数字信号处理芯片（精选9篇）
数字信号处理芯片 第1篇
SM9613是由设在美国硅谷的State Microelectronics Corp与深圳市明微电子有限公司合作研制的数字控制音频处理芯片。该芯片修改了同类芯片的技术缺陷, 在技术上处于国际领先水平。SM9613 是3 对输入4 声道输出数字音频控制处理芯片, 音量调节范围大于-78 dB～0 dB, 控制精度每步1.25 dB。采用深亚微米CMOS 工艺技术制造, 芯片内部包含音量、低音、高音、通道均衡、前/后级衰减和响度处理;在一个芯片中集合多个可选择的增益输入端, 外围电路元件少, 具有较高的可靠性。所有功能通过I2C 总线编程驱动实现, SM9613 采用SOP28/DIP28封装。引脚排列合理、应用电路简单, 有利于电路板的布局和节省成本。广泛应用于汽车音响系统和Hi-Fi 音响系统。
1 硬件电路
SM9613与单片机的连接如图1所示。
SM9613的功能较多, 由于篇幅所限, 本文只对主声道的控制方法进行介绍, 而音调控制、声道平衡、输入选择等功能则另外撰文介绍。
图1中SW1为音量增大按钮, SW2为音量减小按钮, SW3为复位按钮。SM9613的27脚 (SDA) 连至AT89C52的P2.2, 28脚 (SCL) 连到AT89C52的P2.1。由这两个引脚 (P2.1、P2.2) 作为模拟I2C接口与SM9613通信, 控制音量的数据便由这个模拟I2C接口发出。
音频信号从LH1输入, 其中L通道信号经过C4耦合到SM9613 的13脚, 被控制之后从25脚输出, 再经C1耦合到LH2输出到后级进行放大。R通道信号经C2耦合到TDA7313的9脚, 被控制后从24脚输出。经C3耦合至LH2输出到后级进行放大。在LH1处输入合适的音源, 从LH2处就可以监听音量控制的情况。从SM9613使用手册可知, 写入SM9613的地址为88H, 送去SM9613控制音量的8位数据 (SDA) 如表1所示。
从表1看出, B2～B0控制步长为10 dB, A2～A0控制步长为1.25 dB。例如衰减值为0 dB时 (最大音量状态) , 查表1, B2～B0应是000, A2～A0应是000。在控制主声道音量的情况下, 最高两位“00”是不改变的。所以, 8位控制数据为00000000, 用十六进制表示为00H。同理, 衰减值为-1.25 dB时的数据为01H, 衰减值为-15 dB时的数据为0CH。…… 我们把各个衰减值的数据从小到大排列做成一个表 (详见程序中的衰减数据表格) 。设计这个表格时, 要插入一些数据, 使输入15, 就能查到衰减15 dB时的数据0CH, 又如输入9, 就能查到最接近衰减9 dB时的数据07H。
2 程序设计方案
先把表格按要求做好, 然后根据音量衰减的数值, 用查表法查出衰减数据, 并把此数据发送到SM9613控制音量的大小。SM9613的音量控制范围是0 dB～78.75 dB。在这个范围内, 数值越大, 音量越小。要增加音量, 就要减少用于查表那个数据 (程序中R4的值) 。框图如图2所示。
根据上述方案设计的程序如下 (每次与SM9613通信, 先发送地址, 响应后, 再发送数据, 每发送一个字节, 都要检查SM9613发回的应答信号, 具体细节请参阅I2C总线规范) 。
参考文献
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数字信号处理芯片 第2篇
TAS5112是双声道立体声数字功放，在负载为6Ω时，输出功率为50W，可以取代两个单声道放大器，它不但简化了电路设计、减小了线路板的面积，而且制造成本比以前的电路设计降低约三分之一。TAS5111是业界第一颗提供单声道70W（4Ω）输出功率而失真度THD+N小于0.2％、效率高达90％以上的数字功放芯片。由于数字功放对散热条件要求不高，两种芯片都采用HTSSOP小型化封装。TAS5111为32脚；TAS5112为56脚。下面以TAS5111为例介绍这类电路的结构与应用。
TAS5111的性能和管脚功能
TAS5111沿用了TI公司的等比特技术，结合该公司的数字音频脉冲宽度调制处理器TAS5026和一个无源解调滤波器一起工作。其主要性能如下：动态范围大于95dB；效率大于90％（负载4Ω或8Ω）；输出功率70W时（BTL、4Ω）总谐波失真THD+N小于0.2％；输出功率80W时（BTL、4Ω）总谐波失真THD+N小于10％。图1为该芯片输出功率与谐波失真曲线；图2为频率与谐波失真曲线。
该器件具有过热、过载、欠压及扬声器自保护设计，采用32脚TSSOP（DAD）PowerPAD封装；或者36脚PSOP3（DKD）PowerPAD封装，其功能框图见图3。
