逆变器并联系统

2024-06-29

逆变器并联系统（精选8篇）

逆变器并联系统第1篇

分布式供电系统DGS(Distributed Generation System)可以有效地利用各种不同的新能源,它相对于集中式供电系统具有系统冗余、模块化、高可靠性和易维护性等优点[1]。

DGS核心技术是各电源模块的并联。多个交流电源模块并联工作,每一模块平均负担负载功率,热应力和电应力大为降低,开关频率可以提高,可从根本上提高可靠性和功率密度,降低成本。同时也便于构成N+1冗余并联系统。当其中任一模块失效时,系统仍能提供100%负载功率,由此进一步提高了系统的供电可靠性。在交流电源并联中,无连线并联技术与传统的有连线并联技术相比,有着很强的优势。因而在并联技术研究领域中,逆变器模块间的无连线并联技术成为新的研究热点。

现利用高频链软开关逆变器,设计了一种基于数字信号处理器(DSP)控制的高频链逆变并联控制系统。该系统采用改进PQ法和基于电流分解的无连线并联算法实现逆变器模块间无信号线控制,各并联系统模块间相对完全独立,实现各并联模块之间的冗余控制,有效地解决并联逆变器在非线性负载均流效果差的缺陷。仿真结果表明该系统设计达到了理想的并联控制效果,具有良好的控制性能[2,3]。

1 逆变器并联的工作要求

逆变器并联需要保证各个并联模块的功率分配均匀,即各个模块需要达到均流。

图1为2个逆变电源并联等效电路,其中U01和U02为等效电源输出幅值,ɸ1和ɸ2为等效电源输出相位,R1和R2为引线阻抗,假定各逆变器模块的等效输出阻抗相等,即R1=R2=R,一般而言引线呈感性,以X1、X2代表其感抗,且假定引线感抗相等,即X1=X2=X。Z0为输出负载,U0∠0°为交流母线电压,I01和I02为相应模块的电流,IH为并联回路环流。

由图1可推出各逆变器中电流为

从公式(1)(2)可以看出每个逆变器的电流包括2个部分:第1部分是负载电流I0/2,这部分2个逆变器是一样的;第2部分是环流IH。正是由于环流分量的存在,使得各台逆变器输出的总电流不相等[4]。

a.当U01、U02相位相同但幅值不等时,环流使幅值大的逆变器输出正有功分量和无功分量,使幅值小的逆变器输出负有功分量和无功分量。

b.当U01、U02幅值相等但相位不同时,环流使相位超前的逆变器输出正有功分量和负无功分量,使相位滞后的逆变器输出负有功分量和正无功分量。

c.当U01、U02幅值和相位都不相同时,环流分量中既有有功分量,又有无功分量。

从上面的分析中可以看出,对电压型逆变电源而言,环流的大小不仅和逆变器输出电压幅值有关,而且和输出电压相位也有关。而环流对各逆变器的功率器件以及输出滤波器都有一定的破坏影响。因此逆变器的并联比一般的直流电源并联要复杂得多,要实现并联运行必须解决以下问题[5]:

a.各台逆变器输出电压的频率必须相等;

b.各台逆变器输出电压的相位必须一致;

c.各台逆变器输出电压的幅值必须相等。

2 控制系统设计

2.1 主电路设计

基于DSP的高频链软开关逆变器并联控制系统原理框图如图2所示。主电路包括滤波整流、谐振式全桥移相电路、高频变压器、周期变换器和输出低通滤波器[6]。

VT1~VT4组成按SPWM规律进行移相控制的高频逆变器,采用单极性移相控制方式很好地解决了周期变换器开关换流时的电压尖峰问题。同时,利用开关二极管代替饱和电感使得变换器更易实现软开关,变换效率更高。高频逆变器和周期变换器之间的高频变压器,实现电源侧与负载侧电压匹配及两侧电气隔离的作用。VT5、VT6组成周期变换器,将高频的交流电压脉冲低频解调成单极性的SPWM波,经输出滤波器滤波后输出正弦电压UO供给负载。

传统的谐振式全桥FB(Full-Bridge)移相零电压开关ZVS(Zero-Voltage-Switching)-PWM变换器是利用功率管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件,使FB PWM变换器4个开关管依次在零电压导通,实现恒频软开关(FB ZVS-PWM)控制。由于减少了过程损耗,可保证FB ZVS-PWM变换器效率达80%~90%,并且不会发生开关应力过大的问题。但这种结构的PWM变换器的滞后桥臂不易满足ZVS条件。在此基础上,设计了一种FB零电压零电流开关ZVZCS(Zero-Voltage-Zero-Current-Switching)-PWM变换器,在高频变压器原边串联一个饱和电感,当电流到达零以后,在一小段时间内将电流钳在零值,以避免开通时电容释放的能量加大开通损耗,从而做到超前桥臂仍是零电压开通,而滞后桥臂开关零电流关断[7]。由于理想的饱和电感的作用相当于一个开关二极管,因此可用2个开关二极管代替饱和电感连接在主电路中(左、右桥臂之间),如图2所示。

2.2 电压、电流双闭环反馈控制及PI参数

系统采用双环控制策略,内环是电流控制,提高系统的动态性能,外环是电压控制,改善输出电压的波形,使系统具有较高的输出精度[8]。

忽略电感L和电容C的寄生电阻,单台逆变器控制原理图如图3所示。其中,Udc为直流母线电压,R为负载阻抗,L为滤波电感值,C为滤波电容值,K1为内环电流检测系数,K2为外环电压检测系数,Kpwm为PWM环节等效增益。输出电压与给定参考信号相比较,得到的误差信号经外环PI调节器KUP+KUI/s,其输出作为内环给定信号。内环给定信号与输出电流比较,得到的误差信号经内环PI调节器KIP+KII/s,得到了内环的调制波信号。调制波信号经过SPWM产生控制信号控制逆变器的输出,即得到负载电压UO。本设计方案电流环及电压环的PI调节系数选择分别为:电流环P调节器KIP=50,I调节器KII=19 250;电压环P调节器KUP=6.57,I调节器KUI=20 632。

2.3 无线并联PQ算法及其控制参数

逆变器并联控制系统的性能主要体现在:逆变器稳定后的均流误差越小越好;另外是动态性能,例如,一台新的逆变器并入或退出后各逆变器电流响应、负载切换时各逆变器的电流响应等。为了提高并联逆变器的动态性能,提高线性负载和非线性负载的均流效果,在经典PQ算法的基础上设计了一种改进的PQ控制算法,其控制方程为[9]

式(3)(4)中积分项的引入既改善了系统的稳定性,同时对非线性负载也有一个好的均流效果。而微分项的引入可以改善系统的动态响应。图4是它实现的方框图[10,11]。

上述分析可知,实现PQ算法需要计算各并联模块有功功率和无功功率,对于非线性负载,负载的电流是非线性函数,含有直流分量、有功电流分量、无功电流分量及谐波分量4个部分,如公式(5)所示。为了准确计算各并联模块有功功率和无功功率,需要对负载电流进行分解。

将式(5)进一步变换得到公式(6)。其中,cosωt就是与输出电压同相位的标准正弦波。

从公式(6)可见,式中的直流成分是与有功电流幅值Ip成正比,因此,可用一个低通滤波器(其频率低于ω)来获得有功电流的幅值Ip,将它乘以与电压同相位的单位正弦,就可获得瞬时有功电流的预测值ip(t),从实测的负载电流中减去预测的有功电流ip(t),就可得到需要的参考电流iF(t)。同理,也可得到无功电流分量。电流分解示意图如图5所示。

3 电路仿真及波形

利用Matlab软件对逆变器并联控制系统进行仿真,测试并联逆变器负载的均流性能,以及动态响应性能。仿真主要技术参数:P-W下垂系数(P),m=2×10-5;P-W下垂系数(I),mp=1×10-4;P-W下垂系数(D),md=5×10-7;Q-V下垂系数(D),n=5×10-7;Q-V下垂系数(P),nd=1×10-4。

图6(a)(b)(c)是2个逆变器同时工作后,其中一台逆变器A退出,另一台逆变器B继续工作,然后逆变器A又重新加入工作,逆变器输出电流和电压波形。逆变器A和B的输出电流分别为IA和IB。仿真波形说明2个逆变器电流幅值基本相等,均流效果很好;当逆变器切换时,输出电流能较快地进行调整,响应速度快,系统有很好的动态特性。

4 结论

设计了一种基于DSP的高频链软开关逆变器并联控制系统,提出了一种改进的PQ无线并联控制方法,且提出了采用分解的负载电流计算逆变器有功功率和无功功率,从而提高线性负载和非线性负载的均流效果。仿真实验表明,本逆变器并联控制系统具有较好的稳定性,其均流误差在3%左右;同时系统具有较好的动态性能,在启动、退出或加入时,系统经过0.5~1个工频周期后,即可达到新的稳定状态,具有较好的动态性能。

参考文献

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[6]秦娟英,周荣.逆变器并联控制及DSP的应用[J].电气传动,2005,14(6):23-26.QIN Juanying,ZHOU Rong.Control and application of parallel inverters with DSP[J].Electric Transmission,2005,14(6):23-26.

