相位分析范文（精选11篇）
相位分析 第1篇
左转车流主要包括保护式、许可式和无对向式三种左转式[2]。保护式左转式即左转保护相位, 也称为左转专用相位, 是指左转车流不受任何冲突影响的通行。许可式左转式是指在对向直行车流运行的同时, 左转车流运用对向直行车流之间的可穿插间隙通过交叉口。无对向式左转式是指由于交叉口的几何特征, 不存在左转车流与对向直行车流产生冲突的现象, 通常发生在单向行驶的道路、T型交叉口等地点[3];一般认为, 无对向式左转式是保护式左转式的一种。该文主要对左转保护相位、许可相位的值域点进行分析。
1 左转保护相位、许可相位设置条件定性分析
合理设置左转保护相位、许可相位, 是降低交叉口延误、提高交叉口通行效率的有效途径。通常先确定左转保护相位、许可相位之间的值域点, 然后通过计算途径查看交叉口的各种参数落在哪个值域点内, 最终来确定采用哪种左转相位形式。左转保护相位、许可相位的建立通常要考虑车流交通量、时间延误和交通事故记录等各项指标的影响。
1) 车流交通量。在美国通行能力手册 (HCM) 中, 将信号交叉口左转车流量作为是否采用左转保护相位的标准, 如图1所示。该标准是目前普遍认定的国际通用标准。
2) 时间延误。机动车辆在通过信号交叉口之后才能计算延误, 所以在信号相位设置时无法使用。
3) 交通事故记录。左转保护相位的设置, 与在信号控制交叉口中左转车辆在一定的时段内发生的事故数量相关。一般认为, 在1年内左转车辆发生的事故次数超过6起, 则应设置左转保护相位。
2 左转保护相位设置条件定量分析
左转保护相位设置条件, 通过实地建模进行定量分析。
为了更加深入且明确是否采用左转保护相位, 需要对整个交叉口直行交通量和左转交通量进行定量分析, 在左转和直行车辆达到一定的标准之后再对是否采用左转保护相位进行确定, 左转交通量在整个相位选取的过程中显得尤为重要。
针对是否采用左转保护相位, 该文采用了以下两种论证方法[4]。
1) 单独的左转车道
当横向交通量变化不明显时
式中, Y为设置左转保护相位的临界左转车辆数量;X1为交叉口某一方向的直行车辆数量对应的当量交通量;X2为与X1对向进口道处的直行机动车辆数量。
2) 左转与直行混合车道
(1) 当横向交通量变化不明显时
式中, Y为设置左转保护相位的临界左转车辆数量;X1为混合车道中直行车辆数量对应的当量交通量;X2为与此条道路相交的直行车辆的数量。
(2) 当某一进口道对向的车辆数变化不明显时
式中, Y为设置左转保护相位的临界左转车辆数量;X1为与此条道路相交的直行车辆数量对应的当量交通量;X2为混合车道中直行车辆的数量。
3 左转保护相位、许可相位判定流程图
对于采用左转保护相位还是许可相位, 判定时机的选取要进行多个角度的分析。判定流程图, 如图2所示。
4 左转许可相位判定的特殊情况
在满足上述条件的前提下, 合理的设置左转保护相位和左转许可相位可以提高交叉口的通行效率, 减少车辆的等待时间。但是在能够同时满足交叉口的通行效率、确保安全通过交叉口的双重前提条件下, 该文建议采用左转许可相位, 原因如下:1) 左转保护相位人为的在信号周期中增加了单独的左转相位, 这样使等待通行的其他相位的车辆通行延误增加;2) 如果交叉口设置了感应式左转相位, 那么在有左转车辆通行时就要终止, 增加了其他方向的通行负担, 造成了其他方向通行时间的减少。
5 信号相位配时方案设计注意事项
对交叉口进行信号配时时, 首先应该提出信号相位配时设计方案, 较为合理的相位设计方案可以有效的提高整个交叉口的运行效率。在信号相位设计的过程中, 由于左转交通量对整个交叉口的影响最大, 因此, 左转相位的设置条件必须经过慎重的考虑后再实施。
6 左转保护相位的多样性及其判定
该文将左转保护相位分为四种:交叉口进口单方向采用左转保护相位、本向和对向同时采用左转保护相位、交叉口每个进口方向分别轮流放行、利用对向左转和直行车流间隙滞后放行本向左转和直行车流[5]。
1) 交叉口进口单方向采用左转保护相位。
由于交通流特征的限制, 在交叉口的各向进口道中只有一个方向需设置左转保护相位时, 该方向进口处左转和直行可采用单独的信号相位进行配时, 避免与其他相位通行的车辆产生冲突。
2) 本向和对向同时采用左转保护相位。
在信号控制交叉口中, 由于本向和对向的左转的车流量较大, 在满足左转保护相位的设置条件并且这两个方向的左转交通流不会产生干扰的情况下, 可将本向和对向左转车辆采用同一个左转保护相位放行。
3) 交叉口每个进口方向分别轮流放行。
在如下特定的情况下, 可将交叉口每个进口方向的车流设置成一个相位轮流放行。
(1) 定性分析:由于地形的限制或者交叉口畸形的原因, 导致每个进口方向都与其他方向产生冲突或容易造成驾驶员误解从而驶入错误的出口车道;左转车辆之间的交通事故较多;左转与直行车辆采用混合车道。
(2) 定量分析[6]:本向和对向左转车流都需要采用独立的左转相位且交通量相差75pcu以上;本向和对向直行车流量相差100pcu以上。
4) 利用对向左转和直行车流间隙滞后放行本向左转和直行车流。
举例说明:在交叉口某一方向放行直行交通流时, 绿灯亮起, 此时在停车线后等待已久的直行车辆大量的通过交叉口;在绿灯信号末期, 直行车辆大部分已经通过交叉口, 其余车辆三三两两的通过, 在此期间可有效的利用直行车流之间的间隙放行左转交通流, 减少左转车流的等待时间。
7 结语
在平面交叉口设计中, 左转车流的配置是一个较为复杂的问题。一般而言, 尽量减少信号相位的数量是信号配时的基本原则。但是随着左转或者对向直行交通量的增加, 致使左转车流不能有效的利用对向直行车流之间的间隙通过交叉口, 势必照成交叉口的瘫痪。为解决这一问题, 需要将左转车流作为一个单独的相位进行放行, 以便提高交叉口的通行效率;但是不合理的设置多个相位, 也势必会造成其他方向的车流等待时间较长。所以, 根据现场的实际情况来确定何时采用左转保护相位以及采用何种左转保护相位的形式显得尤为重要, 也是该文论述的重点。
参考文献
[1]王浩.交通相位相序问题研究[D].上海:同济大学交通运输工程学院, 2002.
[2]Qureshi Mohammad, Malkayigari Venkat Ramana, Rathod Jimmy, Spring Gary.Assessment of Multiple Left-turnPhasing Strategies[R].Jefferson:Missouri Deparment of Transportation Research, Development and Technology, 2003.
[3]全永燊.城市交通控制[M].北京:人民交通出版社, 1989.
[4]成卫, 张瑾, 姜华平.信号交叉口左转保护相位——许可相位转换阈值研究[J].昆明理工大学学报:理工版, 2003, 28 (6) :107-109, 116.
[5]王京元.信号交叉口时空资源综合优化使用方法研究[D].南京:东南大学交通学院, 2006.
