高压逆变电源范文（精选9篇）
高压逆变电源 第1篇
1 发生倒送电的几种特定条件和误操作情况
1)进行正常的并列切换后,如果没有将原运行回路及时断开,将可能导致倒送电。比如原由电源Ⅰ作为工作电源供电,当对应的回路需要停电检修线路,在停电前该用户需进行并列切换,但Ⅱ回路投入后,由于故障原因未能将Ⅰ回路解列,也将导致Ⅱ回路向Ⅰ回路倒送电,使Ⅰ回路处于带电状态。
2)在运行回路发生事故停电的情况下,如果仍然进行自动或手动并列切换,将可能导致倒送电。比如作为工作电源的Ⅰ回路突然失电,此时如果仍然按照并列切换的方法执行切换操作,即在未使失电的Ⅰ回路断开的情况下,错误地投入Ⅱ回路供电,也将导致Ⅱ回路向Ⅰ回路倒送电,使Ⅰ回路处于带电状态。
3)由于其他原因,引起的倒送电。比如要求Ⅰ回路运行,Ⅱ回路停电检修,但在现场执行时,因错误操作,将Ⅱ回路误送电,也将导致倒送电。
2 停电电动切换时的对策
对于需停电电动切换的双电源用户,只要确保两个电源回路不趋于同时投入,如图1中电源Ⅰ的回路作为工作电源向母线充电时,电源Ⅱ的回路电源始终处于开断的冷备用状态,就可有效地避免倒送电事故的发生。为此,只要在两个电源之间建立起在电动操作状态下的运行联锁关系,就可避免倒送电。
3 不停电电动切换时的对策
对于不停电电动切换的双电源用户在切换过程中,两电源回路需要进行短时间的并列,即进行并列切换。要保证避免倒送电发生,除采取防止倒送电的组织措施之外,还必须从技术上予以保证。本文以图1中电源Ⅱ回路为例,介绍一种如图2所示接线可有效防止倒送电。接线由合闸操作回路的闭锁部分和电源Ⅰ、电源Ⅱ回路之间联锁解列两部分组成。合闸操作回路的闭锁部分,具有以下主要作用。
1)由于在闭锁接线回路中同时串联并入了Ⅰ回路线路侧电压互感器的常开触点TV1及Ⅱ回路线路侧电压互感器的常开触点TV2,故对Ⅰ、Ⅱ回路带电状态与否,可以做到有效地监察。
2)当Ⅰ、Ⅱ回路均带电时,触点TV1、TV2闭合,遂解除合闸闭锁,即QF2(见图1,下同)的合闸操作不受Ⅰ回路运行状态的闭锁,此时允许对QF2进行正常的并联操作。
3)当其中任一个回路无电时,触点TV1或TV2打开,使得对QF2所欲进行的合闸操作必须受到来自Ⅰ回路运行状态的闭锁,也即只有当Ⅰ回路处于断开位置时,才能合上QF2。
显然,合闸操作闭锁部分对上述3种情况中的后两种情况的倒送电,能起到较好的预防作用。图2接线中的连锁解列部分有以下主要作用。
1)可有效防止上述3种情况中的第一种错误操作而导致的倒送电。比如原来由Ⅰ回路供电,当需切换到由Ⅱ回路供电时,应对QF2实施合闸操作,在控制开关SA趋于合闸时,1、4触点接通,发出合闸脉冲,同时5、8触点闭合,使中间继电器KM启动,此时KM的其中一对常开触点KM1闭合自锁,这样,当SA转为合闸位置时,KM仍处于带电导通状态。
2) KM的另一对常开触点KM2闭合,使时间继电器KT启动,通过一定延时,如果Ⅰ回路仍然未断开,则其延时触点闭合,接通跳闸线圈Y1,并作用于QF1跳闸,驱使Ⅰ、Ⅱ回路自动解列。
3)另一对时间继电器触点闭合(图中未画),使信号继电器KS启动,光字牌打出,以提醒值班人员,在QF1(见图1,下同)跳闸后,将Ⅰ回路转为冷备用状态。
综合上述两部分接线的功能,就可以在不停电电动切换操作时可靠实现向停电线路意外倒送电的预防。
4 不停电手动切换时的对策
对于手动操作的双电源用户,一方面,无法在操作回路上实施上述的闭锁接线;另一方面,对于手动操作的开关,更加忌讳倒送电的发生。这是因为手动操作速度慢,开关本身可能发生抖动,一旦发生误操作,检修设备意外带电的时间可能较长,而且,在手动操作时,开关断流能力显著下降,如果电源误投入三相短路接地的检修设备上,必然对操作人员造成危害。因此,对于手动切换的双电源用户,更应该积极地从技术上采取改进措施。图3所示为一种采用电磁锁防倒送电的电气闭锁接线。下面对图1所示的两个回路,通过分析正确操作和错误操作两种情况,说明如何避免倒送电的发生。
1)正确的切换操作是首先拉开Ⅰ回路断路器QF1,此时QF1常闭辅助触点QFl2闭合。因Ⅱ回路处于冷备用状态,故隔离开关QS3、QS4均在断开位置,而其相对应的常闭辅助触点QS32、QS42必在闭合位置。此时,电气值班人员如将电钥匙分别插入电磁锁2DS及1DS,则电钥匙的吸持线圈带电,可动锁销闩吸出,隔离开关操作机构的闭锁关系遂被解除,再先后拉开隔离开关QS2及QS1,Ⅰ回路转为冷备用状态的操作完毕。之后,对Ⅱ回路实施送电操作,由于QF2尚处于断开状态,故其常闭辅助触点QF22仍处于闭合位置,又因Ⅰ回路已转为冷备用,故其常闭辅助触点QF11亦处于闭合位置,其两侧隔离开关QS1、QS2均已处于断开位置,那么与其相对应常闭辅触点QS12、QS22处于接通位置。此时,值班人员即可用电钥匙分别开启电磁锁3DS、4DS,并应先后对隔离开关QS3、QS4实施合闸,最后投入断路器QF2,至此整个切换操作即告结束。
2)错误操作时,情况就完全不同了。即当Ⅰ回路处于运行状况时,如错误地进行投入Ⅱ回路的操作,此时虽然QF2在断开位置,触点QF22闭合,可用电钥匙开启电磁锁4DS,并将隔离开关QS4合上。但因Ⅰ回路隔离开关QS1和QS2均在闭合位置,其常闭辅助触点QS12和QS22打开,故此时值班人员将电钥匙插入3DS的锁孔中,虽然电钥匙的插头也和电磁锁的铜管插座接通,但因无法构成电流的回路,吸持线圈仍不带电,可动铁销闩也不会被吸出,因此无法对隔离开关QS3进行操作,从而防止了错误操作的发生。
综上所述,采用电磁锁的闭锁接线,可以确保手动操作的双电源用户,两个电源不同时处于运行状态,从而从技术上避免了倒送电的发生,另外,我们在设计时,特意做到了2DS和4DS的开启不受另一回路工作状态的闭锁,从而也大大方便了隔离开关QS2和QS4的检修。此外,该闭锁接线,还具有防止带负荷拉、合闸的作用。
5 结语
实践证明,本文所介绍的停电电动切换操作、不停电电动切换操作及手动切换操作的防倒送电措施,技术保证力强、安全可靠、效果显著。中盐皓龙盐化有限责任公司自采用这一防倒送电措施后,再无发生过倒送电现象。对于手动切换操作的用户,因大多为一般用电性质的负荷,从可靠供电与人身安全两方面权衡,最好采取停电操作的切换方式,而不采用带电操作的切换方式。
参考文献
高压逆变电源 第2篇
一、高压LED的优劣势分析
1。 我们在看一下这种高压LED所存在的不足。
A。成本高。由于各上游芯片厂家的技术的成熟度及芯片的没有大规模批量生产从而使得芯片目前还居高不下，另外还有原有的封装企业的生产设备无 法对高压光源直接进行分光分色，也是造成本偏高的一个因素，不过通过技术的日渐成熟、大规模具的量产及设备的改进将很快打破这一格局。
B。功率耗散和散热器问题。有的报道宣称1W的高压LED路灯电源的电压为50V，电流为20mA；而普通低压的1WLED电压为3V，电流为 350mA，所以“同样输出功率的高压LED在工作时耗散的功率要远低于低压LED，这意味着散热铝外壳的成本可大大降低。”这个说法显然是不成立的。如 果要决定散热器的大小，应当是在同样的发光效率来计算。通常认为对于目前100lm/W的发光效率来说，其真正的电光效率（就是由电能变成光能的效率）只 有30%左右，就是只有30%的电能转换为光能，其余的70%的电能都转换为热能而需要经过散热器散去。所以对于具有同样发光效率的1W高压LED和普通 低压LED来说，其变成热能的部分都是0。7W，需要通过散热器散去。
C。产品的`非隔离的应用，去电源化势必要经过去电源化的过程，因此产品大多无法脱离市电，因此会造成直整个回路的带电。不过，塑料包铝及陶瓷散热，导热塑料等者是不错的选择。
2。 我们先来了解一下这种高压LED有何优点。
A。高光效。它是由多芯小芯片串接而成，通过实际测试光效与普通的同瓦数的光源要高出5―10%。
B。电源要求低。电源的价格和故障率居高不下是近年来一直阻碍行业发展的首要问题，而高压LED呢，有着先天的优势，可以通过少量个数的光源搭配线性恒流驱动器就可以完美的实现LED高效安全稳定的工作。
C。线性电源结合省成本。说到这可能会有人会说线性恒流的电源效率低，其实是要看你怎么去用，近两年以来市面上出现了不少的线性恒流驱动IC 性能都还不错，笔者曾经测试过一款叫做RY8201的线性恒流IC其效率可达0。9以上。由于线性恒流IC的体积较小，周边元件少等绝对优势可以将电源驱 动部分直接制做在PCB上面，从而省去了装电源仓的空间及装电源（还要对电源做绝）等相关的环节，从而使得成本控制、仓储、产能、交期等各项成本的优越性 突显。
