直接瞬时转矩控制

直接瞬时转矩控制（精选8篇）

直接瞬时转矩控制 第1篇

开关磁阻电动机( switched reluctance motor,SRM) 具有结构简单、成本低廉、容错性好和调速性能优良等突出优点[1],是一种极具竞争力的新型调速电动机。 SRM的工作原理与传统交直流电动机有着本质的不同,其遵循磁阻最小原理,即磁通总是沿着磁阻最小的路径闭合,磁场扭曲产生切向拉力[2]。由于SRM特有的双凸极结构,使得磁路易饱和,电动机的转子角度和相电流与磁链均为非线性关系,并且运行时转子上产生的电磁转矩是由一系列的脉冲转矩叠加而成,使得合成转矩存在较大的谐波分量,导致电动机在运行时尤其是低速运行时转矩脉动较大[3]。另外,功率变换器中相开关器件的切换动作也并非瞬间完成,极易造成输出转矩的波动。这一问题在换相期间尤为突出, 当前相绕组关断进入退磁状态,相电流下降,该相输出的瞬时转矩也随之下降,此时,由于下一相绕组电流还未增强至足够大,不能产生足够大的电磁转矩,造成总输出转矩的下降,引起转矩脉动。转矩脉动会引起电动机直接驱动的传动轴上机械部件的低频共振,从而产生噪声,同时较大的转矩脉动还会引起较大的转速波动[4]。因此,如何有效地抑制转矩脉动一直以来都是SRM的研究热点。

传统的SRM控制方式有3种,即角度位置控制 ( APC) 、电流斩波 控制 ( CCC) 和电压斩 波控制 ( CVC) ,分别针对3种不同的可控量: 开关角、相电流、相电压,这3种控制方式都是通过间接的方式控制转矩[5],对转矩脉动和噪声的抑制效果都十分有限。对转矩直接进行控制,是目前针对SRM转矩脉动问题应用最广泛的方法。本研究将直接瞬时转矩控制 ( DITC) 方法和改 进型直接 瞬时转矩 控制 ( ADITC) 方法应用于SRM的转矩控制[6,7,8,9]。与传统SRM转矩控制方法不同的是,DITC方法舍弃了电流闭环控制,而是直接控制任意时刻的瞬时转矩,这就避免了优化电流波形所需的复杂算法[10]。ADITC则是将DITC与PWM控制方法相结合而提出的改进型控制方法。

本研究阐述DITC和ADITC的工作原理和实现方法,并针对四相8 /6极SRM搭建其仿真模型,对仿真结果进行比较分析,为进一步改进和完善SRM的控制策略奠定基础。

1SRM的DITC方法

1.1DITC方法

SRM的DITC方法的核心思想是直接将任意时刻总的输出转矩作为控制对象,根据转矩偏差和转子位置角,通过控制导通相的工作状态,达到控制该相转矩的目的,进而控制总输出转矩[11]。DITC控制系统框图如图1所示。

1.2功率变换器的工作状态分析

SRM的功率变换器有很多种类,本研究采用了传统的不对称半桥式功率变换器,它的电路由两只相开关管和两只续流二极管组成,能够提供相与相之间完全独立的控制,简单可靠。DITC方法采用软开关的功率变换模式,根据开关管的通断状态,可以将功率变换电路分为如图2所示的3种工作状态[12]。当两个开关管同时导通时设为状态“1”,此时绕组两端电压为 + Us,电路处于励磁状态,电流快速升高; 当只有一个开关管导通时设为状态“0”,此时绕组两端电压为0, 电路处于续流状态; 当两个开关管同时关断时设为状态“- 1”,此时绕组两端电压为 - Us,电路处于退磁状态,电路向电源反馈能量,电流快速降低。

1.3DITC转矩控制原理分析

根据角度位置的不同,相绕组电感被分为3个区间,其边界依次为 θon1、θ1、θ2和 θon2,DITC方法的分区如图3所示。θon1和 θon2分别为前后相邻两相的开通角,图中设定A相为当前相,B相为下一相。θ1是转子开始与定子重叠的位置,θ2是转子与定子的对齐位置,此时,相绕组的电感值最大。

在区间1中,A相的电感值较大,并快速增加,它的电流和转矩也均处于最大值,而B相的电感则处于最小值,电感变化率也非常低,电流逐渐增大,转矩接近于零。此时,电机的输出转矩主要由A相提供。在区间2中,转子开始与定子重合。此时,A相的电感逐渐增至最大值,但电感增长率和转矩都开始降低,并最终趋近于零。

相反,B相的电感开始增强,电流增至最大值。但此时B相的电感值仍然较低,以至于不能独立提供输出转矩,所以电机的输出转矩仍由A相和B相共同提供。同时,为防止A相在下一区间产生反向电动势而输出负转矩,A相只需少量电流即可,即由B相提供输出转矩中的大部分,A相提供剩余部分。在区间3中, A相在通过对齐位置后电感开始下降,并产生负转矩。 为了减小负转矩,提高电机效率,必须使A相进入退磁状态,将磁场能反馈给电源,使其相电流尽快下降, 消除负转矩的作用。此时,B相的电感快速增强,电流和转矩都达到最大值,足以满足负载要求。

依据上文所介绍的分区方法,绕组电感被分为3个区间,每个区域中功率变换器的控制规则依次如图4( a ~ c) 所示。图4中,x轴表示参考转矩与反馈转矩的差值,y轴表示功率变换器的工作状态。

以区间1为例,如图4( a) 所示,无论转矩差值如何变化,下一相总是处于“1”状态,即励磁状态; 当前相的转矩差值由超出上限减小至零又增加至超出下限时,功率变换器的工作状态由“1”变为“0”再变为 “- 1”,当前相的转矩差值由超出下限减小至零又增加至超出上限时,功率变换器的工作状态按相反的顺序,由“- 1”变为“0”再变为“1”。

1.4超前角的选取方法

开关角对SRM的控制尤为重要,由图3可知,下一相绕组必须在区间2中建立足够大的电流,以满足其在区间3中对输出转矩的要求。因此,合适的超前角对于下一相绕组获取足够的电流上升时间至关重要,过大或过小的超前角会相应地造成电流值的偏高或偏低,给电机的控制带来不利影响。绕组电流与位置角之间的关系如图5所示,θon与 θ1之间的区域即为超前角 θadv。为了保证足够的电流上升时间以获取期望相电流i*,必须给定合适的超前角,而超前角可以由电机转速 ωrm和参考转矩T*确定。

θon—开通角; θoff—关断角; θ1—电机相绕组开始进入正转

假设SRM相电流小于饱和电流值,单相电磁转矩方程可以简化为故期望相电流可以表示为:

式中: T*—参考转矩,θrm—转子位置角。

忽略相绕组电阻,SRM的第k相电压平衡方程可以简化为:

式中: uk,ik,ψk,Lk—第k相的绕组电压、电流、磁链和电感。

由式( 1,2) 可得电流上升时间为:

因此,超前角可以由转速和上升时间确定为:

2SRM的ADITC方法

2.1ADITC方法

尽管DITC方法能够比较有效地抑制转矩脉动的产生,但仍然存在一些不足之处。因为功率变换器的工作状态是根据给转矩差值的变化而改变,开关频率是不固定的,并且转矩脉动的抑制效果受采样周期和所设定的差值宽度影响很大。假使差值宽度较窄,而采样周期又相对较长,则当转矩误差超出设定范围时, 就会出现因未到下一采样周期而使转矩脉动不能被及时地检测和反馈的情况。因此,为了有效地减小转矩脉动,将输出转矩控制在一定的范围内,转矩的采样频率必须固定且足够大。在DITC的基础上,本研究介绍了一种改进型方法,即在确定的导通角内,转矩差值作为转矩控制单元的输入,并通过PWM控制单元施加给功率变换器固定频率的开关信号,从而实现对瞬时转矩的 精确控制,达到抑制 转矩脉动 的目的。 ADITC控制系统框图如图6所示。

2.2ADITC转矩控制原理分析

ADITC方法是DITC方法与PWM控制方法的结合,所以ADITC的相电感分区方法与DITC的分区方法相同,相绕组的电感、电流和转矩随转子位置角的变化情况如图3所示。其中,PWM控制单元的频率值是依据转矩误差和DITC控制规则而设定的,功率变换器中开关管的工作频率与其直接对应。ADITC中每个区间的控制规则如图7所示,图7中,x轴表示转矩误差,y轴表示当前相或下一相功率变换器的工作状态。

2.3转矩差值控制中工作状态的判断方法

DITC中,根据所划分的不同区间内转矩误差的大小,对功率变换器施加不同的触发信号,使其工作状态发生转换。因此,绕组在每个采样周期中只能有一种状态。但在ADITC中,每个采样周期内,根据转矩误差的不同,单相绕组可以有一种或两种工作状态。以区间1为例,如图7( a) 所示,转矩误差大于0且小于差值上限时,当前相的工作状态在“0”~“1”之间随转矩误差的变化而改变; 转矩误差小于0且大于差值下限时,下一相的工作状态在“0”到“1”之间随转矩误差的变化而改变,其工作状态的判断方法分别如图8 ( a) 、8( b) 所示。其中,Dt= | Terr| / ΔTH,式中: Terr—转矩误差,ΔTH—转矩差值的设定宽度。