相位怎么造句 第2篇
相位解释
【意思】：作正弦变化的物理量，在某一时刻（或某一位置）的状态可用一个数值来确定，这种数值叫做相位。
相位造句：
1、在偶然情况下该短句强调了相位对于激光的重要性。
2、研究人员预计，这些相位应该表现为所观测到的光线在亮度上的微弱变化。
3、典型的智能度量设计包括来用户端的电流、相位和频率数据向电力调配公司的周期传送。
4、如果你在这条路径上，你就会看见日环食，在它的最大相位，一个环状阳光会包围着月球。
5、在赝能隙相位期间，铜氧化物半导体中电子发生了改变，那里的电子隧穿能力在不同的氧原子中有所区别。
6、轮廓调制结合了一种相位调制信号的波形和放大器的输出阻抗，可在某个较大型输出电源关闭后保持更高的效率。
7、在2011年一月，北半球其他地方温度降低的一部分原因是北极涛动处于负相位。
8、四百年前，伽利略第一次观察到金星具有类似的相位。
9、如果卫星们位置相近，它们还会显示出相似的相位。
10、上个月，在土星轨道上的宇宙飞船卡西尼号拍的这张照片，捕捉到土星著名的卫星中的两个，呈凸圆相位。
11、如果两个相位不相符合，就不能成键。
12、这等到我们之后讲到成键时是非常重要的，现在先要记住，我们有两个节点，不好意思，是两个叶瓣，每个都是不同的相位。
13、他们认为这可能与在所谓的赝能隙相位期间的电子活动有关，而室温处在这段超导电性受到破坏的温度范围内。
14、因为相位偏移有四种可能，所以每一个符码可以对两比特位的数据进行编码。
15、并发相位包括技术开发、工程、制造、产品和后续支持等将影响未来竞争采购。
16、传统上，数码单反相机使用一个单独的对焦感应器进行相位侦测。
17、关于它们我要指出的是,它们有两个节点，你们可以看到在这里,这些节点的颜色不同，它们的相位不一样。
18、时的夏季相一致。当夏季北极震荡处于正相位时，就会导致沙漠地区形成强风并刮向湖区北部以及喜马拉雅山脉南麓。
19、在计算相位角时,用不到多少物理知识。
20、这不是指正负电荷，它是指相位，这是从波函数中得来的。
21、信号相位的必要相移通过专用波束调节控制器或集中安排的处理器进行控制。
22、在几年的时间里，伽利略对月球，金星的相位变化，木星的卫星的观测，粉碎了我们认识中的太阳系古老的托勒密模型。
23、此图拍摄点距土星526,000英里，太阳-土星-飞船夹角(相位)为74度，图像比例尺为每个象素31英里。
24、这幅景观是在太阳-恩克拉多斯-太空船这样的角度下拍摄完成的，或者用相位来讲，以73度角拍摄。
25、我们可以说我们在这,有正相位而这有负相位。
26、那么这样,就有相位角，我会回过去讲它。
27、下一个看见这么又大又亮的满月的机会，将出现在明年的5月6日，而且它最圆的相位出现的时间只有近地点附近的数分钟而已。
GPS载波相位测量 第3篇
【关键词】载波相位;重建载波;差分观测值;平差模型;精度评定
0.引言
载波相位测量是测量接收机接收到的具有多普勒频移的载波信号，与接收机产生的参考载波信号之间的相位差，通过相位差来求解接收机位置。由于载波的波长远小于码长，C/A码码元宽度293m，P 码码元宽度29.3m，而L1载波波长为19.03cm， L2载波波长为24.42cm，在分辨率相同的情况下， L1载波的观测误差约为2.0mm， L2载波的观测误差约为2.5mm。而C/A码观测精度为2.9m，P码为0.29m。 载波相位观测是目前最精确的观测方法。
1.载波相位测量原理
GPS卫星信号接收机接收到的来自GPS卫星的载波信号是一个调制信号，因为GPS卫星在发射载波信号时己经将测距码信号和数据码（导航电文）信号调制到了载波信号上这一过程通常称为信号的调制。因而接收到的载波的相位己不再连续，所以在进行载波相位测量以前，首先要进行解调工作，即利用一定的方法将调制在载波上的测距码和卫星电文去掉，重新获取载波，这一工作称为重建载波。重建载波一般可采用两种方法，一种是码相关法，另外一种是平方法。采用前者，用户可同时提取测距信号和卫星电文，但用户必须知道测距码的结构；采用后者，用户无需掌握测距码的结构，但只能获取载波信号而无法获得测距码和卫星电文。GPS载波动态相对定位目前的实现方法有两种，第一种方法：参考站向移动站发送原始观测数据，在移动站上进行卫星之间和测站之间的双差处理，求解移动站的三维位置信息，这种方法对差分系统数据链要求很高，移动站上计算量很大。第二种方法：参考站向移动站发送测相伪距的修正量，移动站利用这种修正量修正其测相伪距的观测量，这种方法类似于码差分技术，因此对差分系统数据链路的要求不高，移动站上计算量不大。但第一种方法的定位精度通常要高于第二种方法。
为了进行载波相位测量，接收机也产生一个与卫星载波信号的频率和初相位完全相同的基准信号，称为本振参考载波信号。
载波相位测量的观测量是GPS接收机所接收的卫星载波信号与接收机本振参考信号的相位差。
2.载波相位测量的观测方程
6.2基线向量解算结果分析
基线向量解算是一个较复杂的数据处理过程，在实际解算时，基线向量解算完成后，可以获得基线向量的平差值及其协方差阵和双差整周未知数等，这样就可以对观测值的质量进行初步分析。
6.2.1观测值残差的分析
在进行基线向量解算时是假定观测值中仅存在偶然误差，如果在观测值中存在系统误差或粗差，会有较大的残差。当其偶然误差达到1cm时，可以认为该观测值存在严重问题。
平差处理后的单位权中误差应该比较小，一般情况下应该在0.05周以下。否则认为观测值出现某些问题或起算数据存在问题。
6.2.2 基线长度的精度
在基线向量解算完成以后，可以利用（11）式对基线长度的中误差进行估算，基线长度的中误差应该在接收机的标称精度范围以内。
6.2.3 双差固定解与双差实数解
在进行基线向量解算时，可以获得整周未知数的估值及中误差。从理论上讲，整周未知数应该是一个整数，但是由于各种误差的影响，数据平差求得的整周未数N往往不是一个整数，而是一个实数，称为双差实数解。当实数解十分接近邻近的整数，而且整周未知数的中误差又很小时，就直接确定为邻近的整数；反之如果不存在周跳问题，则可以建立整周未知数的整数区间，利用假设检验的方法对其整数解进行优化搜索，将该实数确定为整数，再将其作为已知量回代重新进行平差计算，这样获得的结果称为双差固定解。■
【参考文献】
［１］徐绍铨,张华海,等.GPS测量原理及应用[M].武汉:武汉大学出版社，2008.
［２］李征航,黄劲松.GPS测量与数据处理[M].武汉:武汉大学出版社，2005.
［３］黄声享,郭英起.GPS在测量工程中的应用[M].北京:测绘出版社，2007.
［４］关惠平.GPS 相对定位原理与DGPS 技术简介[J].兰州铁道学院学报( 自然科学版),2003,(6):22-26.
