1,2]。

另外,目前国内外AC/DC的电源效率一般不高,达80%左右,这严重影响了照明节能的效果。国内外对电源的效率也做了相关的要求,比如于2008年11月开始生效的“能源之星”2.0版外部电源规范,要求电源标准工作模式下最低效率达87%;而低压工作模式下最低效率达86%[2,3,4,5]。

1 原边反馈单级PFC与两级PFC技术比较分析

经过多年大量认真的研究两级PFC技术,方案比较成熟。两级方案是由两个相互独立的转换器分别实现输入电流整形和输出电压的快速调节,其电路拓扑结构如图1所示。两级PFC方案具有很多优良的电气性能:电流的总谐波失真(THD)小于5%,功率因数(PF)可达0.99以上;两级PFC至少需要二个开关管和二套控制电路,增加了电源的成本和设计复杂度[6,7,8]。但是两级PFC具有低THD、高PF、PFC级输出电压恒定、保持时间长、输入电压范围宽、适合于各种功率范围等众多优点。这些优点的实现需要的电路结构复杂、成本较高、体积相对较大,使得两级PFC在300 W以下小功率的应用中没有竞争力。

如果在中低功率LED电源中采用两级方案,在残酷的市场面前,产品将没有任何竞争优势,越来越多的公司和科研机构为了提高产品竞争力开始关注和研究单级PFC。特别是近几年的时间里,提出了许多单级PFC拓扑结构。单级PFC驱动电路也越来越成熟,受到很多电源厂家的信赖,降低了电源的原材料成本,增强了市场竞争能力。两级PFC拓扑经过组合可以实现单级PFC,如图1是两级PFC通过精简电路结构实现单级PFC的示意图。图1是由LB、SW1、D1构成的Boost变换器实现PFC,后级SW2和变压器构成反激式变换器得到输出电压、电流。共有两个开关管SW1和SW2、两套控制电路、PFC控制器和DC/DC控制器。可以看出SW1和SW2的源极是共地的,如果它们合二为一(开关管的漏极连在一起),复合掉PFC控制器和DC/DC控制器,加入箝位电路来吸收反向电流能量,就可得到如图2的单级PFC电路拓扑结构。为实现单级PFC,需让电感LB工作在断续(DCM)模式或临界(TM)模式。由此明显看出相对于两级PFC方案,单级PFC降低了转换器的成本、体积,在产品中具有很强的竞争力[9,10,11]。

两者在其他性能方面差别见表1。

原边反馈单级PFC电路是指单级、带有源功率因数校正的高精度原边反馈LED恒流控制转换器。无需次级反馈电路,简化了整体电路并降低了整个电源的成本,普遍适用于VAC 85～264 V全电压范围输入的反激式隔离或升降压型非隔离LED恒流电源。

单级PFC的面市有效的解决了成本、效率和功率因数的问题,使原来只有在75 W以下开关电源中前端的PFC校正电路成为热门应用。单级PFC电路实际分为两种,分别是通过原边控制(电路更简单)和副边控制来实现的,本文主要介绍原边反馈单级PFC控制电路。

本文以国内某公司的芯片为例,简单说明此类IC的内部结构,框图如图3所示。

IC内部集成有源PFC电路,通过LN脚的电压采样可以实现很高的PF和很低的THD。由于工作在电感电流临界连续模式,功率MOS管处于零电流开通状态,开关损耗得以减小、变压器的利用率也较高、从而也提高了电源的效率。通过FB脚电流采样,工作于原边反馈模式,无需次级反馈电路,即可实现高精度输出恒流控制。极大的节约了系统成本和体积、提高了系统的可靠性。芯片内部集成了MOS,配合外围的MOS管驱动,形成了源极驱动和内部快速充电电路,可以实现较低的原边驱动损耗、超快速的系统上电和LED启动。另外,VCC脚和COMP脚之间集成了线电压和负载补偿功能,可以达到优异的线电压调整率和负载调整率。线电压补偿系数还可以通过外部元件灵活调整。

IC内部集成多重保护功能来加强系统可靠性,通过对OUT脚和CS脚信号的采样,来实现保护功能。包括LED开路保护、LED短路保护、芯片供电过压和欠压保护、电流采样电阻开路和短路保护、以及逐周期限流等,所有的保护都具有自动重启功能。