图4为DAD封装形式的管脚图。其各脚的功能如下：1脚（PWM BP）为半桥-B的信号输入端；2脚（GND）为电源地端；3脚（RESET）为重置信号端；4脚（DREG RTN）为去耦后回入芯片的接线；5脚（GREG）为门驱动电压稳压器去耦端，用外接电容连接至GND；6脚（M3）为模式选择端；7脚（DREG）为数字电源电压稳压器去耦端，用外接电容连接至DREG RTN；8脚（DGND I/O）为输入/输出参考接地端；9脚（M1）为模式选择端；10脚（M2）为模式选择端；11脚（DVDD I/O）为输入/输出参考电源输入端（3.3V），外接100Ω电阻连接至DREG；12脚（SD）为关闭半桥A和B的信号；13脚（DGND I/O）为输入/输出参考接地端；14脚（OTW）为过热报警输出，同时内部制动开路；15脚（GND）为电源接地端；16脚（PWM AP）为半桥A的信号输入端；17脚（GVDD）为提供芯片上门驱动和数字电压稳压的电源；18脚（GND）为电源接地端；19脚（BST A ）为HS自举电源端（BST），需外接电容至OUT A；20脚、21脚（PVDD A）为半桥A电源输入端；22脚、23脚（OUT A）为半桥A输出； 24脚、25脚（GND）为电源接地端；26脚、27脚（OUT B）为半桥B输出；28脚、29脚（PVDD B）为半桥B电源输入端；30脚（BST B）为HS自举电源端（BST），需外接电容至OUT B；31脚（GND）为电源接地端；32脚（GVDD）为提供芯片上门驱动和数字电压稳压的电源端。
使用须知
图5为TAS5111用于评价测试的典型电路。在实际应用中，应注意以下几个方面的问题：
1. 电源
TAS5111功放芯片只需GVDD和PVDD-X两组电源，GVDD作为门驱动电源；通过内部稳压降低到12V左右，并通过GREG脚与印板GND（接地）之间的外接电容去耦。GREG通过一个自举缓升变换电路向上下两边的电路提供电源。自举电源在下边电路第一个导通脉冲之后进行充电。GVDD通过内部的LDR稳压在3.3V左右，以此获得DREG内部数字中心电压。LDR为门驱动，为减小无功损耗，可短路GREG和GVDD，以旁路LDR直接连接12.0V电源。在散热条件较差的应用场合，采取这种方式较为有利。旁路LDR以后，在GVDD为30V输入时可降低功耗1W左右。PVDD -X是H桥接的电源脚。有两个电源脚处理每个半桥的电流强度。推荐的工作条件为：数字电源DVDD为3～3.6V，典型值为3.3V（相对于DGND，推荐DVDD通过一个100Ω电阻同DREG脚连接）；提供内部门电路驱动和逻辑稳压的GVDD为16～30.5V，典型值为29.5V（相对于GND）；半桥电源PVDD X为0～30.5V，典型值为29.5V。结温0～125 ℃。
2.解调滤波器的设计
解调滤波器的设计对功率放大的性能影响极大。为了保证过流保护电路（OC）正常动作、并满足器件的THD+N技术规范，在选择输出滤波器的电感时必须考虑以下条件：其规律是在峰值电流即最大输出功率时，应使电感量保持稳定。当输出电流为15A时电感量应该保持5μH不变。做到了这一点，就不会因为输出滤波器电感的饱和而引起过流状态时TAS5111 的信号失真。
另一个要考虑的参数是电感器的无功电流损耗。通过测量规定电感器的耗散能量目标值应小于0.05。通常，在大多数应用场合，10μH的电感器已经足够。虽然输出负载电阻的变化对放大器的频响稍有影响，但是，除非对频响的控制非常严格，就没有必要偏离10μH。滤波器电容的选择比较简单，一般采用0.47μF、耐压为所加输出级电压（PVDD）的两倍就可以了。为了使不平衡的纹波损耗引起的EMI的影响最小化，在每一个电感的输出端和地之间加接一个0.1μF 50V 的SMD电容。
3.散热设计
TAS5111带有散热垫块，直接用导热胶粘贴在表面。如果散热垫块设计得当，芯片散发的热量会连续不断散发到空气中，就可达到热平衡。由于这种芯片的效率很高，散热垫块的体积比普通的线性放大器或类似性能的其它同类器件要小得多。
4. "喀呖"声和爆破声的消除
当从断开状态向接通状态过渡时，往往在扬声器中产生可以听到的"喀呖"声，例如，当系统启动，按压了RESET LH键时。为了保证系统正常工作，在使用TAS5111时，请按照以下的设计规则：
1.PWM AP/M X信号和它们相应的VALID X信号间相应的时间长度不能因插入延迟而变形。因为这种变形状况的增加，将加大音频"喀呖"声的音频幅度电平。
2.由于每个扬声器输出和GND接地之间存在无源下拉电阻，输出级在工作前处于高阻抗状态，因此输出级必须在输出滤波电容完全放电之后进行开启。
影响"喀呖"声的其它因素：
1.从"喀呖"声的频谱来看，它似乎是跟随扬声器的阻抗和频率曲线而来的。阻抗越高，"喀呖"声能量越大。
数字信号处理芯片 第3篇
1 电极管脚控制信号处理
1.1 DMFB基本原理
数字微流控生物芯片利用介电润湿的原理在二维的电极阵列中操纵和移动纳升级的离散液滴[3]。如图1所示，数字微流控生物芯片的基本单元包括两个平板和夹在平板中间的填充，液滴在填充介质内运行。底板包含一个单独控制的有图案的电极阵列，顶板覆盖了一层连续的地线。通过改变沿着电极的一个线性阵列的电势，液滴可以沿着电极的一条线移动。可通过调整控制电压(0～90 V)来控制液滴的速度，且液滴能最高以20 cm/s的速度移动，基于这一原理，液滴能自由移动到2维阵列的任何位置，而无需微型泵和微型阀。
1.2 DMFB相关研究
为减少控制引脚的数量，2006年Xu Tao提出了用阵列分区和详细的引脚分配的方法来减少控制引脚的数量[4]，然而这种方法在每个分区中至少需要5个控制引脚，对于包含多重液滴混合的分区，会用到直接寻址的方法，这种方法的阵列设计仅限于目标生物流体应用，且仅限于控制引脚数的减少而不能确保完成时间。Srinivasan又提出了对于焊接的电润湿生物芯片用一个流体路径的多相位总线来使得控制引脚数最小[5]，对一个传输总线只需n个控制引脚，而不需考虑其所包含电极的数量。尽管多相总线的方法可用来减少控制引脚的数量，但其只适用于一维阵列。另一个替代的方法是S.K.Fan等人提出的行和列的寻址[6]，被称为“交叉引用”驱动方案，但由于电极的干扰，处理多于两个液滴的同时移动的设计非常的复杂，对于高通量的应用，最终产生的液滴移动的序列化是一个严重缺陷。并交叉引用设计需要一个特定的电极结构，会导致制造成本的增加。
