电容测量电路范文（精选11篇）
电容测量电路 第1篇
目前,国内外在测量10 p F以下的电容方面都存在很大的困难,分离元件电容测量电路的方式早已淘汰,电容检测电路的研究主要集中在高度集成化方向。美国卡内基梅隆大学所研制的CMOS-MEMS加速度计,采用连续时间方式实现了0.02 aF的输入等效电容分辨力,是目前文献中的最高水平;美国Irvine Sensors公司的通用电容检测芯片MS3110能够达到4 aF的分辨力,0.5~8 kHz采样频率;美国ADI公司的AD7151芯片能够达到1 fF的分辨力,传感器电容范围在0~13 pF,刷新频率最高可达10 Hz;德国GEMAC公司的HT133芯片能够达到0.16 fF的分辨力,采样频率最高可达20 kHz。
电容测量电路(包括以上性能比较卓越的几款通用电容检测芯片)都有一个对传感器电容进行充放电的过程,将电容量转换为电压、电流等非电容量。目前的测量电路多数采用电荷转移法或交流法,即将电容量转换为电压或电流,电路往往受到电子开关的电荷注入效应的影响,而且其提高测量速度和提高分辨力的矛盾难以解决。
德国ACAM公司的通用电容检测芯片PS覫21在10 Hz刷新频率时能够达到6 aF的有效精度,其最高刷新频率可达50 kHz。本文拟采用PSØ21芯片进行微小电容测量电路的设计。PS覫21芯片把电容测量转化为精确的时间测量,传感器电容与基准电容的比值等于两者放电时间的比值。其内部算法可以很好地抑制寄生电容对测量结果的影响,内部集成的温度补偿模块还能保证很好的稳定性。若选用高性能模拟开关,则能大大减小电荷注入效应的影响,其高精度高刷新率可缓和测量速度和分辨力的矛盾。
1 PSØ21主要特性和测量原理
1.1 主要特性
PSØ21芯片是基于TDC(时间数字转换)技术研制的,这种数字测量原理提供非常高的测量灵活性,具有很宽的电容测量范围,从0 fF到几百nF(无限制)。PSØ21可用来测量单电容传感器和差动电容传感器,最多可以测量4个传感器,对于单电容传感器,还集成了线性化数学算法,有效精度位最高可达22位。PSØ21具有独立的温度测量端口、寄生电容补偿电路和SPI通信口,是一款可用于触力传感器、压力传感器、加速度传感器、厚度测量、间隙测量的高端芯片。
1.2 测量原理
PSØ21控制模拟开关A1、A2轮流通断,两者导通时间相等,两个电容依次轮流在导通时间内充放电。对任意一个电容充放电时,在模拟开关的公共端充电到Vcap时施密特触发器输出引脚产生一个翻转信号Start,然后在放电到Vtrig时输出引脚产生一个翻转信号Stop。Start和Stop之间的时间间隔被TDC单元精确测量。如图1所示。
参考电容充放电测得τ1=RCref,传感器电容充放电测得τ2=RCsensor,芯片内部算法计算出τ2/τ1=Csensor/Cref,其中Cref为已知电容,最后得到24位的数据(见1.3输出数据格式),从而实现了对传感器电容的测量。这个测量过程应用相同的放电电阻和施密特触发器,PSØ21控制模拟开关使得充放电重复在2个电容间进行,然后计算出电容测量值的比值。如图2所示,该曲线图是由2个电容之一的充放电曲线在时间轴上平移导通时间而得,图中ns级的间隔对应2个电容的差值。
1.3 输出数据格式
在仅有一个感应电容变化而与另一个参考电容相比较的情况下,输出数据的公式为:
在测量差动电容变化时输出数据的公式为:
Csensor为感应电容,Cref为参考电容,△C为差动电容变化量,C为差动电容的初始量,Mult用于将数据调整到所需要的单位。数据除以256直接以ppm(百万分之一)的倍数表示电容变化,数据格式为16整数8位小数的固定浮点数(故需除以256)。
2 测量系统电路设计
2.1 系统状态设计
为实现低功耗,系统上电后进入超低功耗状态LPM4。系统的状态设计如图3,为了避免系统的误动作,当需要测量电容信号时,将ON信号置高,如果30 s内ON信号一直置高,则系统进入循环采集存储的状态。为得到包括触发前和触发后的完整电容信号曲线,一旦电容信号达到预设的触发值,系统便进入触发态,将电容信号存储到闪存,闪存存满后,将RAM中的数据导入闪存预留地址。
之后,系统进入待读数态,此时插上USB接口,接收到计算机的读数命令之后即可将数据发送至计算机,并且在第一次读取数据之后和掉电以后再上电可重复无数次读取并显示测量结果。
为实现低功耗的系统,电路不工作时,即接通电源态和待读数态,系统处于超低功耗态LPM4;工作时都处于全功耗态AM(除不工作状态以外的状态)。
2.2 硬件电路设计
确定好系统的状态之后,进行硬件电路的设计。PSØ21芯片将传感器产生的电容信号转换成相应的24位数字量;MSP430通过SPI接口对PSØ21进行控制、设置,并将数字量存入MSP430的闪存;数据采集完毕之后通过USB接口传到计算机中使用Visual Basic 6.0软面板显示测量结果曲线;电源管理部可对MSP430和PSØ21进行分时可控供电。主要进行虚线框内的电路设计,如图4所示。
2.2.1 模拟前端
PSØ21作为整个系统电路的模拟前端,其设计的关键在于合理的硬件连接、元件选用以及正确合理的设置。
元件的性能对电路性能的影响非常大,所以在选取元件时需要特别注意。选择低温漂的CFCAP、NPO、COG等类型的高精度电容作为参考电容能大幅提升测量的质量以及温度稳定性。选择74LVC2G53、ADG612、ADG721等性能卓越的模拟开关可以大大减小电荷注入效应的影响。另外需要特别注意的是,在使用两路单刀单掷开关和使用单刀双掷开关时,对PSØ21的配置是不同的。
下面着重叙述如何根据所使用传感器的具体情况对PSØ21的几个重要参数进行设置。
以某单电容传感器为例,其初始电容量C0=39 pF,最大电容变化量ΔCmax=3 p F,需要达到1 fF~10 fF的分辨力,测量刷新率需要达到15 kHz。
配置情况如下:
(1)配置为高精度的单电容传感器的补偿测量模式;
(2)因为测量端和参考端的电容值范围必须在同一范围内,且ΔC/Cref必须小于25%,所以可以设置基准电容Cref为39 pF左右;
(3)放电电阻Rdis=τ/[0.7×(Cref+20 pF)],τ在2μs到10μs之间,通常调整Rdis使得τ=5μs;
(4)为得到50 kHz的高测量刷新率,可以调整放电电阻Rdis将放电时间降到2μs;
(5)高精度测量时,选择时间测量范围2,此情况下刷新率最高可达15 kHz,然而高精度与高刷新率不可兼得,需据具体情况实现两者平衡;
(6)周期时间Cycletime不能设置过短,否则会出现时间溢出导致测量不能进行,或出现电容器不能充电到足够的电压,导致额外的误差出现,另外也会直接影响到刷新率;
(7)设置为自动偏移模式,测量结果可以直接表示电容变化量;
另外需要对校准的周期数、校准平均因数、温度测量频率进行设置,此处不再赘述。
2.2.2 控制模块
控制部分采用美国TI公司的超低功耗微控制器MSP430FG4618,它具有8 KB的RAM,113 KB的闪存。控制模块主要是编写单片机的控制程序实现以下功能:在保证其SPI通信正确之后,由单片机负责发送读写命令设置PSØ21并控制其测量的启停,并由单片机接收存储数字信号,实现数字内触发,触发前RAM循环存储采样数据,触发后将数据存入闪存中,采集完毕时数据存储实现3 KB的负延时(即存储触发前采集的3 KB数据)。
2.2.3 数据读出接口
采用串口转USB接口芯片68013,只需要4根线(STE、UCLK、MISO、MOSI)即可实现与计算机的数据通信,传输速率能够达到2 Mb/s,可以满足测量结果实时动态显示的要求。
2.2.4 电源管理模块
