平衡/不平衡转换器

平衡/不平衡转换器（精选11篇）

平衡/不平衡转换器 第1篇

在舞台演出中, 常常由公共的交流电源对两台以上的电乐器或电子乐器 (如电吉他、电子琴、合成器等) 供电, 如图1所示。由于相互耦合的作用形成交流声和噪声环路, 使演奏的音乐声中混有很大的交流声和噪声, 影响演奏的效果。有的乐器演奏者为了消除交流声, 就在乐器电源插头的地线插钉上包一层绝缘胶布[1]。当然, 这种办法不仅是愚蠢的而且也是很危险的。那么有没有办法既能消除这种讨厌的交流声或噪声, 又能保证演奏者安全, 下面介绍的这款不平衡——平衡转换器可以满足这种要求。

1不平衡——平衡转换器简介

本转换器可以为消除交流声环路提供安全可靠的办法, 其电气电路如图4所示。按图2和图3那样把转换器电路接在乐器和调音台之间, 可以为电声乐器提供电气隔离[2]。但要注意, 不要使被隔离的电声乐器通过公共机壳形成新的交流声环路, 每台乐器都必须与机壳隔离开来。

由于成本上的原因, 许多市场上销售的电子乐器都只有一个阻抗相当高的输出端, 一般的拾音器也有这个缺点。当使用的连线很长、信号分成几路或后接低输入的乐器时, 就会产生噪声和交流声, 使音乐的质量受到损害。由于本转换器具有一个高阻抗输入端和两个低阻抗输出端 (其中有一个未加隔离) , 因此使这个问题也得到了解决, 工程方框图如图3。

2不平衡—平衡转换器电气原理图及工作原理

本转换器电气原理图如图4所示, 电路详细讲解如下:

插座K1上的输入信号通过C5送到接成阻抗变换器的[3]TL061 (IC2) .TL061是专门为电池供电的电路设计的, 其输入阻抗由R7和R8决定。IC2的输出信号通过C6送到无隔离的输出插座K2, 当作功率放大器的输入信号, 如图3所示。IC2的另一路输出信号通过R9送到本转换器的核心部分——变压器Tr1, 从变压器的次级输出隔离信号到K3, 以此作为平衡输出端[3]。该变压器必须满足以下要求:

(1) 工作于阻抗为600 Ω的信号源;

(2) 变压比为1∶1;

(3) 在20 Hz～20 kHz范围内具有线性倾向特性;

(4) 可以处理600 mV的信号电平。

许多市场上销售的音频变压器都可以满足上述要求, 其最终选择取决于工作条件。变压器铁芯的大小决定了低音频下信号不失真的电平。铁芯愈大, 性能愈好, 但价格愈贵, 该变换器的体积也愈大。加大R9的阻值可以减少低音频失真, 但对信号电平不利。

通过查看电路图, 可能有人注意到了, 该电路的供电是利用电池供电, 利用电池供电就不得不考虑电池成本的问题。也确实是这样, 本转换器电路有三分之一是为了解决省电问题的。有人问那为什么不用交流市电经过稳压供电, 这样整个模块既经济、电路又简单, 何故?其实这又回到本转换器电路的根本功能, 本转换器的根本功能是解决交流声和环路噪声的, 如果用市电来供电, 那么又不得不面对新的交流声和环路噪声, 市电的整流、稳压、隔离、消噪又是几个大问题, 这样旧的问题没解决, 新的问题又来啦, 故用电池供电总体来说是比较科学、比较经济的。其实本转换器电路的“省电”部分正是该模块的亮点之一, 可以减少90%的供电电流。下面详细介绍该部分电路。

发光二极管D1通常都是通过一只串联电阻接到电源的, 这样就会消耗10 mA～20 mA的电流。对电池供电的电路来说, 这个电流太大啦。本转换器用IC1 (4011) 组成的链式门可以使这个电流减少90%。当S1闭合时, C4通过R2缓慢充电, 直到稳压二极管D2导通为止。此时链式门的输入端是高电平, 通过4个门的重复倒相, 使晶体管T1导通, 发光二极管燃亮。由于对发光二极管来说R2的阻值太大, 故发光二极管从C4获取能量。过一会儿, C4两端的电压下降到不足以驱动发光二极管, 于是稳压二极管D2截止, 链式门的输入和输出电平反转, 发光二极管熄灭, 直到C4再次充电为止。发光二极管闪亮的节奏快慢取决于R2—C4的时间常数。

由于电阻R1使IC1的消耗电流减少, 并改变门电路由低到高的转换阀值, 故它也起着省电的作用。这些措施可以保证PP3型9 V电池工作近400 h, 整个驱动的平均电流约为1 mA。当电池在负载下的电压降低到6 V时应更换新电池。如前所述, 在实际制作该转换器时, 如使用公共机壳, 则必须使转换器完全隔离。

3总结

通过上面详细的描述, 已经很明显体现出本转换器的解决思路其实是很巧妙的, 既经济又高效, 在实际应用中可以将该转换器作为一个消噪模块集成在电声乐器的原来电路中 (注意该模块的供电与原电路供电的电气隔离, 否则效果适得其反) , 当然独立应用更保险、高效。虽然本转换器电路主要适用于消除舞台演出中的电子乐器的耦合交流声和环路噪声等, 但对于大多数使用公共的交流电源供电的环境, 如果有些用电器对于耦合交流声和环路噪声比较敏感, 那么都可以借鉴这个电路, 略为修改加以利用。总之该电路具有高效、省电、适用广泛的优点, 值得推广利用。

参考文献

[1]齐娜.孟子厚.音响师声学基础[M].北京:国防工业出版社, 2006.

[2]李仁.电器控制[M].北京:机械工业出版社, 2003.

心理不平衡作文 第2篇

理论上，人的一生高兴的事情比郁闷的事情少，所以只好自己找乐子。过去老说穷欢乐穷欢乐的，说的都是普通人的生存哲学。穷人有办法自我调整，找闺蜜算是一种，富人反而不行，碍于面子还没人能说，无法排遣就只好自咽苦果。穷人富人在古今社会各有各的难处，社会因此获得平衡。

我们今天的社会常常是大郁闷小欢乐。空气有霾了算是大郁闷，吃得不放心也是大郁闷，这些都是个人能力无法解决之事。小欢乐得自己找，看看喜剧，发个段子，上上网，找个人说说心里话，甚至往深了弄弄精神恋爱，大部分人都能借此排遣郁闷寻找欢乐，让生活短暂得以充实。

其实，平衡是一种心情，是人生的必修课，是获得良好心态的途径。它需要自我练习，不断加入砝码，使之呈现平衡之势。心理不平衡，看待这个世界就是歪的。平衡必须自己找，别人给不了你，一个看什么都不顺眼的人，心情永远不好，还怨天尤人。

平衡/不平衡转换器 第3篇

关键词：不平衡/平衡转换器,发射机,网络分析仪

TBH—522型150KW短波发射机不平衡/平衡转换器 (阻抗变换器) 分室内和场地型两种类型。室外型也称场地型指数线。由于受恶劣环境气候影响, 指数线会发生铝板变形、间距改变、支撑杆断裂等等, 场地型指数线特性参数发生较大变化, 进而影响到发射机的稳定工作。所以要注意经常对其进行必要的维护, 以提高其工作的可靠性, 下面给大家谈谈自己在维护指数线方面的一些方法和经验。

1 指数线工作原理及结构

指数线位于发射机输出与天馈线之间, 其主要作用是将单端不平衡50欧输出阻抗转换成双端平衡300欧天线阻抗或者说把双端平衡的300欧天线阻抗转换成50欧的单端不平衡阻抗, 从而达到与发射机输出阻抗相匹配的目的。

一种室内型阻抗变换器, 全部在方形同轴馈筒中进行变换, 通过适当互联和调配, 入口处的50欧的单端阻抗在出口处就变成了双端平衡的300欧的阻抗, 这类阻抗变换器尺寸长度通常在6~7m左右, 其尺寸主要取决于低端的工作频率。

另一种室外型阻抗变化器 (也称指数线) 一般由三部分组成:一是一节2m长50欧的同轴馈管, 入口处外导体接地, 内导体馈电, 出口处外导体与内导体均不接地, 这样就实现有50欧单端不平衡转换为双端300欧平衡输出;二是两根30余米长的平衡指数线, 作用是将50欧平衡阻抗均匀地转换成300欧;三是串接在指数线末端的两个450P固定电容器, 其作用就是用来缩短指数线长度的。图1为场地型指数线简图。

2 指数线指标对发射机工作状态的影响

指数线指标的好坏直接影响到发射机的整个工作状态, 发射机不能在全波段优质播出。反映比较明显的是加载波时功率表直接反应出驻波比稍大或过大, 说明反射功率大, 反射功率大表明播出效率就低, 发射机工作状态不稳定, 且容易烧坏发射机的元器件, 这就造成了很大的经济损失。

3 指数线存在的问题及解决方法

以下就某部发射机的指数线存在的问题及解决方法进行讲解。首先打开该部发射机的同轴开关, 甩开指数线后端馈线跳笼, 在指数线末端接上300欧的纯电阻, 将网络分析仪的测试线接馈心, 另一根就近接地。图2为网络分析仪扫描得出的结果。

从图2可以看出203#指数线17M驻波比最大为1.72, 这个数值是没有改动前指数线的参数。

3.1 测量指数线铝板间距进行比较

图3是厂家指数线间距的原始数据, 就厂家原始图纸对指数线每段间距进行测量对比得到下面结果, 如表1所示。

和厂家原始数据比较如表1。

3.2 解决手段和方法

(1) 按图1调整馈筒输出到指数线铝板间短路棒的距离, 由于装调机时短路棒的距离用在最大位置, 现将短路棒距离缩短进行测量驻波比的指标变差, 因此此方法不能执行。

(2) 打开1#, 2#杆之间的磁棒锁紧 (间距调小) , 扫描结果17M驻波比变差达1.9。

(3) 还原1#, 2#杆之间的间距按厂家原始数据调整所有间距后, 扫描结果17M驻波比为1.52, 如图4。

(4) 把1#杆间距调短到77cm, 扫描结果13M驻波比变好, 17M变化不大, 如图5。

(5) 用铜片短路指数线末端输出电容器 (1#杆间距77cm) , 驻波比基本没什么变化, 如图6。

(6) 按第⑷个方法将1#杆间距增加到90cm, 驻波比有很大改善, 13.5M驻波比为1.35;17M驻波比为1.32, 如图7。

(7) 最后再进行细调, 将扫描仪的测量方式切换到“时域”进行扫描, 如图8。

制作一块铝板或铜板对指数线两块铝片进行短路, 沿着铝片平行移动在距离1#杆和2#杆之间22米处 (距离测试点) , 驻波比最大的峰值明显鼓起, 由于该点离1#杆近 (1#离测试点为21米) , 把1#杆处铝片间距调整到96cm, 扫描结果为图9所示 (14M驻波比为1.3;17.5M驻波比为1.37) 。