[7]JIANG Zhihong,HUANG Lipei.The ZVZCS full bridge inverter based on bilateral resonance[C]∥Power Electronics,IEEE PESC,2003.Xi’an,China:IEEE,2003:390-393.

[8]周志敏,周纪海.逆变电源实用技术[M].北京:中国电力出版社,2005.

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[10]朱志杰,吴建德.基于DSP控制的逆变器并联[J].电源技术应用,2003,5(10):24-26.ZHU Zhijie,WU Jiande.Control of parallel inverters based on DSP[J].Power Supply Technologies and Applications,2003,5(10):24-26.

逆变器并联系统第2篇

关键词：逆变电源；SPWM；并联运行；PID控制

中图分类号：TN99 文献标识码：A 文章编号：1006-8937（2016）29-0007-03

1 主电路参数设计与选型

1.1 直流电压，额定电流与IGBT选型

选择输出线电压有效值为380V+-5%，额定容量100 kVA，故选择直流电压、额定电流如下：

本实验采用Universal Bridge来实现IGBT，如图1和图2所示。

1.2 主电路设计与参数

本三相四线电路采取SPWM控制逆变电路，利用正弦波与三角波比较产生的反映正弦波特性的一系列不同宽度的脉冲，这些脉冲序列作为开启/关闭逆变桥开关器件的信号，使直流电压变为一系列周期性阶梯波，波形在电容的作用下得到近似正弦波的波形，并在输出滤波电路的作用下最终生成正弦波；本实验的逆变电路是三相可控全桥式逆变电路，并且由两个逆变器并联工作。[1]如图3、图4、图5、图6和图7所示。

2 输出滤波电路参数设计过程

本实验根据实验情况，选取阻尼比ξ=0.8，期望自然振荡频率？棕=3 500 rad/s，n=10来计算。

5 非线性负载下静态均流效果仿真与结果分析

5.1 RLC负载

负荷电路图，如图9所示。电压电流波形图，如图10所示。电压谐波分析，如图11所示。

5.2 二极管负载

负荷电路图（其中一相），如图12所示。电压电流波形图，如图13所示，电压谐波分析，如图14所示。

6 线性负载变化动态均流效果仿真与结果分析

电路图，如图15所示。

电压电流波形，如图16所示。

电压谐波分析，如图17所示。

参考文献：

[1] 杨荫福，段善旭，朝泽云.电力电子装置及系统第1版[M].北京：清华大学出版社，2006：66-83.

[2] 俞杨威，金天均，谢文涛，等.基于PWM逆变器的LC滤波器[D].杭州：浙江大学电力电子研究所，2007：50-52

逆变器并联系统第3篇

多个模块并联供电是当今电源技术发展的重要方向之一, 多个电源模块并联不仅能提高供电的可靠性、灵活性、均分负载功率, 同时也可以降低热应力和电应力, 真正实现冗余供电, 降低成本[1,2]。

但逆变电源并联存在着均流问题, 环流、功率分配不均是导致并联失败的主要原因。对于逆变电源并联系统, 由于逆变电源输出引线的阻抗非常小, 每个模块输出的电压相位、幅值和频率等参数不能保证完全相同, 因此, 可能产生很大的环流, 导致并联失败, 严重时可能烧坏设备。本文基于逆变电源单个模块和2个并联模块系统, 对其基本原理进行分析, 采用电压电流双环控制法对逆变电源并联系统中的谐波环流进行研究, 并在此基础上引入耦合电感。理论分析和仿真研究表明, 该方法对谐波环流有良好的抑制效果。

1 逆变电源谐波扰动模型

图1为单个逆变电源的谐波扰动模型, 其中r为滤波器的等效电阻, L为滤波电感, C为滤波电容, R为等效负载。

图 1中, 电感L的时域表达式为 $\frac{1}{L s}$ , 电容C的时域表达式为Cs, 可推得单个逆变电源传递函数为

$\begin{array}{l} G (s) = \frac{U_{0} (s)}{U_{i} (s)} = \\ \frac{1}{C L s^{2} + [(L / R) + r C] s + 1 + (r / R)} (1) \end{array}$

采用双极性正弦脉宽调制技术, 得单个逆变电源的传递函数为

$\begin{array}{l} G (s) = \frac{U_{o} (s)}{U_{m} (s)} = \\ \frac{1}{C L s^{2} + [(L / R) + r C] s + (r / R) + 1} \cdot \frac{E}{V_{t r i} Ν} (2) \end{array}$

式中:Um为正弦信号um=Umsin (ωt) 的幅值;Vtri为三角载波峰值。

2 逆变电源并联系统的环流特性分析

2台逆变电源的并联数学模型如图2所示, 其中uo1和uo2为2台逆变电源的输出电压;Ri1、Ri2为线路的等效阻抗, jXi1、jXi2为其感抗, 并认为Ri1=Ri2=Ri, Xi1=Xi2=Xi;u0为交流母线电压;IH为系统环流。

令uo1=Uo1∠β1, uo2=Uo2∠β2, 则有

(1) 当β1=β2、Uo1≠Uo2时

$\begin{array}{l} Ι_{Η} = \frac{U_{o 1} - U_{o 2}}{2 (R_{i} + j X_{i})} = \frac{Δ U_{o}}{2 \sqrt{R_{i}^{2} + X_{i}^{2}}} ∠ (- α) (3) \\ Ρ_{Η} = \frac{Δ U_{o} U_{0}}{2 \sqrt{R_{i}^{2} + X_{i}^{2}}} \cos α (4) \\ Q_{Η} = \frac{Δ U_{o} U_{0}}{2 \sqrt{R_{i}^{2} + X_{i}^{2}}} \sin α (5) \end{array}$

式中:α为阻抗等效输出角;PH、QH分别为逆变电源并联系统的有功、无功环流。

(2) 当Uo1=Uo2、Δβ=β1-β2≠0时

$\begin{array}{l} Ι_{Η} \approx \frac{Δ β U_{o 1}}{2 \sqrt{R_{i}^{2} + X_{i}^{2}}} ∠ (\frac{π}{2} - α + \frac{Δ β}{2}) (6) \\ Ρ_{Η} = \frac{U_{o 1} U_{0} Δ β}{2 \sqrt{R_{i}^{2} + X_{i}^{2}}} \sin α (7) \\ Ρ_{Η} = \frac{U_{o 1} U_{0} Δ β}{2 \sqrt{R_{i}^{2} + X_{i}^{2}}} \sin α (8) \end{array}$

从式 (3) ～ (8) 可见, 逆变电源的幅值和相位差的大小决定了环流的大小, 逆变电源并联系统环流的大小和输出阻抗成反比, 且与实际负载无直接联系, 即使2台逆变电源的给定电压完全相同也不可能完全消除环流, 且2台逆变电源的输出电压之差与环流成比例。

环流分量中既包含基波环流, 也包括谐波环流。在逆变电源并联系统中包含了大量的低次谐波环流, 给系统并联带来了很大的困难。由于低次谐波是系统固有的, 无法通过改变正弦脉宽调制偏差电压进行控制, 也无法通过检测谐波环流并在给定电压中加入谐波进行抵消。一个瞬时值反馈能够抑制电压偏差产生的谐波失真, 同样也能抑制环流。使逆变电源的元器件参数尽量保持一致是很好的抑制环流的方式, 但是这样为逆变电源的批量生产带来较大的麻烦, 因此, 用微控制器尽量采用数字化控制是减少谐波的有效方式。

3 双环控制逆变电源并联系统谐波环流的抑制

为抑制逆变电源并联系统的谐波环流, 单个逆变电源采用电流内环、电压外环的双环控制方式, 如图3所示。

比较电压瞬时值与给定信号, 得出偏差电压Ue, Ue经过电压调节器调节, 得出的信号作为电流的参考, 将其与采样瞬时电流比较, 获得电流误差信号, 该信号经电流跟随调节器调节获得调制波信号。在调制波信号中, 开关器件的死区效应等因素引起的电压误差可以看作是一种扰动信号, 里面既包含基波分量也包括谐波分量, 既影响到稳压也引起电压波形失真, 因此, 只要抑制住偏差电压, 就能解决稳压和电压波形失真问题。

逆变电源双环控制结构框图如图4所示[3]。

从图4可得出该逆变电源的传递函数为

$\begin{array}{l} U_{o} (s) = \frac{Κ Μ (Κ_{p} + Κ_{i} / s) U_{r e f} (s)}{Κ Μ [Κ_{c} C s + Κ_{v} (Κ_{p} + Κ_{i} / s)] + L C s^{2} + r C s + 1} - \\ \frac{U_{e} (s)}{Κ Μ [Κ_{c} C s + Κ_{v} (Κ_{p} + Κ_{i} / s)] + L C s^{2} + r C s + 1} - \\ \frac{(L s + r) Ι_{0} (s)}{Κ Μ [Κ_{c} C s + Κ_{v} (Κ_{p} + Κ_{i} / s)] + L C s^{2} + r C s + 1} \\ (9) \end{array}$