市面上此类IC很多,有台湾BCD公司的AP1682、晶丰明源的BP3309、美国矽利杰公司的SY5814、日本Sanken公司的LC5523等等,功能基本类似,但典型的应用及电路拓扑基本相同。由于专利技术问题或是芯片本身驱动能力的问题,其中的一部分功能进行了设计改进。

2 电路结构图及典型电路分析

原边单级PFC电路结构框图如图4所示。

电源通过VAC85～264 V输入时首先经过EMI滤波抗电磁干扰电路,然后通过整流滤波电路对波形进行整流,通过单级PFC控制电路对整体电路进行控制,实现功率因数校正,再通过隔离变压器对初次级进行安全隔离;最后次级进行滤波后输出。图5是某一IC的单级PFC的原边反馈电路,类似电路功率可以做到60W。

图5中电路前级是由整流电路(BR)、EMC电路(由RX1、RX2、L1、L2、RL1)、PFC电路(U1、C2、R1、R2、R3、R11、C3)和取样电路(RS1、RS2)构成;后级就是降压部分,通过变压器的初次级的圈数比,使电压下降至所需电压。而变压器初级主绕组相当于PFC电感,输出部分(D8)肖特基或者快恢复二极管实际上相当于PFC电路的整流二极管,这就是单极PFC输出电流增大以后肖特特基或者快恢复二极管损耗变大的原因。

图5输入MEF电容(C2)是PFC电路电压取样,阻容吸收回路(R14、R15、C8、D5)、VCC供电电路(R8、D5),芯片控制电路(U1)、MOS管电路(Q1,R7),电流取样电路(RS1,RS2)。这些电路与整流二极管电路为PFC电路的主体部分,其中任何一个电路发生故障即PFC电路不工作或者不正常。输出端的电解电容滤波电路(CE1,CE2)将决定输出纹波电流的大小。

实际应用IC设计了15 W天花灯电源,具体性能参数见表2。

大家可以看到我们常用过电流(OCP)、过压(OVP)、过功率(OPP)保护在这里没有表现出来,其实这类电路这些年已日趋走向成熟。IC内部集成OCP、OVP、OPP功能,已经完善得无可挑剔。原边反馈单级PFC是可以解决输出5～60 W PFC问题。

3 原边反馈电路优势及优点

3.1 原边反馈电路优势

①电路应用简单,外围元器件少。

②功率因数高,普遍>5 W的功率因数都可以达到0.9以上;现行标准-民用照明>5 W功率因数要求是0.7;而商用照明要求是0.9,有效地解决了5～25 W商用照明的功率因数问题。

③效率高,电路元器件少又省去的副边反馈电路部分的功率损耗,效率会比一般电路高5%～10%,很容易达到国家能效标准。例如一个15 W的LED驱动电源,输出参数相同的前提下,用原边单级PFC电路设计,效率可以做到89%～91%;两级PFC电路可以做到83%～85%;普通的原边电路只能做到80%。很显然用两级和普通原边电路不能满足“能源之星”的标准。

④成本低,很多电路都集成在IC内部,外围不需要单独设计保护电路,大大减少了设计成本和元件成本。

图5的电路在初级整流前加了一个压敏电阻(RV1),为的是能通过500 V的浪涌雷击。输出两端需要并联一个电解电容来控制由纹波电压引起的纹波电流。如果纹波电流大,那对应LED电源的输出电流也会增加,同时纹波电流过大会缩短LED光源的寿命。所以我们应该尽量选用大容量的电解电容,来减小输出纹波,又由于电解电容体积和价格的限制,一般纹波电流控制在25%左右。

3.2 原边单级PFC反馈电路缺点

输出直流中伴有100 Hz的工频纹波,会导致LED光源产生工频闪烁,人眼一般观察不到。但长期近距离工作在这个光照环境中,人眼会造成不舒服,用数码相机和手机观察就很明显。LED光源-工频闪烁将使该电路局限于满足一般照明需求。