3DITC与ADITC的系统建模

3.1仿真系统模型

本研究使用Matlab /Simulink软件分别 对采用DITC和ADITC方法的四相8 /6极SRM进行了仿真建模,其系统模型如图9所示。SRM的DITC系统仿真模块主要包括PI调节器、功率变换器、开关磁阻电动机本体、角度位置计算模块和转矩差值控制模块。仿真系统的给定变量为电机转速,给定转速与反馈转速产生转速误差,转速误差经PI调节器后得到参考转矩,参考转矩与实际反馈转矩比较产生转矩控制指令。 图9中,SRM与Converter模块分别表示电动机本体与功率变换器,功率变换器采用传统的不对称半桥式功率变换电路。与DITC仿真模型相比,ADITC仿真模型最大的不同是在前者的基础上在Converter模块中增加了PWM发生器模块,实现了以固定频率控制功率变换器的开关。

3.2转矩差值控制环节

转矩差值控制环节是DITC系统和ADITC系统的核心,它是采用上文分析的转矩差值控制方法,通过Matlab函数编程实现。 DITC和ADITC仿真模型中Converter模块的内部结构图分别如图10、图11所示。 其中,DITC系统的输入控制信号为th和dt,分别表示转子位置角 度和参考 转矩与实 际反馈转 矩之差, ADITC系统又增加了输入信号du / dt,它表示转矩误差的变化率。Matlab FA模块是依据相应的转矩差值控制规则编写的函数,是实现转矩控制的关键所在, BR_CONV1模块是不对称半桥回路。 PWM模块是PWM发生器,产生固定频率的PWM信号,控制功率变换器中相开关管的开关,并根据Matlab FA模块的输出信号改变PWM信号的占空比。

4仿真实验及结果分析

本研究在Matlab/Simulink环境下使用基本模块搭建了SRM的DITC和ADITC仿真系统,其仿真系统参数初始化为: 转速500 r/min,负载转矩0. 5 N·m,直流母线电压250 V,转矩惯量0. 000 2 kg·m2,阻尼系数0. 000 02 N·m·s,最大电流7 A,最大磁链0. 27 V·m, 转矩差值宽度 ±0. 05 N·m。

SRM的DITC和ADITC仿真系统的功率变换器模块的输入控制信号dt如图12所示。输入信号dt是参考转矩与实测反馈转矩之差,由于DITC仿真系统和ADITC仿真系统给定的初始参数相同,所以信号dt本质上反应的是实测反馈转矩的变化。

DITC仿真系统和ADITC仿真系统的结果波形分别如图13、图14所示,依次为相电流、相电压、总输出转矩和磁链。由结果波形可以看出,在两种控制方法的作用下,电机都能够输出稳定的相电流、相电压和磁链波形,并且输出转矩脉动基本都在允许的转矩差值宽度范围内。但相比较而言,ADITC方法的转矩脉动抑制效果更加明显,输出转矩也更加平滑。同时, ADITC仿真系统输出的电流和磁链的最大值也明显高于DITC仿真系统的输出值,波形也更加平滑,表明ADITC系统的的动态性能更加优良。

5结束语

直接瞬时转矩控制 第2篇

摘要：针对永磁同步电机（PMSM）直接转矩控制系统存在转矩和磁链脉动较大的问题，引入反馈线性化理论，结合空间矢量脉宽调制技术（SVPWM），提出了使原系统实现输入输出线性化控制的改进方法。首先分析了控制系统实现反馈线性化的条件，给出了线性化系统控制模型，采用五段式SVPWM的控制算法，最后与传统直接转矩控制系统进行了仿真对比。结果表明，基于SVPWM的永磁同步电机反馈线性化直接转矩控制系统显著抑制了转矩和磁链的脉动，并且具有理想的动静态性能。

关键词：永磁同步电机；直接转矩控制；反馈线性化；SVPWM

中图分类号：TM341 文献标志码：A 文章编号：1007-2683（2015）06-0065-06

0 引言

永磁同步电机的直接转矩控制凭借着良好的动态性能和较强的鲁棒性，受到了国内外电力电子技术界和产业界的广泛关注。传统的直接转矩控制采用bang-bang控制策略，这使得转矩和磁链脉动很大。为此，国内外学者在近年来做了大量的研究。西安交大何栋炜等人采用了卡尔曼滤波磁链观测器对磁链进行估计，这种方法减小了转矩脉动。美国威斯康星大学电气工程系的Robert D.Lorenz教授提出了无差拍直接转矩和磁链控制（DB-DFTC）控制方法。Wei Xu提出一种低开关频率下的无差拍直接转矩控制器，使得开关损耗达到了最小化。

永磁同步电机的数学模型具有多变量、强耦合的非线性特点，反馈线性化方法能通过对系统进行坐标变换和状态反馈，在输入与输出之间建立线性关系，从而将非线性系统转变成线性系统，实现系统解耦。通过反馈线性化技术获得的线性模型是精确的状态变换的结果，这样就可以采用线性化理论来设计控制器。

SVPWM技术作为一种优化的PWM技术，能明显的减小逆变器输出电流的谐波成分，降低脉动转矩，且其控制简单，数字化实现方便，电压利用率高。SVPWM技术中两个零矢量的不同分配方案会产生多种调制方式，其中交替使用两个零矢量的五段式SVPWM能有效地减小开关损耗。

本文以永磁同步电机为研究对象，应用微分几何方法推导出PMSM直接转矩控制系统可以进行反馈线性化的条件，得到相应的反馈线性化模型。结合这个模型构造状态反馈控制器，将得到的反馈控制量输入到SVPWM中，实现对电机的控制。对模型系统进行仿真验证，并给出相同参数下传统直接转矩控制永磁同步电机的比较结果。

1 永磁同步电机直接转矩控制系统数学模型和反馈线性化条件

1.1 永磁同步电机数学模型

其中ψ_s=ψ_d+jψ_q，是定子磁链矢量，i_s=i_d+ji_q是定子电流矢量，u_s=u_d+ju_q是定子电压矢量，ψ_PM是永磁体磁链，ω_r是转子角速度，R_s是定子电阻，对于隐极式永磁电机电感L_s=L_d=L_q。

电磁转矩T_e和定子磁链幅值平方F_s定义如下：

将式（1）和式（2）分别代入到式（3）和式（4）的微分方程中可以得到：出通过控制电压值就可以控制转矩和磁链，但是状态方程是耦合的，非线性的。

1.2 PMSM直接转矩控制系统反馈精确线性化条件

根据微分几何理论，首先验证仿射非线性系统是否满足反馈精确线性化条件，即是否满足系统的相对阶数等于系统的维数且解耦矩阵非奇异。定义如下：

对于标准的仿射非线性系统。式中x为系统的状态向量，u、y为系统的控制输入和输出，f、g为光滑向量域，h为光滑标量函数。其中李微分定义如下：如果有下式

在d-q坐标系下，PMSM数学模型整理成如下形式：

控制系统框图如图1所示。该控制系统由反馈线性化控制单元、转矩调节、磁链调节、转矩和磁链计算单元、坐标变换及SVPWM模块构成。电机定子侧相电流i_a、i_b、i_c与转子角位置θ相结合，经过坐标变换得到两相旋转电流i_d和i_q，i_d和i_q经过转矩和磁链计算单元得到转矩T_e和磁链F_s。给定转速ω^*与反馈转速ω相比较，经过速度控制器得到转矩T^*_e，T^*_e与计算单元得到的转矩T_e相比较，经过转矩调节器得到控制量V₁。给定磁链F^*_e与计算单元得到的磁链F_s相比较，经过磁链调节器得到另一个控制量V₂。V₁和V₂经过反馈线性化单元得到d轴和q轴的电压U_d、U_q再和转子角位置θ相结合，经过坐标变换得到两相静止电压U_α和U_β，再经过SVPWM模块得到六路脉冲驱动逆变器，进而控制永磁同步电机。

3 SVPWM算法实现

SVPWM的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。

本文采用电压矢量合成法实现SVPWM。如上图2所示，在某个时刻，电压空间矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。先作用的称为主矢量，后作用的称为辅矢量，作用的时间分别为T₁和T₂。以扇区I为例，空间矢量合成示意图如图3所示。以在高调制指数下运行。考虑到五段式SVPWM的开关次数为七段式的2/3，减小了1/3的开关损耗，因此本文采用五段式SVPWM。扇区波形图如图4所示。