根据上述方法所存在的不足，文中提出了一种优化方法，在根据液滴路由路径产生电极驱动序列后，根据一个控制引脚最对所能驱动的电极数，对驱动序列进行分区后比对，找出相互兼容的驱动序列，其可共用一个控制引脚。
2 控制信号优化处理方法
通常在一个特定的时间步，移动一个液滴的控制信号可用激活位“1”，释放位“0”或不影响位“x”来表示，“1”/“0”表示一个控制信号有一个相关的逻辑高/逻辑低的驱动电压值。“x”表明输入信号可用“1”或“0”表示，并对流体控制的调度无影响。最终串联输出称为电极驱动序列。
如图2所示，液滴按照图示的方向以类似扫描[7]的方法从源极出发最终到达槽电极。
本文用“1”，“0”，“x”3个值表示一个生物鉴定的电极驱动序列，按照液滴的路由路径产生的电极驱动序列如表1所示。
如表1所示，每个驱动序列均包含一些可用“1”或“0”来替代的“无影响”单元“x”，通过分配这些“无影响”单元，就可产生驱动序列相同的电极，即相互兼容的电极。例如:通过用“0”或“1”来替代“x”就可以使电极E1、E3、E5、E7、E9产生相同的电极驱动序列“101010101”，其可从同一个信号源产生，因此其可共用一个控制引脚，用这样的方法便可在一定程度上减少控制引脚的数量。
对于大规模的电极阵列产生的电极驱动序列也较多。在本设计中，由于液滴路由路径已知情况下，将会对液滴路由过程中产生的驱动序列进行分区，分区的规则是:先假设每个控制引脚最多能驱动x个电极，且以x的倍数进行分区(如x=5，则能以10来划分，使每个分区中有10个电极驱动序列)，分区后通过对每个分区中的电极驱动序列进行比对来减少控制引脚的数量。具体步骤如下:
步骤1据液滴的路由路径来获得每个控制引脚的电极驱动序列。
步骤2假设电极的每个控制引脚最多所能驱动的电极的数量x，以x的倍数对产生的电极驱动序列进行分区。
步骤3对每个分区的电极驱动序列进行比对，找到相互兼容的驱动序列，其可由同一个控制引脚来控制。
步骤4每个分区比对完成后，查看产生的共用引脚数量是否小于x，若小于x则与其他分区中小于x的相比较，直到最终的共用引脚数量等于x或者是没有与其互相兼容的为止。例如:当x=3时，将由图4产生的电极驱动序列以6来进行分区，然后对于每个分区进行比对，会得到在前6个电极中E1=E3=E5,E2=E4=E6由于共用电极数等于3，则无需再与其他电极相比较。
表2是对图4的液滴路由产生的电极驱动序列进行x值的设定，然后分区产生的结果。
由表2中的数值可体现出，不同x值最终所减少的控制引脚数是不同的，根据x值的设定可更好的对产生的电极驱动序列进行分区，x值不仅对本身的生物芯片的性能有影响，也对最终控制引脚数的减少有一定的影响。文中的实验结果是对x取不同值最终产生的引脚分配进行比对，用最终产生的最优引脚数与其余方法相比对。由于本方法的应用是基于液滴路由路径已知的情况，故最终的阵列完成时间与直接寻址生物芯片的完成时间相同，确保了测试的完成时间。
3 实验结果
本文将所提出的优化方法引用到生物芯片的多功能生物鉴定[8]当中，来验证方法的有效性。图3所示，多功能的生物鉴定映射到了一个15×15的数字微流控生物芯片上。对于每个样本和试剂均有两个液滴分发到阵列中，因此根据多功能生物鉴定的序列图[9]所示:有4对液滴{S1,R1}，{S1,R2}，{S2,R1}和{S2,R2}执行到一起进行混合操作，最终进行4组检测操作。
根据上述8个液滴的路由过程，产生电极驱动序列后，图5所示为x分别取x=9,x=10,x=11,x=12再对序列进行分区，最终不同x值产生的引脚分配也不同。
如图5(a)所示，当x=12时最终引脚减少到了19个，相当于68%的减少率。图6是各种方案的比对结果，由图可看出在文献[4]中提出的阵列分区方法最终用到了35个控制引脚，73 s的完成时间;在文献[6]中提出的交叉引用方法，最终减少到了30个控制引脚，132 s的完成时间。由上述结果可知，最终减少的控制引脚比其他方法多，在保证测试时间的情况下，达到了更好的结果，且实现了对引脚控制信号的优化处理[7,8,9,10]。
4 结束语
本文主要研究了数字微流控生物芯片的电极管脚控制信号处理，考虑生物芯片有其一定的物理性质，每个控制引脚均会有一定的驱动能力，在此假设每个控制引脚最多能驱动x个电极，然后以x的倍数对产生的电极驱动序列进行分区，再寻找相互兼容的驱动序列，不同的x值最后产生的引脚分配也不同，在文中将x=12时的实验结果与交叉引用等方法相比较，实验结果表明，在确保测试完成时间的情况下，最终所用到的控制引脚比其他方法少，实现了对数字微流控生物芯片的电极管脚的控制信号处理，减少了芯片的制造成本，为未来数字微流控生物芯片的研究提供了参考。
摘要：随着对数字微流控生物芯片的深入研究,直接寻址DMFB需要大量独立控制引脚,显著增加了产品的制造成本。文中根据液滴路由路径,产生液滴路由所经过电极的驱动序列,利用芯片中一个引脚最多所能驱动的电极数量值,对产生的电极驱动序列进行分区,对每个分区中的电极驱动序列进行比对,找出相互兼容的以此来减少控制引脚的数量。实验结果表明,该方案与交叉引用等方法相比,减少了控制引脚的数量,实现了对电极管脚控制信号的处理。
关键词：数字微流控生物芯片,电极驱动,控制信号处理
参考文献
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数字信号处理芯片 第4篇