D。光源部分的优越性。由于传统低VF值的光源是通过N多只串并后使用的，焊接人工成本居高不下，且焊接不良的产品层出不穷，从而影响产能及带来不少的二次成本。
E。光衰。由于传统的光源是通过N串N并的方式制成，众所周知，VF不一致的光源并在一起，会造成各光源上所加载的电源有所不同，从而造成部分光源提前老化或死灯，从而造成整灯的光衰加速。而高压灯珠是采多串的方式，轻松解决这些问题。
二、高压LED面临的问题及对策
不管是普通的LED还是高压LED都不可避免地要面临散热设计和工作可靠性的问题。然而对于如何解决这些问题也是很多人一直在关注的。
先从成本、市场的角度考虑，高压LED作为照明光源，LED器件产品应用到路灯上，技术上的特殊要求主要是要结合LED光强和发光角度来设计，另外由于多颗LED组合，出光设计方面要兼顾照射面域，灯具方面需要重点考虑散热的有效性。
高压LED灯与普通灯的对比最主要的解决对策如下：
优势：节能、环保，易于和低压适配，也可和太阳能系统直接配套，无需额外的逆变、转换过程，能达到最大的能源利用率。
不足：照明角度偏小、不均匀，颜色显色指数偏低，光学、散热设计复杂。
技术上的不足：当前技术下的光通量还不够，光效太低，品质难以保证。
解决措施：LED产品应用于路灯需要专门的设计，也需要专门的标准（用传统光源的测试数据来评价LED光源往往并不客观）。
高压逆变电源 第3篇
【关键词】高压开关柜；直流控制电源；继电保护；改进方案
开关柜带有的继电保护，融汇了本源的保护原理、开关柜固有的功能、控制电源配有的软硬件。这样的管控方案，带有凸显的安全特性。控制电源，可以经由查验，获取到衔接着开关柜的独特储能，并查验出直流态势下的跳闸隐患。这样的保护路径，为开关柜的可用保护，供应了搭配着的思路。从现状看，高压开关柜架构下的继电保护，还存留着多样弊病。因此，要摸索最佳情形下的继电保护。
一、电源带有的故障解析
（一）概要的故障情形
很長时段以来，高压情形下的开关柜之内，线圈及衔接着的触头，常常发觉到烧毁现象。开关柜以内，储能类的电容器，会被损毁，或者爆裂。经由修护，消除掉了如上故障以后，体系内的断路器，也没能自动去跳闸。
开关柜以内，直流态势下的控制电源，经由整流以后，会衔接起可被调和的新电源，以及特有的合闸电源。体系产出了事故后，万能表带有的侧电压，能超出330伏；继电器内的线圈，带有的额定电压，还被管控在220伏；储能框架下的电压容器，带有的耐压，没能超出460伏。由此可辨识出：体系内的过压，毁损了原有的继电器，以及衔接着的电容器。经由多次调和，更替了触发插件，然而，没能彻底消解掉这一故障。
解析可知：断路器在特有的合闸时点上，开关柜以内的合闸线圈，接纳了100安之上的大电流。这样的状态，让这一电源装置，在很短时段内，就缺失了可用电压。装置搭配着的负压反馈，凸显了作用。但是，合闸以后，直流装置带有的输出电压，却没能回复既有的设定数值，而是被抬到了那一时点内的最大状态。因此，继电器带有的线圈、衔接着的触头、储能类的电容器，负载了偏多的电压，就被毁损掉。
图1 控制电源带有的体系
（二）事故化解的路径
依循如上的解析结果，把开关柜以内的控制电源，脱离开直流态势下的电源装置；在装置固有的交流侧以内，引出了新电源。再衔接起半导体情形下的二极管，就搭建出了独特的整流电路。经由整流，给体系内的控制电源，设定出单独框架下的供电路径。这样一来，控制电源带有的电压，就被稳固在了常规数值，维护好了现有的继电安全。控制电源带有的体系，如图1所示。
二、电机起动带有的疑难解析
（一）概要的故障情形
某一时段之内，开关柜带有的同步电机，在起动的那种瞬间，产出了过流跳闸的弊病。出口方位内的继电器，被毁损了衔接触头。这样的状态，在每月以内，会超出22次。配件的毁损，干扰到了常规态势下的开机通风；少油情形下的断路器，衔接着的动静触头，也被毁损。因此，机器产出的油体质量，被缩减。机器修护耗费掉的经费递增，与此同时，设备又存留着偏多的运转隐患。
（二）事故化解的路径
开关柜以内的电机，与既有的规格契合。电流继电器，在特有的两相式情形下，供应可用的速断保护。电流若超出了既有的负荷，则启动这一过负荷态势下的保护。在这之中，过负荷涵盖的每一动作，都搭配着44安这样的电流整定；整定耗费掉8秒的时段。一次动作情形下的电流整定，升至了355安。经由审慎的查验，发觉到电机现有的起动电流，比对过流速断态势下的整定值，还是偏小的。这样一来，电流继电器，就很难维持住常规态势下的动作。开关柜经由操作，产出振动，也会引发特有的保护误动。然而，经由查验，排除掉了这一潜藏可能。
电机起动的那一时点上，存留着两个独特的分量：稳定态势下的周期分量，以及更替着的、非周期态势下的分量。在这之中，非周期态势下的分量，涵盖着的最大数值，会关涉到接入时段内的电网状态。若接入时点上，电源电压带有过零情形，则会升至最大的那种分量；若接入时点上，电源电压带有的数值最大，则会缩减至现有的最小分量。非周期态势下的这种分量，会伴随时间更替，而渐渐去衰减。因此，回避掉这一分量产出的保护干扰，能促动合闸疑难的化解。
明晰了断路器带有的合闸弊病，就可以摸索出适宜的化解路径。非周期态势下的分量，数值偏大，且衰减速率也偏快。因此，要在体系内的回路中，增添特有的延时通道。这样做，就能回避掉尖峰电流产出的继电干扰。通常情形下，非周期的独特分量，历经了4秒以后，会缩减到零。顾及到开关柜现有的多样要素，可以设定出0.4秒的特有动作时间。
三、可用的改进路径
（一）安设继电保护
直流情形下的控制电源，应安设继电保护。经由改进的保护路径，可以分出定时限的独特保护，以及两相式的独特保护。依循给出来的保护时限，可以描画出精准的曲线，为开关柜搭配着的继电保护，供应依托。衔接着的软件，应提升原有的处理成效。可以依循制备好的曲线，以及测量得来的电流数值，把描画的曲线，存留在电源控制以内。若发觉到体系内的故障电流，则读取存留着的数据，以便获取到迟延数值。若电源带有的过流，凸显了递增态势，那么延迟的时段会延长；若电源带有的过流，凸显了递减态势，那么延迟的时段会缩减。若这一故障被化解掉，则可获取到原初的那种数值。
在合闸时，体系内的线圈，常常会发觉到过载态势。为了维护好稳固的体系电压，回避掉配件烧毁的弊病，就应增添查验的精准性。接纳微机的辅助，以便解析查验到的数据，明晰体系内带有危险的那些线圈及触头。要注重平日内的修护，一旦发觉到潜藏故障，即可去修护。
（二）建构出接地框架
设定出继电保护的独特时限，搭建起可用的接地框架。二段式的新框架，衔接着体系内的电阻，能供应精准的过流保护。开关柜带有的端口，衔接着独特的零序保护。经由核定，获取到体系内的过流保护。直流控制这一类别的电源，应接纳既有的参数，才可确认体系内的定额电流。
多样的配电网，都安设了接地路径，以及没能衔接地表的那种路径。在很多情形以下，体系内的接地电流，还是偏小的。最近几年，配网延展了原有的电缆数目；电缆原有的容量，也被增添。因此，直流控制这一类别的电源，应当更替原有的测量范畴。开关柜搭配着的网络，可以创设出最佳情形下的动作值。电源现有的电磁干扰，会把描画出来的波形扭曲，也会限缩体系内的采样精度。
（三）接纳零序保护
直流控制这样的体系，应接纳特有的零序保护。把开关柜固有的三相回路，更替成可用的这种保护；与此同时，还要衔接起外部态势下的互感器。若安设了合成电路，则可搭配着简单的那种保护构架。但是，这样一来，查验获取到的数值，就缺失了精准特性。因此，可以增添互感器原有的精度，提升管控速率。
若体系内的三相电流，凸显了平衡态势，则不会查验出零序电路；若现有的三相电流，没能平衡，则产出特有的零序电流。要预备好特有规格的互感器，搜集得来如上的零序电流。若这样的电流，超出了给出来的限度，则吸合体系内的接触器，断开这一电路。
四、结束语
经由改进的电源体系，涵盖了常规态势下的继电保护。体系内的开关柜，缩减了烧毁线圈的原有概率，增添了起动速率，跳闸配件也很稳固。可用的继电保护，能延展开关柜带有的可靠性，缩减修护必备的耗费。只有明晰常常见到的继电故障，才能制备出适宜的管控办法。
参考文献
[1]苏玉成.高压开关柜直流控制电源和继电保护的改进方案[J].矿山机械，2005（01）.
