并联Boost变换器（精选7篇）
并联Boost变换器 第1篇
自上世纪分岔与混沌理论提出后,学者对电力开关变换器中存在的分岔与混沌现象越来越重视,分析开关变换器电路中出现的非线性现象［2 － 3］,探讨分岔与混沌产生的原因并定量地刻画其非线性行为,通过研究变换器非线性行为的本质特征,实现对分岔与混沌行为的控制、利用和克服。近年来学者已经对开关Boost变换器的稳态特性进行了深入的研究,但是某些动态的运行状况仍然不是完全清楚。当Boost变换器工作在固定的开关频率时,已经证实使用峰值电流或者平均电流控制Boost变换器的非线性特性,由倍周期分岔直至完全的混沌。这种分岔与混沌现象是有害的,因为它会使变换器损耗增加,并且增加不良的噪声,产生可控性的问题,可能使变换器工作失败。文中研究并联Boost变换器存在的分岔与混沌现象和其产生的影响,并提出了一个混沌控制策略———斜坡补偿法,实验证明斜坡补偿法对于混沌的控制效果良好。
1 并联Boost变换器的非线性现象研究
分析并联Boost变换器的工作原理,利用精确的数学模型得到并联Boost变换器主要电路参数发生变化时的分岔图,同时建立并联Boost变换器的仿真电路模型对数学模型的非线性研究结果进行比较验证。
1. 1 并联Boost变换器的工作原理
并联Boost变换器并联输入、并联输出的电路结构如图1 所示,并联结构由输入电源Vi、两个储能电感( L1、L2) 、开关( S1、S2) 、二极管( D1、D2) 、输出电容C和负载R组成,每个Boost变换器模块的操作与单独Boost变换器结构相同。
并联Boost变换器有四种工作状态: S1、S2断开;S1断开、S2闭合; S1闭合、S2断开; S1、S2闭合。当S1、S2闭合电感电流增加,在此期间任何时钟脉冲重置触发器信号均被忽略。当i1、i2分别达到参考电流iL 1、iL 2后下降,开关S1、S2断开。下一个时钟脉冲信号到来后重置触发器,使S1、S2再次闭合。
文中主要是研究并联Boost电路中两个电感值相同时电路的工作情况。当L1= L2时并联Boost变换器电路的波形如图2 所示。
1. 2 并联Boost变换器的混沌现象研究
构建合适的并联Boost变换器系统离散迭代映射模型是研究其非线性动力学行为的基础［4］,迭代映射模型在研究工作中发挥着重要的作用,是研究并联结构变换器非线性行为分岔与混沌机理的理论基石。数学模型使并联Boost变换器的非线性研究不仅仅停留在现象的发现和描述上,更能够从理论上探讨其非线性行为的本质特征,使并联Boost变换器的研究能够有理论上的突破,从而促进并联变换器的非线性理论分析、系统设计和混沌控制的研究［5］。
并联Boost变换器的迭代映射采用如下形式,
由于有两个Boost变换器模块组成,其中:
其中,iL 1、iL 2为两个电感的电流; vC为电容电压。
对上式求导得:
分析并联Boost变换器的工作状态:
利用不动点迭代( 逐次替代法) 最后得到并联Boost变换器的迭代映射公式:
由以上推导的并联Boost变换器迭代公式做出混沌波形图,并联Boost变换器电路元件的相关参数如表1 所示。
初始化并联Boost变换器系统参数给定( Vc( 0) ,i1( 0) ,i2( 0) ) ,用前面所得的公式迭代,将参考电流Iref作为混沌参数得到系统的混沌图。图3 和图4 分别表示了电感电流和输出电压的混沌波形。
由并联Boost变换器的仿真结论可知,并联变换器的每个组成单元都保持着非线性同步现象。当其中某个参数变化时,对应的波形都会出现分叉和混沌现象。
2 并联Boost变换器混沌控制策略
目前开关变换器的混沌控制技术主要采用两种方法,即反馈控制策略和非反馈控制策略［6］。前者的特点是保持了系统原有的动力学性质,而且不需要大的控制信号。混沌运动具有遍历性,所以系统在某一时刻总会运行至目标态附近,以此为基础设计的反馈控制能够确保目标态的局域稳定性。而后者非反馈控制方法则需要外加信号干预系统,比较有灵活性具有易于实现的特点,但是应用上也具有一定的局限性。文中所研究的控制策略斜坡补偿法属于反馈混沌控制方法［7］。
斜坡补偿法是开关变换器常用的混沌控制方法属于反馈控制法,其具有简单、直观有效、容易实现等特点,在DC /DC变换器电路设计稳定控制技术中得到广泛应用。
斜坡补偿法通过在并联Boost变换器反馈控制电路中引入适当的斜坡补偿电压、电流,能够有效地拓宽系统的稳定范围,可以使并联Boost变换器从不稳定的混沌状态进入工作于稳定的周期态,进而实现系统的稳定性控制。
并联Boost变换器谐波补偿控制电路的原理图5,一个斜坡补偿与参考电流Iref相减,与电感电流iL1、iL2相比较来控制开关闭合时间,补偿后的参考电流iref与原参考电流Iref关系为公式为:
式中,Iref为未补偿的参考电流; T是开关周期; mc是斜坡补偿电流的斜率; ( tmod T) 表示t对T取模运算。
另外再加上斜坡的反馈电感电流iL1、iL2,斜坡补偿目的是为了减少参考电流的值,因为斜坡是线性的,这个减少量与开关闭合时间成正比。斜坡的坡度mc要求应确保稳定性有关系:
其中,且m1是开关闭合时电感电流增加的斜率。
因此:
这就允许系统运行在一个更大的工作周期,而没有运行到分岔和混沌的区域,那么系统就会工作在稳定的状态。
当时钟信号开始时,开关管S1、S2导通,电感电流iL1、iL2呈线性上升,当iL1、iL2增加到有补偿的参考电流iref时,比较器复位RS触发器,开关管S1、S2关断,电感电流线性下降,直至下一个时钟信号的到来,开关管S1、S2再导通。
在未加入斜坡补偿时,电感电流iL1、iL2在整个时钟周期内如果不能达到参考电流Iref,比较器就不能复位RS触发器,致使开关管S1、S2一直处于导通状态,那么这时并联Boost变换器将处于混沌状态。采用斜坡补偿法后,线性上升的电感电流iL1、iL2将与补偿后的参考电流iref比较并复位RS触发器,使得并联Boost变换器有可能被镇定在稳定的周期态。
3 仿真和实验
采用与并联Boost变换器相同的电路参数,设计基于斜坡补偿法的Simplorer仿真电路模型。参数设置与前面所给元件参数一致,取Iref= 3. 5 A,将斜坡周期设置为100μs。将仿真结果与未加入斜坡控制之前的波形进行比较,结果如图6 和图7 所示,在加入斜坡控制信号以后,输出稳定在了单周期,实验证明,斜坡信号控制策略对于混沌的控制有明显的效果。
4 结束语
文中主要研究了并联Boost变换器的非线性现象,研究发现并联Boost变换器与单极拓扑变换器一样存在分叉混沌现象,在此基础上,文中提出了一种斜坡信号控制策略,斜坡补偿法使处于混沌状态的并联Boost变换器镇定在了稳定的周期态确保系统的稳定性,得到期望的输出波形。
摘要：文中在理论和实验上研究了并联峰值电流控制Boost变换器的非线性现象[1],变换器没有电压控制回路,只关注其在电流控制模式下的分岔与混沌现象。研究并联Boost变换器在参考电流和输入电压一定时,且电感电流工作在连续模式下可能产生的分岔与混沌现象。为了消除并联Boost变换器出现的混沌现象,文中提出了一种斜坡补偿控制策略,通过验证新策略具有较好的抑制混沌效果和鲁棒性。
