直流电压变换技术

直流电压变换技术（精选4篇）

直流电压变换技术 第1篇

传统的市政路灯, 普遍采用钠灯等老旧的照明灯具, 存在耗电量大、使用寿命短、易发热等缺陷。传统的路灯控制系统, 采用分区域手动电闸控制或简单的按时间供电, 控制准确性极易受到不同地域、环境以及季节、天气变化的影响, 存在可靠性差、电能使用效率低下、照明故障维修不及时等弊端。经理论研究和实践测试, 采用LED绿色照明灯具, 基于直流电压变换技术, 以单片机为核心控制器的路灯控制系统, 可以实现路灯智能控制、故障自动识别、LED恒流驱动、功率调节等功能, 具有可靠性高、成本低廉、节能环保、操作便捷等优势, 可以有效提高市政照明用电效率, 节约60%以上的用电量, 符合现代城市道路路灯控制系统的需求, 有较为广阔的应用前景。

1 系统方案论证与比较

1.1 LED恒流驱动方案选择

方案一:用热敏电阻的温度补偿方式构成恒流源电路, 这种方式电路简单, 但恒流稳定性差, 而且, 当输入电压出现较大变化时, 恒流效果会进一步变差。

方案二:采用集成的专业LED驱动模块 (如:MAX1577Z等) 构成恒流源, 这种方法电路简单, 控制方便, 恒流效果也较好, 但专业LED驱动模块成本较高, 且现场维修比较困难。

方案三:采用直流电压 (DC-DC) 变换集成芯片MC34063构成的恒流源, 电路外围元件少, 恒流效果好, 而且便于与单片机连接进行功率控制。

经比较分析, 方案三既能满足对恒流稳定性的要求, 又能方便的与单片机连接, 从而通过程序控制恒流源的输出功率, 故采用此方案。

1.2 车辆检测方案选择

方案一:利用红外发射接收对管对公路上行使的车辆进行检测。将红外发射接收对管置于公路路面上, 当车辆移动至相应路段时, 将形成一个反射面, 使得接收管能够接收到发射管发出的红外光, 从而判断移动物体的位置。

方案二:采用霍尔传感器A44E构成的检测电路。霍尔开关具有无触点、低功耗、长使用寿命、响应频率高等特点, 所以能够在各类恶劣环境下可靠的工作, 而且成本低廉, 电路简单, 工作稳定。

经比较分析, 方案一虽然能够对任意物体进行检测, 但是容易受到测试环境光线强弱的影响, 稳定性较差, 所以选择方案二。

2 电路模块设计与分析

2.1 系统设计分析

系统主要由主控电路、光线检测及故障报警电路、车辆检测电路和LED恒流源电路四个部分组成。首先, 主控电路从光线检测和车辆检测电路中读取传感器的信息, 并根据读取得到的信息控制LED恒流源及自动报警电路的工作, 最后通过液晶显示器显示将整个系统的工作状态。系统框图如图1所示。

2.2 传感器检测电路分析

系统中共使用了两种传感器, 即光敏电阻和霍尔开关。光敏电阻主要用于对环境明暗变化的检测以及路灯故障的判别;而霍尔开关则用于对行驶车辆的检测。

(1) 环境明暗及故障检测电路。环境明暗及故障检测电路如图2所示。安装时, 在每盏路灯的灯罩内和灯罩外各安装一个光敏电阻。灯罩外的光敏电阻用于检测外界环境的明暗, 而灯罩内的光敏电阻则用于路灯故障的检测, 当单片机控制路灯点亮 (或熄灭) , 而光敏电阻却检测到黑暗 (或光亮) 时, 则判断路灯出现故障, 系统发出声光报警。

(2) 移动物体检测电路。系统采用霍尔开关A44E对移动物体进行检测, 将霍尔开关置于公路路面上, 并在行驶车辆的底盘位置安装磁钢, 当车辆行驶到测试路段时, 霍尔开关将输出一个下跳沿信号给单片机采集, 从而判断车辆位置, 控制路灯的点亮和熄灭。