令Be (s) =KM[KcCs+Kv (Kp+Ki/s) ]+LCs2+rCs+1, 则有

$\begin{array}{l} V_{o} (s) = \frac{Κ Μ (Κ_{p} + Κ_{i} / s) V_{r e f} (s)}{B e (s)} - \frac{U_{e} (s)}{B e (s)} - \\ \frac{(L s + r) Ι_{0} (s)}{B e (s)} (10) \end{array}$

为有效抑制环流, 在图3中负载输出端加入耦合电感, 并设其电感值为Lk。由环流定义:iH (t) =[i1 (t) -i2 (t) ]/2, 得 $Ι_{Η} (s) = \frac{U_{1} (s) - U_{2} (s)}{2 s L_{k}}$ , 结合式 (9) 可进一步得出环流表达式为

$\begin{array}{l} Ι_{Η} (s) = \frac{Κ Μ (Κ_{p} + Κ_{i} / s) Δ V_{r e f} (s)}{L s + r + L_{k} s B e (s)} - \\ \frac{Δ U_{e} (s)}{L s + r + L_{k} s B e (s)} (11) \end{array}$

从式 (10) 可看出, 由于Be值较大, 对谐波环流起到了抑制作用, 能很好地适应线性负载, 但是对于负载非线性变化的适应能力有点差。在逆变电源输出端加上耦合电感, 将电压偏差信号作为假定的扰动信号放在电流内环之外, 则可有效抑制逆变电源联系统的电压偏差和谐波环流。

从式 (11) 可看出, 谐波环流的大小与耦合电感的值成反比关系, 耦合电感的存在使得环流大为减小。假定2个电感的匝数都为N, 2个电感耦合在同一个铁芯上, 当逆变电源间环流很小时假定无环流, 即I1=I2, 则铁芯的磁通为

$ϕ = \frac{L_{1} \times \dot{Ι}_{1}}{Ν_{1}} - \frac{L_{2} \times \dot{Ι}_{2}}{Ν_{2}} = 0 (12)$

由式 (12) 可得出, 耦合电感的耦合作用使得电感间的磁通相互抵消, 电感值等效为零, 所以逆变电源耦合电感的存在对电压的稳定精度无任何影响。

4 仿真研究

为验证理论分析的正确性, 在Matlab/Simulink环境下建立单个逆变电源仿真电路, 如图5所示[4]。仿真参数:L=1 mH, C=10 μF, Udc=220 V。图5中单个逆变电源的电压电流双环控制仿真采用传统的PQ下垂理论确定给定电压和给定电流, 下垂系数:m1=4.2×10-3, k1=0.1, j1=5.19×10-2, m2=5.3×10-3, k2=1.26×10-2, j2=1.5×10-3。PQout模块用于计算逆变模块的瞬时有功功率和无功功率。未加入耦合电感时逆变电源的输出电压波形如图6所示, 在逆变电源输出端加上耦合电感之后的输出电压波形如图7所示。

比较图6和图7可看出, 加入耦合电感后逆变电源中的谐波得到了明显抑制, 与理论分析结论一致。

在单个逆变电源的基础上, 采用无互联线逆变电源并联方法实现用2个逆变电源为同一负载供电, 并建立仿真模型, 仿真得到2个逆变电源间的环流波形如图8所示。从图8可看出, 2个逆变电源间的环流很小, 仿真结果与理论分析一致。

5 结语

详细分析了逆变电源及其并联的基本原理, 将由死区等造成的脉宽调制波偏差电压看作是一种谐波扰动, 建立了基于谐波扰动的逆变电源数学模型, 根据这一模型得出逆变电源并联系统中的谐波环流产生原理, 提出了采用电流内环、电压外环的双环控制及增加耦合电感的谐波环流抑制方案。理论分析和仿真结果表明, 该方案有效地抑制了逆变电源并联系统的谐波环流。

参考文献

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[3]张宇.三相逆变器动态特性及其并联系统环流抑制的研究[D].杭州:浙江大学, 2005.

逆变器并联系统第4篇

1 逆变器并联技术分析

多台逆变器并联[1,2]运行时应满足下列条件:各逆变器的交流输出电压要保证同频、同相、同幅, 否则就会在各逆变器之间引起环流, 影响系统的稳定运行, 甚至造成严重的事故。下面以2台逆变电源对同一负载供电为例进行分析, 等效电路图如图1所示。

设电源1的相位角为φ1, 电源2的相位角为φ2, 负载ZL两端电压为U0∠0。通过简单的电路分析可以得出以下结论:逆变电源1的输出电流undefined, 输出的无功功率undefined。在通常情况下由于逆变器输出电压与系统电压U0之间相位差φ1很小, 可近似认为sin φ1⧋φ1, cos φ1⧋1, 则undefined。同理可得逆变电源2输出的有功功率undefined。

设X1=X2, 则由上述公式可得出结论:在逆变电源系统中, 各逆变单元的相位角之差将导致有功功率的差异, 从而形成有功环流;各逆变单元输出电压的幅值差将导致无功功率的差异, 从而形成无功环流。在相位同步的前提下, 本文提出了一种利用现场CAN总线来实现逆变电源系统各逆变单元均流的方案。

2 现场CAN总线简介

控制器局部网 (Controller Area Network, CAN) 是BOSCH公司为现代汽车应用领先推出的一种多主机局部网, 由于其卓越性能现已广泛应用于工业自动化、多种控制设备、交通工具、医疗仪器以及建筑、环境控制等众多部门。

CAN总线[3,4]是一种多主总线, 通信介质可以是双绞线、同轴电缆或光导纤维。通信速率可达1 MB/s。它的总线通信接口中集成了CAN协议的物理层和数据链路层功能, 可完成对通信数据的成帧处理, 包括位填充、数据块编码、循环冗余检验、优先级判别等工作。CAN采用非破坏性仲裁技术, 当两个节点同时向网络上传送信息时, 优先级低的节点主动停止数据发送, 而优先级高的节点可不受影响地继续传输数据, 有效避免总线冲突。CAN节点在出现严重错误的情况下, 具有自动关闭输出的功能, 切断它与总线的联系, 以使总线上其他操作不受影响。

CAN通信协议的一个最大特点是废除了传统的站地址编码, 而代之以对通信数据块进行编码。采用这种方法的优点是:可使网络内的节点个数在理论上不受限制, 数据块的标识码可由11位或29位二进制数组成, 因此可以定义211或229个不同的数据块。这种按数据块编码的方式, 还可使不同的节点同时接收到相同的数据, 这一点在分布式控制系统中非常有用。数据段长度最多为8个字节, 同时8个字节不会占用过长的总线时间, 从而保证了通信的实时性。CAN协议采用CRC检验并可提供相应的错误处理功能, 保证了数据通信的可靠性。

3 基于DSP2407A的CAN总线设计

TMS320LF2407A (DSP2407A) 是美国TI公司推出的新型高性能16位定点数字信号处理器, 它专门为数字控制设计, 其集DSP的高速信号处理能力及适用于控制的优化外围电路于一体, 在数字控制系统中得到广泛应用。TMS320LF2407A系统组成包括:40 MHz, 40 MIPS的低电压3.3 V CPU、片内存储器、事件管理器模块、片内集成外围设备。TMS320LF2407A包含2个专用于电机控制的事件管理器模块EVA和EVB, 每个事件管理器模块包括通用定时器 (GP) 、全比较单元、正交编码脉冲电路以及捕获单元。TMS320LF2407A片上CAN控制器模块是1个16位的外设模块, 该模块完全支持CAN2.0 B协议, 6个邮箱 (其中0, 1用于接收;4, 5用于发送;2, 3可配置为接收或发送) 每次可以传送0～8个字节的数据, 具有可编程的局部接收屏蔽、位传输速率、中断方案和总线唤醒事件、超强的错误诊断、自动错误重发和远程请求回应、支持自测试模式等功能, 因此选择该DSP芯片作为CAN总线的控制器。收发总线上的数据将由CAN控制器中的6个邮箱 (mail-box) 完成, 通过设置每个邮箱中的屏蔽寄存器可以对来自总线上的数据进行筛选, 丢弃一些无用的信息。利用CAN总线作为并联逆变器系统的通讯总线, 将每个逆变器的编号和输出电流、电压等信息在每个工频周期中发送给位于总线上的其他逆变器, 这样每个逆变器都可以计算出自己的理论输出电压值, 即所有逆变单元的平均电压值。根据这个值与自身实际输出电压值的误差, 来调节各单元的输出电压值, 最终实现并联逆变电源的均流控制。

3.1 系统硬件结构设计

CAN总线收发器选用Microchip公司的MCP2551[5], MCP2551是一个可容错的高速CAN器件, 可作为CAN协议控制器和物理总线接口。MCP2551可为CAN协议控制器提供差分收发能力, 它完全符合ISO-11898标准, 包括能满足24 V电压要求。它的工作速率高达1 Mb/s。 RS 引脚可选择3种操作模式:高速、斜率控制、待机。在本系统中为了通过限制CANH和CANL的上升下降时间来进一步减少EMI, 选用斜率控制模式。系统硬件设计图如图2所示。

MCP2551引脚图如图3所示。

为了增强CAN总线节点的抗干扰能力, MCP2551与DSP 2407A的CAN控制器之间加一个光耦隔离6N137, 这样可以很好地实现CAN总线节点间的电气隔离。