按以上方法调整第9#杆间距为285cm, 扫描结果17M指标改善到1.2, 并且在全波段范围内发射机驻波比都达到了技术要求。

4 结束语

从发射机输出网络到天馈线各器件指标的好坏都有可能影响到驻波比指标的好坏。因此改变发射机输出网络调谐元器件参数也可以改变驻波比指标, 但是这一做法难度非常的大, 由于输出网络调谐元器件参数是装调机时厂家专家已按最好的匹配参数调整好的, 多年来在维护中也是按着专家提供的参数进行维护, 如果重新进行调整极有可能会击穿或烧坏输出网络的调谐元器件而造成比较大的经济损失, 所以此方法不轻易的去执行。

参考文献

学习有不平衡、不深入的现象 第4篇

开展保持共产党员先进性教育活动，是党的十六大作出的重要部署，是贯彻“三个代表”重要思想的重大举措，是新阶段党的建设的基础工程，是推动全面建设小康社会的重要保证。这次教育活动规模大、范围广、层次深，是一次自我加压、自我完善、自我提高的良好机遇。按照行政审批服务中心开展保持共产党员先进性教育活动《实施方案》的安排部署，自己充分认识到先进性教育活动的重大历史意义和现实意义，以饱满的热情、积极的态度自觉主动地投身到先进性教育活动中去。认真遵守“中心”关于先进性教育活动的各项规章制度，在按时参加“中心”组织的集体学习活动的同时，注重利用业余时间和休息时间进行自学。学习教育培训阶段共写学习心得3篇，自我剖析1篇，笔记20000余字。学习内容既包括毛泽东、周恩来、邓小平等老一辈无产阶级革命家的著作理论、“三个代表”重要思想，又包括现代化管理知识和业务知识。充分利用“中心”现代化的电脑设施和网络，通过观看录像资料、与同志们上网交流等形式在学深学透上下工夫。通过学习，用科学的理论武装头脑，个人素质、工作能力和业务水平等各方面都有了较大的提高，尤其加深了对“三个代表”的理解。按照把整改贯穿始终的要求，在活动中注重有针对性地查摆自己在人生观、世界观、价值观、理想信念、宗旨观念等方面存在的突出问题，边学习、边查摆、边整改、边提高。

三、下一步的整改措施

首先要持之以恒、坚持不懈地抓好学习。学理论，要抓住实质，在提高理论素养上下工夫，加深对建设有中国特色社会主义及“三个代表”重要思想的理解。学科技，要在市场经济规律和现代化管理知识方面下工夫，解放思想，与时俱进，使自己能够适应形势发展的需要。学业务，在专业法律法规方面下工夫，努力提高自己的服务能力和服务水平。其次，抓住这次先进性教育活动的契机，进一步提高认识，从我做起，从现在做起，从一切能够做的事情做起，切实通过活动使自己思想能有大的提高，作风能有大的转变。第三，自觉遵守各项规章制度，规范自己的行为。第四，向先进典型和先模人物看齐。第五，时时刻刻记住自己是一个共产党员，用党章的标准严格要求自己，在日常工作学习生活中注重发挥模范带头作用。

三、下一步整改措施

1、加强学习，提高政策理论水平。全面认真系统地学习党的方针政策，毛泽东思想、邓小平理论和“三个代表”的重要思想，认真学习“十六大”精神，深刻领会新的历史条件下保持共产党员先进性教育活动的精神实质和深远意义，扎扎实实地投入到活动中去，按照合格共产党员的标准严格要求自己。认真学习国家产业政策，提高业务水平，不断提高为人民服务的本领。与时俱进，牢记“两个务必”。

2、强化服务，时刻牢记党的宗旨。把全心全意为人民服务和人民的需要放在第一位，把人民愿意不愿意、高兴不高兴，作为工作的出发点和落脚点，简化办事程序，提高办事效率，最大限度地满足人民的需要。要把实现党的最高纲领与日常工作融合贯通起来，把为人民服务落实到我们具体工作的每一个程序中。

3、提高素质，弘扬先锋模范作用。切实加强自身建设，不断提高自身的政治思想觉悟、政策理论水平、业务工作能力、法制观念。自觉按照模范共产党员的标准严格要求自己，通过查找问题，细化改进纠正的办法措施，落实到具体工作中去，以新的境界、新的风貌、新的标准、新的作为弘扬共产党员的先锋模范带头作用，把党的意志转化为我们每个党员的实际行动，用我们的努力去营造良好的发展环境，用我们实际行动去促进肥城的快速发展。

四、问题的产生主要有以下几方面原因。

一是对理论学习重要性和必要性的认识不足。没有坚实的理论基础，就没有自觉地行动。工作中，只所以存在宗旨观念不牢，理论水平不高等问题，关键就在于放松了自身的理论学习，有时把学习理论当作软任务，把业务工作作为硬指标，出现了理论学习与业务工作脱节的现象。也正是由于缺乏坚实的理论的指导，才使自己在更好地为人民服务方面做到不够不到位。

二是在对发展是“第一要务”的认识和理解上不够彻底。党的十六大明确指出：“必须把发展作为党、执政兴国的第一要务”要求，各级各部门的工作都必须服从于这一要务。尽管自己对这一论断进行了认真地领会和学习，但由于在理解的程度和广度还不够彻底，致使在利用工商职能服务“发展第一要务”时，存有职能发挥的片面性，一些职能没能够及时有效地发挥好。

三是精神状态未能积极适应形势发展的需求。来中心工作业绩比较突出，群众口碑较好。但是，进取意识不同程度地有了炎化，“创”和“争”的意识不够强烈，与各窗口沟通较少，淡化了争创一流的意识，甚至是放弃。

三、下步措施

1、加强学习、提高素质。认真学习马克思列宁主义、毛泽东思想、邓小平理论和“三个代表”重要思想，学习党的路线、方针、政策及决议，学习党的基本知识，学习科学、文化和业务知识，努力提高为人民服务的本领。

2、提高服务、树立形象。要树立良好的服务观念，把创优服务视为自己的天职。切实做到热情服务，微笑服务，主动服务，耐心服务，文明服务，做到来有迎声，问有答声，走有送声。认真落实首问负责制，尽最大可能为群众提供方便。

不平衡的世界 第5篇

若GDP增长8%，CPI增长4%，十年来震惊全球的“中国速度”是否就此停下加速脚步？此前，德意志银行大中华区首席经济学家马骏发布报告预计，中国GDP增长放缓至7%的可能性增加到了15%（此前是5%），2011年的GDP增长的基线预测调低为8.9%（此前为9.1%），2012为8.3%（此前为8.6%）。

如此增长率，还是在“已经考虑到政府有可能实施的刺激政策”和“欧美经济缓慢增长”的两个假设前提之下。

马骏认为，近期对中国经济最重要的冲击是可能出现的欧盟和美国经济放缓甚至衰退。未来12个月，如果欧盟／美国增长缓慢，中国GDP增长则为8.6%，如果欧盟／美国轻微衰退，则中国GDP增长为7.9%，如果欧盟／美国深度衰退，则中国GDP增长为7%。彼时，这还只是经济学家的排列组合，如今，欧洲主权债务危机和标普、穆迪争相下调意大利、美国10家银行评级，深化了“全球经济将迎来更艰巨挑战”的影响。

在此之前，2011年GDP增幅放缓已经成为学界共识，尤其是在资本价格和人力成本不断抬高的情况之下，这样的预测不只是数字，更是现实的折射。

事情还没有结束。

全球经济的相互作用将导致一连串连锁反应。

中国增长放缓将可能导致2 0 1 1 - 2 0 1 2 年欧洲主要经济体、美国和日本的出口平均增长降低，继而影响真实GDP增长；因为构成MSCI-world指数的三分之一公司的主要收入都来自中国，因此还会导致全球大宗商品价格增长放缓，与大宗商品相关公司的股票（占全球指数的20%）价格下降，继而作用于全球股票市场。

全球经济的规模，美国、欧洲、日本占2/3，中国和其他亚太地区加起来1/3——成熟市场积重难返，中国增速若进一步放缓的话，全球的经济怎可想象？

我们知道，一国在出台经济政策时，最先考虑的是国内的经济增长及是否能够增加国民财富。在这个过程会因为需求和消耗大宗商品和技术产品，如建筑需求会拉动钢材，间接拉动铁矿石的需求，这一需求就会折射到澳大利亚的经济增长中，因为主要从澳洲进口铁矿石……

2011年9月，IMF第一次发布“外溢报告(Spilloverreport)”，这份报告反映的是五大经济体之间相互影响，其逻辑是：假设一个经济体的GDP出现1%的波动，其余四个经济体所受影响的多寡。而中国又一次站在风口浪尖之上。

IMF：中国经济影响力极大IMF认为，中国经济的外溢影响主要透过实体经济传导。目前已成为全球“ 最中心” 的贸易国， 对其他主要贸易国的联系规模最大， 这也意味着中国对全球经济影响力极大； 美国金融力量影响全球，但第一轮的货币量化宽松政策，对其它国家债券价格和汇率影响大于第二轮。中国的政策有重要的全球外溢影响，而确保中国国内经济的稳定是对全球最重要的外溢影响。也因此，有评论员戏称：“但愿IMF不是把‘杀猪刀’才好”。

当然，面临的问题也被提及：包括中国以出口带动增长的模式、人民币汇率及外汇储备等,报告指出，中国对世界经济的影响通过实体经济传导，而美国的影响力则通过金融渠道传导。IMF警告说，一旦美国收紧货币政策，可能导致新兴市场资本流入和汇率升值形势逆转。

而且，中国出口导向型增长结构的风险愈来愈大。作为“最中心”的贸易国，其实也间接反映中国对海外市场、尤其是美国市场的高度依赖性，这样一来，反而使美国经济周期波动可以通过贸易传导的渠道，冲击中国的经济成长。

中日互相影响明显

报告发现，外溢效应的地区性影响，除美国以外，其余经济体对邻近经济体影响最大。例如中国与日本的相互影响远高于它们对其他经济体的影响；欧元区对英国影响非常显著。而只有美国对全部经济体影响是同样大的。这项研究结果，可以说为“中国崛起、美国衰落”的流行观点提供了新素材。

彼德森国际研究中心高级研究员Arvind Subramanian指出，中国势必成为经济超级大国，但对美国的威胁和影响目前远未强大到足以“取其位而代之”。面对目前美国经济“二次探底”威胁，中国应对美国经济周期衰退所带来的负面冲击，必须减少中国贸易对美国经济的依赖，同时加强本身金融监管的有效性，弱化美国经济衰退导致金融与贸易传导的力度。通过实体经济发挥的传导影响和作用对世界经济的影响是缓慢的；但通过金融传导，如改变货币政策，马上可以透过利率和汇率传导。

报告突出了全球再平衡的问题。以往全球生产和贸易的模式是中国生产发达国家消费，但这个模式在遇到资源瓶颈的约束下，必然有所减缓。这种减缓又“可能会影响全球经济复苏”，因为中国对铁矿石、工厂机械和其它产品的进口将随之减弱，美国、澳大利亚、欧洲和其它指望靠中国进口带动自身发展的经济体均将因此受损。

