交流采样系统范文（精选8篇）
交流采样系统 第1篇
交流采样测量装置就是对电力系统中的电量量值进行采集、转换、计算后反馈到原来的装置, 这种装置能有效地保障电力系统中数字的准确性[1]。交流采样测量装置的工作原理就是利用计算机网络技术, 将电流互感器二次电流值与电压互感器二次电压值分别经交流采样装置内的互感器转换为弱电流及电压信号。通过采样装置的采集, 对电流以及电压信号进行模数 (A/D) 变换, 从而转换成连续的交流电压、电流信号。交流采样测量装置再将这些数据转换为计算机中央系统可识别的数字信号, 通过数据线传送给CPU, 得出电流、电压、电网频率, 并将计算得到的有功功率、无功功率等电量存储在记忆元件中, 从而为电力系统的操作提供数据参考, 提高电力系统的工作效率和质量。
2 交流采样测量装置在电力系统中的应用
2.1 提高变电站的自动化水平
在电力系统中, 利用交流测量装置可以实现自动化变电监控, 从而提高电力系统中的自动化水平[3]。例如, 在某电力系统中, 企业管理者根据电力系统运行的状况, 利用交流采样测量装置, 结合计算机网络技术, 在电力系统中建立了多种电量检测仪表。通过对电力系统中的各个组成部分进行实时的监控, 将监控得到的数据转送到交流采样测量装置, 这种装置再对接收到的数据进行数字化转化, 最后再将转化后的数据转送到中央监控系统中, 实现自动化监控。
2.2 保障电力系统运行的效率
交流采样测量装置是对电力系统中电量量值进行模拟、转换, 再反馈到本地装置的一种技术, 能够有效地保障电量量值的准确性, 为电力系统的运行提供安全数据, 从而提高电力系统的效益以及质量。交流采样装置对数据进行数字化后按照一定的规约方式反馈到本地的中央监控系统中, 监控工作人员就可以根据交流采样测量装置反馈过来的数据有针对性地进行操作, 节省了成本, 提高了电力系统运行的效率。
3 交流采样测量装置在电力系统中应用存在的问题
3.1 交流采样测量装置规格不统一
随着交流采样测量装置应用的普及, 交流采样测量装置生产商越来越多。不同的生产厂家在生产技术、生产规模以及生产流程上都会存在很大的差异, 使得交流采样测量装置规格不统一, 造成各站运行中交流测量装置质量存在很大的差异。
3.2 交流采样测量装置的校验出错
对交流采样测量装置的校验主要是针对电站检测的数据准确性进行校验, 确保电站运行的效率与安全。然而在实际的工作当中, 一些交流采样测量装置的生产过程中没有考虑到装置的校验性能, 没有设置专门的校验接口, 给交流采样测量装置的校验工作带来了很大的困扰。
3.3 后台运行风险大
在对交流采样测量装置进行校验的过程中, 稍有不慎就可能造成电力系统信号短路, 电力系统就会瘫痪。再加上现阶段的鉴定设备不足, 许多变电站还没有配备专门的交流采样测量装置, 加大了电站后台运行的风险。
4 针对交流采样装置在电力系统中的应用问题可采取的应对措施
4.1 制定统一的交流采样测量装置生产规范
当前交流采样测量装置规格不统一就是因为我国没有设定统一的技术规范, 对交流采样装置的规格、技术参数都没有做相关的规定[5]。因此, 我国应当制定统一的交流采样测量装置的生产规范。同时加大法治建设, 严格要求生产商必须按照统一的生产规格进行生产, 对没有严格按照技术规范生产的厂商要依法处理, 从而保障交流采样测量装置的质量, 为电站运行提供保障。
4.2 加强交流采样装置检验的标准化作业
针对我国交流采样测量装置的校验问题, 要加强交流采样装置检验的标准化作业, 这是保障电站运行安全的基础, 是提高校验质量的重要途径。同时利用计算机网络技术, 建立统一的网络体系, 实现交流采样测量装置监测数据的共享, 为那些由于经济水平低下而不能配置交流采样测量装置标准设备的地方提供校验依据。
4.3 加强交流采样测量装置的管理
针对风险问题, 电站管理人员必须要加强管理。管理层要落实责任制度, 加强风险意识教育, 将责任落到实处, 从而约束负责交流采样测量装置的工作人员的行为。制定交流采样测量装置的检测计划, 从而保障装置的性能, 为电站运行提供安全保障。
5 结语
交流采样测量装置在电力系统中能够有效地保障电力系统运行的安全以及稳定, 提高电站的工作效率。随着交流采样测量装置应用的普及, 在市场上出现了一些规格不一的交流采样测量装置, 为电站的运行带来了一定的隐患。为此, 我们必须有针对性地采取相应措施, 规范交流采样测量装置的生产, 保障交流采样测量装置的质量, 提高电站电力系统的自动化水平。
摘要：交流采样测量装置是自动化系统中的重要部分, 它代替了传统电测指示仪表和变送器, 在电力系统中得到了广泛的应用。近年来, 我国电力事业取得了飞速发展, 有效地促进了我国社会经济的进步。在电力系统中, 交流采样测量装置能有效地保障电力系统运行的效率以及安全。本文对交流采样测量装置在电力系统中的应用进行了相关的分析。
关键词：交流采样测量装置,电力系统,应用
参考文献
[1]李萍.交流采样装置的构成原理和实现[J].中小企业管理与科技 (下旬刊) , 2014 (02) .
[2]刘未杰.交流采样的现场校验[J].广东科技, 2013 (14) .
煤矿采样系统需求分析报告 第2篇
煤矿采样系统需求分析报告
煤矿在很多场合下都需要对煤炭进行煤质分析，煤炭所含的水分、杂质等会严重影响煤炭的质量判断。所以为了确保自身的利益，需要对煤炭进行采制样，然后进行实验分析。采样系统就是对煤炭进行准确检测、化验的重要过程，连续、稳定、精确的采样过程是采集样品代表性的关键。
随着科学技术的日益精进，采样系统逐渐实现电气化操作，煤炭的采样效率也越来越高。本报告针对徐州圣能科技有限公司与徐州圣能科技有限公司联合开发的采样系统进行探究分析，从而使煤矿领导对其有更深的理解和认识，使煤矿采样能够实现更高效、安全的生产。
一、采样系统分析
目前，市场上现有采样机及其自带的制样设备都有一定的煤种和水分适用性，不具备应对湿黏煤的能力，系统因不能自动判断水分、黏性，故时常导致“粘堵”故障，从而导致整个采样系统运行不稳定或者采样数据出现明显偏差，严重时，甚至整个采样系统会因此“瘫痪”。
基于对煤矿使用需求的深刻洞察和机械设计理念与思维，徐州圣能科技有限公司与徐州圣能科技有限公司凭借在各自领域的技术和经验积累，从煤炭采样的本质出发，紧扣采样过程中“粘煤”难题，通过运用优质不锈钢材质，独特破碎机设置和加装振动器等技术以及信息与系统集成等先进技术，经过不断方案更迭，推出了本报告中的采样系统。
1、落煤管采用不锈钢材质
落煤管常用的材质有普通碳钢和不锈钢。使用普通碳钢制作，管道内壁易锈蚀，表面粗糙，造成煤粉在其表面附集，尤其是煤的水份在8%～12%时，更容易在管壁上黏结，使下煤阻力增大造成落煤管堵塞。
而报告所述落煤管采用不锈钢板材质，与物料的摩擦系数比普通钢低30%，滑动性好，故对煤流的阻力小，即减少了物料对管壁的冲击，又能保证物料均匀下行，减少堵塞的发生，提高转运效率。
2、破碎机筛条布置前密后梳
破碎机筛条依据“前密后疏”的原则进行布置，呈放射状不均匀排列，物料主要在机前受撞击，机后卸出，使物料难于在壳内堵塞。配置疏通器，清扫铲上下往复运动清理破碎壁板上粘结物料，能够有效防止堵煤。并可调节齿板筛条之间间隙控制出料粒度。
与市场传统筛条布置相比，它具有疏通能力强，自动化程度高，结构简单，运行维护成本低廉等优点，是解决目前破碎机堵粘煤问题的有效手段。
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3、加装震动器