2.3 LED恒流源电路分析

LED恒流源电路如图3所示, 恒流源电路的核心是线性直流电压 (DC-DC) 变换集成芯片MC34063。该芯片的内部振荡器通过对外接在TC管脚 (脚3) 上的定时电容C2进行不断地充、放电以产生振荡波形, C2的大小既决定振荡频率, 又决定开关管Q1的通断时间。芯片内部比较器的反相输入端 (脚5) 外接分压电阻R2与RP监控输出电压, 输出电压的计算公式如下:

Uo=1.25× (1+RP/R2)

其中, 1.25V为MC34063内部的基准电压, 恒定不变。若R2、RP的阻值不变, 则输出电压Uo也恒定不变。芯片第5脚电压与基准电压1.25V进行比较, 当第5脚电压低于内部基准电压时, 比较器输出跳变电平, 开启内部RS触发器的S控制门, RS触发器的Q端输出高电平“1”, 从而使驱动管Q2导通, 开关管Q1也导通。Q1、Q2导通后, 输入电压VCC开始经过储能电感L1向电容C3进行充电, 随着充电的不断进行, 输出电压也不断提高;反之则C3放电, 输出电压减小, 以此实现动态稳定输出电压的作用。另外, 图3中T1与R3构成恒流电路, 并通过单片机输出的PWM波控制驱动开关管T2的导通率, 用以精确的调节路灯功率。

3 系统软件程序设计

系统软件程序流程如图4所示。初始化程序完成后, 首先进入键盘扫描程序以选择工作模式。进入工作模式按照设计要求完成相应的控制操作后, 依次完成路灯控制、故障检测以及显示子程序, 最后返回键盘扫描程序进行循环。

4 系统测试与分析

4.1 测试仪器及工具

自制模拟公路模型1个 (长2000mm、宽400mm, 中间画有8mm宽的黑色寻迹线) ;卷尺1把 (精度1mm) ;DDS信号源1台 (用于产生PWM波) ;示波器1台 (用于测量PWM波) ;四位半万用表1台 (用于测量各测试点的电压与电流) ;双路直流稳压电源1台 (为系统提供电能) 。

4.2 系统测试与结果分析

为了解欠压状态下LED灯的工作状况, 测试时设定额定功率为1W的LED灯最大输出功率不超过522.71m W, 设定功率和实际功率的相对误差r=|P实-P设|, 其中, P实为实际功率, P设为设定功率。LED恒流源及功率调节测试结果如表1所示。

测试结果分析:LED灯恒流输出功率可在0%~100%范围内以1%为步进任意设定, 输出功率误差≤0.7%。

5 结束语

系统应用直流电压变换技术、脉冲宽度调制等技术实现了在各种模式下的路灯控制及功率调节功能, 并且能够对路灯故障进行准确及时的报警。通过测试, 模拟路灯控制系统工作稳定、控制精准, 操作简单, 性价比高, 而且节能环保, 具有较高的实用价值和推广价值。

参考文献

[1]王晓媛, 齐维贵.我国城市道路照明节电技术研究与应用现状[J].照明工程学报, 2010, 21 (1) :14-17.

[2]钱海月, 王海浩, 王海洋.模拟路灯控制系统设计[J].宁夏工程技术, 2011, 10 (1) :20-24.

直流电压变换电路的分析与调试 第2篇

一、直流斩波的概念

直流斩波就是利用电子开关的通断使直流电时通时断, 通过改变电路通断的时间比例, 来可以改变其直流平均电压的大小, 如图1所示。将直流电压部分导通, 来实现有效值变化。由于这种控制方式好像是将直流电压波形斩去一些, 所以称为“斩波”。图 (1b) 导通时间为一个周期T的

1/2, 所示平均电压 (U为直流电压) 。

UUav21=图 (1c) 导通时间为一个周期T的1/4, 所以。

Uav=直U1流斩波波形的特点是方波脉冲的幅值相同, 而其宽度不同。取其有效值作为输出电压。

图1直流斩波电压波形及平均值 (Uav)

直流斩波输出电压变化规律:

0<α<1/2时为降压电路, 1/2<α<1时为升压电路。

二、直流斩波升压电路

(1) 图 (2a) 为直流斩波升压电路。

图中U为直流电源, 电压为U, L为储能电感, VT为开关管 (此处为双极晶体管, 也可以改用场效应管或IGBT管) , C为储能电解电容, VD为隔离二极管, 为负载。

(2) 由图可见, 直流电源通过L和VD向电容C充电, 直至电容电压升至U, 充电过程才结束。电容及负载上的电压极性为上正、下负。

(3) 当开关管VT导通时, 电流流过电感L, 使电感储存磁能。 (这时虽然VT管两端电压很小, 但因二极管VD的隔离作用, 电容不会对它放电) 。

(4) 当开关管VT突然截止 (关断) 时, 已储能的电感L, 将通过二极管VD对电容C充电 (电感释放能量) , 使电容电压在原来的基础 (=U) 上, 继续升高。由于开关管的触发脉冲电压频率较高, 因此电容C上将维持高于U的电压。整定触发脉冲波形的占空比, 即可调节电容电压 (亦为输出负载电压) 的大小。

三、直流斩波升、降压电路

对照图2b) 与图2a) , 不难发现:图中VT管与电感L的位置互换了, 而且二极管VD的极性也相反了。由图可见, 在初始情况下, 开关管VT不导通时, 电容C上是没有电压的。

(1) 当VT管导通后, 就有直流电流i通过电感L, 使电感储存磁能。此时, 由于二极管VD的阻断作用, 此时直流电源对电容C不构成通路。

(2) 当VT管截止时, 由于电感L的续流作用, 将有通过二极管VD向电容C充电。由图不难看出, 此时电容电压的极性已与电源电压相反。此时电容上的电压的大小, 将由开关管VT的触发脉冲的占空比来决定, 增加电感L的通电时间, 就会在电容上产生较高的电压, 此电压可以高于电源电压U, 也可以低于电源电压, 从而构成升、降电路。

4. 由DC-DC集成电压变换模块构成的电压变换电路

由于通常DC-DC变换电路所需元件较多, 电路较复杂, 因此, 在DC-DC变换电路中常使用专用的集成电路。专用集成DC-DC电压变换电路模块有多种, 如DC-DC变换器MC34063A就是其中常用的一种。

图3为MC34063A的内部结构组成示意图

MC34063A共有8个引脚, 内有开关管及激励管, 有带温度补偿的1.25V基准电压源, 有比较器和能限制电流及控制周期的振荡器。其主要参数为:最大电源电压40V, 比较器输入电压范围为-0.3~40V, 驱动管集电极电流为100mA, 开关电流为1.5A。

5. MC34063A的应用

(1) 升压式DC-DC变换器

图4所示是由MC34063A组成的升压式DC-DC变换电路。

图中电路的输入电压为+12V, 输出电压+24V, 输出电流可达80mA。图中, L1是储能电压, VD1是续流二极管, L1和VD1与VT1组成并联型升压它激式开关电源电路。升压变换原理如前所述:若开关管VT1饱和导通, 则电流线性增大, 电流方向如图中实线所示, 此时VD1截止, 储存磁场能量;若管截止, 则由于中的电流不能突变, 此时导通, 电流方向如图中虚线所示, L1释放磁场能量, C1被充电, 产生+24V直流电压。于是电路完成了12V和24V的变换。

图中C2是振荡定时电容。R4电阻为过流检测电阻, 过流检测信号从 (7) 脚输入, 通过控制芯片内部的振荡器, 可达到限制电流的目的。输出电压经RP和R2分压后, 反馈到 (5) 脚内部比较器的反相端, (参见图3) , 以保证输出电压的稳定性。本电路的效率可达89.2%。如果需要, 本电路在加入扩流管后, 输出电流可达1.5A以上。