不平衡的世界是根本

持类似观点的还有同样被称为“厄运博士”的拉古拉迈·拉詹(Raghuram Rajan)，他是国际货币基金组织(IMF)首席经济学家和研究局主管，著有《断层线》一书，他在书中论证了金融危机的根本原因——不平衡。他借用地质学术语断层线一词，原意是当地壳岩石承受的压力超过其本身的强度之后，就会出现断层，而地震往往是沿着断层线发生的。

目前经济体系中，也存在断层线：

美国收入差距不断扩大和美国国内政治之间的冲撞：从1976年到2007年，美国全国实际收入每增长一美元，就有58美分流入最富有的1%的家庭的腰包。收入的差距和社保的缺失令经济问题转化为社会问题。

国际收支失衡。过去20年间，美国家庭消费的增长中很大一部分资金来自国外，尤其是德国、日本、中国等贸易顺差国，而越来越多的发展中国家的“经济增长焦虑症”又促使他们走上出口导向的发展道路。鼓励出口的发展中国家往往不鼓励消费，若积重难返便会出现日本过去10年的情景。

不同的金融体系之间的碰撞。在英美国家的金融体系被拉詹称为“保持距离式”的金融体系：注重信息的透明，有法律约束。但制造业为主的经济体系中，金融体系主要靠银行：企业信息不透明或不公开，要想知道企业的真实状况，银行必须和企业建立长期的紧密关系。由于政府有意压低存款利率，缺乏对消费信贷的完整记录，而且没有司法体系的保护，所以消费信贷难以得到长足发展。一旦金融机构提高对消费者贷款的利率，政治家就会出面，以保护消费者的名义加以制止。

影响最直接的是第三个问题。在两种金融情况下，如果发展中国家需要从国外融资，这个时候，就会出现不同的金融体系之间的碰撞，出现诸如1994年的墨西哥和1997年的东亚；而当英美金融资本需要进入发展中国家时，出于保护自身利益的考虑，会采取三种办法：一是只借短债不借长债，方便随时出逃；二是用外币贷款不用本币贷款，这样可以回避汇率风险；三是通过国内银行贷款，这样一来，国外资本的利益和国内银行的利益捆绑在一起，一旦出现金融危机，发展中国家不得不救本国银行，一旦救了本国银行，也就等于救了国外的金融资本。转嫁风险是新兴市场出现金融危机的原因之一。

拉詹认为，从金融危机爆发以来的对策看，大抵仍是“头疼医头，脚疼医脚”。而且全球经济的地壳仍然在朝断层线的两侧移动。

再来一次的风险

从9月19日至23日一周的时间，全球股市价值缩水3.4万亿美元，全球股市推入熊市。

全球股市和大宗商品价格指数同步暴跌的背后，折射出了一个实质性的趋势，即全球经济正在陷入“二次衰退”的过程中，因此加剧了投资者的担忧情绪，众多投资者开始失去信心。

美联储的声明没有掩饰这一点：“美国经济面临巨大风险”，且“就业市场复苏速度将非常缓慢”。这是否是“断层线”爆发的前兆目前还不得而知，但从历史情况来看，中国内地A股市场在大多数情况下受到国际股市包括美欧、香港股市影响，跟随其下跌，难以走出独立行情。目前的情况是，美国继续以极度宽松的货币政策来刺激经济，且短期内也不会改变。因此，庞大流动性流向新兴国家所形成的威胁，依然阴影重重。

平衡/不平衡转换器 第6篇

风能资源丰富的区域大多地处偏远,所建立的风电场均须经长输电线路与主网连接,非对称线路阻抗、电网故障或者负载(单相电力机车等)等因素均可能导致电网电压的不平衡[1]。不平衡电网电压将导致双馈感应发电机组(DFIG)定、转子电流出现较大不平衡,使定、转子绕组产生不均衡发热危及绕组绝缘,使电磁转矩发生脉动对机组轴系造成一定的机械应力冲击,缩短转轴系统的工作寿命[2]。在实际运行中,为保证机组安全,不得不将其从电网中解列[3]。然而,随着风电容量的不断增加,风电机组大量从电网中解列将会危及弱电网的稳定运行。

已有不少文献对不平衡电网电压下DFIG的运行与控制进行了研究[3,4,5,6,7,8,9],主要思想均为有效控制转子侧变换器(RSC)和网侧变换器(GSC)中的正、负序电流分量来消除转矩或(和)功率波动;其方法大多为基于正、负序分量分离的双电流比例积分(PI)调节控制[3,4,8];考虑到双PI控制器的参数配合及正、负序分量的分离带来的延时将使电流反馈量存在幅值与相位误差,影响控制系统的动态性能,文献[5,6,7,9]提出利用静止坐标系下的比例谐振(P-R)控制器或者同步旋转坐标系下的比例积分谐振(PI-R)控制器来改善控制系统的性能。但由于负序电流的存在,以上方案在消除转矩或(和)功率波动的同时,定、转子电流中将不可避免地存在不平衡电流,使得DFIG定、转子绕组发热不均衡。机组长期运行于此种工况将危及绕组绝缘。此外,文献[3]基于静止同步补偿器的思想提出利用GSC产生不平衡电流以保持DFIG定子侧电压平衡,但该方案受限于GSC的电流容量及发电机定子机端与故障点之间的阻抗[8],设计时无法准确确定GSC的容量。

考虑到电网负序电压的存在将导致DFIG系统定、转子电流出现较大不平衡,有功、无功功率和电磁转矩发生振荡,如果在不平衡电网电压下能消除电网中的负序电压分量,将从根本上解决电网电压不平衡对DFIG的影响。基于串联网侧变换器(SGSC)的DFIG系统可通过SGSC向定子侧注入串联电压矢量改变定子机端电压,这一特性为其在不平衡电网电压下保证DFIG系统的安全运行提供了可能。文献[10,11]验证了基于SGSC的DFIG系统具有良好的低电压穿越(LVRT)特性,能实现零电压穿越。但整个系统在不平衡电网电压下的建模和控制目前国内外尚未见有详细报道。

本文介绍了基于SGSC的DFIG系统拓扑结构,分析了SGSC抑制不平衡电网电压对DFIG系统影响的机理。在此基础上,结合并联网侧变换器(PGSC)的控制及利用静止坐标系下的P-R控制器,提出了整个系统在小值不平衡电网电压条件下的控制策略。

1 基于SGSC的DFIG系统拓扑结构

基于SGSC的DFIG系统拓扑结构[11]如图1所示。为方便表述,本文分析中,下标g表示电网相关物理量;下标s和r分别表示DFIG定子和转子相关物理量;下标series表示SGSC相关物理量;上标+和-分别表示正向和反向旋转坐标系;下标+和-分别表示正序和负序分量。

与主流DFIG系统相比,图1所示DFIG系统拓扑结构在发电机定子侧增加了1个SGSC及1个串联变压器。SGSC与PGSC,RSC共用中间直流母线。在此拓扑下,发电机定子机端电压$\dot{U}{}_{\text{s}}$是电网电压$\dot{U}{}_{\text{g}}$与串联变压器电压$\dot{U}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}$之和。通过控制SGSC的输出电压即可改变发电机定子机端电压$\dot{U}{}_{\text{s}}$。RSC仍采用传统矢量控制策略实现发电机功率控制,PGSC实现直流链电压稳定控制。

2 电压、电流不平衡度定义

国际上通用的电压不平衡度(VUF)定义标准有2个:美国电气制造商协会(NEMA)标准和国际电工委员会(IEC)标准。本文采用IEC标准[12],其VUF定义为:

$\epsilon {}_u=\frac{U{}_{-}}{U{}_{+}}\times 100％(1)$

类似地,电流不平衡度(CUF)定义为:

$\epsilon {}_i=\frac{{\rm I}{}_{-}}{{\rm I}{}_{+}}\times 100％(2)$

3 SGSC抑制不平衡电网电压对DFIG系统影响的机理

静止参考坐标系下不平衡电网电压可表示为:

$\dot{U}{}_{{}_{\text{g}\alpha \beta }}=\dot{U}{}_{{}_{\text{g}\alpha \beta +}}+\dot{U}{}_{{}_{\text{g}\alpha \beta }{}_{-}}(3)$

考虑到电网负序电压的存在将导致DFIG系统定、转子电流出现较大不平衡,有功、无功功率和电磁转矩发生振荡。若能通过对SGSC的有效控制,注入一个负序电压相量来抵消电网负序电压分量,使得DFIG定子机端电压只存在平衡的正序电压分量,便可从根源上消除不平衡电网电压对DFIG系统造成的不良影响。

4 不平衡电网电压下SGSC及PGSC运行情况分析

由第3节分析可知,不平衡电网电压下,SGSC需向DFIG定子侧注入一个负序电压相量来抵消电网负序电压分量以保证DFIG机端电压平衡。同时,考虑到串联变压器漏阻抗将使得电机定子电压升高,在一定程度上恶化发电机的运行。因此,SGSC仍需输出一个补偿电压以消除串联变压器漏阻抗压降对DFIG机端电压的影响,使得DFIG机端电压正序分量与电网电压正序分量相同。因此,在不平衡电网电压下,SGSC的输出电压为:

$\dot{U}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}=\frac{\dot{U}{}_{\text{c}\text{o}\text{m}+}-\dot{U}{}_{\text{g}\alpha \beta -}}{k{}_{\text{t}}}(4)$

式中:$\dot{U}{}_{\text{c}\text{o}\text{m}+}$为SGSC所需补偿的正序电压分量;kt为串联变压器定子侧至SGSC侧的变比。

当DFIG机端电压平衡时,其输出的三相定子电流也将是平衡的,因此,通过串联变压器而流经SGSC的电流也是平衡的。此时,流经SGSC的功率可以表示为:

$\begin{array}{l}S{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}={\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}+\text{j}Q{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}=\dot{U}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}\widehat{{\rm I}}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}=\\ {\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\text{a}\text{v}}+{\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\cos 2}\cos 2\omega {}_{\text{e}}t+\\ {\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\sin 2}\sin 2\omega {}_{\text{e}}t+\text{j}(Q{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\text{a}\text{v}}+\\ Q{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\cos 2}\cos 2\omega {}_{\text{e}}t+Q{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\sin 2}\sin 2\omega {}_{\text{e}}t)(5)\end{array}$

式中:

$\begin{array}{l}\dot{U}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}=\frac{\dot{U}{}_{\text{c}\text{o}\text{m}+}-\dot{U}{}_{\text{g}\alpha \beta -}}{k{}_t}=\\ \frac{(u{}_{\text{c}\text{o}\text{m}d+}^{+}+\text{j}u{}_{\text{c}\text{o}\text{m}q+}^{+})\text{e}{}^{\text{j}\omega {}_{\text{e}}t}-(u{}_{\text{g}d-}^{-}+\text{j}u{}_{\text{g}q-}^{-})\text{e}{}^{-\text{j}\omega {}_{\text{e}}t}}{k{}_{\text{t}}}\end{array}$