交流采样量测量误差来源及解决方法 第3篇
交流采样测量装置是将工频交流电量(电流、电压、有功功率、无功功率、频率、相位角和功率因数等)经数据采集、转换、计算,转变为数字信号传送至本地或远端显示装置的测量装置。交流采样测量装置是综合自动化中的测量部分,它代替传统的电测指示仪表和变送器,交流采样测量装置量值采集的准确性,直接影响到电网的安全调度。这里着重分析了遥测量从采集到显示过程中产生误差情况,并提出了一些应对的方法。
1 交流采样量测量误差来源及解决方法分析
1.1 交流采样装置误差定义
一个测量值,首先要经电压互感器(TV)、电流互感器(TA)测得电压或电流,通过变换器变换到统一规格的信号电压,由A/D转换器转化为数字编码,由远动通道传送到计算机,经过计算机处理后在计算机上显示,上述环节均能产生误差。校验规程规定:量测值的总准确度应不低于1.5级,即从测量装置入口到调度显示终端的总误差表示值不大于+1.5%,不小于-1.5%[1,2]。
误差分为以下2种:
a.绝对误差=测量值-实际值;
b.相对误差=(测量值-实际值)/标准值。
在远动终端设备相关电力行业标准中,定义的误差为
式中Ui表示实际值;Ux表示测量值;Af表示基准
额定值(如:电压100.000 V、电流5.000 A等)[3]。
1.2 交流采样装置误差来源及分析
1.2.1 模拟量输入变换器(TV和TA)的误差
经TV、TA变换后的电压(100 V)、电流(5 A),接入采集装置后,首先要经过一个模拟量输入变换器将大信号变换为小信号,才能够被A/D转换器处理;该测量电压、电流变换器的变比(内阻抗)会对电压、电流的有效值测量精度产生影响,变换器的相位移会对测量的有功功率、无功功率的测量精度产生影响[4]。
因此,电压、电流变换器的选择一定要尽量保证各电压变换器之间、电流变换器之间以及电压与电流变换器之间的一次、二次侧变比和相位移保持一致,以尽可能地减少误差,或在硬件上采用阻容移相电路,以控制A/D的采样时序;必要时,使用软件方法进行变比校正和相位移补偿[5]。
1.2.2 多路转换器
模拟量输入通道一般较多,通常采用各模拟量通道通过多路转换器共用一个A/D转换器。在每个Δt采样间隔时间内,各通道输入信号按顺序由多路转换器接通,依次完成采样保持及A/D转换。其特点是各个通道共用一个采样保持器和一个A/D转换器,将给各个通道采样值之间带来相位差而产生误差,通道越多,最后采样通道的采样值相位误差就越大。为减小误差,硬件上需要尽可能提高A/D转换器的转换速度,缩短转换时间,增加采样点数;软件上进行修正、补偿,这样势必增加计算量。并且,多路转换器、A/D转换器、传输线路等都有一定的内阻,使输入信号产生压降,从而产生误差,解决方法一般是增加放大电路或用软件补偿方法进行校正[6]。
1.2.3 A/D转换器
A/D转换器的精度主要取决于它的位数,通常用能转换成的数字量的位数表示,如8位、10位、12位、16位等。位数越多,量化电平越小,A/D转换精度越高。另外,还要考虑A/D转换器的线性误差和温度系数指标。现在的遥测量采集回路中一般采用12位A/D转换[7,8]。
1.2.4 低通滤波器
采用低通滤波器可以消除量测量在采样过程中出现的频率混叠。每个周期采样的点数对测量量的精度有影响,点数少精度差,点数多采集精度高,在尽量增加周期采样点数的同时(一般大于36点),也要考虑低通滤波器的影响。对于低通滤波器,虽然可以滤掉高次谐波分量,但是滤波电路会引起相位偏移,导致功率测量不准;这种误差一般采用软件方法进行校正或采用数字滤波器对极低频率的干扰信号进行滤波,以弥补RC滤波器的不足[7,9,10]。
1.3 外界环境因素对量测量的误差分析
1.3.1 电源电压波动
DL/T630-1997规程要求:改变远动装置的电源电压为额定电压的+20%～-20%不允许测量改变量超过50%;为减少电源对采集精度的影响,采用直流电源供电或用交流电源供电前加装稳压器。
1.3.2 温漂、零漂
按DL/T630-1997规程中规定,在温度为45℃和-10℃时,测量误差允许改变量不能超过100%。硬件方面,选用高精度、温度系数好的电阻电容、集成电路芯片及TV、TA,而且必须经过老化筛选。软件方面,也要加以处理,例如采用自跟踪、自校准、自补偿等技术。
1.3.3 频率影响
按DL/T630-1997中5.4.3.3的规定,改变被测量信号频率在45 Hz、55 Hz时,测量误差允许改变量不能超过100%,测量信号的频率是不断变化的,变化的频率对交流采样信号的周期产生影响,以致产生误差;为了保证在1个周期内均匀、等分地采集,利用锁相环及计数器等芯片,构成采样频率自动跟踪被测信号频率变化来调整采样点之间的间隔,使交流信号当系统频率在45～55 Hz范围内变化时误差均能满足要求;如存在有时不并网运行的2个独立电力系统时(工频不同),一定要将分属2个系统的交流采样输入分别接在2个交流板上,否则因工频不同,可能造成较大的采集误差。
如果采集不到频率值或者频率值超界时,采集装置将使用缺省值50 Hz进行分频采样,这样将产生较大的附加误差,上述误差一般采用软件方法来消除同步误差[11]。
1.3.4 谐波影响
按DL/T630-1997中5.4.4.3的规定,在基波上叠加3～13次谐波分量20%,测量误差允许改变量不能超过200%。在远动交流采集系统中,交流采样终端技术条件中规定必须考虑到13次谐波,故要求采样点数必须大于27,同时,在计算方法上也应包含谐波分量的计算。
1.3.5 抗电磁干扰
在抗电磁干扰方面,一般采用二次电源,滤波及输入、输出回路的屏蔽与隔离等技术,阻塞串、共模干扰的耦合通道;采用优化设计的多层印制板,提高敏感回路的抗干扰能力;以及采用合理设计接地泄放回路等措施。
1.4 现场接线方式对量测量的误差分析
现场接线方式不同,有时会影响功率测量的精度,一般情况下,采用三瓦特表法比两瓦特表法测量要准确。下面以有功功率计算方法为例进行分析。
三瓦特表法测量功率(见图1)。
有功功率计算公式:
两瓦特表法测量功率(见图2)。
有功功率计算公式:
因此,从理论上讲,只要三相电流满足关系:
采用两瓦特表法和三瓦特表法计算,结果是一样的,对于不满足上述条件的系统,采用两瓦特表法计算则会产生误差;因此,在小电流接地系统中,可采用两瓦特表法测量有功功率;但对于中、高压变电站,中性点一般直接接地,采用两瓦特表法测量功率会产生误差。
1.5 交流采样算法对量测量的误差分析
交流采样有多种算法,下面分析几种典型算法。
1.5.1 一点采样算法
一点采样算法只需对三相电压和电流同时采集一点,就可计算出信号的有效值,计算公式如下:
这种算法的特点是对采样没有定时的要求,因此不需要设置任何定时器也可以进行数据采集。缺点是算法中没有滤波作用,且要求三相对称,当系统有高次谐波或三相不对称时会产生误差,同时算法中要求输入三相电流和电压,这对大型设备是不成问题的,但是一般的10 kV线路(一般为两相、两元件)均不具备这种条件。
1.5.2 两点采样算法[12]
假定输入信号按正弦规律变化,即i=Imsinωt。
若相隔90°采集2个点,则
进行运算得:
故
式中I为有效值。
同理可得:
最后得:
这种算法的优点是简单快速,但90°采样本身无滤波作用,输入信号必须是纯正弦波才不至于引起误差。
1.5.3 积分算法
积分算法是一种基于均方根值的多点算法,其基本思想是根据周期连续函数的有效值定义,将连续函数离散化,可以得出电压、电流的表达式如下:
