输入/输出变换

输入/输出变换（精选8篇）

输入/输出变换 第1篇

双向开关的换流问题是阻碍矩阵变换器(MC)工业实用化的一个重要因素。与传统的交-直-交变换电路不同,MC电路没有提供续流路径,这使得开关间的换流更为困难。在双向开关未商品化以前,一般由两个单向全控功率开关和两个快速恢复二极管组合而成。两个方向的功率开关可以分别控制,从而为安全换流提供可能。理论上,要换流的两个双向开关的导通和关断必须瞬间同时完成,但实际应用中,由于器件的开通时间、关断时间和驱动电路的延时都有个体差异,换流就不能在瞬间完成,而是需要一个过程[1,2,3]。因此,理解开关间的换流过程是十分重要的。本文在分析经典的4步换流的基础上,借助窄脉冲的概念解释了换流过程中存在的不完全换流现象,并说明其危害。同时,从避开致使窄脉冲产生因素的角度出发,本文提出一种改进的双线电压合成策略以优化MC的输入输出性能,并将其与传统的窄脉冲处理方法作比较,得到这种方法的优越性。

2 双线电压合成策略[4,5,6]

MC的典型拓扑结构如图1所示,其中Lf,Cf为输入侧滤波器。矩阵变换器在工作过程中,开关管的通断状态不断改变,三相输出通过双向开关能与任意一相输入相连,按照一定的策略控制S11～S33这9个双向开关,便可得到频率和幅值都连续可调的正弦波。

所谓双线电压合成,就是在每一个开关周期内,输出线电压用两个输入线电压来合成。不同时刻,使用两个不同的线电压组合。将输入电压和期望的输出电压按照不同的方法划分成6个区间,如图2所示。

在输入电压中,最大、中间、最小电压定义为

输入电流根据相应的输入电压值的大小分别标记为ii(max),ii(mid),ii(min);同样,将输出电压按大小分别标记为umax,umid,umin,相应的输出电流标记为io(max),io(mid),io(min)。

基准电压ebase定义为输入电压中具有最大绝对值的相电压。当ebase=emin时,令umin=emin,即输出相umin连接的3个开关中,与输入相emin相连的开关在一个开关周期内始终导通,另两个开关则始终关断;而对与其它两输出相相连的6个开关进行脉宽调制。当ebase=emax时,令umax=emax,开关的导通原则与上面相同。

为了简化占空比的计算,定义以下变量:

在每一个采样周期内,输出线电压的平均值如下:

undefined

其中

通过选择时间间隔T1～T5及T21～T25就可以获得所需的输出电压。从式(1)与式(2)中看到,2个方程有4个未知数,可以利用这种自由度来调整负载电流在输入电流中的分配比例以获得理想的输入电流波形。

定义输入电流分配因子α为

undefined

由式(1)～式(3)可得:

undefined (4)

undefined (5)

为减小谐波畸变,各占空比以开关周期的中点为中心对称分布,即:undefined。根据式(3)、式(4)、式(5)即可得到在一个开关周期内开关开通和关断的时间,从而合成期望的输出正弦波形。

3 4步换流及窄脉冲

3.1 4步换流策略[7]

双向开关的4步换流策略最早在1989年由N. Burány提出。该方法在不需要缓冲电路的情况下,通过严格的逻辑控制就可实现开关间的安全换流,其实现简单而被广泛接受。4步换流既可以依据负载电流方向来进行,也可以依据输入电压的大小来进行,要遵循的基本原则就是避开可能导致输入侧短路和输出侧开路的开关状态组合。本文选用基于输入电压值的换流方法。假设要实现图1所示的双向开关S11到S12的换流,其换流过程如图3所示。

当eA>eB时,4步换流的顺序为:1)开通S12p;2)关断S11p;3)开通S12n;4)关断S11n。当eA

3.2 窄脉冲的形成及危害[8]

由上述可知,MC要完成两个双向开关间的完整换流过程需要4步,共需3tc的时间。这就要求开关的触发脉冲宽度至少为3tc,才能保证整个换流过程的完成。如果PWM脉冲宽度小于3tc,也即出现了窄脉冲,此时就可能发生前一个换流还没有完成,后一个换流就已经开始的情况,即不完全换流。这不仅会导致输入输出波形畸变,有时还会导致换流失败,造成输入侧电压短路,产生电流尖峰。