为实现低功耗设计,在系统的各个工作环节中,由单片机适时控制不同模块的供电开关状态。如图5所示,电路供电选用LDO芯片LP5966输出2个独立的3.3 V电压:VDD=3.3 V供给单片机电源电压,其供电使能一直开着,LVDD=3.3 V供给PSØ21,由ONA控制其开关状态;选用电荷泵芯片MAX1595输出HVDD=5 V供给PSØ21,由ONB控制其开关状态;2个芯片的供电直接由电池提供。
3 优化PCB设计
测量的电容信号非常微弱,常常淹没在噪声信号中,而且还受到传感器的杂散电容和PCB的寄生电容的影响,所以设计电路时,必须考虑上述因素的影响。
PCB可以采用4层板,中间层为电源层和地层,以屏蔽顶层和底层元件的相互影响。整个电路置于金属密闭的壳内,以屏蔽和吸收空间中电磁波;PSØ21的充放电引脚Load1、传感器电容、参考电容端的走线不能和晶振、SPI接口的数字信号走线交叉;为PSØ21提供时间基准单位的4 MHz晶振,最好敷地包围,并将晶振的金属外壳接地;传感器电容、参考电容端的走线尽量短,传感器与电路的接口采用较细的金属屏蔽线,过孔及其孔径应尽量小,焊接时焊锡应均匀且不易太大以减小寄生电容的影响。
4 标定
在测量前需要进行标定,选定参考端电容Cref=39 pF,传感器加载前的初始电容Csensor=39 pF。第1步,设置输出电容的满刻度为[fullscale]=3 000 fF,占参考电容的百分比A=8.7%,设置PSØ21的乘法因数为Mult1=2[fullscale]/(A×106),进行一次测量,取一个接近稳定值的测量结果R1=Register1/256;第2步,将传感器满载,再取一个接近稳定值的测量结果R2=Register2/256;调整百分比为B=A×{(R2-R1)/[fullscale]},再次设置乘法因数Mult2=2[ΔC]/(B×106);第3步,在步骤2的设置下,将传感器返回不加载的状态,再次取得一个接近稳定值的测量结果R3。这是PS覫21所必需的一个标定过程,标定完毕,保持各设置不变并加载测得R,R-R3可以直接表示在3 000 fF以内的电容变化。
5 测量结果分析
将电路用于内弹道压力测试系统———传感器与壳体一体化的电容式测压器时,将30 cm3左右的测试系统置于燃爆压力场中,在不同基础电容、不同刷新频率情况下进行测量的部分数据如表1。
其中RMS噪声(残差序列均方根值)为电路的分辨力,在10 Hz的刷新频率下能够达到6 aF的超高精度,峰峰值噪声为6×RMS=36 aF,在13 kHz刷新频率的高速测量中,也能达到610 aF的精度,峰峰值噪声为6×RMS=3.66 fF。相对于基础电容的有效精度位ENOB=[ln(Cref RMS)]/ln2,有效精度位可达13~20位。
如图6,测量精度随刷新频率变化,三条曲线从上到下分别为基础电容在39 p F、22 p F、4.7 p F时的测量精度变化曲线。基础电容相同时,刷新频率越高,RMS噪声越大、精度越差;同一刷新频率下,基础电容越大,RMS噪声越大,精度越差。
在对测量数据进行分析的基础上,可以根据传感器对精度和测量速率的要求给传感器并联合适的电容(得到合适的基础电容),设定芯片的刷新频率,以满足实际需求。
将电路用于内弹道压力测试系统,取得了良好的效果,电路实现了1 fF~10 fF的分辨力、13 kHz的刷新频率和13~22位的有效精度。考虑到低功耗、小体积、负延时设计,完整记录了爆炸前后的电容信号曲线。PSØ21内部集成滤波器并且输出数字量,大大简化了设计。掌握了如何对其编程,测量方案可以非常灵活,实现模块化,所设计的同一块PCB可以移植到许多电容式传感器的设计中去。
参考文献
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交流电路中的电感和电容教案 第2篇
课时安排：2课时 教学目标：
（一）知识与技能
1．理解为什么电感对交变电流有阻碍作用。
2．会用感抗来表示电感对交变电流阻碍作用的大小，知道感抗与哪些因素有关。3．知道交变电流能通过电容器.知道为什么电容器对交变电流有阻碍作用。4．会用容抗来表示电容对交变电流的阻碍作用.知道容抗与哪些因素有关。
（二）过程与方法
1．培养学生独立思考的思维习惯。
2．培养学生用学过的知识去理解、分析新问题的习惯。
（三）情感、态度与价值观
培养学生有志于把所学的物理知识应用到实际中去的学习习惯。
教学重点：1．电感、电容对交变电流的阻碍作用。
2．感抗、容抗的物理意义。
教学难点：1．感抗的概念及影响感抗大小的因素。
2．容抗概念及影响容抗大小的因素。
教学器材：双刀双掷开关、学生用低压交直流电源、灯泡（6 V、0.3 A）、线圈（用变压器的副线圈）、电容器（“10 μF、15 V”与“200 μF、15 V”）2个、两个扼流圈 3教学方法：实验法、阅读法、讲解法。教学过程：
（一）引入新课
师：在直流电路中，影响电流跟电压关系的只有电阻。在交变电流路中，影响电流跟电压关系的，除了电阻外，还有电感和电容。电阻器、电感器、电容器是交变电流路中三种基本元件。这节课我们学习电感、电容对交变电流的影响。
板书课题电感和电容对交变电流的影响
（二）进行新课
1．电感对交变电流的阻碍作用
演示电阻、电感对交、直流的影响。实验电路如下图甲、乙所示：
师：首先演示甲图，电键分别接到交、直流电源上，引导学生观察两次灯的亮度，说明了什么道理？ 生：灯的亮度相同。说明电阻对交流和直流的阻碍作用相同。
师：再演示乙图，电键分别接到交、直流电源上，引导学生观察两次灯的亮度，说明了什么道理？ 生：电键接到直流上，亮度不变；接到交流上时，灯泡亮度变暗。说明线圈对直流电和交变电流的阻碍作用不同。
师：确实如此。线圈对直流电的阻碍作用只是电阻；而对交变电流的阻碍作用除了电阻之外，还有电感.为什么会产生这种现象呢？
生：由电磁感应的知识可知，当线圈中通过交变电流时，产生自感电动势，阻碍电流的变化。师：电感对交变电流阻碍作用的大小，用感抗来表示。感抗的大小与哪些因素有关？请同学们阅读教材后回答。
生：感抗决定于线圈的自感系数和交变电流的频率。线圈的自感系数越大，自感作用就越大，感抗就越大；交变电流的频率越高，电流变化越快，自感作用越大，感抗越大。
师：线圈在电子技术中有广泛应用，有两种扼流圈就是利用电感对交变电流的阻碍作用制成的。出示扼流圈，并介绍其构造和作用。
（1）低频扼流圈
构造：线圈绕在闭合铁芯上，匝数多，自感系数很大。
作用：对低频交变电流有很大的阻碍作用。即“通直流、阻交流”。（2）高频扼流圈
构造：线圈绕在铁氧体芯上，线圈匝数少，自感系数小。作用：对低频交变电流阻碍小，对高频交变电流阻碍大。即“通低频、阻高频”。
2．交变电流能够通过电容器
演示电容对交、直流的影响。实验电路如图所示：
师：开关S分别接到直流电源和交变电流源上，观察到什么现象？说明了什么道理？
生：接通直流电源，灯泡不亮；接通交变电流源，灯泡亮了。说明了直流电不能够通过电容器，交变电流能够“通过”电容器。
师：电容器的两极板间是绝缘介质，为什么交变电流能够通过呢？用CAI课件展示电容器接到交变电流源上，充、放电的动态过程。强调自由电荷并没有通过电容器两极板间的绝缘介质，只是当电源电压升高时电容器充电，电荷向电容器的极板上集聚，形成充电电流；当电源电压降低时电容器放电，电荷从电容器的极板上放出，形成放电电流。电容器交替进行充电和放电，电路中就有了电流，表现为交流通过了电容器。
3．电容器对交变电流的阻碍作用 演示电容器对交变电流的影响
师：将刚才实验电路中“1000 μF，15 V”的电容器去掉，观察灯泡的亮度，说明了什么道理？ 生：灯泡的亮度变亮了。说明电容器对交变电流也有阻碍作用。