(2) 电压极性反转式DC-DC变换器

图22-5所示是由MC34063A组成的电压极性反转式DC-DC变换电路。

图中电路的输入电压为4.5~6V, 输出电压为-12V, 输出电流可达100mA。图中L1和VD1及组成并联型反转它激式开关电源电路。反转变换原理如前所述:若开关管饱和导通, 则电流线性增大, 电流方向如图中实线所示, 储存磁场能量, 此时截止:若管截止, 则由于L1中的电流不能突变, 此时VD1导通, 电流方向如图中虚线所示, L1释放磁场能, C1被充电, 产生-12V直流电压输出。于是, 电路完成了电压极性的反转变换。

此电路外接扩流管可将输出电流增加到1.5A。电路效率为64.5%。

通过介绍直流变压的原理, 和通过直流变压电路的分析。让我们对直流电压的转换有了一个清晰的认识。为分析电子产品工作原理提供基础。

参考文献

[1]施良驹《集成电路应用集锦》电子工业出版社, 1988, 6

[2]何希才, 白广存《最新集成电路应用300例》科学技术文献出版社, 1995

直流电压变换技术 第3篇

随着我国“西电东送,区域联网”能源发展战略的实施,交直流混联输电系统变得更加复杂,其电压稳定性问题也逐渐引起人们的重视。然而,由于直流换流设备在一般情况下要消耗所传输直流功率的40%-60%的无功功率[1],而电压失稳往往是因系统无功不足引起的,所以与直流系统相连的交流母线的电压稳定性就受到威胁。因此寻求一种分析交直流系统电压稳定性的方法就显得非常重要。

模态分析技术是利用计算潮流雅可比矩阵的特征值,求出规定数目的最小特征值及其特征向量,将最小特征值作为电压稳定性的一个裕度指标,而特征向量用来描述模态,它提供关于网络元件和发电机在每一个模态中的参与程度和电压失稳机理的信息。完整模态分析技术的目的是以模态无功参与因子和有功参与因子为依据,反映负荷母线和发电机母线的参与作用,从而更好地评估系统电压稳定性问题。

现采用一种新的交直流系统潮流计算方法来形成交直流潮流雅克比矩阵。应用完整模态分析法,得出模态无功参与因子和有功参与烛子,根据参与因子的大小来确定交直流系统关键负荷母线关键发电机和最易电压失稳区。从而使运行人员在合适的位置进行电压控制或安装无功补偿装置和全网电源出力分配,以提高系统的电压稳定性,防止系统出现电压失稳或电压崩溃事故。

1 交直流潮流雅克比矩阵

目前应用于交直流电力系统潮流计算的方法主要有顺序求解法和同时求解法。顺序求解法将交流系统和直流系统割裂开来进行处理,交流潮流解的迭代和直流潮流解的迭代是顺序进行的。同时求解法是将换流站交流母线看作PQ节点来处理,通过控制方程消去直流变量,将交直流电力系统的潮流问题等效成一个纯交流系统的潮流问题上述两类算法共同的缺点是在形成交直流雅克比矩阵时,都要根据直流系统不同的控制方式对交直流雅克比矩阵预先进行方程变换,并且控制方式一旦发生改变,此前的雅克比矩阵就不再适应,又要进行繁琐的处理和改变,这样就显得此类方法不简捷、不灵活。

考虑到上述情况,现采用一种简便的基于牛顿拉夫逊法的直流潮流处理方法[2]。该方法不需要在形成潮流雅可比矩阵时针对控制方式的变化进行繁琐的预处理,仅需将直流方程和交流方程并列并按照传统求解交流潮流的雅可比矩阵形成方法来得到系统雅可比矩阵。该方法关键是固定了雅可比矩阵的维数N,其值为

N=交流雅克比矩阵维数+直流系统变量数(13个)×直流线路数

在直流系统数学模型对应的数学方程中,根据不同的运行控制方式选择相应个数的变量作为待求变量组,其余的变量作为冗余变量,同时确定求解这些变量的有效方程组。然后对有效方程组进行处理,对直流部分的雅克比矩阵进行扩展即可得到如下形式的牛顿拉夫逊方程组:

利用(1)式交直流雅可比矩阵就可进行交直流系统潮流解。在潮流收敛的前提下,进行完整的模态分析,得出临界状态下最小模特征值和参与因子。

2 交直流系统电压稳定性的完整模态分析

2.1 模态分析技术的原理

模态分析技术已经作为一种标准的工具广泛地用于评估电力系统电压的稳定性。在传统模态分析技术中,都是从Q-V模式分析系统电压稳定性[3]。但这还不够完善,它不能反映有功对系统稳定性的影响,更不能很好地反映发电机的参与作用。现从有功和无功两个方面来考虑,形成一种完整的模态分析技术。

潮流约束的线性化方程为:

式中ΔP为节点有功微分增量变化;ΔQ为节点无功微分增量变化;Δθ为电压角度微分增量变化;ΔU为电压幅值微分增量变化;JPθ、JPU、JQθ和JQU为潮流方程偏微分形成的雅克比矩阵的子阵。

当ΔP=0时,由(2)式推导得

当ΔQ=0时,由(2)式推导得

式中JRQU=JQU-JQθJPθ-1JPU,JRPθ=JPθ-JPUJ-QU1JQθ

所以上述潮流方程的逆矩阵可表示为,

式(5)就构成了完整的模态分析技术的理论基础。其中JRQU就用于传统的模态分析技术,通过对JRQU矩阵进行特征结构分析,可得出无功参与因子,它揭示了负荷母线无功变化对系统电压稳定性的影响。而通过对JRPθ矩阵进行特征结构分析,可得出有功参与因子,它不但揭示了负荷母线有功功变化对系统电压稳定性的影响,而且还指出了发电机母线出力对系统电压稳定性的影响。

2.1.1 无功参与因子

令ΔP=0,可得到(3)式,即ΔU=J-RQU1ΔQ。又JRQU可以经分解成J-RQU1=ξλ-1ηT,式中λ为JRQU的特征对角阵,ξ、η为JRQU的右、左特征向量形成的模态矩阵。由此可得,

每一个特征值及其左右特征向量决定了无功-电压响应的第i个模式。因为ξ=η-1,经等效变换,相应的第i个模态电压变化为

应用到交直流系统中[4],

式中,下标t表示换流器交流母线。由(8)式可见λti的幅值就决定了第i个模态电压的稳定程度;若λti=0,系统处在不稳定的边界。λti>0,则系统被认为是电压稳定的;如果λti<0,则认为系统是电压不稳定的。

假设系统的有功注入量保持不变,仅在第k个节点上注入单位无功,则引起的系统电压的变化为

式中ξik为右特征向量ξi的第k个元素。所以在第k个节点的电压-无功灵敏度为

式中FRPki=ξikηki,称为第k个状态量对第i个特征模式的无功参与因子。FRPki值愈大,说明该负荷母线越易发生电压失稳,进而得出关键节点。

2.1.2 有功参与因子

令ΔQ=0,由式(4)可知,Δθ=J-RPθ1ΔP,根据前面的计算过程,可以得到有功参与因子为FAPki=ξikηki,其表达式为

式中FAPPV称为发电机母线参与因子,FAPPQ称为负荷母线参与因子。

对有功参与因子FAPki,负荷母线参与因子FAPPQ与无功参与因子FAPki物理意义相同,值大的表示母线对有功的灵敏度大,恰当地改变其有功注入量,可以提高系统电压稳定裕度;发电机母线参与因子FAPPV作用是:根据FAPPV的大小来重新分配全系统发电机有功、无功的出力,从而提高系统电压的稳定性。参与因子值大的表示该发电机应该增加该其有功功率的输出;参与因子值小的表示该发电机应该增加其无功功率的输出。