式中N为每个周期均匀采样的点数;ui为第i点电
压采样值;i1为第i点电流采样值。
由连续函数的功率定义可得离散表达式为
式中的ui与ii为同一时刻的采样值。
这种算法的结果是均方根值,因此它不仅对正弦波有效,当采样点数较多时,可较准确地测量波形畸变的电量,这是它的主要优点;缺点是,如果采样点数太多,就会使运算时间加长,响应速度有所下降[12]。
1.5.4 全周期傅氏算法[12]
根据傅氏级数的理论,一个以T为周期的函数u(t),如果在[-T/2,T/2]上满足狄氏条件,那么在[-T/2,T/2]上就可以展开成傅氏级数,在u(t)的连续点上,级数的三角形式为
uRn和uXn(n=1,2,3,…)是信号u(t)各次谐波分量幅值的实部和虚部。
为了在计算机上进行上述计算,必须加以离散化,令ω=2π/T,t=K,dt=T/N代入,并用离散的总加∑代替连续的积分,就可以得到下式:
式中n为谐波次数;N为1个周期T中的采样点数;uK为第K个采样值;下同。
式(14)表明,一个含有高次谐波的信号u(t),与一个样品函数cos nωt相乘之后,在-T/2～T/2进行积分,就可以得到该信号与样品函数同频率信号中的实部,这是一种正交变换。同样,其虚部的离散计算公式为
将每周期采样点数N和K=1～N,代入以上2个公式就可以得到信号u(t)中n次谐波分量的实部和虚部。
全周期傅氏算法有很强的滤波功能,在保证足够的采样点数的基础上,采用它能很容易地得到完成保护功能所用到的基波或某些特定的谐波量。但这种算法受非周期分量的影响较大,提高傅里叶算法精度的关键在于采样频率能够实时跟踪、锁定被测信号频率,以保证傅里叶算法的每一个采样数据窗都能反映被测信号的一个完整周期,周期拓展后能够完整再现被测信号[11]。
1.5.5 微分方程算法
当输电线路发生故障时,从故障点到保护安装处的线路可用电阻R和电感L的串联电路表示:
解方程式(17)即可得R、L。
这种算法受非周期分量的影响较小,算法延时小。但仅能计算阻抗,多用于微机距离保护。在该算法中,存在近似计算,即用差分近似代替微分,用平均值代替采样值[12]。
1.6 量测量在传输过程中的误差分析
1.6.1 传输规约对量测量的影响[13]
按DL/T630-1997中5.4.4.6的规定,当信号输入在标称值的120%时,测量误差允许改变量不能超过50%。一般而言,只要在规约允许的范围内,任意值都可以,但过大不能上传,过小影响精度,为了主站和现场计算实际值的方便,应选择适当数值(如:对部颁CDT规约,允许传输的满码值不超过2047)。
1.6.2 传输时间延迟
量测量传送过程中的时间延迟(量测器有一定的时间常数,传送设备有一定的传送速度)。
1.6.3 不良数据
数据在传输过程中存在一定的误码,远动通道对误码率的要求为通道信杂比在17 dB时,误码率不大于10-5。
外界干扰造成调度端接收到不良数据来源如下:
a.量测与传送系统受到较大的随机干扰;
b.量测与传送系统出现的偶然故障;
c.系统正常操作或大干扰引起的过渡过程。
对由于外界干扰造成的不良数据,在主站端采用软件处理的方法,将坏数据剔除、进行数字滤波、数据多次平均等[14]。
1.7 主站端量测量处理过程中的误差分析
a.主站端数据库中的遥测系数有误差,如有功、无功系数。对于装置满量程运行时,由于规约传输的限制,显示的数据为负的满值,这时显示的数值与实际值存在较大的误差,不能反映现场实际的采样值,为避免满值为负的情况,一般是在变电站端将满值扩大20%,传到主站端后再通过乘系数的方法解决。
b.量测量在数据处理到显示过程中的时间延迟,也会给量测量带来误差。
2 结论
为了保证交流采样装置的精确度,按照《国网公司交流采样装置鉴定方法》DL/T630-1997的要求,定期对运行的交流采样装置进行校验:重要用途的交流采样测量装置每年至少校验1次;一般量测量使用的交流采样测量装置每3年至少校验1次,对于遥测精度达不到要求的装置,应进行调整,调整后仍达不到要求的装置,应对遥测量采集板予以更换或对该采集装置降级使用;在调度端,为了建立可靠而完整的实时数据库,从硬件的途径可以增加量测设备和远动设备,并提高其精度、速度与可靠性;从软件的途径,可以采用现代的状态估计技术,对数据进行实时处理。但是,对量测量与远动设备提出过高的要求会导致技术和经济上付出过大的代价。如果在具备一定水平的硬件基础上,采用状态估计等软件方法则能充分发挥已有硬件设备的潜力,提高数据的精度,以补充测点和量测量项目的不足,排除偶然的错误信息和数据,提高整个数据系统的质量及可靠性[15]。
摘要：变电站、发电厂等主要参数变量(有功功率、无功功率、电压、电流等)经测量装置测量后在调度端显示，量测数据是现场数据的实际反映，但它与现场数据存在一定的误差，通过对量测量在采集、远传、显示等各个环节产生误差原因的研究，分析了量测量在装置采集、外界环境因素影响、现场接线方式、软件算法、远方传输、主站端接收处理等方面产生误差的原因，并提出了相应的解决方法以满足量测量的综合误差在±1．5%范围内，为电网的安全、可靠运行提供准确数据。
交流采样系统 第4篇
在对电力线路的电压和电流进行测量时, 为使测量值具有较高的精度, 一般都采用交流采样技术。目前, 比较常用的交流采样方法是:在交流信号的一个周期内, 等间隔采样N点数据, 然后利用傅立叶变换, 计算出基波及一些谐波的有效值, 为衡量供电质量通常还要求计算出各信号的相位。但由于同一测量装置要同时对很多路电压和电流量进行采样, 而采样所用的A/D的输入又有限, 不可能对电压和电流量同时进行采样, 所以, 一般将所有的交流通过多路开关的切换依次送入A/D进行采样。由于采用的是异步采样, 所以同一个线路中的A、B、C三相之间的相位就会产生误差, 所测出的同一个交流量的电压值和电流值之间的相位也会产生误差, 如果不对相位采取一定的处理措施, 就不能有效的提高计算值的精度。
硬件系统
硬件系统的示意图如图1所示。外部输入的电压电流经过电压互感器或电流互感器, 经过信号调理, 变换成小电压信号, 把这些小电压信号经过滤波、放大处理之后送入模拟多路开关。接入多路开关的信号AIN1、AIN2、…AIN15的切换由DSP通过FPGA来控制。多路开关的输出接电压跟随器, 以降低信号源的输出阻抗, 保证得到较高的采集精度。经A/D转换完成后的数据由DSP芯片进行采集处理。
A/D可以选用Linear公司的16位双极性高精度模数转换器LTC1609。
如果进行N点傅立叶变换，应该在一个周期内等间隔均匀采样N个点。但如果以固定的时间间隔进行采样，当电网中交流信号频率偏离50Hz时，所采集到的N个点就不一定恰好为一个周期的数据。所以，在本系统中，DSP实时监测交流信号周期的变化，根据当前最新的周期值TAC计算出两个采集点之间的间隔时间为：
DSP将TSMP送给FPGA, FPGA经过运算，产生两个信号：一个是采样命令信号SMP、另一个是启动A/D转换信号R/C，这两个信号都是低电平有效。图2是用MAX-PLUS II软件仿真出的SMP与R/C信号的波形关系。
当SMP信号到来时，表示新一轮采样的开始。SMP信号后紧跟15个R/C信号，依次负责对15路输入信号的A/D转换。所以每一轮采样可以对15路信号各采集一个点。每个点的数据经过64阶有限冲激响应滤波器滤除高次谐波之后存储在缓冲区内。