师：的确是这样。物理上用容抗来表示电容器对交变电流阻碍作用的大小。容抗跟哪些因素有关呢？请同学们阅读教材后回答。
生：容抗决定于电容器电容的大小和交变电流的频率.电容越大，在同样电压下电容器容纳电荷越多，因此充放电的电流越大，容抗就越小；交变电流的频率越高，充放电进行得越快，充放电电流越大，容抗越小.即电容器的电容越大，交变电流频率越高，容抗越小。电容器具有“通交流、隔直流”“通高频、阻低频”的特点。师：介绍电感、电容的广泛存在。
（三）课堂总结、点评
本节课主要学习了以下几个问题：
1．由于电感线圈中通过交变电流时产生自感电动势，阻碍电流变化，对交变电流有阻碍作用.电感对交变电流阻碍作用大小用感抗来表示.线圈自感系数越大，交变电流的频率越高，感抗越大，即线圈有“通直流、阻交流”或“通低频，阻高频”特征.2．交变电流“通过”电容器过程，就是电容器充放电过程.由于电容器极板上积累电荷反抗自由电荷做定向移动，电容器对交变电流有阻碍作用.用容抗表示阻碍作用的大小.电容器的电容越大，交流的频率越高，容抗越小.故电容器在电路中有“通交流、隔直流”或“通高频、阻低频”特征。
（四）实例探究
【例1】如图所示电路中，L为电感线圈，R为灯泡，电流表内阻为零。电压表内阻无限大，交流电源的电压u=2202sin10πt V。若保持电压的有效值不变，只将电源频率改为25Hz，下列说法中正确的是（）
A．电流表示数增大 B．电压表示数减小 C．灯泡变暗 D．灯泡变亮
解析：由u=2202sin100πt，可得电源频率f=
ARuVL2π改为25 Hz时，线圈的感抗减小，在电压不变的情况下，电路中的电流增大，选项A正确。
2100π Hz=50 Hz，当电源频率由原来的50 Hz2π灯泡的电阻R是一定的，电流增大时，实际消耗的电功率（P=IR）变大，灯泡变暗，选项C错误，D正确。
电压表与电感线圈并联，其示数为线圈两端电压UL，设灯泡两端的电压为UR，则电源电压的有效值为U=UL+UR
因UR=IR，I增大，UR增大，因电源电压有效值不变，故UL=（U-UR）减小，故选项B正确.答案：ABD 点评：解决该类问题时将电感和电容看成特殊“电阻”，在交变电流电路中串、并联关系仍是适用的。【例2】图所示是电视机电源部分的滤波装置，当输入端输入含有直流成分、交流低频成分的电流后，能在输出端得到较稳定的直流电，试分析其工作原理及各电容和电感的作用。
解析：当含有多种成分的电流输入到C1两端，则由于C1的“通交流、隔直流”功能，电流中的交流成分被衰减，而线圈L有“通直流、阻交流”功能，直流成分电流顺利通过L.一小部分交流通过L，到达C2两端时，C
2输入C1C2输出L
进一步滤除电流中残余的交流成分，这样就在输出端得到较稳定的直流电，这个直流电供电视机内芯正常工作。
点评：本题联系电视机中的实际电路，应分别考虑L、C的作用：L对直流起“短路”作用，对交流起阻碍作用；C对直流“断路”，对交流有旁路分流作用.本题C1、C2两次对交流分流，滤波效果 更好
并联电容对电路工作的影响分析 第3篇
[关键词]并联电容；电路；工作；分析
高职《电工电子技术》教材中，都介绍了提高功率因数的意义和方法。提高功率因数的意义，一是提高电源设备的利用率。任何电源设备都具有额定容量（S=UI），但它所发送的有功功率（P=UIcosφ）并不由电源决定，而是决定于所连接电路的功率因数（cosφ），功率因数越高，同样的电源设备可以提供更多的有功功率。二是减少电力网中输电线路上的电压和功率损失。任何负载在额定电压下工作都有确定的功率（P′），根据P′=UIcosφ可知，电路功率因数越高，电路中电流越小，就会使输电线路上的电压降和功率损失相应降低。提高功率因数的方法，通常都是根据在交流电路中，由于工矿企业中大量使用异步电动机、日光灯等，负载多为感性负载，因此，功率因数通常都较低。教材中提高功率因数的主要方法之一是“补偿法”，就是将感性负载看成是RL串联电路，然后在负载的两端并联一个适当容量的电容器，便可以提高电路的功率因数，其电路图和相量图如下：
选电压为参考量，因负载为感性，故i比落后一个角度φ（cosφ就是负载的功率因数）。设C为纯电容，则ic比落超前π/2，i′=i+ic。 由相量图可知，电路总电流i′小于负载电流i，说明并联电容后电路总电流小于电容并联前电路电流；i′与的夹角φ′小于i与的夹角，并联电容后电路的功率因数大于负载的功率因数，说明并联电容可以提高电路的功率因数
下面分析并联电容对电路工作的影响。
1、任何负载只有在额定电压下才能正常工作，电源电压受负载影响很小（因电源内阻抗很小），因此，感性负载与电容并联后，由于电源电压不变，并联电容并不影响负载的工作端电压，负载仍可以在额定电压下工作，并不因并联电容而受到影响。
2、在直流电路中，两个无源二端网络并联，电路总电流比两者电流都大，但在交流电路中，情况并非如此。感性负载与适当的电容并联，电路总电流（指有效值）反而会变小，这是因为电流的合成结果与负载支路和电容支路电流的相位有关。由相量图可知，并联电容前，电路总电流为 ，并联电容后电路总电流为i′=i+ic，故合成后的电路中总电流减小了。功率因数低的两个坏处都是由于电路中的电流大而引起的，功率因数提高后，电路总电流变小了，就可以在相同的电压下以较小的电流输送同样的功率，因此可以减小输电线上的损失及发挥电力设备的潜力。
3、从有功功率的角度来讲，电容元件是储能元件，在交流电变化的一个周期内，电容吸收的能量与放出的能量相等，电容元件有功功率为零，所以并联电容前、后电路有功功率相等，即：P=UIcosφ= UI′cosφ′；并联电容后，负载支路的工作电压、功率因数均未改变，只是提高了整个电路的功率因数，由于cosφ′> cosφ，则I′必小于I，也就是减小输电线路上的电流，这一结论与提高功率因数的意义是统一的。
4、从无功功率的角度来讲，电感、电容在交流电路中平均功率为零，所以没有能量消耗，但是与电源之间存在能量交换，能量交换的规模是用无功功率来衡量的。并联电容前，由于感性负载与电源之间存在能量交换，也就是感性负载既要吸收有功功率又要交换无功功率。并联电容后，无功功率的交换主要发生在感性负载与电容之间，减小了电源与负载之间的无功能量交换，相同的电源就能提供更多的有功功率，使电源容量能得到充分利用。
5、从理论上讲，在电路中的电容不消耗电源能量，故电源输出的功率不会变化。实际工作中电容器虽然有些能量损失，但一般都很小，并联电容后，电源输出的功率不会显著增加。总的来讲，并联电容提高功率因数所得到的好处比起电容器损耗功率的坏处要大得多。
参考文献
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作者简介
郭少军，男，汉族，湖北黄石人，高级讲师，主要从事电工技术教学和研究工作。
一种高精度测量微小电容的电路 第4篇
电容式传感器是将被测量的变化转换成电容量变化的一种装置。电容式传感器具有结构简单、分辨力高、工作可靠、动态响应快、可非接触测量, 及能在高温、辐射和强烈振动等恶劣条件下工作等优点, 并且已在工农业生产的各个领域得到广泛应用。
微小电容测量电路必须满足动态范围大、测量灵敏度高、低噪声、抗杂散性等要求。电容式传感器输出的电容信号往往很小 (1 fF～10 pF) , 又存在传感器及其连接导线杂散电容和寄生电容的影响, 这对电容信号的测量电路提出了非常高的要求, 如此微小的电容信号的测量成为电容式传感器技术发展的瓶颈。
本文提出一种恒流源充电法对两个微小电容进行充电检测的方法。本设计仅由单片机和少数芯片即可以实现电容的高精度, 高频率测量。由于采用了差动式测量, 本设计可以有效地减小非线性误差, 提高传感器灵敏度, 减少干扰, 减少寄生电容的影响。若选用高性能模拟开关能大大减小电荷注入效应的影响。在检测0～5 pF的实验中, 采样频率可以达到100 kHz, 有效精度位最高可达12位。