4 仿真对比实验

本文使用Matlab环境下的Simulink对所建控制系统模型进行仿真所选永磁同步电机参数为：R_s=0.9585Ω，L_d=L_q=0.00525H，极对数4，永磁体磁链为0.1827Wb进行如下仿真研究：系统以转速1000r/min，空载启动，在0.04s时转速由1000r/min升至1500r/min，在0.08s时由空载突变为5N·m，参考磁链为0.27Wb，k₁=k₂=6000，仿真框图如图5（a）和图5（b）所示，所得的转速响应曲线与传统直接转矩控制系统的对比如图6中（a）、（b）、（c）、（d）、所示，转矩响应曲线对比如图7中（a）、（b）、（c）、（d）、所示以及磁链轨迹圆与传统直接转矩控制系统的对比如图8中（a）、（b）所示。

从仿真波形可以看出，系统精确线性化以后，电机速度在0.01s之内迅速达到稳态，跟踪性能非常理想，几乎没有超调；当电机负载转矩从0跃变为5N·m时，系统速度、转矩可以在很短时间内到达给定值；转矩瞬时跟踪给定负载，其鲁棒性能理想；磁链在瞬间达到稳定，在整个过程中不受外加负载以及速度变化的影响，在整个运行期间完全保持恒定。由此可见，相同条件下基于五段式SVPWM的永磁同步电机反馈线性化直接转矩控制系统的磁链和转矩的脉动要小于传统直接转矩控制系统，而且这种控制系统具有更好的动、静态性能。

5 结论

本文阐述了基于五段式SVPWM的永磁同步电机反馈线性化直接转矩控制系统的实现方法。对永磁同步电机的数学模型进行坐标变换和状态反馈，使电机的转矩和磁链解耦，从而实现对转矩和磁链的线性化控制。仿真结果表明，基于五段式SVPWM及反馈线性化方法设计的永磁同步电机直接转矩控制系统跟踪性能快速精确，抗干扰能力强，鲁棒性能优越，有效地改善了传统控制方法中转矩和磁链脉动较大的问题，而且具有更好的动、静态性能。

矢量控制与直接转矩控制技术 第3篇

当前, 科学技术的不断进步在一定程度上推动着电力电子、微电子等器件的持续发展, 同时, 在交流调速传动中, 进一步推动现代控制理论的广泛应用。无论是从一般要求的小范围调速传动到大范围传动, 还是从单机传动到多机协调运转传动, 都会在不同程度上涉及交流传动的理论[1]。对于高性能交流调速系统来说, 现代控制理论作为支撑, 其矢量控制理论和直接转矩控制对于交流电动机来说, 在实际系统中应用最为广泛。

1 矢量控制

在基本原理方面, 对于矢量控制[2]来说, 通常情况下, 就是对异步电动机定子的电流矢量进行相应的测量和控制, 借助磁场定向原理, 进而在一定程度上对异步电动机的励磁电流、转矩电流分别进行控制, 进一步控制异步电动机的转矩。具体的控制步骤是:对异步电动机的定子电流通过矢量分解, 对产生磁场的电流分量、转矩的电流分量, 以及两分量间的幅值和相位分别进行相应的控制, 实现控制定子电流矢量的目的。这种控制方式就是矢量控制方式, 这种控制方式通常情况下可以分为三种:

1.1 基于转差频率控制的矢量控制方式

在进行U/f=恒定控制的基础上, 基于转差频率控制的矢量控制方式通过检测异步电动机的实际速度n, 获取相应的控制频率f, 对定子电流矢量及两个分量间的相位按照预期的转矩分别进行控制, 进而在一定程度上控制通用变频器的输出频率f。对基于转差频率控制的矢量控制方式来说, 在实施控制的过程中, 其特点表现为:消除动态过程中转矩电流的波动, 提高了通用变频器的动态性能[3]。

1.2 无速度传感器的矢量控制方式

在磁场定向控制理论的基础上, 逐渐形成无速度传感器的矢量控制方式。在异步电动机内安装磁通检测装置, 这是实现精确磁场定向矢量控制的基础。但是, 将磁通检测装置安装在异步电动机内具有一定的难度。随着科技的发展, 人们逐渐发现, 在异步电动机中, 即使不直接安装磁通检测装置, 通常情况下同样可以在通用变频器内部获得磁通量, 这种控制方式就是无速度传感器的矢量控制方式。该控制方式的控制思想是:按照转矩计算公式, 根据输入的电动机的铭牌参数, 对作为基本控制量的励磁电流和转矩电流分别进行检测, 同时通过对电动机定子绕组上的电压的频率进行控制, 进而在一定程度上确保励磁电流和转矩电流的指令值与检测值保持一致, 同时输出转矩, 进而实现矢量控制。

1.3 有速度传感器的矢量控制方式

对通用变频器来说, 如果通过矢量控制方式进行控制, 一方面需要在调速范围上与直流电动机保持匹配, 另一方面可以控制异步电动机产生的转矩。对于异步电动机来说, 准确的参数为使用矢量控制方式提供参考依据, 在使用通用变频器过程中, 有的需要准确输入异步电动机的参数, 有的需要使用速度传感器和编码器。目前, 在新型矢量控制通用变频器中都具有自动检测、自动辨识、自动适应的功能, 凭借这些功能进一步适应异步电动机参数。对于异步电动机来说, 通常情况下, 在其正常运转之前, 需要具备这种功能的通用变频器能够自动辨识异步电动机的参数, 同时对控制算法中的相关参数, 根据辨识结果进行调整, 进而对普通的异步电动机进行矢量控制。

另外, 在提高异步电动机转矩控制性能方面, 除了上述的无传感器矢量控制和转矩矢量控制外, 目前, 异步电动机控制常数的调节、机械系统匹配的适应性控制等一系列的新技术都可以提高异步电动机应用性能。借助大规模集成电路, 同时采用专用数字式自动电压调整 (AVR) 控制技术等在一定程度上可以有效预防异步电动机转速偏差, 同时在低速区域获得理想的平滑转速, 这些在实践中, 已经取得良好的效果。

2 直接转矩控制

对于直接转矩控制方式来说, 通常情况下也将其称为“直接自控制”。这种控制方式需要以转矩为中心, 同时对磁链、转矩进行综合控制。直接转矩控制方式与矢量控制相比存在本质区别, 主要表现为:在控制过程中由于没有采用解耦方式, 所以在算法中不存在相应的旋转坐标的变换, 通过简单检测异步电动机的定子电压和电流, 根据瞬时空间矢量理论, 在一定程度上对异步电动机的磁链和转矩进行计算, 并且将计算结果与给定值进行对比, 根据所得差值的实际情况, 进一步直接控制磁链和转矩[4]。

对于直接转矩控制技术来说, 在定子坐标系下, 借助空间矢量, 对异步电动机的数学模型通过采用定子磁场定向分析方法进行直接分析, 并且在一定程度上对异步电动机的磁链、转矩进行计算和控制, 同时对转矩检测值与转矩给定值之间的差异利用离散的两点式调节器进行对比分析, 进而在一定的容差范围内对转矩的波动进行限制。通常情况下, 通过频率调节器对容差的大小进行控制, 对逆变器的开关状态利用产生PWM脉宽调制信号进行直接控制。异步电动机数学模型的简化程度通常不会影响和制约其控制效果, 而真正影响和制约控制效果的是转矩的实际状况。由于交流电动机与直流电动机之间不需进行比较、等效和转化, 因此, 在控制结构方面, 直接转矩控制方式相对比较简单, 同时能够明确处理控制信号的物理概念, 在这种情况下可以说直接转矩控制方式是一种高静, 同时具有动态性能的控制方式, 对于利用矢量控制技术进行控制的过程中出现控制性能受参数变化影响的问题, 完全可以通过直接转矩控制方式加以避免。对于直接转矩控制方式来说, 在控制的过程中, 通常情况下是把转矩直接作为被控量控制转矩, 所以说直接转矩控制方式最为直接、简单的控制方式。

3 总结与展望

对于各种控制策略来说, 由于侧重点不同, 进而在实际应用过程中, 需要结合性能要求选择科学合理的控制策略, 进而在一定程度取得最佳性能。凭借自身卓越的性能, 永磁同步电动机在控制策略方面已取得理想的成果, 相信在国民经济各个领域中, 永磁同步电动机会得到广泛应用。

摘要：对交流电机控制策略进行了综述, 简要介绍了交流电机控制系统在发展中出现的两种控制策略。

关键词：交流电机,矢量控制,直接转矩控制

参考文献

[1]葛宝明, 王祥珩, 苏鹏声, 蒋静坪.交流传动系统控制策略综述[J].电气传动自动化, 2001 (8) :3-9.

[2]陈伯时, 陈敏逊.交流调速系统[M].北京:机械工业出版社, 1998.

[3]胡崇岳.现代交流调速技术[M].机械工业出版社, 1998.