整体上看，第三季度x86处理器发货量同比增长了13%，正常情况下这一增幅应当在10%左右。尽管处理器发货量的增长在金融危机大背景下可谓是个利好消息，但Mercury在报告中也指出，9月份的发货量增长开始呈现放慢趋势。
受金融危机影响，企业通常会削减PC和服务器等硬件开支，英特尔和AMD的发货量也因此而受到了影响。Mercury分析师迪恩•麦克卡伦表示，服务器销售已经开始低迷，第四季度市场整体情况将比较悲观，金融危机的影响将在第四季度开始显现出来。
Mercury在报告中还指出，今年第三季度，笔记本电脑处理器发货量首次超过了台式机处理器。
“我预计笔记本电脑处理器发货量将在今年第四季度超过台式机处理器，但这种情况的出现比我的预期提前了一个季度。”麦克卡伦说，金融危机对笔记本电脑市场的影响比较小，第三季度笔记本电脑处理器发货量增长了27%。
厂商份额上，今年第三季度，英特尔市场份额由上年同期的76.2%提高到了81.2%; AMD的市场份额则由上年同期的23%下滑至17.7%; 威盛在x86处理器市场上的份额为1%。在未来，AMD计划数周内推出45纳米工艺的“上海”服务器处理器，这将有助于提高它在服务器市场上的份额; 英特尔计划11月份推出首款Nehalem架构的台式机处理器酷睿i7，酷睿i7面向高端和游戏PC。
基于DSP芯片的数字控制系统综述 第5篇
关键词：DSP芯片,数字控制,模拟电子技术
传统的控制系统或者信号处理都是利用模拟电子技术来进行设计, 相关硬件设备和装置都是利用电容、电阻和集成运算放大器来构造。然而, 随着社会高速信息化的快速发展, 我国逐步进入数字化的时代, 数字信号处理技术逐渐发展成熟并得到了广泛的利用。数字信号处理器 (DSP) 作为模拟信号和数字信号转换的实时专用的一种处理器, 处理速度是CPU的10-50倍。如今, DSP已成为计算机、通信和一系列消费产品等领域的基础器件。
1 典型控制系统的组成
比较典型的闭环控制系统主要有控制器、传感器、被控对象这些基本模块构成。制器会依据系统指令与传感器采集到的反馈信号进行比较, 此过程中会不可避免的产生误差。控制算法会相应的计算出修正信号来使误差降低到最小, 从而是系统能够获得最佳的输出, 此过程可以采用单独的模拟技术、数字技术、或两种技术的混合完成。
通常传统的控制系统只包含两个核心的模块:被控对象和控制器。控制器包含了很多个子系统, 它的核心器件则是控制处理器。控制处理器能够实现控制算法的各种功能, 由于控制算法各自不同, 所以控制器也存在着许多种不同的形式。近代的控制方法形式非常多, 比如神经网络控制、适应控制等都能够用来进行设计控制系统。控制方法的形式多样, 主要体现在由不同的数学方程式和流程控制指令组成。
2 DSP的特点
数字信号处理系统具备数字处理的一些特点, 和其他的处理器相比还具有一些明显的优点, 具体表现在以下几个方面。
2.1 可靠性较强
DSP系统主要是利用数字处理技术, 所以和模拟电子技术不同, 温度和噪声对系统的影响不大, 系统稳定性好, 并且故障率也较模拟系统低。
2.2 集成化成度较高
DSP系统中包含的CPLD、DSP芯片和FPGA都是高集成度的产品, 适于大规模的集成和生产。
2.3 灵活性很好
传统模拟系统主要依靠元器件来改变性能, 而数字系统主要是数字信号处理技术的影响, 可以很方便的用于测试、调试和生产, 灵活性较模拟系统高了很多。
2.4 接口方便
现代控制系统主要是以数字技术为基础, 因此针对DSP系统, 接口都是兼容的, 因此很方便。
3 基于DSP为基础的数字控制系统
传统模拟电子技术能够用来构成结构较简单的控制系统, 如果控制系统的算法比较复杂, 则传统的模拟电路很难实现。因此, 以数字信号处理器为核心的数字控制方式是当代设计控制系统的一种主流发展趋势。
基于DSP为基础的数字控制系统具备一些不错的优点。
(1) 系统的主要控制算法是采用软件来实现的, 不像传统的控制系统采用各种模拟电子元器件来设计, 因此针对较复杂的控制算法, 此数字控制系统具有明显的优势。
(2) 不同控制算法的实现, 我们只需通过修改相应的软件模块即可实现, 而不需要进行硬件电路的更改。此方法可大大降低整个系统的成本花费, 同时也可以更加方便、灵活、简单。
(3) 由于数字控制系统的硬件设备没有模拟电路那么复杂, 因此降低了系统的重量、体积与功耗。此种系统可靠性较模拟电路更高, 并且能够很简单的就可进行测试与维修, 抗干扰性较强。
控制系统采用DSP的主要一个优势即是系统中不存在较复杂的硬件电路, 可以通过软件程序来取代实现相应的功能。随着现代大规模集成电路的发展, 芯片的成本也越来越低。由于CPU具有较高的处理能力和存储器的容量较大, 此些硬件设备都能够在较短的时间内实现比较复杂的相应控制算法。因此, 此系统中用来实现控制功能需要的硬件, 成本都是比较低的, 可以很好的节约成本。
在工业自动化的应用中, 广泛采用的都是一些较复杂的控制系统。比如机器人自动控制、CNC。在国防工业的相关产品中, 比如导航与导弹, 可靠性要求都需非常高。为此, 我们采用DSP为基础的控制系统取代传统模拟电路构成的控制系统, 很多方面的性能得到了很大的提升。而且由于此系统的硬件电路部分是非常高密度的, 这可以大大削弱电路系统中由于高电流与电压的变化对电路所造成的影响。此系统中, 可以较简单的屏蔽控制芯片, 各种信号产生的噪声也能很简单的过滤掉。