1 原理分析
实现测量的电路原理如图1所示, 其完整的测量过程是:单片机控制模拟开关K1, K2断路, 标准电容C1和待测电容C2由相同的两个恒流源I1和I2进行充电;在相同的时间T1内, 电容C1、C2 的充电电压为 U1、 U2。由电容基本公式undefined可得:
undefined;undefined
令ΔU=U1-U2, 则电压差ΔU经过放大后, 通过MSP430单片机的AD转换模块进行转换, 数据存储的同时, 单片机控制K1、K2闭合, 在T2时间内, 使C1, C2两端的短路, 两电容两端电压降到零, 此时完成放电过程。
至此, 一次完整的采样过程结束, 充放电时序见图2。
在整个过程中, 单片机要产生一个频率为100 kHz, 占空比为90%的PWM波, 用以控制K1、K2的通断, 还要以 (T1+T2) 的周期完成AD变换和数据存储。其中, T1的最大值小于充电时间, T2的最小值大于放电时间。
2 硬件设计
2.1 恒流源的设计
恒流源是整个测量系统模拟部分的重要组成部分, 其稳定性直接决定了系统测量的精度。本设计中的两个恒流源要求输出电流相等, 具体设计如图3。
由虚短虚断可得
undefined
故得:undefined
设undefined
经过运算可以得到:
undefined
因Vi是采用单片机AD转换的标准电压1.5 V, UL≤1.5 V, 故n值、RL与Rs的比值, 直接影响恒流源电流的输出, 只要保证UL小于1.5 V时, 该电路输出电流为恒定值, 与负载电阻RL没有关系。
2.2 放大电路的设计
放大电路采用以仪表放大器INA128为核心的仪表放大器。该放大器在放大100倍时带宽可达200 kHz, 完全满足了设计的要求。
C1和C2两个电容由相应的恒流源在相同的时间内进行充电, 两电容充电电压差由INA128进行放大, 并送入单片机进行采样存储。图4为充放电标准信号与INA128放大后的结果。
3 软件设计
为实现低功耗, 系统接入电源后进入低功耗状态, 需要外部电平信号才能唤醒。为了避免系统的误开始测量, 当需要测量电容信号时, 将触发信号置高, 如果20 s内触发信号一直置高, 则系统进入循环采集存储状态。为得到包括触发前和触发后的完整电容信号曲线, 一旦电容信号达到预设的触发值, 系统便进入触发态, 将电容信号存储到闪存, 闪存存满后, 将RAM中的FIFO数据导入闪存预留地址。之后, 系统进入待读数态, 此时插上USB接口, 接收到计算机的读数命令之后即可将数据发送至计算机, 并且在第一次读取数据之后和掉电以后再上电可重复无数次读取并显示测量结果。系统的状态设计如图5。
为实现低功耗的系统, 电路不工作时, 即接通电源态和待读数态, 系统处于值更状态、超低功耗态LPM4;工作时都处于全功耗态。
4 测量结果
传感器的标定就是通过实验确定传感器的输入量和输出量之间的关系, 用以确定传感器系统的线性度、灵敏度和重复性等静态性能指标。
表1为测量0～5pF电容的数据。由最小二乘法相关计算公式可得, 拟合直线为y=0.993x+0.049, 重复性误差为1.77%, 非线性误差为0.84%, 基本误差为2.61%。
5 结论
本设计的核心硬件由芯片和单片机实现, 省去了昂贵的电容测量芯片, 由低功耗, 低成本的数字芯片组成 , 有效降低了测量系统的成本。整个系统电路板面积小于2.7 cm2, 工作电流小于8 mA, 低功耗电流为0.02 uA, 由于待测电容和标准电容均有接地端, 所以具有较强的抗干扰能力, 并体现了低功耗、体积小等优点。本测量方案可以非常灵活, 实现模块化, 所设计的同一块PCB可以移植到许多电容式传感器的设计中去。
摘要：提出了一种高精度、低成本的电容的测量方法。该方法采用差动式直流充电法测量微小电容, 具有功耗低、体积小、分辨率高、刷新率高的特点。同时详细阐述了测量电路的基本原理、具体实现, 并且通过测量固定电容验证了电路的性能。
关键词：电容传感器,差动式测量,直流充电
参考文献
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数字式电容测量仪设计毕业设计 第5篇
用一个电阻和电容串联，用恒压源对电容进行充电，然后根据电容充电的曲线超过某个固定电压所需要的时间，利用曲线拟合的方法测量。测量所使用的原始公式是：。可见电容的值和电压以及时间呈微分关系。用这种方法测量，时间和容值是非线性的。因此测量难度高，精度低，并且难以实现数字化。
1.1.2：恒流充电法测量。
用恒流源对电容充电，此时电容的容量和充电时间是成正比的，所以可以利用AD或者比较功能同某个固定电压比较，来实现电容测量。测量所用的原始公式是：
..所以。恒流源的电流大小是已知的，时间和电压也可以测量出来。由上面的公式即可求得电容的大小。使用这种方法来测量，精度较上一种方法有所提高，且便于操作和实现。但要使用恒流源，恒流源的的设计要求很高，且达不到测量所需要的精度要求，因此这种方法也不适用。
1.1.3：用脉冲计数法测量电容。
由555定时器两个电阻以及一个电容，构成的多谐振荡电路，产生较为稳定的振荡频率计算的公式为：≈，这个频率可以自己选择电阻和电容的值确定。再由一个555定时器和一个电阻以及一个电容构成单稳态触发器,并将以上述多谐振荡电路产生的振荡信号作为单稳态触发器的触发信号。根据电容的大小来调节占空比。LM741与两个电容以及一个电阻构成阻容有源滤波器。将单稳态触发器所产生的输出信号滤波成为稳定的输出电压。此方法测量比较精确，并且容易调节所测量电容值的范围（只需调节构成单稳态触发器的电阻的大小即可）。
综合上述的三种方法，我所选择的是第三种方法 1.2 测量信号数字化系统方案选择 1.2.1：利用单片机进行编程翻译。
将测量得出的电压信号值，输入事先编好程序的单片机当中，应用单片机将电压信号翻译出来送入LED数码显示管中，显示出对应的数据。选用的单片机可以为凌阳单片机。该方法显示出的数据精确。而且设计，操作都很简单且功能易于扩展，但要用到单片机，因此设计成本将大大提高很不经济，且测量环境要求较高。
1.2.2：利用译码器进行翻译。
将测量出的结果输入译码器当中，利用译码器将电信号翻译，然后输入到LED数码显示管中，最后显示出对应的数据。选择的译码器可以为7448译码器。该方法所用到的器材较为便宜，且做成的成品便携。但显示不是非常精确，并且功能会很单一。
这里测量精确要求不是很高，故选择第二种方案。
二 单元电路的设计及原理 此方案主要分为两个方面：1.电容量的测量，最后得出来的结果是最后输出电压信号。2.将输出来的电压信号经翻译成为数字信号，由数码管显示出来。
2.1 电容值测量电路及原理 2.1.1 多谐振荡器电路图及工作原理 555定时器构成一个多谐振荡器，其电路图如图2-1-1所示：
图2-1-1 555定时器构成多谐振荡器 其电路工作原理是：接通电源后，电容C被充电，当上升到时，使为低电平，同时放电三极管T导通，此时电容C通过和T放电，下降。当下降到时，翻转为高电平。电容器充放电所需时间为: 当放电结束时，T截止，将通过、向电容器C充电，由上升到所需的时间为：
当上升到时，电路又翻转为低电平。如此周而复始，于是，在电路的输出端就得到一个周期性的矩形波。其振荡频率为：
2.1.2 单稳态触发器电路图及工作原理 555定时器构成一个单稳态触发器，其电路图如图2-1-2（a）所示。其简化电路如图2-1-2（b）所示：