[2]陆济.宝钢某电气室高压开关柜存在问题改善[J].电气开关，2004（06）.
[3]林振南.高压开关柜增设电容储能无压释放装置[J].设备管理维修，2009（04）.
高压直流UPS电源的研究 第4篇
随着现在越来越多的信息数据化,通信服务器基站的数量也在不断增加,而通信基站中电源的可靠性和效率是关注的重点。一方面,电源的可靠性直接决定机站的稳定性,即使是瞬间的供电中断都会使通信基站全部中断或者瘫痪;另一方面,通信电源的转换效率影响着电能的损耗,2009年,我国服务器拥有量约为366万台,全国数据中心总耗电量约为364亿k Wh,约占当年全国用电量的1%[1],至2015我国数据中心总量已超过40万个,年耗电量超过全社会用电量的1.5%[2],电能消耗量很大,电源效率的提升所能节省的电能相当可观。
国内传统的通信基站供电电源有工频UPS电源、高频UPS电源和-48 V直流电源3种[3]。工频UPS电源出现最早,其缺陷也较多,包括结构复杂、输入功率因数低、电流谐波含量大、效率低、噪声污染大、蓄电池匹配能力差、电网适应能力差、体积和重量大等,现已慢慢被淘汰。高频UPS电源克服了工频UPS电源输入功率因数低、电流谐波含量大和噪声污染大的缺点,并在效率、体积和重量上有了一定改善[4]。但其结构仍需经过AC-DC、DC-AC和AC-DC三级变换才能给服务器供电,结构复杂。且蓄电池仍挂接于第一级整流电路输出直流母线上,蓄电池与服务器之间仍有两级电路,可靠性较低。针对交流UPS电源存在的问题,研究人员提出了直流电源供电方案并研制了-48 V直流通信电源。其采用了两级电路结构,前级电路实现功率因数校正和整流功能,后级电路实现隔离和DC-DC变换功能,结构简单,体积小重量轻,电源最高效率可达92%[5]。且其蓄电池直接挂接于电源输出与通信服务器之间,在发生断电时能瞬时给服务器供电,可靠性高。但因其输出电压为48 V,导致其输出电流非常大,需要线径较大的线缆,增加了线缆成本和布置难度。为了解决以上问题,高压直流UPS电源方案受到了越来越多的关注。根据国际电联(ITU)制定的国际标准ITU L.1200和ITU L.1201,高压直流UPS电源的国际标准输出电压范围为260 V~400 V,过渡电压范围为192 V~288 V[6]。中国国内早期以240 V输出电压等级作为过渡,现已逐渐靠近国际标准。
本研究介绍一种输出直流电压为380 V,采用两级结构的高压直流UPS电源系统。在电路结构上,电源前级采用T型三电平整流电路,后级采用输入串联输出并联型全桥电路;在控制上,通过引入负载电流前馈控制,提高电源的动态响应速度,保证电源在负载剧烈波动时的稳定输出。本研究针对所提出的方案制作功率为15 k W的一台样机,并给出相应实验波形。
1 主电路结构
主电路由两级电路组成。前级为实现整流和功率因数调整功能的T型三电平整流电路,后级为实现输出电压调整和隔离功能的输入串联输出并联型全桥电路。
1.1 前级三相T型三电平整流电路及工作原理
多电平PWM整流技术已逐渐成为功率因数校正技术(power factor correction,PFC)的主流,而其中的三电平整流技术较两电平整流技术性能更加优越,其优点如下:
(1)所使用开关器件少;
(2)开关管所需承受电压应力仅为直流母线电压的一半、能有效减小器件开关损耗;
(3)三电平电路开关时因为承受的电压变化小,可以减小电力电子装置产生的电磁干扰;
(4)三电平电路输入电流波形更接近正弦波,减小了输入电流的THD,可以有效减小滤波电感,从而减小装置体积,降低成本。
本研究所采用的电路为T型三电平整流电路,电路原理图如图1所示。
La,Lb,Lc—输入端起储能和滤波作用的电感;D1~D6—升压二极管;Sa1,Sa2,Sb1,Sb2,Sc1,Sc2—三路双向导通的开关通路;C1,C2—正负母线滤波电容;C3,C4—正负母线储能电解电容
其工作原理可参考T型三电平逆变电路和VIEN-NA整流电路[7,8]。
1.2 后级交错并联型DC/DC变换电路及工作原理
在DC/DC变换电路中,变换器的输出功率通常与功率开关管数量成正比[9],所以本研究选择双管隔离型变换器。其中移相全桥电路与LLC谐振转换电路相比,其多模块并联均流控制简单,所以本研究选用了移相全桥电路。整流电路输出母线电压最大值为800V,为了减小其对开关管的电压应力,并且减小输出电流纹波,本研究采用了输入串联输出并联的结构,并应用了交错并联技术,其优点如下:
(1)每个单元全桥电路功率开关器件的电压电流应力仅为原来的一半,降低了开关损耗;
(2)该电路输入侧上下母线自然均压,产生自然母线中电,降低了控制系统设计难度;
(3)该电路能有效降低输出电流纹波,减小输出滤波电感的体积和重量。
该变换器电路原理图如图2所示。其由两个移相全桥电路单元组成,两个单元工作频率都为100 k Hz,经副边全桥整流电路后电流纹波频率为200 k Hz,为了使减小输出电流纹波,两单元之间错开90°相角进行驱动控制,每个单元内部采用典型的移相控制方式[10]。其中,Vbus+和Vbus-是两个单元的输入,两者自然均压幅值相等;为了提高电源效率,Q1~Q8采用了8个COOLMOSFET开关管,D1~D8分别为Q1~Q8的体二极管,C1~C8分别是Q1~Q8的寄生电容;Lr1和Lr2是谐振电感,主要由变压器的漏感组成,帮助开关管实现软开关。记Q1~Q4所在电路为A单元,Q5~Q8所在电路为B单元。
该电路整体工作波形如图3所示。
以A单元为例,移向控制其基本工作原理如下,每个桥臂的两个开关管均为互补导通,且设有死区,其中Q1、Q3(Q5、Q7)组成超前臂能实现零电压开关,Q4、Q2(Q8、Q6)组成滞后臂能实现零电流开关。两个桥臂相应开关管的驱动信号之间相差一定的移相角δ,通过调节移相角的大小来调节输出电压幅值,移相角越小,输出电压越高,反之则越低。两单元的输出电流iLf1和iLf2相差180°相位,如图3所示,两者合并后的电流iLf的电流纹波大大小于单个单元电流纹波的两倍,减小了输出电流纹波,同时能减小输出滤波电感和滤波电容的大小。
2 负载电流前馈控制
2.1 传统电压电流双闭环控制
前级AC/DC电路和后级DC/DC电路的传统电压电流双闭环PI控制框图分别如图4所示。其有很好的稳态特性,稳态精度高。
AC/DC电路控制框图如图4(a)所示,其中电压环作为外环,电压环的控制较为简单,将输出直流母线上的正母线电压Vbus+和负母线电压Vbus-进行相加,将相加值与电压基准vsum_ref做比较,将比较值再经过PI运算器运算所得输出作为电流环的基准id_ref;电流环作为内环,电流环的控制较为复杂,首先对流经电感La、Lb、Lc的电流ia、ib、ic进行dq变换,将abc自然坐标系下的电流转换为dq旋转坐标系下的电流id和iq,电流环的控制思路是通过控制d轴电流id,实现母线电压的控制,通过控制q轴电流iq使其为0,实现网侧单位功率因数控制。
DC/DC电路控制框图如图4(b)所示,其中外环由输出电压vout反馈电路形成,内环由霍尔采样输出电感电流iL形成。在该双环控制中,由电压外环控制电流内环,即内环电流在每一开关周期内上升,直至达到电压外环设定的误差电压阈值,电流内环是瞬时快速进行逐个脉冲比较工作的,并且监测输出电感电流iL的动态变化,电压外环只负责控制输出电压。
2.2 引入负载电流前馈的电压电流双闭环控制