不完全换流过程可以下面的情况为例来说明。假设连接在同一输出相a相的3个开关S11,S12和S13分别与输入相A,B,C相连,且eA>eB>eC,三相换流的顺序为A→B→C,B相的触发脉冲较窄。图4中给出了3个开关各自的PWM脉冲触发情况。从图4中可以看到,开关S11p与S12n之间有一部分脉冲重叠,即在eA-S11p-S12n-eB之间构成了一条短路路径,造成输入电压的短路,从而引起过电流。

无论矩阵变换器的哪种调制策略,都不可避免地会产生一些宽度较窄的脉冲[3]。而在实际产生开关脉冲时,必须将脉冲宽度小于最小完全换流时间的脉冲予以消除,才能避免输入侧的短路情况,抑制过电流。但这必然会导致输入输出波形的畸变,因此必须研究窄脉冲的消除和补偿方法。

3.3 传统的窄脉冲处理方法

对于窄脉冲,究其原因就要追述到开关占空比时间的计算上。分析式(3)～式(5)可知,窄脉冲一般在以下两种情况下出现:

1)在输出线电压期望值Δumid较小时,会导致T23,T22及T24都很小,从而引起窄脉冲的出现;

2)在emid处于过零点附近时,电流分配系数α接近于零,这会导致T2,T4,T22及T24都小于完全换流的最小时间。同时,在一个输入电压周期内,emid的过零次数为6次,也即T2,T4,T22及T24的脉冲宽度会周期性地小于最小脉冲宽度。

对于Δumid过小引起的窄脉冲,传统的解决方法是将umid相直接与输入电压的基准相相连,不进行调制的方法来解决。由于输出电压umid和基准电压值相差很小,故这种方法对输出波形的影响不大,而且实现较为简单。

而对于由α过小引起的窄脉冲,传统的解决方法是在检测到T2,T4或T22,T24的脉冲宽度小于完全换流的最小时间时,就不发出该脉冲,而该脉冲对应的输入电压在输出电压中承担的份额由另外一相输入电压来承担。

但值得注意的是:上述窄脉冲消除和补偿的传统方法是有前提的,那就是输出电压的期望值较大。当输出电压的期望值比较小时,传统的方法将不再适用,输出电压严重畸变,系统性能恶化。而一些电机运行所需要的电源工作状态恰是输出电压期望值较小的工况。为此,本文提出一种改进的双电压合成策略,以避开致使窄脉冲产生因素为出发点来优化MC的输出性能。

4 改进的双线电压合成策略

根据上述分析,emid的过零点区域及较小的输出线电压期望值是产生窄脉冲的根本原因。基于此,本文提出依据emid的极性选择PWM开关模式来对3个输出相分别进行调制的双线电压合成策略。其中,输入输出电压的分区不变,相应电压电流的最大、中间和最小值的标记不变。这里以eA>eB>eC的情况为例来说明该策略下各相开关的PWM开关模式,如图5所示。

当emid>0时,PWM开关序列从零矢量(emax,emax,emax )开始调制,然后变换到(emax,emax,emid),直到(emid,emid,emin),然后反向选择电压矢量,最后回到零矢量(emax,emax,emax);当emax<0,开关序列由零矢量(emin,emin,emin)开始移动,直到(emax,emax,emid),然后返回到零矢量(emin,emin,emin)。开关序列变换的原则是始终用最小的输入线电压来调制三相输出电压。其开关序列中每个电压矢量的作用时间可由输入电流和输出电压的关系得到。

当emin>0时,三相输出电压为

undefined

那么

undefined

三相输入电流为

为保持单位功率因数,令emax/emin=ii(max)/ii(min)=-[2(B+C)/(2E+F)]=-(B/E),从而可得:

将式(8)、式(9)代入式(6)、式(7)得:

undefined

那么undefined

再将B,C分别代入式(8)、式(9)得:

undefined

其中 e2m=eundefined+eundefined+eundefined

同理,当emid<0时,各矢量作用的时间计算公式如下:

undefined

对于零矢量的作用时间A和D,它们与B,C,E,F存在如下关系,即:

从式(10)可以看出,A和D的选择具有一定的自由度,但为了简单起见,一般选择A与D相同。

5 实验验证

本文基于Matlab/Simulink仿真软件和dSPACE实验平台对该优化策略做了实验验证,并通过其与传统双电压合成策略下窄脉冲的消除和补偿方法进行对比说明其对矩阵变换器输出性能的优化。仿真和实验参数如下:输入滤波电感为5 mH,滤波电容为5 μF,阻尼电阻为15 Ω;三相对称阻感负载电阻为15 Ω,电感为5 mH;采样频率为5 kHz,输入线电压有效值为120 V,频率为50 Hz,输出相电压有效值为20 V,频率为30 Hz。图6和图7给出了传统的窄脉冲处理方法和本文提出的优化方法下的输入输出波形。

对比图6和7可以看出,在低电压输出条件下,采用改进的双线电压调制策略时,输出线电压较采用传统的窄脉冲处理方法时发生了很大变化,输入、输出电流的波形也有了明显的改善,畸变减小。由FFT分析知,采用传统窄脉冲处理方法时,输入、输出电流的THD分别为12.12%,8.04%,而采用优化的方法时输入、输出电流的THD则为4.55%和3.78%。从而得知,本文提出的优化方法具有优越性。

6 结论

综上所述,本文提出的优化双电压合成策略避开了致使窄脉冲产生的因素,改善了矩阵变换器的输入输出性能。并通过与传统的窄脉冲消除和补偿方法的比较,说明了该优化方法的优越性,即在期望输出为低电压的条件下也能得到良好的输入输出波形。

参考文献

[1]Huber L,Borojevic D.Space Vector Modulated Three-phase to Three-phase Matrix Converter with Input PowerFactor Correction[J].IEEE Trans.on Industry Applica-tion,1995,31(6):1234-1246.

[2]Patrick W Wheeler,Jose Rodriguz,Jon C Clare.MatrixConverters:A Technology Review[J].IEEE Trans.onIndustrial Electronics,2002,49(2):276-288.

[3]方永丽.矩阵变换器控制策略及其双馈调速控制方法的研究[D].中国矿业大学,2006,10:16-19.

[4]Watanabe E,Ishii S,Yamamoto E,et al.High Perform-ance Motor Drive Using Matrix Converter[C]∥Advancesin Induction Motor Control,IEE Seminar,2000:1-6.

[5]Oyama J,Higuchi T,Yamada E,et al.New Control Strate-gy for Matrix Converter[C]∥Proceeding of IEEE PESCConf.Rec,1989:360-367.

[6]Oyma J,Xia X,Higuchi T,et al.Displacement Angle Controlfor Matrix Converter[C]∥in Proc.PESC,1997:1033-1039.

[7]Burány N.Safe Control of Four-quadrant Switches[C]∥inConf.Rec.IEEE-IAS Annu.Meeting,1989:1190-1194.

[8]方永丽,唐轶,马星河,等.矩阵变换器4步换流策略的优化方法研究[J].中国矿业大学学报,2006,35(5):662-666.

[9]Hara H,Yamamoto E,Kang J K,et al.Improvement ofOutput Voltage Control Performance for Low-speed Opera-tion of Matrix Converter[J].IEEE Transactions on PowerElectronics,2005,20(6):1372-1378.

[10]马星河,谭国俊,方永丽,等.矩阵变换器电压法3步换流的研究与设计[J].电力电子技术,2007,41(3):47-49.

有效输入，优质输出 第2篇

【关键词】词块 句式 结构 输入 输出 书面表达

一、问题的提出

中考书面表达分值15—20分，但从中考的书面表达得分结果看，平均分偏低、高分人数较少，学生书面表达能力悬殊，从学生卷面情况来看，不足主要表现为：逐字翻译，中文式表达多；简单句多，结构不紧凑；句式单一，不会使用多种表达；文本框架不清晰，缺乏语法结构。这个结果说明初中英语写作教学的成效不高，广大初中英语教师需要切实加强英语写作教学方法、策略。

二、问题的解决

1.大量积累词块。词块作为一种介于单词与句子之间的语言结构，是写作教学的理想单位。词块，即词汇组块（lexical chunks），是语言使用者在语言输入和输出过程中频繁使用的，集语法、词汇和功能于一体，具有特定予以和结构并以固定或固定形式存在，有益于提高语言生成能力的短语、固定搭配、习惯用语和句式。例如在九年级Unit5 B2b的文章中，学生可以整理出高频词块，教师应要求学生在书面表达时熟练运用这些词块。

