直流驱动范文（精选8篇）
直流驱动 第1篇
AC-SCR-DC驱动是指数台柴油发电机组发出交流电, 并网输出到同一交流母线电缆上 (或者使用工业电网供电) , 经过晶闸管整流装置整流后驱动直流电动机, 带动转盘、绞车、泥浆泵等主要工作机。交流母线同时给交流变压器供电, 提供钻井现场辅助设备及照明用交流电。该类型钻机一般配备一台辅助交流发电机组, 作为钻前和应急使用。
该类型钻机出现在20世纪90年代, 是第一代真正现代意义上的电气自动化控制电动钻机, 基本具备智能化、数字化, 一般说这种方式驱动的钻机属于直流钻机, 主要是因为具备DC-DC直流直接驱动钻机的全部优点外, 还具备以下特点:
(1) 通过交流母线对柴油发电机、电动机采用并联运行方式, 动力使用与分配合理, 机动性、灵活性好, 功率有效利用率得到提高。
在实际钻井作业过程中, 可以按照实际工况需要功率来确定开动投用几台动力机组并网, 合理有效利用功率, 比DC-DC驱动钻机节约柴油7%~9%。
(2) 采用柴油机电子调速器、晶闸管整流装置、交流母线技术, 钻机可靠性得到很大提高, 特别是随着电气控制技术理论、各种监测系统理论技术的应用、元器件质量的的进步, 该类型钻机发展到今天, 钻机的整体性能相对比较完善、可靠, 钻机功能扩大, 经济性增强。
(3) 由于直流电动机的转速变化是通过控制晶闸管整流装置来达到的, 交流母线上的功率因素相对较低, 为提高功率因素, 最近几年, 美国研制试用了一种调节功率因素的装置, 可以进一步提高钻机的整体经济效益。目前国内石油钻机电控厂家与各油田用户, 正在试制试用一种功率补偿装置, 需要进一步完善和改进、稳定性能等。
总体而言, 目前这种AC-SCR-DC电气控制技术模式, 在石油钻机上发展应用相对比较成熟、可靠、稳定和经济, 很受钻井现场使用者和管理者的认可, 并且已经被掌握, 能够保证石油钻井的连续可靠。因此, 原新疆石油管理局钻井公司, 现西部钻探克拉玛依钻井公司改造更新的大多数电动钻机都属于该类型:1998年投产的国际50107钻机, 2001年投产的50200钻机, 2004年投产的70145钻机、及2009年以后投产更新的50029、50047、50223、50592、70114、70203、70207、70209等。
二、交流、直流驱动电动钻机现场应用对比
在前面介绍分析直流钻机和交流钻机的特点、系统组成原理过程中, 已经进行了一些对比。我们已经知道, 原新疆石油管理局钻井公司, 现西部钻探克拉玛依钻井公司1998年投产的国际50107钻机, 2001年投产的50200钻机, 2004年投产的70145钻机、2009年后投产的50029等钻机, 都是属于AC-SCR-DC直流电动钻机。2000年开始与厂家合作研制投产的40019, 后来陆续投产的70037、30617、30618、30619、70151、50217、90001等, 以及改造钻机32950、70514、50608, 均使用AC交流变频技术控制。
根据我公司使用的直流、交流钻机对比而言, 在同级别的钻机中, 比如70145就是直流驱动, 70151就是交流驱动, 或者50107是属于直流钻机, 50217就是交流变频驱动钻机。根据我们现场使用情况, 对比这两种钻机的主要部分, 即动力系统、电动机系统和控制系统的表现, 更能够说明。
三、交直流钻机电控系统投资成本对比
我公司投产使用的直流钻机和交流钻机, 由于本身结构性能的不一样, 投资制造成本也差距较大, 主要就是体现在电器自动控制系统方面。包括电动机的购置配套, 系统安装调试, 现场服务及培训等, 按照同级别, 相同的动机机组、相同的工作机组、同历史时期投资对比, 70145属于直流钻机, 其直流电控系统价格在800万左右, 而70151属于交流驱动, 增加了逆变控制系统, 投资成本在1000万~1050万, 显然交流钻机比直流钻机投资成本高。
结语
通过以上对比分析可以看出, 直流钻机相对交流钻机而言, 控制操作维护简便、投资成本相对低廉, 现场更容易掌握, 但是由于直流电机本身结构性能原因, 没有交流电机安全, 控制系统也没有交流系统先进, 交流系统更能满足石油钻井的需要。因此, 随着交流元器件、组件质量的提高, 价格的下降, 交流控制是今后钻机的发展方向。目前, 综合考虑到现场维护技术的掌握, 制造成本的承担能力, 以及钻井安全级别的要求, 出现了泥浆泵区域使用直流驱动, 绞车、转盘靠近井口区域使用交流驱动, 结合二者优势的交直流混合电动钻机, 如钻井公司2006年更新服役的90001钻机。这只是交直流驱动钻机发展历程上的权益之计, 从长远看, 交流控制驱动钻机是必然的发展趋势和方向。
参考文献
[1]李育良.电动钻机电气控制系统[M].西安:西北工业大学出版社, 1994.
直流驱动 第2篇
摘 要：针对输入电压较低且工作电流较大的直流电机驱动控制场合，设计了一种低压大电流H桥直流电机驱动器.驱动器采用VNH3ASP30的H桥电机驱动芯片，依据调压调速理论，通过TL494产生一路占空比可调的PWM脉冲来控制电机的运行速度，并运用TL494内部集成的运放构成电流截止负反馈来限制驱动器的输出电流，考虑到运行状况的需要，设计了双边延单稳态触发器启动延时可调电路.实验表明，该驱动器具有工作电压低，输出电流大（最大可达30A），调速方便，电机启动延时（0-lOs）可调等特点，并且省去了软件设计，降低了控制难度，减少了成本，
关键词：直流电机；VNH3ASP30；H桥驱动；占空比；启动延时
DOI：1O.15938/j.jhust.2015.02.009
中图分类号：TM33
文献标志码：A
文章编号：1007-2683（2015）02-0048-05
0 引 言
随着电机拖动行业中小型机械系统的发展，直流电机控制系统的运用越来越广一泛，H桥直流电机驱动电路由于其可以方便地实现直流电机的四象限运行，因此在直流电机控制中受到广泛的应用但针对电源电压较低输出电流较大的直流电机控制场合一直存在以下问题使大电流直流电机驱动控制系统效果不够理想，由于分立器件组成的H桥电路各元件的特性不同，导致驱动特性具有一定离散性，此外，由于功率管的导通电阻较大，因此功耗很大导致需要大功率的散热片，就使驱动器体积变大.为此，许多公司生产了集成的电机驱动芯片，如美国国家半导体公司（NS）推出的H桥电机驱动芯片LMD18200，其工作电压高达55V，峰值输出电流高达6A.虽然该芯片也具有驱动简单，控制效果好，但由于其输出电流较小，因此不能用于中型直流电机驱动系统中.
针对上述问题，本文选用了专用直流电机驱动集成芯片VNH3ASP30，该芯片就是一款输入电压低于40V，输出电流有效值可达30A左右的电机驱动芯片，该芯片内部集成了欠压、过压、过热、短路保护接地损耗等保护电路.可以实时对电机驱动器运行状态进行监测，确保直流电机驱动器处于安全运行状态，该芯片内部集成输出电流互感器，在接地电阻为规定值时，可以发出与输出电流成一定比例的感应电流，因此利用其电流互感功能设计了电流截止负反馈电路，对电机启动停止可能导致的输出电流过大进行了限流保护，本文利用TI494产生一路占空比可调的PWM脉冲与该H桥电机驱动芯片VNH3ASP30相互配合来驱动直流电机，并实现电机平稳的调速，为了满足电机拖动行业一些中小型机械系统的应用，对芯片VNH3ASP30方向引脚进行配置，设计开关延时电路，通过配置5V的逻辑电平就可使其平稳的工作在四象限.