$\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}=k{}_{\text{t}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}}=k{}_{\text{t}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}+}=k{}_{\text{t}}(i{}_{\text{s}d+}^{+}+\text{j}i{}_{\text{s}q+}^{+})\text{e}{}^{\text{j}\omega {}_{\text{e}}t}$

下标av,sin2,cos2表示功率的直流分量(平均功率)和2倍频正、余弦波动分量;ωe为同步电角速度;$\widehat{{\rm I}}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}$为串联变压器电流$\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}$的共轭。

将式(5)整理成矩阵和向量相乘的形式:

$\left[\begin{array}{c}{\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\text{a}\text{v}}\\ Q{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\text{a}\text{v}}\\ {\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\cos 2}\\ {\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\sin 2}\\ Q{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\cos 2}\\ Q{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\sin 2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}u{}_{\text{c}\text{o}\text{m}d+}^{+}& u{}_{\text{c}\text{o}\text{m}q+}^{+}\\ u{}_{\text{c}\text{o}\text{m}q+}^{+}& -u{}_{\text{c}\text{o}\text{m}d+}^{+}\\ -u{}_{\text{g}d-}^{-}& -u{}_{\text{g}q-}^{-}\\ -u{}_{\text{g}q-}^{-}& u{}_{\text{g}d-}^{-}\\ -u{}_{\text{g}q-}^{-}& u{}_{\text{g}d-}^{-}\\ u{}_{\text{g}d-}^{-}& u{}_{\text{g}q-}^{-}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}i{}_{\text{s}d+}^{+}\\ i{}_{\text{s}q+}^{+}\end{array}\right](6)$

由于PGSC直接与电网连接,在不平衡电网电压下,流经PGSC的功率也存在2倍频波动[7],用矩阵和向量相乘的形式可表示为:

$\left[\begin{array}{c}{\rm P}{}_{\text{g}{}_{-}\text{a}\text{v}}\\ Q{}_{\text{g}{}_{-}\text{a}\text{v}}\\ {\rm P}{}_{\text{g}{}_{-}\cos 2}\\ {\rm P}{}_{\text{g}{}_{-}\sin 2}\\ Q{}_{\text{g}{}_{-}\cos 2}\\ Q{}_{\text{g}{}_{-}\sin 2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}u{}_{\text{g}d+}^{+}& u{}_{\text{g}q+}^{+}& u{}_{\text{g}d-}^{-}& u{}_{\text{g}q-}^{-}\\ u{}_{\text{g}q+}^{+}& -u{}_{\text{g}d+}^{+}& u{}_{\text{g}q-}^{-}& -u{}_{\text{g}d-}^{-}\\ u{}_{\text{g}d-}^{-}& u{}_{\text{g}q-}^{-}& u{}_{\text{g}d+}^{+}& u{}_{\text{g}q+}^{+}\\ u{}_{\text{g}q-}^{-}& -u{}_{\text{g}d-}^{-}& -u{}_{\text{g}q+}^{+}& u{}_{\text{g}d+}^{+}\\ u{}_{\text{g}q-}^{-}& -u{}_{\text{g}d-}^{-}& u{}_{\text{g}q+}^{+}& -u{}_{\text{g}d+}^{+}\\ -u{}_{\text{g}d-}^{-}& -u{}_{\text{g}q-}^{-}& u{}_{\text{g}d+}^{+}& u{}_{\text{g}q+}^{+}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}i{}_{\text{g}d+}^{+}\\ i{}_{\text{g}q+}^{+}\\ i{}_{\text{g}d-}^{-}\\ i{}_{\text{g}q-}^{-}\end{array}\right](7)$

5 不平衡电网电压下基于SGSC的DFIG系统控制策略

5.1 SGSC,RSC及PGSC给定指令计算

由以上分析不难得出不平衡电网电压下SGSC的控制目标为:DFIG机端电压始终与电网电压正序分量保持一致。这样不但消除了不平衡电网电压下电网电压负序分量对DFIG的影响,同时也保证了电网电压正常时DFIG机端电压与电网电压一致。电网电压的正、负序分离可利用T/4延时法[8](T为电网电压基频分量周期)得到,即

$\{\begin{array}{l}\dot{U}{}_{\text{g}\alpha \beta +}(t)=0.5(\dot{U}{}_{\text{g}\alpha \beta }(t)+\text{j}\dot{U}{}_{\text{g}\alpha \beta }(t-\frac{{\rm T}}{4}))\\ \dot{U}{}_{\text{g}\alpha \beta -}(t)=0.5(\dot{U}{}_{\text{g}\alpha \beta }(t)-\text{j}\dot{U}{}_{\text{g}\alpha \beta }(t-\frac{{\rm T}}{4}))\end{array}(8)$

$\dot{U}{}_{\text{g}\alpha \beta +}$即为静止参考坐标系下SGSC的给定指令。

同时,由于在不平衡电网电压下,DFIG机端电压仍始终对称,RSC仍可采用传统的矢量控制策略,避免了复杂高阶矩阵的求解和控制算法切换。

由图1易得,不平衡电网电压下基于SGSC的DFIG系统直流母线电容瞬时功率为流经RSC,SGSC及PGSC的瞬时功率之差。基于SGSC的DFIG系统在不平衡电网电压下虽然可以使得定、转子输出功率不波动,但由第4节的分析可知,流经SGSC及PGSC的功率仍存在2倍频波动。这将使得直流母线电容存在一定程度的2倍频波动,影响直流电容的使用寿命。不平衡电网电压下的直流母线电容瞬时功率可以表示为:

$\begin{array}{l}\frac{1}{2}C\frac{\text{d}U{}_{\text{d}\text{c}}^2}{\text{d}t}={\rm P}{}_{\text{g}}-{\rm P}{}_{\text{r}}-{\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}=\\ {\rm P}{}_{\text{g}{}_{-}\text{a}\text{v}}-{\rm P}{}_{\text{r}}-{\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\text{a}\text{v}}+\\ (\widetilde{{\rm P}}{}_{\text{g}}(t)-\widetilde{{\rm P}}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}}(t))(9)\end{array}$

另外,稳态下直流母线电压Udc可以表示为平均分量与波动分量之和:

$U{}_{\text{d}\text{c}}^2(t)=(U{}_{\text{d}\text{c}{}_{-}\text{a}\text{v}}+\tilde{U}{}_{\text{d}\text{c}}(t)){}^2\approx U{}_{\text{d}\text{c}{}_{-}\text{a}\text{v}}^2+2U{}_{\text{d}\text{c}{}_{-}\text{a}\text{v}}\tilde{U}{}_{\text{d}\text{c}}(t)(10)$

将式(10)代入式(9),同时考虑到稳态时直流链电压恒定,式(9)中功率直流分量部分Pg-av- Pr-Pseries-av=0,可得直流母线波动分量为:

$\begin{array}{l}\stackrel{\sim }{{\displaystyle U}}{}_{\text{d}\text{c}}(t)=U{}_{\text{d}\text{c}{}_{-}\sin 2}\sin 2\omega {}_{\text{e}}t+U{}_{\text{d}\text{c}{}_{-}\cos 2}\cos 2\omega {}_{\text{e}}t=\\ \frac{1}{2\omega {}_{\text{e}}CU{}_{\text{d}\text{c}{}_{-}\text{a}\text{v}}}({\rm P}{}_{\text{g}{}_{-}\cos 2}-{\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\cos 2})\sin 2\omega {}_{\text{e}}t-\\ \frac{1}{2\omega {}_{\text{e}}CU{}_{\text{d}\text{c}{}_{-}\text{a}\text{v}}}({\rm P}{}_{\text{g}{}_{-}\sin 2}-{\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\sin 2})\cos 2\omega {}_{\text{e}}t(11)\end{array}$

为消除直流链电压2倍频波动,必须使得其2倍频波动分量为0。结合式(11),即必须有:

$\{\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\text{g}{}_{-}\cos 2}-{\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\cos 2}=0\\ {\rm P}{}_{\text{g}{}_{-}\sin 2}-{\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\sin 2}=0\end{array}(12)$

因此,在不平衡电网电压下,根据式(6)、式(7)及式(12),PGSC的电流给定指令为(电网电压定向于d轴,u+gq+=0):

$\{\begin{array}{l}i{}_{\text{g}d+}^{+*}=\frac{u{}_{\text{g}d+}^{+}{\rm P}{}_{\text{d}\text{c}{}_{-}\text{a}\text{v}}^{*}}{(u{}_{\text{g}d+}^{+}){}^2-(u{}_{\text{g}d-}^{-}){}^2-(u{}_{\text{g}q-}^{-}){}^2}\\ i{}_{\text{g}q+}^{+*}=0\\ i{}_{\text{g}d-}^{-*}=\frac{{\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\cos 2}}{u{}_{\text{g}d+}^{+}}-\frac{u{}_{\text{g}d-}^{-}}{u{}_{\text{g}d+}^{+}}i{}_{\text{g}d+}^{+*}-\frac{u{}_{\text{g}q-}^{-}}{u{}_{\text{g}d+}^{+}}i{}_{\text{g}q+}^{+*}\\ i{}_{\text{g}q-}^{-*}=\frac{{\rm P}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\sin 2}}{u{}_{\text{g}d+}^{+}}-\frac{u{}_{\text{g}q-}^{-}}{u{}_{\text{g}d+}^{+}}i{}_{\text{g}d+}^{+*}+\frac{u{}_{\text{g}d-}^{-}}{u{}_{\text{g}d+}^{+}}i{}_{\text{g}q+}^{+*}\end{array}(13)$

式中:上标*表示给定指令;Pseries-cos2和Pseries-sin2可由式(6)求得;i${}_{\text{g}q+}^{+*}$=0控制PGSC平均无功功率为0;直流电流指令i${}_{\text{g}d+}^{+*}$用于维持直流母线电压平均分量恒定;P*dc-av为PGSC的平均有功功率指令,与直流母线电压平均分量相关。

当PGSC的直流母线电压调节器采用PI调节器时,调节器输出与PGSC的直流电流指令i${}_{\text{g}d+}^{+*}$相对应,因此有:

P*dc-av=${\rm K}{}_{\text{Ρ}}+\frac{{\rm K}{}_{\text{Ι}}}{s}$(U*dc-Udc)U*dc (14)

将式(13)中的电流给定指令进行坐标转换,可得静止参考坐标系下PGSC的电流给定指令。

由图1可知,当SGSC输出一定控制电压时,DFIG定子侧输出功率将有一部分(见式(5))通过SGSC流向直流母线。因此,系统总的输出功率为:

Ptotal=Ps-Pseries+Pg=Ps-Pseries-av+Pg-av+(-Pseries-sin2+Pg-sin2)sin 2ωet+(-Pseries-cos2+Pg-cos2)cos 2ωet (15)