传统双闭环控制能获得非常理想的稳态特性,但是其在负载剧烈变化的情况下,因控制策略自身在结构上存在的滞后性,使得电压环输出即电流环基准无法迅速改变,使得输入输出能量不平衡,进而导致输出电压出现较大的偏差,使得系统动态性能受到影响。对此,本研究根据控制原理中引入负载电流前馈能有效提高系统动态性能的原理,在双闭环PI控制的基础上增加了负载电流前馈控制[11],控制框图如图5所示。
引入负载电流前馈后的AC/DC电路控制框图如图5(a)所示,图5(a)中虚线框所示引入了负载电流补偿变量Δid,其由输出电感电流iL乘以一定比例后得到。当负载发生变化时,补偿量Δid会加在id_ref上迅速调节基准,进而消除了负载电流iL的变化对系统直流输出的影响,使得直流母线输出电压只与电压控制器输出vsum有关。此时,vsum的稳态值恰好完全由负载电流前馈通道的输出决定,电压环路控制器的输出为零,这意味着电压环路控制器在负载突变时只起到微调的作用,保证输出电压的恒定。
引入负载电流前馈后的DC/DC电路控制框图如图5(b)所示,图5(b)中虚线框所示引入了负载电流补偿变量ΔiL。当有负载扰动时,本研究利用负载电流产生的补偿量ΔiL,对iref基准进行快速调节,从而快速使输出电压恢复到所要求值附近,再通过电压环的精细控制来使得系统快速建立平衡。加入负载电流前馈补偿后,输出电压只与电压控制器输出vout有关,输出负载电流的变化对系统直流输出的影响已被ΔiL抵消,只需电压环路在负载突变时起到精确微调作用,引入负载电流前馈减轻了电压环在负载突变时大范围调节输出电压的负担,避免了电压环路控制器由于带宽低、调节速度慢,从而对系统动态调节造成影响,大大提高了系统动态响应的速度。
3 实验及分析
为了验证所提出的高压直流UPS电源方案,本研究设计制作了一台样机进行试验验证,交流输入线电压范围为300 V~410 V,输出直流电压范围300 V~400 V,输出最大功率15 k W。系统参数如表1所示。
实验平台如图6所示。
从50%负载突变为75%负载,再降为50%负载的相关切载波形如图7~9所示。此时高压直流UPS电源在三相输入线电压为310 V交流、直流母线电压为600 V、电源直流输出电压为360 V。图中:1号波形—三相T型三电平电路输出直流母线波形vbus;2号波形—系统直流输出电压波形vout,为了观察其在负载变动时的波动,其基准线已减去360 V;3号波形—交流输入电流波形iin。由图9可得输出电压因负载突变引起的波动完全恢复仅需0.8 s,且其变化幅值仅为5V,仅为输出电压的1.39%。由图8、图9可得,因负载电流前馈的引入,当负载突变时,输入功率会迅速跟随负载变化,动态响应快,使得母线电压和直流输出电压波动范围小于1.5%,提高了电源可靠性。
引入负载电流前馈后负载突变时波形如图7所示。
从50%负载突变为75%负载时波形如图8所示。
从75%负载突变为50%负载时的波形如图9所示。
本研究所做样机效率曲线如图10所示。
在50%负载至75%负载之间系统效率较高,最高效率为96%,相对传统-48 V直流电源和高频UPS电源提高了3%~4%的效率。
4 结束语
本研究提出了一种高压直流UPS电源的设计方案,并进行了参数设计,研制了一台15 k W样机。采用了前级三相T型三电平电路和后级交错并联型移相全桥电路,电路结构简单,最高效率高达96%,在控制方面引入了负载电流前馈控制,实验证明其动态性能良好,负载突变时系统跟随非常及时。
本研究仍存在不足之处。首先在输出电流较小的轻载工作状态下系统不稳定,后续研究中考虑在轻载下使用其他控制模式;另外DC/DC电路中全桥整流电路的二极管尖峰使用了电阻吸收,后续研究中可改进为能量回馈电路吸收。
摘要：针对传统通信基站UPS供电电源存在的系统结构复杂、电源效率低、可靠性差的问题,研究采用了一种两级结构的高压直流UPS电源。在电路结构方面,电源前级采用了T型三电平整流电路,改善了输入功率因数和输入电流THD;后级采用了输入串联输出并联型全桥电路,并采用交错并联技术,减小了输出电流纹波。在控制方面,引入了负载电流前馈控制,提高了电源的动态响应速度,保证电源在负载剧烈波动时输出电压纹波很小。研究结果表明,高压直流UPS电源的最高效率为96%;其负载突变时恢复时间小于200μs,电压波动小于5%,动态响应快,输出特性好。
关键词：高压直流UPS电源,高效率,高可靠性,负载电流前馈控制
参考文献
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冶金转炉静电除尘高压电源系统 第5篇
根据国际钢铁协会发布的统计数据,2014 年中国的粗钢产量达到8. 227 亿t,居世界首位,其中很大部分是转炉炼钢的产品。近年来随着钢铁企业结构性的调整,大型转炉数量增多,随之带来的粉尘污染问题越来越严重,面对国家对节能环保日益严格的要求,除尘工艺势必在转炉炼钢生产中越来越受到重视。
转炉除尘系统主要采用干法( LT法) 技术和湿法( OG法) 技术。湿法除尘目前在中国70%的大型转炉中还在使用,其原理是将烟气中的尘粒与液体( 一般为水) 接触,将尘粒从废气转移到水中,再净化含尘污水循环使用。湿法除尘成本较低,但是其最大的问题是粉尘最大排放量无法实现50 mg /m3的排放标准。干法除尘是德国鲁奇和蒂森公司在20 世纪60 年代末联合开发的技术,相对于湿法除尘,干法除尘后的烟气含尘量低于国家规定的排放指标,节电节水效果显著,粉尘利用率高。目前发改委已将转炉煤气干法除尘技术列入国家重大技术装备研制和重大产业技术开发专项。从1994 年宝钢第1 次全套引进国外转炉煤气干法除尘系统开始,目前中国采用干法除尘的大型转炉已有60 多座。静电除尘器是转炉干法除尘系统的主要设备,而高压电源又是静电除尘器的核心设备,其能否正常运行是静电除尘器除尘效果好坏的关键。为此,笔者在简单分析大型转炉干法除尘工艺和原理后,重点对干法静电除尘器高压电源的主要电路拓扑结构及其特点进行了分析和研究,并提出了一种转炉静电除尘器高压电源的选择原则,旨在帮助钢铁企业达到在保障生产的同时实现环境污染治理、减排降耗的目标。
1静电除尘工艺和原理
转炉静电除尘工艺流程如图1 所示。转炉炼钢产生的携带大量粉尘的高温烟气在主引风机的作用下经气化冷却烟道冷却后,进入蒸发冷却器,蒸发冷却器在喷水降温的同时对烟气进行调质处理,使粉尘的比电阻有利于静电除尘器的捕集,冷却和调质后的烟气进入有4 个电场的静电除尘器,将含尘量降至合理范围后进行煤气回收和排放,收集的粉尘通过输送系统运至尘仓进行压块处理［1］。
转炉静电除尘器主要由放电极和集尘极组成,其工作原理是: 通过高压电源对放电极施加负高压,使之与接地的集尘极之间形成闭合的电场,当加在两者之间的电压达到起晕电压时,两极之间的中性气体电离产生带电粒子( 包括自由电子和正负离子) ,带电粒子附着在粉尘上,使得粉尘也带了负电荷,在电场力的作用下,粉尘向集尘极方向运动并停留在集尘极上,直到外力将其收集。
除尘器运行中的放电过程按其放电强弱分为抽丝、火花、闪络和拉弧四个阶段。抽丝是偶发的轻微放电,电压并未明显下降,电流的上升也不易察觉,有利于烟气电离和粉尘的荷电,无害于电极,因此是有益的。当电压继续升高,到达火花放电阶段时,电流明显降低并伴有明亮的闪光或喷溅的火星和响声。一定数量的火花是有益的,但频度不能过高,过高则形成连发的火花( 即闪络) ,此时常伴有“劈啪”响声,如果闪络密集在局部则可能烧坏电极。在产生闪络放电后,继续升高极间电压,就会进入电弧放电阶段,会发出强光并伴有强烈的爆裂声,此时如不及时切断供电将会烧坏极板。电除尘器在运行中产生闪络和拉弧时危害很大,必须降低电压或断电,使电离产生的电子、负离子和正离子重新结合成为基态的原子或分子,这种现象称为消电离。