1 基于PWM的H桥直流电机驱动器的设计
对于直流电机而言，其速度控制方法有三种，电枢串阻调速、电枢调压调速、弱磁调速，电枢串阻调速只能实脱有级调速，导致速度变化不够平滑；弱磁速虽然调速效果较好，但其工作在恒功率区，调速范围有限；只有调压调速既能实现无级调速，又能在负载变化时‘使速度有较好的稳定性，电损耗小，因此在直流调速系统中均以电枢调压调速为主，本设计采用占空比可调的PWM脉冲来实现直流电机的速度调节，其原理是改变其平均电压的大小来实现变压调速.
1.1 H桥驱动芯片VNH3ASP30性能及驱动电路
本设计选用的是H桥直流电机驱动集成芯片VNH3ASP30，该芯片在低压大电流H桥直流电机驱动控制中得到了广泛应用，其具有以下性能特点：①电源电压40V，最大电流30A；②内部集成MOS管导通电阻42mΩ③具有过压、欠压保护电路，即输入电压在5.5V，40V范围外自动关断VNH3ASP30输出；④该芯片还具有过流、过热、短路自动保护功能；⑤芯片内部集成电流互感器，接地电阻为700Ω时，感应电流比例为1：4700⑥可执行PWM波频率高达20kHz，驱动电路设计如图1.
由图1可知，该芯片内部有两路输出和地线，可以同时驱动两组直流电机，本设计为了加大驱动能力将其并联.图中INA和INB为方向控制引脚，向其输入5V逻辑电平，通过芯片内部的逻辑选择模块来驱动上下桥臂的开通和关断，两个引脚同时输入高电平或同时输入低电平则电机处于电磁制动状态，当两个引脚电平不同时可实现正反转运行，其运行速度由图中PWM引脚输入的占空比可调的PWM脉冲决定，采用TL494芯片生成同定频率占空比可调的PWM脉冲来控制电机运行速度，该芯片ENA和ENB引脚具有桥臂使能功能（高电平有效），中这两个引脚用来控制电机启动和停止，同时ENA和ENB两个引脚对芯片VNH3ASP30内部H桥电路有检测功能，当检测到故障（过压、过流、短路等）时，故障引线就会被闭锁，只有输入信弓.从低电平升到高电平时，H桥才能正常工作.CS引脚是芯片内部输出电流互感器的电流输出引脚，该引脚在接入电阻为700Ω时，互感电流与输出电流的比例为1：4700，对于电机控制电流反馈提供了很大方便.
TI494是固定频率的脉冲宽度可调的PWM脉冲发生芯片，其内部结构图如图2，TL494内部由一个振荡器、两个比较器、两个误差放大器、一个D触发器、一个或门、双与门、双或非门、一个+5v基准电压、两个NPN输出晶体管组成，图2中TI494芯片5、6引脚为RC震荡输入端，震荡频率由5、6脚输入的电容和电阻决定，其频率电容C=O.1μF，电阻R=1kΩ，产生频率约为lOk的锯齿波，该锯齿波同时加给死区时问控制比较器和PWM比较器，在误差放大器输出无效时（低电平），引脚4输入的电压与锯齿波相比较，其比较输出送人PWM比较器，经过四路信号相或后，一方面给D触发器提供时钟信号，另一方面提供给输出控制或非门，该芯片13脚的作用是控制输出模式的，该引脚为高电平时，触发器电路起作用，左侧输出脉冲经D触发器分频后分别送入两个与门来控制两个NPN三极管工作在推挽工作方式，此时两路输出相位差为π，此时PWM脉冲为振荡器频率的一半，其输出最大占空比为50%，若13引脚为低电平时，触发器不起作用，两路输出相同，其频率与振荡频率一样，最大占空比为100%.
本设计就是用TJ494产生占空比可调的PWM脉冲来控制电机的运行速度，其PWM脉冲发生电路如图3.如图可知13引脚接地，由此可知通过P1按入滑动变阻器，控制4脚电压在O-3.3V变化产生l-0的占空比可调的PWM波形，从而达到调速的目的.
为了让调速时避免驱动信号受到干扰，将TI494产生的PWM信号与VNH3SP30的输入控制信号隔离开来，本文选用高速光耦6N173，并将其输出接入CD4070异或门电路，CD4070的供电电源由TL494的内置SV基准电压14引脚提供，将CD4070输出接人VNH3SP30的PWM引脚，该光耦隔离电路不仅反应速度快、具有较短的延时，还能起到很好的隔离作用使该直流电机H桥驱动器运行状态更加稳定.
1.2 H桥直流电机驱动器截流反馈电路的设计
在直流电机启动或堵转时，由于惯性，转速不可能瞬间建立起来，反电势电压几乎为零，若没有限流措施就会导致电机电流会瞬间变大，这样会产生很大的噪声，同时会对电机换向不利，也可能是电子器件损坏，为了防止电机在运行中出现类似问题，本文设计了电流截止负反馈电路，该电路只在电机电流超过一定值时开始调节电流，本截流反馈电路运用图3中TI494内置误差放大器1进行搭建，其原理图如图4.
图4中CS与VNH3ASP30的CS引脚相连，通过二极管D1滤去反向电流，R20为700Ω的采样电阻，在采样电阻为700Ω时，输出电流与感应电流比为4700，由于本设计的限值为25A，所以当电流为25A时CS端电压
二极管导通压降0.7V，所以稳压管稳压取值为3V，本截流反馈输出电压其中，PI调节器的比例放大系数Kp=R6/R5，积分时问常数τ=RsCs；U1、U2分别为运放的输入电压.当电流超过25A时，稳压管击穿，电阻R2，两端电压大于零，输出电压公式PI调节器的输出与TLA94内部三角波进行比较后产生占空比变小的PWM脉冲信号来降低电流.为了防止截流反馈输出累积量过大，还设置了钳位电路以保证其正常工作.
1.3 H桥直流电机驱动器开关延时电路的设计
由于只针对不需要精确速度、位置的电机拖动行业的中小型机械（如车床走刀），以成本低、简单实用为主，其开关延时电路为控制电机正反转切换时产生可调的延时时间，既有利于电机缓冲后再运行，还可以运用在需要一定延时的加工机械上，其开关延时电路图如图5.开关延时电路中P3接人限位开关或者单刀双掷开关来控制电机的正反转，四异或门集成芯片CD4070中一异或门与电容C2、滑动变阻器DWl组成双边沿单稳态触发器.
图5中滑动变阻器的阻值与电容C2的值决定允放电时问.充放电时间计算公式为
本设计中CD4070电源电压Vcc=5V，其阈值电压VTH≈2.5V，所以可知充放电时间几乎相等，图5中INA和INR脚与VNH3SP30中的方向引脚INA、INB相连接，当开关P3的2脚与1脚接触后，CD4070的5脚变为低电平，6脚高电平，CD4070的4脚Y2输出为高电平，由于CD4070的l脚瞬问变为低电平，而2脚与电容连接，电平不能瞬问变低，所以此时1脚Y.输出为高电平，Y1、Y2均与CD4070的l、2脚相连且为高电平，则Y脚输出为低电平，Y脚与VNH3SP30的ENAFNB；相连，所以虽然INAINB低电平单电机不转，当电容C2放电完毕，1、2脚电平均为低电平，Y，输出低电平，此时Y1与Y2经异或门输出Y为高电平，电机正转，反转切换过程也是如此，其延时时间长短可由滑动变阻器DWI阻值来调节.此开关延时电路使该驱动器控制更加简便、适用.