3.2 软件设计

CAN节点通信的功能是将本节点的数据信息通过CAN总线以广播形式传给网络上的其他节点, 并且接受其他节点传来的信息。因此软件[6]的设计可以分为3部分:系统的初始化、信息的定时发送和中断接收。主程序在完成初始化后打开中断, 在TMS32LF2407A的数据采集中断服务中对模块的输出电流进行采样, 在一个工频周期结束后, 计算逆变器的输出电流值和对各模块进行编号, 通过定时发送程序, 每隔2 ms就向CAN总线上发送1次, 按照既定的均流算法, 进入下个循环周期。在中断接收程序中, 存储数据到接收缓冲区, 供主程序使用。

4 仿真实验结果

在Matlab 6.5软件平台上对上述方案进行仿真。仿真参数如下:输入电压为DC48 V, 输入电流为14 A (220 VDC, 3 kVA) , 单台输出电流为14 A, 输出频率为50 Hz。逆变器采用电压电流双闭环控制, L=2.7 mH, C=4.5 μF, 并机数量为2台。其中电流环采用P调节, 电压环采用PI调节, 设定P=5。仿真算法采用变步长的ode23tb, 仿真时间为0.05 s, 采样时间为0.002 s。仿真结果如图4、图5所示。

由图4可看出, 将CAN现场总线引入本系统中, 可达到较好的均流效果。在图5中, 当实现并机时, 两台逆变器输出电流分别为6.8 A, 6.9 A, 可以很好地实现分担负载的任务。

5 结语

本文将现场CAN总线引用到并联逆变电源系统中, 较好地解决了并联逆变电源普遍存在的环流问题, 提高了系统的稳定性和抗干扰性。同时真正实现 (N+X) 并联冗余, 可以在不断开负载的情况下通过热插拔增加或减少并机模块, 利用CAN总线的特点, 使得整个系统不受影响。

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电压电流双闭环反馈逆变器并联控制第5篇

在逆变电源设计中,多台逆变器并联运行是提高电源容量和增加系统可靠性的有效方法。逆变器并联运行的关键在于负载电流的分配,要使负载电流在每台逆变器之间均匀分配,就需要保证每台逆变器输出电压的幅值、相位及频率保持一致,否则将产生环流。负载电流分配不均将有可能造成个别逆变器过载,此外环流的存在将降低整个并联系统的效率及可靠性[1,2,3]。

目前,常用的逆变器并联控制策略主要有主从控制[4,5]、无互联线控制[6,7,8]及分散逻辑控制[9,10,11,12]3种,其中以采用环流功率进行均流控制的分散逻辑控制应用最为广泛。该控制思想是由建立在并机阻抗为感性基础上的电力系统同步电机并网理论演化而来,认为输出有功功率取决于相位差,输出无功功率取决于幅值差[13]。但是,为了减小装置的体积和提高系统的输出特性,一般采取减小甚至去除并机电感的并联方式,此时,逆变器的并机阻抗特性受逆变器反馈控制参数的影响较大,并联系统的均流性能不理想[14]。

本文分析了电压电流双闭环反馈控制单相逆变器并联系统中环流与逆变器基准信号幅值和相位的关系,提出了一种对逆变器输出电流进行有功、无功分解,然后对基准信号的幅值和相位进行解耦控制的并联控制策略,实验结果验证了该控制策略的可行性和有效性。

1 逆变器并联控制原理

单相逆变器由逆变桥和LC输出滤波器组成,通常采用输出电容电压瞬时值和滤波电感电流瞬时值双闭环反馈控制结构。电压外环采用比例积分(PI)调节器,控制输出电压uo跟踪基准正弦波电压uref的变化,kPu和kIu分别是PI调节器的比例和积分系数,PI调节器的输出作为电流给定iref;电感电流内环采用比例(P)调节器,kPi为比例调节系数,控制电感电流iL跟踪电流给定iref的变化,提高系统的动态响应能力。双闭环反馈控制的单相逆变器结构框图如图1所示。

双闭环反馈控制单相逆变器可以看作是理想电压源和其等效输出阻抗的串联,理想电压源的电压值为逆变器的空载输出电压。

其中,G(s)是增益系数,Z(s)为等效输出阻抗,它们都与逆变器输出滤波器参数L、C和双闭环反馈控制参数kPu、kIu、kPi有密切的关系,如式(2)和式(3)所示。

由于等效输出阻抗为复阻抗,可看作是纯电阻和纯电感串联构成,因此,可以把2台双闭环反馈控制单相逆变器构成的并联系统等效为如图2所示电路。

图2中

2台逆变器间的环流定义为[15]

在并联逆变器系统设计中,每个逆变器模块的参数都相同,因此有

其中,uref1、uref2分别为2台逆变器模块的基准正弦波信号。

环流可以分解为有功环流和无功环流,当2台逆变器基准信号相位相同而幅值变化时,基准信号电压幅值大的逆变器发出有功环流和无功环流,而基准信号电压幅值小的逆变器则吸收有功环流和无功环流。当基准信号电压幅值相同而相位变化时,基准信号相位超前的逆变器发出有功环流,吸收无功环流,而基准信号相位滞后的逆变器则吸收有功环流,发出无功环流。

2 有功电流和无功电流分解

逆变器并联控制的关键是控制每个逆变器模块的有功电流和无功电流,只要并联系统中每个逆变器模块的有功电流和无功电流完全相等,逆变器模块之间就没有电流环流,负载电流就能够在并联系统中均匀分配。

传统理论中的有功和无功都是在平均值基础上定义的,而瞬时无功理论是在瞬时值的基础上定义,不仅适用于正弦波,也适用于非正弦波和任何过渡过程。对于单相逆变器而言,要想计算有功电流和无功电流的瞬时值,都需要借助于瞬时无功理论中的方法。

由于瞬时无功理论是基于三相系统来定义的,对于单相逆变器,首先需要根据输出电流io构造三相电流[16],令

将ia延时π/(3ω)并反相得到ic,再用ia和ic构造ib得:

显然,ia、ib、ic为对称的三相电流,然后将其变换到α-β轴上得到瞬时分量iα和iβ:

再运用瞬时无功功率理论对其进行d-q变换,即可得到单相逆变器输出的有功电流和无功电流:

矩阵Cpq中sinωt是与逆变器输出电压同频的正弦波,它是由PLL电路得到的。

利用瞬时无功理论对单相逆变器输出电流进行有功和无功分解的原理框图如图3所示,分解得到的有功电流ip和无功电流iq经过低通滤波器(LPF)滤除高频分量后就得到了有功电流和无功电流的瞬时值和。

3 并联控制策略实现

在并联系统中,第i台逆变器模块输出的有功功率、无功功率与该模块输出电压的幅值和相位的关系满足:

根据式(12)可以得到根据有功环流和无功环流进行逆变器输出电压幅值、相位调节的解耦控制策略,如图4所示。通过对逆变器模块输出电压幅值和相位的调节,使每个逆变器模块输出相同大小的有功电流和无功电流,消除逆变器模块之间的电流环流,从而使各模块输出电流实现完全均流。

在逆变器模块中,对输出电压、输出电流的瞬时采样,计算输出的有功电流和无功电流,以及解耦控制策略的实现,都可以由数字信号处理器完成。

4 实验结果

基于上述分析及设计,本文使用2台2 k V·A的逆变器进行并联实验。逆变电源的输出滤波电感为500μH,输出滤波电容为10μF,逆变电源的输入直流母线电压为200 V,输出交流电压为110 V/50 Hz,双闭环反馈控制参数为kPu=5,kPi=1,kIu=100。闭环控制、解耦算法和SPWM控制信号产生都由TI公司数字信号处理芯片TMS320F2812处理器完成。

图5和图6为稳态时2台逆变器的输出波形,图7和图8分别为突增负载电流(负载电阻从50Ω改变为15Ω)和突减负载电流(负载电阻从15Ω改变为50Ω)时2台逆变器的输出电流波形,从实验波形可以看到,系统中2台逆变器的输出电流一致性非常好,负载电流被均匀的分配到了2台逆变器中。在稳态时,2台逆变器的环流非常小,在突增负载和突减负载时,也能很好地均流。

5 结论

逆变器并联运行及均流技术研究第6篇

单台逆变电源由于受到容量和可靠性的限制,难以满足负荷的功率需求,为了提高逆变电源容量和可靠性,微网中多采用逆变器并联技术。在众多并联技术中,无联络线控制技术仅需测量分布式系统的本地信号,无需通讯就能实现电压控制,因而得到了广泛应用[1,2,3,4,5,6]。

在无联络线系统中,若逆变器输出滤波器电感值较大且线路阻抗感性较高时,一般分析认为逆变器的输出阻抗为感性[5],此时逆变器通常采用P-ω,Q-V下垂控制策略来均分有功、无功功率。逆变器采用闭环控制时,其输出阻抗受控制方式及系统参数的影响[6,7,8];同时,传统的并联控制技术没有考虑逆变器自身输出阻抗以及线路阻抗的差异,导致负载功率在并联逆变器之间均分效果不好[1]。通常可在逆变器输出端串联一个大电感来保持输出阻抗的感性,但电感的加入会增加系统的体积和成本;因此,有人提出采用控制策略来模拟感性的输出阻抗特性[3,5]。