为了保证静电除尘器内能够产生足够数量的带电粒子,同时又避免闪络和拉弧现象的产生,必须采用适当拓扑结构的高压电源。
2高压电源主要电路拓扑结构及特点
静电除尘器高压电源技术的发展和电力电子器件的发展密切相关,1907 年美国科特雷尔采用新发明的同步机械整流器将第1 台电除尘器成功应用于工业生产。20 世纪50 年代后,机械整流被电子管整流所代替,但未获得大规模应用。直到50 年代末期晶闸管的出现,使得基于晶闸管的高压电源成为主流。近年来随着新型电力电子器件如IGBT等的出现,使静电除尘器的电源获得了新的控制特性。目前在工业现场上并存的静电除尘器高压电源主要有晶闸管换向高压电源、IGBT中高频高压电源、脉冲高压电源。
2 . 1晶闸管换向高压电源
图2( a) 为静电除尘器的最常见的晶闸管换向高压电源( 后简称SCR电源) 电路拓扑结构,工频交流电通过铁芯整流变压器直接升压整流成脉动高压直流电,作为除尘器的电源。通过改变晶闸管的导通角度来控制变压器的初级侧电压,电抗器的作用是限制除尘器内部闪络电流。图2( b) 为这种高压电源供电的除尘器的典型电压和电流波形。这种供电模式决定了除尘器的电压和电流的脉动频率是工频电源的2 倍,电压脉动的幅值则取决于除尘器等效电容量和电晕电流,也就是说当除尘器的工艺条件、机械尺寸确定后,要改善脉动很难。
为了避免闪络频繁发生,需要限制电源输出的最大允许电压,其峰值一定要小于闪络电压,这意味着除尘器的效率也随之降低。如图2( b)所示,发生闪络现象时电流过流2 倍多,但是在下一个电源过零点发生前,晶闸管无法关断,此时高压电路的负载侧短路,产生电弧,电弧周围产生高能量密度的电荷,为此必须降低电压或停止供电一段时间再重新供电; 这段时间内空间电荷消失,气流和离子重组,称为去电离时间,晶闸管不能及时关断的特性导致系统去电离所需的时间较长。
晶闸管单相换向高压电源成本低廉、结构简单,所以目前中国钢铁企业中大多数的工业静电除尘器仍然采用该电源供电。三相晶闸管换向高压电源是单相的改进型,但由于晶闸管的半控器件特性,因此导致影响其除尘效率的根本原因没有得以改善。
2 . 2IGBT中高频高压电源
由于环保要求不断提高,因此SCR电源已经不能满足新的严格的排放标准,同时随着新一代功率电子器件和数字控制技术的发展,中高频逆变技术在静电除尘器供电电源的应用成为国内外除尘行业研究的重点。目前国外电除尘高频电源主要厂商有法国的阿尔斯通公司、美国NPL公司、丹麦FLS公司、美国NWL公司等,其产品频率范围在20 ~ 50 k Hz之间,中频电源的主要厂商为西门子公司,其产品则集中在10 k Hz左右。国内高频电源技术研究起步较晚,尤其高频变压器研发还处于空白状态。
与SCR电源相比,IGBT中高频高压电源采用了先整流再逆变的电路拓扑结构,三相整流器功率因数高,对电网污染少,逆变器输出电压平均值高; 同时IGBT具有快速开关特性,控制周期可以大大缩短,提高了除尘的效率。因此,中高频高压电源成为静电除尘器供电电源的必然发展方向。目前IGBT中高频高压电源又可以分为软开关谐振型和硬开关型两类。
2 . 2 . 1IGBT软开关谐振型高压电源
如图3( a) 所示,软开关谐振型高频电除尘电源由整流器、电容器和逆变器以及谐振电路组成,逆变器输出电流呈现正弦振荡特性( 见图3( b) ) 。谐振型高压电源一个突出的优点是可以方便地实现功率器件的软开关,减小功率损耗,同时变压器的寄生电容可以全部或部分作为谐振元件,因此很适用于采用高压高频变压器的应用场合。［2］
软开关谐振型高压电源在转炉静电除尘的应用中有以下劣势。
( 1) 功率小: 软开关电源工作频率高达20 ~50 k Hz,这也意味着需要选择更快的IGBT,虽然每次开关的开关损耗较低,但由于其开关频率高,总开关损耗并非一定低于中频电源,因此软开关电源功率受到限制,目前商用的产品最大功率119 k W、最大电压70 k V、最大电流1. 7 A( 阿尔斯通公司) 。
( 2) 变压器需特制: 软开关电源的变压器开关频率也随之提高到50 ~ 80 k Hz,如此高的频率下,设计一个具有低杂散电感和损耗、同时为保持高压绝缘具有大尺寸磁芯的变压器非常困难,必须使用特制的变压器( 非晶变压器等) ; 而且由于高频,因此变压器和逆变器不能离得太远,常见的做法是将逆变器和变压器做在一起。
( 3) 轻载时调压特性差: 转炉除尘的粉尘负载较重,且粉尘中金属粒子含量高,易发生闪络,因此供电电压受到限制不能过高,尤其在除尘器入口处的第1 电场; 而由于软开关电源输出电压和频率成正比,因此在电压较低时开关频率较低,控制性能较差。
基于以上原因,软开关谐振型高压电源在转炉电除尘电源中几乎没有成功的应用。
2 . 2 . 2IGBT硬开关高压电源
如图4( a) 所示,IGBT硬开关高压电源与谐振型电路除去谐振电路后基本相同。主电路主要由三相二极管整流桥、DC_LINK电容、IGBT全桥逆变电路、整流变压器( 升压变压器和高压整流硅堆组成) 。三相二极管整流桥功率因数可以达到1,因此装置无需无功功率补偿; DC_LINK电容主要作为整流和逆变电路间的能量缓冲器,可以降低交流脉动波纹系数,使输出的直流电压更加平滑,同时吸收电子电路工作过程中产生的电流波动和经由交流电源传入的干扰; H桥型逆变器的功率开关管采用IGBT( 绝缘栅双极晶体管) ,其高开关频率使得准确和快速调整电流和电压成为可能。由于IGBT电源的高开关频率和除尘器的电容特性,因此经过整流变压器后可以产生一个相当恒定无纹波电压供给静电除尘负载。［3 － 4］图4( b) 为IGBT硬开关高压电源和SCR电源在闪络发生后电流和电源的恢复情况仿真曲线。
从图4( b) 可以看出,与SCR电源相比较,硬开关高压电源具有如下优点。
( 1) IGBT的高频开关特性和电流控制回路使得除尘器输出电压接近恒定,电压脉动可以忽略。因此,除尘器的平均电压( 电场强度) 可被提高到相应的除尘器区的闪络电压极限。
( 2) 闪络发生时,IGBT的反应比晶闸管开关快得多。IGBT硬开关高压电源典型开关频率为10 k Hz,即IGBT逆变器可以在100 μs内关断电流,与SCR电源相比,电弧持续时间显著变短,电弧损耗能量显著变小,即系统所需的去电离时间也缩短了。有数据显示［1］,SCR电源去电离时间通常为40 ~ 100 ms,而IGBT逆变器电源通常为几毫秒; 去电离后IGBT逆变器电源电流的恢复时间也远快于SCR电源。因此IGBT开关高压电源可以取得更高的平均电功率和更低的粉尘排放。
( 3) 闪络的能量由两部分组成: 一部分存储在除尘器等效电容中,这部分能量是定值,由所施加的电压决定,不受电源的影响; 另一部分能量由电源向闪络传递,在电流关断后显著降低。由于IGBT器件对闪络反应快,因此消耗在单个闪络的能量也显著减低,在IGBT 100 μs可以完成关断的情况下,有数据显示,单个闪络的能量可以从130 W( SCR电源) 减小至35 W( IGBT电源) ,进而作用在电极上的电应力也相应显著减小,装置的寿命大大增加。