关键词：Boost变换器,峰值电流控制,并联Boost变换器,分岔与混沌,斜坡补偿控制
参考文献
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并联Boost变换器 第2篇
光伏发电系统中DC-DC变换电路将电池板输出电压升压后再输入至DC-AC逆变器直流侧,一方面给DC-AC变换器提供一个较高的输入电压,另一方面完成最大功率跟踪。交错并联磁集成Boost电路结构简单,能够减小通道电感电流纹波,提高变换器的容量,转换效率高,常被作为光伏发电系统的DC-DC变换器,本文主要研究光伏发电系统中交错并联磁集成Boost电路的原理及控制策略。
近些年来,由于空气污染和温室效应等能源和环境危机,驱使我们人类去寻找新的可再生能源,例如风能、水能和太阳能等等。在这些可再生能源中,太阳能已被广泛使用,并且清洁、安全和容量非常大,所以它是很好的绿色能源。但是,它自身也存在一些问题:
(1)太阳能电池的安装成本很高;
(2)光伏发电系统的转换效率很低;
(3)太阳能电池的太阳密度和温度是随环境改变的,所以它不是一个恒定的长久稳定能源。
对于光伏发电系统,在交错并联Boost变换器中使用自适应模糊控制器来跟踪系统最大输出功率点。然而,太阳能电池的最大功率是随着太阳能的密度和温度实时改变的,并且这种改变是非线性的[1,2,3,4,5,6,7,8]。每个太阳能电池都有自身的特性,所以导致跟踪最大功率非常复杂。为了克服这个问题,提出了许多跟踪最大功率的方法,最著名的是观察算法。本文中,在传统模糊控制方法基础上进行改进形成了自适应模糊控制算法。它不仅能够减小最大功率跟踪的时间,而且能够根据输出功率调整使用的电池个数来获得对应模式下的最大输出功率点。
1 交错并联磁集成Boost电路拓扑及工作原理
两通道交错并联磁集成Boost电路是一种将输入电压升高的非隔离DC-DC变换器,通过控制开关管的占空比可以控制升压变换器的输出电压[9]。根据电感电流是否连续,Boost变换器可分为连续工作模式、临界连续工作模式和不连续工作模式,实际光伏发电系统要求运行在连续工作状态,电路拓扑如图1所示。不同占空比下的电感电压波形如图2所示。
由图2可以得出,耦合电感两个绕组的电压共有四种组合方式,根据电路在工作时的电感伏秒平衡特性,便可推导出每种组合方式下的等效电感表达式,如式(1)所示。
采用同样的分析方法,可以得到其他三个模态下的等效电感如式(2)～(4)所示。
式中D为占空比,而D'=1-D。
当M<0,在应用反向耦合的条件下可得:
式中:。
通过式(5)可以看出,反向耦合时暂态等效电感Leq2变小,稳态等效电感Leq1增大,反向耦合能够减小交错并联磁集成Boost电路的稳态电流纹波,并且有效提高变换器的动态响应速度。所以,在交错并联Boost变换器中选择用反向耦合电感来代替两个分立的电感。
2 光伏发电系统的构建
图3显示了光伏发电系统的框架,由图可以看出,它由三部分组成:光伏发电模块、DC/DC变换器和用于最大功率跟踪的自适应模糊控制算法模块。太阳能电池的P-V曲线如图4所示。
2.1 光伏发电模块
单个光伏发电模块使用低功率的电池,开环电压Voc=3.25V,额定电流Irated=100mA。通常情况下,太阳能电池的等效模型如图5所示。图5(a)将太阳能电池等效成一个电流源和二极管的理想模型。图5(b)用一个额外的小电阻去模仿线路损耗。图5(c)用一个大电阻去模仿太阳能电池的功率损耗。本文采用图5(b)进行仿真。
2.2 DC/DC变换器
非隔离的Boost变换器被广泛应用在单独的光伏发电系统中,它结构简单、成本低并且效率高。通常的效率高于90%。本文采用Boost变换器作为调整器。通过调整Boost变换器的开关管的占空比来调整IPV和VPV来跟踪最大功率点。
2.3 最大功率跟踪的自适应模糊控制器
自适应模糊控制器的MPPT框图如图1所示。它包含两部分:模糊逻辑控制和自适应机制。
3 控制器的设计
这部分研究了用于最大功率点跟踪的AFLC(Adaptive Fuzzy Logic Control)控制器。通常来讲,传统模糊控制对负载或环境变化不大的光伏发电系统能够很快获得系统的最大输出功率点。当外部条件变化很大时,模糊控制跟不上系统的改变速度,所以本文考虑增加自适应控制来解决上述问题。自适应模糊控制包含两部分:模糊逻辑控制和自适应机制。模糊控制的隶属度函数如图6所示。
3.1 模糊逻辑控制
模糊逻辑控制是自适应模糊逻辑控制的一部分,由三个单元组成:模糊化、模糊规则和反模糊化。
3.1.1 模糊化
光伏发电模块的VPV和IPV和以前的VPV和IPV比较来获得平均值。
平均值作为系统当前的VPV和IPV。在自适应模糊控制预测的趋势,占空比可以更有效地改变。第二步,将得到的电压和电流值进行尺度变换和归一化处理成电压为-400～400V、电流-0.1～0.1A,通过隶属度函数,模糊描述符的相关模糊值(0、1)可以获得:NB、NS、ZO、PS和PB。最后,通过比较这些值通过比较VPV和IPV的值并分配给有最大隶属度函数的模糊描述器。隶属度函数如图6所示。
3.1.2 模糊规则
它是用if-then来实现的。假如VPV是PS,IPV是NB,则D是ZO。当VPV是PS和IPV是NB的时候,它表示VPV比用小电流IPV获得最大输出功率的电压Vmpp电压要高。此时,我们就可以用自适应模糊控制算法使电压Vmpp下降到一个合适的值。对于MPPT我们设置了25个规则。表1显示了VPV、IPV和D的2个模糊控制规则。
3.1.3 反模糊化
采用中心区域反模糊化的方法:反模糊化就是获得每个规则下认同的占空比D,25个规则下的占空比必须通过计算获得,并和预先设定的值比较。平均值作为系统当前的VPV和IPV。在自适应模糊控制预测的趋势,占空比可以更有效地改变。第二步,将得到的电压和电流值进行尺度变换和归一化处理成电压为-400～400V、电流-0.1～0.1A,通过隶属度函数,模糊描述符的相关模糊值(0,1)可以获得:NB、NS、ZO、PS和PB。最后,通过比较这些值通过比较VPV和IPV的值并分配给有最大隶属度函数的模糊描述器。采用中心区域的反模糊化方法如式8所示:
式中Dj是每个j-th规则的占空比,wj是j-th规则的加权因素。wj越大,j-th规则的影响就越大。
3.2 自适应模糊控制
自适应机制的目的是根据模糊逻辑控制的反模糊化来修改占空比,所以给光伏发电系统提供一个更好的响应时间和较高的输出功率。因此,自适应机制由以下三部分组成。
(1)为了消除高频噪声,在光伏发电系统中采用滑动滤波。
(2)根据获得的PPV和IPV的值,并和前一次的PPV(n-1)和IPV(n-1)相减,我们便能看出他们之间的不同。PPV和IPV可能为正可能为负,因此,可以概括为四种趋势,进一步说,四种自适应机制如表1所示。