2 实验波形
通过TL494产生PWM脉冲输入到VNH3SP30，两次闭合开关使电机正反转，测到开关延时波形如图6，在输入PWM脉冲占空比分别为50%和75%时对该低压大电流H桥直流驱动器的输出电压以及电枢电流进行了检测，如图7、8.由图7、8对比可以看出占空比越大电流脉动越小，即转矩脉动越小，
3 结 语
扫描冷却风直流驱动电机工况的改进 第3篇
1 概述
扫描冷却风系统用于炉膛火焰监测器探头的冷却、清扫, 使其能正常地监视炉膛火焰情况。北仑电厂二期工程机组的扫描风系统由美国S&L公司设计、提供, 配备有2台100%容量的交流扫描风机和1台100%容量的直流扫描风机, 进口气源可以是外界大气或送风机出口空气。
根据系统设计说明书, 在正常情况下, 1台交流扫描风机运行, 另1台交流扫描风机以及直流扫描风机处于热备用状态。当运行的交流扫描风机跳闸或出口压力低低时, 另1台交流扫描风机延时3 s后自启动;当2台交流扫描风机均跳闸或同时运行出口压力仍低低时, 直流扫描风机延时3s后自启动。为保证炉膛火焰监测器探头冷却效果, 设计要求各火焰监测器探头处冷却风压力不低于3.0 kPa, 流量不小于17 Nm3/min。
2 存在的问题
当进入分系统调试阶段时, 发现与扫描风机配套的直流驱动电机选型不甚合理, 导致直流扫描风机迟迟不能投入正常备用, 严重威胁着设备乃至机组的安全可靠运行。主要表现在:
2.1 直流电机输出功率虽然与交流电机一致, 但额定转速却远高于风机设计转速, 使得当风机出口挡板开度大于20%后, 就引起直流电机过电流保护动作而跳闸。因为根据有关风机理论, 离心式风机的负载转矩与转速n成2次方关系, 因此当风机转速上升后相应负载也随之增大, 从而导致拖动电机电流剧增。另一方面, 当出口挡板开度小于20%时, 火焰监测器探头出口处压力和流量都达不到设计值, 无法满足火检探头的安全运行要求。而且锅炉改造后燃烧器层整体提高了3 m, 增大了扫描冷却风的管线阻力, 加剧了上述二者之间的矛盾。
2.2 直流电机启动回路采取了直接启动方式, 瞬间最大启动电流大约为1500 A左右, 对厂区应急直流供电系统 (蓄电池组) 冲击很大。
3 解决方法的提出和实施
鉴于以上情况, 考虑在原设计设计基础上作一改进, 即在电机电枢回路中串入电阻, 以解决直流扫描风机不能正常投入备用状态的问题。其原因有以下几点:
3.1 在电枢回路串入电阻, 可以有效地降低启动电流, 将启动电流值限制在允许的范围之内。
3.2 在电枢回路串入电阻, 可以改变电枢端电压, 进而可降低电机的转速, 即将电机转速从额定的3500r/min调整至与风机设计转速相近的区域, 以满足风机的工作要求。
3.3 尽管在电枢回路串入电阻后, 会将一部分电能消耗在电阻上, 降低了电机效率, 但从总体考虑还是值得的。这是因为:直流扫描风机是交流扫描风机的备用, 实际投入运行的机会甚低, 通常是在全厂交流电源失去时作为应急使用的。因而对直流扫描风机来说, 效率和经济性是次要的, 主要决定因素应该是投运的可靠性以及对厂区应急直流电源系统的影响。在电枢回路串入电阻, 可以使直流电机可靠运行, 还能避免直流电源系统不受大电流的冲击, 维护了系统的稳定性。
根据以上分析以及厂商提供的设备参数, 进行了需要串入电阻值的试算。已知直流电机为并励方式, Pn=5.5 kW, n=3500 r/min, Un=220 V, In=29.5 A, Ifn=1.35A, Ra=0.164Ω。根据以下基本公式, 并近似地认为Φ=常数, 2ΔUb=2V, 串入电阻前后Ia也不变:
经过计算, 得到以下数据:
当串入电阻值Rj=2Ω时, 电机转速、启动电流以及效率对比。根据得到的计算数据, 利用滑线变阻器串入电枢回路的方法进行了试验。当滑线变阻器阻值为2Ω时, 试验数据如下:
电机稳定电流:24.8 A
转速:2650r/min
火检探头处出口压力:3.65 kPa
火检探头处出口流量:22 Nm3/min
结束语
直流驱动 第4篇
1 无刷直流电机的驱动原理
直流无刷电动机是由电动机本体、转子位置传感器和电子开关电路组成一个闭环系统。与一般的有刷电机不同,他的定子为电枢绕组,转子采用永磁体。本文介绍的电动机采用了3相Y型联结的全控电路,其基本构成如图1所示。
其电子开关电路为6个IGBT组成的三相逆变电路。直流无刷电机驱动电路的作用就是对来自电机转子位置传感器的位置信号、来自外部的PWM控制信号以及其他控制信号采样并进行译码,使A,B,C三相绕组能按要求的顺序导通,实现定子绕组的正确换相,从而使电机正常运行。在实际应用中还要对电机的过压、欠压、过流、过热保护等进行设计。并按要求进行光电隔离和基极驱动电路设计。
2 系统总体方案设计
电动机驱动电路包括3个部分,即:
(1) CPLD核心控制电路;
(2) 驱动及隔离电路;
(3) IPM接口电路;其系统框图如图2所示。
3 硬件电路设计
3.1 CPLD控制电路
该部分是电动机驱动电路的核心部分见图3,其信号采集、换相译码、死区发生器设计以及故障处理均由该部分完成。采集的信号有:电机控制器的PWM信号;正反转控制信号;经过整形的电机的霍尔位置传感器的位置信号;来自IPM模块的电机的欠压、过压、过流、过热等故障检测信号。这些信号输入到CPLD后,通过CPLD的软件实现换相译码、编程死区和电机保护逻辑,最后输出控制信号UP,VP,WP,UN,VN,WN到IPM的三相逆变电路。控制电机的三相电枢正确换相,从而使电机正常运行。
霍尔传感器信号的整形电路如图4所示:
采用4路精密电压比较器LM339完成。对来自霍尔传感器的信号进行整形,并对输出到CPLD的信号加滤波电容滤波。
3.2 驱动隔离电路
驱动隔离电路包括光电隔离电路和基极驱动电路。
光电隔离电路的作用是实现CPLD控制电路与IPM模块之间的电气隔离。隔离信号有2部分:
(1) CPLD输出到IPM模块的UP等控制信号;
(2) IPM反馈给CPLD的电机故障诊断信号F1,F2,F3,F4;
UP等信号的电气隔离采用高速光电耦合芯片6N137,该芯片的最大延迟时间为75 ns。可实现3 000 V DC的高电压隔离,适合于电气控制场合。IPM反馈给CPLD信号的电气隔离由光电耦合芯片4N25完成,如图5所示。
基极驱动电路采用9014三极管,并使三极管工作在开关状态。增加控制信号的驱动能力,并最终输出控制电压给IPM模块的三相逆变电路。如图6所示:
3.3 IPM接口电路设计
IPM(智能功率模块)将多个IGBT集成到一起,广泛应用于无噪声逆变器、低噪声UPS和伺服控制器中。一般含有栅极驱动、短路保护、过压、过流保护等。本文采用三菱电机生产的PM75CSA120的IPM模块实现驱动电机所需的三相逆变电路。他内部集成6只IGBT,每2只对应电机的一相。其额定负载电流为75 A,额定控制电压为1 200 V。另外还集成过流、过热、欠压、短路等故障检测电路,其示意图如图7所示。