直接瞬时转矩控制 第4篇

直接转矩控制是继矢量控制之后又一高性能交流调速技术[1],它具有控制算法简单、转矩响应快、鲁棒性强等优点。不足之处主要在于使用Band-Band控制定子磁链和转矩,电动机存在转矩脉动,低速时尤为严重。分析表明,转矩脉动是系统固有的缺点。因此,在保证转矩响应速度的前提下,如何最大限度地减小转矩的脉动成为当前研究的主要课题。目前,国内外已有许多论文研究减小感应电动机直接转矩控制(IM DTC)转矩脉动[2]。相对而言,永磁同步电动机直接转矩控制(PMSM DTC)相关的文章发表较少,而且大多是移植感应电动机直接转矩控制方法,针对PMSM的特点进行改进[3,4,5]。

本文提出基于转矩预测[6]的PMSM模糊直接转矩控制[7,8]方法,对转矩误差和磁链误差进行模糊分级处理。根据转矩偏差、定子磁链偏差的符号和大小以及定子磁链所处的扇区经模糊推理得到合适的电压空间矢量,再使用预测控制算法计算该矢量和零电压矢量分别作用的时间,将电磁转矩限制在给定环宽范围内。控制系统采用无位置传感器办法估计电动机转子的初始位置[9],建立Matlab/Simulink模型[10]并仿真,所得结果表明零电压矢量的引入和预测控制算法的应用进一步减小了系统的转矩脉动。

1 PMSM DTC基本理论

对于直接转矩控制理论的研究最早是基于感应电动机的,1996年由C.French和P.Acarnley引入到永磁同步电动机控制系统中,并由L.Zhong,M. F. Ralman和胡育文等人进行了完善,构成了PMSM DTC基本理论[11,12,13]。

如图1所示,d-q坐标系是转子磁链坐标系, 其中d轴的正向为转子永磁磁链方向;x-y坐标系为定子磁链坐标系, 定子磁链的方向为x轴的正向;θr为d轴与a相绕组的夹角;如忽略定子电阻,x轴与d轴的夹角定义为负载转矩角δ。电机稳态运行时,定、转子磁链均以同步速旋转,δ由负载转矩决定并近似保持恒定。而在系统动态过程中,转矩角δ随着定、转子旋转速度的不同而改变。

通常,因为电时间常数相对机械时间常数来说非常小,所以相对转子永磁磁链来讲,定子磁链的旋转速度和方向更容易改变。这样,就可以通过改变定子磁链的旋转速度和方向来改变转矩角的大小,从而调节转矩,达到调速的目的。

d-q参考坐标系下电机磁链、电压、转矩方程如下:

undefined

undefined

undefined

式中:Ψd,Ψq分别为定子磁链d,q轴分量;ud,uq分别为定子电压d,q轴分量;id,iq分别为定子电流d,q轴分量;Ld为直轴电感,Lq为交轴电感;Ψf为转子永磁磁链;Rs为定子电阻;ωr为电动机角速度;np为电动机的极对数。

若忽略转矩锯齿纹波,永磁同步电动机的稳态电磁转矩Te经坐标变换可得定子坐标系x-y轴上的表达式

undefined

其中,δ为负载角,即定子磁链矢量|Ψs|和永磁磁链矢量|Ψf|之间的夹角;电磁转矩由两部分构成:减号前面一项为定子磁链产生的励磁转矩,后面一项为电机凸极引起的磁阻转矩。对于隐极电机,Ld≈Lq,不存在磁阻转矩,故

undefined

可以看出,无论是凸极还是隐极永磁同步电动机,在保持定子磁链幅值恒定的情况下,电磁转矩的大小由负载转矩角δ决定,满足直接转矩控制的要求。从而可以采用不同的电压空间矢量控制定子磁链走走停停或者进进退退,达到永磁同步电动机调速的目的。

2 永磁同步电动机零电压空间矢量控制作用分析

异步电动机直接转矩控制中,零电压空间矢量可以使定子磁链停止运动,电磁转矩迅速下降,达到迅速调节转矩的目的。而永磁同步电动机定、转子之间没有转差存在,零电压矢量对电磁转矩的影响很小,因此在最早的永磁同步电动机直接转矩控制方式中不推荐使用零电压矢量[12]。

随着对永磁同步电动机零电压矢量作用的进一步研究,一些学者提出了使用零电压矢量的直接转矩控制[14,15],并得到了良好的控制效果。考虑式(4),若保持定子磁链幅值|Ψs|恒定,电磁转矩Te由负载转矩角δ决定。对δ求导,写成增量式为

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负载转矩角的增量Δδ与定子磁链旋转角度增量Δδs和转子磁链旋转角度增量Δδf有关,若忽略定子电阻压降,可以近似认为

Δδ=Δδs+Δδf (7)

零电压矢量作用于电机时,定子磁链在矢量空间停止不动;由于机械惯性,转子仍然保持原速旋转,故负载角增量Δδ主要表现为永磁磁链的角度增量Δδf。以表1所示电机参数为例,转子额定角速度为100 rad/s,控制周期Tc选为50 μs,则经过一个 Tc 后,Δδ=Δδf=ωr·Tc=0.005 rad。当δ=π/3时, 由式 (6) 计算得到 ΔTe≈0.024 2N·m,由式(4)计算得到Te≈1.14 N·m,ΔTe/Te=0.024 2/1.14≈2.1%。由此可见,在单个控制周期Tc时间内,电磁转矩的增量很小,转矩的增量相对转矩的百分比非常小,可以近似忽略不计。由此得出结论:零电压矢量在永磁同步电动机中有保持电磁转矩近似不变的作用,在电动机稳态运行时加入合适的零电压矢量能有效降低永磁同步电动机的转矩脉动。

3 永磁同步电动机模糊直接转矩控制及转矩预测

传统的直接转矩控制采用两点式Band-Band调节器控制定子磁链和转矩,调节器的输出只有两个状态。因此无论偏差大小,都具有相同的输出,由此造成较大的转矩脉动。虽然可以通过减小滞环宽度来减小转矩脉动,但将会增加电压矢量切换频率,要求额定频率更高的逆变器功率开关器件,开关损耗加大。引入模糊控制器代替常规的两点式调节器可以解决两者之间的矛盾,改善系统的动、静态性能。

3.1 模糊直接转矩控制

鉴于永磁同步电动机中零电压矢量特殊的控制作用,本文的模糊控制器将加入零电压矢量作为输出,故控制器的输出为7个离散的电压空间矢量,直接分为7个单点模糊子集{u0,u1,u2,u3,u4,u5,u6}。控制器的输入为容差范围内的磁链偏差FE、转矩偏差TE和定子磁链角度θin。对永磁同步电动机的定子磁链偏差和转矩偏差符号和大小进行分级处理,考虑永磁同步电动机最大功角的限制,磁链偏差FE分为3个模糊子集{正小,0,负小},表示为{PS,ZO,NS};转矩偏差TE分为5个模糊子集{正大,正小,0,负小,负大},表示为{PB,PS,ZO,NS,NB}。将空间矢量平面分为6个不同的π/3扇区,如图2所示。只需分析出其中一个扇区内的电压空间矢量选择原则,则其它扇区内电压空间矢量的选择依规律调整即可。

以模糊控制器的磁链角度输入θin在[-π/6,π/6]扇区为例,其它扇区可以通过

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映射到本扇区中。其中,θin为模糊控制器的磁链角度输入,θ为实际的磁链角度,int[]为取整函数。考虑系统响应速度,隶属度函数选用三角形函数,如图3所示。

将扇区[-π/6,π/6]划为两个区间[-π/6,0)和[0,π/6],考虑转矩优先原则,选用表2的模糊推理规则[7],采用Mamdani模糊推理算法进行似然推理,得到控制器的输出。由于输出直接是电压矢量单点模糊集,无需解模糊,控制器直接输出离散的电压空间矢量。

3.2 转矩预测控制

通过对永磁同步电动机所加转矩进行预测并适当加入零电压矢量,进一步减小转矩脉动。如果模糊控制器的输出电压矢量为零矢量,则直接送逆变器;否则,将得到的电压空间矢量经预测控制算法计算得到加入该电压矢量后的转矩响应,若计算得到的电磁转矩在转矩容差范围内,则将该电压矢量送逆变器;若超出转矩容差范围,则使用模糊推理得到的电压矢量和零电压矢量共同作用限制转矩在给定容差范围内。如图4所示。

图4中,ΔTe为一个控制周期内非零电压矢量作用产生的转矩增量,虚线代表使用反向电压矢量作用时的转矩变化轨迹,实线代表零电压矢量作用时的转矩变化轨迹。可以看出,使用反向电压矢量作用时转矩的脉动频率远大于有零电压矢量参与调节的转矩脉动频率,故采用转矩预测算法选择零电压矢量参与转矩调节是合理的。单个控制周期内非零电压矢量和零电压矢量各自的作用时间由下式计算得到。

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式中:t1为一个控制周期内非零电压矢量作用时间;t0为零电压矢量作用时间;Tmax为容差上限;Tmin为容差下限。