规则1和2:在应用中当环境改变的时候固定的参数是不充分的和不可信的。因此,占空比可以通过规则1和规则2修改。自适应ΔK设定为K1=-0.25。假如说ΔK现在是一个小的负值,占空比应该继续减小。
规则3和4:相似的,自适应ΔK设定为K2=-0.3,现在的ΔK负得更多,占空比应该减小得更多。
根据反模糊化得到的自适应值ΔK和Vc值,控制电压ΔVc可以表示为式(11)。
通过式(11)我们就可以调整占空比来获得最大的输出功率点。
4 自适应模糊控制获得最大输出功率点的仿真
使用ORCAD软件进行了采用自适应模糊控制方法的光伏发电系统的设计和仿真,并和传统的模糊逻辑控制进行了比较。光伏发电模块采用1～10个太阳能电池串联,每个电池的开路电压Voc是3.25V,相应的电流Irated是100mA。一般情况下,最大输出功率下的太阳能电压是Voc的70～82%,此时的电流是86%Irated。根据式(11),我们可以得到一个太阳能电池的最小和最大的功率点如式(12)和(13)所示。
根据式(12)和(13),可以得到MPP的最小值为194.79mW,最大值为229.19mW。交错并联磁集成Boost变换器的开关频率为20kHz,所有元器件的参数如下:RL=30Ω,Ci=10000F(10个太阳能电池),Co=200F,L1=L2=100H,MOSFET是IRF450。仿真的情况包括:稳态响应、RL变化的动态响应和RL和IPV同时变化的动态响应。
单节太阳能电池稳态响应的仿真:由图7(a)可以看到,在44ms的时候Ppv的值是221m W。图7(b)显示自适应模糊控制的Ppv-Vpv和Ipv-Vpv的曲线,可以看到最大功率点的电压为71%的Voc,并且可以获得最大功率点。模糊控制的结果如图7(c)和7(d)所示。在61ms时Ppv的值是218mW,图7(d)显示自适应模糊控制的Ppv-Vpv和Ipv-Vpv的曲线,可以看到最大功率点的电压为70%的Voc,并且可以获得最大功率点。比较图7(a)、7(b)、7(c)和7(d)我们可以发现自适应模糊控制比模糊控制可以获得更大的输出功率,响应时间也更快。
(a)和(b)APFC:Vpv-t,Vpv-t,Ipv-t.(c)和(d)Ppv-Vpv.Ipv-Vpv.
单节太阳能电池动态响应的仿真(只是RL变化):当单个太阳能电池工作的时候,RL突然由30Ω变为15Ω,自适应模糊控制的仿真如图8(a)和(b)所示,模糊控制的仿真如图8(c)和(d)所示。自适应模糊控制在100ms时Ppv从221m W下降到了180m W,模糊控制Ppv在200ms时从218m W下降到147m W,比较图我们可以发现,自适应模糊控制比模糊控制可以获得更大的输出功率,响应时间也更快。以上是单节太阳能电池的仿真。
(a)和(b):AFLC:Ppv-t,PRL-t,Ppv-Vpv,RLpv-Vpc.(c)和(d):FLC:Ppv-t,PRL-t,Ppv-V-pv,RLpv-Vpc.
单节太阳能电池动态响应的仿真1(RL和Ipv同时变化):当单个太阳能电池工作的时候,RL突然由30Ω变为15Ω,自适应模糊控制的仿真如图9(a)和(b)所示,模糊控制的仿真如图9(c)和(d)所示。自适应模糊控制在100ms时Ppv从221mW下降到了180mW,模糊控制Ppv在200ms时从218mW下降到147mW,比较图我们可以发现自适应模糊控制比模糊控制可以获得更大的输出功率,响应时间也更快。以上是单节太阳能电池的仿真。(Ipv和RL同时变化。)Ipv从1～100m A,RL从30Ω～15Ω(100ms)。在100ms自适应模糊控制Ppv从2.34W下降到了202m W,模糊控制从2.34W下降到了180m W。
AFLC:(a)和(b):Ppv-t,PRL-t,Ipv-t,Ppv-V-pv,PRL-Vpv,Ppv-V-pv.FLC:(c)和(d):Ppv-t,PRL-t,Ipv-t,Ppv-V-pv,PRL-Vpv,Ppv-V-pv.
5 结论
本文研究了自适应模糊控制算法来获得最大功率点。由模糊控制得到的自适应模糊控制,并且进行单个太阳能电池的AFLC和FLC的仿真,表明AFLC有更好的稳态和暂态性能。AFLC不仅提高了光伏发电系统的响应时间,并且可以跟踪光伏发电系统的高功率输出点。DC/DC变换装置采用交错并联磁集成Boost变换器可以进一步提高光伏发电系统的稳态和暂态性能。
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并联Boost变换器 第3篇
随着信息产业的快速发展和数字化革命的不断深入,服务器电源的输出电流越来越大。服务器电源等电源出厂前需要进行老化测试,应用电阻负载时需要消耗大量电能。为节约能源、降低成本,应用能馈式电子负载测试服务器电源是一种有效的解决办法。能馈式电子负载具有低压大电流输入,拉载电流精确设定,输入电流纹波较小,效率较高等特性。
传统Boost电路在大电流输入时开关纹波大,二极管导通损耗大,效率较低。为了获得较小的输入电流纹波和较高的效率,前人提出了许多基于Boost电路的改进拓扑[1,2,3]。但这些电路应用于低压大电流输入时却存在自身固有的缺点。Boost反激电路输入电流断续,输入电流纹波很大。改进型两相交错并联Boost变换器的开关电容在大电流输入时体积较大,损耗增加,效率较低。电容箝位式交错并联耦合电感Boost变换器输入电流纹波较大。两功率管不能同时开通,限制了电路的占空比,电压增益较小。
交错并联Boost电路因其拓扑结构简单、输入电流连续、效率高、易于控制等特点在低压大电流输入时具有较大优势而被应用于能馈式电子负载中[4,5]。通过两个交错控制的Boost电路的并联,实现了输入大电流的均分,减小了输入电流纹波,降低了开关管的容量要求[6,7,8]。采用100 kHz开关频率控制,减小输入电流纹波和输出电压纹波。采用同步整流技术,减小损耗,有效提高电路效率。
本研究结合交错并联Boost电路及同步整流原理,以dsPIC33FJ16GS504为控制核心实现输入电流的恒流控制,制作了一台1.2 kW的样机,试验结果表明系统性能优良,拉载电流精度较高,输入电流纹波较小、效率较高[9,10],能够满足服务器电源测试用能馈式电子负载的要求。
1 主电路工作原理分析
交错并联控制技术是应用在多个开关变换器并联而开关频率相同的场合,控制各变换器功率管交错工作的一种控制策略。在一个开关周期内,每个变换器中的功率管和同步整流管分别开通相同时间,每个变换器中的功率管和同步整流管的开通与关断是互补的。主电路拓扑如图1所示,两个功率管S1及S2的驱动信号相位相差180°。
该电路输出端接能馈式电子负载第2级DC/DC变换器,为保证功率管S1和同步整流管S3,功率管S2和同步整流管S4之间不会发生直通,驱动信号之间需要加死区。该电路输入电压12 V,输出电压48 V。在电感电流连续模式下,电路可能出现4种工作状态,如图2所示。
(1)状态1。
功率管S1和S2导通。同步整流管S3和S4关断。电感电流iL1和iL2均线性上升,输出电容C1释放电能。