对比式(12)及式(15),通过对PGSC的控制,在消除了直流链电压2倍频波动的同时,公共连接点总的输出有功功率波动项也将为0。

5.2 P-R控制器

不平衡电网电压下,双电流PI调节器需要对电流反馈量进行正、负序分量的分离,这将使反馈量存在时间延时,削弱控制系统的动态性能。为克服以上问题,文献[6]提出利用静止坐标系下的P-R控制器来改善控制系统的性能并取得了较好的控制效果。由于P-R控制器在文献[6]中已有详细论述,本文只简单给出P-R控制器的传递函数如下:

$F{}_{\text{Ρ}-\text{R}}(s)={\rm K}{}_{\text{Ρ}}+\frac{2\omega {}_{\text{c}}{\rm K}{}_{\text{R}}s}{s{}^2+2\omega {}_{\text{c}}s+\omega {}_{\text{e}}^2}(16)$

式中:KP和KR分别为P-R控制器的比例参数和谐振参数;ωc用于扩展控制器的频率带宽[6]。

不平衡电网电压条件下,PGSC在三相静止参考坐标系下的控制输出电压$\dot{U}{}_{\text{Ρ}\text{G}\text{S}\text{C}\_\text{o}\text{u}\text{t}}$可表示为:

$\begin{array}{l}\dot{U}{}_{\text{Ρ}\text{G}\text{S}\text{C}{}_{-}\text{o}\text{u}\text{t}}=\dot{U}{}_{\text{g}\alpha \beta }-R{}_{\text{c}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{g}\alpha \beta }-L{}_{\text{c}}\frac{\text{d}\dot{{\rm I}}{}_{\text{g}\alpha \beta }}{\text{d}t}=\\ \dot{U}{}_{\text{g}\alpha \beta }-R{}_{\text{c}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{g}\alpha \beta }-L{}_{\text{c}}F{}_{\text{Ρ}-\text{R}}(s)(\dot{{\rm I}}{}_{\text{g}\alpha \beta }^{*}-\dot{{\rm I}}{}_{\text{g}\alpha \beta })=\\ \dot{U}{}_{\text{g}\alpha \beta }-R{}_{\text{c}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{g}\alpha \beta }-L{}_{\text{c}}({\rm K}{}_{\text{Ρ}}+\end{array}$

$\frac{2\omega {}_{\text{c}}{\rm K}{}_{\text{R}}s}{s{}^2+2\omega {}_{\text{c}}s+\omega {}_{\text{e}}^2}$$(\dot{{\rm I}}{}_{\text{g}\alpha \beta }^{*}-\dot{{\rm I}}{}_{\text{g}\alpha \beta })(17)$

式中:Rc和Lc分别为进线电抗器电阻和电感。

对于SGSC,同样可以利用P-R控制器进行控制,其输出电压可以表示为:

$\begin{array}{l}\dot{U}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}{}_{-}\text{o}\text{u}\text{t}}=F{}_{\text{Ρ}-\text{R}}(s)(\dot{U}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}\alpha \beta }^{*}-\dot{U}{}_{\text{s}\alpha \beta })=({\rm K}{}_{\text{Ρ}}+\\ \frac{2\omega {}_{\text{c}}{\rm K}{}_{\text{R}}s}{s{}^2+2\omega {}_{\text{c}}s+\omega {}_{\text{e}}^2}\end{array}$

$(\dot{U}{}_{\text{s}\text{e}\text{r}\text{i}\text{e}\text{s}\alpha \beta }^{*}-\dot{U}{}_{\text{s}\alpha \beta })(18)$

附录A给出了在不平衡电网电压下基于SGSC的DFIG系统控制框图。

6 仿真分析

为了验证所提出的控制策略的正确性和有效性,利用MATLAB/Simulink软件对一台基于SGSC的2 MW DFIG系统进行了仿真研究。系统仿真参数参见附录B。作为对比,本文同时给出了在不平衡电网电压条件下,传统DFIG机组采用传统的平衡控制策略时的仿真结果(见附录C图C1)。仿真过程中DFIG系统转子转速保持在1 950 r/min (对应标幺值1.3)不变。2.3 s时通过A相电阻接地来模拟产生电网不平衡电压[7];2.9 s时切除A相电阻,电网电压重新恢复平衡。“紧急电网运行规程”要求风电机组必须能够承受暂态最大5%、稳态最大2%的电网不平衡电压而不跳闸[13]。考虑到中国电网相对薄弱,电网不平衡发生的概率和电网不平衡度相比国外均较高,仿真中取εu=10(即10%的稳态不平衡电网电压)。图2给出了不平衡电网电压下采用本文所提出的控制策略的仿真结果。

由图2(k)和(l)不难发现,通过对SGSC的有效控制,虽然电网电压存在负序分量,但在DFIG定子机端却成功消除了负序分量,只存在平衡的正序电压分量。因此,RSC仍可采用传统的平衡控制策略。此时,DFIG定、转子电流均平衡,系统定子输出有功、无功和电磁转矩也均无2倍频波动,见图2(a)～(e)。通过对PGSC的控制有效抑制了直流母线电容的2倍频波动,见图2(f)。图2(c)则表明在成功抑制了直流母线电容的2倍频波动的同时,虽然PGSC输出功率仍存在2倍频波动,但系统总输出有功功率2倍频波动却得到了有效抑制,验证了式(12)及式(15)的正确性。图2(g)～(l)中,反馈信号对给定信号的跟踪性能良好,证明了P-R控制器优良的控制性能。本文DFIG控制与采用平衡控制策略的传统DFIG控制的性能比较见附录C表C1。

7 结语

仿真分析表明,本文提出的不平衡电网电压条件下基于SGSC的 DFIG系统控制策略可以有效抑制电网电压不平衡引起的电磁转矩、系统总输出有功功率及直流母线电压的波动,保证定、转子三相电流平衡,实现DFIG系统的安全稳定运行。需要指出的是,文献[3,4,5,6,7,8]提出的方案要想取得理想控制效果,均需较大地增加RSC及GSC的容量[9],且控制算法也较复杂。本文提出的拓扑虽然也在一定程度上增加了系统的成本,但该控制方案较简单,很大程度上改善了DFIG在不平衡电网电压下的运行状况,具有一定的工程应用前景。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

摘要：电网电压不平衡会导致双馈感应发电机组(DFIG)定、转子电流出现较大不平衡,使发电机功率和电磁转矩发生振荡,从而恶化机组运行状况。分析了串联网侧变换器抑制不平衡电网电压对DFIG系统影响的机理,利用并联网侧变换器的控制及静止坐标系下的比例谐振控制器,提出了基于串联网侧变换器的DFIG在不平衡电网电压条件下的控制策略;在实现DFIG电磁转矩、直流母线电压及系统总输出有功功率无2倍频波动的同时,使DFIG定、转子三相电流平衡。所述方法具有不改变转子侧变换器的控制策略、无需求解复杂高阶矩阵的特点。对一台基于串联网侧变换器的2MW DFIG系统进行了仿真,验证了所提出控制策略的正确性和有效性。

平衡/不平衡转换器 第7篇

1 VFC技术特点及主要分类

1.1 VFC技术主要特点

VFC技术作为当前较为常见的电压-频率转化技术, 其实用性得到了广泛验证。在实用过程中, 这一技术具有以下特点。

1.1.1技术性价比较高

VFC技术在使用过程中, 其主要电路原理与结构较为简单, 进而降低了电路设备的整体成本。同时在使用过程中, VFC具有较好的转换分辨率和线性转换度, 继而确保了其设备的性价比。

1.1.2具有较强的频率性

在试验中, 技术人员发现, VFC设备输出是信息和输入电压信号频率较为同步, 具有信号正比特征, 其频率感较强。

1.1.3具有较好的单调稳定性

VFC设备具有较强的稳定性, 特别是不易受到电压与环境温度影响, 较为容易保持其单调稳定性, 确保了信号转换的稳定。

1.1.4与积分型ADC转换频率相似

在使用过程中, VFC设备的转换速率与积分型转换设备的速率较为相似。

1.2转换设备的主要分类研究

在实际的信号转换过程中, 其主要的转换方式包括了多谐振荡式与电荷平衡式两种主要方式。在实践过程中, 由于电荷平衡式设备具有较强的实用性特点, 使这类VFC得到了广泛采用。特别是由于这类VFC设备较之其他设备具有较高的准确度, 是其更加适合新型信息管理传输工作。如在信号转换器使用过程中, 使用电荷平衡技术的FVC设备与传统设备比较, 展现出了以下的几个优势。

(1) 在实用过程中, 这类设备信号与参考源设备, 使用的是相同的电容设备, 可以最大程度的降低电容设备对于信号稳定与精确性的影响。

(2) 这类VFC设备对比较器使用要求较低, 进而避免了为了配合设备使用造成的技术成本提升。

(3) 进一步提高了设备使用性价比, 确保了VFC技术的整体推进。而在研究中, 技术人员也发现VFC设备运行速度较慢, 是这一技术使用中存在的主要缺点。

2电荷平衡式电压-频率转化器信号误差分析

在电荷平衡式VFC设备运行中, 信号误差的避免是提高信号转换质量的重要研究内容。所以在VFC设计与制造过程中, 技术人员针对设备误差原理开展了全面的研究工作。在研究中技术人员发现, 这一技术信号转换误差的产生主要包括了以下几点原因。

2.1设计与工作原理自身误差

电荷平衡式VFC设备在其设计与工作原理研究中技术人员发现, 其自身设计与工作中会产生一定的转化误差。这种误差是电荷平衡式VFC运行中不可避免的问题, 但是可以通过改善设计与材料技术降低误差数据。其主要的设计与原理如图1所示。

在波形图中研究者发现, 电荷平衡设施信号转换质量与设备充电和放电循环稳定性有着重要关系。循环稳定的情况保证了设备信号输出波形稳定, 进而保证了设备信号输出质量。电荷平衡VFC设备实用中, 其受到电容设备影响较小, 降低了电路运行中电容容量与稳定性对信号转换质量的影响。所以研究者发现, VFC设备设计与原理中主要相对误差, 来自于设备外部时钟频率和测量时间运行过程中。在设备实际运行中, 信号输出脉冲与外部设备时钟信号的稳定性主要取决于设备CLOCK稳定性。所以在VFC设备实际的运行中, 信号转换后的输出频率, 在单位时间内与VFC公用一个外部时钟过程, 使得信号转换频率与单定时误差进行了抵消, 避免了信号转换过程受到外部信号频率影响, 降低了转换过程中整体误差的产生。这种误差的减少, 确保了信号转换质量的整体提升。

2.2电荷平衡设备高频误差研究

在电荷平衡式VFC设备信号误差研究中, 高频误差情况的出现较为突出。在实际的运行过程中, 高频误差的产生主要是由于积分环节。由于在电荷平衡VFC设备设计中, 其理想的放大积分器开环电压放大倍数公式处于理论化的过程, 可以进行无穷大的计算过程。但是在设备实际运行中, 受到技术与材料影响其计算数据是有限的。特别是在设备运行的高频段中, 其受到的数据影响高于低频段, 造成了数据误差的提升。所以在信号转换设备设计中, 提高高频段稳定性是提高设备信息质量的重要措施。

2.3其他信号误差产生原因分析

在电荷平衡VFC设备中, 造成信号转换误差的其他原因还包括了以下几点。

(1) 信号恒流源是否稳定。

(2) 电路中的积分电容质量因素。

(3) 信号比较器及时钟频率是否匹配。

(4) 信号是否存在数模隔离问题。降低这些误差因素对信号转换质量影响, 也是当前技术人员技术研究的主要内容。

3结束语

在电流信号转换技术发展中, 电荷平衡式VFC设备的应用, 为信号转换质量的提升提供了良好的技术支持。为此技术人员通过对设计与原理中的误差、高频段误差以及其他误差产生原因进行了分析研究, 为信号转换转换质量提升提供技术支持。

参考文献

[1]高光天, 薛天宇.数模转换器应用技术[M].北京:科学出版社, 2001:222-223.