3.3 控制系统构成

结合模糊控制和转矩预测,构成基于转矩预测的永磁同步电动机模糊直接转矩控制系统,结构框图如图5所示。定子磁链偏差和电磁转矩偏差经饱和限幅环节送模糊控制器,两个饱和限幅环节的限幅值分别为定子磁链偏差和转矩偏差的给定容差上下限值,即对给定容差范围内的磁链偏差和转矩偏差进行分级,而对于偏差范围外的磁链和转矩偏差均认为是最大的偏差值,以此来提高系统的响应速度。预测控制器选择模糊控制器输出的电压矢量和零电压矢量,经信号隔离后送逆变器。定子电压由直流母线电压和控制器输出的开关信号状态计算得到。

4 仿真结果

针对传统PMSM DTC系统和图5所示的基于转矩预测的PMSM模糊直接转矩控制系统分别建立Matlab/Simulink模型,利用表1的电机参数进行仿真,给定转矩为0.2 N·m,所得结果如图6和图7所示。从图6、图7中可以看出,基于转矩预测的PMSM模糊直接转矩控制系统较之传统的PMSM DTC系统在动态和静态性能上均有明显的改善。主要表现为:定子磁链更接近圆形;稳态时电磁转矩的脉动幅度减小了0.01 N·m,脉动频率降低了近1 kHz;电动机转速响应明显加快,响应时间由0.1 s缩短到了0.05 s,且超调量减小了18.2 rad,稳态精度提高。

5 结论

直接瞬时转矩控制 第5篇

永磁同步电机具有高效率、高转矩和高功率密度的优点,在中、小功率工业应用场合得到了广泛的运用[1]。本质上永磁同步电机是一个非线性、多变量、强耦合的控制对象,传统的PI控制器受参数影响较大,难以达到高性能的控制目标。为提高永磁同步电机控制性能,非线性控制方法正逐步在电机控制中得到应用。近年来,反步控制作为一种新型的非线性控制方法,在电力传动领域受到了广泛的关注[2,3,4]。

在系统实际运行过程中,负载转矩的扰动会对系统性能造成影响,而实际转矩不易直接测量,因此需要设计观测器对其进行观测[5,6,7,8]。文献[5]提出了基于扩展Kalman滤波器的转矩观测方法,在观测转子位置、速度的基础上实现了对转矩的观测。文献[6]用滑模观测器观测负载转矩,并作为补偿量对扰动进行前馈补偿,提升了系统的鲁棒性。文献[7]采用自适应反步控制实现负载转矩的实时估计,保证了系统的快速跟踪。文献[8]将反步法与滑模控制器相结合,并采用扩张观测器观测转矩变化,但是观测器设计较为复杂。

针对上述问题,考虑到电机结构非线性的特点,本文从转矩和磁链2个控制量考虑,提出了基于反步法的永磁同步电机直接转矩控制系统。对输出控制电压采用SVPWM调制,可以使逆变器开关频率保持恒定,并有效减小电流和转矩脉动。对于负载扰动的问题,以电机转速和负载转矩为观测对象,设计了负载转矩Luenberger状态观测器以减小扰动对系统的影响,并通过Lyapunov稳定性方法得到的线性矩阵不等式求解反馈增益,保证了观测器的稳定性。仿真结果验证了本文提出方法的正确性和可行性。

2 永磁同步电机数学模型

为简化分析,假设磁路不饱和、气隙磁场呈正弦分布,不计涡流和磁滞损耗。以表贴式永磁同步电机为控制对象,即交直轴电感相等,Ld=Lq=L。选取iα,iβ为状态变量,结合电机机械运动方程,得到永磁同步电机在αβ坐标系下状态方程为[9]

其中Eα,Eβ为相反电动势

定子磁链方程可以表示为

αβ坐标系下转矩方程可以表示为

式中:uα,uβ为αβ轴定子电压;iα,iβ为αβ轴定子电流;Rs为定子电阻;L为定子电感;ωre为转子电角速度;Ψf为永磁磁链;θ为转子电角度;Ψα,Ψβ为αβ轴磁链;np为极对数;B为摩擦系数;J为转动惯量;TL为负载转矩;Te为电磁转矩;Ψ为定子磁链幅值的平方。

3 非线性反步控制器设计

反步法控制器的设计分为2个部分:首先,对速度环进行设计,得到保证速度稳定跟踪的转矩虚拟控制律;然后,对转矩和磁链子系统进行设计,最终得到具有鲁棒性的输出控制电压实际控制律。

定义速度误差

式中:ω为电机机械角速度,ω=ωre/np。

对跟踪误差进行求导,可以得到:

为了使速度跟踪误差趋近于零,定义如下Lyapunov函数:

对式(7)求导数可得:

为使式(8)满足,选取虚拟控制量

则可以使得,此时可以达到速度的全局渐近跟踪。

从转矩和磁链2个控制量考虑,为了实现永磁同步电机的转矩和磁链跟踪控制,定义如下转矩和磁链误差:

式中:Ψ*为额定磁链的平方。

由eT,eψ可以组成新的系统,对式(10)求导,可得动态误差:

对于系统构造Lyapunov函数

对式(13)求导数:

为了使式(14)满足,应选取实际控制

式中:k2> 0,k3> 0。

将控制式(15)、式(16)带入式(14),可得:

则控制式(15)、式(16)使得永磁同步电机系统可以达到速度的跟踪响应,并且能使转矩和磁链达到跟踪的效果,使系统具有良好的响应能力。

由式(17)可知 ,,可以推出,因为V2存在有界,因此根据Barbalat推论[10],可得,同理可以得到,即系统全局渐近稳定。

4 负载转矩观测器

由选取的虚拟转矩控制式(9)可以看出,需要知道负载转矩TL的大小。负载转矩的变化会造成转速的波动,而TL作为未知量不易测量,本文通过设计负载转矩Luenberger状态观测器来观测负载转矩的变化。

由于控制周期较快,在每个控制周期内负载转矩为基本不变,即,以电机转速和负载转矩作为观测对象,可以建立状态方程为

其中

上述状态方程中(A C)可观测,满足现代控制理论中状态观测器极点可以任意配置的充要条件,可以构造如下转矩Luenberger观测器

式中:上标“^”表示估计值;G为反馈增益矩阵,G=[g1g2]T。

观测器误差为

定义如下Lyapunov函数

式中:P为正定的实对称矩阵。

V(e)沿任一轨迹的时间导数为

反馈增益G=P-1Y,根据Lyapunov稳定性理论,状态观测器渐近稳定的条件是存在P使线性矩阵不等式成立:

为求解反馈增益矩阵G,使V(e)满足α稳定性[11],即以下线性矩阵不等式成立:

式中:α>0。

此时观测器误差e的收敛速度由α决定,根据α取值可以求出反馈增益矩阵G,并保证了系统的稳定性。通过设计观测器求出负载转矩TL,能够使系统在存在负载扰动时快速响应,使系统速度保持稳定。负载转矩状态观测器模型框图如图1所示。

5 系统仿真分析

为了验证本文所设计的反步控制器的有效性和负载转矩观测器的正确性,在Matlab环境下进行了仿真。永磁同步电机具体参数为:转动惯量J=0.000 828 kg·m2,永磁体磁链Ψf=0.094 28Wb,定子电阻Rs=0.779Ω,定子电感L=0.003 026H,极对数np=4,额定转矩TN=4 N·m。控制系统总体结构框图如图2所示。

线性矩阵不等式(24)中α=2 000,具体求解可以利用Matlab中的LMI工具箱,求解得到的反馈矩阵

仿真波形如图3和图4所示。图3为电机转速给定低速100 r/min时的电机转速响应和负载转矩估计波形图;图4为电机转速给定高速1 500 r/min时的电机转速响应和负载转矩估计波形图。电机空载启动,为了验证负载转矩观测器的效果,在系统稳态运行过程中,改变负载转矩值,在0.05 s时改变负载为2 N·m,在0.01 s时变为4 N·m。从仿真波形图中可以看出,转速响应快速,在负载出现变化时转速波动小,且能很快恢复到稳态值,转矩状态观测器可以快速估计出负载转矩的大小。

6 结论

本文从减小传统直接转矩控制转矩脉动出发,考虑到电机结构的非线性,提出了一种基于反步法的直接转矩控制方案。

该方案对输出控制电压采用SVPWM调制,使得逆变器开关频率保持恒定并且能有效减小电流和转矩脉动。对于负载扰动问题,设计了负载转矩观测器,可以准确估计负载转矩值以减小扰动对系统的影响。仿真验证了系统的有效性和可行性。

摘要：基于永磁同步电机数学模型,考虑永磁同步电机的非线性特性,提出了一种新颖的反步法控制策略设计转矩和磁链非线性控制器,使电机具有快速的速度和转矩响应性能,并且能有效减小转矩和电流脉动。针对负载转矩扰动的问题,设计了负载转矩Luenberger状态观测器以减小扰动对系统的影响,并采用线性矩阵不等式对反馈增益进行求解。通过仿真可以看出,所设计的控制器使系统具有良好的动静态特性,负载转矩观测器能准确估计负载变化,使系统对负载扰动具有较强的鲁棒性。