我们在采用模拟电路设计控制系统中存在的一些问题, 比如漂移现象都可以在进行数字电路的设计中有效的避免。通过DSP软件实现的数值计算不会随着各种外在条件对硬件电路的影响而相应变化, 计算都是肯定正确的, 而且还可以针对存在的截断等相关问题采取调整相应的比例来有效解决。
4 结论
本在对控制系统的基本组成部分做了一个简单的介绍之后, 开始分析典型的控制系统模型, 然后针对现当代社会广泛采用的基于DSP为基础的数字控制系统进行了分析, 并将它同传统的模拟信号处理系统进行比较。DSP利用的数字信号处理技术由于具有抗干扰能力强、可靠性强、灵活、方便等特点, 采用软件事项相应的功能, 较传统的模拟电路体现了明显的优势。相信, 在控制系统的发展中, 基于DSP为基础的数字控制系统前景越来越好。
参考文献
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数字集成芯片构成的频率计数器设计 第6篇
频率计数器是一种用数字显示的频率测量仪表,它不仅可以测量正弦信号、三角波信号、方波信号和尖脉冲信号的频率,而且还能对其他多种非电量信号的频率进行测量,例如机械振动次数,物体转动速度,明暗变化的闪光次数,单位时间里经过传送带的产品数量等,这些物理量的变化情况可以通过相应的传感器先转变成周期变化的电量信号,然后用频率计数器测量单位时间内变化次数,利用8421码编码的十进制计数器进行计数,计数的结果由译码显示电路显示出来。
1 频率计数器整体方案设计
所谓频率就是信号在单位时间内所产生的脉冲个数,其数学表达式为f=N/T,其中f为被测信号的频率;N为T时间内所累计的脉冲个数;T为计数时间。计数器单位时间内的计数结果,即为被测信号的频率。本系统就是按照频率的这一定义来实现其测量的,其系统原理框图如图1所示。
本系统由输入电路、逻辑控制电路、计数显示电路、时基产生电路4大部分构成,其工作原理为:被测频率信号经过放大、整形之后,将其变换为频率与之相等的计数脉冲信号,作为闸门的一路输入信号,而时基产生电路产生方波信号,送给逻辑控制电路,产生控制闸门开启和关闭的门控信号,作为闸门的另一路输入信号。门控信号为高电平时,闸门开启,计数脉冲信号通过闸门进入十进制计数器进行计数;门控信号为低电平时,闸门关闭,十进制计数器停止计数,计数的结果通过译码显示电路显示出来。本系统可实现10～9 999 Hz信号的频率测量,还可通过调节555定时电路的输出频率改变测量精度。
2 频率计数器硬件电路设计
2.1 输入电路设计
实际测量中的输入信号种类繁多,可能是正弦波、三角波、方波或其他形式的波形,不能够满足后级的闸门或计数电路要求,所以在测量的时候需要将被测信号经过一个整形电路,将其变化成满足计数电路要求的脉冲信号。并且在整形之前由于不清楚被测信号的强弱的情况,所以还要考虑信号的放大衰减处理。当输入信号电压幅度较大时,通过输入衰减电路将电压幅度降低。当输入信号电压幅度较小时,则调节输入放大的增益,使被测信号得以放大。如图2所示为放大整形电路。为保证测量精度,在整形电路的输入端加一前置放大器,对幅值较低的被测信号经放大后再送入整形电路整形。模块电路由单级共射放大电路、74LS00与非门和基本RS触发器所构成,其中3DG100为放大器,可对周期信号进行放大后再传入整形器中对信号进行整形。输入电路通过基于multisim仿真软件的电路仿真,可实现正弦波、三角波到脉冲信号的转换,如图3所示。
2.2 时基产生电路设计
为了获得较为稳定的时间基准信号,以便准确地控制闸门的开启与关闭时间,本设计采取用555定时器组成的多谐振荡器作为时基产生电路,要求其产生频率为1 kHz的脉冲。振荡器的频率计算公式为:
2.3 逻辑控制电路设计
逻辑控制电路是本设计最为关键和难搞的模块,主要是控制闸门的开启和关闭,同时也控制整机系统的逻辑关系,包括产生74LS90的清零信号,74LS373的锁存信号以及译码显示电路的控制信号。这里采用两个单稳态触发器74LS123组成逻辑控制电路,当
2.4 计数与显示电路设计
本模块电路如图6所示,由计数器、锁存器、译码器和LED显示4部分组成。其中74LS90是常用的二-五-十进制异步计数器。本设计要求采用8421码的十进制计数,所以,当R01R02=0,S01S02=0,计数脉冲从CP1输入,CP2接QA,实现十进制计数功能。而R01R02连接控制电路的输出,在控制信号为高电平时,闸门开启,计数器工作。74LS273是带有清除端的8D触发器,只有在清除端CLR为高电平时,才具有锁存功能,锁存控制端为11脚CLK,采用上升沿锁存。这里如果不加74LS273锁存器,那么器的输出结果一直往数码管里送。由于在计数一直在工作,所以数码管上面一直显示数字,并且数字快速闪动,无法观测数据,计数停止,数码管也停止显示。为解决这个问题,可通过锁存信号,实现计数时数码管不显示,计数停止后,数码管再显示计数器的计数结果的功能。
3 结 语
本频率计数器经过测试与应用,确保能正确传输信号及实现频率的测量。在电路改进方面可在时基电路的555定时器的管脚2与7之间加了2个反方向的二极管,并设置参数相等的电阻R1、R2,这样可得到占空比为50%的脉冲波形;还可将芯片CC4511和共阴极LED显示器换为芯片74LS48和共阳极LED显示器实现共阳极显示,以及为提高测量精度,增加由74LS90构成的分频电路。
参考文献
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[2]王朱劳.模拟电子技术与应用[M].西安:西安电子科技大学出版社,2007.