2.2 交直流系统电压稳定性模态分析法的步骤

第一步输入初始值,采用新的交直流系统潮流计算方法来形成雅克比矩阵,进行交直流潮流计算。

第二步在潮流收敛的情况下,进行交直流系统的模态分析,求得交直流潮流雅克比矩阵的最小特征值和对应的左右特征向量。

第三步根据前面分析的负荷母线的无功参与因子和发电机母线的有功参与因子的定义,求出各负荷母线和各个发电机母线的参与因子的大小。

第四步根据参与因子的大小,确定关键负荷母线、关键发电机,最终确定电压失稳区。

3 实例系统仿真分析

采用改进的IEEE 14节点系统为实例仿真系统,如图1所示。

将IEEE 14模型的节点6和节点13之间用一条直流线路代替,模型的其它交流部分的结构不变,这样就形成了一个交直流混合输电系统。系统的交流部分参数跟原来一样,直流线路参数:节点6为整流器,节点13为逆变器,两者的最小控制角5°;直流额定电压56kV、额定电流为3 600A;直流线路电阻为1.5Ψ;换流变压器额定电压比为100kV45.3kV,换相电抗为0.57Ψ;直流系统采取定功率运行方式,整流侧采用定电流控制方式,逆变侧采用定关断角控制方式,γ=22°。

如图1所示,假设保持平衡节点1和PV节点2、3、6、8电压不变,全系统的负荷按一定比例增加,直到系统电压发生崩溃,得出了正常状态和临界状态下的最小模特征值和各个节点的FRPki、发电机的FAPPV。具体计算结果如表1和表2所示。

根据表2可以看出,系统在临界状态下,节点12、13、14的参与因子较大。因为一方面是换流设备在换流过程中要消耗大量的无功,而发电机发出的无功大部分用于补偿换流器消耗的无功,换流站邻近节点的无功就得不到充分的补偿;另一方面由于6号发电机母线的参与因子较大,由其前面的分析可知,为了提高系统电压的稳定性,发电机G4同时也需要消耗更多的无功来增加其有功的输出量,即减少了它无功的输出甚至消耗系统的无功。再加上节点6、12、13、14负荷的增加也可能造成由于无功的不足而出现电压降落。所以与逆变器相连接的交流母线电压稳定问题最为突出。

根据临界状态下的计算结果,得到节点6、12、13、14形成了整个系统最易电压失稳的区域,与此相毗邻的发电机G4则是关键电源,这一结论与理论分析相符合。所以系统运行人员只要根据当前工况下此区域各个节点电压的变化情况,采取适当的电压控制措施,加强关键电源的动态电压支撑能力及无功储备量,就可以保证全网的电压稳定。同时还可以根据发电机母线参与因子的大小,对全网发电机出力进行调配,提高其稳定性和经济性。

4 结论

运用一种新的交直流潮流计算方法来形成雅克比矩阵,在其潮流收敛的情况下,运用完整的模态分析技术,计算出系统各负荷母线无功参与因子和发电机母线有功参与因子,分析其参与因子的参与作用,形成了一种正确的、有效的交直流系统电压稳定的分析方法。该方法可以确定系统哪些负荷母线和哪些区域电压稳定性最差,最易发生电压崩溃;哪些电源需要加大有功的出力或无功的出力,从而为运行人员提供了系统电压稳定性问题的重要参考信息,让其采取足够的预防控制措施来提高交直流系统的电压稳定性。

摘要：提出了基于完整的模态分析技术的交直流系统电压稳定性分析方法。根据交直流系统的特点,采用简便的牛顿拉夫逊法计算交直流系统潮流解,形成雅克比矩阵。运用完整的模态分析技术的原理,得到交直流系统各个负荷母线和发电机母线的参与因子。以参与因子为依据,得出交直流系统的关键负荷母线、关键发电机和最容易电压失稳区域。通过IEEE14节点系统算例验证了所提出的模态分析方法的有效性。

关键词：模态分析,交直流系统,电压稳定性,参与因子

参考文献

[1]浙江大学.直流输电.北京:水利电力出版社,1985

[2]邱革非,束洪春,于继来.一种交直流电力系统潮流计算实用新算法.中国机电工程学报,2008;28(13):53—57

[3]Gao B,Morison,G K,Kundur P.Voltage stability evaluation using modal analysis.IEEE Transon PWS,1992:17(4);1529—1536