当A/D采用内部时钟模式时, 先将A/D的片选/CS置为低电平, 在R/C信号的下降沿, A/D将当前输入的信号转换为保持状态, 开始进行A/D转换, 同时A/D开始将上一次的转换结果向DSP发送。转换开始后R/C必须在1µs内跳回至高电平, 以确保输出结果不会发生错误。本系统中, R/C信号的低电平持续0.5µs。两个R/C信号的下降沿之间的间隔TRC设置为12µs, 以保证A/D启动下一路转换时当前的转换能够结束, 以及上一次转换后的结果送入DSP。
校准
经过N个SMP信号之后，DSP就为15路信号各收集了一个周波共点的数据。对点数据进行快速傅立叶变换，得到各路信号的基波和若干次谐波所对应的频域值。从而可以求出有效值、相角等各个量。但实际上由于信号的幅度和相位经过变换、滤波、放大、采样、量化后处理时都要偏离理论值，所以，对于FFT运算的结果要进行校准处理。
可以用一个标准三相交流电源，将它的输出电压调整为电压100V、输出电流调整为5A、频率为50Hz、ABC三相各相差120度，然后将电压电流信号接入系统对应的输入端，通过上层软件向DSP发送校准命令，开始计算幅度和相位的校准参数。
幅度校准
如果有效值为100V、频率为50Hz的电压信号经过A/D转换后的数值大约在P左右, 那么, 我们就可以用P作为一个标度, 用它来代表100V。同样, 我们可以Q代表有效值为5A、频率为50Hz的电流。
在校准过程中，假定得到的m路电压的有效值的数字量为=[V1, V2, ...Vm]，得到的电流的数字量为=[I1, I2, ..., I15-m]，则我们把它们通过一个电压校正系数=diag[α1, α2, ..., αm]和电流校正系数=diag[β1, β2, ..., β15-m]将其校正到标度上去。即有如下公式：
可求得
αi=P/Vi，β=Q/Ij其中i=1, 2, …，m;j=1, 2, …, 15-m
在系统正常工作时，将得到的信号的幅度有效值乘以校准系数可以得到比较精确的数值。
相位校准
交流电的相位关系是反映供电质量的比较重要的参数。相位校准从两个方面进行：一方面要补偿多个信号由于异步采样造成的相位偏差;另一方面要校准信号调理过程中造成的相位偏移。
如图3所示，假定在t时刻对一个信号采样的结果如 (a) 所示，但如果延迟到t+∆t采样的话，其结果如 (b) 所示， (b) 与 (c) 的相位是一样的。通过对比可知， (c) 的相位比 (a) 的相位超前，即，延迟采样的结果会使相位超前。
我们主要关心交流信号相位之间的相对关系，所以，以中间第8路信号AIN8为基准，其它信号的相位都向它校准。那么第8路信号以前的信号的相位都是滞后的，而第8路以后的各信号的相位都是超前的。对于滞后的相位要加上一个校准相位，对于超前的相位要减去一个校准相位。所以，第i (i=1, 2，...，15) 路信号的基波需要校准的角度θ为：
其中，TAC是交流的正常工频周期20ms, TRC是相邻两个R/C信号的间隔时间。谐波的校准角度应该再乘以谐波次数，假设只计算到n次谐波，则可得第一组校准参数为：
其中，第i行代表第路信号的基波与各次谐波需要校准的角度。
如果利用傅氏算法求出信号的频域表示为，那么对它的相位补偿角度后信号可表示为：
经过上述对相位的校正，所有的信号都相当于在同一时刻被采样。然后，再对各路信号校准由于在信号调理过程中造成的相位偏移。先求出各路信号基波的相位，然后将接入A相的第1、4、7、10、13路信号基波的相位减去120度，将接入C相的第3、6、9、12、15路信号基波的相位加上120度。这样各相信号之间就消除了本身固定的120度的相位差。这时候得到的“对比相位”是由于各路信号经过的物理通道不同而产生的。仍以第8路信号为基准，将各路信号的对比相位减去第8路信号的相位之后的值作为另一组相位校准参数：
最后将两组相位校准参数相加，即为最终的相位校准参数为：
在系统正常运行时，利用对信号进行相位校准。
仿真验证
利用Matlab工具以一路信号为例说明对幅度的校准方法。
假定有一包含有高斯白噪声的正弦信号x=sin (2πft) +0.1×randn (1, N) , 其中f=0.25, fs=1, N=64。randn () 函数产生一个均值为1呈正态分布的随机信号。信号x的频谱及64点采样后的值如图4所示。
通过对一个周期内的64点数据进行FFT运算, 利用公式求得信号的幅度值为AC=1.104。其中Ar和Ai分别是第次谐波的实部和虚部, n是计算中所使用到的最高谐波次数 (n≤32, 这里取n=16) 。如果预先通过前面所述求得校准系数α, 就可以得到校准后的幅度值。在这里, 根据信号x是由幅值为1的正弦波和均值为0.1的加性高斯白噪声组成的特点, 由前面求校准系数的公式, 我们可以假定α=1/ (1+0.1) =0.909, 则可得到最终校准后的幅度值为:A=AC×α=1.104×0.909=1.003。与实际的幅度值1.000相比, 精度可达0.3%。
通过在实际产品中采用这种技术发现，一般情况下，精度可以控制在0.5%以内。可以满足大多数测控场合对精度的要求。
对于相位的校准, 方法与此类此。
参考文献
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交流采样系统 第5篇
关键词：VxWorks,交流,采样,计算
上世纪90年代，以微处理器为核心的数字式保护已成为继电保护的主流产品，电力系统继电保护技术进入了微机保护时代。随着电力系统对继电保护的要求不断提高，微机保护系统需要具有强实时性、高可靠性和扩展性[1]。
系统的实时性由硬件系统和嵌入式软件系统共同决定。
在实时性要求较高且任务较多的应用中，适合引入嵌入式实时操作系统RTOS(Real-Time Operating System)。RTOS高效的多优先级任务管理、强大的可移植性和扩展性以及微秒级的中断管理等特性，更加有利于控制效率的提高。VxWorks是硬实时特性最优越的RTOS，且具有高可靠性和可扩展性，能够为继电保护装置提供更好的性能保障。
1 继电保护装置软件系统
1.1 工作原理及流程
目前典型的继电保护装置应用软件系统均采用模块化设计思想，根据继电保护功能的要求分成8个部分：操作系统、交流采样、数据处理、保护控制、数据通信、人机交互及信息记录。各模块根据各自特点完成相应任务，使系统软件结构清晰，便于调试、连接、修改和移植。
1.2 系统软件框架设计
根据所要实现的功能和软件模块化设计的要求，设计了基于VxWorks的系统软件，包括硬件驱动程序模块、板级支持包(BSP)模块、VxWorks RTOS模块、中断处理模块、保护控制模块、人机交互模块、通信任务模块、信息记录模块等。系统软件框图如图1所示。
2 交流采样功能设计与实现
2.1 中断服务
由于A/D采样对实时性要求极高，因此采用中断服务子程序的方式实现。本设计利用Timer的定时中断控制A/D采样的频率，利用VxWorks提供的接口函数intConnet()将A/D的采样函数挂靠到定时中断Timer1的中断向量上。
继电保护的交流采样可以分为数据采样和采样数据处理两部分。数据采样在采样定时周期控制下，将A/D转换好的数据通过SPI总线送到CPU采样数据存储区。采样数据处理则是CPU对已采样数据进行傅氏滤波、提取交流信号的各电气量参数。该部分软件的计算量需求是所有程序中最多的，因此是优化的关键部分。
2.2 数据采样
数据采样首先要考虑AD采样精度和采样率。采用ADI公司的12 bit ADC AD7940，针对所要采样波形的最高频率是工频5次谐波的要求，选择了1 kHz采样率，即每周波采样20个点。
