高频特性范文

2024-09-10

高频特性范文（精选6篇）

高频特性第1篇

从行波管诞生以来，不同的学者采用不同的概念和方法研究了行波管的小信号特性。Pierce等人基于空间电荷波理论的耦合波分析方法，首先建立了行波管小信号理论;在前苏联，瓦因斯坦从波导激励的观点出发，也给出了行波管的线性自洽场理论[1,2,3];同轴膜片加载慢波系统互作用区内注入无限薄的环形电子注，通过场匹配方法，对小信号下的“热”色散方程进行分析，得到结构尺寸以及电子注参数对小信号增益的影响。

2.“热”色散方程

引入电子注的倒同轴矩形槽膜片加载慢波结构如图1所示, 在处引入电子数密度为厚度为的环形电子注, 相应地, 整个系统被分成了三个区域:槽区I () 、以及中心互作用区:II区 () 和II’区 () 。

2.1 各区场表达式

在中心互作用区II和II’内，高频场与电子注发生互作用，慢电磁波得到放大，在向的传播常数为复数，因而在场的表达式中只给出慢波情况。

上式中, 和分别代表第次谐波的径向和纵向传播常数, 分别为第一类和第二类变态贝塞尔函数。

2.2 匹配条件和“热”色散方程

利用以上场表达式，由此得到考虑相对论效应时，倒同轴矩形槽膜片加载波导的“热”色散方程为：

2.3 数值模拟及分析

电子注参数对互作用的影响：电子注电流、电压以及电子注位置的变化将对行波管的注波互作用产生重要影响。

众所周知，电子注速度取决于电子注电压，从图1中可以看出，电子注电压变大时，相速增大，对应最大小信号增益的频率变低。

3. 总结

应用线性理论模型，研究了倒同轴矩形槽膜片加载慢波系统中存在电子注时的色散特性，对高频结构的几何参数以及电子注参量变化对小信号增益的影响进行了详细分析。适当提高电子注电压和电流，并让电子注靠近内导体位置，均可以提高系统的每周期增益。

参考文献

[1]刘盛刚, 李宏福, 王文祥, 莫元龙.微波电子学导论.北京:国防工业出版社, 1985.

[2]R.E.Collin.Foundation of Microwave Engineering.New York:McGraw-Hill, 1966

寄生电容对高频除尘电源特性的影响第2篇

高压串联谐振变换器广泛应用于静电除尘系统中,然而高压变压器寄生电容的存在,使得其工作状态并不理想[1,2]。其主要原因是:充电时直流母线电压会发生变化;变压器存在分布电容[1];高压整流器存在极间电容。国内外有关分布电容影响的报道极少,钟和清等分析了寄生电容对输出平均电流的影响,但未对软开关实现的条件做深入分析与验证[2];孙向东等根据状态轨迹推导了一些参量的解析表达式,但是操作过程复杂而精确度又不高,尤其是电路工作在临界点附近时精度更低[3]。

在此,笔者在充分考虑寄生参数对电路特性影响的基础上,将寄生参数折算到电路的一次侧,作为谐振元件的一部分,设计了兼有串、并联谐振优点的LCC串并联高频除尘电源电路。重点分析了寄生电容对电路特性的影响和软开关实现的条件。

1 高频除尘电源主电路拓扑

三相市电经不可控整流滤波后的电源用直流电源Vin代替,如图1所示,sw1～sw4为带有反并联二极管的高频开关器件IGBT;Lr为变压器漏感折算到原边侧的谐振电感;Cr为外加串联谐振电容;Cp为变压器寄生电容折算到原边侧的谐振电容;D1～D4为高压整流二极管;Ce和Re为除尘本体等效负载。为了表述方便做如下定义:二次侧输出电压V0,变压器输入原边电压Ve,并有Ve=V0/n,并联电容两端电压ucp,串联电容两端电压ucr,谐振电流ir。

2 LCC串并联谐振电路工作原理

为了简化电路分析先做如下假设:电路中所有器件均为理想器件;n2Ce≫Cr、n2Ce≫Cp成立。由于谐振频率和开关频率都很高,输出电压波动小,以下分析认为输出侧电压恒定不变;电路始终工作于fs<0.5fr电流断续的工作模式[4]。根据电路二次侧一个周期内输出电流形式的不同,将断续模式下的电路分为3种工作方式,即输出两个脉动电流、输出一个脉动电流和无电流输出。

电流断续电路工作在模式一时,开关管导通前|ucp|=Ve,此时稳态电路可以输出两个脉动电流,开关时刻与电路主要波形如图2所示。t0时刻开关管sw1/sw4前并联电容被箝位,t0～t1时间内Lr、Cr组成串联谐振电路,能量从变压器原边传向负载,整流管D1/D4自然导通,t1时刻谐振电流谐振至零,谐振第一阶段结束;t1～t2时间内谐振电流反向与sw1/sw4反并联的二极管导通,Lr、Cr和Cp组成串并联谐振,由于|ucp|<Ve因而此时没有能量传递,t2时刻并联电容被反向充电至箝位电压,第二谐振阶段结束;t2～t3时间内Lr、Cr参与谐振,能量从原边传向副边,整流管D2/D3导通,直到t3时刻反向谐振电流谐振至零此阶段结束;由于电路工作于断续模式t3～t4时间内没有开关管驱动脉冲,电路中没有谐振发生,各元件保持上一时刻谐振状态;由对称性可知下半个谐振过程与此对应。对上述过程列写微分方程求解,可得:

$\begin{array}{l} i_{r} (t) = \frac{V_{i n} - u_{c r} (t_{0}) - V_{e}}{Ζ_{r}} \sin ω_{r} (t - t_{0}) \\ i_{r} (t) = \frac{V_{i n} - u_{c r} (t_{1}) - V_{e}}{Ζ_{s}} \sin ω_{s} (t - t_{1}) \\ i_{r} (t) = \frac{V_{i n} - u_{c r} (t_{2}) + V_{e}}{Ζ_{r}} \sin ω_{r} t_{23} + i_{r} (t_{2}) \cos ω_{r} (t - t_{2}) \\ t_{01} = \frac{π}{ω_{r}} \\ t_{12} = \frac{1}{ω_{s}} \arccos [1 + \frac{2 (1 + k) V_{e}}{V_{i n} - u_{c r} (t_{1}) - V_{e}}] \\ t_{23} = \frac{1}{ω_{r}} \arctan [\frac{- i_{r} (t_{2}) Ζ_{r}}{V_{i n} - u_{c r} (t_{2}) + V_{e}}] \end{array}$