频率合成器的相位噪声分析 第4篇
1 相位噪声概述
相位噪声,就是指在系统内各种噪声作用下所表现的相位随机起伏,相位的随机起伏必然引起频率随机起伏,这种起伏速度较快,所以又称之为短期频率稳定度。
理想情况下,合成器的输出信号在频域中为一根单一的谱线,而实际上任何信号的频谱都不可能绝对纯净,总会受到噪声的调制产生调制边带。由于相位噪声的存在,使波形发生畸变。在频域中其输出信号的谱线就不再是一条单根的谱线,而是以调制边带的形式连续地分布在载波的两边,在主谱两边出现了一些附加的频谱,从而导致频谱的扩展,相位噪声的边带是双边的,是以fO为中心对称的,但为了研究方便,一般只取一个边带。其定义为偏离载频1 Hz带宽内单边带相位噪声的功率与载频信号功率之比,它是偏离载频的复氏频率fm的函数,记为￡(fm ),单位为dBc/Hz,即
￡(fm)=10lg[PSSB/P0] (1)
式(1)中,PSSB为偏离载频fm处,1 Hz带宽内单边带相位噪声功率;P0为载波信号功率。
2 频率合成器中的噪声特性分析
在频率合成器中,噪声的来源是多方面的,既有外部噪声,也有电子电路的内部噪声,一般只考虑随机噪声的影响[4]。
2.1 频率合成器的实现方式
频率合成器的实现方式主要有两种:一种是直接式频率合成器;另一种是间接式频率合成器。
直接式频率合成器是将基准频率通过倍频、分频和混频进行算术运算,再通过开关滤波器组选出所需的输出频率。
间接式频率合成器是利用锁相环(PLL)构成的频率合成器,它利用锁相环优异窄带跟踪特性,使输出频率锁定在高稳定的参考频率上。输出频率的相位噪声主要由VCO和参考频率源两者合成决定,靠近载波主要是倍频后的参考源的相位噪声,远离载波主要是VCO远端的相位噪声。
2.2 影响直接式频率合成器的噪声因素
2.2.1 参考频率振荡器的相位噪声
参考频率振荡器,使用晶体振荡器:它是整个频率综合器的心脏,晶振和谐波发生器的指标决定了频综的输出指标。理论上直接式频综输出相噪为:晶振的相噪
2.2.2 混频器的相位噪声
混频器输出端所得到的输出频率是其输入两信号频率的和频或差频。如果这两个输入信号不是纯净理想信号,而在完成频率相加或相减的同时,也完成了相位噪声的相加或相减,对于随机噪声来说,混频器输出相位噪声功率谱密度等于两个输入信号相位噪声谱密度之和,并且这两个输入信号不相关。因此对功率谱密度而言,两个不相关的随机函数的相加或相减是没有区别的,相减只是意味着倒相,并不影响振幅大小,它们的功率谱密度永远是相加的[5]。
2.2.3 分频器的相位噪声
分频器的任务是将输入信号的频率除以分频比N。实际上,在输入频率除以N的同时,输入相位噪声θni(t)也同时除以N。
2.2.4 倍频器的相位噪声
倍频器是产生频标的最基本的方法,也是直接式频率合成器中最基本的电路。它的指标直接影响了频率合成器输出的指标,即有
θno(t)=Nθni(t) (2)
SΦo(fm)=N2SΦi(fm) (3)
式(2)中,θno(t)代表倍频器输出的相位噪声,θni(t)代表倍频器输入的相位噪声。
式(3)中,SΦo(fm)代表倍频器输出的相位噪声功率谱密度、SΦo(fm)代表倍频器输出的相位噪声功率谱密度、N为倍频因子。
2.3 影响间接式频率合成器的噪声因素
间接式频率合成器是利用锁相环(PLL)构成的频率合成器,主要分为两种:间接模拟式频率合成器、间接数字式频率合成器。
基于锁相环的间接式频率合成器的主要缺点是会产生较大的相位噪声。锁相环中的噪声源主要包括晶体振荡器、压控振荡器(VCO)、鉴相器、环路滤波器等这些噪声在频率合成器中各环节。
为了保持相位噪声最小,必须考虑环路元件如何产生和环路影响。下面将简单讨论环路元件在锁相环路中相位噪声对频率合成器输出相位噪声的影响。
2.3.1 晶体振荡器的相位噪声
晶体振荡器的相位噪声Φi(S)对输出相位噪声Φ0(S)的影响为
由式(4)中可以看出,晶振中心频率ω的相位噪声全部由环路输出,大于环路谐振频率ωn的相位噪声将被衰减。由于分频次数N与倍频次数M受输出频率和跳频点数限制,故主要考虑Φi(S)。
晶体振荡器等效电路中的放大器固有噪声功率FKTB经放大器后通过带宽为Bi的晶体滤波器与信号功率Ps一起加到输入端,mo形成相位噪声,为放大器输出端的基底噪声,可写成
2.3.2 压控振荡器(VCO)的相位噪声
压控振荡器(VCO)的相位噪声对Φ0(S)的影响为
ΦVCO(S)Φ0(S)对的影响具有高通特性,低于的分量环路有很强的抑制作用,高于ωn的相位噪声分量将全部输出。因此频率合成器远端的相位噪声主要决定ΦVCO(S),ΦVCO(S)降低是降低频率合成器远端相位噪声的主要方法。
但是军品所使用的频率综合器往往要求在带宽内能迅速转换频率,这就要求VCO在工作带宽内能频率捷变。为满足该要求,常常用变容二极管来调谐VCO,这就降低了VCO的Q值,以至VCO近端的相位噪声不会太好,因此一般在军品频率合成器的设计中应适当加宽锁相环路的带宽。
2.3.3 环路滤波器的相位噪声
影响相位噪声的另一个重要因素是环路滤波器。环路滤波器对最终性能有很大影响,这是因为它决定拐点频率(在拐点频率处来自电路不同部分的噪声开始影响输出,如图2所示)。
在环路带宽内,鉴相器强迫 VCO跟踪参考频率,将参考频率源的相位噪声带到 VCO上。由于鉴相器噪声基底通常比参考频率源的相位噪声高,因此这一过程受到鉴相器噪声基底的支配。由于补偿频率高于环路带宽,环路就不能很好的跟踪参考频率,总的相位噪声等于 VCO的相位噪声,因此要将环路带宽设置在鉴相器噪声基底与 VCO自由振荡时相位噪声的交叉点上。过宽和过窄的环路带宽虽然对 VCO的相位噪声有一定的改善,但不能很好地提高 PLL的相位噪声性能。
2.3.4 鉴相器的相位噪声
鉴相器的相位噪声对Φ0(S)的影响为
由式(7)可以看出,对Φ0(S)也呈低通特性,对Φ0(S)影响将很小。另外,还可看出,应尽量提高鉴相灵敏度Kd,使环路抑制能力增强,还应注意鉴相器输入电压也应足够大,使鉴相器二极管能工作在理想区域,以降低鉴相器的附加相噪。
2.3.5 电源引起的相位噪声
电源引起的相位噪声主要来源于电源变压器及整流后的纹波电压,它们都通过某种方式对基准信号进行调制,尤其对晶振的调制,而形成相位噪声,这种噪声都属于近端干扰噪声,将由环路全部转移到输出端输出。
3 实际应用中频率合成器的相位噪声
通过以上对频率合成器的相位噪声的分析,可以看出,直接式频率合成器的输出相位噪声好于间接式频率合成器的输出相位噪声。
在实际应用中,根据所要求的技术指标的不同,采用了不同合成方式的频率合成器。例如,某型号产品的频率合成器为直接式频率合成器,它使用100 MHz高稳定度、低相噪晶体振荡器为基准参考信号源,在输出频率X波段上,偏离载频 1 kHz 处的相噪优于-100 dBc/Hz。如图3所示。
某型号产品的频率合成器,采用间接式锁相环频率合成器,工作频率在C波段,它使用100 MHz高稳定度、低相噪晶体振荡器为基准参考信号源,在输出频率上,偏离载频1 kHz 处的相噪达到-85 dBc/Hz,如图4(a)所示。偏离载频1 MHz处的相噪达到-100 dBc/Hz,如图 4(b)所示。
某产品的VCO,在输出频率X波段上,偏离载频1 MHz处的相噪达到-65 dBc/Hz,如图4所示。
由以上实际应用中使用的频率合成器的相位噪声图,可以明显的看出,直接式频率合成器的输出相位噪声优于间接式频率合成器。
4 结束语
在现代电子系统中,频率合成器的相位噪声直接影响到电子系统的性能,因此对其相位噪声提出了越来越高的要求。通过对频率合成器的相位噪声的分析,说明频率合成器的低相噪设计应根据技术指标的要求来综合考虑,使整个频率合成器的低相噪设计达到最佳状态。
摘要：频率合成器被喻为雷达电子系统的“心脏”,其相位噪声对设备和系统的性能影响很大。文中简单介绍了频率合成器相位噪声的基本概念。基于频率合成器的基本实现方法,分析了频率合成器中的相位噪声,通过实例说明了不同合成方式频率合成器的相位噪声。对频率合成器的低相噪声设计的工程实现有一定的指导意义。
关键词：相位噪声,直接式频率合成器,锁相环,压控振荡器
参考文献
[1]白居宪.低噪声频率合成[M].西安:西安交通大学出版社,1995.
[2]张厥盛,郑继禹,万心平.锁相技术[M].12版.西安:西安电子科技大学出版社,2006.
[3]高树廷.频率源工程设计与分析[M].西安:西安电子科技大学出版社,2007.
[4]臧永蔓.频率合成器的相位噪声分析[J].电磁场与微波,2007,37(9):39-40.