(2)状态2。
功率管S1导通,S2关断,同步整流管S3关断,S4导通。电感电流iL1线性上升,iL2线性下降。
(3)状态3。
功率管S1和S2导通。同步整流管S3和S4关断。电感电流iL1和iL2均线性上升,输出电容C1释放电能。
(4)状态4。
功率管S1关断,S2导通,同步整流管S3导通,S4关断。电感电流iL1线性下降,iL2线性上升。
2 主电路参数选择
两路Boost电路中的电感参数相同,输入电流纹波要求在5%范围内,由伏秒关系可得:
式中:L=L1=L2,iripple = i1 ripple = i2ripple ,ton=t1on=t2on。
为保证主电路工作在电感电流连续模式,由式(1)得出的电感值必须满足下式:
L≥0.5D(1-D)2RTs (2)
式中:L=L1=L2,D=D1=D2,Ts为开关周期,经计算,本电路取20 μH。
绕制主电路Boost电感时,需选用适当的磁芯。由于磁粉芯的磁导率随磁芯的磁场强度变化较大,并且磁粉芯材料存储能量较少,不适合用来绕制该电感。而铁氧体电阻率高,高频损耗小,通过增加气隙可以存储较多能量,价格低廉,是优于磁粉芯的选择。因此磁芯材料选择飞磁公司的铁氧体3C90,磁芯尺寸采用ETD54/28/19。
输出滤波电容用来减小输出电压纹波及保持输出电压稳定,其值可由下式得到:
式中:Io—输出电流大小,Vripple—输出电压纹波大小,fs—开关频率。
实际电路采用3个470 μF/100 V电容并联。
电路中等效输出电阻R大小由下式决定:
式中:η—电路效率。
本研究考虑该电路中功率管及同步整流管的实际电压电流应力, MOSFET选用Infineon公司的IPP030N10N3G,满足:
VDS≥2Vo (5)
ID≥2Iin (6)
3 输入电流控制环路设计
3.1 总体控制方案
该电路采用两个电流环交错控制两路Boost,减小输入电流纹波。本研究应用Microchip公司的芯片dsPIC33FJ16GS504实现快速运算和调节,获得良好的静态特性和动态特性。每路Boost输入电流单独控制易于实现,结构简单,避免相互干扰。
DSP芯片将两路电感电流值与电流设定值比较,通过快速运算得到两组相位相差180°的PWM信号,每组包括两路互补PWM输出,分别控制功率管和同步整流管。该芯片可实现过压、欠压、过温等保护功能。通过该芯片的RS485接口来实现远程控制,方便快捷地实现输入电流的精确设定,读取电路状态。该电路先在连续时间域设计控制器参数,再把设计的控制器离散化。该电路控制环路如图3所示。
3.2 输入电流反馈控制系统设计
为了提高电感电流控制精度和系统动态特性,本研究需要对电流闭环设计良好的补偿网络。电流闭环系统框图如图4所示。
该闭环系统中未加补偿网络时的传递函数为原始回路传递函数Go(s)=Gm(s)Gid(s)H(s),功率管开关频率远远大于工频,根据状态空间平均法推导变换器的平均模型,忽略开关纹波的影响,建立变换器的小信号交流模型,可得到占空比至电感电流的传递函数为:
其中,L=L1=L2。
PWM调制器的传递函数为:
式中:VR—锯齿波幅值,锯齿波幅值设为2.5。
采样网络将电感电流线性转化为等效电压,该电路中采样增益H(s)=0.013 3。
超前-滞后补偿网络是一种适合于DC/DC变换器系统的补偿网络。利用补偿网络的滞后特性提高静态性能,超前特性提高相对稳定性和动态性能。本研究应用的补偿网络为单极点-单零点补偿网络,其传递函数为:
式中:Kc—中频段的增益。
其幅频相频特性如图5所示。
本研究所设计的补偿网络需满足:系统开环传递函数Gc(s)Go(s)的增益交越频率fg以小于1/5的开关频率fs较为恰当,取fg=fs/5。开环传递函数以-20 dB/dec的斜率通过0 dB线。零点频率取fz=0.5 fg。为抑制高频开关纹波,极点fp设在开关频率附近,取为fp=fs。相位裕量选择45°～60°。
电流闭环通过设置补偿网络参数,可以得出补偿后的系统回路函数频率特性,如图6所示。由图6可知相位裕量PM=53.2°,满足系统稳定性要求。
输入电流控制采用数字方式实现,因此考虑数字控制的延时特性,将补偿网络传递函数离散化成数字控制所需要的差分方程,利用双线性变换法,得出数字控制所需参数。
4 实验结果
基于上述研究,笔者制作了一台1.2 kW的实验样机,直流输入100 A/12 V,直流输出48 V,开关频率100 kHz。DSP输出的两路Boost功率管驱动波形及每路Boost功率管与同步整流管驱动波形如图7所示,图7中a、b表示两路Boost功率管驱动波形相位相差180°,c、d表示功率管与相应同步整流管驱动波形互补。输入电流95 A时功率管S1与S2的DS端波形如图8中a、b所示,由图8可以看出两功率管相位相差180°。输入电流95 A时输入电流波形如图9所示,由图9可以看出该电路在低压大电流输入时输入电流纹波较小。实验样机效率与输入电流关系如图10所示。由效率曲线得到该电路在低压大电流输入时效率较高,满足要求。
5 结束语
本研究通过实验证明了交错并联Boost电路在低压大电流输入应用中的可行性,满足了能馈式电子负载对该模块的要求。通过交错并联减小了输入电流纹波,扩大了输入电流范围。利用同步整流技术减小了损耗,提高了电路效率。通过DSP的快速运算与处理,实现了输入电流的精确控制。该电路体积小、重量轻、结构简单、效率较高,适合于低压大电流输入场合,在实际工程应用中具有一定的指导意义。
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并联Boost变换器 第4篇
1 三相交错并联Boost PFC电路
三相交错并联Boost变换器的电路结构如图1 所示,它是由3 个参数相同的Boost变换器并联而成,并联结构由输入电源Vi、3 个储能电感( L1、L2、L3) 、开关( S1、S2、S3) 、二极管( D1、D2、D3) 、输出电容C和负载R组成。它们的不同之处就在于3 个开关管的驱动信号之间相差了120°,这也就是说这3 个变换器工作在交错状态下。三相交错并联变换器有8 种工作模式,分别是:
模式1 开关S1、S2、S3均导通;
模式2开关S1导通,S2和S3关断;
模式3开关S2导通,S2和S3关断;
模式4开关S3导通,S1和S2关断;
模式5开关S1和S2导通,S3关断;
模式6开关S1和S3导通,S2关断;
模式7开关S2和S3导通,S1关断;
模式8开关S1、S2和S3关断。
以上介绍的8 种工作模式中,模式1 中开关S1、S2、S3均同时导通,此时电路中电感电流iL1、iL2和iL3都呈现上升状态,而输出电容C此时释放能量给负载供电; 模式2 中开关S1导通,S2和S3关断,此时电路中电感电流iL1上升,而电感电流iL2和iL3在下降; 模式8中开关S1、S2、S3均同时关断,此时电路中电感电流iL1、iL2和iL3都呈现下降状态,输出电容C储存能量,其他几种模式也可以进行同样的分析。模式2 的电感和电流状态空间表达式为