其中 $Ζ_{r} = \sqrt{\frac{L_{r}}{C_{r}}} ‚ ω_{r} = \frac{1}{\sqrt{L_{r} C_{r}}} ‚ Ζ_{s} = \sqrt{\frac{L_{r}}{C_{s}}} ‚ ω_{s} = \frac{1}{\sqrt{L_{r} ω_{s}}} ‚ C_{s} = \frac{C_{r} C_{p}}{C_{r} + C_{p}}$ 。

电流断续电路工作在模式二时的主要波形如图3所示,t0时刻开关管导通前|ucp|<Ve,在t0～t1时间内Lr、Cr和Cp组成串并联谐振,没有能量的传递,t1时刻并联电容上的电压被输出箝位谐振,第一阶段结束;t1～t2时间内Lr、Cr组成串联谐振电路,能量从变压器原边传向副边,整流管D1/D4自然导通,t2时刻正向谐振电流谐振至零,此阶段结束;t2～t3时间内并联电容先放电后反向充电,直到t3时刻结束时|ucp|<Ve,因此无能量传递;t3～t4属于断续时间,各元件保持上一时刻状态直到进入另半个谐振周期。列写此工作方式的微分方程并求解,可得:

$\begin{array}{l} i_{r} (t) = \frac{V_{i n} - u_{c r} (t_{0}) - r_{c p} (t_{0})}{Ζ_{r}} \sin ω_{r} (t - t_{0}) \\ i_{r} (t) = \frac{V_{i n} - u_{c r} (t_{1}) - V_{e}}{Ζ_{s}} \sin ω_{s} (t - t_{1}) + i_{r} (t_{1}) \cdot \\ \cos ω_{s} (t - t_{1}) \\ i_{r} (t) = \frac{V_{i n} - u_{c r} (t_{2}) - V_{e}}{Ζ_{r}} \sin ω_{r} (t - t_{2}) \\ t_{01} = \frac{1}{ω_{r}} \arccos [\frac{V_{i n} + k u_{c p} (t_{0}) - u_{c r} (t_{0}) - (1 + k) V_{e}}{V_{i n} - u_{c p} (t_{0}) - u_{c r} (t_{0})}] \\ t_{12} = \frac{1}{ω_{s}} \arctan [\frac{- i_{r} (t_{1}) Ζ_{s}}{V_{i n} - u_{c r} (t_{1}) - V_{e}}] \\ t_{23} = \frac{π}{ω_{r}} \end{array}$

DCM-3时,由图3可知t0时刻开关管导通前|ucp|<Ve,若直到正向谐振电流谐振到零时并联电容上电压才有ucp=Ve或一直保持|ucp|<Ve,根据对称性原理可知整个谐振过程中没有能量由原边传向负载侧,因此二次侧无电流脉冲输出。

3 电路特性分析

由过程分析可知电路工作于DCM-1时的条件为 $\frac{V_{e}}{V_{i n}} \leq \frac{1}{1 + k}$ ,平均充电电流 $Ι_{0} \frac{8 C_{r}}{Τ_{s}} V_{i n} - \frac{4 C_{r}}{Τ_{s}} \times \frac{k C_{i n} V_{e}}{V_{i n} - V_{e}}$ ,电流流经开关管的时间 $Τ_{1 +} = \frac{π}{ω_{r}}$ ,电流流经反并联二极管的时间 $Τ_{1 -} = t_{3} - t_{1} = \frac{π}{ω_{r}} - \frac{1}{ω_{r}} \cdot \arccos \frac{V_{i n}^{2} - 2 (1 + k) V_{i n} V_{e} + (1 + k) V_{e}^{2}}{V_{i n}^{2} - 2 V_{i n} V_{e} + (1 + k) V_{e}^{2}} + \frac{1}{ω_{s}} \cdot \arccos [\frac{V_{i n}^{2} - 2 (1 + k) V_{i n} V_{e} + (1 + k) V_{e}^{2}}{V_{i n}^{2} - (1 + k) V_{e}^{2}}]$ 。

同理,电路工作于DCM-2时的条件为 $\frac{1}{1 + k} ＜ \frac{V_{e}}{V_{i n}} \leq \frac{2}{1 + k}$ ,平均充电电流 $Ι_{0} = \frac{4 C_{r}}{Τ_{s}} \times \frac{k V_{i n} [2 V_{i n} - (1 + k) V_{e}]}{(1 + k) V_{e} + (k - 1) V_{i n}}$ ,电流流经反并联二极管的时间 $Τ_{1 -} = t_{2} - t_{2} = \frac{π}{ω_{s}}$ ,电流流经开关管的时间 $Τ_{1 +} = t_{2} - t_{0} = \frac{π}{ω_{r}} - \frac{1}{ω_{r}} \cdot \arccos {\frac{(3 k - 1) V_{i n}^{2} - 2 (k^{2} - 1) V_{i n} V_{e} - (k + 1)^{2} V_{e}^{2}}{(k + 1) [(k + 1) V_{e}^{2} - 2 V_{i n} V_{e} + V_{i n}^{2}]}} + \frac{1}{ω_{s}} \cdot \arccos \frac{(3 k - 1) V_{i n}^{2} - 2 (k^{2} - 1) V_{i n} V_{e} - (k + 1)^{2} V_{e}^{2}}{(k - 3) V_{i n}^{2} + 4 (k + 1) V_{i n} V_{e} - (k + 1)^{2} V_{e}^{2}}$ 。

由于在串联谐振电路中,平均输出时间、谐振电流峰值、谐振电流正负半周谐振时间的表达式均较为简单,以串联谐振电路特性为基准对串并联谐振电路进行归一化处理。串联谐振电路的平均输出电流 $Ι^{'}_{0} = \frac{8 C_{r}}{Τ_{s}} V_{i n}$ ,谐振周期 $Τ^{'}_{r} = 2 π \cdot \sqrt{L_{r} C_{r}}$ 。此外,令 $k = \frac{C_{p}}{C_{r}}$ 、 $m = \frac{V_{e}}{V_{i n}}$ 。