博格华纳的可变凸轮轴相位技术 第5篇
“直列四缸发动机在全球发动机市场的占有率约为75%，预计未来7年内的新增车辆数量将超过1700万辆。我们全新的可变凸轮轴正时技术旨在为汽车制造商提供能够快速进入市场的定制化的可变凸轮正时系统（VCT）解决方案，以支持不断增长的小型化高效发动机的需求”，博格华纳摩斯链条的总裁兼总经理乔·法度尔（Joe Fad001）表示：“博格华纳模块化设计的可变凸轮相位技术使汽车制造商能够更灵活地选择最能满足其性能参数以及实现结构紧凑和简化安装的附加价值的相关配置。”
这一模块化设计支持各种的凸轮轴相位正时技术，包括凸轮扭矩驱动式（CTA）相位器和扭转辅助驱动式（TA）相位器，并配可选的中间位置锁定技术。每个相位器还采用集成的中心螺栓和滑阀结构，以满足更小的安装尺寸，且更容易安装。
博格华纳VCT产品总监DaveKaitschuck介绍：“可变气门正时技术通过调整进排气门角度和开合时间，使进入的空气量达到最佳，提高燃烧效率。博格华纳拥有全系列产品：油压驱动式相位器Oil PressureActuated（OPA）Phasers、凸轮轴扭矩辅助式相位器Torsional Assist（TA）Phaser、凸轮轴扭矩驱动式相位器Cam Torque Actuated（CTATM），并均可和带中间锁止技术Middle Position Lock（MPL）相结合使用，这样允许更大的调节角度和更好的气流控制，从而提升了燃油经济性和效率。”
在博格华纳的全系列产品中，获有专利的凸轮轴扭矩驱动型相位器（CTATM）技术利用凸轮轴扭矩交替变化的能量不停开、关液压阀门来调整凸轮轴相位。通过减少机油损耗，提升功率及帮助实现发动机清洁燃烧来提升燃油经济性、改善排放。与传统的油压驱动型凸轮轴相位器相比，凸轮轴扭矩驱动型相位器（CTA）在更宽的发动机转速范围及温度范围下能以更快的调节速度工作，这样发动机能以更快的速度做出响应并在所有转速下更有效的运行。
由于常规可变气门相位系统初始相位是相位器的角行程范围的一端，因此发动机低温启动性能、标定策略往往受限于在设计可变正时系统时设计的调节角度。为了获得更好的发动机标定结果，博格华纳采用其获得专利的中间位置锁止技术，通过增加执行角度、并将中间位置设定为默认锁止位置，增加了凸轮轴的工作角度范围，这样允许更大的调节角度和更好的气流控制，从而提升了燃油经济性和效率。内置的故障保护装置可确保相位器在几乎任何可能的操作条件下返回至中间位置锁止，从而实现发动机的可靠启动。所有相位器还配备了集成的中心螺栓及滑阀，从而使设计更为紧凑，使用更少部件且易于安装。
相位分析 第6篇
接收机是通信设备中的关键部分, 在接收及放大处理过程中存在的共同问题就是要尽量排除信号源及电子系统内部的噪声, 从而提高信噪比。随着电子整机水平及精度要求的不断提高, 电子系统内部的噪声越来越受到人们的重视, 已成为提高整机水平的关键问题之一。其他影响整机性能的因素总能得到控制, 而噪声却难于消除, 它限制了接收装置的最小可检测信号及最低极限, 也就是说, 接收的极限归根到底是由接收系统的噪声性能来决定的。
近代通信技术中, 随着短波及微波通信的应用, 外部干扰明显减小, 机内噪声上升为限制通信设备检测微弱信号能力的主要因素。当然, 实现低噪声接收装置的前提是发展噪声电路理论[1], 设计低噪声电路及器件[2]。随着集成电路一类器件的广泛应用, 对于复杂电路噪声的分析计算以及设计, 已越来越具有重要性。
1 接收机中振荡器的噪声
在很多场合, 振荡器的噪声对通信的质量会有影响。稳态工作下振荡器噪声的影响至少有两方面, 即噪声会引起振荡的振幅和相位的扰动, 或者说引起振幅噪声和相位噪声 (与之对应的是“噪声调幅”和“噪声调相”) 。无论是振幅噪声, 还是相位噪声, 对通信系统来说, 这些影响既存在于发送系统的振荡器, 也存在于接收系统的振荡器, 都将引起振荡器的频率漂移和通信系统的输出信噪比下降。基于下列原因, 本文只讨论相位噪声。
(1) 在振荡器产生的信号中, 由于振荡器的自限幅效应, 相位噪声比振幅噪声要大得多;
(2) 带有噪声的信号经过某些非线性变换时, 振幅噪声会受到削弱;
(3) 许多通信系统和电子设备对信号的相位变化很敏感, 因而相位噪声的影响也最大。
为说明振荡器产生相位噪声的原理, 分如下两步考虑。
1.1 放大器中的相位噪声
放大器中的相位噪声ni (t) 包括电路中和晶体管中的电阻热噪声, 晶体管中结电流的散弹噪声, 以及由于结的表面不规则等原因产生的闪烁噪声。
热噪声和散弹噪声是频谱均匀的白噪声。设晶体管放大器的噪声系数为N, 考虑相位噪声是总热噪声的1/2, 则这两种噪声的功率谱密度为:
式中:Ps为放大器输入端的信号电平。
闪烁噪声表现为结电流Ie的闪烁变化, 它的特点是功率谱近似按1/f规律变化, 通常只在几千赫以下范围才起作用。闪烁噪声对放大器有两个影响:
(1) Ie的起伏引起晶体管跨导gm的起伏。对放大的高频信号来说, 其输出信号的相位与跨导有关, 因而产生了噪声调相;
(2) Ie的变化又会使输入电抗变化, 结果也产生调相。由于闪烁噪声与结的表面情况与缺陷有关, 它不能如热噪声和散弹噪声那样准确的计算。
在小调制指数调相时, 根据低频调制信号频谱与高频已调信号频谱之间的线性变换, 得到闪烁噪声产生的射频相位噪声功率谱为:
式中:C为反映其大小的常数。因调相引起的相移大小与信号无关, 故F2 (f) 与信号电平无关。高频性能好的晶体管由于相移很小, 闪烁噪声引起的幅相变换也小, 故相位噪声低。理论分析和实验都表明, 放大器加射频负反馈可以显著减小闪烁噪声调相。这是由于有负反馈时, 输出信号的大小和相位将较小地依赖于晶体管的跨导。
综合式 (1) 和式 (2) , 放大器相位噪声的功率谱密度有下面形式:
1.2 环路闭合后的相位噪声
1.2.1 振荡器中的相位噪声产生机理
环路闭合后振荡器的频率是由沿环路总相移为零的相位平衡条件决定的[3], 它主要决定于其中谐振系统的自然频率。若信号受到相位调制, 则相位平衡条件受破坏, 于是通过环路的自动调节, 在新的频率上平衡。此时, 频率变化在谐振系统引起的相移抵消外部产生的相位变化, 使环路总的相移仍为零。这样, 放大器对信号的相位调制就转变为对信号的频率调制, 即产生了相位噪声。
1.2.2 振荡器中的相位噪声谱密度
对于常用的单振荡回路, 其阻抗的幅角与频率[4]的关系为:
式中:υ0为信号的平均频率 (即载波频率) ;υ为信号的瞬时频率。在υ0处的线性斜率为:
式中:BR为回路半功率点带宽。设放大器中的相位起伏为φi (t) , 环路闭合后振荡器的相位及频率分别为
设放大器的相位谱密度为Sφi, 振荡器的相位谱密度和频移谱密度分别为
式 (6) 表示由调相变换为调频的噪声。原来的调相噪声Sφi (f) 在振荡器中仍然以叠加形式存在, 并在回路带宽之外起主要作用。综合这两者, 振荡器中总相位噪声的谱密度为:
可得:
展开式 (7) 可得振荡器的相位噪声谱为:
这就证明了振荡器具有幂律谱噪声特性。根据理论分析可知, 式 (8) 中各项对应的噪声如下:h0为白噪声调相;h-1f -1为闪烁噪声调相;h-2f-2为白噪声调频;h-3f-3为闪烁噪声调频。
1.3 振荡器的噪声特性
式 (7) 中的因子:
称为振荡器[5]中的噪声倍增因子。它表示振荡器噪声相对于放大器中噪声增加的倍数。由公式可见, 在回路带宽以内, 在2f<BR, 若后一项大于1, 则调频噪声大于调相噪声。调频噪声随回路中有载品质因数QL的加大而迅速减小。
通常, 用双对数坐标表示Sφ (f) ～f的关系。此时式 (8) 可表示为3项之和:
式中:第1项表示白噪声电平;第2项在低频端按每倍频呈3 dB变化, 它反映闪烁噪声规律;第3项在低频端按每倍频呈6 dB变化, 它表示噪声调频的规律。实际振荡器中, 闪烁噪声的大小随QL大小的不同而不同, 相位频谱密度的分布也有所不同。当QL值很高, 例如晶体振荡器的情况, 调频噪声 (闪烁调频) 只在频率f很低的范围内才表现明显, 大部分范围是调相噪声。对于一般低QL的LC振荡器, 调频噪声在大部分范围内起主要作用。式 (8) 描述的振荡器相位噪声特性, 已被大量实际测量的振荡器所证实。公式中反映放大器闪烁噪声的项K1K2f-1, 当f=1 Hz和无射频负反馈时, 统计的标称值约为-115 dB。这样, 式 (8) 也可用来估计实际振荡器相位噪声的大小, 因为其他参数都是已知或可以计算的。