在采样定时周期中断到来时，ADC开始启动13路模数转换。一路采样完毕之后，通过SPI总线传送到定义的采样数据存储区;当13路数据传送完毕，就可以进行采样数据的傅氏滤波处理，计算出三相交流电的电流、电压的幅值和相位。
2.3 数据处理
2.3.1 离散傅氏算法
交流采样数据的处理是系统计算工作的核心，它的实时性和精度决定了保护任务的实时性和系统响应的准确性，从而影响整个系统的性能实现。因此，交流采样数据处理算法的选择十分重要。虽然快速傅氏算法(FFT)理论上要比离散傅氏算法(DFT)具有更高的速度[4]，但在继电保护应用中，考虑到采样点数、计算量以及系统的实时性需求，采用了DFT作为处理算法。
根据傅氏级数原理，各次谐波分量的实部和虚部的时域表达式为：
式中：T为基频分量的周期，ω为基频分量的角频率，ak、bk分别为各次谐波正弦项和余弦项的幅值。
当傅氏分析方法应用于计算机处理时，即为DFT形式。设信号x(t)每周期的采样点数为N，则采样间隔将是Ts=T/N，则式(1)、式(2)离散化后得到DFT的公式可表达为：
据此还可以计算出k次谐波的幅值和初相角为：
在计算机上作实时计算时，每隔一个Ts=T/N时段就对X(t)采样一次。即每隔一个Ts就出现一个新的采样值xk，实时计算时，一般须在每出现一个新采样值后就计算一次。根据式(3)和式(4)的要求，计算机应对这一新采样值前的N个采样值(包括新出现的一个)同时加以运算。在运算时，对N个采样值都分别乘以不同的系数，然后求和。
从式(3)和式(4)得出，使用DFT算法计算信号的一个谐波分量，共需2N次乘法和(2N-1)次加法，这样每次抽样所需计算的数据量非常大，而且随着N的增长，计算量将显著增加。
根据一般电力系统继电保护的应用，本文对13个通道的电流和电压信号进行采样，在每周波采样20个点的情况下，为了得到每个通道的幅值和相位，总共需要计算520次正余弦、520次乘法、507次加法、13次开平方和13次反正切，因此需要采用优化措施以减小计算量。
2.3.2 实时性优化(1)快速查表
（1)FM-DCSK调制相关原理
为了避免在傅氏运算中计算sin(2πk/N)、cos(2πk/N(k=0,1,2，…，N)等三角函数的值，在系统初始化时应将这些值事先计算出来并保存到一个表中，运算过程中以查找表的形式直接获取正余弦函数计算的值。
(2)定点乘法
AD7490输入模拟电压范围是0 V～5 V，对应的输出数字范围是0x00～0xFFF。由于SEP4020处理器不支持浮点运算，所以对小数的运算将非常耗时。为了避免进行小数运算，采用了小数定点运算方法，用整型替代实型运算。这里定点的定标设为15，整型数0x8000就对应实型数1.0。
为了保持定点运算，避免sin(2πk/N)、cos(2πk/N)带来的小数运算，这里对sin(2πk/N)、cos(2πk/N)计算出来的值进行定点化处理，并将其乘以2的15次方取整后得到16 bit的有符号整数。这样傅氏算法的循环浮点乘操作就转变成整数乘法，既保留了傅氏算法的高精度特性，又极大地提高了傅氏算法的计算速度。
(3)快速开方
在利用傅氏计算得到的实部和虚部求幅值时，需要进行开平方运算。而在RISC内核的嵌入式处理器中，如果不对开平方运算做特殊处理，则CPU的运算时间较长，将影响整个系统的实时性，因此考虑采取快速算法来提高开平方运算的速度。
本文的开平方运算对象是无符号的整型数，可以采用一种只利用移位、加法实现整数开平方算法的方法。由于RISC内核中有内置的桶型移位器，因此该算法可以用汇编程序实现[6]。
整数快速开方算法函数的代码如下：
3 测试及结果分析
3.1 测试环境介绍
硬件系统以32 bit RISC内核微处理器SEP4020和12 bit ADC AD7490为核心，包括交流采集子模块、电源子模块、显示与键盘子模块和出口继电器子模块等。其系统框图如图2所示。
3.2 优化结果
给傅氏算法提供一个理论采样信号：
x(t)=10+10sin(ωt+φ)
取ω=100π,φ=30°,f=50 Hz,N=20。
精度测试结果如表1所示，计算速度测试结果如表2所示(N=20)。
可见，改进后的傅氏算法与原有的傅氏算法相比较，数据处理的总时间缩短到原来的44.5%，计算实部、虚部运算时间缩短到优化前的43.4%，幅值部分整型快速开方的计算时间缩短到优化前的87.8%。虽然与原来的傅氏算法相比在误差方面稍大，但可以满足精度要求。
本文提出了基于Vx Works RTOS的电力系统继电保护装置的软件系统，并对其中的交流信号采样及计算关键程序———DFT算法进行了优化设计。优化后的数据处理结果仍保持了较高精度，但时间大幅度缩短。本文研究结果将有助于提高电力系统装置的实时性，适用于更高采样率和计算密度下的应用。
参考文献
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高采样率高精度的光采样系统设计 第6篇
在超宽带雷达、超宽带通信和电子对抗等军民需求中存在大量瞬态超宽带信号，目前针对此类高速信号的测试手段主要是超高速示波器[1,2]。纯电示波器主要是通过多片高性能高速A/D(模/数)芯片的“拼接”和“集成”达到很高的带宽，但受限于电子取样门宽和取样时间抖动，因此依靠微电子学进一步提高采样率和取样精度的发展空间极为有限，难度非常大。而光采样技术借助高速飞秒激光脉冲，通过时分复用、波分复用和时间拉伸[3,4,5]等方法产生了很高的采样率，并能通过电光调制实现对宽带信号的实时采样，该技术既可以实现对周期信号的测量，也可以实现对非周期信号的测量。由于光采样脉冲时间抖动可以控制在几飞秒，比电采样抖动小两个数量级，因此光采样可以兼顾很高的采样率和较高的采样精度[6]。本文采用光采样与电量化相结合的方法，考虑了光采样过程中的各种干扰，设计了一套高采样高精度的光采样系统，通过多路并行的方法，有效提高了示波器的采样率及采样带宽。
1 基本原理及偏振特性分析
光纤激光器输出高重复频率的飞秒宽谱超短光脉冲，该脉冲经过波分复用和时分复用后形成超快采样光时钟。该光时钟在电光调制器中通过光电相互作用，对被测瞬态电信号进行光采样，产生携带有被测瞬态信号包络的光脉冲串。该脉冲串经过波分解复用之后，形成较低频率的多路光脉冲串，各路光脉冲串同时经过光电探测器转换为电信号，进入后端的多路电A/D进行量化、编码，最后通过数据对齐、复接、融合、处理和显示，实现对被测瞬态电信号的还原，完成整个采样过程。
系统包括两次采样过程，前端光脉冲串对模拟信号的调制以及后端电ADC(模数转换器)对光电转换之后的电脉冲幅度进行A/D转换。与电采样类似，光采样有效比特位依赖于采样光脉冲的时间抖动及采样率，由于是强度调制，其有效比特位还与采样脉冲幅度一致性相关。光采样过程中的量化噪声为
式中，ΔP为采样光脉冲幅度抖动;Δt为采样光脉冲时间抖动;f为模拟信号带宽，根据奈奎斯特采样率，采样率FN必须大于2f;Noise与有效比特位N的关系为Noise≤1/2 N。因此，知道了系统设计指标，就可根据式(1)计算光采样脉冲的时间抖动和幅度抖动。
将脉冲激光通过保偏三端口环行器送入波分复用器并通过法拉第旋转镜返回输出，采用此三端口环行器结合法拉第旋转镜结构，可使输入与输出光偏振态保持相同[7]。此外，时分复用部分通过选用保偏耦合器和保偏光纤，且采取保偏熔接方式，可保证通过波分复用、时分复用产生的高速采样光脉冲保持与激光器输出相同的偏振态，从而最大程度地降低光采样过程中铌酸锂强度调制器的偏振损耗。