3.1 平均输出电流

根据上述分析,平均输出电流的计算式如下:

$\begin{array}{l} \frac{Ι_{0}}{Ι^{'}_{0}} = 1 - \frac{1}{2} \times \frac{k m}{1 - m} ‚ m \leq \frac{1}{1 + k} \\ \frac{Ι_{0}}{Ι^{'}_{0}} = \frac{1}{2} \times \frac{k [2 - (k + 1) m]}{(k + 1) m + (k - 1)} ‚ \frac{1}{1 + k} ＜ m \leq \frac{2}{1 + k} \end{array}$

不同k值时输出平均电流随输出电压的变化曲线如图4所示,k分别取0.00、0.05、0.20、0.50、1.00、5.00、10.00、20.00。可以看出,具有相同串并联电容比值k的串并联谐振电路的充电电流特性曲线相同,与谐振参数的值无关;随着输出电压的升高,电路由DCM-1模式进入到DCM-2模式,输出电压最高能够达到 $\frac{2}{1 + k} V_{i n}$ ,当k<1时输出电压能够升压到大于输入电压,k>1时输出电压达不到输出电压;当k一定时,平均输出电流随着输出电压的升高而减小;当输出电压一定时,随着k的增大平均输出电流呈递减趋势,而且k值越大,输出平均电流减小得越明显。

3.2 驱动脉冲宽度

分别取k为0.00、0.05、0.20、0.50、1.00、5.00、10.00和20.00,得出 $\frac{Τ_{1 +}}{Τ_{r^{'}}}$ 随 $\frac{V_{e}}{V_{i n}}$ 的变化关系曲线。串并联谐振电流的正反谐振时间与谐振参数值无关,与m、k和串联谐振电路的谐振周期有关;当电路处于DCM-1时谐振电流的正向谐振时间不变,大小为 $π \sqrt{L_{r} C_{r}}$ ;电路工作于DCM-2时谐振电流的正向谐振时间随着输出电压的升高而减小,其最小值为串联谐振周期的 $\frac{1}{2} \sqrt{\frac{k}{1 + k}}$ 倍。

综上所述,由图4可知,在满足一定升压比与足够的电晕电流的情况下,选择合适的k值,即可确定谐振元件的规格。根据图5可以确定不同输出电压下的驱动脉冲宽度,从而为零电流、零电压关断开关器件提供可靠条件。

4 控制方案与仿真

通过调节IGBT驱动脉冲的频率实现输出电压的调制,即脉冲频率调制(PFM),这种控制方式可以保证开关管的软开关条件[5]。为了实现对电源的脉冲频率调制的控制,有必要研究串并联谐振电路的临界断续频率的变化规律。

由不同谐振阶段的时间可以得到临界电流断续时的条件,即t34或t78时间为零时谐振电流处于断续的临界时刻。定义临界断续频率为fDCM,根据正反向谐振的对称性,则有 $f_{D C Μ} = \frac{1}{2 (t_{01} + t_{12} + t_{23})}$ 。将此频率归一化到谐振电流的固有频率 $f_{r} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{r} C_{r}}}$ ,即可得到谐振频率与k、m的关系曲线。

从如图6所示的频率曲线上可以看出,临界断续频率随着输出电压的升高而增大,当输出电压为零时每一个谐振电路都有一个相同的最小临界断续频率0.5fr。当开关频率不大于最小临界频率时,在任何输出电压下电路始终工作在电流断续模式。根据公式T1+或图表可以确定适宜的驱动脉冲宽度,保证开关管实现软关断,这种控制方法操作简单易于实现,但是随着输出电压的升高,电流断续比例增大,能量传输效率会明显降低。如果把工作频率设定在临界断续频率处,上述问题就会解决,只要同时检测输入和输出电压,就可以求得临界断续开关频率,并求得驱动脉冲宽度,如此除尘电源的优化控制方案完成。

为了验证上述理论的正确性与可行性,设计仿真实验。设Lr=5.6e-6H、Cr=1.79e-6F、Cp=3.58e-7F、k=0.2、n=200、Vin=500V。相同负载下简易控制与优化控制下谐振电流、二次电压和二次电流的波形如图7、8所示。不管是哪种控制方式下,T1+的时间皆为10μs,证实了归一化处理所得理论的正确性;优化控制下比简易控制下输出电压明显升高,说明通过调频对除尘电源进行调压是可行的。

5 结束语

通过归一化处理得到的参量表达式和曲线图不但能够正确指导高频除尘电源谐振参数的设计,还能准确计算出随着输出电压的升高,IGBT导通所需要的驱动脉冲的宽度和临界开关频率,为控制系统实现软开关和调频调压提供可靠的理论依据。对静电除尘高频电源主电路及控制系统的设计与调试有着重要的理论与实践意义。

摘要：高频静电除尘设备在实际工作中由于电路工作在高频,加之变压器变比很大,使得变压器寄生参数对高频除尘电源供电特性的影响不可忽略。为此,通过对电流断续模式下,串、并联谐振变换器在不同工作阶段的数学分析、推导和归一化处理,得到高频除尘电源变换器的输出平均电流特性、开关管导通时间特性和临界断续频率特性,并以图形曲线的方式给出了量化分析结果。仿真结果证实了特性曲线的正确性和调频调压控制方案的可行性。

关键词：高频静电除尘,LCC串并联高频除尘电源,控制方案,主电路拓扑,仿真

参考文献

[1]李佑淮,肖登明.高频变压器分布参数对逆变电源性能的影响[J].电力电子技术,2008,42(9):37～38.

[2]钟和清,徐至新,邹云屏.寄生电容对串联谐振电容器充电电源特性的影响[J].中国电机工程学报,2005,25(10):40～44.

[3]孙向东,段龙,钟彦儒,等.高压直流LCC谐振变换器的分析与设计[J].电工技术学报,2002,17(5):60～64,75.

[4]Souda M,Endo F,Yamazaki C,et al.Development of High Power Capacitor Charging Power Supply for Pulsed Power Application[C].The12th International Pulsed Power Conference.Chicago:IEEE NPSS,1999:1414～1416.