( 4) IGBT高压电源的3 相电源输入整流器功率因数接近1,不需额外功率补偿装置。
同时,IGBT硬开关高压电源功率大,目前最大功率300 k W、最大电压110 k V、最大电流3. 3A( 西门子公司) ; 变压器无需特制,可以利用旧变压器或普通变压器,用户无需支出额外的费用,且硬开关电源的低压和高压部分距离不受限制。
2 . 3脉冲高压电源
图5 为脉冲高压电源示意图,其基本原理为: 在除尘器上除了通过基本电源施加直流高压外,还通过附加电源间歇性地叠加脉宽很窄的脉冲电压。［5］
脉冲高压电源的优点是:
( 1) 脉冲电压持续时间短,不易触发闪络,可提高峰值电场强度及除尘效率。
( 2) 脉冲电压可提高粉尘荷电数量和均匀性。它可以避免反电晕,从而提高收集电极尘埃层的质量,降低粉尘再发生的几率。脉冲供电对高比电阻粉尘的收集尤其有利。
脉冲供电是电除尘高压供电技术的发展方向之一,配合高频逆变电除尘电源使用,除尘效果将更加明显。然而,脉冲供电需要增加一套脉冲源,从而增加了电除尘系统的复杂性和系统控制的难度。目前,脉冲供电电除尘技术还不成熟,需进一步完善和发展。
3转炉静电除尘器高压电源的选择方法
通常,转炉静电除尘器入口处粉尘颗粒的浓度很高且不均匀,气体中含有大量的大颗粒( 直径大于20 μm) ,灰尘层的比电阻较低,很少发生反电晕现象。此处的除尘效率对整体除尘器效率影响最显著,因此在此区域期望让尽可能多的粒子带电,这可以通过提高电晕电流密度来实现,由此又使得此区域通常电流闪络最频繁。由于IGBT逆变器电压脉动相当低,电压可以增加到接近闪络电平,同时,IGBT响应快,系统消耗在闪络上的能量被大大降低,去电离时间因此降低,电压有效时间显著增强,因此在此区域应用中高频IGBT高压电源可以比标准SCR电源获得更高的电流密度。
在除尘器的中间区域,粉尘粒子浓度大约只有5% ,并且均匀度远远超过入口区,比电阻通常比在入口区高,导致极板中出现更多的反电晕现象。反电晕可以通过暂停施加电压或使用脉冲电源减少。
在除尘器的出口区域,负载多是小尺寸的高比电阻粒子,这是除尘过程问题最多的区域。灰尘的高电阻经常导致反电晕的发生。需要更高的电场强度,才能使小粒子荷电,但是此时除尘器电压非常接近闪络的极限,增加的电场强度将导致闪络更频繁,此时除尘器效率实际上没有增加反而下降。在此区域,脉冲电源具有相当大的优势,其可以在不增加平均电场强度情况下,通过间歇增加自由电荷密度,提高粒子荷电能力。
4结论
高压软开关充电电源硬件设计 第6篇
开关电源是一项电子化技术, 其使用功率转换器实现电能间的转换, 转换后的电能用来满足各方面用电的需要。其较线型电源重量更轻、体积更小、效率更高, 在计算机、电视机、自动化控制设备、通信设备等各领域得到广泛的应用。
1 开关电源基本工作原理
开关电源有许多种形式, 尤其是以调制型脉冲的宽度 (PWM) 最盛行, 目前以该种形式开关电源的工作原理进行介绍。
主回路指由电网把能量传给负载的一种回路, 其他回路则被称为控制类回路。
电网的交流电经滤波整流电路的输入, 进而获得直流高波纹电压, 此后经过变换功率电路, 转换成满足要求的波脉动电压, 再经整流形成连续直流低波纹电压。
控制类回路在将开关高压T动脉冲提高的同时, 要实现电压稳定输出的控制, 此外还要保护负载和电源元件。其通常是由检测放大型电路、震荡时钟电路、电压脉冲转换V/W电路及自用的电压等电路组合而成。
2 软开关相关技术
目前的电力电子设备发展主要趋势为轻量化。小型化, 且对于装置效率和电磁的兼容问题要求更高。通常, 变压器、滤波电感及电容在装置重量和体积中所占比例较大。所以, 要达到装置的小型化、轻量化, 就必须想办法降低他们的体积与重量。由“电路”的相关知识可知, 工作效率的提高可以使变压器绕组间匝数减少, 同时还可以使铁心体积减小, 从而让变压器往小型化发展。因此高频化电路是设备轻量化、小型化的有效途径。然而在提高开关频率的同时, 增加了开关的损耗, 使电路运行效率降低, 增大了电磁的干扰, 可以知道简单提高电源开关的频率并不能从根本上解决问题。
软开关相关技术的出现能够使这些问题得到解决, 其主要利用谐振辅助转换电流的手段, 解决了电路中开关的损耗及噪声等问题, 大幅度提高了开关频率。
3 高压软开关充电电源硬件设计
3.1 主电路的选型
在开关谐振技术中适合于电容脉冲充电的是谐振串联电路, 其输出结果近似看做恒流源 (等台阶充电) , 其优点为充电的效率较高, 且可以保护固有的短路。因为电源的功率过大, 全桥电路且高频变压器副边采取整流桥二极管整流。
3.2 电路工作方式与原理
直流 (经过市电整流的) 电压经电路而逆变成频率较高的交流方波电, 该种高频交流方波电经过高频的变压器升压, 经过二极管的整流桥进而得到稳定的电流, 给电容充电。
设:IGBT开关的频率为fs, 谐振的频率为fr。
谐振串联变换器工作方式以fs的大小主要有三种方式:
(1) 第一种方式 (fs<fr/2) 电流处于断续的工作状态, 该方式开关的损耗较低且受到的干扰较小, 可以达到电路开通时维持电流上升缓慢增的效果, 断开时电流为0切断; (2) 第二种方式 (fr>fs>fr/2) 电流处于连续的工作状态, 实现电流为零切断。但在开通过程中, 同一个桥臂的两开关有强制换流现象, 所以开关的损耗和干扰较大; (3) 第三种方式 (fr<fs) 电流处于连续的工作状态, 零电压开通和切断, 损耗和干扰很大。由于线路有电感, 因此在断开时造成电压的尖峰过高, 很容易造成开关损坏。
现对图3-1负载串联DC-DC变换器三种工作方式进行分析。
由图得出, Cr与Lr形成串联型谐振, 同负载相互串联, 经谐振后的电流于负载一端被整流。在输出端滤波的Cf足够大, 可以认为Cf两端的电压为直流无波纹电压。若简单进行分析则可忽略谐振电路损耗过小的电阻, 输出电压V0反射至整流桥输入端, 用VCB表示, 若IL为正值, VCB=V0, IL为负, VCB=-V0。
如果开关T加导通, 当IL电流为正, 电流流过T+, 否则, 流过D-二极管;
同上, 当IL电流为负, 若T-导通, 流过T+;否则流过D+二极管。所以, 图1 (a) 有以下四种情况:
1.当IL>0时
T+导通:VAB=+Vd/2, VAC=Vd/2-V0;
D-导通:VAB=-Vd/2, VAC=-Vd/2-V0。
2.当IL<0时
T-导通::VAB=-Vd/2, VAC=-Vd/2+V0;
D+导通:VAB=+Vd/2, VAC=Vd/2+V0。
谐振槽上的电压VAC由IL电流方向和哪一开关导通来决定。上面的方程表达的4种情形可由图1 (b) 的等效电路表示。要引起高度的重视, 采用这一电路要根据不同时间的间隔进行计算。各间隔内, 应确定初始状态条件, 且要把VAB和VCB看做同一直流型电压。
当处于稳定对称的工作状态时, 两开关处于相同的状态, 同样, 两个二极管也处于相同的状态, 所以, 只需要对运行的半个周期进行分析即可计算得到整周期运行状态, 这是因为另外半个周期运行的状态和这前一半周期运行状态是相互对称的。
4 结语
本文结合当前开关电源的发展趋势, 在系统学习开关电源原理的基础上, 了解开关电源的主要设计过程及其相关方法;并争取在电源的设计和制造等工作中加以应用, 希望能给同行提供借鉴意义, 促进高压软开关充电电源硬件设计的良好发展。