可以令iL1= X1,iL2= X2,iL3= X3,V0= X4,则可以得到
对于三相交错并联Boost变换器的其他几种工作模式,同理也能得到如同式( 1) 的状态空间表达式。
2 三相交错并联Boost PFC变换器参数
2. 1 输入电流纹波
三相交错并联Boost电路的输入电流为各支路电感电流之和。当并联的相数越多时,输入电流纹波就会越小。当三相交错并联时,占空比与电流纹波的关系如式( 3) 所示。
其中,K3( D) = ΔIin/ ΔIL1,ΔIin为总输入电流纹波; ΔIL1为每一相支路中的电感电流纹波。而两相交错并联时,占空比与电流纹波的关系为
采用多相交错并联Boost PFC结构,虽然不能在整个工作区间将电流纹波完全消除,但在降低纹波电流方面整体效果明显。在同样占空比下,当交错并联的相数不同时,输入电流纹波减小的程度也有所不同。
2. 2 电感磁芯尺寸
在单相Boost变换器中,其输入电流就是流过电感的电流,而在三相交错并联Boost变换器中,输入电流被分流,流过每个电感的电流只是输入电流的1 /3[3]。在相同的功率等级[4]下,假设变换器中输入电流为I,则单相Boost变换器中电感的能量可以表示为
而三相交错并联Boost变换器中电感总能量可以表示为
就电感储能方面来讲,三相交错并联Boost变换器中电感的能量是单相Boost变换器中电感能量的1 /9。所以在实际设计电感器时,电感电流是一个重要参数。通常设计电感器时采用面积乘积法( AP) ,单相和三相交错并联的面积乘积[5]分别可以表示为
由于三相交错并联Boost变换器中存有3 个电感,因此APinterleaved= 3APdual,尽管如此,三相交错并联Boost变换器中的总面积乘积还是单相Boost变换器总面积乘积的1 /3。所以电路中采用三相交错并联Boost变换器能够有效地减小电感磁芯的尺寸[6,7]。
2. 3 输出电容电流有效值
交错并联Boost PFC电路有较小输出电容的电流有效值[8]。在单相Boost变换器中,电容电流有效值与占空比的关系可以表示为
在三相交错并联Boost变换器中,电容电流有效值与占空比的关系可以表示为
根据以上3 个公式,在Matlab中可以绘出输入电容电流有效值与占空比的关系曲线图如图2 所示,可以得到: 在相同情况下,三相交错并联Boost变换器相对单相Boost变换器而言,其输出电容电流的有效值减小了近1 /4,而输出电容电流的有效值的降低,意味着电容的电流应力也会减小,从而在一定程度上提高了变换器的可靠性。
3 实验仿真
3. 1 输入电流
图3 为单相三相交错并联Boost PFC变换器输入电流波形。
如图3 所示,在单相Boost PFC变换器输入电流平均值为38. 4 A,而在三相交错并联Boost变换器中输入电流平均值为27. 4 A,从图中还可以看到单相Boost PFC变换器的输入电流纹波约是三相的1. 5 倍,所以在三相交错并联Boost变换器中的3 个电感电流纹波经过互相抵消,可以有效地减小电路的输入纹波。
3. 2 电感电流波形
图4 为单相Boost PFC变换器电感电和三相交错并联Boost变换器的3 个电感电流波形图。从波形中可以看到: 单相Boost PFC变换器电感电流的平均值为38. 4 A,而在三相交错并联Boost变换器中电感电流平均值为9. 3 A。在各种电路指标都相同的情况下,相较于单相Boost变换器,三相交错并联Boost变换器每个电感中所流过的电流约为单相Boost变换器的1 /4,这也意味着电感所储存的能量也是单相Boost变换器中电感电流的1 /4。
3. 3 输出电压
图5 为单相和三相交错并联Boost PFC变换器输出电压波形。可以从图中看到: 单相Boost变换器输出电压纹波约为10 V,三相交错并联Boost变换器输出电压纹波约为0. 5 V,通过单相和三相交错并联Boost PFC变换器输出电压纹波的比较,可以表明三相交错并联Boost变换器可以使电路的输出电压更加稳定,所以电路中把单相Boost PFC变换器拓扑成三相交错并联Boost变换器可以大幅提升变换器的可靠性。
3. 4 样机实验仿真
本文设计的Boost PFC电路是在85 ~ 265 V的交流输入电压,输入电压频率为50 Hz,控制芯片为L6562D,开关管型号为FQPF10N60C,二极管型号为PEC3309,输入滤波电容为1 μF /630 V,输出电容为100 μF /450 V条件下进行的,得到波形如图6 所示。
由图6 中可以看到,三相交错并联的Boost PFC电路能较好地实现输入电流跟踪输入电压,而且当输入电流正弦化的同时还实现了电流电压之间无相位差。从图7 和图8 中可以看出,输出电压稳定约在400 V,而且输出电压纹波也很小,这就说明经过三相交错并联的Boost PFC电路后能够持续输出稳定电压,能给负载安供电[9,10]。
4 结束语
本文将单相Boost PFC变换器拓展到了三相交错并联Boost PFC变换器。首先对三相交错并联Boost PFC变换器的应用优势和工作原理进行了介绍。根据要求对交错并联Boost变换器的主电路的参数进行了设计。通过Simplorer软件仿真和样机实验,从电路输入电流纹波,电感电流以及输出电压三方面与单相Boost变换器进行比较,验证了三相交错并联Boost PFC变换器不仅能够有效地降低功率器件的电流应力,而且还能同时提升变换器的功率等级,以及具有减小输入电流纹波和使输出电压更加稳定等优点。所以对于PFC变换器来说,为更好地应用到大功率场合,使得开关损耗减少,电路达到较高的效率,多相交错并联PFC变换器能更好地实现单相PFC变换器所不能达到的目的,应用也将更加广泛。
摘要：针对开关电源在传统的Boost功率因数校正电路中有着明显的开关损耗,使得电路具有较高成本和低效率。文中在传统单相Boost变换器的基础上,采纳多通道交错并联技术来进行有源功率因数校正的主电路拓扑。以三相交错并联Boost变换器为例,分析其工作过程,并通过仿真实验证明了多相交错并联Boost PFC变换器具有减小输入电流纹波和输入电感值,以及提高变换器的效率等优点。
关键词：Boost,PFC,交错并联
参考文献
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并联Boost变换器 第5篇
DC-DC变换器最基本的拓扑结构是BOOST和BUCK, 其他形式的变换器都是由此变化和发展出来的。自20世纪90年代以来, 陆续有学者研究了开关电源的电磁辐射问题, 建立了开关电源的近场辐射模型, 并进行了相关的实验验证。然而这些模型相对简单, 很难在电磁兼容设计的第一线进行应用。笔者以容易出现电磁兼容问题的BOOST变换器为例, 利用ANSOFT HFSS软件建立了BOOST变换器的双环模型, 并对该电路周围的电磁场进行了仿真, 研究了在没有屏蔽和进行屏蔽时电路周围的电磁场情况, 指导了开关电源的屏蔽设计, 具有重要的实际意义。