2.不断丰富文章句式。好作文由好句子构成，打好句子基础是提高英语写作水平的关键。那什么是好句子呢？笔者认为应包含以下要素：语法正确、结构连贯、句意完整、语言简洁。笔者从学生的日常习作中提取典型句子，让学生参与评析，然后通过讲解，使其对好句的四要素有更感性的认识。

除此以外，笔者对于学生作文进行选择性批改。每次布置写作任务时，明确告诉学生本次批改的重点，提醒学生注意。

3.精心锤炼逻辑结构。《英语课程标准》五级标准对写作有这样的描述：能使用常见的连接词表示顺序和逻辑关系；能根据图示或表格写出简单的段落或操作说明。

九年级Unit8 B2b阅读材料中要求学生找到常用连接词并说明功能。如：so—expressing a result； as， because， since—giving reasons； but， however， though—expressing a difference. 并在课本2d部分加以练习。依托课本，笔者还引导学生归纳总结，补充不同功能的连接短语，要求学生在平时练习书面表达时充分运用。如：

4.课内外结合获取语言素材。要提高学生的写作能力，可以有效地利用阅读教学，依托阅读文本，进行写作技能的指导，对文本的篇章结构、句式、词汇进行合理的整合、总结，并有意识输入其他与文本话题相关的词汇、句型等，让学生能够模仿文本并在文本基础上进行拓展，以提高写作能力。人教版初中英语教材Go For It中的3a，2b文章具有内容完整统一、文章结构清晰、上下文衔接自然、句式丰富多样等特点，是很好的学习素材。

5.注重实践，加强写作练习。

（1）突出重点，翻译句子。有些书面表达题目要求学生根据中文提示信息，完成文章。学生很容易用中文句式表达英文内容。因此，要求学生进行中英互译就很有必要。翻译练习是培养学生语言意识，排除母语干扰的好方法。

如九年级Unit 7 2b文章中有许多使用频率高的词块，笔者将这些词块编成中译英练习，既要学生熟悉教材中的词块，又需要思考灵活使用，而不是死记硬背课文句子。

a.看电视会阻碍我们的学业。

Watching TV can get in the way of our schoolwork.

b. 我不反对跑步。

I have nothing against running.

（2）创设情景，仿写句子。仿写是以教材为基础在课文或其他语言材料中选取具有典型意义的表达方式或结构再引导学生有意识地将其改变成具有其他意义的句子。是实现英语语言优质输出的有效手段。通过仿写，学生可以将“书本的语言”变成“自己的语言”。选取生活中的话题、情景让学生仿写，才能激发他们的表达热情和积极性，学生对于该句型印象会更加深刻。

（3）实战演练，限时写作。限时写作是检验学生所学写作知识内化程度的最佳方式，也是教师制定下一步教学内容的重要依据。通常，笔者会根据学生的限时作文，提取出易错点，让学生进行改错练习；列举出好词好句，并标注使用该词句的学生姓名，以增加学生写作信心；归纳改写范文，并引导学生进行评析。

三、总结

书面表达是综合性很强的语言运用方式，教师在教学中要注重学生写作能力的培养和训练，同时也要将听说读写综合起来，以“听”“说”“读”促“写”。通过课本、课堂、课外多方面多层次的输入，实现句子到篇章的优质输出，切实提高初三学生的书面表达能力。

参考文献：

[1]范庆.整合课本阅读素材，提高学生写作能力[J].中小学英语教学与研究，2015，（2）.