图2-1-2（a）555定时器构成第三稳态触发器电路 图2-1-2（b）555定时器构成单稳态触发器的简化电路 其工作原理是：没有触发信号时处于高电平（＞），如果接通电源后Q=0 =0，T导通，电容通过放电三极管放电，使=0，保持低电平不变。如果电源接通后Q=1，放电三极管T就会截止，电源通过电阻R向电容充电，当上升到时，由于R=0,S=1锁存器置0，为低电平。此时放电三极管T导通，电容放电，保持低电平不变。因此，电路通电后在没有触发信号时，电路只有一种稳定状态=0。
若触发输入端施加触发信号（＜），电路的输出状态由低电平跳变为高电平，电路进入暂稳态，放电三极管T截止。此后电容充电，当充电至=时，电路的输出端电压由高电平翻转为低电平，同时T导通，于是电容放电，电路返回到稳定状态。
如果忽略T的饱和压降，则从零电平上升到的时间，即为输出电压的脉宽 通常R的取值在几百欧到几兆欧之间，电容的取值为几百皮法到几百微法。这种电路产生的脉冲宽度可以从几个微秒到几分钟，精度可以达到0.1%。这样就可以保证测量时的精度。也可以保证测量的范围能够达到100pF~100uF。
2.1.3 率波器工作电路图及原理利用LM741与电容，电阻组成阻容有源滤波器。其电路结构如图2-1-3所示。
图2-1-3 LM741组成的阻容滤波器 其工作原理是LM741可以对占空比为的信号进行平滑滤波，使最后产生出来的信号（即是图2-1-3中的）与被测量的呈线性关系。
2.1.4 滤波器工作电路图及原理 测试部分所用的总的电路图如图2-1-4所示。图中的即是被测量的电容。图中的电源是测量电路使用的电源，其值为15~18伏特之间。
图2-1-4 测量电路总图 2.2 模拟信号的处理以及数字化显示 在这个环节中，直接采用将信号送入7448译码器中进行翻译，并将翻译成的 BCD码送入LED数码管中，显示出来。其电路结构如图2-2-1 图2.2给出BCD—七段显示译码器7448的逻辑图。如果不考虑逻辑图中由G1~G4组成的附加控制电路的影响（即G3和G4的输出为高电平），则Ya~Yg与A3、A2、A1、A0之间的逻辑关系为：
Ya Yb Yc Yd Ye Yf Yg G13 G14 G15 G16 G17 G18 G19 G3 A’0 G9 A’1 G10 A’2 G11 A’3 G12 G4 G5 G6 G7 G8 G1 G2 A0 A1 A2 A3 图2-2-1 BCD—七段显示译码器7448的逻辑图 & & & & & & & & 1 1 1 ≥1 & ≥1 & ≥1 & ≥1 & ≥1 & ≥1 & ≥1 & & 根据BCD—七段显示译码器的逻辑关系式和逻辑图可列出真值表如表2—2 LED数码管的构造和显示原理：
LED数码管分为共阳极与共阴极两种，如图2—2—2（a）所示，内部结构如图2—2—2（b）（c）所示。a~g代表7个笔段的驱动端，亦称笔段电极。DP是小数点。第3脚与第8脚内部连通，+代表公共阳极，-表示公共阴极。对于共阳极LED数码管（如图2—2—2（a）,（b）所示），将8只发光二极管的阳极短接后作为公共阳极。其工作特点是，当笔段电极接低电平，公共阳极接供电平时可以发光。共阴极LED数码管则与之相反，它是将发光二极管的阴极短接后作为公共阴极。当驱动信号为高电平，-端接低电平时才能发光。
LED数码管的特点：
1.能在低电压、小电流条件下驱动发光，能与CMOS、TTL电路兼容。
2.发光相应时间极短（＜0.1us），高频特性好，单色性好，亮度高。
3.体积小，重量轻，抗冲击性好。
4.寿命长，使用寿命在10万小时以上，甚至可以达到100万小时。
5.成本低。
三 系统参数设定 系统的参数决定了系统测量的范围在触发器中，本设计在单稳态触发器中的电阻值取为47K, 由公式：
计算可得。被测电阻在100pF~100uF内产生的脉宽为0.000047s~0.47s。所以多谐振荡器产生的信号振荡频率应该小于2Hz。即＜2Hz 取多谐振荡器中的电阻值==150K。再由公式：
计算可得多谐振荡器中电容可以取为1.5uF。
在数字显示电路中，因为是使用了7448译码器译码，则相应的LED数码管选为共阴极数码管。
其他元器件的取值以及相应的规格详见附录 四 设计结论以及谢词 4.1 设计结论 本设计主要应用于100pF~100uF电容器的测量。设计中应用了单稳态触发器，多谐振荡器，滤波器，译码器，LED数码管显示器等等。测量比较精确，显示速度快，能适应多种环境下的电容器测量。
4.2 谢词 此次毕业设计中我投入了最大的热情和精力，从设计电路图，选择元器件，使用 EWB仿真电路，其过程中出现了不少的问题，我没有气馁，没有退缩，积极查阅资料，并且一遍又一遍的重复实践，直到我期望的结果实现。事实也证明我的努力没有白费，认真严谨的实习态度给我带来了成功的喜悦！通过这次电子系统设计，我掌握了设计一个数字电路的基本方法和基本步骤，实际解 决了设计中出现的问题，增强了寻找问题，解决问题的能力。此次设计的成功不仅帮助我更好地掌握书本知识，尤其重要的是增强了我的自信，培养了我独立思考的能力！通过这次的电子设计，我感觉有很大的收获：首先，通过学习使自己对课本上的知识可 以应用于实际，使的理论与实际相结合，加深自己对课本知识的更好理解，同时实习也段练 了我个人的动手能力：能够充分利用书籍和网络资源查阅资料，增加了许多课本以外的知识。能对 protel 99、和 EWB等仿真软件操作，能达到学以致用。对我们学生来说，理论与实际同样重要。
电容测量电路 第6篇
为了增加电源功率的密度，务必采用将双极晶体管吸收电路高频化的手段。电容器电源中的開关器件的安全是一个很重要的问题，为了保证它的安全。务必采用以串联谐振式所组成的电容器，并以它的充电电源为基础。本文研究了影响IGBT的因素，并研究了对于尖峰电压的取值。本文首先介绍了尖峰电压的简单产生机理，随后对抑制尖峰电压的几种方法做了简单描述，然后简单介绍了吸收电路，最后介绍了吸收电路的基本的工作思路。
1.尖峰电压产生机理
对于高频电容器来说，它的充电电源有很多种，串联谐振式的结构构架是最主要的一种，它的结构如图1所示，开关器件往往选用的是高频模块IGBT，它的具体过程为：
2.抑制尖峰电压的方法
尖峰电压在逆变回路中的产生有两个很主要的原因，一个是存在一定的杂散电感Ls，再者就是主回路中的电流变化的迅速。在高频电源中，开关的开通速度往往需要得到提高才行，而IGBT的开通速度与电流的变化速度有很大的关系。因此，为了保证电路正常工作，由开始的分析可知杂散电感必须最大程度的减少，并且必须利用吸收电路的作用来最大可能的降低IGBT的尖峰电压和对尖峰电压抑制。
2.1减小杂散电感
为了有效的减少主回路中的杂散电感，有两种方式可以采用。第一种是采用同轴电缆，但是电感必须要小。另一个是采用将回路通过正负母排上下叠放的方式连接起来。根据我们所学的知识可知，在两根平行导线上通上一种相反方向而且大小等大的电流，并且在它们离的很近时，此时就会产生的磁场，但是两者的磁场可以相互抵消。如此一来，从理论上来说，电感就为0了。
2.2采用吸收电路
电流在回路中通过的是很大的，而且开通速度比较快这个特点往往是一些较大功率充电电源所具有的特点。由于主回路中的杂散电感的存在，尖峰电压会感应出来，当较大时为了抑制电压的峰值，就必须利用外加吸收电路的相应功能来实现，因此我们有三种主要的电路形式。
第1种是在正负的两端加上一个电容，对于小功率、低成本的逆变器，这种方式都很适用。这种方法对于尖峰电压的抑制，一般都能满足要求。但是电阻不能消耗掉能量，这是一个缺点。另外对于一些较大功率的逆变器，在它回路一般都存在很大的杂散电感，这种振荡回路将会大大的增加损耗的原因是由杂散电感和吸收电容构成的。