出现故障时,IPM会将检测信号FO送到CPLD进行处理,采取相应的措施,提高系统的可靠性。
IPM工作需要单独的电源供电,与控制电路电源严格分开。其中上桥臂的3个IGBT各自需要1路电源,下桥臂的3个IGBT共用1个电源,这样就需要4路电源。其电源模块的电路如图8所示。
智能功率模块将功率电子器件和驱动电路集成到一起,并且内藏有故障检测电路,不仅体积小,而且可靠性高。
4 系统软件设计
4.1 软件构架设计
CPLD的软件采用VHDL语言编程实现。软件模块间的程序并行执行,没有程序流程图,只能用程序架构表示。CPLD的软件主要有电机的换相译码、死区发生器设计、故障处理和PWM与转向控制等功能,其软件构架如图9所示。
4.2 换相译码程序设计
换相译码器的作用是根据当前位置信号和PWM控制信号以及转向控制信号Q,确定出UP,VP,WP,UN,VN,WN的相应值。需要实现的逻辑表达式为:
undefined
4.3 死区发生器设计
为防止三相逆变电路上下桥臂的IGBT产生“共态导通”的现象,导致短路。需要给IGBT的控制信号的上升沿设置死区,使其在一段延时之后才真正达到高电平。
死区发生器设计采用饱和计数器的方式,类似于电容的充放电过程,需产生如图10所示的时序。其规则为:
(1) 当UP_IN输入为0时,如果计数值T等于0,则计数值T保持不变,否则作减1计数;
(2) 当UP_IN输入为1时,如果计数值T等于max,则计数值T保持不变,否则做加1计数;
(3) 当输入为1且死区计数器数值T为MAX时,UP=1对应IGBT导通;
(4) 当死区计数器数值在0 ～ MAX之间时,UP=0,对应IGBT关闭;
下面为死区时间为N个时钟周期的VHDL程序,程序的运行结果如下。
4.4 IPM故障处理
在系统中故障检测信号的处理是把信号引入到CPLD中,然后UP实现undefined的逻辑后输出,既保证IPM出现故障时,UP无输出,又保证UP与UN的反逻辑。
5 结 语
介绍一种采用CPLD做核心控制器的无刷直流电动机的驱动电路的设计。实现电机驱动所需的换相逻辑、电机运行故障处理以及可以灵活设置死区时间的死区发生器。该电机驱动电路可以用于高精度的伺服控制系统中。
摘要：介绍一种基于CPLD(复杂可编程逻辑器件)的直流无刷电机驱动电路,给出驱动电路的软硬件设计用软件代替逻辑门实现电机的保护逻辑。采用EPM7064SLC-44-10 CPLD为核心控制器,实现电机驱动所需的换相译码、死区发生器和IPM(智能功率模块)接口电路。系统软件采用VHDL语言编程,代替原来的RC电路实现的死区时间发生器。该电路具有体积小、调试方便、死区时间设置灵活等优点。
关键词：CPLD,直流无刷电机,死区发生器,IPM,VHDL
参考文献
[1]阎石.数字电子技术基础[M].北京:高等教育出版社,1998.
[2]张琛.直流无刷电动机原理及应用[M].北京:机械工业出版社,1999.
[3]穆磊,姜德生,戴珩.基于VHDL的线阵CCD驱动电路的设计[J].现代电子技术,2007,30(22):138-139.
[4]林明权,马维?.VHDL数字控制系统设计范例[M].北京:电子工业出版社,2003.
[5]佩德罗尼,乔庐峰,王志功.VHDL数字电路设计教程[M].北京:电子工业出版社,2005.
[6]廖日坤.CPLD/FPGA嵌入式应用开发技术白金手册[M].北京:中国电力出版社,2005.
[7]宋万杰,罗丰,吴顺君.CPLD技术及其应用[M].西安:西安电子科技大学出版社,1999.
[8]张熠,丁辉.基于CPLD的CCD驱动时序电路设计[J].现代电子技术,2007,30(24):169-170,176.
直流驱动 第5篇
无刷直流电机通常采用全桥驱动电路,功率器件根据转子位置信息逻辑信号实现电机三相绕组导通和关断。常见的导通方式为两相导通方式和三相导通方式[1]。两相导通方式通常采用方波电流驱动方式,三相导通方式通常采用正弦波电流驱动方式[1,2]。
在方波无刷直流电机驱动中,通常采用两相导通方式,但是没有完全利用电机。论文分析功率器件导通角度介于120°与180°(电角度)之间的混合驱动方式下电流的变化,并求取电机电磁转矩及其平均值,从而得到电机的机械特性和转矩脉动。从分析和仿真可知,采用混合驱动的方式可以提高电机的输出转速、转矩和功率,降低转矩脉动。
2 无刷直流电机的驱动
无刷直流电机及驱动电路等效图如图1所示,电机绕组通常采用星形连接方式。图1中Ra,Rb,Rc,La,Lb,Lc分别为定子各相绕组电阻和电感,N为电机中性点,Udc为直流母线电压,ea,eb,ec分别对应三相反电势。假设三相电路对称,则
理想两相导通驱动方式梯形波反电势与方波电流关系如图2所示。图2中在任何时刻只有两相绕组同时导通。每个功率管的导通角度为120°(电角度)。当导通角度超过120°时,会出现三相绕组同时导通的现象。如图3所示,此时两相绕组与三相绕组交替导通,即混合驱动方式。
图3中α1,α2表示梯形波反电势平顶宽度,β表示功率器件导通角度,120°< β < 180°。δ表示此时有三相绕组导通。曲线1表示α2> β,反电势梯形波波顶宽度大于功率管导通角度,曲线2表示α1< β。
两相绕组导通时电机等效电路图如图4a所示,假设B,C相导通。
不考虑过渡过程,则电机的电枢电压方程为
式中:E2,I2分别为两相导通时相反电势和平均电流值。
此时电机电磁转矩Tem2为
三相绕组驱动时电机等效电路图如图4b所示。
A相绕组提前导通,为了分析方便,假设此时A相绕组反电势达到恒定值,即反电势平顶宽度大于或等于功率管导通角度。不考虑过渡过程,电机的电压方程为
式中:E3,I3分别为三相导通时相反电势值和电流平均值。
此时电磁转矩Tem3为
对比式(1)与式(3)可知,当E2= E3时,I3> I2,从而Tem3> Tem2,即在同样转速下,三相绕组驱动电磁转矩大于两相绕组驱动时电磁转矩。当I2= I3时,Tem3= Tem2,E3> E2,即在同样的电磁转矩下,三相绕组驱动时电机输出转速大于两相绕组驱动时电机转速。采用图3所示两相绕组与三相绕组交替驱动的情况,考虑电机由于机械惯性的原因,保持转速恒定,即E3= E2,此时电磁转矩Tem23处于交变过程,其一个周期内的平均值为Tem2< Tem23< Tem3。
以上分析是基于反电势为曲线1,不考虑过渡过程的结果。随着导通角度的增加,三相导通时会出现反电势不能保持恒定值,同时由于电机绕组电感存在,以及两相绕组与三相绕组交替导通,在混合驱动时电流不能保持理想方波形状。但是上述的分析结果不变。