3.3 在选择单级原边反馈电路时应兼顾几个问题

①浪涌雷击安规单级PFC电源接在电网中,一般做到2 kV至少需要两级压敏电阻,目前很多这种电源只能达到1 kV标准。

②单级PFC工作频率高,而且属于调频方式,一般工作在80～150 kHz。工作频率较高EMI调试困难,很多工程师在调整单级PFC电路时会遇到此类问题。

③输出端的纹波电压较大,由于受电解电容寿命、体积、成本的限制,纹波电流很难做到10%以内。

4 总结及展望

任何电路的应用都有其适用的范围,原边反馈单级PFC-IC电路设计简单、成本低、输出效率和功率因数高,所以该电路广泛适用于对效率和功率因数要求较高的60 W以下LED商照灯具。但是我们在设计中不能忽视单级PFC电路本身存在EMI、工频闪烁的问题。在LED驱动设计时应根据光照需求选择合适的IC拓扑电路。随着半导体产业迅猛发展,市场上需要一款电路简单、成本低、PFC和效率都大于90%、且没有工频闪烁的原边单级拓扑电路,来满足市场和用户的需求。

摘要：根据市场需求,提出原边反馈单级功率因数校正(PFC)电路是现在发展的趋势和潮流;并分析了原边反馈单级PFC芯片的内部结构;总结此类电路应用的优点和缺点。希望能给电源工程师在设计开发发光二极管(LED)电源产品时对选择电路和驱动芯片方案时提供一些建议和帮助。

关键词：LED光源,LED驱动,单级PFC,原边反馈,恒流驱动

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[10]刘凤君.现代高频开关电源技术及应用[M].北京电子工业出版社,2008:45-48,275-314,361-392.

功率因数校正 第9篇

关键词：功率因数校正,电压环,动态性能,转角频率,电磁兼容标准

0 引言

为解决电力电子装置的谐波污染问题,采用功率因数校正技术是必要的手段。国内外许多学者都对功率因数校正技术做了大量的研究。现已提出的许多整流拓扑试图获得功率因数接近1。这些变换器主要致力于提高输入电流波形质量,但以牺牲输出电压的动态响应为代价[1]。为减少非线性电子负载带来的谐波对电网的污染和提高开关变换器的转换效率,有源功率因数校正技术如今广泛应用于功率变换器中。因为其输入电流校正为正弦,因而注入到电网中的电流谐波非常低,能够满足各类国际电磁兼容标准,如IEC 61000-3-2和IEEE 519。同时,功率因数预调节器PFP的其中一个优点就是适用于宽范围的输入电压变化。

传统的PFP存在的主要问题是输出电压动态性能差。因为在输出电压反馈环中的低通滤波器要减小输入电流的总谐波失真(THD)和改善功率因数,低通滤波器的存在虽然改善了输入电流波形,但是导致输出电压的动态性能较差。

由于IEC 61000-3-2的电磁兼容标准并没有要求输入电流一定是正弦,根据满足电磁兼容标准为前提的功率因数校正PFC电路,允许输入电流存在一定畸变,使得进一步提高PFC系统动态响应的设计成为可能。根据2000年版的标准要求,许多属于D类开关电源在新版本下被划分为A类适用范围。这种情况使得通过合理设计而大大提高PFC系统动态响应。因为在600 W功率范围内,A类设备谐波限制要求比D类要宽松许多[2]。文中通过分析功率因数预调节器的动态行为,能够在输入电流畸变和输出电压反馈环的动态性能矛盾之间找到一个折中方案。

1 功率因数预调节器PFP分析

典型的基于Boost功率因数预调节器(PFP)电路如图1所示,由电流环和电压环构成。

电流环实现输入交流电流跟随输入交流电压波形,完成功率因数校正,即电流环使输入电流跟踪控制信号。如果控制信号是正弦则输入电流也为正弦。换句话说,控制信号是什么波形,输入电流跟踪它,也为什么波形,如图2所示。理想电流环是输入交流电流波形与输入交流电压波形相同且同相,使转换器相对于供电电压呈现阻性。

电压环实现输出直流电压跟随给定电压。如果无电压环,当系统条件变化,如输入电压、负载变化,输出电压也变化。在理想条件下,电压环将是信号波乘以一个常数值,如图3所示。