第2种吸收电路增加了一个恢复速度很快的二极管，并且是在第一种吸收电路基础之上的。对前者来说，由于电容会吸收一些能量，因此它的作用就是消耗掉能量。后者是为了对震荡进行阻止，这种震荡是电容与回路中电感共同作用产生的。这种电路较好地解决了第1种电路的缺点，较好的控制了尖峰电压以及震荡回路的问题。同一套设备被两个功率管使用，这样就大大节约了成本。但同样也带来了缺点，如造成吸收电容的放电周期减半等问题。
第3种吸收电路最好，它是一种重新改进过后的一种形式，而且是在前两种电路的基础上升级过的吸收电路。对于每一个单独的开关，都是各自独立的使用一套电路。对于一些场电路来说，特别是对存在高频和大功率的电路来说，第三种吸收电路较第二种更加适合，这是因为吸收电容增加了很多的放电时间。
3.吸收电路的概述和基本要求
3.1吸收电路的概述
主要由电阻、二极管以及电容组成。为了减少开关管上的电压的应力、还有减少EMI，使其在适当的范围工作，并且不发生二次击穿，吸收电路常和开关管或二极管（包括整流二极管）并接在一起。通常，对于电子电力装置来说，它其中的电力电子器件都是在开关状态下才工作，同时器件的开通和关断也都是连续完成的，并不是瞬时完成的。在器件才刚刚开通的时候，如果一开始器件的电流就上升的很快，就会使得开通损耗很大，这是由于器件的等效阻抗很大所造成的；在器件接近于完全中断的时候，器件还是具有很大的电流，这个时候器件所能承受的电压能力如果迅速上升，必定会造成很大的关断损耗。开关损耗不仅会造成器件的温度升高甚至毁坏，甚至会导致功率晶体管的二次击穿。
3.2吸收电路的基本工作思路
为了抑制器件的电流的上升率可以利用电感电流不能突变的特性来控制；电容电压具有不能突变的特性，用这一特性可以来对器件的电压的上升率进行抑制，这就是缓冲电路的基本工作原理。GTO是一种简单的缓冲电路。为了保证能够抑制当GTO关断时，端电压的上升率dV/dt，电路中的电容C和二极管D就组成关断的吸收电路，电路中的电阻的任务是给电容C提供放电通路。为了保证不同的器件和不同的电路都有对应的方式，缓冲电路的形式有多种。
4.结束语
在高频大功率电容器充电电源中，因为存在尖峰电压，如果不限制它，开关器件就会被损坏，因此务必加上吸收电路。电路参数的选择也是一个很重要的方面，需要考虑的因素很多：为了保证适应冲击功率的影响，对电阻功率的选取也是很严格的，要选取合适的参数；除此之外，还有一个很重要的参数是影响电阻功率损耗和尖峰电压的，它就是电路中二极管的开通时间，所以此因素应当考虑。
电容测量电路 第7篇
关键词：蒸汽干度,在线测量,双重斜波,电容
我国石油资源丰富, 在许多地区发现高粘度重质石油, 俗称稠油, 稠油具有粘度高、分布不均匀的特点, 通常开采稠油的方法是向油井中注入高温高压蒸汽, 待石油呈流状后再加以开采。干度是蒸汽特性的重要参数, 其测量结果可以确定注汽井所需的蒸汽量和注汽时间, 这对油田采油效率有重要的意义。此外, 许多行业的生产工艺需要用有一定温度和干度的蒸汽来保证产品的生产品质, 如卷烟生产、纺织、医药生产及食品生产等[1,2], 在生产中都需要具有一定干度的蒸汽。因此开展蒸汽干度在线测量的方法和仪器的研究具有极其重要的现实意义[3]。
近年来, 蒸汽干度的测量方法受到国内外研究人员的重视, 其中包括加拿大原子能公司提出的放射法, 美公司提出的孔板节流法和美国Zworld公司生产出CRC-GD2001型蒸汽干度控制装置。我国克拉玛依油田采用的方法是使汽水两相流通过KZQ21型蒸汽取样器产生重力分离, 取出液态水样, 进行离子分析, 但是蒸汽干度的在线测量一直处在研究阶段[4]。笔者提出了一种新的蒸汽干度测量方法———电容测量法, 并对其电容传感器测量原理与电路的实现进行了分析。
1 电容法测量蒸汽干度的原理 (1)
一定温度和压力下, 水和水蒸气的介电常数有很大的差别, 在一个大气压下, 水和饱和水蒸气的介电常数分别为55.527、1.006[5]。当一定湿度的蒸汽流过电容传感器时, 随着流过蒸汽湿度的变化, 其等效介电常数会发生改变, 从而导致传感器的电容量也随之改变[6], 该过程如图1所示。
蒸汽干度是指每千克湿蒸汽中含有干蒸汽质量的百分数, 通过测量电容的改变值, 可以反推出蒸汽干度的表达式:
式中mg———水蒸气的质量;
mw———饱和湿蒸汽流中水滴的质量;
X———干度。
当筒式结构的电容器的外径为R2、内径为R1时, 假设湿蒸汽中饱和水和水蒸气的密度分别为ρw和ρg, ε0为真空介电常数, εw和εg分别为水和蒸汽的介电常数[7]。其单位体积中, 体积百分比分别为Vw和Vg, 且Vw+Vg=1, 则有:
根据Lichtenecker公式[8], 湿蒸汽的待测等效介电常数εm为:
在一定温度和压力下, 若εm为湿蒸汽待测介电常数, ρw、ρg、εw和εg由IAPWS-IF97表可查得[9]。干度表达式为:
2 电容传感器理论计算值与结果分析
2.1 电容理论值计算
单片机产生一脉冲波, 经过由待测电容组成的积分器时变成三角波, 坡度的大小取决于待测电容CSEN的大小, 再通过单片机内部比较器和定时器测量出所耗费的时间t1和t2, 从而可以反推出电容值的大小[10,11]。单片机内部时序如图2所示。
电容检测电路如图3所示, MCP6292与电容CSEN组成了一个积分器, 当单片机产生脉冲波给CU1A的引脚3时, 在输出端得到一个三角波, 采用两个10kΩ电阻对电源VDD进行分压, CU2B的引脚5处的电压大小为VDD/2。通过CU1B将脉冲波VINT与VDD/2进行相加、减, 输出端得到三角波电压VSEN。然后将输出传给单片机, 通过定时计数器计算出VSEN上升和下降的时间t1、t2, 由图3可以得出:
当IINT恒定时, 有:
当VINT恒定时, 有:
参考电压VREF的两个设定值分别为较低的参考电压VRL (0.125VDD) 和较高的参考电压VRH (0.500VDD) 。当VDD电压低至3.0V时, VRL的大小要在放大器输出电压范围之内, VRH要在比较器的共模电压范围之内, 则:
2.2 运放电路稳定性与准确度分析
如果电容不加适当的约束条件, 运放会产生自激振荡, 寄生电容和旁路电容也会影响运放的稳定性。为了确保电路稳定和运放的反馈回路有足够的回路增益, 对电容做如下约束:
其中, fGBWP为运放的增益带宽积, εLG为由环路引起的允许误差。例如:当给定的精度要求为0.5%, fGBWP为10MHz时, CSEN≥0.6p F。
定时器要记的数k1、k2为:
TCLK为单片机的指令周期, 由于VCM不可能恒为VDD/2, 因此带来一定的误差, 为了减小误差, 将k1和k2求平均:
k为当VCM=VDD/2时的理想计数, ε为相对误差, 其计算式为:
例如:当a+0.5%的误差存在于k1中, a-0.5%的误差存在于k2中, 当取平均后只有a-0.25%的误差存在于 (k1+k2) /2中, 这在精度上是一个很大的提高, 即:
使B1=0.100p F, 综合以上方程可得:
得到的电容值可代入对应的介电常数方程 (5) 计算出干度值。
3 结论
3.1由于饱和水和饱和蒸汽的介电常数差别很大, 通过检测湿蒸汽流过电容传感器时传感器电容的变化, 可以实现蒸汽湿度的在线测量。
3.2笔者提出一种双重谐波的算法, 检测微小电容值, 小至0.5~6500.0p F, 提高了测量的精度。
3.3通过对电容的约束和误差的修正, 保证了电路的稳定和测量结果的准确性。
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偏置电容法测量电容电流 第8篇