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[8]陈永真.全国大学生电子设计竞赛试题精讲选[M].北京:电子工业出版社,2007.
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[10]贾立新,王涌.电子系统设计与实践[M].北京:清华大学出版社,2007.
数字信号处理芯片 第7篇
近日，中国电子所属企业主持研制的UCPS标准HDMI1.3兼容的发送芯片SHC3201即将批量生产。该项目重点研究高清数字接口和我国自主的数字内容保护系统，研究成果包括具有中国自主知识产权的内容保护标准UCPS和其产业化应用载体HDMI两个部分，为建立我国内容保护标准体系提供了基础保障，使众多数字终端制造厂商又有了国产化芯片的新选择。
中国电子在该芯片设计上充分展示了比肩国际大公司一流水准的技术实力：本次研制成功的SHC3201芯片支持UCPS、HDMI1.3和HDCP1.2标准，可应用于高清机顶盒、高清DVD、电影播放机等数字终端。芯片待机功耗极低，小于30μA, 80MHz功耗仅100mW左右，极适合手机、MP4等便携式多媒体终端。此外，该项目在高速串行接口(SerDes)、高性能数字电路设计、低功耗设计技术、可测性技术等方面积累了大量设计经验。
生物芯片信号处理与检测系统设计 第8篇
1 需求分析
生物芯片的检测过程为:
(1) 在上位机上打开检测系统软件, 打开对应的串口和USB, 初始化电机和光谱仪, 将生物芯片放置在检测平台上。
(2) 打开CCD, 配合电机定位第一个量子点的位置, 依次确认边角四点的位置, 然后通过位置算法算出25个点阵列的位置。检查每个点的位置是否准确, 如果没有在量子点的中心的话, 通过微调将定位到准确位置。
(3) 确定生物芯片检测点以后, 需要光学原理来检测, 需要激发光源, 由于光信号在传输过程中对角度精度要求较高, 所以采用三相伺服电机和旋转电机来控制。这样光谱仪采集到的信号才准确。
(4) 开启六轮检测, 由于抗原抗体结合需要一定的时间, 所以通过六轮光谱检测来做最后分析, 绘出波形曲线。
(5) 保存数据, 显示光谱图, 特征值, 偏振角的波形曲线。
2 检测系统设计
整体检测系统分为五个模块, 第一个模块是观测物滑动模块, 即采用三相X、Y、Z方向电机控制生物芯片的位置, 实现检测系统的高精准度, 第二个模块是激光源, 分为照明光源和激发光源。照明光源主要用于CCD定位每个量子点的精准位置, 采用无连续白光LED;激发光源主要是用于检测过程中, 需要激发光源的照射光谱仪才可以精确检测抗原抗体结合过程中光谱发生的变化。然后是微型光谱仪, 光谱仪与上位机是通过USB口连接, 实现对光谱数据的采集和传输。CCD数据传输采用串口方式。落射式的显微镜是整个检测的主体, 光谱仪和CCD是放在目镜上来检测和观察。旋转电机的作用是控制偏振片旋转到特定角度的控制, 在不同的偏振角度时光谱反馈的数据是不同的, 会随着角度的变化而变化, 因为光源的入射角度发生变化时, 对光的吸收是不同的。
检测系统中分为上位机和下位机。PC用于上位机, 整个软件部分荧光信号的采集和处理算法是通过Qt Creator来开发, Qt Creato平台由于其开放性、图形化、可移植、多线程、灵活性而得到广泛的应用。下位机采用STM32F103VE处理器, 来配合上位机控制电机以及反馈。
该系统的整体框图如图1。
3 上位机与下位机通信
上位机是一台电脑, 包括键盘, 鼠标, 显示屏等等。采用PC作为上位机是因为需要稳定的数据采集和数据处理的环境, 并且需要对大量数据进行快速分析、处理的能力。与此同时考虑到整个系统的高效、便捷、微型化等需求。下位机是采用STM32为核心处理器, STM32具有高性能、低成本、低功耗的优点, 可以满足检测系统的需求。上位机与下位机通信传输采用RS232方式。由于量子点的特性, 要求电机的精度必须达到0.5 um。
具体通信过程如图2。
4 数据采集与处理
在与下位机通信和CCD操作都需要用到串口通信, 这势必会造成串扰, 是传输数据的准确性和稳定性受到影响, 这样就导致整个检测系统的稳定性和精准性, 为此通过严格控制数据传输间隔时间, 校验方式和波特率的形式来解决这个问题。首先我们设置数据传输间隔时间为30ms, 这样在30ms中上位机可以相应出相应的处理。通过添加帧头和帧尾校验的方式来验证数据的正确性。
数据采集是指将指令发送至光谱仪, 通过USB连接在上位机上接收光谱数据。首先通过编写USB驱动来实现对USB口的打开、读和写等操作。整个光谱采集是光源激发量子点, 通过显微镜的目镜连接至准直镜, 光信号通过光纤跳线收集到微型光谱仪, 信号采集卡分析通过USB口传输至计算机系统, 整个系统对精度要求很高, 必须保持在同一轴线上, 这样才能保证光信号传输的准确度。
需要对采集到的大量光谱数据进行处理, 首先对25个矩阵点进行通道划分, 每五个为一个通道。我们需要对标记最强中心光强与波长, 以及每一个通道特征值和旋转角度进行处理和绘图。波长计算公式:
其中p为像素pixel的序号, p的取值1~1024;系数I、C1、C2、C3通过USB接口命令获得。
计算出波长之后分析出每个量子点的特征波长, 然后在对每个通道内的量子点的特征波长进行分析, 取出这个通道的特征值。并且对不同时刻该通道的特征值进行比较, 分析出特征值的差值。判断抗原抗体的结合情况。根据特征波长来确定最优偏振角, 同时我们需要对每个量子点的最优偏振角进行记录并且处理, 绘制出一轮测试每个通道的最优偏振角图。