但实际上,电压环输出电压vea(t)总是包含2倍电源角频率(2ωL)的纹波而引起输入电流畸变如图4所示。

所以需要考虑两个因素:电压环输出纹波的幅值和相位。

VEA为电压环输出直流分量;Vea,AC为电压环输出vea(t)的二次纹波幅值;φ为相位差,代表vea(t)相对于vin(t)相位滞后。

为实现输入电流中谐波含量低,必须使电压校正环的输出不含二次电源角频率纹波[2]。

具体分析如下:

假设电流环为理想且系统功率因数为1,忽略输入电感存储能量,则输入电压vin(t)=,输入电流iin(t)=ωL=2πfL,则Po=Pi n=vi n(t)ii n(t)=Vi nIi n(1-cos 2ωLt)。

假设输出电压波动很小,可认为恒定,则:

io(t)=Po/Vo=(VinIin/Vo)(1-cos 2ωLt)⇒

ioripple(t)=-(VinIin/Vo)cos 2ωLto

电流纹波对输出电容充放电,导致输出电压中含二次谐波:

输出电压二次谐波传入输出电压反馈环vea(t),采样输入交流电压vin(t),与电压环输出vea(t)相乘构成电流参考值iref(t),即:

由公式(4)可得,vea(t)的二次谐波转化为输入电流参考的三次谐波。

因此,为避免通过电压环使输入电流畸变,在通常设计中,电容电压纹波频率决定了电压环带宽,其必须低于电网频率,即将低通滤波器转角频率(fc)置于输出电压纹波频率(100 Hz或120 Hz)的1/5~1/10,典型值是15 Hz,如图5所示,在这种设置下输入电流控制信号与输入电压同相。

如果要求快速的输出电压校正,则需要后级来改善输出变换器的动态性能。PFC拓扑+DC/DC变换器构成的双级PFC方案可改善输出电压的动态响应,但电路复杂,成本高,体积较大,不适合于低功率应用(如200~300 W以下)。

当不需单位功率因数时,单级PFC变换器是个可行方案[3,4,5,6,7]。这些拓扑有较快速的输出动态性能(几乎与双级PFC变换器差不多)且成本低,体积小。在窄范围的电压变化范围内,它们的效率很高,因为绝大多数的功率都是只经一次处理或至少只有流过一个小器件两次。然而,这些优势只适用于低功率等级。

通过增加输出电压带宽(从10~1 000 Hz)可改善标准PFP的动态性能,并使输入电流产生中等程度的畸变[8]。当fc>10 Hz,输出电压反馈环将有相位移,从而使输入电流控制信号产生畸变。在这种情况下,PFP的设计目标是改善输出响应而非得到正弦输入电流。PFP的输出电压响应可通过增加输出电压环路的穿越频率而改善,但可选择频率范围并不宽。如果输入频率为50 Hz,输出电压纹波将为100 Hz,则低通滤波器转角频率fc可选范围为10~1 000 Hz。当fc<10 Hz,电压环相位移总为0°;当fc>1 000 Hz,电压环相位移总为90°。

2 控制方案

为解决输出电压动态性能和输入电流畸变之间的矛盾,国内外学者已提出许多方案,主要致力于把低频纹波从反馈信号中滤除以便提高电压环带宽。如参考文献[9]采用的缺口滤波器、采样网络和所谓的调制带宽方法。这些方法不增加控制器的复杂性也不需额外的检测器件,但对改善输出电压动态性能效果不显著。更好的方法是采用纹波补偿技术[10,11],但需要精确估计负载功率,这需要检测负载电流且增加了控制的复杂度,而且由于输入电压中有纹波的存在导致纹波信号偏离见公式(3),仅当电网电压为纯正弦时才工作良好。

分析公式(3),假设功率因数为1,则:

比较公式(3)、(5)不难发现,输入功率去除直流分量,乘以恰当的系数,相位移90°可以估算出二次谐波分量。由此我们可以得到一种新的方法,不需检测负载电流,而通过简单的补偿网络提高输出电压动态响应。如图6、图7所示。