2 光采样脉冲的时间抖动
光采样脉冲的时间抖动包括激光器输出脉冲抖动、延迟线延时误差、环境温度引起的光纤折射率变化从而引起的时间抖动、以及色散累积时间误差，其中激光器时间抖动和色散累积时间误差属于确定性误差，只能优化设计使其减到最小，而延迟线延时误差和折射率误差属于随机误差，应计算其均方根值，整体误差为确定性误差加上随机误差。
2.1 折射率变化引起的时间抖动
光纤折射率随温度变化，会引起光脉冲在光纤链路中传输的时间漂移。包括光纤链路的整体时间漂移以及光纤延迟线的相对时间漂移。相对时间漂移会引起光脉冲间的相对“位移”，即时间抖动，对于普通单模光纤，有ν=c/n，进行微分后，有Δν=(c/n2)·Δn;同样对l=ν·t，进行微分后，有Δt=(t/ν)·Δν，其中，ν为光在光纤中的传播速度，c为光在真空中的速度，n为光纤折射率，l为光纤长度，t为传播时间。知道了延迟线长度，即可得出不同路径光脉冲传输的时间抖动。由于各路径互不影响，因折射率变化引起的总的时间抖动为所有路径时间抖动的均方根。
2.2 色度色散引起的时间抖动
对于高频时钟系统，不同波长的脉冲的群速度延时是不同的，因此相对于参考时间位置的脉冲而言，不同波长的时间位置会发生偏移。波分复用部分的群延时可以直接通过可调延迟线进行补偿，而对于时分复用部分，每个路径对于不同波长脉冲具有共享性，无法简单通过延迟线的调节对其进行补偿。
令激光器输出脉冲重复频率为RS，波分复用通道数为M，时分复用通道数为N，理论上时分复用部分最短光纤长度为L1，相邻通道光纤长度差为ΔL，则第i个通道的光纤长度为Li=L1+(i-1)ΔL。
由于光纤色散，不同波长的群延迟是不同的。若用ν(λj)(j=1,2…M)表示群速度，则λj经过第i个路径所产生的时延差为
而理想时延差为
其差值为
式中，δj为波分复用部分第j个波长通道λj所对应的时延;δ'j为λj在波分复用部分的实际时延;λs为参考波长，此波长处理想时延差与实际时延差相等;D为色散参量，由于τi j的周期性和离散型，D是一个离散的均匀分布，因此由色散导致的抖动的均方根可以计算如下：
以L1=0.4m，首通道波长为191.45GHz，通道间隔为200GHz波分复用器为例，计算了参考通道与色散引起的均方根时间抖动关系，其结果如图1所示。
由图可知，当参考波长取整个波分复用波段中心波长时，引入的均方根抖动最小，为47fs。另外，通过在波分复用j通道加入延迟线补偿，其除了能消除式(4)中的δ'j-δj项之外，还能提供一定的时延Cj，从而将式(4)修正为
通过选择合适的Cj，可以得到较好的补偿效果。
3 脉冲畸变
高功率脉冲在光纤中传输时需要综合考虑群速度色散和非线性效应，非线性效应主要包括自相位调制、互相位调制、四波混频、受激布里渊散射和受激拉曼散射等，尤其是过高的峰值功率会引起较强的光谱抖动，直接影响采样光脉冲的幅度一致性。
光纤非线性长度为LNL=1/(γP0)，色散长度为LD=T02/|β2|，其中，γ为非线性参量，P0为脉冲激光峰值功率，T0为脉冲宽度，β2为群速度色散参量。只有在光纤传输长度远小于非线性长度和色散长度时，才能不考虑非线性效应和色散效应。对于峰值功率为5 000 W，脉冲宽度为200fs，啁啾因子为1.7rad/s的短脉冲激光器，其色散长度和非线性长度分别为1.53和1.27m。采用分步傅里叶算法仿真计算，激光脉冲经过0.5m长的单模光纤后，其光谱及波形如图2所示。激光器输出光经过0.5m长的单模光纤后，其光谱半高全宽有一定的压缩，波形发生了一定的畸变。在实际情况中，可以通过适当减小光纤长度和采用大芯径单模光纤来抑制非线性效应。
4 系统仿真结果及分析
我们采用重复频率为250 MHz，线宽为90fs，中心波长为1 550nm，啁啾因子为0的激光器。由于激光高峰值功率引起的非线性效应，根据上一节中的分析，激光器尾纤长度选为0.4m，波分复用器通道间隔一般有50、100、200和400GHz，综合考虑激光器输出光谱宽度和采样脉冲宽度对采样精度的影响，波分复用器根据ITU-T标准选择16通道，通道间隔为200GHz，每通道相对延时为7.812 5ps，这样相邻两脉冲波长不一样，光采样之后经过波分解复用器根据波长选择性分为相对低速的16路光脉冲，从而为后端电学采样处理创造了条件。波分复用每一路连接精密可调衰减器进行功率调节，从环行器三端口输出光脉冲时序，如图3所示。经过波分复用的16个脉冲只占了激光脉冲间隔4ns的1/32，因此再采用5级时分复用，相对延时分别为2、1、0.5、0.25和0.125ns，对这16个脉冲进行整体“复制搬移”，使经过波分复用、时分复用之后的光脉冲达到128GHz重频。另外飞秒激光器输出为线偏振光，且整个系统采用保偏光纤，因此通过调整电光调制器输入光偏振态与调制器晶体光轴平行，即可以达到较好的调制效果。输入20GHz正弦信号进行调制，结果如图4所示，每个光脉冲的强度变化正好对应了输入正弦信号幅度，即可以进行非常好的光采样。采用正弦插值方法进行采样数据还原，128GHz采样率对应51.8GHz输入模拟信号带宽。
经过系统仿真发现，理想情况下，100GHz以上的光采样率是可以实现的，但工程中涉及到精密延迟控制、偏振态管理和光传输损耗控制等诸多问题，目前课题组正在积极进行相关方面的研究工作。
5 结束语
本文给出了一种基于极低时间抖动短脉冲激光器的光采样设计方案，并从理论上分析了采样脉冲时间抖动、高功率脉冲传输光谱畸变以及光脉冲传输偏振特性。通过系统温度控制、光纤延迟线长度补偿及选用谱分割中心波长作为延迟线切割中心波长，可以有效降低光采样系统的时间抖动，采用三端口环行器加法拉第旋转镜结构有效改善了系统的偏振特性。
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交流采样系统 第7篇
脉冲无线电超宽带系统 (impulse radio-ultra wideband, IR-UWB) 由于低频谱密度、低功耗、低成本、抗干扰、高数据速率的特点受到广泛的关注[1]。2002年, 美国联邦通信委员会 (Federal Communications Commission , FCC) 制定并开放了免费使用的UWB频段, 为UWB技术民用化扫清了障碍。目前, IR-UWB技术广泛应用于无线个域网、无线传感网、精确定位、超宽带雷达等方面。
目前, 已经设计出各种接收机结构以应对便携式UWB设备严格的成本和功耗要求[2]。同模拟接收机相比, 数字接收机可以提供更灵活的信号处理能力。然而, 在实际系统应用中, 超宽带信号的数字接收机往往受限于模数转换器的精度和功耗要求。针对上述问题, Hoyos 等人提出多种单比特数字接收机 (单比特模数转换器替代多位宽模数转换器) , 并找到一种通过过采样使接收性能可以达到与全精度采样 (无量化误差的理想采样) 相媲美的接收机方式[3]。Yin等人得到一种最大似然准则下最优的单比特数字接收机, 并给出一种在实际中现实可行的次最优接收机[4]。单比特数字接收机在系统性能、功耗以及复杂度等方面取得了良好折中。
IR-UWB系统采用次纳秒脉冲信号进行数据传输, 具有极高的吞吐率[5]。研究表明, IR-UWB系统对采样时的定时抖动极其敏感, 即使当定时误差在次纳秒级时, 也能引起系统性能的严重下降。文献[7,8,9]分析了模拟接收机下定时抖动对系统性能的影响, 文献[10]研究了全精度采样时的理想数字接收机的定时抖动问题。区别于全精度取样接收机, 单比特数字接收机在通过单比特模数转换器后, 取样信号严重失真, 定时抖动将对系统性能产生更为复杂的影响, 目前尚未有深入的分析研究。