高频特性第3篇

关键词：任意槽形,色散特性,行波管

1. 引言

对倒同轴矩形槽结构的膜片加载慢波系统的研究已经表明,内导体的加入在理论上的确明显增加了行波管[1]的带宽,如果能给出一种普遍的方法,使得我们能够对任意倒同轴膜片加载形状进行分析,则可以方便地比较多种形状慢波结构的色散特性,从而为寻求性能优越的新型周期加载慢波结构奠定基础。

借鉴任意槽形螺旋槽结构的分析方法[2,3,4,5],获得具有光滑外导体结构的倒同轴任意槽形膜片加载结构统一形式的色散方程和耦合阻抗表达式,在此基础上,研究了不同膜片加载形状对倒同轴周期加载圆波导慢波系统特性的影响。

2. 色散方程的推导

2.1对任意形状槽内场的分析

假设各个阶梯内电场仅有z向分量且均匀无变化,则第个阶梯内的场分量为:

利用各区场表达式及边界条件,消去各个幅值系数,最后得到倒同轴任意槽形加载周期圆波导慢波系统的统一色散方程为:

3. 结论

给出了一种倒同轴任意槽形加载圆波导慢波结构的普遍理论,通过以多层矩形阶梯来近似代替任意形状槽的边界的方法,利用导纳匹配,获得了倒同轴任意槽形加载圆波导结构的通用色散方程

参考文献

[1]王文祥,余国芬,宫玉彬.行波管慢波系统的新进展—全金属慢波结构[J].真空电子技术,1995(5):30-36.

[2]Minami K,Carmel Y,Granastein V L,et al.Linear theory of electromagnetic wave generation in a plasma-loaded corrugated-wall resonator[J].IEEE Trans.PS,1990,Vol.18:537-545

[3]于新华,蒙林,鄢杨,张红卫,胡庆。新型同轴慢波结构特性的研究,激光与粒子束2006,Vol。18:24-35

[4]肖仁珍,刘国治,林郁正,陈昌华,邵浩,胡咏梅,王宏军。同轴慢波结构相对论高功率微波产生器初步实验研究,激光与粒子束,2006,Vol.18:561-678

高频特性第4篇

随着电力电子系统向集成化和高频化发展,电磁干扰问题日趋严重[1,2]。平面EMI滤波器因其较传统分立滤波器具有体积小,重量轻等优点首次被美国CPES研究中心提出,其平面滤波器是基于矩形LC单元实现的[3]。由于高频下矩形绕组拐角处电流分布不均匀,导致滤波器高频性能下降,提出了由环形绕组和介质基板构成的环形LC单元[4,5],本文主要以环形LC单元为研究背景。

高频信号产生高损耗是研究者对滤波器的期望性能。为提高高频损耗,陈仁刚博士提出了多层金属的技术,即将Ni-Cu-Ni的绕组结构取代纯铜绕组应用于矩形LC单元。经FEA仿真验证了上下两面镀镍的导线结构有效地提高了高频损耗。由于前期研究对象为矩形绕组[6],对于环形绕组镀镍的研究尚未涉及,因此环形LC单元镀镍后的高频性能不能得到有效的评估。

鉴于以上原因,本文提出了基于环形绕组的两种不同的镀镍导线结构,即上下面镀镍和四周镀镍。在分别进行了有限元仿真的基础上,分析后处理结果,验证了镀镍导线有效地提高了对高频信号的衰减。

1 镀镍导线的结构

在介质基板的两侧喷镀环形铜线绕组实现了环形LC单元。单匝LC单元结构如图1所示,截面如图2所示。

LC单元采用的铜线绕组结构简单,但由于铜线材料参数的因素造成高频损耗小。由于高频损耗正比于交流电阻,交流电阻正比于集肤深度,因此提高高频损耗旨在寻找一种集肤深度小的材料[7]。现将铜和镍两种材料做对比,表1为两种材料的参数,图3为两种材料的集肤深度。图3表明,同频下镍层的集肤深度远小于铜的集肤深度。因此,镍是合适的提高高频损耗的材料。

基于此,提出两种镀镍的导线结构应用于环形LC单元,其一是环形铜线上下面镀镍,其二是环形铜线四周镀镍,两种结构的截面如图4所示。镀镍导线结构具有以下优点:一,低频信号从低阻抗铜层流过,镀镍不影响滤波器的低通特性。二,高频信号受集肤效应的影响从表面高阻抗镍层流过,因此增加了高频损耗,提高了滤波器的高频性能。

2 交流电阻的实现

2.1 解析算法

导线的交流电阻影响高频损耗值,欲研究高频特性,需提取不同频率下的交流电阻值。

当交变电流流过导线时,导线周围变化的磁场在导线中产生感应电流,从而使导线截面的电流分布不均,这种场量主要集中在导体表面附近的现象成为集肤效应[8]。工程上常用集肤深度d表示场量在导体中的集肤程度,如式(1)所示。半径为R,矩形截面的环形导线单位长度的交流电阻值可通过公式(2)求得,其中d为集肤深度,a为矩形截面的长度。结合式(1)(2)可知,频率对交流电阻的大小起直接作用。

$d = \sqrt{Ι / π f σ μ}$ (1)

Rac=I/2σad (2)

2.2 有限元分析

为研究两种不同镀镍导线结构的电流分布及交流电阻,建立有限元模型,如图5所示,且在时谐场下进行求解。交流电阻表示功率损耗与电流的一种关系,如式(3)所示,令导体的交流电流有效值为单位1时,每个频率下,用合适的方法求得的功率损耗值就等于交流电阻值,即公式(4)。

P=I2*R (3)

R=P (4)

采用有限元软件计算时,所有材料的分界面自动满足分界面上衔接条件,导体区域的泛定方程为:

(5)