1 BOOST电路的双环模型 (1)
根据偶极子天线的辐射模型, 可以知道BUCK变换器的单环拓扑结构模型[4], 如图1所示, 并给出了其近电场的解析解:
BOOST变换器与BUCK变换器相比要略微复杂, 其电路结构如图2a所示[5]。当BOOST电路处于稳态时, 图2a中的两个高频环路电流I1和I2在各处等幅同相。为了简化分析, 选取U=270V, 工作频率为1MHz时的电路状态进行分析。之所以这样选取, 是因为270V是工业应用中常用的高压直流电源, 1MHz也是开关电源中较高的频率, 所以这个例子的辐射EMI是比较明显的, 能够体现出研究的典型性。
双环拓扑结构的本质是两个单环平移后的叠加, 可以使用单环拓扑的相关理论对双环模型进行推演。如图2所示, I1环路可以视为中心在原点的环路沿y轴的负方向平移了L1/2, I2环路可以视为中心在原点的环路沿y轴的正方向平移了L1/2。对于环路I1有:
对于环路I2有:
运用单环模型的相关结论就可以得到I1和I2环路产生的电场分量Ex1、Ey1、Ex2、Ey2的解析表达式, 它们的表达式形式与式BUCK一致的, 只是a、b、c、d和F参数有所不同。最终, 可以得到双环模型总的近电场表达式:
2 基于Ansoft软件的BOOST双环模型构建
在Ansoft HFSS中对BOOST电路、辐射空间和敏感电路进行建模仿真。辐射空间的尺寸为500mm×200mm×400mm, 介质为空气;BOOST电路的双环模型尺寸轮廓为40mm×80mm, 为一般的电路板尺寸, 双环模型的材料为铜;为简单起见, 将敏感电路简化为一个圆环作为试探线圈, 直径50mm, 材料为铜。整个机箱的模型如图3所示。
将辐射空间体设置为辐射边界条件, 则整个机箱内部空气中的电磁场为辐射场。按上节所述模型为双环模型施加激励。为保证一定的精度又节省仿真时间, delta S设为0.1, 迭代次数设为20次[6]。
3 仿真结果与分析
目前常用的开关电源的频率在30~120k Hz范围内, 微功率的开关电源也有频率达到1MHz的。笔者选取1MHz作为仿真的求解频率, 对机箱内的电磁场进行仿真分析。利用Ansoft HFSS绘制机箱内和试探线圈的电场分布图 (图4) 。
从仿真结果可以看出, 未做任何屏蔽措施时, 开关电源的BOOST电路在周围空间产生的辐射电场强度数量级为10n V/m, 而这个强度的电磁场在试探线圈中感应出数量级为1V/m的电场, 这个干扰较为严重, 已经足以影响到敏感电路的正常工作。因此, 需要对这种电磁干扰采取一定措施进行抑制, 常用的方案是在开关电源外部加屏蔽盒进行屏蔽。
为减弱开关电源对敏感电路产生的辐射干扰作用, 在双环模型外面罩上一个屏蔽盒。屏蔽盒的外形尺寸为120mm×80mm×30mm, 壁厚为3mm, 材料为铜。加上屏蔽盒之后的仿真模型如图5所示。加上屏蔽盒后进行仿真时, 较之前仿真参数不变, 仿真得到加上屏蔽盒之后的机箱内和试探线圈上的电场情况如图6所示。
从仿真结果可以看出, 加上屏蔽盒之后, 开关电源的屏蔽盒外部空间的电场强度的数量级为0.1a V/m, 而在线圈中感应出电场的电场强度数量级为0.1f V/m, 与未加屏蔽盒时相比, 干扰被大大削弱, 这个干扰强度已经不至于影响到该电路的正常工作, 从而使开关电源盒敏感电路之间达到了良好的电磁兼容性。因此, 在开关电源外部加屏蔽盒的措施是有效、可行的。
4 结束语
开关电源的EMC问题逐渐成为了人们关注的焦点。同时电磁辐射问题相对于传导EMI来说在理论上更为复杂, 在实践上也更为困难。笔者以最容易出现电磁兼容问题的BOOST变换器为例, 建立了其进场辐射的双环模型, 并使用Ansoft软件对实际电路板的近场分布进行了仿真, 同时还对比了加装屏蔽先后的BOOST电路进场分布。理论分析和仿真结果表明, 为开关电源加装屏蔽是解决其电磁辐射问题的有效途径, 为开关电源的屏蔽设计提供了理论和实践基础。
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并联Boost变换器 第6篇
关键词：Boost变换器,控制电压环,优化设计
一、Boost变换器
就Boost变换器来说, 具有升压的功能, 功率开关管一端、输入电源二者共地, 驱动电路设计程序并不复杂, 被广泛应用到不同领域中, 比如, 新能源应用、光伏发电系统。随之, 如何有效改善、控制Boost变换器性能已成为相关研究领域谈论的火热话题。在运行过程中, 电容电压是Boost变换器的输出量, 并进行必要的反馈控制, 属于非最小相位系统, 也就是说在小信号数学模型中存在零点, 一旦占空比发生变化, 输出电压也会发生相应的变化, 进而出现负调现象, 严重影响控制系统运行情况, 过渡时间延长, 负调过程中, 控制器会接收一系列反馈信号, 出现正反馈系统, 系统的暂态与稳态性能不断降低, 必须优化设计其控制电压环。
二、控制电压环结构, 合理选择参数
在运行过程中, 电压环会动态控制电流基准, 科学改变电感电流的基础上, 调节对应的输出电压, 使其具有较高的稳定性。其调制器误差放大器输出电流会直接作用到电感电流占空比, 促使平均电感电流得以有效控制。如果输出的电压升高, 误差放大器输出的电压会有所降低, 电感电流逐渐减小。在优化设计Boost变换器控制电压环中, 相关人员必须结合各方面情况, 全方位客观分析PFC控制电压环结构, 选择科学的参数。在选择参数过程中, 相关人员要客观分析影响有源功率因数调节器的因素, 需要多角度、多层次客观分析需要输入端的桥式整流以及乘除法电路、平方电路, 这是因为在这些因素作用下, 输入端乘积、谐波、变频等都会发生一系列变化。相关人员要以系统小信号模型为基点, 进行系统化分析, 以控制参数为切入点, 利用遗传算法加以优化, 还要科学补偿电压控制回路, 提高整个系统的稳定性, 在科学选择设计变量基础上, 进行相关的计算, 准确把握Boost变换器电压环开环传递函数、设计变量二者的关系, 确保选取的参数更加准确。
三、控制参数选择中遗传算法优化设计
(一) 遗传算法
就遗传算法来说, 其一般化过程包括多个方面, 比如, 初始化、交叉、变异。一轮遗传操作结束之后, 相关人员需要选取最佳的参数计算适应度值, 根据优劣次序, 展开下一轮迭代计算, 直到获取符合各方面客观要求的性能指标, 选出适应度值最大的样本, 对其字符进行串解码, 得到最佳的参数值。
(二) 遗传算法的优化设计
在应用遗传算法优化作用下一系列控制器参数过程中, 相关人员需要利用格雷码, 进行必要的编码操作, 有效弥补二进制编码方面的缺陷, 要采用期望方法, 尽可能不要采用间适应度值比法, 借助两个交叉来操作。同时, 在每代种群中, 如果某个体的适应度值最大, 不能进行变异, 要采用全局收敛方法, 根据各方面运行情况, 坚持具体问题具体分析的原则, 采用多样化的自适应变异策略, 将其作用到变异操作中, 自定义对应的温度, 明确遗传算子, 来提高算法搜索效率。