摘要：对任何的电设备来说, 电源都是不可缺少的。开关充电电源替代了传统意义上笨重工频的变压电源, 缩小了电源自身体积。电源控制的电子设备处于开启状态, 提高整机的效率。本文主要对电源开关工作原理进行了介绍, 接着对软开关技术进行了分析, 最后探讨了软开关充电电源硬件设计。
关键词：开关电源,软开关,硬件设计
参考文献
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高压双电源智能控制系统的研究 第7篇
关键词：双电源,控制系统,切换装置,ARM
0引言
随着电力事业的发展, 电力质量日益受到人们的重视。供电的连续性是电力质量的一个重要方面, 对于某些用电部门, 如医院、机场、大型生产线等尤为重要。保证供电连续性的办法是给供电对象提供主、备两路独立的电源, 对两路电源都进行实时监控。当一侧电源发生故障时, 能根据设定的切换程序准确完成向另一侧电源的切换, 以最大限度地保证供电的连续性。现在的新式高压双电源切换装置有两个高压隔离开关, 有明显的隔离断口, 较好地保证了检修的安全, 但需两套驱动机构联动, 故产品的工作可靠性受到极大的制约。本文开发研制的控制系统可用一套驱动机构驱动主、备两路电源, 且两侧都实现了实时监控。当故障发生时, 能安全、可靠地实现电源转换, 并且具备通信功能[1], 可在无人职守情况下实现双电源自动切换, 切换时间精确到0.3s, 并有自投自复、自投不自复、手动等多种工作方式, 可广泛用于冶金、消防、化工、煤矿、高层建筑和住宅小区等场所。
1主体结构
高压双电源自动切换系统是由装置本体和控制器两大部分组成。装置本体见图1, 由两台带有电动操动机构的断路器及附件 (辅助报警触头等) 、机械联锁机构、电器联锁、熔断器、接线端子等组成。
2双电源转换控制器
2.1 组成
控制器由ARM及输入输出、显示、电源和485通信等模块组成, 见图2。CPU采用S3C44BOX作为微处理器, ARM在基本RISC结构上增强的特性使ARM处理器在高性能、低代码规模、低功耗和小的硅片尺寸方面取得良好的平衡。输入/输出采用串行接口芯片74LS164/165, 液晶模块采用LCM 122×32, RS232/RS485接口部分采用Maxim系列芯片进行电平转换, 控制器的实时时钟用DS1302实现, Flash Memory选用SSTT的39VF020存储器, 选用ISSI的62LV1024SRAM芯片作为外扩数据交换区, 两路三相电压电流的采样采用隔离变压器完成, 采样精度为1%。控制器电源电压为220V (50Hz/60Hz) 或12V/24V直流电源。
2.2 功能
双电源转换控制器监测主、备两路电源, 主要实现以下功能:
(1) 测量与显示:能够测量两路三相相电压、电流、频率、功率因数, 检测转换开关的状态是合闸、分闸或者脱扣等。若两电源存在过压、欠压, 则采样整流得到的直流电压信号与设定的所要求的电压相比较, 会偏大或者偏小。若存在缺相情况, 则经整流后得到的直流电压较三相电整流后得到的直流电压会低, 且会出现过零现象。将系统的状态在面板上用LCD和发光二极管显示出来。
(2) 判断与控制:控制器对两路电的供电质量进行延时判断后, 具有0min～1.5min可调的自动切换时间来控制转换开关切换。转换开关可以是两个机械联锁的接触器。
(3) 编程与设置:允许用户对工作状态“自动/手动”、“一路优先供电、二路优先供电和无优先供电”、通信参数、转换需要的各种延时等参数进行更改设定。
(4) 直流电源:控制器的供电电源可以外接直流供电 (12V～24V) , 也可以不接;不接时, 当两路A相电压都没有时, 系统报警。
(5) 参数整定:控制器的所有参数均采用数字化调整, 每个参数均可以单独调整, 因此不会对其它参数造成影响, 提高了整机的可靠性和稳定性。在两个电源转换的过程中, 为了使供电电路稳定, 保证切换过程的准确性和安全性, 避免由于短时电压变化导致的误动作, 需要人为延时, 延时时间由用户通过分档开关进行选择, 由开关量输入系统。
(6) 双电源供电双分状态:系统负载于双分状态时, 不论两组电源是否正常以及系统处于“手动”和“自动”的预置状态, 系统都仍然保持双分状态[2]。
(7) 产品保护功能:具有过负荷和短路保护, 断相和断路保护, 失压和欠压保护。
(8) 高性能ARM程序控制:采用模块化结构设计, 具有极强的抗电磁干扰能力, 适合在强电磁干扰的复杂环境中使用, 无噪声运行。采用嵌入式安装方式, 结构紧凑, 节能降耗, 符合国家绿色电气产品标准。同时具有RS232C、RS485串行通信接口, 借助于PC或数据采集系统上运行的软件, 能提供一个简单实用的对工业和民用建筑物的双电源切换管理方案。
2.3 软件系统
在高压环境中, 不可避免地会遇到电源波动、电磁波辐射等干扰。当遇到强干扰时, 运行的程序会产生异常、出错、跑飞, 甚至死循环, 造成了系统的崩溃。因此, 除了在电路上增加抗干扰的措施外, 单片机型号的选取和一些软件措施也是必要的。在软件中设置了看门狗程序, 以监控系统的运行。
控制器的软件功能以检测和控制为主, 采用C语言编写。外部硬件电路已经完成了电压故障的判定, 程序只需读取相应的故障状态位输入, 经位判断后转入相应故障处理程序即可。其切换过程的控制是双电源转换控制器的核心功能之一, 双电源转换控制器的软件流程见图3。
2.4 抗干扰措施
干扰会影响控制器的稳定运行, 所以在电路设计方面采取了多种抗干扰措施:
(1) 通过隔离器件传输信息, 在电气上将单片机与各种传感器、开关等隔离开来, 可以较好地防止串模干扰。
(2) 合理布置地线, 将系统中的数字地与模拟地分开, 最后在一点相连, 避免了数字信号对模拟信号的干扰。
(3) 在电源进线端加去耦电容, 削弱各类高频干扰。
3远程监控模块
远程监控包括设备状态及电力参数采集、GPRS通信网络和监控中心3大部分。电力设备在生产现场安装, 通过现场的控制系统采集设备状态及电力参数;GPRS通信网络是监控中心与现场设备间数据传输的桥梁, 通过GPRS网络使现场设备的相关参数能够定时传送到监控中心计算机;监控中心一方面通过GPRS网络与现场监测器进行双向通信, 另一方面为用户提供一个可视化界面, 让用户足不出户即可了解远方设备相对实时的运行状况[3]。远程监控模块结构见图4。
4试验测试
根据国家技术标准, 本研究对研制成功的样品进行了性能指标测试, 测试结果表明, 控制器能在不同的设定下对故障情况进行识别, 并按照用户的要求准确动作, 所测结果完全满足设计要求与实际使用需要。
5总结
本文研制的双电源转换控制器能够对双路电源的过压、欠压和缺相等故障进行检测, 不仅能实现自投自复、只常、只备、自投不自复、自动脱扣检测、断电再扣等工作模式, 且能准确地实现两路电源间的可靠切换。其主要有以下几个特点:①设有3工位自动隔离开关, 有3个投切位置;②为了预防误选电源方向, 全隔离刀闸前必须先解保险锁;③操作机构除自动切换系统外还保留了手动切换方式, 提供了备用的操作方法。
参考文献
[1]李雨, 李中西.智能式双电源供电系统自动切换装置的研制[J].电网技术, 2003, 27 (11) :68-71.
[2]董新洲, 毕见广.配电线路暂态行波的分析和接地选线研究[J].中国电机工程学报, 2005, 25 (2) :1-6.