直流电压变换技术 第4篇

双向全桥直流变换器拓扑的提出已经有二十多年历史。文献[1]首次对其软开关特性进行了研究,指出在大负载情况下纯移相调制能够实现所有开关管的软开关,进而达到高效率。近年来,随着电动汽车［2，3］、储能系统［4，5］、智能电网［6］和电力电子器件的发展,特别是Si C器件的发展,学术界对双向全桥直流变换器的研究又开始变得热门起来。

文献[7]对单相全桥、双向全桥以及三相全桥进行了对比,认为双向全桥有以下优点: 开关元件相对较少,对应的滤波器也少,能同时工作在Buck和Boost模式,能实现功率双向流动,对系统寄生参数不敏感,所有开关器件均能实现软开关,因此双向全桥是最有应用前途的一种拓扑。文献[1]对其软开关的影响因素和范围进行了分析,指出在纯移相调制下,软开关的实现与负载大小以及缓冲电路有关。值得注意的是,纯移相调制在轻载时无法实现所有开关管的软开关,从而导致效率的急剧下降。文献[8,9]提出移相加占空比调制方法,能实现全功率范围内的软开关,但是传输的功率受到了占空比的限制。

2 双向全桥直流变换器的工作原理

双向全桥直流变换器的拓扑如图1 所示,它是由一个高频变压器连接两个全桥电路构成的。

以V1侧为例,通过V1侧四个开关管的开通与关断( S11和S12开关状态互补、S13和S14开关状态互补,并且每个开关管的占空比均为50% ) ,可以在变压器原边形成如图2 所示的两电平电压波形。

同理,控制V2侧四个开关管,可以在变压器副边形成同样的两电平方波。

控制vp波形超前vs波形,就实现功率从V1侧到V2侧的流动,整个电压电流波形如图3 所示。

若iL( 0) <0,此时反并联二极管导通,随后iL> 0,即开关管导通,这样就实现了V1侧开关管的ZVS。同理,若要满足S21和S24的ZVS,则需要iL( φ) >0。

对于图3 所示波形,设开关频率为fs,ω =2πfs,则

另外,由于对称性可知:

从式( 1) 和式( 2) 可以求得各个时刻的电流。定义电压比为:

当d > 1 时,移相角 φ 满足式( 4) ,则V1侧和V2侧均能实现软开关。

同理,当d < 1 时,移相角满足式( 5) ,则V1侧和V2侧均能实现软开关。

根据图3,则纯移相调制时传输的功率为:

纯移相调制的软开关范围如图4 所示。其中Pu= P / ( V12/ ωL) ,为归一化数值,无量纲。

当电压比d = 1 时,可以在全负载范围内实现软开关。假若电路工作中原副边电压均为恒定值,那么选择变压器变比使得d = 1 是比较好的选择。但在实际的应用中,往往是直流电压工作在一定范围内的情况［10］,这时采用移相加占空比调制具有明显的优势。对于变压器原边全桥,控制S11和S14之间有一个延迟导通角,可以得到vp电压,如图5 所示。

当d < 1 时,通过控制vp的占空比,使得D1V1=n V2,可以实现任意移相角度下的软开关; 当d > 1时,通过控制vs的占空比,使得V1= n D2V2,可以实现任意移相角度的软开关; 而当d = 1 时,使用纯移相调制,就能实现双向全桥直流变换器的任意移相角度的软开关控制［2］。

本文以d < 1 为例进行分析。这种单边占空比调制下有半周期内vp波形均在vs高电平波形内( 状态一,如图6 所示) 和vp波形移出vs高电平波形( 状态二,如图7 所示) 两种状态。

由式( 1) 和式( 2) 可知,只要保证D1V1= n V2,无论是状态一还是状态二均能实现软开关。同样可以求得此时传输的功率为:

从式( 7) 可以看出,纯移相调制就是移相加占空比调制在占空比为1 时的特例。令Pu= n V1V2/ ( ωL) 可以得到在不同占空比下,两者功率传输曲线对比如图8所示。