本文研究了基于单比特采样接收的IR-UWB系统中采样抖动对性能的影响。论文给出了采样抖动的简化分析模型, 推导了AWGN信道下全精度采样系统和单比特采样系统的误码率理论解。论文通过仿真实验验证了理论分析的正确性, 并分析比较了全精度采样系统、单比特采样系统在AWGN信道与多径衰落信道下的抗采样抖动性能及其原因。
2 系统分析模型
2.1 接收机结构
基于单比特采样UWB系统的接收机结构见图 1。考虑单用户系统, 采用脉冲相位调制的发送信号为
式中Tf表示脉冲符号周期, dk∈{+1, -1}表示发送的第k个比特符号, wtr (t) 表示发送的单脉冲波形。
在UWB室内准静态环境中, 信道在脉冲持续时间内可认为是线性时不变的。模数转换器的输入信号为
式中wref (t) =wtr (t) *hchannel (t) *hBPF (t) , 其中*表示卷积运算, hchannel (t) 和hBPF (t) 分别表示信道冲激响应和带通滤波器冲激响应;n′ (t) =n (t) *hBPF (t) , n (t) 表示系统热噪声, 一般认为是单边功率谱密度为N0/2的高斯白噪声。
以奈奎斯特速率对信号进行采样, 若不考虑由模数转换器精度引起的量化失真, 采样过程可看成全精度的信号变换, 输出信号为
在基于单比特采样UWB系统中, 输入信号通过单比特模数转换, 输出信号特性为
其中i=1, …, N;qk, i表示第k个符号的第i个采样点的单比特采样结果, 采样瞬间的输入信号极性为正则输出信号为1, 否则为-1。每个符号周期采N个点。第k个符号的采样结果可表示为量化矢量qk=[qk, 1, qk, 2, …, qk, N]。
根据采样结果进行解调判决, 匹配滤波接收方式下的判决变量为
其中wi=wref (iT) 。尽管文献中已经证明匹配接收机不是最优的单比特接收机, 但在我们所关心的信噪比范围内 (10dB以下) 匹配接收机的性能与最优接收机的性能差距很小[5]。采用匹配接收方式可以更方便地将单比特接收机与全精度接收机做比较。
2.2 采样抖动模型
在对输入信号的采样过程中, 采样时钟的抖动会引起接收性能下降。采样抖动Δj通常被建模成均值为零、方差为σ
其中w′ref (iT) 表示对wref (iT) 一阶微分。
式中的第二项为抖动分量, 和热噪声是高斯独立的, 因此我们可以将其合并得
这个新变量同样满足高斯分布, 方差为
所以, 接收信号可以表示为
r (j) (kTf+iT) =r (kTf+iT+Δji)
=dkwref (iT) +n (j) (iT) (10)
在全精度采样下的匹配接收机的误码率为[11]
其中
2.3 采样抖动下的单比特接收机性能
在单比特数字接收机中, 单比特采样结果服从以下概率分布
其中i=1, …, N;ε
利用矩生成函数可以计算任意线性合并接收机的误码性能[6]。
线性合并准则可表示为
矩生成函数Mλ (j) k (s) =E[e-sλ (j) k]为
发送符号满足均匀分布, 线性合并接收机的误码率为
3 仿真结果和性能分析
本节通过仿真实验分别给出加性高斯白噪声信道和多径信道下采样抖动对单比特系统和全精度系统性能的影响。验证了理论分析的正确性。同时, 比较了单比特系统和全精度系统抗采样抖动能力的差异, 并分析原因。
3.1 仿真参数
仿真实验中, 系统发送信号采用高斯二阶微分波形, 为
其中τ表示脉冲形成因子。
多径信道模型为CM1, 包括100路信道实现。奈奎斯特采样T=0.125 ns, 脉冲形成因子τ=0.568 ns。
3.2 加性高斯白噪声信道
图 2 给出了加性高斯白噪声信道下采样抖动不同时, 单比特采样的IR-UWB系统接收信噪比与误码率之间的关系。图中带圆圈的是仿真实验解。采样抖动均方根从0到30ps。从图中可以看出, 在大多数情况下, 仿真实验解和理论分析解非常接近;当采样抖动均方根大于20ps时, 由模型推导出的理论解的准确度下降。 由此可见, 由式 (7) 给出的采样抖动一阶泰勒近似信号模型在小抖动范围内是合理有效的, 它可以在我们所关心的抖动范围内准确给出单比特取样系统的采样抖动噪声容限。
图 3给出了加性高斯白噪声信道下采样抖动不同时, 全精度采样的IR-UWB系统接收信噪比与误码率之间的关系。与单比特系统一样, 在我们感兴趣的采样抖动范围内, 仿真实验解和理论分析解非常接近。图 4比较了在误码率为10-3时不同大小采样抖动下单比特系统和全精度系统分别需要的信噪比。可以看到单比特系统相对于全精度系统需要更大的信噪比, 这是因为单比特采样丢失了大量的信号幅度信息, 采样后信噪比下降。当无采样抖动时, 这种性能损失为2.1dB, 当采样抖动均方根30ps时, 这种性能损失为2.6dB。可见, 在加性高斯白噪声信道下单比特系统的抗采样抖动能力要弱于全精度采样系统。由于发送的是高斯窄脉冲, 信号持续时间内, 瞬间信号幅度是很大的, 微小的采样抖动就能引起较大的信号幅度失真, 导致采样点的信号极性变化, 而单比特采样只能根据信号极性做简单的二值判断, 原本的信号幅度失真在单比特采样下变成了二值误判。瞬间幅度大的点在线性合并时的权重大, 该点若在噪声影响下采样输出极性发生变化将直接影响整个比特符号的解调判决结果。采样抖动对系统性能的影响通过单比特采样接收被放大了。
3.3 多径信道
图 5 给出了多径衰落信道下采样抖动对单比特系统和全精度系统的性能影响。可以看出, 不同于加性高斯白噪声信道, 单比特系统和全精度系统的抗采样抖动能力基本一致。在多径衰落信道下, 原来非常集中的信号能量被分散到整个符号周期, 在线性合并中各个小幅度采样点的权重都较小, 这些点各自受单比特采样影响引起的信号失真对整个比特符号的判决结果的影响并不是那么明显。
4 结论
本文给出了IR-UWB系统采样抖动的简化分析模型, 推导出加性高斯白噪声信道下脉冲相位调制时全精度采样系统和单比特采样系统的误码率表达式。不难发现, 该模型同样适用于其他调制方式。仿真表明, 在实际系统感兴趣的采样抖动范围内 (采样周期125ps, 采样抖动均方根不大于20ps) , 仿真结果与理论分析得到的数学表
达式相符。在加性高斯白噪声信道下, 单比特系统需要付出比全精度系统更大的能量以抵消采样抖动对系统性能的恶化。而在多径衰落信道下, 单比特采样系统的抗采样抖动能力与全精度采样系统基本一致。本文将采样抖动建模成高斯宽平稳过程, 进一步的工作将对非高斯白噪声的采样抖动展开研究。
摘要：研究了基于单比特采样接收的IR-UWB系统中采样抖动对性能的影响。论文给出了采样抖动的简化分析模型, 推导了AWGN信道下全精度采样系统和单比特采样系统的误码率理论解。论文通过仿真实验验证了理论分析的正确性, 并分析比较了全精度采样系统、单比特采样系统在AWGN信道与多径衰落信道下的抗采样抖动性能及其原因。
关键词：单比特数字接收机,脉冲无线电超宽带,采样抖动
参考文献
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电能质量监测中的同步采样系统设计 第8篇