2 接收机的噪声频谱
为了在超外差接收机中提供本振信号, 通常采用振荡器。由于振荡器的稳定度通常把振荡器频率限制在25 MHz或更低, 所以具有较高载波频率的通信系统, 要利用某种倍频器把振荡器载频转变成所需要的载频信号, 一般要经过滤波, 以获得纯净的注入信号。该信号的频谱与发射机的频谱相同。如果接收机的工作频率受靠近它的强干扰载波的影响, 则其灵敏度可能因为本振倍频器上的这个噪声而有所降低。这一情况通过探讨一个大的邻道载波的影响就能看出。由于高频侧本振噪声的转移[6], 当它与干扰载波混合时, 则增大了在中频通带中的噪声电平。干扰载波与本振噪声混合后会形成掩盖或降低所需中频信号的中频噪声信号。在现代陆用移动式接收机中, 通常要有100 dB的邻道选择性, 其测量方法是用现行12 dB最低标准灵敏度的失真信噪比信号使接收机工作, 并同时用一种强邻道信号激励该接收机。为把信号质量从12 dB的失真信噪比降低到6 dB所需的干扰信号电平, 至少应比信道信号大100 dB。从这方面, 接收机的性能可能受三个方面的限制, 如中频选择性、混频器过载和本振噪声 (是重要限制因素) 。为了得到上述技术指标, 根据邻道载波和本振噪声之间与本振和所需信号之间通常存在的相同混频器转换效率, 当用等于接收机带宽 (10 kHz) 的带宽测量时, 邻道噪声电平必须低于本振载波100 dB。
确定接收机邻道选择性限制因素的方法有[7]:用外加的未干扰载波监控中频段内的噪声电平。如果噪声电平在高干扰载波电平下降低, 接收机灵敏度就会降低。之所以被监控的噪声电平下降, 是由于在噪声频率下的增益已经发生。这一增益可能是由混频器过载或后面各级过载造成的, 所以必须仔细鉴别是哪一级过载。如果噪声电平升高, 则可能已发生本振噪声的转移, 这时干扰载波本身的噪声就不是问题所在。为作出有效的测量, 在干扰载波通道中, 需要有一个晶体滤波器, 用以减弱落在接收频率上的噪声电平。通过对干扰载波施加调制, 就可确定中频选择性是否欠缺。如果很小量的低频调制使已建立的失真信噪比电平立即降低, 则中频选择性就是限制项。
3 接收机的最小噪声系数
在如何使接收机输入级的噪声系数最小方面[8], 由理论分析, 得出以下结果:
求出接收机可能获得的最低噪声系数。它说明减小放大器件的等效噪声电感和并联电容C0, 就可以减小噪声系数。众所周知, 提高回路Q值可减小噪声系数, 这也意味着减小回路电容。电容C0的最小值就是电路不加任何电容, 此时它取决于器件的输入电容Ci0。宽带放大器为了获得最大增益带宽乘积, 通常就是不外加电容, 并利用π型网络把两级之间的输出与输入电容分开。从上述讨论可知, 放大器或网络的内部噪声是影响噪声系数的一个重要因素, 显然要改善噪声系数, 首先应选择低噪声管, 或使管子本身的噪声减小。如果从电路设计角度考虑如何改善现有通信接收机的噪声系数, 设计者可对个别级作出调整, 即采用新的器件就可应用新的设计方法:
(1) 令中频高于接收频段, 易于获得镜频抑制;
(2) 自动增益控制和放大的分级运用, 可以更精确地控制失真;
(3) 采用具有深反馈的射频功率晶体管接成推挽电路, 以抑制失真;
(4) 在双平衡高电平混频器中采用易于匹配的热载流子二极管;
(5) 中频级用低损耗甚高频晶体滤波器求取高的选择性和镜频抑制;
(6) 采用备有固定低通滤波器的双重中频变频, 以获得可变的带宽和固定的斜率;
(7) 在测定对接收机动态范围的坏影响时, 应考虑振荡器的边带噪声;
(8) 用适当的自动增益控制 (AGC) 分配, 谋求尽可能宽的动态范围。
4 结 语
在各种通信系统中, 信号源和系统的噪声常是限制系统性能的主要因素[9]。基本的噪声电平或信噪比是由振荡器的信噪比确定的。改进通信系统中电路噪声干扰的主要途径为:
(1) 振荡器中紧靠载波的信噪比确定了发射机的信噪比, 并能限制接收机邻道性能;
(2) 为使系统信噪比达到最大, 振荡器的设计应该具备:输出功率最大;使振荡器槽路选择性最高;使有源器件的噪声指数最小;精心选择有源器件。
(3) 使振荡在最高可能的频率下工作, 与稳定性及电路的总性能要求并不矛盾, 从而可降低倍频系数;
(4) 使倍频器的噪声指数最小;
(5) 使振荡器后面的电路选择性最大。显然, 在多路、宽带功率放大器和选择性之间有个折衷选取的问题。
参考文献
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相位分析 第7篇
关键词：相位校准,幅度测量,FPGA DSP仿真
0 引言
对于多通道相位不一致性补偿系统, 可选择使用各种不同校准方法进行补偿标校。例如在对相控阵天线系统进行标校时, 通常是使各路移相器工作在不同移相状态下, 通过位置固定探头测量总合场的结果, 即可求解各通道相位/幅度特性。目前已知有数学证据理论法 (MTE) 和旋转电场矢量法 (REV) , 2种方法都不需要相位测量设备, 但都是基于多路幅度测量的调试性的方法, 工作速度较低, 为提高速度, 需采用新的校准方法。
1 校准原理
N个频率为f的单色信号相干源, 在每路信号里含有一个离散移相器,
Un=An·sin (2πft+Φn+Hn) 。 (1)
式中, An为第n路未知信号幅度;Φn为未知信号相位;Hn为已知相位设置, 通过设置第n路移相器工作状态来改变。
将n=1的通道信号认定为基准信号, 则Φ1=0。由此可知, Φn为H1=0且Hn=0时, 第n路信号与基准信号通道的相位差。
信号总功率为:
式中, 有2N-1个未知量, 包括N个幅度和N-1个相位差。
为求解2N-1个未知量, 必须有2N-1个未知方程。如测量出对应于移相器各工作状态的信号总功率的2N-1个值P∑m (m=1, 2, …, 2N-1) , 即可得到这些方程组如下:
式中, (Hn) l为第n通道中移相器第l个状态下的移相值, l=1, 2…L。
为获得稳定解, 必须增加方程式的数量, 这就要求增加功率的被测次数P∑m, m=1, 2, …, M, M>2N+1。其中P∑m是对应移相器工作状态为Hn时的功率电平, n=1, 2, …, N。
由此, 为求解N-1个未知数的相位差Ф2, Ф3, …, Фi, …, ФN, 利用移相器各工作状态先进行各个状态下功率测量, 再将所测数值代入公式中进行计算就可以求得相位差, 测量值可以是信号幅值的相对电平, 而不必是绝对值。
2 硬件平台及实现流程
这种基于信号幅度测量的相位校准方法是通过数字信号处理平台及相应算法实现的。
2.1 硬件平台
数字信号处理平台由4路ADC (AD6645) 、1颗Xilinx XC4VLX60 FPGA 和1颗TMS320C6416 DSP组成, 可以对4个信号通道进行校准。
如图1所示, 4路模拟信号进入ADC (AD6645) 转换成数字信号, 通过FPGA实现初始相位设置, 正交数字下变频及抽取滤波, 信号变为8路正交基带数字信号, 再由DSP芯片进行幅值计算, 相位差求解。
2.2 实现流程
算法的具体实现流程如图2所示。输入信号的频率为10.7 MHz, 首先由AD6645以40 MHz的速率进行采样及AD转换, 采集到的信号送给FPGA。
FPGA通过串口对移相器进行相位设置, 设定各个状态所需要的相位, 再进行正交变频、数字抽取及低通滤波, 输出8路基带正交信号送给后面的DSP。
DSP计算各个状态下和信号的幅值, 再通过式 (3) 推导计算出相位差。
该相位差被DSP送给FPGA, FPGA通过串口对移相器进行相位设置。
在实际应用中, 一次校相完成后, 为了提高精度, 减小计算误差, 可重复校准过程。
3 测量结果分析
实验框图如图3所示。按图3连接好设备, 以第1路为基准, 改变第2路、第3路和第4路的相移量 (乘e-jϕ) , 设置相位, 计算4路的相位差。
4路接几乎等长的线缆时, 测得相位差很小, 为0.1°～0.2°左右。第2路加一段线缆时, 测量结果表明, 第3路和第4路与第1路的相位差很小, 只有第2路有60.89°的相位差, 测量了3次, 结果很接近。