恒开关频率直接转矩控制的研究 第6篇

1 直接转矩控制特点

优点:1) 转矩的控制效果明显;2) 系统结构更加简单;3) 定子磁链可以通过定子电阻观测出来, 减弱了电机参数变化对控制性能的影响;4) 采用空间矢量概念分析电机的数学模型, 不需要矢量变换和解耦。缺点:开关频率不固定、低速开关频率低以及转矩脉动大, 限制了DTC系统在低速情况下的应用。对此, 专家们提出了各种可以提高开关频率、减小转矩脉动的方法。如:直接转矩无差拍控制、间接转矩控制、离散空间矢量调制方法、转矩 (磁链) 跟踪预测控制、直接解耦控制 (DDC) 、由PI调节器输出空间电压矢量的方法。本文介绍了采用使用PI控制器的SVM-DTC系统实现异步电机的恒开关频率直接转矩控制, 并进行了仿真研究。

2 控制原理

2.1 使用PI控制器的DTC系统原理

使用PI控制器的SVM-DTC系统, 使用PI调节, 并用SVM策略输出空间电压矢量。将转矩误差输入PI调节器中, 经调节得到q轴电压矢量, 再将定子磁链误差输入PI调节器中, 得到d轴电压矢量, 分别将d、q轴所得的的电压矢量变换到静止坐标系的α和β轴上, 用于空间电压矢量的输出, 显然这个空间电压矢量在空间位置上的相位是任意的。

2.2 SVM的概念

SVM控制通过对相邻两个基本电压空间矢量的作用时间不同, 通过选择8个基本电压空间矢量V0~V7合成任意空间电压矢量, 使转子和定子磁链的幅值保持恒定。6个工作电压矢量V1~V6将坐标平面平均分成6个扇区, 两个零空间电压矢量V0、V7位于中心。如图1:

参数介绍:Ts———系统采样周期;T0、T1、T2———单个周期内每个电压矢量的作用时间;φ———参考电压矢量和首先施加的电压矢量之间的角度, 且0≤φ≤60°。

采用对称的SVM策略, 更大的利用了直流母线电压, 在保证功率器件开关频率恒定同时, 得到任意合成电压矢量。

3 仿真

3.1 SVM-DTC在MATLAB中的仿真

SVM-DTC系统的仿真在MATLAB R2006b中进行。MATLAB软件所提供的Simulink仿真模块及其附带的各种工具箱, 可简单直接的建立仿真模型。系统的主电路部分, 包括异步电机模块、逆变器模块以及测量模块。使用Simulink提供的模型库, 使此部分模型实现起来简化, 只需简单的设置参数。此处使用了模型库提供的电源模块、异步电机模块、逆变器模块和测量模块。DTC算法在控制部分中实现。它又分为两个模块:PI速度控制器模块和DTC控制模块。其中DTC控制模块包括:磁链与转矩的估算模块、磁链与转矩PI控制器模块、电流电压变换模块、磁链分区模块以及SVM模块。其结构如图2示:

3.2 仿真结果

对所建立的SVM-DTC仿真系统进行了运行测试。三相异步电机的参数在表1中给出。给定定子磁链幅值为0.8Wb。系统采样周期为20μs, 给定转速500rpm。

3.2.1 空载运行

图3~图5分别给出了电机空载时从启动到稳定再到制动的3s内转速、定子电流、转矩的响应曲线。从图3中可以看出, 转速能够迅速上升到给定转速, 用时不到0.6s, 且超调量很小。转矩的响应速度非常快, 不到0.1s即达到给定上限, 在速度达到给定转速后, 转矩最后稳定在0Nm上。当时间到达1s时, 电机制动, 转速给定为0rpm, 速度从500rpm开始下降, 而转矩降到负的最大值。约0.6s后, 速度稳定到0rpm, 转矩迅速上升并稳定在0Nm上。图4显示, 在刚开始的一瞬间, 定子电流很大, 但很快保持稳定的正弦震荡。当速度达到稳定后, 定子电流幅值减小。转速下降时, 定子电流与转速上升时电流幅值大小一致。至转速稳定到0rpm时, 定子电流基本维持在0A。

从图5中可以看出, 电机空载起动至稳定运行, 1.5s时突加-200Nm的负载转矩, 2s时加200Nm的负载转矩。其中 (a) 图为开关频率为5000Hz时的转矩响应, 图中显示的稳态转矩波动范围约在±20Nm; (b) 图为开关频率为10000Hz时的转矩响应, 可看出稳态转矩波动范围仅在±10Nm。由此可见, 开关频率对转矩波动有影响, 且开关频率越高, 转矩波动越小, 控制越精确。

3.2.2 带负载运行

图6~图8分别给出了电机带负载时从启动到稳定的3s内定子电流、转矩及转速的响应曲线。从图6中可以看出, 定子电流在突加-200Nm的负载转矩后幅值增大;当加200Nm的负载转矩时, 定子电流反相, 幅值不变。

图7显示带负载后的转速响应。当加-200Nm的负载转矩时, 转速有一个向上的波动;当加200Nm的负载转矩时, 转速有一个向下的波动。其转速波动不到10rpm, 且很快恢复稳定。由此可见, 该DTC控制方案的鲁棒性很好。

图9显示定子磁通的幅值为0.8Wb, 图10给出了启动后定子磁链矢量的运行轨迹, 其运行轨迹为近似的圆形。

通过以上仿真结果可以看出, SVM-DTC系统无论是在电机起动、稳态运行还是制动过程中, 转矩的动态、稳态响应都非常好。

4 结论

本文在MATLAB软件环境下建立SVM-DTC系统仿真模型。其仿真结果表明SVM技术可以有效地解决传统DTC系统输出转矩波动大的缺点;采用对称的SVM策略缺使系统开关频率恒定。该系统的仿真研究可以降低系统的开发成本, 为系统提供有效的验证手段、研究改进的算法, 对于与其他高性能异步电机控制方法也有积极意义。

摘要：文中分析了异步电机直接转矩控制中转矩、磁链快速动态响应与其稳态脉动之间矛盾的关键问题, 提出了采用空间电压矢量调制的解决方式, 并利用MATLAB仿真软件建立系统模型, 进行实际系统的模拟测试。

关键词：异步电机,DTC,空间矢量调制,开关频率,磁链

参考文献

[1]孙丹, 贺益康.基于恒开关频率空间矢量调制的永磁同步电机直接转矩控制[J].中国电机工程学报, 2005.

[2]孟庆春, 叶锦娇, 郭凤仪.异步电动机直接转矩控制系统的改进方案[J].中国电机工程学报, 2005.

[3]袁登科, 陶生桂.一种感应电机直接转矩控制系统性能改善方案[J].中国电机工程学报, 2005.

[4]金孟加, 邱建琪, 史涔溦, 林瑞光.基于新型定子磁链观测器的直接转矩控制[J].中国电机工程学报, 2005.

[5]周立求, 辜承林.直接转矩控制用于同步电机的特点综述和仿真分析.电机与控制学报, 2005.

直接瞬时转矩控制 第7篇

开关磁阻电机 (Switched Reluctance Driver, SRD) 是一种新型的调速驱动系统, 具有结构简单坚固、成本低、容错运行能力高、能量密度较高以及高速运行能力的特点, 在调速领域有了广泛的应用。但是, SRM的双凸极结构和局部磁路的高度饱和特性导致转矩脉动较大, 制约了它在某些领域中的应用。

SRD有角度位置控制 (APC) 、电流斩波控制 (CCC) 、PWM控制及全导通斩波控制等控制方式, 目前采用较多的主要是低速起动电流斩波控制、高速运行角度位置控制相结合的方式, 这种控制方案电机起动能力强, 高速运行时电机出力大, 但存在电机转矩脉动较大的缺点。本文将直接转矩控制 (DTC) 策略应用到SRD中, 以三相6/4结构电机为例, 它以转矩控制为主要目的, 对转速和转矩进行直接控制, 将转矩控制在一个滞环内。通过与其他控制方式的对比研究, 表明DTC可以有效地降低转矩脉动, 减小电机的振动与噪声。

1开关磁阻电机转矩控制的基本原理

1.1 开关磁阻电机的转矩特性

图1是三相6/4结构的SR电机结构, 由图可知, 电机一相基本电压方程为:

$U=Ri+\frac{\text{d}\psi (\theta ,i)}{\text{d}t}(1)$

式中:ψ (θ, i) 为相磁链, 它是相电流和转子位置的函数;R为相绕组电阻;i为相电流。

由于开关磁阻电机磁场的高度饱和特性, R对电磁转矩的影响非常小, 可忽略不计:

${\rm P}=Ui=i\frac{\partial \phi (\theta ,i)}{\partial i}\cdot \frac{\text{d}i}{\text{d}t}+i\frac{\partial \phi (\theta ,i)}{\partial \theta }\cdot \frac{\text{d}\theta }{\text{d}t}(2)$

那么SRM的电磁转矩可近似表示为:

${\rm T}=\frac{{\rm P}}{\Omega }=i\frac{\partial \psi (i,\theta )}{\text{d}\theta }(3)$

1.2 SRD直接转矩控制的基本原理

由式 (3) 可以看出, SR电机在保持定子磁链幅值不变的情况下, 当定子磁链超前于θ时, 电机转矩增加;定子磁链滞后于θ时, 电机转矩减少。因此, 根据直接转矩控制原理可知SRM直接转矩技术的控制目标有两个:控制定子磁链幅值恒定不变;通过控制定子磁链超前或滞后于转子位置角θ, 来直接控制电机转矩变化。忽略电阻R, 将式 (1) 离散可得:

$\mathit{\psi }(k)=\mathit{\psi }(k-1)+\mathit{U}(k){\rm T}{}_{\text{s}}(6)$

式中:Ts为采样周期, 其矢量关系如图2所示。

图中:γ为所加电压矢量与当前定子磁链矢量之间夹角。由图2可得, 当|γ|<90°时, 施加电压矢量的作用结果是使磁链幅值增加;当|γ|>90°时, 施加电压矢量的作用结果是使磁链幅值减小。因此, 定子磁链变化幅值与电压和定子所加电压的时间有关, 方向与所加电压方向一致, 对开关磁阻电机施加不同的电压矢量, 会使定子磁链的幅值发生相应的变化。根据磁链偏差, 合理选择定子电压矢量就可以达到直接转矩控制所要求的控制目标, 使定子磁链幅值恒定[3]。

基于直接转矩控制的SRD控制框图如图3所示。外环控制器是根据速度误差确定电机转动所需的参考转矩, 内环直接转矩控制环对磁链进行直接控制, 计算得到的瞬时磁链ψ和瞬时电磁转矩T, 将分别与磁链给定值ψ*、转矩给定值T*进行比较, 得到的偏差值将分别送往两个滞环比较器。滞环比较器把转矩和磁链的变化要求通过开关表反映到SR电机各绕组主开关器件的通断上, 把转矩和磁链幅值都限制在一定的范围内, 以此来减少转矩脉动。

2SRD直接转矩控制系统仿真研究

2.1 SRD仿真模型的建立

根据前文对开关磁阻电机直接转矩控制系统原理的分析, 在Matlab/Simulink中建立SRM直接转矩控制系统仿真模型如图4所示。整个系统包括:CONVERTER模块 (功率变换器模块) ;FLUX模块 (磁链计算模块) ;switch_table模块 (开关表模块) ;zone_panduan模块 (定子磁链空间位置判断模块) ;torque_flux_change模块 (转矩磁链选择表) ;Switched Reluctance Motor模块 (SRM本体模块) 。

功率变换器模块是利用Simulink模块库中提供的各种基本模块所搭建成的子系统。封装后的功率变换模块即为图4中的CONVERTER模块。其中, 输入端子G是开关表输出的控制四相绕组上主开关通断的控制信号;输入端子V+和V-用来接入电源电压;6个输出端子将与电机的三相绕组分别相连。单相绕组功率变换器的内部结构如图5所示[5]。

磁链计算模块如图6所示。开关磁阻电机的定子磁链矢量ψa, ψb, ψc变换到静止坐标系α-β上, 实现了定子磁链矢量的合成。

从图6可以得到:

$\{\begin{array}{l}\mathit{\psi }{}_{\alpha }=\mathit{\psi }{}_{\text{a}}-\mathit{\psi }{}_{\text{b}}\cos 60°-\mathit{\psi }{}_{\text{c}}\cos 60°\\ \mathit{\psi }{}_{\beta }=\mathit{\psi }{}_{\text{b}}\sin 60°-\mathit{\psi }{}_{\text{c}}\sin 60°\end{array}(7)$

由此可得, 定子磁链幅值和磁链矢量角为:

$\{\begin{array}{l}\psi {}_{\text{s}}=\sqrt{\mathit{\psi }{}_2{}_{\alpha }+\mathit{\psi }{}_2{}_{\beta }}\\ \theta =\arctan \left(2\frac{\mathit{\psi }{}_{\alpha }}{\mathit{\psi }{}_{\beta }}\right)\end{array}(8)$

定子磁链模型如图7所示。转矩磁链选择模块如图8所示。

2.2 SRD直接转矩控制仿真研究

通过对SRD的直接转矩控制的转矩、电流与速度波形进行了仿真, 并与低速电流斩波控制、高速运行角度位置控制进行了对比分析。

图9是两种不同控制方式下的磁链轨迹, 通过图形对比, 可以看出, 直接转矩控制达到了保持SRM磁链幅值基本恒定的目标, 磁链轨迹是个圆形, 且磁链幅值变化被限定在一定范围内 (-0.001～+0.001 wb) , 达到了直接转矩控制的保持磁链幅值恒定的目的, 效果远远好于电流斩波控制。

图10是直接转矩控制方式时转矩的仿真波形, 如图11所示是低速电流斩波控制、高速运行角度位置控制的转矩仿真波形, TL=10 N·m。图10与图11表明, 在直接转矩控制方式下, 转矩动态响应快, 相电流的周期性脉动并没有影响转矩的基本恒定。且SRM电机输出转矩波动很小, 波动幅值远远小于角度位置控制时转矩的波动, 很大程度地降低了SRM电机转矩脉动, 从而达到抑制SRM电机转矩脉动和减小噪声的目标。

直接转矩控制方式下转矩的脉动主要是由于使用的转矩磁链比较器具有滞环的特性, 在电机达到稳态的时候, 通过开关表输出的控制信号使得开关管的开关频率降低, 这样就产生了转矩的脉动。由图10可知, 转矩的脉动产生在电流的换相过程中, 即在一相电流由峰值开始减小与另一相电流开始增大的交汇时刻。电流的换相作用使转矩产生了一个尖峰脉动, 因其持续时间很短, 再加上使用调节器的滞环特性的影响, 所以控制器输出的电压矢量未来得及进行调整, 虽然转速基本上没有受到什么影响, 但是这种脉动的存在对于系统而言还是不够理想[7]。

图11表明, 电流斩波方式下的电流达到了很好的控制效果, 在峰值受到限制同时波形保持了很好的平顶状, 虽然电流在斩波的阶段基本保持了幅值在一定的范围之内, 但是在各相电流进行换相的期间, 电流幅值的变化仍然很大, 这样就会使得磁链的幅值也有较大的波动, 呈现三角形的形状。而转矩受到磁链的影响, 也就产生了较大的脉动。从图12电机的转速波形可知, 直接转矩控制方式下, 从对应的转速曲线来看, 转矩的小幅度脉动对转速基本上没有影响, 而角度位置方式下的系统转速却有较大的波动。

5实验分析

图13中, 波形2是恒定负载时转矩的实测波形, 波形1是负载突变时转矩的动态响应波形。在直接转矩的优化控制方式下, SRD的输出转矩脉动较小, 基本上保持平稳。当负载突变时, SRD转矩也能很快得到响应, 并没有发生大的转矩脉动, 满足了系统对转矩的快速性与稳定性要求。

6结语

本文将直接转矩控制理论应用到开关磁阻电机调速系统中。通过与电流斩波及角度位置控制方式转矩、电流与转速波形的对比分析, 直接转矩控制转矩脉动很小, 转速平稳, 其性能优于其他控制方式。仿真和实验结果反映了SRD在直接转矩控制下的实际工作状况, 证明了直接瞬时转矩控制法能较好地抑制转矩脉动, 降低振动和噪声, 提高系统的综合性能。

摘要：开关磁阻电机的主要缺点是转矩脉动较大以及振动和噪声比其他调速系统严重。这里将直接转矩控制技术应用到开关磁阻电机中, 以转矩脉动最小化为主要控制目标, 在此基础上建立了直接转矩控制的仿真模型。仿真及实验研究表明, 直接转矩控制技术能够将磁链矢量幅值很好地控制在滞环带内, 从而有效地控制转矩脉动, 降低电机的振动和噪声。

关键词：开关磁阻电机,仿真研究,转矩脉动,直接转矩控制

参考文献

[1]王宏华.开关磁阻电动机调速控制技术[M].北京:机械工业出版社, 1998.

[2]宋桂英, 孙鹤旭, 郑易, 等.开关磁阻电动机直接转矩控制的研究[J].电气传动, 2004, 34 (5) :9-11.

[3]阳细斌, 杨向宇, 刘德.无位置传感器开关磁阻电机的直接转矩控制的研究[J].工业仪表与自动化装置, 2008 (2) :79-81.