在算法中加入了多线程, 多线程是指从软件或者硬件上实现多个线程并发执行的技术。具有多线程能力的计算机因有硬件支持而能够在同一时间执行多于一个线程, 进而提升整体处理性能。整个检测系统中代码不仅繁琐, 还比较多。加入多线程是为了优化数据处理部分的代码, 即使有将近20万的数据分析, 整个程序运行顺畅。
5 结果分析与对比
上位机分别分析出实时波形、特征值、偏振角、波长-角度四种曲线, 如图3。
这四种图形分别代表不同的含义, 第一个波形显示是检测过程中每一个点波长、光强变化值的实时显示。特征值曲线是检测完之后通过算法分析出每一轮的特征值曲线。偏振角曲线是每一轮每个通道检测中的最优偏振角变化图。波长-角度图是检测完分析出的二者的关系图。通过算法分析的波形图与光谱仪自带的软件对比图如图4。
通过对比图可以看出两款软件在光谱采集和处理上已经相差无几, 并且在噪声处理方面我们开发的软件处理的更加好一些, 对细节处理更加精准。
6 结束语
本文从生物芯片的原理和市场的需求提出了检测系统的设计, 基于量子点生物芯片的荧光信号采集与处理系统精度高、速度快、更自动化、操作更便捷来进行量子点生物芯片的检测。
摘要：随着科技的发展, 生物芯片技术已经成功应用在很多领域, 比如:食物, 制药等等。为了系统操作更便捷, 价格更低廉, 性能更实用, 我们提出了基于生物芯片的荧光信号采集与处理系统。
关键词：生物芯片,信号采集,数据处理
参考文献
[1]Jasmin Blanchette, Mark Summerfield.C++GUI Qt 4编程 (第二版) [M].北京:电子工业出版社, 2013.
[2]马立人, 蒋中华.生物芯片-第二版[M].北京:化学工业出版社, 2002.
数字信号处理芯片 第9篇
由于电网频率不是恒定50Hz, 使得目前的数字移相触发控制芯片移相精度下降。目前广泛使用方法是使用锁相环进行同步, 不需要外接晶体振荡器, 而是对工频信号进行倍频处理, 使得内部时钟锁定50Hz的频率。但这种方法的缺陷是, 为使电路规模变大, 成本提高, 同时模拟电路的加入将会降低全数字芯片特有的优良性能。本文就此详细分析了触发误差产生的原因, 提出了一种进行超前采样, 通过闭环来控制补偿频率的漂移, 来削减频漂的方法。该方法采用全数字设计, 保持了全数字移相触发芯片特有的优良特性, 并且电路结构简单, 较之现在广泛使用的锁相环同步技术有明显的优势。
(二) 数字移相集成芯片触发误差分析
1. 数字移相集成芯片工作原理
三相正弦信号 (AC1～AC3) 进过降压后输入芯片, 经过比较器后, 转换成为与输入同步的方波信号, 再经过全数字去噪电路消除输入信号两端的抖动, 生成干净的同步方波信号, 再经过频率漂移模块进行检测, 根据输入信号频率调制移相计数脉冲, 接下来进去移相电路。移相控制信号由外部电压 (Vcon) 提供, 移相控制电压经过10bit A/D转换器转换, 作为移相电路中减法计数器的初始值, 当计数器减到零时, 产生一个移相脉冲, 以此达到控制相位的目的, 该移相脉冲再次触发脉宽发生电路, 产生所需的脉宽信号, 输出的脉冲有单窄和双宽两种工作模式, 由ws1, ws2和wstxt引脚进行选择, 最后经过调制, 一共输出六路脉冲群, 每一相输入对应正负两个输出, 即对应正弦波的正负半周。输出的脉冲群相对正弦波移动相位ΔΦ, 这个相位差的大小由Vcon引脚控制, Vcon直流电平从0V连续地增加到5V, 对应的ΔΦ从180°平滑地移动到0°。数字移相集成芯片输入输出波形见图1。
2. 移相触发误差分析
电网的频率并不是50Hz恒定不变, 而是在50Hz附近波动, 如果使用未经修正过的工频同步信号直接控制移相电路, 将会造成很大的触发误差, 严重影响移相触发芯片的控制精度。
相移度数:其中, Δt为滞后时间:
移相误差:
(三) 采样补偿消除触发误差的基本原理
该全数字移相触发芯片的设计目标是能够对输入的47Hz～63Hz三相同步信号进行识别, 并且进行实时的跟踪、修复频漂误差。在这个设计指标下, 本文给出了加入频率漂移析出模块后, 新的芯片电路原理图。如图2所示。
芯片采用10bit的逐次比较型A/D转换器, 当输入的信号为50Hz, 直流电压Vcon为5V时, 在同步信号的每一个半周可以计数1000个, 对应移动相位180°, Vcon为2.5V时计数器可以计数500个, 对应移动相位90°。而当输入信号频率不是50Hz时, a) 输入信号频率为41.67Hz, 对应周期24ms, 当Vcon为5V时, 在同步信号的每一个半周可以计数1200个, =×1201.01200msms, 对应移动相位180°, 而当Vcon=2.5V时, 计数器只能计数500个, 对应移动的相位为移相误差ξ=75°-90°=-15°。b) 输入信号频率为62.5Hz, 对应周期16ms, 当Vcon为5V时, 在同步信号的每一个半周可以计数800个, =×801.0800msms, 对应移动相位180°, 而当Vcon为2.5V时, 对应移动的相位为移相误差ξ=112.5°-90°=22.5°。两种情况下, 得到的移相误差ξ均满足公式计算结果。