在泛定方程满足的情况下,带入公式(4)所示的边界条件,即可求得交流电阻。

3 FEA结果

基于单匝环形镀镍导线建立2D有限元仿真,其截面结构如图4所示,主要参数如表2所示。

3.1 交流电阻

由于频率对交流电阻影响很大,因此将FEA提取结果分两部分,如图6所示。

可以看出,低频段,纯铜结构和两种镀镍结构电阻值接近,高频段,镀镍结构的交流电阻远远大于纯铜结构,其中,同频下四周镀镍结构的交流电阻值最大。这是因为,低频下,铜线厚度远大于集肤深度,因此电流在导体中均匀分布,导体电阻可视为直流电阻;高频下,集肤效应作用明显,集肤深度越来减小,电流流经镍层,交流电阻显著提高。

交流电阻系数如图7所示,功率损耗如图8所示。

由图7可知,交流电阻系数正比于交流电阻;由于FE仿真时,设定电流有效值为单位1,因此功率值等同于交流电阻,如图8所示。经分析,在1 MHz时,铜线2面镀镍的功率损耗是纯铜的4倍,铜线四周镀镍的功率损耗是纯铜的20倍。在传导频率范围内,镀镍导线损耗远大于普通导线损耗,其中四周镀镍的结构损耗值最大,说明了镀镍结构对于提高LC单元高频损耗的有效性。

3.2 电流分布

基于有限元仿真软件,在后处理中观察两面镀镍结构不同频率下的电流密度分布,如图9所示。且在后处理结果中,黑色部分表示电流密度最大。图9(a)显示了10 kHz时后处理结果,显然电流在铜层分布均匀;图9(b)所示在1 MHz时,中间铜层电流密度最小,在两面的镍层电流密度比较大,验证了电流密度分布的差异受集肤效应的影响。

同理观察四周镀镍结构的电流密度分布,如图10所示。在10 kHz下电流密度如图10(a)显示,可以看出,电流在铜层均匀分布。随着频率增高,1 MHz下的电流密度分布如图10(b)所示,中间铜层电流密度最小,四周镍层电流密度较大,其中在截面4个拐角处,电流密度最大。结合两种镀镍结构的电流分布图可知,频率是影响结果的关键因素,镀镍结构的高频下的高电流值分布进而产生高损耗。

为了更清晰的对比不同结构下的最大电流密度,后处理结果统计如图11所示,可以看出,低于10 kHz,3种结构电流密度值非常接近,电流在导体内均匀分布;当频率高于0.1 MHz,3种结构电流密度出现差异,随着频率升高,差值就越大;在1 MHz处,四周镀镍的电流密度是两面镀镍结构的5倍,是纯铜导线电流密度的10倍。四周镀镍结构电流密度之所以最大,是由于高频下受集肤效应影响,电流流经表面镍层,由于镍层的厚度仅为铜层厚度的1/12,导体有效面积减小,电流密度增大。

4 结束语

本文基于环形LC单元,以环形镀镍的导线为研究对象,分别建立了两面镀镍和四周镀镍的有限元模型,研究了高频下交流电阻及电流分布特性,得到以下结论:

(1) 交流电阻值是随频率变化的函数。低频下,纯铜导线和镀镍导线的电阻值相近;高频下,镀镍导线的电阻值远大于纯铜导线的电阻值。在1 MHz时,基于本文的样品结构,四周镀镍的电阻值是纯铜的20倍。

(2)受集肤效应影响,高频下电流从表面高阻抗镍层流过,在1 MHz时,四周镀镍的最大电流密度是普通导线的10倍,增加了高频损耗,提高了对高频信号的衰减能力,其中四个拐角处电流密度最大。低频下电流从低阻抗铜层流过,镀镍不影响LC单元的低频特性。

摘要：在介质基板的两侧喷镀铜线构成了平面滤波器的LC单元,铜线的交流电阻对滤波器的高频损耗有重要影响。为优化高频性能,提出了将镀镍的铜线结构代替纯铜导线应用于环形LC单元,即铜上下面镀镍及铜四周镀镍的两种新型导线结构。通过两种新型结构的2D(二维)有限元仿真,提取了不同频率下的交流电阻,分析了后处理结果中集肤效应影响下的电流分布,对比了同频下不同镀镍导线结构的功率损耗,仿真结果验证了镀镍导线结构较普通导线能有效地的提高了对高频信号的衰减能力。

关键词：环形LC单元,镀镍导线,有限元仿真,高频性能

参考文献

[1]闵祥国.利用开关电源中的混沌现象降低电磁干扰的研究[D].山东:山东大学,2011.

[2]曾兀彧,旷虚波,史晓红.开关电源的电磁干扰产生原因及抑制方法[J].江西电力,2008,32(4):32-34.

[3]Lingyin Zhao,J.D,van Wyk.Frequency-Domain modeling of integrated electromagnetic power passives by a generalized two-Conductor transmission structure[J].IEEE Trans.on,2004:2325-2337.

[4]武丽芳.基于环形集成LC元件的平面EMI滤波器研究[D].南京:南京航空航天大学,2011.

[5]王世山,朱叶,周小林,等.圆环线匝构成的平面共模EMI滤波器的特性研究[J].电工技术学报,2011,26(11):68-73.

[6]Rengang Chen.Integrated EMI filters for switch mode power supplies[D].USA:Virginia Polytech State University,2004.

[7]Rengang Chen,J D van Wyk,S Wang,W G Odendaal.Planar electromagnetic integrated technologies for integrated EMI filters[C].Industry Applications Conference,USA,2003:1582-1588.

高频特性第5篇

关键词：气体绝缘组合电器 (GIS) ,局部放电,特高频,典型缺陷类型,放电特性

随着电力系统的飞速发展, 对电力设备实施可行性和有效性的监测也得了有关部门的足够重视, 对电力设备的实际运行状态给予有效监测, 可以实现对设备故障的及时检修, 较少故障的发生。在监测电力设备状态时, 最主要的监测手段之一就是局部放电监测, 与其他状态监测方法相比, 局部放电监测具有明显优势。电力设备的可靠性、稳定性与局部放电密切相关, 局部放电的主要研究内容有局部放电定位、局部放电识别、局部放电监测和局部放电的风险评估, 常用的局部放电监测方法有特高频法、超声法、光学法、宽带脉冲电流法、脉冲电流法。根据运行经验可得, 局部放电的缺陷类型不一样, 对设备的造成的危害也不一样, 在进行设备状态评估时, 识别相应的缺陷类型具有重要的作用。