3 系统电压环节的设计

1)电压环设计:电压环传递函数GV(s)=kPV+kIV/s=kPV[(1+Tcos)/(Tcos)],Tco=1/(2πfz),fz为电压PI控制器的零点位置;电压环比例系数kPV=[(2k2k3)/(k1km)](Vin,max/Vin,min)2(Vo/Zfcv),增益常数:k1=1/Vo,k2=1/Vin,max,k3=1/IL,max,km=Vin,max/Vin,min,Zfcv为等效阻抗,该阻抗考虑了输出电容、PFC输出阻抗和负载阻抗的并联组合,Zfcv=Zo1/Cs ZL=1/(1/Zo+1/ZL+Cs),为使恒定功率负载达到最大效率:Zfcv=1/Cs。

2)补偿网络设计:补偿网络传递函数GC(s)=KCs,校正因子KC=η/(2ωL2CoVo)。

4 仿真实例

仿真参数见表1。图8为无补偿环的传统PFC电路,负载由额定功率的1/3~1时输入电流、电压和输出电压变化的波形及其FFT分析。

图9~图11为采用补偿环,电压环带宽从10~1 000 Hz,负载由额定功率的1/3~1时输入电流和输出电压变化。由图可得,两种不同的控制方法使得输入电流幅值不同,因为在输入电流中含的三次谐波成分越大,在相同功率下电流幅值越小。图9为输出电压环转角频率为10 Hz时的输出电压动态响应,由图可得,系统需要约60 ms才能到达稳态而且过电压非常大;图11为在相同负载变化条件下输出电压环转角频率为1 000 Hz时的输出电压动态响应,动态性明显变好且不产生过电压。

5 结语

在传统应用中,基于乘法器的功率因数预调节器常用作AC/DC电源设计的第一级,而需要第二级去改善输出电压的动态响应。如果以满足电磁兼容标准为前提,不需要完美的正弦输入电流,可通过增大输出电压反馈环的低通滤波器转角频率来实现相对快的输出响应。相对应地,电压调节器的输出电压纹波使输入电网电流畸变。

事实上,低通滤波器的转角频率可增大到1 000 Hz,此时,输入电流畸变严重,但变换器能对负载或输入电压变化做出快速反应,而且虽然输入电流发生畸变不是完美正弦,但仍满足IEC 61000-3-2标准。

参考文献

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功率因数校正 第10篇

关键词：三电平,Buck型,功率因数,校正,单周控制

0 引言

目前,对功率因数校正器(PFC)的研究主要是基于两电平Boost变换器[1,2,3,4,5],该变换器最大缺陷是输出直流电压高,开关承受应力大,开关损耗高,降低了变换器的效率。为此,三电平变换器受到了日益关注[6,7,8,9,10,11,12],基于三电平拓扑的PFC技术也开始得到研究,文献[13]提出了对三电平Boost型PFC技术的研究,并获得了有价值的研究成果。然而,由于Buck电路输入电流不连续问题,限制了Buck型PFC技术的应用研究,对于三电平Buck型PFC技术更是研究甚少。本文针对某些降压场合的需要,并基于对文献[6-13]中三电平变换器拓扑结构的研究分析,提出了一种新型的三电平Buck型PFC拓扑结构,解决了Buck电路输入电流不连续问题,实现了单位功率因数,且开关器件承受电压应力降低一半。控制策略基于单周控制,单周控制是一种大信号非线性控制技术,具有控制电路简单可靠,控制性能好,且在1个周期内即可实现控制目标等优点[14,15]。

1 三电平Buck型PFC拓扑结构

本文提出的三电平Buck型PFC拓扑结构如图1所示。该拓扑结构是基于输入/输出共地的Buck三电平变换器[7],在此变换器基础上并联增加了一个功率开关管VT2、一个补偿电感L、一个二极管VD、与飞跨电容C构成补偿环节,其中开关管VT1和VT2互补导通,同时VT1和VT3交错工作且驱动信号相差180°,VD1和VD2为续流二极管,Lo和Co分别为输出滤波电感和电容,Rs为电流传感器阻抗。控制策略采用单周控制,控制回路由PI调节器、可复位积分器、RS触发器、比较器、驱动和延时环节构成。在每个开关周期内,通过可复位积分器控制开关占空比,以实现整流桥输入电流与输入电压保持同频、同相变化,实现单位功率因数,低谐波失真的目的。