如图3 (a) 所示, 输入的三相信号经过过零比较器得到同步方波, 周期测量, 由未经修正的clock信号进行计数。计数器初值为0, 在同步方波正半周时, 进行减法计数, 减到0时再进行加法计数, 当计数结束时, 存储在寄存器中的数值就是频率漂移的数字量。然后对该数字量进行累加计数, 得到累加器的溢出信号CLKCTR。然后对CLKCTR与clock进行一些逻辑处理, 得到修正后的移相模块计数信号clk_p和clk_n, 如图3 (b) 所示, 根据频漂数字量的大小, 对CLOCK信号扣除或者增加几个脉冲, 达到调节移相电路计数整数的目的, 使得在同步方波半周期内的计数可以达到1000个。
(四) 具体实现电路
频率漂移模块内部原理图如图4所示。
1.脉冲减/加计数器
采用二进制的加/减法计数器测量同步方波的周期。计数器在同步方波的正半个周期内进行计数, 计数结果即为频率漂移的数量值。首先计数器的初值设为0, 进行减法计数, 如果计数器下溢, 此时溢出寄存器置为高, 开始进行加法计数, 在同步方波电平为低时, 停止计数, 此时存储在计数寄存器中的数值即为同步信号的频率漂移数字量, 即为频率负偏的情况 (Δf<0) , 为计数器工作方式一, 如图5 (a) 所示;
如果减法计数器没有减到0, 则表示同步信号脉宽小于基准脉宽, 属于频率正偏的情况 (Δf>0) , 为计数器工作方式二, 如图5 (b) 所示。在频率正偏和负偏两种情况下, 存储在计数寄存器中的终值就是需要修正的频率偏差, 定义为修正控制字 (K) , 在下一个计数寄存器终值得到之前, 修正控制字保持不变。
2. 累加器电路
累加器对脉冲减/加计数器输出的修正控制字K的二进制码进行累加运算, 累加器的溢出信号clkctr来控制脉冲的扣除或者增加比例, 通过后面的补偿电路后, 得到相应的clk_p和clk_n。针对计数器的两种工作模式, 累加器也有相对应的两种累加方式。 (a) 现有一输入同步的脉宽计数2N+K (K<2N) 个, 累加器要产生溢出信号fclkctr_n控制扣除K个计数, 使得同步脉宽计数为2N个, 得到对累加器进行设计, 累加器的初值置为零, 按照的时间间隔, 对K的二进制码进行累加运算, 产生线性增加的数字量。若累加器结果若超过2N+K, 将在CO引脚产生一溢出脉冲, 即为clkctr_n。 (b) 现有一输入同步的脉宽计数2N-K (K<2N) 个, 累加器要产生溢出信号fclkctr_p控制增加K个计数, 使得同步脉宽计数为2N, 得到对累加器进行设计, 累加器的初值置为K, 按照的时间间隔, 对K的二进制码进行累加运算, 产生线性增加的数字量。若累加器结果若超过2N-K, 将在CO引脚产生一溢出脉冲, 即为clkctr_p。
3. 补偿逻辑电路
负补偿电路由反向器和一个量输入与门构成, 将clkctr_p信号的反与时钟信号clock进行与运算, 就可以达到按比例扣除clock脉冲的目的, 从而得到修正后的移相计数时钟clk_p。如图6所示。对于正补偿电路, 如图4中, fclk=2fclock, 由clkctr_n来选择clk和clock, 当clkctr_n=1时, 选择输出clk, 反之选择输出clock, 最后的输出就是clk_n。
(五) 频率漂移模块对移相精度的影响
图7所示, 加入频率补偿模块前后, 对移相精度的影响。
误差分析:
1.输入频率47HZ, ADC输入2.5v时, 理想移相:10.64*0.5=5.32m
频漂修正后移相5.35m未修正移相5.018m
误差0.56%
2.输入频率47HZ, ADC输入1.5v时, 理想移相:10.64*1.5/5=3.192m
频漂修正后移相3.223m未修正移相3.02m
误差0.97%
3.输入频率47HZ, ADC输入4.5v时, 理想移相:10.64*4.5/5=9.576m
频漂修正后移相9.612m未修正移相9.009m误差0.37%
可以看出, 经过频率漂移模块修正后, 移相精度比未修正时提高很多, 满足设计要求。
(六) 芯片测试结果
图8所示, 为芯片版图, 图中标注的部分就是频率漂移消除模块的版图。
通过测试引脚可以选择芯片内部频率漂移模块是否工作。
在两种情况下通过测试引脚将内部计数器读数读出, 得到如下结果 (表1) :
本芯片中10bitADC输出范围:3～1022, 一共计数1020个。因此从上表可以知道, 没有进行频漂补偿时, 发生负频漂, 会使移相模块移不满;发生正频漂时, 会使移相溢出。通过频率补偿模块, 计数效果很理想, 完全满足设计要求。
(七) 结论
本文介绍了全数字移相触发芯片的工作原理, 并分析了频率漂移误差的产生原因。提出了一种简单易行的减小频率漂移触发误差的数字电路, 通过改变移相计数器的时钟, 来补偿频率波动造成的误差。从芯片测试结果可以看出, 经过频率漂移模块后, 移相模块计数效果很好, 提高了移相精度, 同时扩大了芯片的应用范围。该全数字频漂补偿模块结构简单, 并且对集成电路的工艺要求不高, 易于集成。对芯片设计的成本 (芯片面积、设计周期) 有大幅度减少。本所研制的TMD687A芯片, 即采用了这种采用超前采样计数, 通过闭环控制来进行频漂补偿的改进型全数字移相触发电路。该芯片应用范围广, 精度高, 性能领先, 市场反应很好。
摘要：提出了一种采样调节计数器的计数脉冲来适应电网频率漂移的电路, 旨在解决目前市面上存在的移相芯片由于电网频率不稳定导致移相精度下降的问题, 经过仿真和芯片实际测试, 解决了数字移相集成芯片在电网频率漂移, 产生触发误差的问题, 同时该电路扩大了芯片的应用范围 (比如欧美60Hz的电网) 。
关键词：可控硅,移相触发,频率补偿,触发误差
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