1 典型缺陷类型研究

GIS在装配、运输和制造过程中, 受到的影响因素主要有环境和人为两方面, 致使潜伏性缺陷的产生, 比如突起物和颗粒。在长期运行过程中, GIS也会存在各种各样的潜伏性缺陷, 正是由于这些缺陷的存在, 导致GIS出现局部放电现象, 时间长了就容易出现击穿闪络等事故。在GIS常见的缺陷类型主要有接地体金属突起物缺陷、内部气隙缺陷、绝缘子污秽缺陷、金属悬浮物电位缺陷等, 不同的缺陷类型在实施监测中呈现的监测结果也不一样。本文主要在特高频法的基础上, 对GIS运行中存在的几种典型的缺陷类型进行以下分析。

1.1 高压母线尖刺缺陷

通常尖刺是固定在高压母线上, 如图1所示, 尖刺的存在会使周围电场出现畸变, 增强局部电场。当尖刺尖端的局部电场强度超过临界值 (SF6 89k V/cm) 时, 电晕放电就会产生, 但在短时间内, 不会出现气体击穿现象。高压母线尖刺缺陷存在两个放电阶段: (1) 初始放电阶段:在此阶段, 电压处于较低值, 在电源电压的负半周出现放电脉冲数量比较少, 在正半周基本没有出现放电脉冲。出现此种现象的原因为在负半周尖端属于负极性, 在尖端周围空气里, 电离出来的电子具有移动速度快、质量小等特点, 而靠近尖端附近的是正离子, 由于尖端电场和高电极电场的叠加, 正离子处于这样的环境下, 使得尖端附近的电场不断增加, 随着电场强度的增加, 放电现象就出现了, 反之, 就不容易出现放电现象; (2) 电压增加到一定程度时, 在正半周波形处, 产生的气体电离比较强烈, 在实际移动中, 大量正离子不断靠近电极, 这就等效于两极间距离的减少。由于气体的持续电离, 促进电子崩的形成, 进而形成流注放电, 引发大量放电脉冲的出现。

1.2 接地体尖刺缺陷

处于接地体上的尖刺也会引发局部电场畸变现象, 致使尖端周围的气体出现电离, 导致局部放电现象。由于接地体尖刺缺陷, 引发的局部放电脉冲, 电源电压波形的正峰值附近是其主要聚集地, 且出现较高的信号幅值;反之, 在电源电压的波形记录中, 负峰值出现较低的放电重复率, 信号幅值也比较低。逐渐增加施加电压后, 负峰值处的放电脉冲也没有增加。出现此种现象的原因可能有两种, 一是在电源电压波形的正峰值处, 接地体尖刺缺陷辐射出来的特高频电磁波比较强, 而负峰值处比较低, 致使特高频传感器检测不到;二是在负峰值处, 施加电压过低, 局部放电强度比较低。

1.3 悬浮电位缺陷

当导电微粒处于GIS绝缘子表面时, 可能存在悬浮现象, 进而产生放电过程。在电场的作用下, 随着导电微粒的移动, 放电过程就逐渐出现, 致使绝缘子表现出现放电情况, 如果电场分布不均, 可能导致击穿现象的出现。在GIS中, 当主电机上连接的悬浮金属部件出现浮动时, 也会存在放电现象。在电场力的作用下, 机械振动会加倍, 在电极导体和金属部件之间存在一段悬浮距离, 此种情况也会引发放电, 导致声波辐射和火花的出现。一旦出现悬浮电位缺陷, 产生的局部放电将会比较强烈, 造成的危害是比较严重的。经过试验可知, 在悬浮电位缺陷下, 电源电压波形的过零点附近是局部放电脉冲的聚集场所, 且电压越大, 局部放电强度将会不断增强。

1.4 绝缘子气泡缺陷

在电极铸件和绝缘子表面的裂缝及空隙内, 也存在较多的气体, 随着局部电场强度的逐渐增加, 导致击穿现象的出现。一旦产生自由电子, 便会引发放电现象, 致使绝缘子垫片和绝缘子表面出现火花放电。经过试验研究可得, 与绝缘子本身相比, 在绝缘子空隙内, 产生的气体场强比较大, 但介电强度比较低, 因此, 当施加电压上升到一定值时, 绝缘子空隙将会更加快速的产生局限放电现象。

2 基于特高频法的GIS局部放电典型缺陷类型放电特性的谱图特征

2.1 高压母线尖刺缺陷

在此缺陷下, 电源电压波形负峰值处是局部放电现象首先出现的位置, 随着电压的不断增加, 在

正峰值处也会逐渐出现局部放电现象。但是相对于电源电压波形的负半周, 电源电压波形的正半周放电特点表现为放电密度比较小、幅值比较大。且在电源电压波形的负峰值和正峰值附近是放电相位的主要集中部位。

2.2 接地体尖刺缺陷

在接地体尖刺缺陷下, 在靠近电源电压波形的正峰值周围是局部放电脉冲的主要集中部位, 且具有较高的信号幅值。而在电源电压波形的负峰值处, 从记录情况看, 放电特点表现为具有较低的重复率、较小的幅值。随着施加电压的增加, 在负峰值处出现放电脉冲的几率比较小, 此放电特性与高压母线尖刺缺陷引发的局部放电特性恰恰相反, 且表现出较强的尖端放电极性, 时间间隔最小。

2.3 悬浮电位缺陷

由悬浮电位缺陷引发的局部放电现象, 主要的集中位置为电源电压波形的过零点附近, 如果施加电压不断增加, 在过零点附近表现出来的局部放电强度也会不断加强。比如, 2013年城北站进行局放测试得出图谱如图2所示, 这些图谱表现为局放信号随电压的增加而增加。经过分析后完全符合悬浮电位缺陷的特征。

2.4 绝缘子气泡缺陷

经过在线监测系统的实时监测, GIS局部放电现象主要出现在正、负半周上升沿附近, 脉冲形状酷似“兔耳”, 且是绝缘子气泡缺陷所特有的。随着施加电压的增加, 放电特性表现为较大的重复率和和较大的放电幅值, 且放电幅值与时间间隔没有显著区别。图3为四种典型缺陷的局部放电谱图。

结语

总之, 由不同缺陷引发的局部放电谱图可知, 不同的放电类型, 局部放电谱图具有显著区别, 因此, 在特高频法的基础上, 对GIS局部放电实施在线监测, 有利于典型缺陷类型和局部放电的放电特性的可靠性识别。

参考文献

[1]乔伟, 冯允平.GIS局部放电检测与识别[J].高压电器, 2014 (05) .