3 电流变化分析
图3中,为了简化分析,以曲线1示意分析绕组电流的变化规律。在一个周期内,绕组的导通顺序为 : 共12个状态,其中两相导通与三相导通各6个,且交替导通。由于对称关系,绕组正相导通与反向导通电流波形反向。所以只需要分析两相导通,三相导通,以及三相导通到两相导通由于电感作用使得关断相通过二极管续流时电流波形。对应图3,分析 过渡过程的电流变化情况即可。为了分析方便,忽略电枢绕组电阻压降,不考虑PWM影响,即PWM=1状态,电机由于惯性保持转速恒定,导通相绕组反电势恒定,等于E或-E,且 Ke为反电势系数。
1)A关断, ,C导通,,电流
忽略电枢电阻压降,B,C电流的变化为
2)A, ,C三相均导通。电压方程为
此时中性点电压为
忽略电枢电阻压降,此时三相电流的变化率为
3)C相关断,由于电感原因,电流不能立即降为零,此时端电压方程为
此时中性点电压为
忽略电枢电阻压降,此时三相电流的变化率为
在A相绕组正半周导通周期内,A,B,C三相绕组电流的变化规律如表1所示。
当反电势波形平顶宽度小于功率器件导通角度时,在功率管开通后和功率管关断前的一段时间,反电势不再保持恒定,造成电流的变化非线性。
4 机械特性分析
假设每个功率管的导通角度为β,则两相导通与三相导通的角度分别为(180 - β)°和(β - 120)°。其中三相变两相导通过程中根据关断相是否有续流电流分成两部分,如图5所示。
图5中A,B,C分别表示三相电流。χ代表续流对应的角度,1~9表示A相绕组正半周电流变化的9个阶段,I1~I7为各个阶段顶点电流值。假设一个周期(360°电角度)所需要的时间为T,T与转速及电机极对数之间的关系为
式中:n为电机的转速;p为电机的极对数。
则每段电 流变化的 时间可以 转化为 :[(β - 120)/360]T ,[(180 - β)/360]T和 ( χ/360)T。根据式(6)、式(9)、式(12)及图5分析A相电流在各个阶段的变化值。
阶段1电流从0上升至I1,
阶段2电流从I1上升至I2,
阶段电流从I2上升至I3,
阶段4电流从I3上升至I4,
阶段电流从I4下降至I5,
阶段6电流从I5上升至I6,
阶段7电流从I6上升至I7,
阶段8从I7下降至零。
阶段9电流一直保持为零。
从上述可知由电机转速n和功率器件导通角度β可以计算电流在各个阶段的值。根据对称原则,可求得B,C相各阶段电流值。并由第8阶段电流从I7下降至零可以求取χ值。结合式(13)~式(20)可以求得:
从而有:
电机的电磁转矩表示为
式中:Tem,ω分别为电机的电磁转矩和机械角速度。
如第2节中分析当三相绕组导通时反电势保持恒定,转矩公式可以改写为
三相绕组电流一直变化,电磁转矩始终处于波动过程,利用平均电磁转矩求解电机的机械特性[3]。从图5中可以看出I5= I2,I6= I3,I7= I4- I1,由电流和转矩周期关系,分析60°(电角度)内电流即可,根据I1,I2,I3,I4可求取电机的平均电磁转矩。由式(15)~式(17)、式(23)结合式(13)可以求得I1,I2,I3,I4电流值为
图6对应图5前3阶段,即60°内电流的变化波形。
从图6和式(14)~ 式(17)中可知 :I0= 0,I4> I3> I2> I1> 0。一个周期内各相绕组电流的绝对值变化如图7所示。
三相电流绝对值的和在六分之一个周期内循环,变化规律如图7所示。由式(24)可知电流绝对值和的平均值为
从而得到电磁转矩的平均值 为
式中:KT为电机的转矩系数。
在电机参数确定后,通过设定转速值,由式(29)、式(30)可以求得平均电磁转矩和机械特性。改变β能得到电机在不同导通角度下机械特性。由式(29)可知随着功率器件导通角度的增加,平均电流值增加,电磁转矩的平均值增加。
5 转矩脉动
无刷直流电机转矩脉动的抑制和消除一直是研究的热点[4-6]。从图7可知,无刷直流电机混合驱动中,电磁转矩最大值出现在第1阶段结束时刻,最小值出现在第2阶段结束时刻。由此,转矩脉动率为
根据式(26)、式(28)、式(29)有:
从式中可知,当功率器件导通角度保持不变时,随着转速的增加,转矩脉动率增加。当转速不变时,功率导通角度β增加,转矩脉动率ξ会下降。
6 转子位置获取
在混合驱动中,功率管导通的开通与转子位置有一定对应关系,为了实现功率器件导通角度控制,需要知道转子的位置信息。可以通过无位置传感器控制技术或者已有位置传感器实现正确位置点的采集[7,8]。通常的三相无刷直流电机中采用3个霍耳位置传感器实现电机的120°驱动方法。通过正确的霍耳位置信号和电机的转速等可以获取转子的实时位置信息。从而实现功率管导通角度的任意导通角度控制。
通过3个霍耳位置传感器可以把1个周期(360°电角度)分成6个区间。在获取一个准确的位置信息后,到下一个位置信息之间,经过的角度为
式中:θ为从一个准确位置移动到下一个位置之间移动的角度;t为运行的时间。
当需要实现功率器件的导通角度值,可以计算t,并在定时器中设置此值,经过t可以控制功率管的导通与关断以实现功率管的任意导通角度控制。
7实验分析与结论
无刷直流电机的额定参数为: 图8是电机在不同导通角度下的机械特性。从图8中可以看出,随着导通角度的增加,输出转速有所提高。额定转矩时转速由9 460 r/min提高到9 644 r/min,提高了2.4%。随着导通角度的增加,功率管关断时间减小,而负载的增加会使得绕组续流时间增加。所以随着导通角度的增加,最大负载范围会缩小。图8中160°导通角驱动时负载只能达到24 N·m。负载继续增加会造成关断相不能正常关断。
图9是不同导通角度下转矩脉动与电磁转矩的特性曲线。随着负载的增加,转矩脉动下降。且随着导通角度的增加而减小。在额定负载时,转矩脉动由58%下降到48%。
图10是稳速驱动中,电磁转矩与驱动角度在额定转速时曲线图。在额定负载内,采用两相驱动方式,施加PWM调制可以使转速稳定,超过额定负载后,随着负载的增加,需要增加功率器件导通角度以实现电机的输出转速稳定。额定转速时采用160°导通时最大转矩达到13.6 N·m,提高了38%。
直流驱动 第6篇
全球性的能源与环境问题促使各国汽车工业纷纷向着使用新能源、新动力方向发展。与汽车比较起来, 虽然排量小但数量庞大的摩托车在这方面的发展却没有受到足够的重视。因此从环保的角度出发, 参考混合电动汽车的成功经验, 开发混合动力摩托车也十分有必要, 且具有很高的可行性, 也势必会为节约能源和降低排放发挥巨大作用[1]。电机驱动系统是混合动力摩托车的心脏, 它的任务是在驾驶员的控制下, 高效率地将蓄电池的能量转化为车轮的动能, 或者将车轮上的动能反馈到蓄电池中[2]。装在混合动力摩托车上的电机必须具有转矩和转速范围宽、低速和加速时输出转矩大、高速行驶时低转矩运行、电动机的操控性和稳定性好、动态响应快、功率密度高、坚固耐用等特点。永磁无刷直流电机采用交流方波供电以及离散转子位置反馈信号控制换相[3], 由于方波磁场与方波电流之间相互作用产生的转矩比正弦波大, 因此, 永磁无刷直流电机的功率密度大, 且无刷直流电机具有动态响应快、控制性能好、体积小、重量轻等优点, 因此无刷直流电动机非常适合应用在混合动力车辆中作为驱动源[4,5,6]。