本文基于虚拟阻抗方法,在传统并联控制环中增加虚拟阻抗环,改善了输出阻抗特性,减小了线路阻抗差异的影响,在P-ω,Q-V下垂控制下提高了有功、无功均分精度,降低了环流。通过仿真和实验验证了该方法的有效性。

1 逆变器并联控制策略

1.1 传统逆变器并联控制策略

多个电源模块并联,平均分担负载功率,可以降低各个模块中主功率器件的电流应力,有利于功率器件的选择。本文以2台逆变器并联等效模型为研究对象,对逆变器并联时的功率均分问题进行分析。

在图1模型中,定义2台逆变器的输出电压为Uoi∠φi(i=1,2),φi为输出电压与母线电压的相角差;输出电流为,逆变器输出阻抗与线路阻抗和为Z∠θi,Zi和θi分别为其幅值和相角;负载阻抗为ZL,负载电流为。假设交流母线电压,作为参考向量。由于Uoi的相角是通过锁相环对母线电压V锁相得到的[8],因而Uoi和V的相角差很小(sinφi≈φi,cosφi≈1),可得逆变器输出电流为:

其中,Zi∠θi=Zoi+Zlinei=Ri+jXi。

由等效模型可得,逆变器输出的复功率为[5]:

式中:为输出电流的共轭向量;Pi,Qi分别为有功、无功功率。结合式(1)、式(3)可得输出有功、无功功率为[1,2,3,4,5,6]:

当逆变器输出阻抗与线路阻抗之和为感性时,,式(4)、式(5)可变换为[9]:

分析式(6)、式(7)可知,有功功率P主要由相角φi决定,而无功Q主要由Uoi和V的幅值差决定,相角φ可通过对角频率ω积分得到,由此可得传统的P-ω,Q-V下垂控制方程,如式(8)、式(9)所示。

式中:ω*为逆变器输出电压频率参考值;ωN为额定角频率;mp、np分别为频率和电压下垂系数;VN为逆变器额定输出电压值;为输出电压的d轴参考值,通过无功功率经下垂特性得到;为q轴参考值,设置为零。

若输出阻抗和线路阻抗之和为阻性,即Zi=Ri,此时θi=0°,下垂方程应变为P-V,Q-ω,如下式所示:

当逆变器输出阻抗与线路阻抗之和为阻感性时,阻抗角0°<θi<90°,此时下垂控制方程为:

现有的微型电网由于容量较低,一般接入到低压配电网中[4],而低压线路的线路电阻远大于电抗(阻抗比可达7.33)[10];若采用传统的P-ω,Q-V下垂控制,P-Q解耦将受到影响,且在稳态时无功均分效果较差。因此,应综合考虑逆变器输出阻抗及线路参数特性,选取合适的下垂控制策略。

1.2 基于虚拟阻抗的改进并联控制策略

1.2.1 逆变器并联功率均分机理

微电网中多个并联的逆变电源通过共同的交流母线作为其输出的唯一连接,并联逆变电源之间需要根据自身的输出功率,通过合理、优化的控制方法调节各自的输出电压幅值、频率和相位,从而实现各逆变单元之间负载功率的合理分配[11]。由式(6)、式(7)可知,逆变电源的输出功率与其输出阻抗、线路阻抗及输出电压的幅值和相角有关,当各并联逆变器的输出阻抗与线路阻抗都相等时,P-ω,Q-V下垂控制可实现各逆变器的功率均分。但在实际情况下,各逆变器与母线的连线阻抗存在差异,即Z1≠Z2,则由式(6)、式(7)可知,并联运行时,逆变器1和2的输出有功和无功不相等,导致系统环流的增加,影响并联系统的稳定运行。

由式(6)、式(7)可知,当Z1≠Z2时逆变器1和2的有功和无功的偏差为:

通常定义环流为:

分析式(14)、式(15)、式(16)可知,有功、无功偏差和环流大小主要跟逆变器输出电压矢量和等效输出阻抗有关。若要使ΔP、ΔQ、为零,必须同时满足,即2台并联逆变器的输出阻抗相同,输出电压矢量相同。通过设置相同的下垂系数和电压给定值可以使并联逆变器输出电压幅值和相角相同,而逆变器等效输出阻抗及线路阻抗的差异可以通过加入虚拟阻抗进行调节。

1.2.2 基于虚拟阻抗的逆变器输出特性分析

基于前述分析,在控制环中加入一个虚拟的阻抗,可以改变逆变器等效输出阻抗,同时避免加入实际外接电感引起的装置体积和成本增加问题。图2所示为加入虚拟阻抗的逆变器控制框图,逆变器采用电压、电流双环控制,电压外环采用PI调节器,其传递函数为Gv(s),其输出作为电感电流内环的参考输入,传递函数为Gi(s);Uo为逆变器输出电压:Uoref为输出电压参考值;Lf和Cf分别为逆变器的输出LC滤波电感和电容:kpwm为PWM环节的比例系数;IL,Ic和Io分别为滤波电感电流、滤波电容电流和输出电流

由图2可推导出逆变器的输出电压为:

将,Gi(s)=kpi人式(17),可得:

将式(17)整理后得:

加入虚拟阻抗后总的输出阻抗为:

从式(17)和式(18)可以看出,逆变器的输出电压由G(s)、Uoref(s)、Io(s)及闭环输出阻抗Zovir(s)决定。当逆变器的主电路及控制参数确定后,G(s)和Uoref(s)保持不变,Io(s)由负载大小决定,Zovir(x)主要由虚拟阻抗决定,因此,加入虚拟阻抗可改变输出阻抗的特性,减小各并联逆变器与母线的线路阻抗差异,在传统下垂控制下可以提高功率均分精度,从而减小系统环流。

1.2.3 虚拟阻抗参数设计

通过加入虚拟电感,可使逆变器等效输出阻抗感性增强;加入一定的虚拟电阻可以降低阻性线路阻抗差异引起的环流,但应取较小值,使Rvir<<ωLvir。取逆变器仿真运行的参数,可得未加虚拟阻抗时系统输出阻抗的伯德图如图3所示,由图3中可以看出,未加虚拟阻抗时,系统闭环输出阻抗在基波频率处为0.303∠72.4°Ω,根据低压传输线路的阻抗参数特性[12](r=0.641Ω/km,X=0.101Ω/km),设定逆变器1与母线距离为0.2 km,逆变器2与母线距离为0.4 km,则线路阻抗分别为Zline1=(0.128 2+j0.020 2)Ω,Zline2=(0.256 4+j0.040 4)Ω,则逆变器1总输出阻抗为Zototal=Zo1+Zline1=0.385∠4.88°Ω,显示为阻感性,不符合P-ω,Q-V下垂控制的条件。因此应合理设计控制参数和虚拟阻抗,使系统等效输出阻抗为感性,满足P-ω,Q-V下垂控制的使用条件

保持其他参数不变,取电压环积分系数kiv分别为100,500,1 000,2 000,得到系统输出阻抗特性曲线(见图4),可以发现积分系数越大,系统阻抗在基波频率处的感性越强,但同时阻抗幅值也更小,不利于抑制环流,因此,综合考虑选定kiv=1000。

采用同样的方法可确定电压环比例系数kpv=1,电流环比例系数为kpi=1。

确定控制参数后,取虚拟电感值Lvir1分别为0.5mH,2 mH,5 mH,10 mH,得到加入虚拟阻抗后的系统输出阻抗特性曲线如图5所示。

将图5与图3对比可知,加入虚拟阻抗后,系统阻抗特性更趋近于感性,同时,当Lvir较大时,阻抗角较大,接近90°,阻抗幅值在高频处的值也较大,但不利于抑制高频谐波,综合考虑选取Lvir1=5mH,Rvir1=0.15Ω。从图5中可以看出,此时阻抗为1.89∠87.1°Ω,加上线路阻抗后为1.91∠83.31°Ω,可见,加入虚拟阻抗后,系统等效输出阻抗在基波频率下基本为感性,且加上线路阻抗后的总阻抗也近似为感性。

由图(2)可知,逆变器输出电压、电流与母线电压的关系为:

将及式(18)带人式(20),当2台逆变器容量相同,其他参数也相同时有:

当功率均分较好,基本无环流时,有Io1=Io2,应满足条件:

即:

由此得到了2台逆变器的虚拟阻抗间的关系。综上,可取Rvir1=0.15Ω,Lvir1=5mH,|G(s)|为逆变器输出电压增益幅值,其在基波频率处值约为1,可得到Rvir2=0.021 8Ω,Lvir2=4.94mH。

1.3 dq坐标系下的虚拟阻抗设计

加入虚拟阻抗后,用功率下垂得到的输出电压参考值减去输出电流在虚拟阻抗上的压降,得到输出电压的调整参考值,可表示为:

式中:为由下垂控制方程得到的输出电压参考值;Voref为输出电压的调整参考值,作为电压、电流双闭环的输入参考值;Zvir、io分别为虚拟阻抗和输出电流值。

为了在dq坐标系下实现虚拟阻抗,可将式(24)中的电压、电流变量在dq旋转坐标系下表示,由于dq坐标系的特殊性,其dq轴旋转角速度相差90°,因此可用复数的形式来表示,如下式所示:

式中:Rvir、Lvir分别为虚拟电阻和虚拟电感。式(25)经整理后可得:

虚拟阻抗在控制环中的实现如图6所示。

图6中的控制环基于而旋转坐标系,用下垂公式计算得到的电压指令值和,减去输出电流的dq分量和虚拟阻抗的乘积,得到输出电压调整指令值Vodref和Voqref,作为电压环的参考输入。

加入虚拟阻抗后的逆变器并联控制框图如图7所示。在图7中,2台逆变器通过线路阻抗Zline连接到交流母线,共同提供负载功率。逆变器的控制回路主要包括功率外环、虚拟阻抗环、电压外环、电流内环等。

在下垂控制下,逆变器的功率均分精度受到其输出阻抗和线路阻抗参数的影响,加入虚拟电感,可改变输出阻抗的特性;虚拟电阻的加入,增加了系统的阻尼,能有效抑制系统振荡。虚拟阻抗的加入改善了等效输出阻抗特性,减小了逆变器输出阻抗差异,提高了有功、无功的均分精度。

2 仿真分析

为验证本文采用的基于虚拟阻抗的改进下垂控制算法的有效性,使用PSIM仿真软件搭建了2台逆变器并联模型,如图8所示。

为了更好地模拟实际微网,仿真中设置逆变器1与母线的连接阻抗为Zline1=(0.128 2+j0.020 2)Ω,逆变器2与母线的连接阻抗为zline2=(0.256 4+j0.040 4)Ω;直流侧电压为Vdc=700 V;仿真所加的虚拟阻抗分别为Rvir1=0.15Ω,Lvir1=5 mH;Rvir2=0.021 8Ω,Lvir2=4.94 mH。

分别采用传统控制策略和加入虚拟阻抗的改进下垂控制策略进行了仿真。其中,图9(a)、(b)分别为采用传统控制策略和改进控制策略时的有功、无功功率波形;图9(c)、(d)分别为传统控制策略和改进控制策略下的逆变器输出电流及环流。

首先由逆变器1单独运行提供负载功率,负载为三相对称RL负载(R=25Ω,L=5 mH),其所需功率约为P=3 kW,Q=300 Var;在0.1 s时逆变器2接入,2台逆变器并联运行,对比图9(a)、(c)和(b)、(d)可知,采用传统控制方法时,逆变器输出有功、无功功率不能较好均分,而采用加入虚拟阻抗的改进控制策略时,逆变器输出的有功、无功功率能较好地均分。在0.2 s时,突加R=50Ω,L=5 mH阻感负载(并联接入),负载所需总的有功和无功功率增加,通过对比可知,传统控制策略下的有功、无功功率依然不能较好均分,而采用改进的下垂控制策略能较好地均分负载,且动态响应较快。实现了微网中下垂控制逆变器即插即用的功能。

另外,由图9(c)、(d)可以看出,采用传统控制方法时,逆变器的输出电流不能完全同步,存在幅值和相位差,进而产生环流;而采用改进控制算法可以使逆变器输出电流同步,并基本消除了环流。下面将进一步通过实验进行验证。

3 实验分析

本文基于实验室的2台逆变器进行了实验验证,并与仿真结果进行对比,实验电路与仿真电路相同。实验主要参数如下。

2台逆变器参数相同,额定容量为3 kVA,输入电压为Udc=260 V,输出电压为Uo=120 V/50 Hz;输出滤波器为Lf=0.8 mH,Cf=60 uF;三相对称阻感负载为R=20Ω,L=2 mH。逆变器与母线的连接阻抗与仿真时相同。由于实验与仿真部分参数不同,因而设计的虚拟阻抗与仿真时不同,所加的虚拟阻抗分别为Rvir1=0.15Ω,Lvir1=10 mH;Rvir2=0.021 8Ω,Lvir2=9.94mH。

图10为实验波形,其中图10(a)为逆变器切入时的输出电流;图10(b)、(c)分别为突加负载和突减负载时的输出电流;图10(d)为2台逆变器并联运行稳态时的输出电压及电流。

由图10(a)可知,逆变器1单独运行提供负载功率,逆变器2并入时,约在0.17 s时电流同步,实现负载均分;由图10(b)、(c)可以看出,2台逆变器保持并联运行时,突增和突减负载,其输出电流都能保持同步,同时增大和减小;由图10(d)可知,2台逆变器在稳态运行时,其输出电压能保持同步,且输出电流基本等幅值同相位,实现了负载功率的较好均分,基本消除了环流。此外,由图10(d)看出,逆变器输出电压比额定值小,这是由于逆变器非理想电源,具有一定的输出阻抗,同时,输出电流在虚拟阻抗上也有压降,这个问题可以通过增大电压给定值来解决。

4 结论

针对微网中逆变器并联系统采用传统下垂控制时逆变器输出功率均分效果不好的问题,分析了逆变器输出阻抗及线路阻抗差异对功率均分的影响,推导了逆变器闭环输出阻抗的表达式及影响因素,通过合理设计控制参数和加入虚拟阻抗,改变了逆变器的输出阻抗特性,减小了线路参数差异对功率均分的影响,在传统下垂控制下提高了有功、无功解耦控制精度。仿真和实验结果均表明,采用改进的控制方法可有效提高功率均分精度,减小系统环流,在实际应用中具有一定的应用价值。

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逆变器并联系统第7篇

能源危机和环境污染问题已经引起世界各国的广泛关注,研究可再生能源分布式发电系统是解决这一问题的主要手段之一。可再生能源输出功率具有随机性和间歇性特点,将其与储能装置、并网接口变换器和负载单元组成微电网,以微电网的形式接入大电网是一种更加有效的方式[1,2]。

电压源型并网逆变器通常作为微电网与可再生能源发电单元的接口,主要起到能量转换和功率控制作用。并网逆变器的控制策略是保证微电网安全可靠运行的关键技术。微电网具有两种运行方式:并网和孤岛模式[3]。在并网运行时,由于电网电压和频率的支撑作用,并网逆变器只需要控制电流即可实现对功率进行控制[4]。当微电网处于孤岛情况时,其控制策略主要分为主从控制和对等控制。主从控制策略主要是指其中一台逆变器作为主站,采用恒压恒频控制或者下垂控制维持交流母线电压恒定,而其他逆变器作为从站,仍然采用电流闭环控制,该控制方法需要通信,当通信系统出现问题时有可能导致系统不稳定,因此主从控制策略稳定性较差[5,6]。对等控制是指系统不分为主站和从站,在失去主电网支撑作用期间,所有逆变器均参与交流母线电压和频率控制,采用对等控制时逆变器之间不需要通信,能够实现自插自用功能,稳定性更好[7,8]。

与主从控制不同,多台逆变器同时采用下垂控制存在功率分配不均以及逆变器间出现环流的问题,针对这一问题,参考文献[9]提出了单相并网逆变器在dq旋转坐标系下的并联运行控制策略,通过移相90°能够构造虚拟正交分量,进而得到dq分量,推导了瞬时有功和无功功率,给出了dq坐标系下的控制框图,可实现有功和无功解耦控制,然而该方法存在控制过程复杂的缺陷。参考文献[10]提出了电压和电流双闭环解耦控制策略,通过对单相电压移相构造三相电压,利用瞬时无功功率理论提取平均有功和平均无功电流,根据有功和无功环流对电压以及相位进行闭环控制,实现环流抑制目标。参考文献[11,12]提出了虚拟电阻匹配模式并联控制方法,解决了输出电压存在直流偏移问题,实现良好的动态和静态均流。参考文献[13]研究了通过DSP实现逆变器并联控制算法的关键技术。参考文献[14]采用基于双二阶积分器提取平均有功和无功功率,并且结合虚拟阻抗实现功率均分和环流抑制。参考文献[15]针对传统下垂控制在轻载和非线性情况存在动态响应慢,容易受到扰动影响问题,提出了一种基于瞬时无功功率理论的功率计算方法,能够促进系统动态响应速度。

本文主要研究了单相逆变器并网和孤岛的控制策略,给出了并网和孤岛运行机理和控制框图,并且进行了详细地分析。当逆变器运行在孤岛模式期间,采用下垂控制和虚拟阻抗技术实现两台逆变器输出功率均分和环流抑制,采用混合滤波器抑制输出功率振荡。最后通过仿真软件对控制策略进行了仿真验证。

1 逆变器并联并网和孤岛控制机理

图1给出了两台逆变器并联运行系统结构。逆变器输出侧接有二阶LC滤波器,Z1和Z2表示线路复阻抗,RL表示本地负荷。并网逆变器和电网之间接有静态开关。在电网正常运行期间,静态开关闭合,逆变器工作在并网模式;当电网发生故障时,静态开关断开,此时逆变器工作在孤岛模式。

1.1 并网运行控制机理

如图2所示,单相逆变器处于并网运行模式时,主要采用电流闭环控制策略[4],在此期间主要关注目标是实现电流的无静差控制。

根据图2能够得到:

式中,G(s)表示控制器传递函数,K表示PWM增益。从式(1)看出并网运行期间,逆变器的输出电流(iL)主要受到参考电流(iref)和电网电压(ug)影响。传统控制方法通常采用PI调节器,然而PI调节器由于在基波角频率处不具有无穷大增益,因此难以实现无静差控制。基于这一问题,本文采用PR控制器,PR控制器主要存在两种形式,本文采用准PR控制器,其传递函数表达式为:

式中:kp表示比例系数,kr表示谐振系数,ωb表示带宽角频率,ω1表示基波角频率。在基波角频率处准PR控制策略增益为:

可以看出通过适当的选取比例和谐振系数能够在基波角频率处获得较大的增益。将式(3)代入式(1)得知在增益趋近于无穷大时,iL=iref,进而能够实现零稳态误差的调节[16]。

1.2 孤岛运行控制机理

逆变器在孤岛运行期间的等效电路见图3。

在图3中,U1∠δ1和U2∠δ2表示逆变器1和逆变器2的输出电压,Zo1和Zo2表示逆变器1和逆变器2的输出阻抗,I1和I2表示逆变器1和逆变器2的输出电流,Uo∠0、Zo和Io表示负载电压、阻抗和电流。根据图3能够得出逆变器1的输出电流和输出复功率为:

根据式(4)~式(6)能够得到:

当线路为感性时,忽略线路电阻。当δ很小的时候,则sinδ≈δ,式(7)和式(8)变为:

从式(9)和式(10)可以看出,有功功率和角度有关,因此可以通过频率调节有功功率。而无功功率与电压差有关,因此可以通过调节电压调整无功功率。根据分析能够得到下垂控制表达式为:

式中:fref和fn表示额定频率和实际频率,Uref和Un表示额定电压和实际电压,Pref和Pn表示额定有功功率和实际有功功率,Qref和Qn表示额定无功功率和实际无功功率,m和n表示有功和无功下垂系数。为了实现逆变器并联功率均分,在线路阻抗一致情况下,通常选取下垂系数和容量成反比,因此能够得到:

2 逆变器并联并网和孤岛运行控制策略

2.1 并网运行控制策略

在并网运行期间,逆变器通过采用单电流闭环控制,系统控制框图如图4所示。

首选需要采样电网电压通过锁相环提取电网电压相位信息,将其与电网电流参考值可以合成正弦参考,将电流参考值与电感电流实际值相减通过准PR调节器实现对交流误差信号的零稳态误差条件,最后通过正弦脉宽调制策略获得IGBT驱动脉冲。

2.2 孤岛运行控制策略

在孤岛运行期间,由于失去了主电网的电压和频率支撑作用,需要切换逆变器的控制模式使得逆变器作为可控电压源来保证本地负荷的不间断供电运行。为了解决这一问题,在孤岛运行期间,采用下垂控制,并且结合虚拟阻抗实现两台逆变器输出有功和无功功率均分,消除逆变器间的环流。逆变器的下垂控制如图5所示。首先采集电网电压和电感电流计算瞬时有功和无功功率,通过平均功率提取模块送入下垂控制模块,根据有功功率和频率、无功功率和电压关系进而可以生成电压外环参考值。将电压外环与实际输出电压相减经过PR调节器生成电流内环参考值,再将电流内环参考值与反馈值相减经过PR调节器得到调制信号,最终将调制信号送入正弦脉宽调制模块生成IGBT驱动信号。

从图5中可以看出,当采用下垂控制时,需要提取平均有功功率和无功功率,传统方法通常采用一阶低通滤波器来衰减输出功率的交流分量,然而由于单相瞬时功率存在100 Hz功率波动,为了更好地衰减低频分量,一阶低通滤波器的截止角频率需要选取较小,导致延迟过大,严重影响系统的动态响应速度,且不能完全消除智能衰减。针对这一问题,本文采用混合滤波提取方式,其结构见图6。

从图6中可以看出,首先通过采集得到的电压和电流计算瞬时有功和无功功率,将瞬时有功和无功功率通过陷波器来消除特定频率的交流分量,陷波器的传递函数表达式为:

式中,ω表示陷波器角频率,Q表示品质因数。为了消除有功和无功功率的100 Hz交流分量,选取角频率ω=2πf=200π。品质因数选取较小时,陷波器无法有效提取特定的交流分量;品质因数选取较大时,又会提高实际电路的成本,基于以上原因,本文选取品质因数为0.707。一阶滤波器传递函数表达式为:

式中,ωc表示截止角频率。根据图6将实际功率与陷波器输出值相减,再经过一阶低通滤波器获得平均功率,可以表示为:

在实际过程中,由于线路阻抗通常为阻感性,因此有功功率和无功功率与频率和电压并不是完全解耦的,因此为了解决这一问题,通常需要采用虚拟阻抗技术,由于线路阻抗通常较小,加入虚拟阻抗能够使其变为纯阻性或者纯感性,为了实现再用Pf和QV下垂控制,在此加入虚拟电感,而由于虚拟电感的加入将会存在纯微分环节,在控制过程中将会引起噪声等不利因素,本文采用高通滤波器来替换纯积分环节,根据图6可以得到:

式中,Lv表示虚拟电感,U*表示下垂模块生成电压,ω0表示转折频率。

3 仿真算例分析

为了验证本文研究算法的有效性和可行性,本文通过Matlab/Simulink仿真软件搭建单相逆变器并联仿真平台,系统参数如表1所示。下面分别对采用传统平均功率提取方式和采用混合滤波器提取方式进行了仿真研究。

3.1 传统平均功率提取方式的仿真结果

仿真初始时刻,系统处于并网模式,并网逆变器采用单电流闭环控制策略,电流参考值为10 A;t=0.4 s时,系统因电网故障切换至孤岛模式,为实现对交流电压和频率支撑以及保证负荷的不间断供电运行,两台逆变器同时采用下垂控制,此时本地负载有功功率为1.2 k W,感性无功功率为1 kvar。采用传统平均功率提取方法的仿真结果见图7。

图7 a)中,公共连接点电压幅值始终维持在311 V左右,且0.4 s断网时,电压波动较小。显然,电压准PR调节器的应用提高了系统电压的稳定性和抗干扰能力。图7 b)是单台逆变器的电网电流,并网模式下,逆变器经过1个周期即达到了稳态输出,且稳态时电流波动较小。故电流准PR调节器可以提高电流的响应速度、抑制电流波动。图7 c)、图7 d)和图7 e)分别为逆变器1和逆变器2的输出有功功率、无功功率和输出电流,为了更好的对比功率均分和环流消除的效果,将逆变器2的输出有功功率P2、无功功率Q2和输出电流I2乘以系数0.5倍。从图7 e)可以看出采用准PR调节器可以保证输出电流零稳态误差调节,但是也存在电流谐波含量较大的问题。结合图7 c)、图7 d)和图7 f)可知,孤岛模式下,采用准PR调节器并结合了虚拟阻抗的下垂控制策略能够实现有功和无功功率均分,并且消除了环流,然而有功功率存在频率为100 Hz的低频振荡。

3.2 混合滤波器提取方法的仿真结果

图8给出了采用混合滤波器提取方法的仿真结果。从图8 a)可以看出,采用混合滤波器提取方式能够有效地消除有功功率中的100 Hz低频振荡,进而提高了系统的电能质量。图8 b)为逆变器输出无功功率,由于无功功率中低频振荡幅值较小,因而与图7 d)中的无功功率差别较小。图8 c)为逆变器输出电流,与图7 e)对比分析可以看出,混合滤波器在抑制逆变器输出功率振荡的同时,有效降低了输出电流的谐波含量。仿真结果验证了控制策略的可行性和有效性。

4 结语

逆变器并联系统第8篇

随着分布式电源的发展, 逆变器并联技术由于其节能、高效、可靠等特点得到了广泛应用。传统的无互联线并联技术一般是基于下垂特性的PQ下垂法, 根据逆变器输出的有功功率与无功功率, 通过相应的下垂曲线确定输出电压的相角与幅值, 从而控制逆变器的输出电压。这种方法在一定程度上解决了电流均流问题, 实现了并联工作, 具有良好特性。但由于逆变器参数、线路阻抗都存在差异, 实际工作中的采样误差以及低通滤波器的影响, PQ下垂法在某些极端情况下的稳态误差大、动态响应慢, 从而造成电流均流效果较差, 甚至不能并联运行。

针对上述问题, 提出基于传统下垂特性控制的改进方案, 以PQ下垂曲线所得到的输出电压相角、幅值为基础量, 引入因电气参数差异生成的修正量, 从根本上减小环流的影响, 实现电流均流, 从而提高并联系统的稳态精度, 缩短动态响应过程。

1 逆变器并联运行分析

以两台逆变器并联为例, 图1为其等效电路。其中E1∠δ1、E2∠δ2分别为两台逆变器的输出电压, 两台逆变器输出阻抗与连线阻抗之和分别为Z1=R1+j X1、Z2=R2+j X2, V∠0为交流母线侧电压。

逆变器n (n=1, 2) 的输出功率为:

得逆变器n输出的有功功率Pn、无功功率Qn:

由式 (2) 、 (3) 可以得到不同连线阻抗下, 有功功率Pn、无功功率Qn与逆变器输出电压幅值En、相角δn的对应关系, 这里仅以连线阻抗为纯感性这种极端情况进行说明。当连线阻抗为纯感性时, Rn=0, 则式 (2) 、 (3) 变为:

实际分析中, 一般认为逆变器输出电压与交流母线侧电压相位相差不大, 即可近似认为δn很小, 因此, sinδn≈δn, cosδn≈1。式 (4) 、 (5) 分别对幅值En、相角δn求偏导, 可得:

由式 (6) 可知, 当连线阻抗为纯感性时, 逆变器输出有功功率Pn对输出电压相角δn变化较快, 而对输出电压幅值En变化较慢;逆变器输出无功功率Qn对输出电压幅值En变化较快, 而对输出电压相角δn变化较慢。同理可以得到纯阻性下的对应关系:逆变器输出有功功率Pn对输出电压幅值En变化较快;逆变器输出无功功率Qn对输出电压相角δn变化较快。传统PQ下垂法就是根据式 (6) 所得到关系利用简单的一次函数得出的调节方式, 其具体控制方程:

实际的连线阻抗呈阻感性, 由上述分析可知, 逆变器的输出功率不再仅随输出电压相角、幅值某单一量变化, 而与两个量均有联系。因此单纯采用传统PQ下垂法进行控制输出电压时, 不免存在因连线阻抗造成的误差, 某些文献提出增加下垂系数, 将PQ下垂法的控制方程调整如下:

尽管对下垂特性的修正可在很大程度上提高电流均流水平, 但是由于实际中环境温度等因素的变化会造成连线阻抗的不确定, 而每台逆变器给定的电压频率、幅值只能沿着式 (8) 的一次函数曲线来回变动, 因此整个系统动态响应很慢;此外缺少诸如积分电路这样消除稳态误差的环节, 造成系统稳定后往往具有可观的稳态误差。特别在实现逆变器的热插拔过程中, 如果无法解决好这两点, 系统难以在短时间内稳定, 严重情况将造成原并联系统的崩溃。

2 基于PQ下垂法的改进方案

针对上述PQ下垂法的不足, 提出一种基于PQ下垂法的改进方案。改进方案以传统PQ下垂方程为基础, 在控制过程中添加输出电压幅值、频率的修正环, 修正环可以根据瞬时的电气参数变化对基础量进行修正, 有效地提高并联系统的瞬时精度和响应速度。改进方案的控制结构如图2所示。

Pref、Qref分别对应并联逆变器的有功功率、无功功率参考值, 假设n台参与并联向负载供电, 负载侧母线单相的采样电压、电流经低通滤波器后的输出分别为Vo∠0、Io∠φ, 则有功功率和无功功率参考值Pref、Qref的计算公式为:

第n台逆变器输出的有功功率Pn、无功功率Qn与参考值Pref、Qref比较后各自经过两个不同的PI控制器, 分别得到参考电压幅值、频率的修正量ΔEp、ΔEq、Δωp、Δωq。将修正量与PQ下垂法得出的幅值、频率的基础量En、ωn相加, 即得到电压幅值、频率的参考值E*、ω*, 通过电压计算模块即可得到逆变器参考电压。

改进方案的实质是让每台逆变器输出功率追踪功率的参考值Pref、Qref, PI控制器的引入使得系统在工作中的动态响应速度变快、稳态误差趋于零。由式 (9) 可以看出, 功率参考值为总功率的算术平均值, 保证了在稳态情况下, 每台逆变器输出功率相同, 实现了能量的均分, 也就是电流的均分。

图3为引入修正量后的下垂曲线图, 由于电压幅值与频率的调节过程基本类似, 仅以电压频率调节过程为例。图3 (a) 中, 当逆变器输出有功功率Pn小于有功功率参考值Pref时, 其误差经过PI控制器产生修正量Δωp, 同时逆变器输出无功功率Qn与无功功率参考值Qref的误差经过PI控制器产生修正量Δωq, 下垂曲线1得到的电压频率基础值ωn通过叠加修正值Δωp+Δωq后, 由于逆变器输出有功功率不能突变, 下垂曲线平行上移, 从而得到下垂曲线2。频率上升使逆变器增发有功功率, 随着有功功率的增加, 频率沿着下垂曲线2下降, 直到达到与Pref相交的新平衡点。

实际的控制过程基本与上面分析类似, 不同的是, 在瞬态过程中, 由于PI控制器的存在, 下垂曲线在每个采样周期都会向上 (或向下) 平移一次, 在每个采样周期内沿下垂曲线变化, 直到下一个周期的到来。下垂曲线在不断的平移中趋于稳定, 从而实现并联系统的稳态运行。

3 采用改进方案后连线阻抗对并联的影响

采用传统PQ下垂法进行并联控制时, 连线阻抗对输出有功功率影响不大。因此分析改进方案中连线阻抗对功率分配的影响时, 也只需考虑其对无功功率分配的影响。为了简化分析过程, 假设连线阻抗为纯感性, 且负载保持恒定, 该条件下输出电压幅值的控制原理如图4所示。

由图4可以得出逆变器输出无功功率Qn (s) 表达式为:

以E0-V、Qref作为输入, Qn作为输出, 得到Qn与E0-V的对应关系:

传统PQ下垂法不含无功功率修正环, 其Qn与E0-V的对应关系为:

由上式可以看到, 传统PQ下垂法在整个频带范围内的增益都与连线阻抗Xn有关, 而加入修正功率环后, 如式 (11) 分母所示, 通过PI控制器对Xn的修正, 可以减小甚至消除无功功率对连线阻抗的依赖。

各台逆变器连线阻抗Xn不等, 由上面分析可知, 对式 (10) 中第一项影响不大, 无功功率均分主要通过式 (10) 的第二项实现。连线阻抗较大的逆变器输出的初始无功功率Qn较小, 同时Qref系数较大, 特别在Xn很大时, 系数基本达到1;而对于连线阻抗较小的逆变器来说, 输出Qn较大, Qref的系数较小, 在Xn很小时, 系数趋于0。这就保证了式 (10) 的第二项根据不同连线阻抗给出补偿量, 有助于输出无功功率Qn更好地跟踪无功功率参考值Qref, 实现连线阻抗不同情况下的功率均分。

图5为改进方案中电压幅值控制系统的频域特性。由图5 (a) 可见, 连线阻抗Xn的变化对输出影响不大, 在工频附近特性曲线基本重合;图5 (b) 中, 随着Xn的增大, 增益呈增大趋势, 保证了输出功率Qn随Xn的变化对参考无功功率Qref的跟踪。因此, 可以认为式 (10) 的第一项为稳态控制项, 由于其对连线阻抗变化不敏感, 可以等效为稳态下基于下垂特性对电压调节项;第二项为瞬态修正项, 在连线阻抗或者其他电路参数发生变化的暂态过程中, 通过其作用, 屏蔽这些参数变化对输出功率Qn的影响, 直到整个系统平缓达到新的稳态。

4 仿真结果

为验证理论分析的有效性, 在Matlab/Simulink环境下建立仿真模型, 模型包含两台三相1k W逆变器, 输出滤波器采用L-C结构, 输出220V工频交流电压。两台逆变器采用前述方案进行控制, 通过并联向负载供电。表1为三相逆变器的主电路参数。

图6 (a) 、 (b) 分别为传统PQ下垂法和改进方案两台逆变器之间的环流曲线, 可以看出, 改进方案的环流大大下降, 连线阻抗差异对逆变器并联工作的均流效果影响很小。

图7为采用传统PQ下垂法的输出功率波形, 并联系统在0.1s左右达到稳态, 在稳定状态的有功功率分别为450W和500W, 有功功率差额为50W;无功功率分别为140var和240var, 无功功率差额为100var。图8为采用改进方案的输出功率波形, 在稳定状态两台逆变器的有功功率都维持在450W左右, 无功功率分别为170var和180var, 无功功率差额为10var。

由两种方案波形比较可见, 有功功率差额都不是很大, 这是由于参数差异对有功功率输出影响不大。特别是采用改进方案后, 有功功率的均分已达到很好的效果;无功功率的差额下降至传统PQ下垂法的10%, 无功功率的均分度也提高了。这证实了采用基于下垂特性的改进方案具有更好的均流性能和更高的功率均分精确度。

5 结语

改进方案相对PQ下垂法增加了一对功率修正环, 不仅对逆变器单机性能无影响, 而且提高了逆变器在并联工作时的动态性能。同时, 修正环的引入使得逆变器对连线阻抗的依赖减小, 提高了并联系统的均流效果, 有助于能量均分的更好实现。

摘要：针对传统下垂特性控制存在的不足, 提出基于下垂特性的改进并联控制方案。改进方案在传统下垂特性控制的基础上增加电压频率、幅值修正环, 提高了逆变器并联工作性能, 削弱了连线阻抗等电气参数对逆变器的影响。最后在Matlab/Simulink仿真平台对该方案进行仿真实验, 结果验证了改进方案的良好性能。

关键词：无线并联,逆变器,下垂特性,均流

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