转子不平衡的原因与平衡方法 第8篇

1 转子不平衡的原因

转子不平衡的原因包括不合理的结构设计、制造与安装误差、材质和受热不均、零部件磨损、松动、脱落等。转子偏心形成离心惯性力, 使轴产生挠曲及形成内应力, 导致转子振动, 振动频率等于旋转频率, 轴心轨迹呈椭圆, 工频占优。

2 转子偏心量的类型

转子偏心量可以分为因制造或装配误差、材质不均、不对称结构等原因而形成的定向、定量的偏心量;因配合松动、受热不均、轴变形、轴弯曲、旋转的零件破损等而导致的定向、不定量的偏心量;因转子运行过程中旋转的零部件动态磨损、剥落、腐蚀或介质粘附、结垢不均而导致的不定向、不定量的偏心量等3种类型。

3 转子平衡方法

转子平衡是通过改变质量分布, 达到主惯性轴与旋转轴接近重合的工艺过程。

3.1 常规平衡法

常规平衡法是通过加试重、试运行、振动测试、试凑附加质量等步骤的多次循环而进行平衡的方法。其技术成熟, 应用广泛, 平衡效果良好;需多次启停机, 停机时间长、危害和损失大, 工作量大, 效率低, 在偏心量变化时需再次平衡, 适用于平衡定向、定量的偏心量。

3.2 自动平衡法

如果转子运行过程中产生定向、不定量或不定向、不定量的动态变化的偏心量, 则平衡计划往往赶不上偏心量变化, 常规平衡法不再适用, 宜运用自动平衡法。自动平衡法是在转子上安装自动平衡装置, 在线运行时自动、及时平衡。根据控制方式的不同, 其可分为主动式和被动式两类。

3.2.1 主动式自动平衡法

主动式自动平衡法是通过转子外部的控制, 强迫移动、合成或去掉自动平衡装置中的补偿质量, 使转子质心与旋转轴心接近重合, 达到平衡。其自动平衡装置一般由信号采集器、控制器、执行器等组成。信号采集器获得转子瞬时振动信号的变化, 控制器根据这一变化控制执行器自动完成补偿量的移动、合成或去除。根据补偿方式的不同, 其可分为加重型、去重型、自动分布型、平衡头型等类型。

(1) 加重型自动平衡法。加重型自动平衡法是利用脉冲磁场的作用, 向转子“轻点”表面喷涂快速固化物质或向执行机构内腔喷射液体, 达到平衡。其结构简单, 控制方便, 但加重量小, 平衡大型转子较困难。其主要包括喷涂型和喷液型两类。前者受固化物性能和喷射方式限制, 对转子周围介质有一定要求;后者是在转子末端安装喷液平衡头, 根据感应器测得的振动信号, 计算机控制喷枪将液体喷射到平衡头容器中, 由于液体需停机方能释放, 因此其平衡效率较低, 控制较困难。

(2) 去重型自动平衡法。去重型自动平衡法是根据振动信号控制电子光、激光、电腐蚀、电化学、爆破等发生时间、能量大小等使部分转子材料瞬间气化、腐蚀或脱落, 实现平衡。其去重量较小, 适用于中小型转子。

(3) 自动分布型自动平衡法。自动分布型自动平衡法是在转子运行过程中根据振动信号的变化, 动态调整补偿质量的位置, 产生大小、方向可控的补偿力矢, 进行平衡。补偿质量移动的控制策略、传动方式和动力设计是其关键。

根据补偿力矢合成方式的不同, 其可分为极坐标式、直角坐标式、混合坐标式等3种。极坐标式具有两个可周向移动的补偿质量, 直角坐标式具有两个可径向移动的补偿质量, 混合坐标式具有一个可周向、径向移动的补偿质量。

(4) 平衡头型自动平衡法。平衡头型自动平衡法是改变安装在轴上的平衡头的质量分布, 产生大小、方向可控的平衡力, 进行平衡。根据平衡头的数量可分为单平衡头和多平衡头两类, 根据执行器类型可分为阻尼型、外置执行器型、内置执行器型等类型。

主动式自动平衡法具有在任意转速下平衡, 平衡精度高等优点。但其去重量小, 平衡大型转子较困难, 成本较高, 性价比较低。

3.2.2 被动式自动平衡法

被动式自动平衡法是根据弹性支撑的柔性转子在过临界转速下运行时挠曲变形响应滞后于不平衡激振力一钝角的原理, 可自由移动的补偿质量在离心力的驱动下向转子挠曲的“低点”移动, 从而改变转子内部质量分布, 达到平衡。其可分为球式、摆式、液体式、环式等类型。其不需要外部能源、结构简单、造价低廉、安全可靠, 但其依靠离心力大小进行平衡, 不适用于刚性转子, 在亚临界转速度下加大转子不平衡, 无全转速平衡能力, 平衡精度受转速、平衡装置的结构参数影响较大。

4 结语

不平衡是影响转子工作性能的重要原因。针对不同的偏心量类型, 需要选择合适的平衡方法。对于动态变化的偏心量的平衡, 自动平衡法是最佳的选择。

摘要：分析了转子不平衡的原因、偏心量的类型、常规平衡法和自动平衡法的原理、特点与适用场合;提出了快速、及时地平衡动态变化的偏心量的解决方案。

平衡/不平衡转换器 第9篇

目前电力系统中存在着大量的不对称负荷,大功率单相负载、电气化铁路牵引供电、配电网三相负荷不平衡等使得电力系统三相负荷不平衡[1,2,3],对电力系统的安全运行以及电能质量造成很大的影响。

对于系统电压平衡情况下不平衡负荷的补偿方法已有较多研究。文献[4,5]首先提出Steinmetz电纳平衡补偿理论,指出在三相三线系统电压平衡情况下任意不平衡负荷可以通过纯无源网络补偿成为三相对称且为单位功率因数的平衡负载,并提出通过实时采样的电压、电流数据计算补偿电纳的方法。Steinmetz电纳平衡补偿理论是静止无功补偿器(SVC)不平衡负荷补偿的理论基础,文献[6,7,8]在此基础上提出工程化实现方法。

基于可关断器件的静止同步补偿器(STAT-COM)[9,10]在动态响应速度及补偿性能上相比SVC有更大的优势[11,12],在电力系统中链式STATCOM已有了广泛的应用。对于不平衡负荷补偿情况,文献[13,14,15,16]提出星接STATCOM通过零序电压注入平衡三相有功功率的控制方法,但是该方法负序补偿能力十分有限,在系统电压不对称情况下难以实现且零序分量的计算方法十分复杂。文献[17]讨论了非理想系统电压下星接STATCOM各相功率分布情况,通过调节三相电容功率平衡间接实现不平衡补偿,系统补偿能力有限且响应速度慢。

文献[18,19,20]基于Steinmetz电纳平衡补偿理论提出三角接STATCOM通过三相链结角内环流平衡三相有功功率的控制方法,为不平衡负荷的补偿提供了新的思路。文献[21,22]对电纳平衡方法在不对称电压条件下的修正进行了讨论,但其理论推导并不完整,不能在非理想电压下有效补偿。

文献[23]分析了非理想电压下Steinmetz电纳平衡补偿理论存在的问题,指出在该系统电压情况下Steinmetz理论不再适用,提出了采用电网电流闭环补偿的控制方法对补偿电流进行修正,应用三角接STATCOM实现非理想电压下的不对称负载补偿,但该方法在动态响应特性和系统稳定性上存在不足。

本文充分扩展了Steinmetz电纳平衡补偿理论,分析非理想电压下不平衡负载补偿原理,针对单位功率因数和正序对称不同补偿目标给出补偿无功指令的详细计算方法,使SVC及三角接链式STATCOM可以有效应用于非理想系统电压下不平衡负荷的补偿,所提方法为开环控制,系统动态响应速度快,稳定性高。最后本文通过PSCAD/EMTDC仿真算例及现场试验进一步验证了所提理论的正确性。

1 Steinmetz电纳平衡补偿理论

系统电压对称情况下,任意三相负载都可以表示为三角接的导纳形式,如图1(a)所示,三相负载导纳各不相同,分别表示为Ylab、Ylbc、Ylca。

其中,k=ab,bc,ca;Glk、Blk分别为电导和电纳。

根据Steinmetz电纳平衡补偿理论,首先,如图1(b)所示在各相负载上并联无功补偿,得到纯电阻形式的负载,如图1(c)所示。

其次,考虑如图1(d)所示单相纯电阻负载的平衡补偿,如图1(e)所示在另外两相分别加入电容和电感,其中bc之间加入电容,ca之间加入电感:

在正序对称系统电压下,图1(e)即可等效成为图1(f)所示正序对称的星接纯有功负载。

最后,分别对图1(c)三相负载平衡化,即可得到三相对称的星接纯有功负载。

2 非理想电压下Steinmetz理论

非理想系统电压包含正序电压和负序电压,第1节所述Steinmetz电纳平衡补偿理论成立的前提为系统电压对称,即为正序电压情况,其单相有功负载补偿矢量图如图2(a)所示,其中IR为电阻电流,Irbc和Irca为无功补偿电流,通过矢量合成得到对称正序有功相电流Ia、Ib、Ic。当系统电压为负序时,如图2(b)所示,同样的补偿电流作用下,矢量合成后相电流依然不对称。

非理想系统电压可以分解为正序电压与负序电压的矢量叠加,由线性系统叠加原理可知,相间无功补偿电流是正、负序电压分别作用在补偿电纳上产生电流的矢量和,因此可知补偿后的相电流Ia、Ib、Ic依然不对称。

通过以上分析可以得到3个结论:

a.实现单相纯阻性负载的平衡补偿即可解决任意三相不平衡负荷的平衡补偿;

b.理想Steinmetz补偿理论通过在另外两相间加入等效电纳解决单相纯阻性负载的平衡补偿,当系统电压不对称时Steinmetz补偿无法达到平衡化效果;

c.非理想电压下无法仅通过无功补偿将任意不平衡负载补偿为正序对称且为单位功率因数。

3 非理想电压下平衡补偿原理

电力系统中系统电压存在着一定的不对称,系统出现异常情况时不对称情况将更加显著,非理想电压下不平衡负荷的补偿十分必要。

本文着重研究非理想电压下单相纯阻性负载的平衡补偿方法,理想Steinmetz理论的补偿电纳加在了没有负载的两相间上,本文在三相相间同时加入等效电纳补偿实现单相纯电阻负载的补偿,补偿后三相相电流可以为单位功率因数或正序对称,通过推导可以发现,理想Steinmetz理论是本文得出结论的一个特例。