本研究的混合动力摩托车采用无刷直流电机作为驱动系统。
1 驱动系统的构成及控制方法
本研究中的混合动力摩托车, 电池为水平铅布电池, 单体电池容量85 Ah, 额定电压48 V (单体电池电压12 V×电池数4) ;驱动电机采用800 W无刷直流电机, 发动机为8 kW, 发电机为交流发电机。摩托车由电动机单独驱动, 发动机/发电机组只用来发电。当电池的剩余电量不足时, 发动机/发电机组启动, 并利用控制算法使发动机始终工作在最佳转速区, 这样相比于普通摩托车来说, 因其不受工况影响, 排放特性大为改善, 此时, 电池相当于并联在发电机与电动机之间的“水库”, 起到功率平衡作用。
1.1 电动机驱动系统基本构成
电动机驱动系统是电动摩托车三大关键技术之一, 其主要功能是接收加速踏板、刹车和PDR (停车、前进、倒车) 的输出信号, 经过信号处理, 输入到电机控制器, 控制功率电路的功率输出量, 实现控制驱动电动机转速和转矩, 再通过机械传动装置驱动车轮[7]。其基本构成框图如图1所示。
1.2 无刷直流电机调速方法
本研究设计的无刷直流电机控制系统采用电子换向器 (逆变器) 替代直流电动机的机械换向器, 实现直流到交流的逆变, 采用位置传感器控制绕组电流的切换控制, 轮流导通MOS管来实现电机的连续运行。根据电机的电压平衡方程式:
Us-ΔU=Ea+IR (1)
反电动势和转矩公式:
Ea=KeФn (2)
Ta=KTI (3)
可以得到:
n= (Us-ΔU) /Ke- (RTa) / (KeKT) (4)
式中 Us—端电压;ΔU—线路电压损耗;Ea—电机各相反电动势;I—各相相电流;R—回路等效电阻;Ke—电机电势常数;Ф—磁通量;n—电机转速;Ta—电机的转矩;KT—电机的转矩常数。
这样, 在保持转矩不变的情况下, 要实现电机的调速在理论上就可以通过改变Ke、R、Us来实现。但是, 由于该电机是永磁体, 所以改变Ke法行不通;而改变R的调速方法虽然设备简单、操作方便, 但是它在调速过程中转速波动大, 只能进行有级调速, 且速度调节不平滑、损耗大, 所以此法亦行不通;改变Us的方法能平滑调节转速, 调节范围大, 并且能实现无级调速, 调节过程中能耗小, 所以本研究采用此法。本系统是通过调节逆变器功率器件的PWM触发信号的占空比来改变Us从而实现无刷直流电动机的调速, 系统的调速公式为:
Us=k·Ub (5)
式中 Us—两相通电绕组上的平均电压;k—PWM占空比, 0≤k≤1;Ub—电源电压。
通过改变k值可以改变电枢端电压的平均值, 从而达到调速的目的, 这就是利用PWM对无刷直流电机进行调速的原理[8]。
2 系统设计及实现
2.1 电动机控制器
控制子系统的功能是接收驾驶员的操作指令、驱动子系统的状态信号等, 并对这些信号进行处理运算, 将电机下一步应该采取的动作以指令的方式传到驱动子系统[9]。通过分析系统的功能和比较性价比等, 本研究最终选用INTEL公司的MCS96系列单片机中的80C196KC作本系统的微控制器。其中80C196KC是采用CHMOS技术的高性能16位单片机, 主频可运行到20 MHz, 具有丰富的外部接口资源, 较高的可靠性。控制器部分的系统框图如图2所示。电路采用HSO口和PWM波发生器, 以产生6路PWM输出, 其中用HSO产生的PWM控制驱动桥的下桥壁3个功率管, 用PWM波发生器发出的PWM波控制驱动桥的上桥壁的3个功率管。为了保护电机, 过流保护和欠压保护是必要的, 主回路电压和电流的检测是通过霍尔传感器来实现。主回路电流传感器转换率为1 000 ∶ 1, 采样电阻为100 Ω, 限制最大主回路电流为20 A;主回路中电压传感器转换率为2 000 ∶ 1, 采样电阻为50 Ω, 限制主回路最低电压为46 V。电机的转速信号是系统的另一个重要参数, 将电机自带的位置传感器信号引入单片机, 其信号是一个幅值不超过5 V的方波信号, 单片机采用高速输入口HIS.0进行捕捉。系统中使用DC-DC电源模块给控制器提供多种规格电源。为了防止电磁干扰, 本研究采用了TLP521-4四路高性能光电隔离器件, 其输入/输出隔离电压高达2 500 V, 当输入电流为5 mA时, 电流传输比最小为50%。
2.2 功率逆变电路
摩托车的前进、后退、驻车是通过电机的正转、反转、停转来实现的。而电机的正转、反转是根据电机的位置传感器给相应的功率管控制端施加PWM波, 形成特定的相电流, 从而产生特定的电磁转矩, 使电机向着正向或反向转动;而电机的停转是使6路PWM波的占空比为0, 从而使电机的相电流和电磁转矩都为0, 电机停止转动。
功率逆变电路如图3所示。电路为三相全桥结构, 无刷直流电动机以“两相导通三相六状态”方式运行, 即每一状态中有两相绕组导通, 电机每转过一周有6种磁势状态。这6种磁势状态互差60o电角度, 形成跳跃式的旋转磁场。正转时 (顺时针) , 6只功率管 (MOSFET) STP75NF75的导通顺序为Q1Q2→Q2Q3→Q3Q4→Q4Q5→Q5Q6→Q6Q1→Q1Q2, 反转时 (逆时针) 导通顺序为Q4Q5→Q3Q4→Q2Q3→Q1Q2→Q6Q1→Q5Q6→Q4Q5。从性价比的角度出发, 本设计中的功率主电路开关管Q1～Q6均采用MOSFET。C7是一个相对容量较大的电解电容, 它的主要作用是稳压和母线滤波。
由于80C196KC的驱动能力有限, 为了使大功率的逆变桥开关管能够稳定快速的通/断, 本研究使用了MOS栅极驱动器IR2101作为主功率元件的驱动电路。它集驱动、保护于一体, 大大简化了电路结构。其主要特点包括:①可直接驱动600 V高压系统;②具有电流放大和过电流保护功能;③自动产生成上、下侧驱动必需的死区时间 (2 μs) 。
2.3 系统软件设计
在软件设计中, 本研究采用了HSO、HSI、软件定时器、定时器溢出等中断。HSO中断用来产生3路占空比可调的PWM波, 从而实现对电机的调速;HSI中断用来检测车轮的转速信号;软件定时器中断用来定时地对模拟量进行检测;定时器溢出中断用来捕捉速度脉冲2个相邻正向跳变之间定时器1复位的次数。