在此基础上, 相关人员要客观分析研究结果, 以研究结果为切入点, 进行必要的仿真与分析, 看其优化设计之后, Boost变换器控制电压环各方面性能是否得以提高, 看其调整时间、带宽、相角裕量等是否符合相关规定, 是否超过规定的范围等, 提高其优化设计效率。一旦发现存在隐患问题, 要根据其具体情况, 采取适宜的措施加以解决, 有效防止变化器系统结构运行受到影响, 在一定程度上, 缩短转换时间, 动态控制其时域性能, 确保Boost变换器的控制性能得以提高, 有效防止系统运行中受到非最小系统相位负调的影响, 避免频繁出现负调现象, 确保Boost变换器具有较高的暂态性能。
总而言之, 在优化设计Boost变换器控制电压环中, 相关人员必须结合Boost变换器的性质、特点、工作原理等, 根据控制电压环结构特征、性质, 选取适宜的参数、优化遗传算法等, 客观分析研究结果, 特别是优化设计前后Boost变换器控制电压环性能指标变化情况。以此, 确保Boost变换器处于“高效、稳定”运行中, 降低其故障发生率, 延长其使用寿命, 使其更好地投入适应, 充分发挥其多样化作用, 促使新时期电力事业不断向前发展, 走上长远的发展道路。
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并联Boost变换器 第7篇
关键词：Boost,变换器,交错控制,CDM单元,拓扑
0 引言
在能源危机、大气污染和温室效应等多重全球性问题的挑战下, 开发新型洁净可再生能源已成为一个重要的问题。太阳能发电技术由于其本身无污染、可再生以及资源丰富等优点, 被认为是最具发展潜力的新型发电技术之一[1,2,3,4]。
光伏电池模块内部是由多个小的光伏电池单元串并联组成的, 若这些电池单元所受光照强度不一致而又串联工作时, 会导致整个电池模块的性能下降, 并可能产生局部热点, 影响整个光伏电池模块的使用寿命[3,4]。因此, 光伏电池模块内部的电池单元不宜串联过多, 其端电压通常在50 V以下。然而, 并网逆变器所需直流电压通常为380 V (全桥) 或760 V (半桥) 以上, 因此光伏电池模块和和逆变器之间需要一个升压变换器进行匹配, 传统的Boost变换器存在电压电流应力大、电磁干扰严重、效率低等不足[5], 如何实现高效率、高升压DC/DC变换已成为光伏并网发电系统的研究热点。
隔离型变换器由于自身带有变压器, 可以实现高升压变换。然而, 目前多数隔离型变换器是电压型变换器[6,7], 输入电流纹波较大, 需要较大体积的输入滤波电路以满足光伏电池的要求[8,9,10]。基于耦合电感的高升压变换器由于漏感的存在, 导致开关器件电压应力大、损耗增加。通过有源或无源的方法可以解决漏感导致的上述问题[11,12,13,14,15], 但又增加了主电路及控制的复杂度, 一些方案同样存在输入电流纹波较大的不足。基于开关电容网络的高升压变换器存在开关器件多、电流应力高等不足[16,17,18,19]。文献[20]利用二极管和电容构建了高升压网络, 极大地减少了开关管的数量, 但存在电流尖峰大、电磁干扰严重等问题, 因此其功率等级一般最高只能达到数十瓦[20]。文献[21]研究了一种多路输入高升压Boost变换器, 包括n个由开关、二极管和电感构成的Boost变换单元, 如各Boost变换单元输入相同, 可实现n倍增益变换, 解决了开关电容网络中存在的高电流尖峰问题, 同时也降低了开关管和二极管的电压应力, 但在增加电压增益的同时需增加相同数量的Boost变换单元, 导致电路相对复杂、成本偏高。为此, 本文提出一种基于CDM (Capacitor-Diode Multiplier) 单元的高升压Boost变换器, 电路中只包括2个采用交错控制的开关和2个电感, 增加电压增益只需增加由电容和二极管构成的CDM单元, 大幅降低了电路的复杂度, 同时具备了开关及二极管电压应力低、自动均流等优点。
1 拓扑推演
基本Boost变换器如图1所示, 工作于电感电流连续模式 (CCM) 时, 电压增益M为:
其中, D为开关占空比。
为了提高变换器的电压增益, 可以在Boost三端网络中引入一个受控电压源, 如图2 (a) 所示, 根据电感L1的伏秒平衡可得:
进一步可得此时电压增益M为:
由式 (3) 可以看出只要受控电压源电压uv1大于零, 即可提高电压增益M。当电容电压纹波相对于其平均值很小时, 电容可以等效为电压源, 电压源电压即为电容电压, 因此考虑把受控电压源uv1用电容C1替代, 但由于二极管VDo的单向导电性, 无法保证C1安秒平衡, 电路不能进入稳态工作, 因此必须为C1提供一条充电支路, 如图2 (b) 所示。当开关VT1导通时, 电容电压uv1可作为另一个Boost变换单元的输出, 如图2 (c) 所示。在高升压应用场合, 开关占空比D通常大于0.5, 因此开关VT1、VT2采用交错控制 (VT1、VT2的开关占空比D相等, 驱动相位相差180°) 即可保证VT2关断时VT1导通, 流过电感L2的电流通过二极管VD1向电容C1充电;在开关VT1关断、VT2导通时, 流过电感L1的电流给电容C1放电, 同时向负载供电, 因此图2 (c) 所示电路中的电容C1能实现安秒平衡, 可以进入稳态工作。当工作于CCM时, 电容C1两端的电压uC1 (即等效受控源电压uv1) 为:
由式 (3) 、 (4) 可得, 图2 (c) 所示变换器的电压增益M为:
其值是传统Boost变换器电压增益的2倍, 对应图中包含一个由电容C1、二极管VD1构成的CDM单元。从上述分析可见, 受控电压源电压uv1的大小决定了变换器实现高增益的能力。
为进一步提高电压增益, 考虑在引入的Boost三端网络中引入受控电压源uv2, 如图2 (d) 所示, 此时受控电压源电压uv1为:
只要受控电压源电压uv2大于零, 即可提高受控电压源电压uv1的值, 达到进一步提高电压增益M的目的。如图2 (e) 所示, 把受控电压源uv2用电容C2替代, 在开关管VT1关断时VT2保持导通, 通过引入二极管VD2, 流过电感L1的电流一部分通过二极管VD2向电容C2充电, 另一部分给电容C1放电, 同时向负载供电;在开关VT2关断、VT1导通时, 流过电感L2的电流给电容C2放电, 同时给电容C1充电, 因此图2 (e) 所示电路中的电容C1、C2可实现安秒平衡, 变换器可进入稳态工作。当工作于CCM时, 电容C1、C2两端电压uC1、uC2 (即等效受控源电压uv1、uv2) 分别为:
由式 (3) 、 (7) 可得, 图2 (e) 所示变换器的电压增益M为:
其值是传统Boost变换器电压增益的3倍, 对应图中包含2个CDM升压单元。依此类推, 要实现n倍传统Boost变换器的电压增益, 只需引入n-1个CDM单元即可, 如图2 (f) 所示。下面以基于CDM升压单元的4倍增益Boost变换器为例来阐述该变换器的工作原理和性能特点。
2 工作原理