电能质量对于保证电网的安全经济运行、工业产品的质量、科学实验的正常运行以及降低能耗等均有重要意义。谐波是影响电能质量的主要因素之一, 随着电力电子装置在电力系统、工业及家庭中的使用日益广泛, 谐波已成为污染电力系统的严重公害之一, 解决电力系统谐波问题显得非常迫切[1]。如何能快速地检测出谐波分量, 对于谐波抑制和提高电能质量有着重要意义。传统的谐波测量装置, 一般采用单片机实现, 通过软件方式控制AD采集, 数据的采集与数据的处理在速度上相互影响而不能实时完成谐波的计算。锁相环和FPGA乒乓缓存的引入可解决计算的精度和实时性要求。
2 系统组成
硬件电路由3部分构成:1.锁相环路。2.A D采集。3.FPGA构成的乒乓存储电路。由电压互感器出来的电压信号, 通过电压比较器整形为方波, 经过光电耦合器隔离后送入FPGA内D触发器进行二分频, 分频后的信号经高速光耦把模拟部分和数字部分电路隔离开, 同时进一步隔离了强弱电之间的电气连接, 系统构成如图1。方波信号通过施密特触发器整形后加至74HC4046锁相环的PHI1端, 作为输入信号。
3 锁相环电路
在电能质量分析领域中, 快速傅里叶变换 (FFT) 得到了广泛的应用。在运用FFT时必须满足采样定理的要求, 为了防止频谱泄露, 即结果使信号的频谱不只是在fs处有离散谱, 而是在以fs为中心的频带范围内都有谱线出现, 它们可以理解为是从fs频率上“泄露”出去的, 这种现象称为频谱泄露, 必须在一个周波内保持等间隔采样。利用锁相环 (PLL) 使信号频率和采样频率同步, 锁相环把取自采样系统的电压信号的频率和相位与锁相环输出的同步反馈信号进行相位比较, 当失步时, 锁相环的相位比较器输出与二者相位差和频率差相关的电压, 经滤波后控制并改变压控振荡器的频率, 直到输入频率与反馈信号频率同步为止, 一旦锁定, 便将跟踪输入信号频率变化, 保持二者的频率同步, 输出的同步信号去控制对信号的采样, 此种方法实时性好, 可以解决频谱泄漏难题[2]。
只要设计的采样时钟频率Fs恰好等于电网频率的整数倍, 就可以避免了频谱泄露。根据国家标准关于谐波测量的规定, 需测量谐波次数范围为从第2~63次。每个电网周波采样128点即可满足测量要求。因此, 可采用锁相倍频电路将输出信号进行128倍分频, 并与输入信号严格同步, 压控振荡器产生128倍频同步触发信号, 控制采样及保持电路进行A/D转换。
分频器由FPGA内部构成组成, 分频系数N=128。锁相环的输出频率经过128分频后得到, 以此作为比较信号, 接74HC4046的PHI2端, 与电网频率进行比较。信号f与压控振荡器输出的经过128分频器分频的信号在鉴相器内进行相位比较。鉴相器输出直流信号的幅度与相位差成比例, 鉴相器的输出经低通滤波器后控制压控振荡器的频率, 使压控振荡器的输出f经分频器分频后的频率向被测信号的频率靠拢, 直至频差消失, 环路锁定。此时压控振荡器输出频率Fvco正好是被测信号的128倍。此时用Fvco去控制采保电路和AD转换器就可以在一个工频周期内正好采样到1 2 8个点, 消除了同步误差, 实现了同步采样。在应用中发现74HC4046具有小的锁定范围, 当频率变化时, 电路不能快速进入锁定状态, 其原因是单纯的RC低通滤波器, 对阶跃响应的时间较慢, 我们采取高速化的RC低通滤波器, 电路如图2, 改善了系统的响应, 其在RC低通滤波器的基础上附加两个二极管D1、D2和电阻R2的电路, 当Vo
4 乒乓缓存结构
采样后的数据要送到后面的DSP处理器中。如果每次新采样数据都由DSP及时获取, 必定会不停的打断DSP工作, 由于后继的FFT计算非常耗时, 所以取数据的过程必定会降低系统的性能。在AD与DSP中间加入缓存区可以解决数据传输的问题。
输入和输出缓存电路一般有三种结构形式:双端口R A M, FIFO结构和乒乓缓存结构。由于FFT运算需要一个周波的数据, 当DSP计算时, 新的数据在乒乓缓存区中缓存, 当缓存一个周波的数据后, 缓存对DSP发送中断信号, DSP读取缓存区的数据, 读取的时间非常快, 减少了对DSP的占用时间。所以在此系统中应用乒乓缓存区方式式一种最佳的选择。
乒乓操作的处理流程描述如下:AD转换后的数据流通过输入数据选择单元等时地将数据流分配到2个SRAM中。在第1个缓冲周期, 将输入的数据流缓存到SRAM1;在第2个缓冲周期, 通过输入数据选择单元的切换, 将输入的数据流存放到SRAM2, 同时, 将SRAM.中第1个周期的数据通过输出数据选择单元的选择, 送到运算处理单元进行处理。在第3个缓冲周期, 再次切换数据的进入与输出存储模块。如此循环, 周而复始。
乒乓缓存结构实际上相当于一个双口RAM, 但它与普通的双口R A M有所不同, 主要体现在以下几个方面:1.普通的双口RAM是个单体存储器, 具有两套完整的的数据线, 地址线, 读写控制线, 乒乓缓存结构则由包含两个相互独立存储器, 从而在结构、速度、容量上就有更大的灵活性;2.双口RAM允许两个独立的系统同时对该存储器进行随机访问, 但是双口在访问同一地址时, 指向的必定是存储题内的同一存储单元, 而乒乓缓存结构则分别指向属于SRAM1和SRAM2的两个不同的存储单元;3.乒乓缓冲结构的双口指向的存储区可由外部信号来控制, 而普通双口RAM则必须用地址线来控制。FIFO可以进行双端操作, 但是数据必须先进先出, 不能进行随机访问, 原理如图4。
早期的乒乓缓存区的硬件构成由两片同样的型号的RAM与FPGA构成, 缺点是占用的IO口太多, 由于现在的FPGA器件内嵌RAM块, 并且一个周波采集的数据量不大, 我们选用Altera公司的Cyclone II系列中的EP2C8 FPGA完全可以满足实际应用, EP2C8内部共有36个M4K RAM, 控制逻辑和SRAM全部可以做在芯片内[3]。
当第一次写SRAM1时, 在采集脉冲的作用下, 写地址计数器Counter1在每个周期加1而产生地址, 并写入新采集的数据到S R A M 1中, 当写满S R A M 1时产生满中断信号F F 1给D S P与FPGA内部的仲裁模块, 在仲裁模块的作用下, ADC数据输入接口切换到SRAM2, 同时Counter2清零, 地址指向SRAM2的第一个单元, 新采集的数据存入到第一单元, 当SRAM2数据满时, 产生FF2终端信号给DSP和内部仲裁模块, DSP读取SRAM2数据进行处理, 如此反复, 因为ADC采集一个周波的数据需要20ms, DSP读取S R A M中的信息仅仅为几十个u s, 这样可为D S P赢得近20ms的计算时间, 满足了系统的实时性要求。
系统软件设计采用Verilog HDL语言, 它是目前应用最广泛的一种硬件描述语言, 用于数字电子系统的设计。集成开发环境选用Quartus ll, 该软件是Altera公司的综合开发工具, 它集成了Altera FPGA开发流程中的所有工具和第三方软件接口。可用它进行数字逻辑系统的仿真验证、时序分析、逻辑综合。
5 结束语
本文讨论了电能质量监测中, 基于锁相环同步采样和乒乓缓存控制器的实现方法, 实践证明, 锁相同步采样在电网频率变动时候保证了等间隔采样, 提高了后继计算的准确性, 乒乓缓存控制器通过输入数据选择单元和输出数据选择单元按节拍相互配合切换, 从而将经过缓冲的数据流无停顿地送到运算处理单元, 非常适合对数据流进行流水线式处理, 有效的提高系统的实时性。
参考文献
[1]栗时平.电力系统谐波检测方法及其实现技术的发展[J].电气开关, 2004, 42 (1) :33-38.
[2]傅晓程.同步采样脉冲发生器[J], 电子测量, 2002, (3) :59-62.