[2]金立军, 刘卫东, 黄家旗.GIS金属颗粒局部放电的试验研究[J].高压电器, 2014 (04) .

高频特性第6篇

从目前国内外GIS的运行情况看, 绝缘子缺陷在所有的故障中占到10%。盆式绝缘子是GIS中用量非常大的绝缘介质, 绝缘性能对整个GIS的安全运行至关重要[5—9]。绝缘体内的气泡可能是产品制造过程中残留下的, 也可能是在产品运行中由于热胀冷缩在不同材料的界面上出现裂缝或因绝缘材料老化而分解出的气体。局部放电会逐渐腐蚀, 损坏绝缘材料, 使放电区域不断扩大, 最终导致整个绝缘体击穿, 因此必须把局部放电限制在一定的水平之下[10,11]。故研究绝缘故障对GIS的可靠运行具有重要意义。

基于此, 本文以带有单一气隙缺陷的110 k V GIS盘式绝缘子为试验对象, 进行耐压试验, 用超高频法对其放电进行测量, 研究了盘式绝缘子内气隙放电发展过程, 并结合气体放电理论对其进行了深入分析。

1 实验平台

1.1 试验放电模型

在GIS中起支撑连接作用的盘式绝缘子通常由环氧树脂材料构成, 采用真空浇注的方式制作。试验中所用的GIS内的盘式绝缘子其厚度h=12 cm, 直径D=30 cm, 在高压电极与外筒壁之间钻一直径约为2.0 mm, 深10 mm的气隙孔, 作为试验研究对象, 气隙孔经过密封处理[12]。考虑GIS的实际运行环境, 将带有气隙缺陷的盘式绝缘子安装后对腔体先进行抽真空处理, 再充以0.5 MPa的SF6绝缘气体。

1.2 实验装置

试验系统的主要部分如图1所示, 系统采用220 k V无局放电源, 无局放试验变压器, 由升压装置, 耦合电容, 测量阻抗, 保护电阻, 试品, 工控计算机等构成测试回路, 其中外置超高频传感器用于接收绝缘子上气隙局部放电产生的超高频信号。

1.3 数据采集装置

试验中用超高频局部放电检测仪对信号进行接收、过滤和采集, 局放检测仪可以采集到40 k Hz~2GHz的局放信号, 内含的多通道测量系统可采集到任意通道传输的局放信号, 脉冲极性鉴别或平衡测量回路, 可有效地抑制干扰脉冲信号, 先进的频谱分析处理能有效地降低背景干扰, 进行频带选择, 增益变换, 频谱分析等。

2 实验现象及特征

实验采用逐步升压法观察局部放电发展的现象, 进行了几次绝缘子表面气隙局部放电的试验, 其中的图谱和统计特征相同, 故取其中一组来研究盘式绝缘子内气隙放电特征。

2.1 试验阶段一

为了减小各阶段试验的分散性, 各阶段试验谱图的取样时间相同。研究发现, 气隙发生局部放电的起始电压为160.5 k V, 超高频传感器检测到微弱且不稳定的局放信号, 信号强度在负半周的放电量大于正半周, 最大放电量为21.5 p C, 在此电压下, 信号放电强度随时间延伸逐渐减弱, 在负半周相位的195°~293°时有微弱局部放电信号。试验中检测到的超高频信号Q-Ф波形图如图2所示。

2.2 试验阶段二

试验电压加到185 k V时, 局部放电检测系统检测到的局部放电次数明显增多, 放电幅值和放电量明显增大。随着加压时间的延伸, 检测到的放电次数和放电幅值表现出先增大后减小的趋势。超高频数字式局部放电检测系统检测到的放电波形图如图3所示。

超高频局部放电信号的Φ-q散点图, PD脉冲相位分布分别如图4所示。

从Φ-q散点图看出, 正负半周放电密度区域的放电量和放电次数不同, 正负半周局部放电散点图形状均是双峰对称结构, 负半周最大放电量高于正半周。观察PD脉冲相位分布图, 正半周的放电脉冲相位主要集中在16°~77°, 负半周的放电脉冲相位集中在197°~259°。在脉冲相位分布图中, 负半周脉冲幅度高于正半周, 正负半周的最大PD脉冲差为4.83 p C。

2.3 试验阶段三

为了充分研究GIS盘式绝缘子内气隙放电特点, 在发生较稳定的局部放电后继续加压, 研究气隙在工频过电压下的局放特点。当增压至212 k V时, 气隙缺陷局部放电发展迅速, 局部放电检测系统测得的Q-Φ信号波形如图5所示。

局部放电与阶段2相比, 整体放电量明显增大, 放电量主要集中在正半周的42°~116°之间, 和负半周的248°~310°之间。

图6表示在212 k V时, 测得的局放信号Φ-q散点图, PD脉冲相位分布图。

电压升高后, 局部放电强烈, 放电幅值更大, 正负半周放电次数与阶段二比较明显增多, 放电集中更加密集, 放电主集中区域放电量幅值也高于阶段二, 正负半周均呈现出高放电幅值发展的趋势, 负半周放电相位宽度与阶段二相同, 正半周放电相位宽度较阶段二有所增大。Φ-q散点图中正半周仍然呈现双峰对称分布, 负半周其双峰对称结构已不存在, 第一峰高于第二峰。从PD脉冲分布图得知正半周的放电脉冲集中在4°~95°, 负半周的放电脉冲集中在190°~270°。负半周的局放脉冲幅值仍高于正半周, 正负半周最大脉冲差值为3.93 p C。

2.4 试验阶段四

试验中逐渐减小电压, 以研究局部放电发展全过程。测得局部放电熄灭电压为152.5 k V, 超高频局放信号检测系统得到的信号波形图, Φ-q散点图, PD脉冲相位分布图如图7所示。