实际进行校相测试时, 以第1路为基准, 改变第2路、第3路和第4路的相移量 (乘e-jϕ) , 使4路的相位相同。改变第2路的相移量, 再次进行校相, 相位差理论上应该很小, 测量结果如表1所示。
表1中第2路的相移61.875°是根据真实情况下6 bit移相器的最小步进值 360°/ (26) =5.625°, 再乘以最接近的整数11得到 , 即5.625°*11=61.875°。
所以当移相63.8°时, 虽然测量得到的相位差很接近63.8°, 但由于移相器的最小步进值为5.625°, 实际校相值为61.875°, 使得补偿后误差变大。
最后, 把用矢量网络分析仪直接校相得到相位差与利用和信号进行校相记录的相位差进行比较, 如表2所示。
表2中, Ф2仪是用矢量网络分析仪测得的相位差;Ф2和是用本文所述方法测得的相位差。由表2可见, 本方法测得相位误差在0.01°以内, 考虑到接头松紧, 线缆插拔等外界因素, 实际差别更小。
4 结束语
基于多路和信号幅度测量的相位校准方法不需借助矢量网络分析仪等工具, 利用自身数字信号处理平台进行算法处理以及控制移相器进行相位校准, 经实际验证, 具有速度快、设备量小和精度高等优点, 尤其适用于如相控阵天线等具有相位不一致性的多通道系统进行补偿标校。
参考文献
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[3]陈瑛.一种改进的射频相位校准方法[J].电讯技术, 2007, 47 (4) :190-193.
相位分析 第8篇
近年来,相位同步分析方法由于能分析大尺度皮层区域的相关性,受到越来越多的重视。相位同步分析将幅度和相位信息分离,仅考虑相位信息,因此对信号的平稳性要求不高。虽然在精神分裂症、癫痫、帕金森疾病[4,5,6]方面已经有一些有价值的关于皮层同步网络方面的研究结果,但是很少有将相位同步用来研究抑郁症患者的神经同步关系。本文应用相位同步分析方法,研究抑郁症患者多通道EEG信号的皮层同步性关系。
由于抑郁症患者主要是额叶皮层发生结构性改变[7,8,9],因此本文主要分析b波(13-30 Hz)频段的EEG信号,用相位同步方法研究抑郁症组和正常组在安静状态和认知状态下半球额叶皮层的相互关系的差异。
1 方法
1.1 实验对象
本文报告的28名被试者,其中14名为抑郁症患者,是上海市精神卫生中心的门诊病人,符合CCMD-3(F32)(中华精神科学会,2001)和ICD-10抑郁症诊断标准,年龄在20~65周岁之间(平均年龄37.1±12.2周岁),男/女=6/8,实验前10天未服用任何药物;另外14名为无任何精神病史的正常对照组,年龄在23~58周岁之间(平均年龄37.3±10.8周岁),男/女=4/10。他(她)们均为右利手。所有被试在实验前被详细告知实验目的和实验内容,并自愿签署同意书。
1.2 EEG记录及数据预处理
整个实验在电磁屏蔽室进行,使用16导EEG采集系统(Sunray LQWY-N,广州,中国)。根据国际10/20头皮电极放置系统记录16导头皮脑电信号(Fp1、Fp2、F3、F4、C3、C4、P3、P4、O1、O2、F7、F8、T3、T4、T5和T6),以耳垂处电极作为参考电极。采集系统采样率为100 Hz,A/D转换精度为12 bit。
两组被试者均参与两项实验:(a)安静闭目休息;(b)闭眼心算连减。被试者先安静闭目休息5分钟后,再进行心算连减。在心算连减中,被试者从100默减,每次减7,直至得到一个小于7的自然数。若被试者报出的结果为2,认为顺利完成了该项任务,否则认为任务执行失败。
数据获取后,由经验丰富的脑电图医师目视去除伪迹后,采用带通滤波器得到[0.5 Hz,30 Hz]频段的EEG信号。因为噪声和伪迹的干扰,部分通道数据伪迹较多的被试者被剔除,最后选用了16通道上数据记录均较好的EEG数据进行相位同步分析,数据长度选取2048点。本文主要研究b波在前额皮层和顶叶皮层的相互关系,也即电极Fp1、Fp2、F3、F4、F7、F8、C3、C4、T3和T4测得的信号分析。
1.3 数据的相位同步分析方法
在物理学上,同步的概念是在17世纪由Huygens通过两个耦合的无摩擦谐波振荡器给出的。近年来,脑动力学分析表明神经网络之间可能存在相位同步,因此在神经网络中的应用日趋增多。
相位同步(Phase Synchronization)描述的是两个信号之间相位的关系。相同步指数是一个归一化的参数,描述变量对之间的相互关系,它在描述神经网络和大尺度的神经活动整合的同步结构中非常有用[10,11]。相同步指数数学公式描述如下所述:
给定一个连续时间信号x(t),首先定义一个解析信号[12]:
式中,x^(t)是x(t)的希尔伯特(Hilbert)变换:
式中,*表示卷积,,积分项是柯西主值(Cauchy principle value),以避免在t=t时的奇异值。希尔伯特变换的主要作用是将信号分解为独立的幅度和相位成分。
同理,对于连续时间信号y(t):
如果x,y解析信号的相位差满足:
且n、m是整数而且是有界的,那么就称x,y是n:m相位同步的[13]。在神经生理信号中,研究最多的是1:1相位同步[14,15,16]。
定义相同步指数SH[12]:
式中,<●>t表示时间上的均值。如果信号x(t)和y(t)完全不同步,则相同步指数SH=0;如果两信号相位差为一个常数(完全相位同步),则SH=1。
对于每个被试者的10个电极,将得到45对电极对之间的相位同步指数,这些相位同步指数的均值被定义为全局相同步(Global Phase Synchronization,GPS)指数,用以衡量整个额区和顶叶皮层的相互关系程度。左半球5个电极(Fp1、F3、F7、C3、T3)将得到10对电极对之间的相同步指数,其均值定义为左半球相同步(Left hemispheric phase synchronization,LHPS)指数;右半球5个电极(Fp2、F4、F8、C4、T4)之间10对电极对的相同步指数均值被定义为右半球相同步(Righ hemispheric phase synchronization,RHPS)指数;而半球之间25对电极对的相同步指数均值被定义为半球之间相同步(Inter-hemispheric phase synchronization,IHPS)指数。
1.4 统计分析
采用统计分析软件SPSS 15.0,对结果进行双尾T检验。数据以均值标准偏差形式给出,其中,*P<0.05表示存在显著差异,**P<0.01表示存在非常显著差异,而***P<0.001表示存在特别显著性差异。各统计分析结果如图1所示。
2 结果
从图1(a)中可以看出,在闭眼和心算两种状态下抑郁症患者的全局相同步指数GPS都小于正常组,存在特别显著性差异(P<0.001)。可见抑郁患者神经网络的同步性严重下降,这个指标可以很好的区分正常组和抑郁症组。另外,当执行心算任务时,正常组的GPS相对于闭眼时存在显著性差异(P<0.05);而抑郁症组在执行心算任务下的GPS相对于闭眼时则存在特别显著性差异(P<0.001)。
图1(b)表示的是半球之间皮层的相互关系。类似的在闭眼和心算两种状态下抑郁症患者的相同步指数IHPS与正常组存在非常显著差异(P<0.01)。当执行心算任务,正常组IHPS相对于闭眼时存在显著性差异(P<0.05);而抑郁症组则存在特别显著性差异(P<0.001)。
图1(c)表示的左半球皮层的相互关系。从图中可以看出,闭眼时正常组和抑郁症组相同步指数LHPS存在非常显著性差异(P<0.01);而心算时则存在特别显著性差异(P<0.001)。但是心算时正常组的LHPS相对于闭眼则无显著性差异,而抑郁症组则存在显著性差异(P<0.05)。
图1(d)表示的是右半球皮层之间的相互关系。从图可以看出,抑郁症组的相同步指数RHPS略小于正常组,但是两种状态下都不存在显著性差异。同样的正常组和抑郁症组在两种状态下RHPS差异也不大,不存在显著性差异。
3 讨论