我国6～66kV系统绝大部分为小电流接地系统。“DL/T 620交流电气装置的过电压保护和绝缘配合”规定,根据单相接地故障电容电流的数值来确定是否采用消弧线圈接地方式。因此,测量系统的单相接地故障电容电流是必不可少的。采用系统单相直接接地的方法虽然可以测得单相接地故障电容电流,但系统单相直接接地过程中会产生过电压,危及系统的安全运行,所以一般采用间接法测量系统三相对地电容,再计算系统的单相接地故障电容电流。而偏置电容法测量电容电流的方法简单、安全,误差满足工程要求。采用戴维南定理推导偏置电容法测量系统三相对地电容的计算式简单明了。
1 偏置电容法测量计算式
1.1 系统电路图
用偏置电容法测量系统三相对地电容的系统电路图见图1(图中只画出了系统A相对地外接电容的情况
图中,U为试验时系统电压;CA、CB、C0分别为系统A相对地电容、系统B相对地电容、系统C相对地电容;UA、UB、U0分别为系统A相、B相、C相外接电容后的对地电压;UkA、UkB、UkC分别为外接电容前A相、B相、C相的开路电压;·ICA、·ICB、·ICC分别为A相、B相、C相流过外接电容电流。
1.2 系统对地电容计算
根据戴维南定理[1],在对地外接电容支路处断开,可计算出该支路的电流。
等值电源内阻抗Zi(忽略电源漏抗)
改变外接电容的电容量,可以再得到一组(CA+CB+CC)数据。用同样的方法,将外接电容接于B相、C相对地间,可得到:
2 系统单相接地电容电流
将在A相、B相、C相外接电容试验测得的三相电容(CA+CB+CC)取平均值,计算系统单相接地电容电流
式中,UN为系统标称电压。
3 偏置电容法测量电流产生误差的原因
由于被测试系统三相对地电容不完全对称,即系统存在一个不对称电压,在一相对地外加电容前、后,该相对地测得的开路电压、闭路电压(如UKA、UA)的相位有差异,当采用上述公式进行计算时会使计算结果出现误差。下面用相量图对误差原因进行分析,如图2所示(以A相为例)。
图中,eK为未接入偏置电容时的地电位;eA为接入偏置电容后的地电位;AeK为未接入偏置电容时的A相对地电压(UKA);AeA为接入偏置电容后的A相对地电压(UK);θK为未接入偏置电容时的A相对地电压与系统A相电压夹角;θA为接入偏置电容后的A相对地电压与系统A相电压夹角。
由于系统三相对地电容不平衡,系统中性点对地出现不对称电压(U0eK),使得在未接入偏置电容时的A相对地电压AeA(UKA)与接入偏置电容后的A相对地电压AeA(UA)的相量相差(θK-θA)。而在计算时,(UKA-UA)值是采用测量得到的电压有效值相减,而没有用矢量相减,给计算带来误差。
从相量图看出,接入的偏置电容占系统对地电容的比率越大,相量相差(θK-θA)也越大,造成的计算误差也越大;系统三相对地电容不平衡越小,计算误差也越小。对此误差进行了分析[2],认为在工程上是可以接受的。
采用A相、B相、C相分别外接电容试验计算得到的三相电容(CA+CB+CC),取平均值,可以减小误差。
4 现场试验需注意的问题
在测量开路电压UKA、UKB、UKC和A相、B相、C相对地电压UA、UB、UC时,应同时测量系统电压U(线电压)。
由于在测量外接电容接入前的开路电压与测量外接电容接入后的对地电压有一段时间间隔,系统电压可能有变化。在计算时应将电压折算到同一系统电压,以避免由于系统电压变化引起的误差。
外接电容器的电容量应测准确,如果电容器的电容量不明,也可以用上面给出的算式中的电流(ICA、ICB、ICC)进行计算。
摘要：电力系统中心点绝缘系统在确定是否要配置消弧线圈时,需要估算或测量系统的单相接地电流。用戴维南定理推导了偏置电容法测量电容电流的计算式,并分析了其产生误差的原因。
关键词：等值电路,电容电流,误差,偏置电容法
参考文献
[1]俞大光.电工基础(修订版)上册[M].北京:人民教育出版社,1981.
电容测量电路 第9篇
关键词：电解电容,自由度,不确定度
1 概述
(1)测量依据:JY04 VZ.027-2004。(2)环境条件:温度(20±5)℃,湿度≤80%RH。(3)测量标准:电容测量仪,规格TH2618A型,扩展不确定度为U=6.2×10-4,k=2.09。(4)被测对象:YXA-47μF/35V电解电容。(5)测量过程:用电容测量仪对YXA-47μF/35V电解电容进行电容值测试,并将测试结果进行平均值计算,得到被检产品在该条件下的误差。
2 数学模型
式中:γ1——被检电解电容的电容的相对误差;
γ0——电容测量仪上测得的相对误差。
3 输入量γ0的标准不确定度的评定
输入量γ0的标准不确定度u(γ0)的来源主要有两方面:
(1)重复性和复现性条件下由被测电解电容测量不重复引起的不确定度分项u(γ01),采用A类评定法;
(2)用电容测量仪的误差引起的不确定度分项u(γ02),采用B类评定法。
3.1 被测电解电容重复性测量引起的不确定度分项u(γ01)的评定:
该不确定度分项是由于被测电解电容的测量不重复引起,可通过重复测量得到测量列,(具体见表1)采用A类方法评定。
电容测量值标准偏差计算公式s=[∑νi2/(n-1)]1/2=0.092μF
∴标准不确定度分项u(γ01)=s=0.092μF
3.2 电容测量仪的误差引起的不确定度分项u(γ02)的评定:
电容测量仪精度引起的不确定度分量:
查电容测量仪校准证书得U=6.2×10-4,k=2.09
3.3 标准不确定度u(γ0)的计算
4 合成标准不确定度评定
合成标准不确定度汇总见表2。
5 扩展不确定度的评定
参考文献
[1]国家质量技术监督局计量司.测量不确定度评定与表示指南[M].北京:中国计量出版社,2000.
电容测量电路 第10篇
电容式涡街流量计是涡街流量计中最有发展前途的一种,它安装简单,维护方便,无需装导压管和固定支架,可减少故障点。它广泛用于管道中液体、气体和蒸汽的测量,具有良好的通用性和互换性,能满足用户不同的检测要求,因此研究电容式涡街流量计将具有极其重要的现实意义。
设计了电容式涡街流量计二次仪表电路,该电路以MSP430F149单片机为核心,设计了信号调理电路,低功耗微处理器系统,二次仪表供电电路。该电路具有低成本、低功耗、高精度的特点,具有广阔的市场应用前景。
1二次仪表电路的工作过程
电容式涡街流量传感器把检测到的涡街信号,经过信号调理电路处理后,送到MSP430F149的P1.1口,利用该I/O口具有的定时器A捕获中断功能,同时利用定时器B模块,读入捕获的时间,获得信号的频率,再根据仪表参数,可以计算出瞬时流量值、累积流量值,送到指定的RAM数据缓冲区供LCD实时显示。
2信号调理电路设计
环行电路输出的信号低于毫伏级,需要对采集到的信号进行放大处理。可以通过恒流源式双入单出差动放大电路,该电路能抑制零点漂移,电路如图1(a)所示;传感器得到的信号夹杂着噪声信号,为消除噪声的干扰,设计滤波电路,该电路采用无限增益多路反馈二阶滤波电路,该电路过渡带窄,能改善涡街信号的频率特性,滤波电路如图1(b)所示;信号放大滤波电路后,为便于单片机计数,需要对信号进行整形处理。整形电路通过施密特触发器电路产生方波信号,电路如图1(c)所示;通过设置可调电位器R8的阻值,设定门限电压,将输入信号转换成脉冲信号输入单片机的P1.1端口。利用P1.1端口可以设置为捕获方式获取流量信号频率。
3低功耗微处理器系统设计
3.1键盘接口电路
现场测量仪表在使用时,需要根据不同管道直径、流体介质、温度、气压、黏滞系数等改变或修正相关参数,来计算体积流量或质量流量,所以仪表必须有可以现场修正的键盘[1,2]。设计采用独立式键盘来修改相关参数值,键盘电路主要利用MSP430单片机的I/O端口来进行设计。它的6组端口的每组8个I/O管脚可以单独设置成输入或者输出,且每个都可独立读写。如图2所示为键盘接口电路,利用P2端口的每个管脚还可以单独设置为中断或只读口分别与P2.0～P2.4依次连接。按键功能分别是返回键、右移键、增1键、左移键、修改键。当修改键有按键动作时触发键盘中断,其它键按下不响应中断。当进入中断后按下其它任意键使得对应P2口由100 Ω和1 kΩ两个电阻对3.3 V分压为高电平3 V,弹起键时对应P2口为低电平0,以此作为键盘扫描判断。