电压下降, 局部放电信号减弱, 正负半周局部放电的放电量减弱, 观察图7中的 (a) , 负半周的放电量稍高于正半轴, 放电量较正半周集中。Φ-q散点图显示此时正负半周的局部放电比较分散, 正半周双峰对称结构已不存在, 检测得到局部放电分布在各个相位, 放电密度集中区域幅值与阶段二和阶段三相比呈减小趋势。PD脉冲相位分布显示, 局部放电脉冲信号也较为分散, 正负半周最大PD脉冲差值为1.20 p C。

3 气隙放电现象的分析

(1) 在电气设备的绝缘系统中, 各个部位的电场分布和强度是不相等的, 若局部区域的电场强度一旦达到该区域介质的击穿场强时, 则就会出现放电, 但这时整个绝缘系统未被击穿, 还保持绝缘性能, 称这种现象为局部放电, 发生在绝缘体内的称为内部局部放电。图8是模拟一个含有小气泡的绝缘子示意图。

其中c是绝缘体中的小气泡, b是与气泡串联的部分介质, a是其他部分介质, 由于一次放电时间很短 (10-9~10-7s) , 在分析放电过程中这种高频信号的传递时, 可以忽略电阻, 只考虑Cc、Ca、Cb组成的等效回路。

(2) 盘式绝缘子内部含有气隙时, 气隙与其相串联的固体介质中的电场强度分布是与它们的介电常数成反比。气体介质的介电常数远小于固体, 故气隙中的电场强度要比固体介质中的电场强度高得多, 当外加电压还远远小于固体介质的击穿电压时, 气隙中的气体就会先产生局部放电。当有工频高压加于盆式绝缘子两端时, 气隙上承受的电压没有达到气泡的击穿电压, 这时气泡上的电压随外加电压的变化而变化。外加工频高压达到160.5k V时, 达到气泡的击穿电压, 气泡开始发生局部放电。放电使大量中性气体分子电离为正离子和电子或负离子, 形成大量空间电荷, 在外加电场下, 迁移到气泡壁上, 形成与外加电场方向相反的电压。即气隙上的实际电压小于气隙的击穿电压, 于是局部放电减弱到暂停。

(3) 外加工频电压升高时, 气泡内的电压随外加电压上升而上升, 出现局部放电。此时的外加工频电压为185 k V, 气泡上电压已达很高, 再加上以前放电累积的电荷没有泄露掉, 使气隙内实际电压达到局放电压, 气隙内电场畸变引起局部放电的发生。此时, 虽有稳定局部放电信号, 但气隙内的局部放电只是集中在较小的范围内。增大电压至212k V时, 此时气隙内的电场畸变严重, 在气隙内发生较大规模的气体放电, 局放信号更加明显, 局部放电程度剧烈, 与阶段三相比局放次数增多, 局部放电幅值也增大, 分析与试验所得结果相同。

(4) 试验阶段四降压过程中测得局部放电熄灭电压为152.5 k V, 小于气隙局部放电起始电压, 且局放相位不固定。GIS盘式绝缘子内气隙在较高电压下, 气隙内部电场畸变发生局部放电, 常伴有发光, 发热, 放电的物理过程。局部放电使空气电离或绝缘子材料受热腐蚀, 放电辐射和电离引起近旁的绝缘物质分解, 破坏, 并沿电场方向逐渐向绝缘深处发展。故在试验中存在由气隙放电引起的其它放电方式的存在, 试验过程中出现熄灭电压低于起始放电电压的现象。

4 结论

通过对GIS盘式绝缘子内气隙放电的超高频检测, 研究了不同阶段局放图谱的变化得到:

(1) 随着试验电压的变化, 盘式绝缘子气隙局放各阶段表现出不同的放电特征。

(2) GIS绝缘子内气隙局放试验中, 高压引起的畸变电场使气隙内气体电离, 环氧树脂材料发生了分解。

(3) 超高频检测系统测得的局放波形, 散点图及脉冲相位分布图谱可以作为划分绝缘子内气隙放电严重程度的判断。

参考文献

[1] 胡泉伟, 吴磊, 季盛强, 等.利用局部放电评价GIS典型缺陷危险性的研究.高压电器, 2012;48 (2) :19—22

[2] Mansour D A, Kojima H, Hayakawa N, et al.Surface charge accumulation and partial discharge activity for small gaps of electrode/epoxy interface in SF6 gas.IEEE Transactions on Dielectrics and Electrical Insulation, 2009;16 (4) :1150—1156

[3] Bolin P, Koch H.Introduction and applications of gas insulated substations (GIS) .IEEE Power Engineering Society General Meeting.California:IEEE Power&Energy Society, 2005:920—926

[4] Kim J B, Kim M S, Park K S, et al.Development of monitoring and diagnostic system for SF6 gas insulated switchgear.IEEE International Symposium on Electrical Insulation.Boston, Massachusetts:IEEE Dielectrics and Electrical Insulation Society, 2002:453—456

[5] 肖燕, 郁惟镛.GIS中局部放电在线监测研究的现状与展望.高电压技术, 2005;31 (1) :47—50

[6] Wu K, LJichi T, Kato T, et al.Contribution f Surface Conductivity to the Current Forms of Partial Discharges in Voids.IEEE Transactions on Dielectrics and Electrical Insulation, 2005;12 (6) :1116—1123

[7] Cavallini A, Montanari G C.Effect of supply voltage frequency on testing of insulation system.IEEE Transactions on Dielectrics and Electrical Insulation, 2006;13 (1) :111—121

[8] 司文荣, 黄华, 傅晨钊, 等.超声检测进行气体绝缘组合电器典型绝缘缺陷识别.高压电器, 2011;47 (12) :11—17

[9] 潘浩, 殷庆铎, 高文胜.固体绝缘中气隙尺寸对局部放电过程的影响.高电压技术, 2008;34 (3) :458—461

[10] 李晓峰, 甄利, 周新伟, 等.220 kV气体绝缘开关设备 (GIS) 耐压击穿故障分析.中国电力, 2010;43 (1) :43—45

[11] Ju Tang, Qian Zhou, Ming Tang, et al.Study on mathematical for UHF partial discharge of typical insulated defects in GIS.IEEE Electrical Insulation, 2007;14 (1) :30—38

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