3.1 单位功率因数补偿

考虑中性点不接地的非理想电压系统如图3所示,系统线电压Uab、Ubc、Uca构成矢量三角形ABC,ab相间为纯电阻负载,负载电流为IR,bc、ca相间断路。

本文提出单位功率因数补偿方法,首先在ab相间加入无功电流Irab,使得负载线电流由原来的IR变为Iab,然后分别在bc、ca相间加入无功补偿电流Irbc和Irca,调节Irab的幅值和方向,使得补偿后三相相电流Ia、Ib、Ic分别与三相电压矢量同相,即负载电流功率因数为1,图3中O点为△ABC的重心,本文考虑系统相电压无零序分量,根据矢量合成可知OA、OB、OC分别代表系统三相相电压矢量方向。

根据图3中矢量关系,可以推得三相无功补偿电流的幅值和方向。根据正弦定理,可以得到:

在△OEH、△OPQ、△OFG和△ODE中,根据正弦定理及三角关系可得:

将式(3)、(4)代入式(5)求解可得:

由以上分析可知:

a.非理想电压下单相相间纯电阻负载可以通过在三相相间加入式(7)中计算得到的纯无功电流补偿,补偿后三相负载电流功率因数为1;

b.Irbc为容性无功电流,Irca为感性无功电流,Irab无功性质取决于非理想电压的不平衡度,图3中Irab为容性无功电流,当式(6)中tanδ为负数时Irab为感性无功电流;

c.补偿后的系统三相相电流幅值并不相同,但其方向与对应相电压同相;

d.当系统电压正序对称时,由式(7)可得式(8)。

式(8)与式(2)的结论相同,即单位功率因数补偿在系统电压为正序对称情况时退化为理想Steinmetz平衡补偿。

3.2 正序对称补偿

如图4所示,系统电压和负载情况与3.1节相同,图4中O点为△ABC的垂心,各相间无功补偿电流分别与对应线电压垂直,本文提出正序对称补偿矢量作图方法如下。

a.在原负载电流IR上加入无功电流Irab,使得△OHE中OH=HE,其中EH与Uca垂直,OH与Ubc垂直,分别为ca、bc相间无功电流的方向,同时得到其全等△OPQ,OP为OE的反向延长线。

b.作OM、OJ分别与OE、OP成30°,得到PJ为bc支路无功补偿电流Irbc,ME为ac支路无功补偿电流Irca,且|Irca=Irbc|。通过矢量合成可得OM为补偿后a相电流Ia,OJ为补偿后b相电流Ib,OF为补偿后c相电流Ic,且|Ia|=|Ib|。

c.由△OHE可得:

△OME中根据正弦定理可得:

由此可知,|Ia|=|Ib|=|Ic|,根据图中角度关系可知Ia、Ib、Ic互差120°,即补偿后系统三相电流为正序对称。

根据图中矢量关系,可以推得三相无功补偿电流。由△OET可得:

△EHT中根据正弦定理可得:

△ODT为直角三角形,可得:

由此可得OH、EH和HT,再由△ODE和△OME可得:

补偿后三相相电流幅值为:

由以上分析可知:

a.非理想电压下单相相间纯电阻负载可以通过在三相相间加入式(14)计算得到的纯无功电流进行补偿,补偿后三相负载电流正序对称;

b.Irbc为容性无功电流,Irca为感性无功电流,Irab无功性质取决于非理想电压的不平衡度,图4中Irab为容性无功电流,当式(14)中tan(∠A+∠C/2)为负时Irab为感性无功电流;

c.补偿后三相负载电流的幅值与系统电压不对称度有关;

d.当系统电压正序对称时,由式(14)可得式(16)。

式(16)与式(2)结论相同,即正序对称补偿在系统电压正序对称情况时退化为Steinmetz平衡补偿。

3.3 小结

根据3.1及3.2节的理论推导和分析可以得到以下结论:

a.非理想电压下,对于任意单相相间纯电阻负载可以通过本文提出的2种补偿方式达到三相负载电流功率因数为1或正序对称;

b.可以注意到,无论单位功率因数补偿还是正序对称补偿,当三相电压为理想情况时,式(7)和式(14)都可以简化为与Steinmetz电纳平衡补偿理论相同的结论;

c.本文提出的补偿理论通过在三相相间都注入无功补偿电流达到了在系统电压任意的情况下补偿方案,相对Steinmetz电纳平衡理论增加了一个自由度,解决了非理想电压下的补偿问题,是对Steinmetz电纳平衡理论的扩充和完善;

d.在系统电压不平衡工况下,仅通过纯无功补偿不能将系统电流补偿为理想电源下正序对称三相电流,因此本文提出2种补偿方案,其中正序对称补偿适用于负载不平衡严重的工况,可以将系统电流补偿为三相正序对称,有效解决负载不平衡对系统造成的线路损耗及功率不平衡情况,而单位功率因数补偿适用于对功率因数指标敏感的工况,可以将系统补偿为单位功率因数状态,有效改善功率因数低下造成的系统损耗。

4 实施方案

以具有优良不对称补偿功能的三角接STAT-COM为例,本文提出的非理想电压下不平衡负载的补偿方案实现流程如图5所示,其中ila、ilb、ilc为三相负载电流瞬时值,uab、ubc、uca为三相线电压瞬时值,Gab、Gbc、Gca为三相负载有功分量,iQab、iQbc、iQca为无功负载电流分量,iRab、iRbc、iRca为有功负载电流分量,u+ab、u+bc、u+ca为系统电压正序分量,uab、ubc、uca为系统电压负序分量。

不平衡补偿实现过程主要分以下3个部分。

(1)电压正负序分离及锁相。

通过正序、负序同步旋转坐标变换,对三相电压进行正负序分离和锁相,得到相应的三相线电压幅值和相角,三相线电压矢量分别为Uabrms∠φ1、Ubcrms∠φ2、Ucarms∠φ3。

(2)负载有功电流分量提取。

实时采样三相负载电流ila、ilb、ilc,将星接三相相电流转化为三相线电流。角接三相负载相间存在同相环流,但是环流不影响负载的相电流特性,同时对于本文的补偿方法,环流的存在并不影响补偿电流的计算结果,因此可以认为等效角接三相负载的环流为0,得到三相相间负载线电流:

由此得到的电流中包含负载的有功、无功分量,也包含谐波分量,为应用本文提出的平衡补偿算法,需对电流中的有功分量进行提取。采用积分运算可以有效消除负载电流中谐波分量的影响,同时平抑负荷的快速波动,本文采用积分运算进行分相有功电流提取:

其中,T为基波周期。负载电流中剩余部分iQab、iQbc、iQca即为无功及谐波成分,可以作为无功及谐波补偿电流指令。

(3)不平衡补偿指令电流计算。

iRab、iRbc、iRca分别对应三相相间有功电流分量。根据第3节提出的平衡补偿方法,对3个有功线电流可以以单位功率因数或正序对称为补偿目标,分别计算补偿所需的无功电流,三者合成得到补偿指令irab、irbc、irca,三角接STATCOM根据无功补偿指令可以对负荷不平衡进行有效补偿。

由图5中所示不平衡补偿控制系统分析其动态性能可知,本文提出的非理想电压平衡补偿控制方法是开环系统,由系统电压及负载电流直接计算补偿电流指令,消除了闭环控制系统可能出现的稳定性问题并极大地提高了系统响应速度。控制过程中的主要延迟来自于系统三相电压锁相和负载有功电流分量提取,延迟时间小于10 ms,满足大部分系统补偿应用情况。

5 仿真验证及实验

基于PSCAD/EMTDC仿真对本文提出的补偿方案进行验证。非理想系统电压源电压矢量(单位k V)为Uab=14.14 ej0°、Ubc=10.64 e-j115°、Uca=13.64 ej135°,由此可得系统三相相电压分别为Ua=8.55e-j 22.1°、Ub=7.01e-j152.6°、Uc=6.65e-j104.9°,如图6所示。其中,正序线电压幅值8.96 k V,负序线电压幅值1.50 k V,三相不平衡。

5.1 单相负荷平衡补偿

考虑单相负载,ab相间接入负荷,bc、ca相间开路,三相负载电流矢量(单位k A)为Ia=14.14ej0°、Ib=14.14ej180°、Ic=0,如图7所示。

针对此非理想电压系统及负载情况,根据本文提出的单位功率因数补偿理论,由式(7)和式(14)可以分别计算得到补偿电流指令如表1、2所示。

单位功率因数补偿后,系统相电压电流波形如图8所示,与图6和图7相比可以看到三相相电流电压分别同相,三相电流的有效值分别为0.727 k A、0.593 k A、0.567 k A。正序对称补偿后系统相电流波形及其与相电压相位关系分别如图9、图10所示,可以看到,补偿后三相电流幅值均为0.64 k A且相角互差120°,但各相电压与电流不再是同相位,由此可见本文提出的平衡补偿在单相负载补偿中有效。

5.2 三相负荷平衡补偿

考虑与5.1节相同的系统电压情况,在ab、bc、ca相间分别接入不同负荷,三相负载电流矢量(单位k A)为Ila=0.685e-j28°、Ilb=0.700e-j136.5°、Ilc=0.809ej96.84°,如图11所示。

针对此非理想电压系统及负载情况,根据本文提出的单位功率因数补偿理论,由式(7)和式(14)可以分别计算得到补偿电流指令如表3、4所示,其中正值代表发出容性无功,负值代表发出感性无功。

单位功率因数补偿后,系统三相电压、电流波形如图12所示,三角接STATCOM补偿电压、电流波形如图13所示,经过纯无功补偿,系统三相相电流、电压分别同相位,功率因数为1。正序对称补偿后,系统三相电压、电流波形如图14所示,三角接STATCOM补偿电压、电流波形如图15所示,可见补偿后三相电流幅值均为0.508 k A且呈正序,相角互差120°。因此由单相负载和三相不平衡负载2种情况的补偿结果可以验证本文提出理论的正确性。

5.3 现场试验

将本文提出的非理想电压下不平衡负载补偿理论用于某钢厂110 t大型交流电弧炉电能质量治理。现场电网系统及三角接直挂STATCOM一次接线如图16所示。装置参数如下:电网电压为35 k V,变压器容量为130 MV·A,三角接STATCOM容量为±40 Mvar,固定电容补偿容量为40 Mvar,连接电抗为15 m H×2,级联连接数为36×3相。现场实测波形如图17—19所示。