通过第1节的拓扑推演可知, 基于CDM升压单元的4倍增益Boost变换器包含3个CDM升压单元, 如图3所示。为简化分析过程, 下面所有分析过程均做如下假设:电感电流iL1和iL2连续;电容Co、C1、C2、C3足够大, 其上电压保持不变;所有器件都是理想器件, 不考虑寄生参数等的影响;有源开关VT1、VT2采用交错控制且开关占空比D>0.5。
在一个开关周期Ts内, 变换器的主要工作波形 (图中D=0.6) 如图4所示, 共有4个开关模态。
a.开关模态1[t0, t1]。在此开关模态, 开关VT1、VT2导通, 二极管VDo、VD1、VD2、VD3关断, 电感电流iL1、iL2均线性上升, 电容电流iC1、iC2、iC3等于零, 电容电压uC1、uC2、uC3保持不变, 输出电压uo下降。在t1时刻, 开关VT2关断, 此开关模态结束。
b.开关模态2 (t1, t2]。在此开关模态, 开关VT1导通, VT2关断, 二极管VD1、VD3导通, VDo、VD2关断, 电感电流iL1线性上升, iL2线性下降, 电流iL2的一部分通过二极管VD3、开关VT1给电容C3充电, 另一部分通过电容C2、二极管VD1、开关VT1给电容C1和C3充电, 给电容C2放电, 电容电压uC1、uC3上升, uC2下降, 输出电压uo下降。到t2时刻, 开关VT2导通, 此开关模态结束。
c.开关模态3 (t2, t3]。此开关模态工作同开关模态1。
d.开关模态4 (t3, t4]。在此开关模态, 开关VT2导通, VT1关断, 二极管VDo、VD2导通, VD1、VD3关断, 电感电流iL2线性上升, iL1线性下降, 电流iL1一部分通过二极管VD2、开关VT2给电容C2充电、C3放电, 另一部分通过二极管VDo给电容C1、C3放电, 同时向输出滤波电容Co和负载供电, 电容电压uC1、uC3下降, uC2上升。到t4时刻, 开关VT1导通, 此开关模态结束, 开始下一个开关周期的工作。
3 性能分析
根据上述4倍增益Boost变换器的工作原理, 下面对其进行性能分析, 并将分析结果推广到含有n-1个CDM升压单元的n倍增益Boost变换器, 以便根据输入输出参数进行设计。
3.1 电压增益M
根据电感L1的伏秒平衡可得:
根据电感L2的伏秒平衡可得:
由式 (10) — (13) 可以得到:
因此电压增益M为:
同理可以得到图2 (f) 所示的n倍增益Boost变换器的电压增益M为:
3.2 开关管及二极管的电压
根据变换器的工作原理, 有源开关VT1、VT2的电压应力uvp VT1和uvp VT2为:
二极管VDo的电压应力uvp Do为:
二极管VD1、VD2、VD3的电压应力uvp D1、uvp D2、uvp D3为:
同理可以得到n倍增益Boost变换器中开关管VT1、VT2的电压应力为:
二极管VDo的电压应力uvp Do为:
二极管VD1、…、VD (n-1) 的电压应力为:
由上述分析可知, 有源开关VT1、VT2及二极管VDo的电压应力为输出电压uo的1/n, 其余二极管VD1、…、VD (n-1) 的电压应力为输出电压uo的2/n, 与传统Boost变换器相比, 无论是开关管还是二极管的电压应力都得到了很大的降低, 因此可以选择低耐压开关器件和二极管, 有助于进一步提高效率。
3.3 开关管及二极管的电流
由于电感电流iL1、iL2连续, 忽略电感电流纹波, 设它们的值分别为IL1和IL2。同样忽略输入电流iin的纹波, 设其值为Iin。根据电容C3的安秒平衡可得:
即:
由式 (26) 可知, 在开关VT1、VT2的占空比相等的情况下, 电感电流可以实现自动均流, 无需采用任何有源均流控制。
设开关管电流iVT1、iVT2的平均值分别为IVT1和IVT2, 二极管电流iDo、iD1、iD2、iD3的平均值分别为IDo、ID1、ID2、ID3。根据变换器工作原理, 流过开关管的电流平均值分别为:
由于稳态工作时电容电流平均值为零, 于是可得:
又由于:
因此:
通过类似推导, 对于n倍增益Boost变换器, 当n是偶数时, 电感电流及流过开关管和二极管的电流平均值分别为:
当n是奇数时, 电感电流及流过开关管和二极管的电流平均值分别为:
通过上述分析可知, 相比于其他借助于开关电容实现输入输出高升压变换的拓扑, 该电路在工作过程中不存在电容与电容直接并联的情况[21], 电路工作中不存在电流尖峰流过各个元器件。
4 实验研究
为了验证前述理论分析的正确性, 搭建了4倍增益Boost变换器实验样机, 主要输入输出参数为:额定输入电压30 V, 额定输出电压400 V, 额定输出功率300 W, 开关频率fs=50 k Hz, 开关驱动由DSP28335编程输出2路PWM信号经过74HC573放大和光耦隔离以后获得。主要功率器件选择如下:开关管VT1、VT2的型号为CMF20120D, 二极管VDo、VD1、VD2、VD3的型号为IDT12S60C, 电感L1=L2=300μH, 电容C1=C2=C3=12μF, 输出滤波电容Co=50μF。
实验波形如图5所示, 其中图5 (a) 为开关管VT1、VT2的驱动信号s1、s2, 输入电压uin及输出电压uo的波形, 占空比约为0.7, 实现高升压变换的同时避免了极大占空比, 与理论分析一致。图5 (b) 所示为输入电流iin及电感电流iL1、iL2的波形, 可以看出iL1和iL2的平均值近似相等, 实现了电感电流无源均流, 输入电流纹波频率为开关频率的2倍, 纹波峰峰值得到降低, 因此可减小输入滤波器的体积。图5 (c) 为开关管VT1、VT2两端电压uVT1、uVT2的波形以及流过开关管VT1、VT2的电流iVT1、iVT2的波形, 可以看出, 它们两端的电压应力均为100 V左右, 即为输出电压的1/4。图5 (d) 所示为二极管VD1、VD2两端电压uD1、uD2的波形, 电压均为200 V左右, 与理论分析一致。图5 (e) 所示为二极管VDo、VD3两端电压uDo、uD3的波形, 其中VDo两端的电压约为100 V, VD3两端的电压为200 V左右, 与理论分析一致。图5 (f) 所示为电容电压uC1、uC2、uC3的波形, 其中uC1、uC2约为输出电压的1/2, uC3约为输出电压的1/4, 与理论分析一致。
实测效率η曲线如图6所示, 在输出功率Po为100 W时效率最大, 达到93.8%。
5 结论
本文提出了一种基于CDM升压单元的高升压Boost变换器, 对其拓扑推演进行了详细的阐述, 在此基础上对其工作原理、性能特点进行了详细的分析, 最后进行了实验验证, 结果表明其具有如下特点:
a.通过选择的合适增益单元个数, 可以实现高升压变换的同时避免出现极大占空比;
b.输入电流纹波频率是开关频率的2倍, 纹波峰峰值得到降低, 可减小输入滤波器的体积;
c.开关管的电压应力仅为传统Boost变换器的1/n, 二极管的电压应力同样得到了大幅下降, 可以采用低耐压器件以提高效率;
d.电感电流可以实现自动均流, 无需任何有源均流控制;