在软件设计中, 本研究还采用了软件滤波和模糊PI控制算法。常用的软件滤波方法有算术平均值滤波法和移动平均滤波法。尽管这些方法都对采样点进行了1/n处理, 但其剩余仍然较大, 因此, 这些方法在这种场合就显得有些无能为力。所以, 本研究采用了防脉冲干扰平均值滤波法。其原理是, 对连续采样的n个数据进行排序, 去掉其中最大和最小的两个数据 (被认为是受干扰的数据) , 将剩下的数据平均。
为了对电机转速实现精确控制, 本设计对电机转速采用模糊PI控制算法, 其工作原理框图如图4所示。这种控制算法既克服了PID控制算法难以满足高精度、快响应的缺点, 又克服了模糊控制算法难以消除稳态误差的缺点。该控制器的最大特点是在大偏差范围内利用模糊推理的方法调整系统的控制量U, 以提高系统的响应速度, 在小偏差范围内转换成PI控制, 消除模糊控制难以克服的稳态误差, 这样既可以获得很好的动态性能又可以做到调速系统的无静差。
软件的主程序主要实现如下功能:
(1) 循环检测蓄电池的电压是否正常, 一旦发现异常现象立即关断无刷直流电机;
(2) 循环检测主回路电流, 一旦发现异常现象立即关断无刷直流电机;
(3) 按照驾驶员的意图来控制无刷直流电机;主程序流程图如图5所示。
3 试 验
为验证装有本系统的电动摩托车能否正常工作, 笔者进行了台架试验。电动机空载时的试验结果如图6所示。其中, 加速踏板开度为20%时电机转速对时间的曲线和a相电流对时间的曲线如图6 (a) 所示;加速踏板开度为40%时, 电机转速对时间的曲线和a相电流对时间的曲线如图6 (b) 所示。
从图中可以看出, 当加速踏板开度为20%时, 电机的转速稳定在37.5 r/min;当加速踏板的开度为40%时, 电机的转速稳定在120 r/min;同时, 当电机转动时其相电流基本稳定, 但是因为实验车机构的原因 (车轮转动时有摩擦) , 相电流略有波动和跳变, 且随转速的增大而幅度降低。由上述试验结果可知, 本研究设计的电机控制系统基本能够实现对电机的控制。
4 结束语
笔者在对电动摩托车驱动系统以及无刷直流电机工作原理进行分析的基础上进行了软硬件设计, 本研究设计的电机驱动系统的硬件具有结构简单、实施性强、抗干扰性好等特点。软件采用了软件滤波和模糊PI控制技术, 使系统的工作更加可靠。在此基础上本研究进行了台架试验, 其结果表明系统的软硬件工作稳定、可靠, 控制算法与控制策略切实可行, 为进一步对电动摩托车的研究打下了一个良好的基础。
摘要：针对摩托车的环境污染问题, 对能够实现节能减排的混合动力摩托车进行了研究。首先, 在借鉴混合电动汽车研究成功经验的基础上, 对混合动力摩托车的驱动系统进行了分析, 并在此基础上完成了对800 W无刷直流电机驱动系统的研究, 处理器选用80C196KC16位单片机, 功率器件选用MOSFET, 驱动芯片选用IR2101。在软件设计中采用了防脉冲干扰平均值软件滤波法和模糊PI控制算法, 实现了闭环控制。试验结果表明, 驱动系统可以满足混合动力摩托车的工作要求, 为进一步进行混合动力摩托车的开发打下了基础。
关键词：混合动力,摩托车,无刷直流电机,驱动系统
参考文献
[1]孙缝春.电动汽车的现状及发展趋势[J].科学中国人, 2006 (8) :44-47.
[2]郭建龙, 陈世元.电动汽车驱动用电机的选择[J].汽车电器, 2007 (1) :9-12.
[3]万静龙, 朱卫国, 孙虹.永磁无刷直流电动机的仿真分析[J].机电工程技术, 2009, 38 (4) :27-29.
[4]RAHMAN Z, EHSANI M, BUTLER K L.An Investigationof Electric Motor Drive Characteristics for Ev and Hev Pro-pulsion Systems[D].SAE Technical Paper Series, 2001.
[5]王永益, 王家军, 庞全.无刷直流电动机的模糊积分变结构控制[J].2008, 25 (6) :11-14.
[6]张晓峰, 吕征宇.新型混合动力自行车电力驱动系统的研制[J].机电工程, 2007, 24 (11) :47-49.
[7]张希明, 陈立铭, 倪光正.一种基于TMS320F2812的电动汽车电驱动系统[J].机电工程, 2008, 25 (3) :61-63.
[8]谭成, 冯水仙, 张仲超.无刷直流电机H/L-PWM-ON控制策略[J].机电工程, 2007, 24 (5) :74-76.
直流驱动 第7篇
关键词：前馈控制策略,PWM,抗干扰
三相无刷直流电机的最大特点就是没有换向器(整流子)和电刷组成的机械接触机构。它没有换向火花、没有无线电干扰、寿命长、运行可靠、维护简便。无刷直流电机既克服了一般直流电机由于机械换向带来的缺点,又保持了一般直流电机调速方便的优点,因而获得广泛应用[1]。针对石油钻井的技术要求和环境,垂直钻井平台的电机利用了三相无刷直流电机的特点,设计了以TMS320F2812和IRAMS10UP60B型IPM模块功率驱动为主要器件的垂直钻井直流电机的控制系统[2],功率驱动模块是将DSP产生的PWM信号通过IPM模块去控制三相无刷直流电机的电压,进而控制电机的调速。但在DSP的控制系统中产生的PWM信号的驱动能力有限,不能直接加载在IPM模块上,必须设计合理的隔离放大电路,减少强电压对DSP系统的干扰,进而提高控制系统的可靠性和稳定性。文中设计了三相六路PWM的驱动模块和电机电压前馈控制。实验证明,该电路提高了控制系统的抗干扰能力和IPM驱动模块输入的要求。前馈控制策略降低了动态过程的时间。
1 垂直钻井平台控制电机系统的整体结构
控制模块由无刷直流电机、旋转变压器、DC/DC电源控制电路、功率开关电路、RDC接口电路、DSP单片机控制单元以及智能管理单元组成[2,3]。其结构框图如下图1所示。
按照电路组成框架,连接各部分电路模块以CAN总线连接RDC、PWM驱动板、AD采集板、定向管理板、DC/DC整流电源模块。直流无刷伺服电机控制模块采用主从式双层结构,定向管理模块和采集解算单元作为上层管理单元,进行命令的发送并对运行状况进行实时监控。以DSP芯片TMS320F2812为核心构成的无刷直流电机控制模块作为下层单元。伺服控制模块采用PWM脉冲调制调整无刷直流电机的功率开关控制无刷电机各个绕组的导通与关断状态以及转子的位置、转速;无刷直流电机的转子角位置信号通过旋转变压器测得,RDC(Resolver-to-Digital Converters)接口电路芯片将旋转变压器角度位置信号变换成数字信号,直接送入DSP芯片TMS320F2812作为闭环控制系统的反馈信号。
2 电机驱动电压变化成因及补偿控制策略