电弧炉冶炼过程中负荷波动剧烈,三相显著不平衡,如图18所示系统电压不平衡度达到5%左右。系统电压不平衡主要由不平衡负荷导致,投入补偿后系统电压不平衡度有所降低,但依然在2%左右,在补偿计算中需要进行考虑。不平衡补偿前后系统电流正、负序分量含量如图19所示,可以看到,在补偿投入后系统电流中的负序分量显著减少,有效抑制三相不平衡。瞬时电流波形如图17所示,可以看到负荷显著不平衡且有较快变化,经补偿后系统电流达到平衡,进一步验证本文提出方法的有效性。

6 结论

本文在Steinmetz电纳平衡补偿理论基础上讨论了系统电压非理想情况下不平衡负载的补偿问题,得到以下结论。

a.相对于Steinmetz电纳平衡理论,本文提出的补偿方法增加了一个自由度,即在三相相间分别注入无功补偿电流,实现了非理想电压下不对称负载的补偿。

b.非理想电压情况下通过纯无功补偿可以将任意不对称负载补偿为单位功率因数负载或正序对称负载形式,针对这2种补偿方案本文给出详细的理论推导及补偿电流指令的计算方法。

c.当系统电压为理想电压时,本文提出单位功率因数补偿和正序对称补偿方案均退化为Steinmetz电纳平衡理论,因此可以认为本文提出的补偿理论是对Steinmetz电纳平衡理论的扩展。

高管激励，不平衡中寻找均衡 第10篇

要解决高管激励问题，必须首先解决高管的激励模式和高管的业绩评价方法问题

公司高层管理人员对公司经营和发展的意义不言而喻，公司成败很大程度上取决于高层管理人员的能力及其发挥程度。正是由于高层管理人员这样的一个特殊定位，从而使得高管激励成为越来越受关注的一个主题。

激励水平的三大失衡

由于目前国内市场经济机制并未完全成熟，对高管激励水平定位带来了一定的制约，这些制约在不同纬度上有着不同的影响度。

先从高管激励水平与宏观经济发展水平的失衡说起。长期以来，由于受到政策的制约，国内企业高管收入与一般员工收入水平差别不大。到上个世纪90年代后期开始，在经历了长期的与经济发展水平不平衡的背离后，高管收入水平迎来了一个高速增长的回归过程。 据统计，从1998年到2005年8年间，上市公司高管收入平均年增长率接近30％，大大超过了宏观经济的增长速度。

其次，高管激励水平与企业发展状况存在失衡。高管的激励水平由于受到政策、市场、企业等因素的制约，使得高管激励水平并不是与企业的发展状况呈现很好的正相关关系，反而与企业性质、企业管理机制等有着很大的联系。

下表为2003年上市公司高管收入分析数据，从表中可以看出国有性质企业高管收入明显低于其他性质企业的高管收入水平。

同时，据对2003年1278家上市公司的统计，高管最高年薪与公司税后利润存在正相关关系,但其相关系数不到0.2。其影响程度之小是值得引起我们思考的，也就是激励水平实质上与企业经营成果、发展状况联系并非十分紧密。

第三，高管激励水平与贡献度的失衡。高管激励水平与贡献度可以分成两个层面来看，一个是企业间的贡献度比较，另一个是企业内的贡献度比较。

高管的贡献度应该与企业经营成果正相关，但是，从1000多家上市公司披露的信息不难发现，有的亏损公司高管增幅是最大的，反而有的盈利公司高管收入并不高。比如，以两市每股收益最高的航天信息（600271）为例，公司2003年业绩达到2.41亿元，但前三名高管人员年度收入总额仅为64.32万元，人均22万余元；相反，2002年科龙电器的业绩亏损，但当年其高管的最高年薪高达120万（数据来自各公司年报分析）。所以，企业间的贡献度比较，影响因素十分复杂，有规模、行业、战略、文化、机制,甚至还有人为的影响因素。

企业内的贡献度比较主要是针对不同高管人员而言，选取三类人员：董事长、总经理、监事长.分析三类人员的年薪收入比例,我们可以得到下面的比例关系。

简单从数据结构分析，企业内贡献度要比企业间贡献度对高管激励水平影响合理，但是如果我们再深入研究一下，董事长在目前的企业经营中起到的作用是否与其激励水平相当呢？这是需要打个问号的。

激励结构的三大矛盾

高管人员的激励结构可以分成三个层次:第一个层次是物质激励与精神激励，第二个层次是现金激励与非现金激励，第三个层次是短期激励与中长期激励。但在这三个层次中，均存在明显的缺失。

精神激励缺失。企业高层管理人员的需求处于马斯洛需求三角形的上半端，是对于认同、对于自我实现深深“着迷”的一类人员。但目前实践中国内企业高管的精神激励是十分匮乏的。

在国资企业里面，一直有着这样的说法“国有企业领导就是一张纸”，一纸任命书可以让一个人一日之间成为一个大企业的高管，一纸调令同样能让一个高管一夜之间离开其奋斗多年的企业。在私营企业，家族式的管理风格，往往是董事长的“一言堂”，私营企业的职业经理人高管经常为“一言不合”、“利益冲突”、“外部人”等等因素而离去。在管理规范的外资企业，国内的职业经理人却遭遇到“玻璃天花板”，难得有几个能到达高管的层次，却也只是“昙花一现”。

现金比例失调。高管由于对企业的经营成果起着主要的影响作用，因此对高管的激励结构一般要较多地考虑与企业经营成果联系在一起，反映在激励构成上，就是高管收入有很大一部分是变动的，以奖金的方式体现，跟企业的经营业绩挂钩。从下图可以看出，2004年，美国CEO们的年度现金收入中，奖金占到50％以上（97.5万美元），基本工资不到50％（90万美元）。

反观国内高管收入，在做得较好的私营企业和一些市场化程度较高的行业，高管现金收入的固定与变动比例可以达到60:40或者70:30;在大部分的企业中，高管现金收入以固定收入为主,占到80％以上。高管的经营行为不对企业负责，其行为取向的偏离与这个比例失调是有着很大的关联的。

中长期激励失衡。从美国CEO收入结构图中，同样可以看出，在2004年美国CEO们中长期收入占总收入的70％以上（510万美元）。

反观国内， 2004年度1200多家上市公司中明确表示已经建立中长期激励机制的只有56家；另外，还有80家明确提出将要建立中长期激励机制。也就是说，约89.5% 的上市公司到目前为止还是以中短期激励为主，并没有明确提出建立中长期激励计划。

即使2006年证监会颁发《上市公司股权激励管理办法（试行）》后，多家上市公司提出了股权激励等长期激励计划，但到目前为止，真正获得监管层批准并付诸实施的还是少数。高管中长期激励失衡直接对企业的“基业常青”远景带来了负面的影响，市场感叹“花无百日红”，何处寻觅“百年老店”？

激励依据制约高管激励的发展

高管激励水平也好，激励结构也好，我们从上面的分析也可以看出，问题和差距其实很明显，可是为什么国内高管激励的发展一直未能得到很好的解决呢？根源其实不在激励本身，而在激励的依据！也就是高管业绩的衡量与评价问题由于各种各样的原因一直没有得到较好的解决！

市场现状可以用下面这架失衡的天平来表示，这架天平反映了目前国内企业在业绩与激励上的现实差距。

从上面的分析我们可以看出目前高管激励在激励水平定位、激励结构确定上与高管承担的职责和要求不符，与企业发展的需要不符，与高管自身需求不符，而这些问题的产生原因在于如何衡量高管对于企业的贡献，也就是这与组织绩效评价不能跟上有着很大的联系。因此，要解决高管激励问题，必须首先解决高管的激励模式和高管的业绩评价方法问题。

不平衡报价浅析 第11篇

1 内涵

不平衡报价是指投标人根据招标人提供的工程量清单, 基本确定总价后, 保持总价基本不变, 调整内部子项的报价, 以期既不提高总价, 又能在结算时得到更理想的收益。

2 产生的原因

(1) 招投标双方的立场不同。招标人追求的是在确保工程质量和工期的前提下, 降低工程造价。投标人追求的是利润最大化。这是产生不平衡报价的前提。 (2) 商务标的重要性。在评标过程中, 商务标的高低直接影响投标人能否中标。有些招标人为减少投资, 盲目追求低价中标, 而投标人为了中标, 压低造价, 这是导致不平衡报价产生的直接原因。 (3) 量价分离。进度款结算根据实际完成的工程量和投标文件中相应的报价进行。量价分离为实行不平衡报价提供了条件。 (4) 缺少约束。我国法律法规对不平衡报价尚未有明确有效的限制和调整条文。

3 表现形式及应用

3.1 时间型不平衡报价

按实际完成工程量付款的工程, 对能够早日收款的项目 (如土方、基础等) 适当提高报价, 就能降低投标人贷款额度及银行利息, 利于流动资金周转, 规避资金风险。对于一个大中型的工程来说, 这部分款项是相当可观的。

例如, 某节制闸工程, 土方开挖、沉井制作下沉、闸墩、上部结构的工期分别为2、4、2、1个月, 贷款月利率为1.5%, 各分部工程每月完成的工作量相同且能按月度及时收到工程款。投标人为了既不影响中标, 又能在中标后取得较好的收益, 对报价进行调整。调整前与调整后的方案见下表:

调整前的工程款终值:

调整后的工程款终值:

两者的终值差额为66万元。

3.2 工程量型不平衡报价

实际数量比清单的数量大时, 投标人提高其单价;反之, 降低其单价, 带来的收益是显而易见的。

例:某城市道路改造工程, 包括横荡河桥和平昌路工程。投标人分析实际施工中项目编码为01的工程量, 横荡河桥可能减少, 平昌路可能增加, 采用了此策略。具体见下表:

投标人正常报价01为65元/m2, 通过不平衡报价, 承包人增加盈利6万元。

3.3 暂定项目型不平衡报价

例:某房建工程, 其中屋面防水、内外墙装饰为暂定项目, 开工后再由招标人决定是否实施, 由哪家实施。

投标人仔细研究后采取三项措施:屋面防水造价压低23万元;内外墙装饰造价压低46万;提高砼、钢筋等主体材料的单价, 使主体结构造价提高69万元。如果业主将屋面防水、内外墙装饰强行剥离的话, 也只能按投标价, 这样就将69万元白送给了承包人, 还要另寻承包人。这是相当成功的不平衡报价, 它不仅维护了承包人正当的利润, 还避免了因业主变更工程量或恶意分包而蒙受损失。

4 使用的前提

(1) 投标人经验丰富。投标人要具备分析判断和决策能力, 在熟悉招标文件、图纸、清单及现场的同时, 还要准确收集有关信息, 具备丰富的报价技巧和经验。 (2) 投标人要正确对待不平衡报价。不平衡报价可以提高经济效益, 获得利润, 但并不是唯一途径。承包人更应该在施工过程中通过技术创新改进施工技艺, 提高质量, 节省投资, 加快进度, 这样更能获得丰厚的利润。否则, 撇开这个谈不平衡报价, 就是本末倒置。 (3) 幅度在可接受范围。不平衡报价与调整前相差不能太大, 一般控制在10%以内, 以免引起业主的反不平衡报价。业主反不平衡报价的可能性较小。

5 结语