高压逆变电源 第8篇
关键词：电子脉冲,高压灭菌,脉冲电源
液体食品 (饮用水、饮料、啤酒、牛奶) 的灭菌是食品工业的重要加工工序, 高压脉冲电子灭菌和传统上普遍使用的巴氏灭菌法相比, 因其除仍保持有不改变液体成分的优点外, 还有设备小、成本低、消费少、易操作、灭菌强度可控、环保等著多优点, 是灭菌方法的技术革新主方向。
高压脉冲电子灭菌是在食品处理设备中的传输液体食品的管道中设置高压电极, 高压电极上加上高压电脉冲, 使流经电极腔的液体内的细菌在瞬态的高压、大功率电击下死亡。
食品工业管道内的液体食品因为种类不同、悬浮物颗粒浓度及体积不同、离子种类及浓度不同而导致其电导不同, 对灭菌高压脉冲的功率要求不同;管道内的液体食品需杀灭的细菌不同, 对高压灭菌脉冲的电压要求不同;管道内的液体食品的流速及流量不同、对脉宽和脉冲频率要求也不同。这就是脉冲变压器直接升压式的电子灭菌高压脉冲电源不能满足工业灭菌实用要求的原因, 新的灭菌高压脉冲电源要有足够的高压功率 (瞬态) 输出, 要有一定宽度的高压可调范围, 要有可调的放电脉冲宽度。
1 工作原理
该电子灭菌高压脉冲电源由电源电路部分、高压储能电路部分与高压脉冲放电电路部分及电脑控制部分构成。
1.1 电源电路
电源电路见图1所示。电路由整流电路 (Z) 、稳压控制器 (K) 、开关管Q、高频变压器 (B) 构成。整流电路 (Z) 先将220V交流整流为310V左右的直流, 再经频率是30K的脉宽调控式稳压控制器 (K) 控制开关管Q, 受到调控的电流经高频变压器 (B) 的初级绕组L, 高压由高频变压器 (B) 的次级高压绕组L1-Ln多路输出, 其输出电压的稳定值大小由稳压控制器 (K) 根据电脑指令控制开关管Q导通角实现。Lp是取样绕组, 给稳压控制器 (K) 提供稳压调控参数。
1.2 高压储能电路
高压储能电路见图2。高压储能电路元件包括高频变压器 (B) 的次级绕组Ln, 高压整流二极管Dn, 高压电容Cn (n=1, 2…n-1, n) 。Ln、Dn、Cn串联成环路, Ln上输出的高压经Dn整流后给电容Cn充电, 在2脉冲内充电达到饱和并被高压电容储存。高频变压器 (B) 的次级绕组有n组等电压输出级, 分别给n个高压电容冲电, 灭菌的放电电压则是所有高压电容上的电压之和。
1.3 高压脉冲放电电路
高压脉冲放电电路见图2。电路由放电三极管Qn、偏压阻尼二极管Dbn、限流电阻Rn、放电脉冲耦合变压器 (B1) 的次级Lin (n=1, 2…n-1, n) 构成。偏压阻尼二极管Dbn和三极管Qn的发射结反向并联, 三极管Qn的基极通过限流电阻Rn和Lin一端相连, Lin另一端接Qn发射极。工作时, 放电脉冲形成与控制电路产生的放电脉冲信号经脉冲耦合变压器 (B1) 初级Li耦合给次级Lin (n=1, 2…n-1, n) , 经Rn、Dbn产生正向偏压使Qn导通, n个导通的三级管使得n个相应的存储着高电压的电容得到叠加级联, 叠加后的n倍高压直接释放到灭菌放电电极上实现灭菌的功效。当三极管Qn关断时, Lin中的反向电压被偏压阻尼二极管Dbn所释放。
1.4 控制电路
该电子灭菌高压脉冲电源的电源电路和放电电路均由电脑控制, 电脑依据各种传感器获取的参数和操作者输入的参数运算出合适的灭菌脉冲电压峰值和脉冲宽度及脉冲频率。电脑通过稳压控制电路控制灭菌脉冲电压峰值的大小, 以确保灭菌脉冲电压大于被灭菌的电压耐压值。电脑通过放电脉冲形成与控制电路控制着灭菌脉冲的宽度和频率, 是针对不同灭菌溶液的流量变化和电导变化。
2 结论
本文所设计研究的电子灭菌高压脉冲电源采用了高压电容级联进行能量储存, 使用电子开关进行放电控制, 极大降低了高压脉冲电源的输出内阻, 增加了高压脉冲的瞬态输出功率, 是高压脉冲灭菌有效的高压电源, 其可调控的输出高压值对不同种类的细菌确保有可靠且稳定的灭菌率, 其脉宽脉频的可调性则加强了灭菌设备对不同食品液体和处理量要求不同的适应。
参考文献
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[3]陈爱群, 刘禹莲, 胡方霞.基于高压电脉冲对液体食品灭菌的实验研究[J].西南师范大学学报, 2013.38 (07) :89-92.
[4]金伟, 平雪良, 吉祥, 许卫斌.高压脉冲电场杀菌系统的研究进展[J].食品与机械, 2012 (1) :247-249.
高压测量系统感应取能电源设计 第9篇
1 感应取能电源的原理分析
感应取能供电方式主要是通过对电磁感应原理的利用, 然后在线路或者高压母线上利用曲能线圈感应交流电压, 随后在经过稳压、滤波以及整流之后最终将电源提供给高压侧电子电路。按照电磁理论的相关知识, 可以由交流电流在取能线圈两端空载情况下控制取能线圈一次侧[1]。详情见下图1。
2 电源设计分析
2.1 电源的总体要求分析
(1) 如果具有接近于空载的非常小的母线电流, 就能够使电源的可靠供应得以确保。 (2) 如果一旦出现由于短路故障等导致的冲击电流和过电流, 就需要对电源起到保护作用。 (3) 如果处于导线正常电流范围内就能够将稳定的输出提供出来, 在短时间的断电中能够具备供电的功能, 同时还要使瞬间大功率供电的需求得到充分的满足。 (4) 确保实现长期低热耗稳定运行。
2.2 选择线圈匝数以及铁芯材料
使启动电流尽可能的减小, 使高能量传递效率尽可能的提升, 从而实现降低能耗的目的, 这是选择铁芯材料的主要原则。在磁通面积、匝数以及一次电流保持不变的情况下, 要想减小启动电流, 唯一的方法就是提升初始磁导率。其中纳米晶磁材料铁芯具有一系列的优势: (1) 能够长时间的在-55~130摄氏度的环境下实现稳定的工作; (2) 便宜的价格; (3) 轻巧的结构; (4) 较大的导磁率; (5) 良好的饱和磁感应强度[2]。
传统导磁材料通常都具有较高的饱和磁通密度, 但是具有较低的初始磁导率。现在包括铁基微晶在内的一些新型纳米晶磁材料具有非常高的初始导磁率, 所以如果选择微晶合金材料作为铁芯, 并且选择25mm×30mm的铁芯截面, 采用两个半圆的结构就能够利用特殊处理的外壳在现场不停电的方式下在电缆上进行套装。
大量的研究表明, 大多数的高压输电线路在空载状态下还是可以保持数安培的容性电流。所以上述的电能供应在线路空载的时候也能够保证具备可靠性, 并且不需要将任何辅助供能措施附加上去。要想将线圈匝数确定下来, 就必须要经过一个试验验证的复杂过程。首先要以电磁学的基本理论为根据将最小启动电流和线圈匝数之间存在的关系确定下来, 随后以实际负载以及线圈带后续电路为根据开展实测, 最后能够将线圈匝数确定下来, 并且选择漆包铜线在铁芯上进行均匀的缠绕[3]。
2.3 DC-DC环节的转换效率分析
在经过滤波和整流之后, 感应电压所得到的直流电压会在负载和温度的变化、电网电压和电流的波动下而出现不断的变化。这时候就需要采用DC-DC模块处理的方式使得输出直流电压稳定得到有效的维持, 从而能够使高压侧测量装置的供电需求得到充分的满足。本组电源DC-DC模块电路电压具有3-40V的输入范围, 2m A的静态电流, 1.5A的最大输出电流, 因此其转换效率比较高。较高的转换效率能够使启动电流得以进一步的降低, 同时使电源的输出效率得以提升。
在具体的设计过程中, 采用了试验的方式比较了本电源转换效率较高的DC-DC模块与最常见的LM2576DC-DC模块。LM2576DC-DC模块为6.8A的电源启动电流, 选择本电源转换效率较高的DC-DC模块就能够控制在6A。DC-DC变换具有非常大的自身功率消耗, 使供能电路自身的功耗得以减小, 就能够极大的增加供能方案, 从而使启动电流降低。低压电路中的电压分配会受到限流分压电阻R的阻值的影响, 因此需要讨论其整定值, 同时还要对其进行试验验证。下图2中取能装置中的TVS1在供能电路中取值为40V, TVS2取值为25V, 这样就能够有效的避免电流冲击到整个供能电路。
2.4 电压保护与能量泄放分析
为了有效的避免电源电路在发生瞬时故障大电流或者雷电冲击电流的情况下被烧毁的情况, 在整流桥前可使用压敏电阻MOV, 压敏电阻对感应线圈输出的冲击电压起到了有效的限制作用。电压会在整流、滤波之后而伴随着增长的母线电流而不断增长。在铁芯达到饱和之后, 其就会感应出较高的电压, 所以必须要保证DC-DC模块不会由于过电压而受到损害。DC-DC变换往往需要较大的消耗功率, 而如果是功能电路自身的功耗得以减少, 就会显著地提升功能方案的输出总功率, 从而将启动电流降低[4]。
3 结语
本文对高压测量装置电源设计进行了系统的分析, 经过分析研究我们可以发现, 该方案具有可行、实用以及低成本的特点。选用纳米晶磁材料作为铁芯能够使初始磁导率得以显著提升, 而且具有较高的稳定性、较低的成本以及较轻的重量等特点。高效率的DC-DC模块可以使电源电路电能损耗得以降低, 从而进一步的降低启动电流。采用超级电容具有不会污染环境、具有较长的寿命、较快的能量释放速度、较短的充电时间以及更大的功率密度等优点, 其优越的基本性能使得锂电池低温充电的难题得以有效解决, 而且在维护工作上也变得更加简单。经过现场实验表明, 该高压侧取能电源供电装置具有可靠、稳定的特点, 使得高压侧有源电子设备的电源问题得到了有效的解决。
参考文献
[1]王赞, 纵飞, 王伟, 高超飞, 隋恒, 喻岩珑.输电线高电位取能电源的研制[J].电网与清洁能源, 2010 (06) .
[2]辛业春, 王滨, 杜长军.一种应用于高电压侧测量系统的取能电源设计[J].吉林电力, 2010 (04) .
[3]王平平, 杨慧.基于取能电源的输电线路状态在线监测系统[J].重庆电力高等专科学校学报, 2010 (04) .