在垂直自动钻井控制系统中,为驱动电机的电源是由自身系统中的发电机提供,而驱动发电机涡轮的动力是钻井过程中的泥浆流动。在钻井中,泥浆压力经常发生变化,导致发电机涡轮转速发生较大的变化,直接影响到给伺服电机提供的电源电压发生变化,也就使得电机转速发生改变,影响到控制精度和动态调整时间。为了克服这些影响,在控制器中加入实时电压监控和补偿控制功能,当电压发生变化时,通过加入前馈补偿策略,直接对功率模块的占空比进行调整,完全或部分消除电压突变对电机工作状态的扰动,减低过渡过程时间。第一时间调整PWM的脉冲宽度应对电源电压变化的影响,而不用等到转速和电枢电流已经发生变化再进行抗干扰控制,提高了控制精度、降低了动态过程时间。其控制策略框图如图2所示。
2.1 电机电压驱动补偿策略设计
电机电压驱动补偿策略流程如图3所示。
首先,监测主回路电源电压,判断在∇t时间内,电压波动Ub是否大于设定的幅度值U0,如果小于U0,不施加补偿控制策略;如果大于U0,则通过监测的转速n和电压波动Ub计算力矩的变化;通过计算力矩的大小,计算PWM需要的占空比大小,控制器通过PWM占空比的要求,输出PWM波形。最后,通过PWM波形的隔离放大驱动IPM功率模块,实现对电机驱动电压的调整。
2.2 PWM驱动隔离放大电路的设计
DSP控制模块输出的PWM波电压只有5 V其驱动能力十分有限,不能满足IPM(IRAMS10UP60B)15 V输入电压的要,而且易受电机驱动电压变化的干扰,造成PWM波形失真,使控制电机的控制能力受限。因此,有必要设计PWM驱动隔离电路,文中设计的三相6路PWM隔离电路经过测试,能够满足IPM(IRAMS10UP60B)的输入要求,能够提高电机的驱动电压变化的干扰[4]。其原理图设计如图4所示。
由于IPM驱动模块采用的是全桥6状态模式[4]。因此,PWM隔离放大电路采用的是三相六路设计,其中三路共地连接以便控制IPM的下桥臂开关的通断,另外三路采用相互独立的隔离放大电路控制IPM上桥臂的通断,这样的设计是为了避免三相电路之间的相互干扰。DSP控制器输出的PWM信号首先经过高频变压器ADUM1100UM的隔离,输出等相位等幅值的PWM信号,经过NPN三极管(2N2222A)的放大,输出15 V的PWM信号,以满足IPM输入电压的要求。
2.3 PWM隔离放大电路实验
当选择R1=R2=R3=R6=R7=R12=10 kΩ,R8=R9=R10=20 kΩ时,软件中设置PWM的占空比50%,使用TEK示波器测试一路三极管2N2222A的集电极波形,如图5所示。
显然,此PWM波形经过三极管的放大,PWM波形高电平发生了波形的尖锐化,并且最大电压幅值,仅有1 V左右。原因分析:如图6所示,PWM放大电路原理图,从该原理图中分析,集电极的上拉电阻20 kΩ过高,带载能力比较差;基极电阻10 kΩ选择过大,基极电流Ib=(5-0.7)/104≈0.4 mA,Ic≈7 mA,因此,三极管集电极电压大约为1 V左右。所以,必须选择适当的基极电阻和集电极电阻。经分析,可以选择基极电阻R=1 kΩ,集电极电阻考虑到带载能力,可以选择10 kΩ,三极管的集电极电压大约为12 V左右,从示波器观察的一路占空比50%的PWM波形,如图7所示。
3 结束语
垂直钻井平台无刷直流电机控制系统的PWM驱动控制策略及其驱动隔离放大电路的设计,经实验证明,符合IPM桥式开关的驱动要求,提高了无刷直流电机的电压扰动、提高了控制精度,降低了动态过程时间和PWM波形的抗干扰能力,对垂直钻井直流电机控制的研究具有一定的意义。
参考文献
[1]叶金虎.无刷直流电动机[M].北京:科学出版社,1982.
[2]庞振岳,唐永哲.基于IRAMS10UP60B的无刷直流电机功率驱动板[J].微电机,2006,39(5):15-18.
[3]谢宝昌.电机的DSP控制技术及其应用[M].北京:北京航天航空大学出版社,2005.
直流驱动 第8篇
四通阀是热泵空调的关键部件,借助四通阀的动作,热泵空调可以在制冷运行模式和制热运行模式之间切换的功能。四通阀属于压差驱动阀类之一,活塞换向靠主滑阀两端的压力差 (S管和D管之间的压力差 ) 来推动进行的。制冷系统的冷媒流量影响四通阀换向的压差,要保证四通阀成功换向,通过四通阀的冷媒流动要形成一定的压力差,则系统的冷媒流量如果大于设定值。如果压力差不能满足设计要求,四通阀滑阀就处于卡中间状态或者是不能完全换向,导致阀体处于串气状态,造成系统在制热和制冷运行模式之间切换失败。
主滑阀两端压力差随主滑阀位置变化参见图 (1-1),由图可见,主滑阀移动到中间位置时,发生串气现象,主滑阀两端压力差降低。四通换向的基本条件是滑阀的摩擦阻力f必须小于主滑阀两端的压力差 (F1—F2),否则,滑阀将不会移动,四通阀不会实现换向。当四通阀开始换向时,主滑阀运动具有一定的加速度。当主滑阀运动到中间位置时,四通阀的C、E、S三条连接管互相通导,压缩机排出的冷媒从四通阀D接管直接经E接管和S接管流向C接管(压缩机回气口),使压力差迅速降低,处于瞬时串气状态。四通阀的中间状态是指此时如果压力差下降低到小于摩擦力f,主滑阀就会卡在中间位置,EC管联通,冷媒处于短路的状态。
四通阀的换向是靠系统流量来确保的,而中间流量状态的压差大小是四通阀换向的关键。是因为对于某些的四通阀,虽然主滑阀卡在中间位置,但是流量如果达到一定数值,产生的压力差有时候也会大于摩擦力f,从而推动主滑阀继续运动,避免出现串气的状态。
2 四通阀驱动模型
3 四通阀驱动试验
在10HP基本模块直流变频多联式空调系统的四通阀D管接管上和S管接管上各安装一只压力传感器D和压力传感器S,以分别测量四通阀D管和S管上的压力 ( 如图 (1-2) 所示 )。室内机和室外机分别放置室内侧工况室和市外侧工况室内,工况室利用温湿度调节装置进行温/ 湿度调节,干 / 湿球温度变化控制在士0.5℃内。
在不同干球温度下,试验确定处于中间状态时四通阀可以可靠地换向压缩机最小频率,如表 (1-2) 所示 :
由表 (1-2) 可见,四通阀可靠换向和制冷系统冷媒流量和环境温度有关,只有运行频率高于表中换向最小运行频率时,四通阀才能可靠换向。若四通阀在冷媒流量小或者环境温度比较低的情况下,有可能卡在中间,处于中间状态,导致系统不能正常制冷制热。
因此,在控制逻辑上,必须保证四通阀可靠地换向。
4 结论
本章综述了直流变频多联机组中的四通阀中间流量问题以及确定四通阀在各种温度条件下的最小成功换向频率,解决了直流变频多联机研究的核心关键问题之一,以可靠性标准为依据来验证了直
摘要：本文理论建立了四通换向阀的模型,进行了四通换向阀的实验研究,解决了直流变频多联机组中的四通阀中间流量问题以及确定四通阀在各种温度条件下的最小成功换向频率,保证了直流变频多联机性能的稳定。