2 单周控制实现

为便于分析,对图1做以下假设:

a.输入电压为理想正弦波;

b.开关频率恒定且远大于电源电压频率;

c.所有开关管、二极管、电感和电容均为理想器件。

图1中VT1和VT2实行互补导通,设VT2占空比为d,则有

其中,Ts为开关周期。

稳态时,在1个开关周期内对电感作伏秒平衡,则

将式(1)(2)代入式(3)中整理得:

在稳态时,将整流桥后级的所有电网络等效为一个纯电阻,即可实现功率因数校正的目的。设Re为该等效电阻,即ud=Re×id,则得:

将式(5)两端同乘以电流传感器阻抗Rs,整理得:

其中,Um=Rs×UC/Re。

Um在1个开关周期内可认为近似恒定,令积分时间常数τ=Ts,对式(6)两边同时积分,即得单周控制实现目标方程式(7),对应的控制框图见图1。

3 工作模态分析

图1中开关管VT1和VT3交错工作且驱动信号相差180°相角,同时VT1和VT2互补导通,当开关管VT2的占空比d<0.5和d>0.5时,图1三电平Buck型PFC工作模态有所不同,下面进行具体分析。

3.1 占空比d<0.5

当开关管VT2的占空比d<0.5时,主要波形如图2所示。在1个开关周期内,有4个开关模态,如图3所示。

开关模态Ⅰ[t0,t1](图3(a)):开关管VT1、VT3导通,VT2关断。A、B两点间电压uAB=ud,续流二极管VD1和VD2承受反向电压关断,此时电容C被充电,补偿电感L电流线性下降。

开关模态Ⅱ[t1,t2](图3(b)):开关管VT1导通,VT2、VT3关断。A、B两点间电压uAB=ud-UC,续流二极管VD1导通,VD2关断,电容C被充电,电感L电流继续下降。

开关模态Ⅲ[t2,t3](图3(c)):开关管VT1、VT3导通,VT2关断。开关模态Ⅲ与开关模态Ⅰ相同,A、B两点间电压uAB=ud。

开关模态Ⅳ[t3,t4](图3(d)):开关管VT1关断,VT2、VT3导通。A、B两点间电压uAB=UC,续流二极管VD1关断,VD2导通,电容C开始放电,电感L电流线性增加。

3.2 占空比d>0.5

当开关管VT2的占空比d>0.5时,主要波形如图4所示。1个开关周期内4个开关模态如图5所示。

开关模态Ⅰ[t0,t1](图5(a)):开关管VT1导通,VT2、VT3关断。因ud≤UC,补偿电感L承受负电压,向电容C释放能量,此时续流二极管VD2承受正向电压而导通,A、B两点间电压uAB=0,电感L电流线性下降。

开关模态Ⅱ[t1,t2](图5(b)):开关管VT2导通,VT1、VT3关断。A、B两点间电压uAB=0,续流二极管VD1、VD2导通,电感L电流线性增加。

开关模态Ⅲ[t2,t3](图5(c)):开关管VT1关断,VT1、VT3导通。A、B两点间电压uAB=UC,续流二极管VD1关断,VD2导通,电容C开始放电,电感L电流继续增加。

开关模态Ⅳ[t3,t4](图5(d)):开关管VT2导通,VT1、VT3关断。开关模态Ⅳ与开关模态Ⅱ相同,A、B两点间电压uAB=0。

4 仿真与实验验证

根据以上理论分析,对所提出的三电平Buck型PFC进行了仿真和实验验证,主要参数如下:交流输入电压峰值110 V,开关频率20 k Hz,输出滤波电感Lo=1 m H,输出滤波电容Co=1 m F,补偿电感L=40μH,补偿电容C=470μF。

图6~9为基于Matlab的仿真波形,由图6、7可见,校正后电源电流正弦化且与电压保持同步,同时,开关管VT1、VT2、VT3开关应力降低了一半。另由图8、9可知,在开关管VT2占空比d<0.5和d>0.5时,补偿电感L的电流变化趋势以及A、B两点间电压uAB与上节工作模态理论分析一致,验证了理论分析的正确性。

图10~11分别为校正后交流侧电压、电流实验波形和实测的功率因数(λ)曲线。图10中校正后电流实验波形接近正弦波,并和电源电压波形保持同频、同相,与仿真波形一致。图11为电能质量分析仪测得的功率因数曲线,校正后功率因数在0.99~1之间。

5 结论