研究表明,抑郁症患者前额叶认知功能缺陷导致了额叶执行功能缺陷[17]、[18],而且MRI显示抑郁症患者的额区较小且与认知操作能力相关[19]。这些研究都表明,额区功能障碍是抑郁症认知操作能力损害的主要原因。我们研究显示抑郁症患者额区和顶叶皮层全局相同步指数显著差异于正常组,这从另一侧面印证了以前的研究结果。
心算有赖于大脑多个脑区的共同参与[20],尤其是额叶皮层和顶叶皮层[20,21,22],并且大脑左半球在心算过程中起主要作用,但随着心算难度加大,右半球的作用相对增强[23]。而我们的分析表明正常组和抑郁症组在闭眼和心算状态下右半球相同步指数没有显著性差异,可能是因为该心算任务相对简单,右脑相关功能区没有得到很好地激活。
对半球之间相位同步指数研究发现,抑郁症组相对于正常组有非常显著性差异,这说明了患者相对于正常组半球之间相互关系明显减弱。
相位同步处理方法,相对于传统的定量EEG分析方法有其优越之处,它可以分析大尺度皮层区域之间的相互关系,目前还没有见到将此方法用于抑郁症研究的报道。本文的结论表明,相位同步分析方法能够很好地解释(相对于健康对照组),抑郁症患者的脑电相位同步性的变化特征。
结果表明,正常组和抑郁症患者组在闭眼和心算下全局相同步指数、左半球相同步指数和半球之间相同步指数都存在显著性差异,这些都符合以往的研究结果。同时,抑郁症患者的同步性降低,很好的说明了患者的对应皮层神经网络同步性发生了改变,尤其是左半球和半球之间的联系。
摘要：介绍使用相位同步分析方法对抑郁症患者和正常对照组在闭眼和心算两种状态下的脑电信号进行研究。相对于传统的定量脑电信号分析方法,相位同步分析法只考察信号间的相位关系,而摒弃了信号间的幅度的影响,可以检测出信号间微弱的相互作用关系。研究表明,抑郁症组在闭眼和心算时全局相位同步指数显著低于正常组,其中左半球和半球之间相同步指数与正常组相比都存在显著性差异,而右半球相同步指数则无明显差异。
相位分析 第9篇
直接数字频率合成器采用全数字方式产生输出波形,于20世纪70年代由Tierney等人提出[2],目前在跳频通信[3]、抗干扰通信等领域获得广泛应用。根据其原理,其输出波形存在由相位截断、幅度量化、DA转换带来的误差,其中相位截断是其最大的误差来源[4]。也有论文基于非均匀采样模型对DDS杂散的主要来源进行了分析,得出杂散特性的准确解释[5],并提出一种新的抑制算法。Nicolas建立了相位截断误差序列杂散谱分析的模型[6],得到了它的谱幅度与位置的计算方法。
此外也有论文采用信号分析[7]和时域波形分解[8]等手段对相位截断的杂散谱进行分析。文献[1]采用数论和映射的方法在文献[6]基础上对杂散谱位置进行了精确分析,提出一种简化算法,减小了分析杂散谱时的计算量。本文基于文献[6]对文献[1]所采用的算法进行了改进,可以进一步减小计算量。
2 相位截断杂散谱的精确分析
2.1 相位截断杂散谱
DDS相位累加器输出中只有高A位用来对ROM寻址,相位截断B=N-A位。设频率控制字为K;输出误差序列为e(n)。那么输出序列[9]为:
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应用三角公式展开上式,并考虑到e(n)≪2N,所以上式可以简化为:
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通过上式,文献[2]中给出了e(n)的傅里叶级数表达式:
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其中εi=[2B/(2M)]cos ec[iπ/(2M)],φ(i,M)=-cot[iπ/(2M)],M =2B/[2GCD(K,2B)],GCD(K,2B)表示K,2B的最大公约数。
由相位截断误差序列的表达式可以知道在DDS的输出序列频谱上存在杂散谱。采用文献[5]用数论工具得到杂散谱的位置和幅度计算表达式:
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其中Г=K/(K,2B),M=2B/(K,2B),Fn=(fsp/fclk)×2M,fsp为杂散频率值,fclk为时钟频率,εi为杂散的幅度。
2.2 相位杂散谱分布
对频率控制字K1,K2,如果有(K1,2B)=(K2,2B),那么它们的误差序列具有相同周期:
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设相位累加器的初始值为0,其误差序列:
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可以证明两个误差序列在一个周期内的M个值相同,只是位置不同[10]。即:
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通过建立一种映射关系[1]:
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计算出两个误差序列中具有相同误差值的位置,其中k1=K1/(K1,2B),k2=K2/(K2,2B)。同样可以证明两个误差序列的杂散谱线幅度相同,但是位置不同,并通过以上的映射关系得出频谱中具有相同幅度值的谱线位置映射关系,即:
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其中F1(k),F2(k)分别为两个误差序列一个周期内的DFT变换。所以当(K1,2B)=(K2,2B)时,可以通过K1求得K2的杂散谱分布。
3 杂散谱分布改进算法
3.1 改进算法
显然,如果相位累加器的频率控制字较大且频率控制字K1,K2为奇数,那么k2=K2,kundefined将超过Matlab所能表示的数值精度范围。改进算法通过对相位截断误差序列进行分析,将原算法做如下改进,令:
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那么:e1p(n)=(nk1)mod M,e2p(m)=(mk2)
mod M;n,m∈[1,2,…,M];则有:(nk1)mod M=(mk2)mod M;当K1,K2为奇数,且(K1,2B)=(K2,2B)时,采用原算法的映射方法建立映射关系:
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当K1,K2为偶数,且(K1,2B)=(K2,2B)时,可以证明k1,k2为偶数。定义:
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则上面的映射关系修改为:
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通过以上的映射关系可以找出误差序列具有相同值的不同位置对。此外,如果k>M/2,则式(k(M/2)-1)mod M=[M-k)(M/2)-1]mod M成立,可以进一步减小计算量。
改进算法与原算法相比较,使用改进算法所得到的误差序列、映射关系值与原算法一致。显然,在改进算法中由于k1,k2小于K1,K2,所以易于使用Matlab对DDS相位截断误差序列的杂散谱分析进行仿真。特别地,若k1,k2相等,即频率控制字的低B位相同,那么它们的误差序列相同,所以其杂散谱分布也相同。
3.2 改进算法性能
比较原算法与改进算法中的映射关系,可以看出原算法的映射关系式在进行求模运算前需要进行nk1kundefined的乘积运算。原算法中当K1,K2为奇数时,k1,k2的值等于K1,K2,那么:
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对原算法中上面的值进行取对数,定义:
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相同地,改进算法中对上面的值取对数,定义:
undefined
对上面两式进行分析:原算法中R是n,K1,K2,B的函数,由于K1,K2大于2B,所以R的值将大于改进算法中的r值,且R不存在上确界;改进算法中r是n,k1,k2,B的函数,但当n,M取到最大值2B,k1,k2取到极限值2B时,可以进一步求出r的上确界:
可见改进算法里映射关系中的乘积的上确界只与B有关。通过仿真,可以看出原算法与改进算法的计算值相差非常大,改进算法的性能明显优于原算法。
4 计算机仿真
取K1=23,K2=25,B=4;将改进算法与原算法进行比较,仿真结果如图2所示。
改进算法与原算法生成的相位截断误差序列值相同,位置不同;如e1p(1)=e2p(S(1))=e2p(15)。另外,在映射关系乘积值相差很大,原算法中的最大值几乎是改进算法中的104倍。
5 结 语
通过理论分析与仿真实验证实,如果原算法在频率控制字比较大时进行映射关系中的乘积运算,将超过Matlab所能表示的精度范围,这对映射关系中的取模运算产生影响。在改进算法中,由于映射关系中乘积元素比原算法中大大减小,所以计算所得的数值比较小,使得映射关系中的乘积可以在Matlab所能表示的精度范围内,减小了Matlab的计算量。此外,在改进算法中,不同频率控制字下DDS的杂散谱分布可以由2B/2内的任意频率控制字确定。
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基于相位法的雷达脉内参数估计 第10篇
关键词：瞬时测频；多项式拟合法；脉内参数估计
雷达信号的脉内特征是雷达信号相位特征的重要体现，是电子侦察中对雷达信号分选和识别的重要参数。因此，要可靠的分选和识别雷达信号就必须对雷达信号进行脉内特征分析。
在各种脉内分析方法中，分析信号的瞬时频率变化规律是进行脉内调制分析的有效手段。由于信号的频率是信号相位的变化率，所以对信号相位的估计自然可以用来对信号瞬时频率进行估计，从而进行相关脉内参数的估计，因此该方法的前提是能够得到准确的瞬时频率。
文中以线性调频信号以及相位编码信号为例，从侦察接收机的信号相位入手，利用瞬时相位法实现对瞬时频率的快速、准确的推算，然后利用多项式拟合法[1]来估计信号的相位参数。在Matlab中进行了仿真验证，同时给出了在某电子侦察系统中工程实现的过程。
4 结束语
本文讨论了利用信号相位建模进行瞬时频率估计算法，将频率的估计转化为求解信号模型参数的问题。在满足白噪声的情况下，由于在参数的估计过程中使用了最小二乘方法，因此能够有效的消除噪声的干扰，获得对信号瞬时频率的准确估计。基于瞬时频率进行脉内信号的调制特征的识别，还能够实现对常规脉冲、线性调频信号、非线性调频信号以及相位编码信号等调制类型信号的识别，提取相应信号的调制参数。该方法在一定信噪比条件下有较高的正确识别率，对脉宽变化不敏感，更加符合雷达侦察数字接收机上高速实现，并且在某雷达侦察数字接收机系统中已经取得成功验证，但是该类算法的问题在于，必须精确的建立相位模型，否则估计性能会受到很大的影响。
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相位分析 第11篇
1 全相位频谱分析
文献[5]提出一种新型的频谱估计算法,对传统DFT频谱分析时数据的截断方式进行了改进,可以很大程度地减小频谱泄漏。若将N阶中心对称窗和N阶矩形窗卷积产生的一个2 N-1阶窗作为窗函数,则是全相位单窗频谱分析,若将N阶中心对称窗和自身卷积产生的一个2 N-1阶窗作为窗函数,则是全相位双窗频谱分析,其框图如图1所示。
首先,推导对具有单一频率f0的单频信号进行全相位频谱分析得到的幅度。
设单频信号:
其中,f0为信号频率,fs为采样频率。
对于时间序列中的一点x(N),存在也只存在N个包含该点的N维向量:
将每个向量进行循环移位,把样本点x(N)移到首位,则得到另外的N个N维向量:
对准x(N)相加得到全相位数据向量:
根据DFT移位性质,X′i(i=0,1,…N-1)的离散傅里叶变换X′i(k)和Xi(i=0,1,…,N-1)的离散傅里叶变换Xi(k)之间有很明确的关系:
全相位频谱是由X′i(k)之和组成,所以有
由式(2)可见全相位频谱分析幅度谱为
其为传统DFT频谱分析幅度谱的平方,这对减小频谱泄漏很有益。
全相位频谱分析另一个重要的特点是其相位不用校正,恒定不变,不受频偏影响,即当信号未做整周期截断时,全相位频谱分析仍能求出信号的真实相位,得到的相位与信号的真实相位误差极小,近似相等,这是传统DFT频谱分析所不具备的,也是用全相位频谱分析进行参数校正的基础。
现以余弦信号cos(1.2×2πt/6+100π/180)为例进行N=6阶全相位频谱分析,分析全相位方法求相位误差小的原因。11个取样信号为:-0.173 6,-0.9903,-0.4384,0.7193,0.8829,-0.1736,-0.9903,-0.4384,0.7193,0.8829,-0.1736。
全相位输入信号由6组N=6的取样信号组成,第1组是由11个取样信号的最后6个组成,第2组由向左移1位的6个数组成,但-0.173 6要循环移到首位,其他类同。信号排列如表1所示。
这6组N=6的取样信号的相位φ如表2所示。
(°)
因为频率是1.2 Hz,从每组第2个相位可见,6个相位中3个偏离100°增大,3个偏离100°减小。全相位输入数据是上面6组信号之和的平均,相位互相抵消,使得与原始信号的相位差为零,所以全相位频谱分析后求出的相位即为信号真实相位。实验结果表明:全相位无窗频谱分析时,求整数倍频率相位准确,如果求偏离整数倍频率相位时,全相位加kaiser(N,9.5)双窗误差最小。此例使用全相位kaiser(N,9.5)双窗求出的信号相位如下:
180.0000°,100.0069°,100.0004°180.0000°,259.9996°,259.9931°
与信号真实的相位误差仅为0.69%,可认为相等。从具体的数据分析,可清楚地看出全相位频谱分析具有良好的相位分析性能,在信号是非整数倍频率情况下相位不变。而传统谱分析方法相位会发生很大误差。
用计算机生成如下信号,采样频率128 Hz,作谱点数为128的分析,频率分辨率为1 Hz,有
全相位频谱分析采用hanning(N)双窗,传统DFT频谱分析采用hanning(N)窗,分析结果如图2(a)(b)所示。可见全相位双窗频谱分析的各频率成分信号的相位均为信号真实相位50°,而传统加窗分析的信号相位除了第一个没有偏离整数倍频率信号的相位为50°,其余频率成分信号的相位分析均与真实相位有很大误差,且频率偏离整数倍越远,相位分析结果误差越大。
若将信号相位发生变化,即产生信号:
分析结果如图2(c)(d)所示。
由图2可明显看出,全相位频谱分析得到的相位和信号的真实相位误差极小,而传统DFT方法分析得到相位误差则较大。
2 全相位相位差法估计正弦信号参数
文献[2]中给出了关于相位差法校正的原理,全相位相位差法对其序列的取法进行了改进。具体算法步骤如下:
a.对信号做一定长度的非整周期采样,从采样序列的第i点开始起,取2 N-1点,得到一个序列u1(t);再从i+N点开始起,也取2 N-1点,得到另一个序列u2(t);
b.对序列u1(t)进行全相位双窗(汉宁与汉恩窗的卷积窗)N点频谱分析,得到频率表示为f=k fs/N,频率分辨率F0=fs/N(k为主谱线的序号,频率校正量Δf=d F0(d为泄露误差系数);
c.信号校正泄漏误差后的频率为
同时得到相位φ1;
d.对序列u2(t)进行全相位双窗(汉宁与汉恩窗的卷积窗)N点频谱分析,得到主谱线处相位φ2,根据相位差Δφ=φ2-φ1=2πd,计算出泄漏误差系数d;
e.校正其频率、幅值、相位,将d代入步骤c后得到校正后的频率。
令主谱线处的粗估幅值为Ak,则幅值校正公式为
信号的初始相位公式为
3 仿真与结果
单频余弦信号为
对其进行非整周期采样,采样频率fs=1 024 Hz,频谱分析点数为N=1024点,分别用全相位相位差法和文献[6]相位差法进行参数估计,结果如表3所示(表中幅值为归一化数值)。
4 结语
在传统频谱分析的基础上,对输入数据截断方式进行了改进,得到了全相位频谱分析,相对于传统频谱分析,具有频谱泄露小、参数估计精度高的优点。该算法无需对信号进行严格的整周期采样,可有效抑制DFT算法中的频谱泄露和栅栏效应,且无需相位校正,算法简单,可用于电力自动化中的向量测量以及正弦交流电谐波分析等工程,有良好的实用价值。
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