3.2显示电路
采用低功耗点阵式字符液晶显示器 NOKIA5110的48×84,这是一种串行输入数据点阵式液晶,所占用的单片机I/O口数量较少,另外此液晶具有低电压供电方式,可选择3.3 Vcc和5 Vcc的电压供电。液晶内部采用PCD8544,设计为48行84列的图形显示,所有的显示功能集成在一块芯片上,包括LCD电压及偏置电压发生器,只须很少外部元件且功耗小正常显示时的工作电流在200 μA以下,且具有掉电模式。这些特点非常适合于电池供电的便携式通信设备和测试设备中[3,4]。电路结构如图3所示,只有2、3、4脚同单片机P4.0、P4.1、P4.2相连,使用内部振荡器时令6脚接高电平,8引脚所接电容是起延时作用,它影响掉电时屏幕上信息消失速度快慢,通常选0.1 μF～10 μF。
4二次仪表供电电路设计
MSP430系列单片机的工作电源一般是1.8 V～3.6 V,并且功耗极低,电池电压通过W7805转换成+5 V电源。如图4所示,该芯片输入5 V,输出电压为3.3 V,电流为800 mA,完全能满足大多数低功耗应用场合的要求,也能满足本系统的功耗要求。
5结论
设计了电容式涡街流量计二次仪表的电路,该电路由信号调理电路、低功耗微处理器系统、二次仪表供电电路组成。实验验证了该电路的正确性和可靠性,而且该电路还具有结构简单、价格低廉的优点,具有广阔的市场应用前景。
参考文献
[1]黄云志,徐科军.基于IIR小波滤波器的涡街流量计数字信号处理系统.仪器仪表报,2007;28(12):2142—2146
[2]郑丹丹,张涛.基于混沌理论的涡街微弱信号检测方法研究.传感技术学报,2007;20(5):1103—1108
[3]董文军,汪仁煌.基于MsP430的极低功耗系统设计,单片机与嵌入式系统应用,2003;3(6):18—20
电容测量电路 第11篇
随着微电子技术与微机 械加工技术的快速发展, 传感器的微型化、集成化、智能化等成为了研究趋势[1]。基于CMOS MEMS技术将传感部分与接口电路等在同一芯片完成,有利于大批量生产降低成本、减小器件尺寸、提高传感器的灵敏度、增强抗干扰能力等[2]。
集成微电容式传感器由于电路集成度高、制程兼容性好等优点被广泛应用在集成传感器的研究中,如电容式加速度传感器、电容式湿度传感器、电容式压力传感器、电容式气体传感器等[3,4,5]。其工作原理是将外界变化的加速度、湿度、压力等非电量转换为电容值的变化,然后再将其转换为易于处理的电学量[6]。
本文研究一种基于电流镜原理检测的微电容式传感器接口电路,将敏感电容变化的电容值转换为输出电压值的变化。电路便于与敏感电容兼容,且输出电压与敏感电容成线性关系。本电路可以避免利用开关电容电路原理进行检测时由开关切换电荷注入所产生的误差,且电路可根据敏感电容值的范围进行调节,检测精确度高。
1 电路工作原理
将随外界物理量变化而改变的敏感电容值转换为电压值的变化是接口电路设计中普遍采用的方式之一[7]。其中,利用开关电容电路原理将敏感电容值转换为电压值较为常用,这种接口电路具有输出电压线性度高、与CMOS工艺兼容、温度特性好等优点[8]。但是由于开关切换时电荷注入会产生误差,引起输出偏差,因此,设计时采用基于电流镜原理进行检测,电路如图1所示。电路通过分时工作的方式,采用对电容的充放电,将电容转换为电压,实现电容到电压信号的读出。
图1电流镜检测电路 (参见下页)
如图1所示,Cs为对外界非电量敏感电容,Cref为参考电容。当M1管和M2管工作在饱和区时,则:
若忽略沟道长度调制的影响,由于M1管的栅极和漏极电位相同,且M1管处于饱和区,因此对敏感电容Cs充电一段时间t后,Cs上的电压为:
因此,
忽略体效应,并假设当t=0时,Vs=0,得到:
由于M1管和M2管存在镜像电流的关系,因此:
设L1=L2,则:
(10)(参见右栏)
因此,由公式推导可知输出电压Vm与敏感电容和参考电容的比值成线性关系,且电路可根据参考电容的不同对其敏感电容值的范围进行调节。
2 电路设计
基于电流镜原理所设计的微电容式传感器接口电路由脉冲电路、电容转换电压电路、缓冲器电路、减法器电路、反相器电路等组成,电路框图如图2所示。
控制敏感电容和参考电容充放电的脉冲信号由脉冲电路产生。在电容到电压的转换电路中,由于电流镜只有在输出电压Vm
设计时将MOS管M1和M2的宽长比设为相同,即(W/L)1=(W/L)2。由式(10)可知,输出电压Vo与Cs/Cref成线性关系。当参考电容值一定时,输出电压随敏感电容值的变化而变化,因此,可以将随外界待测物理量变化而变化的电容值转换为易于后期电路处理的电压值的变化。
在基于电流镜原理实现的接口电路设计中,运放电路的设计是一个重要的单元,因此电路的设计中也应完成运放电路的设计。运放电路如图4所示。电路由偏置电路、差分输入级和增益放大级三部分组成,并采用米勒补偿作为频率补偿。
控制敏感电容和参考电容充放电的脉冲信号CP1和CP2如图5所示。
3 电路仿真结果与分析
利用Cadencespectre仿真器和TSMC公司的0.18um 3.3V CMOS库文件,仿真验证所设计的电路性能。
在低频范围中得到运放的开环增益为63.3 d B,单位增益带宽29.17MHz,相位裕度为65.24,共模抑制比85.2 d B,电源抑制比87 d B,功耗1.81m W。其中开环增益、单位增益带宽和相位裕度如图6和图7所示。
图6运放开环增益和单位增益带宽 (参见右栏)
图7运放相位裕度 (参见右栏)
当参考电容Cref=200f F,敏感电容Cs=180f F,接口电路的仿真结果如图8所示。
图8接口电路的仿真图 (参见右栏)
当参考电容一定时Cref=200f F,敏感电容Cs=190f F~100f F变化,输出电压Vo的仿真结果如图9所示。
如图9,当敏感电容Cs=190f F时,输出电压VT("/vo")<0>为2.54V;当敏感电容Cs=180f F时,输出电压VT("/vo")<1>为2.44V; 当敏感电 容Cs=160f F时,输出电压VT("/vo")<3>为2.24V;当敏感电容Cs=140f F时,输出电压VT("/vo")<5>为2 . 0 3 5 V ; 当敏感电 容C s= 1 2 0 f F时 , 输出电压VT("/vo")<7>为1.83V;当敏感电容Cs=100f F时,输出电压VT("/vo")<9>为1.62V。
因此,由图9可知,当敏感电容值线性变化时,输出电压的变化值也为线性,该对应关系与式(10(相符。当参考电容为Cref=200f F时,敏感电容Cs=190f F~150f F之间变化线性度好,其电容到电压转换的分辨率为100m V/10f F。该接口电路中也可以通过改变参考电容值的大小,以检测不同的敏感电容值。
4 结束语
针对微电容式传感器接口电路设计了一种基于电流镜原理的检测电路,电路利用CMOS工艺实现,将敏感电容变化的电容值转换为输出电压值的变化。通过仿真验证,结果表明本电路仿真结果与理论推导相符,其输出电压与敏感电容的线性度高,检测范围广,利于后期电路处理。
摘要：在集成微电容式传感器的研究中,由于敏感电容值的变化量非常微小,其接口电路的研究对传感器性能提升是至关重要的。设计了一种基于电流镜原理检测的微电容式传感器接口电路,电路由电容转换电压电路、减法器电路、脉冲电路、缓冲器电路等组成。基于0.18μm CMOS工艺库对电路进行设计仿真,结果表明该电路便于与敏感电容兼容,输出电压与敏感电容成线性关系,其检测精确度高、范围广。