[4]ZHENG Hong-tao, JIANG Jing-ping, XU De-hong et al.Switched reluctance motor sensorless drive with energy op-timizing control strategy[J].Proceedings of the CSEE, 2004, 24 (1) :153-157.

[5]张国澎.开关磁阻电机直接转矩控制系统研究[D].西安:西安理工大学, 2009.

[6]陈丽莉.开关磁阻电机直接转矩控制策略的研究[D].长沙:中南大学, 2008.

直接瞬时转矩控制 第8篇

为改善异步电动机直接转矩控制系统的动态和稳态性能,提高系统转矩响应速度和减少转矩脉动,特别是减少在低速时的脉动。在常规直接转矩控制策略中引入了模糊逻辑控制,融入了人类的控制经验,将定子磁链误差、转矩误差和磁链角度进行了合理的模糊分级,用模糊控制器来取代传统直接转矩控制中的转矩和磁链BangBang控制器,优化空间电压矢量,改善磁链和转矩的综合控制性能,提高系统的动态响应,构建出全速度的模糊模型的异步电动机直接转矩控制系统。

2 直接转矩控制原理

本文采用模糊控制技术来实现逆变器开关状态的选择,使得系统性能得到进一步提高。用模糊逻辑控制器来代替传统DTC中的转矩和磁链滞环控制器,选择8个基本空间电压矢量,这样可以得到更优化的开关表,以实现对转矩的实时控制,从而进一步改善感应电动机直接转矩控制系统的动态和稳态特性,减小转矩脉动。其控制原理如图1所示。

2.1 逆变器的数学模型

对电压型逆变器,输入是恒定的直流电压ud,若三相负载的定子电压绕组结成星型,基于逆变器的电压状态与逆变器的开关状态Sa bc和逆变器直流电压ud之间的关系得到其输出电压uα、uβ。uα、uβ再经过2/3坐标转换器变换成ua、ub,uc,其基本方程为:

式(3)即为逆变器的数学模型。

2.2 逆变器的开关状态和电压状态

直接转矩控制技术采用定子磁场定向,借助于离散的两点式调节器产生开关信号,直接对逆变器的开关状态进行最佳控制,以获得转矩的高动态性能。本文采用的是三相电压型逆变器,它由三组即六个开关组成。当逆变器处于1-6状态时,逆变器将输出相应的电压,它们的特点是三相负载并不都接到相同的电位上;而当其处于7和8两种状态时,输出电压为0,它们的特点是三相负载都接到相同的电位上。将逆变器的输出电压用电压空间矢量来表示,则逆变器的各种电压状态和次序就有了空间的概念。在这里引入Park矢量变换,选三相定子坐标系中的a轴和Park矢量复平面正交的实轴重合,则其三相物理量ua、ub、uc的Park矢量us(t)为:

式中:ua、ub、uc分别为a、b、c三相定子负载绕组的相电压。如此即可用空间电压矢量us(t)表示逆变器三相输出电压的各种状态。用空间矢量表示,则形成了8个离散的电压空间矢量。相邻两个工作电压空间矢量在空间的位置相隔60°角度,6个工作电压矢量的顶点构成六边形的6个顶点。矢量的顺序也是从状态“1”到状态“6”逆时针旋转,用电压空间矢量表示的8个离散的电压状态如图2所示。

依次计算各开关状态的电压空间矢量,可以得出以下结论:(1)逆变器的六个工作电压状态给出了六个不同方向的电压空间矢量,它们周期性顺序出现,相邻两个矢量之间相隔;(2)各个电压空间矢量的幅值相同,都等于4E/3(E为逆变器直流侧输入直流电压的一半)。因此六个空间电压矢量的顶点构成了正六边形的六个顶点。六个电压空间矢量的顺序是:us(011)—us(001)—us(101)—us(100)—us(110)—us(010),它们沿逆时针方向依次旋转;(3)零电压空间矢量位于六边形的中心。

2.3 模糊变量及其隶属度函数

Te、ψs、θ分别为观测到的电磁转矩、定子磁链幅值、定子磁通位置角;Te*、ψs*分别为电磁转矩、定子磁链幅值的参考值,其偏差为:

ETe、Eψs、θ作为模糊控制器的输入量,输出为逆变器的开关状态Sabc。

直接转矩模糊控制系统中将转矩误差的论域取为{-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4},在其论域上定义五个语言变量:正大(PB)、正小(PS)、零(ZO)、负小(NS)和负大(NB)。根据转矩误差的控制范围,列出其三角形隶属函数和隶属函数表,如表1所示。

在直接转矩控制系统中,磁链控制的目的是控制定子磁链幅值为恒值,并且由于定子磁链不是直接转矩控制系统的最终控制量,且磁通幅值本身的波动很小,因此本系统对磁链误差论域取为{-2,-1,0,1,2},在其论域上只采用三个模糊语言变量:正(P)、零(ZO)、负(N)。

本文采用的是Mamdani型模糊推理的maxmin合成法。本算法采取最大值法来完成解模糊化过程。至此,就可以得到最终的逆变器的开关状态n。本文将6个区域进一步细分为12个区域,并将在控制策略中采用全部非零矢量和零矢量。

控制器的另一个输入量θ的基本论域被均分为30°的12个区间(也可以分为6个或24个区间),即θ的论域为{θ1,…,θ12}。模糊控制器的输出为逆变器的开关状态Sa、Sb、Sc,为了分析方便,将逆变器的三个开关量输出归结为一个清晰的数字量输出,其论域为{1,2,3,4,5,6,7,8}。

3 仿真分析

本文中,传统的控制策略是查表算法不同,模糊控制查模糊控制表,而传统控制策略是根据滞环控制和磁链角信息进行查表。开关选择子模块内部的磁链控制器、转矩控制器和区间选择模块,用Simulink中的模糊控制器模块Fuzzy Logic Controller取代,即可实现模糊控制。本文所选电机参数为:额定功率PN=2.2 kW;额定电压UN=380 V,额定频率fN=50 Hz,额定磁链ψN=1.0 Wb,Rs=2.69Ω,Rr=2.34Ω,Ls=0.28 H,Lr=0.28 H,Lm=0.27 H,Pn=2,J=0.01 kg·m2;在t=0.3 s时,突加负载TL=40 N·m。

在不提高系统采样频率的情况下,将模糊控制与传统控制进行比较,采用模糊控制之后的磁链脉动明显减小(范围由0.976-1.013 Wb缩小为0.985-1.009 Wb),定子磁链轨迹接近圆形,从而提高了电机的低速性能;转矩脉动与电磁噪声得到了很好的抑制,如图4所示,输出的转矩脉动明显减小(范围由0-8 N·m减小到0-4 N·m内);转矩突变的响应时间由3.5 ms减小到约为0.8 ms,由此可知模糊控制动态响应比传统直接转矩控制系统要快。

带有模糊控制器的直接转矩控制系统相电流含有较少的谐波分量,可以看到磁链脉动和转矩脉动越大,电流的畸变也越明显。如图4所示,同相电流含有较小的谐波分量,更趋于正弦波形,仿真结果证明,模糊控制的引入是改善系统响应的一种有效途径。如图5、6所示分别为直接转矩转速响应曲线和定子磁链轨迹。

4 结论

在传统的异步电动机直接转矩控制中,低速运行时定子电流的谐波成分较大。这使电机在低速时存在较大的转矩脉动问题。针对这个问题,本文首先在传统直接转矩控制的基础上,设计了基于模糊逻辑的直接转矩控制系统。用模糊控制器替代了传统直接转矩控制系统中的滞环比较器。该模型把磁链相位角、磁链误差和转矩误差作为模糊变量,并对其进行合理的模糊分级,优化电压空间矢量的选择,实验结果表明该方法不仅能够提高转矩响应速度,而且能够有效地解决转矩脉动问题,具有较好的动静态性能,为了验证模糊控制策略的正确性,本文在Matlab/Simulink环境下建立了基于模糊逻辑的DTC系统仿真模型,对DTC系统进行了仿真研究,并对其仿真结果做出分析,验证了理论的正确性。

参考文献

[1]Mario Pacas,Jürgen Weber.Predictive Direct Torque Controlfor the PM Synchronous Machine[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2005,52,52(5):1350-1356.

[2]奚国华.基于转矩预测的永磁同步电动机模糊直接转矩控制研究[J].电气传动.2008年02期:9-13.

[3]诸静.模糊控制原理与应用[M].北京:机械工业出版社,1998.

[4]Zhong L.,Rahman M.F.,etal.Analysis of Direct Torque Co-ntrol in Permanent Magnet Synchronous Motor Drives[J].IEEE Trans.on Power Electronics,1997,12(3):528-535.

[5]Casadei D,Serra G.Implementation of a Direct Torque Con-trol Algorithm for Induction Motors Based on Discrete Space Vector Modulation[J].IEEE Transactions on Power Electro-nics,2000(15):769-777.

[6]王忠礼,段慧达等.MATLAB应用技术:在电气工程与自动化[M].北京:清华大学出版社,2007.