3 所提出的控制方法

从图8 可以看出,若采用移相加占空比调制虽然能实现全负载范围内的软开关,但传输的功率受到了限制; 而采用移相调制能增加传输的功率,但不能实现小移相角度下的软开关。本文以V1= n V2max为例说明实现过程( 此时通过调节V1侧占空比D1和移相角度 φ 可实现功率双向流动) :

在移相区间[π( 1 - D1) /2,π/2],选择一个小区间[φ－,φ+],使得:

当调节移相角度满足

控制占空比D1增加 Δd,由于占空比增加,所以此时输出的功率有可能超过指令电流给出的功率,因此导致 φ 减小; 当 φ 减小到 φ≤φ－时,可以再次增加D1。整个系统的控制框图如图9 所示。

图9 所示本方法的核心步骤为: 求绝对值、滞环比较以及积分器控制。图9 的滞环控制模块内部逻辑控制框图如图10 所示。

当输出移相角度| φ | > φ+后,积分器开始正向积分; 当输出移相角度| φ| < φ－时,积分器开始负向积分,将积分器的输出限制在V1/ ( n V2) ≤D1≤1。当移相角度 φ 的绝对值小于 π( 1 - D1) /2 时,保证占空比输出满足D1= V1/ ( n V2) ,只有当输出角度| φ | > φ+以后,D1开始缓慢增加( 最大到1) ; 同样,在用户减小输出功率( 或电流) 的指令时,也只有| φ | < φ－后,占空比才会缓慢变化到D1=V1/ ( n V2) 。这样整个过程即实现了软开关,也增加了传输功率的上限。整个方法的实施流程图如图11 所示。

4 实验结果

本文采用TI的DSP TMS320F2812 和Altera的FPGA实现如上所述的控制系统,实现7 ~ 40V任意电压的电池充放电功能。其中主电路的拓扑如图12 所示,采用了PWM整流器+ 双向直流的两级结构。前级PWM整流器连接三相电网,将电压稳定在650V; 后级是全桥移相直流的拓扑,采用本文所述的控制方法使得后级电压在7 ~ 40V宽范围输出。

输出电池电压为40V、电池充电电流为260A的波形如图13 所示。其中图13( a) 通道1 为直流充电电流,通道2 为V2侧IGBT上的电压,通道3 为高频变压器初级电流( 正方向指向V1侧,与图1 定义相反) ,通道4 为V1侧IGBT上的电压。

图13( b) 为V2侧直流电流波形,其动态响应速度较慢。这是由于进行闭环控制时采样回路是一个很强的低通滤波器,同时对于电池也不希望有过快功率变化。

输出电池电压为7V、电池放电电流为260A的波形如图14 所示。其中图14( a) 通道1 为充电电流,通道2 为V2侧IGBT上的电压,通道3 为高频变压器初级电流,通道4 为V1侧IGBT上的电压。

从图13 和图14 的稳态波形可以看出,V1侧的IGBT导通时,变压器初级电流为正; V2侧IGBT导通时,变压器初级电流为负,从而证明了本文提出的方法,在不同输出电压情况下,IGBT均是零电压开通,实现了全范围的软开关控制。充放电的动态波形也表明,在不同输出电压和电流的情况下,占空比加移相调制和纯移相调制两种方法平滑实现了切换,达到了双向直流全范围软开关的效果。

5 结论

本文深入分析了双向全桥直流变换器实现软开关的条件,比较采用移相加占空比调制法和纯移相调制两种方法的优缺点,提出了一种将两种方法的优点结合的控制思路,实现了传输功率的最大化和全负载范围内的软开关,最后进行了相关的实验证明。从理论和实验结果来看,可以得到以下结论。

( 1) 双向全桥直流变换器采用纯移相调制,适用于输入输出电压均恒定的情况,能实现软开关的同时也能达到传输的功率最大,但这种方法不适用于输入或者输出电压变化的情况。

( 2) 双向全桥直流变换器单纯采用移相加占空比调制,适用于输入输出电压均变化的情况,能实现全范围的软开关,但不能实现传输功率的最大化。

( 3) 采用本文所提出的前两者优点结合的方法,既能实现全电压全负载范围的软开关,也能同时实现功率传输的最大化。

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