输入/输出变换 第3篇

关键词：多输入多输出,变换域通信系统,信道容量,抗干扰

随着军事通信在现代战争中作用的不断提高,以消除干扰和保证信息可靠传输为目的的通信抗干扰的作用和地位也日益受到重视。为解决军用飞机编队内部在极强的电磁干扰下仍具有可靠的通信和保密能力,基于躲避干扰的理念,美国空军提出了变换域通信系统TD-CS(Transform Domain Communication System)。

变换域通信系统虽然具备较强的抗干扰能力,但传统TDCS收发端的单天线设计使其很难提高信道的容量,大大降低了传输的有效性。在无线频谱资源相对匮乏的今天,多输入多输出MIMO(Multiple-input Multipleoutput)无线通信系统已经体现出其优越性,它能在不增加发射功率和带宽的条件下,通过空间复用使信道容量得到大幅提升[1]。因此提出了一种多输入多输出变换域通信系统(MIMO-TDCS),旨在利用MIMO技术提高TD-CS的传输效率。

1 MIMO-TDCS模型

1.1 TDCS收发信机模型

传统的抗干扰通信系统(如直扩、跳频)只是在系统的接收端被动地处理干扰。与之不同,TDCS能使收发双方同时避免使用被污染的频谱(包括敌方实施干扰以及己方正使用的频谱)进行信号的传输。这样就相当于在复杂的电磁环境中找到了一个干净的频段进行通信,从而实现了抗干扰[2,3]。这是一种主动式的抗干扰方式,本质是躲避干扰。TDCS发端、收端的基本工作原理如图1和图2所示。

1.2 MIMO信道模型

假设系统发射端有M根发射天线,接收端有N根接收天线并能很好地估计出信道状态信息CSI(Channel State Information)[4]。收发端采用垂直分层空时V-BLAST(Vertical Bell Labs layered Space-Time)结构,这样每根天线可以独立地收发信号。接收端用迫零ZF(Zero Forcing)检测法对信号进行处理。

假设发射信号x为M×1矩阵,信道H为N×M矩阵,信道中存在高斯白噪声n和干扰j,则接收信号y为N×1矩阵:

1.3 系统模型[5]

收发信机对电磁环境进行采样,估计出干扰在变换域中的位置。根据这个估计产生基函数(Basis Function),基函数与干扰的变换域波形相互正交。利用基函数对发射信号进行循环移位键控CSK(Cycle Shift Keying)调制,再对调制信号进行串并变换并通过MIMO信道发射到接收机。接收端先对接收信号进行迫零检测,目的是消除码间干扰,然后利用接收端基函数解调数据。MIMO-TDCS原理如图3所示。

2 信道容量分析

对于确定性MIMO-TDCS信道,假设发射机不能获得CSI,则发射功率不在天线间进行分配优化,此时的信道容量为[5]:

式中,ρ为每根接收天线的平均信噪比,IN为N阶单位矩阵,HH为H的Hermite矩阵。

然而对于衰落信道,信道矩阵H是随机的,且V-BLAST结构被证明只可能在快衰落信道下达到香农容量[6],因此本文研究的MIMO-TDCS信道为各态历经信道。此时的信道容量是对随机矩阵H的统计特性进行平均而得到的:

假设信道是独立瑞利衰落的,则信道矩阵H(hi,j)的元素是独立的零均值复高斯随机变量。各态历经容量由下列积分给出[7]:

考虑以下几种特殊情形[8]。

(1)单发射天线

对于单发射天线系统,即M=1。信道矩阵是一个大小为1×N的行向量,用h表示。此时信道容量为:

对于独立瑞利衰落情形,上式为:

随着接收天线数的增加,信道容量趋于log2(1+ρN),它表明信道容量仅随N呈对数增长。

(2)单接收天线

对于单接收天线系统,信道矩阵h用一个大小为M×1的列向量表示。此时信道容量为:

对于独立瑞利衰落情形,上式为:

随着发射天线数的增加,信道容量趋于常数log2(1+ρ)。

(3)等数目的收发天线

考虑等数目的收发天线,即M=N=n,对于独立的瑞利衰落,信道容量为:

随着n的增加,上式近似为[7]:

(4)窄带干扰下的信道容量

本文主要分析等数目收发天线条件下窄带干扰对信道容量的影响,其他情况类似。

对于单音干扰和多音干扰,式(9)中的ρ变为SINR,即信号-干扰噪声比,此时的信道容量为:

对于部分频带干扰,假设被干扰的频带所占比例为x%,则信道容量为[9]:

3 仿真结果与分析

在Matlab仿真平台中,假设收发双方处于相同的电磁环境并完全同步。

3.1 单发射天线

图4为单发射天线下,信噪比ρ分别为5 d B、10 d B、20 d B和30 d B时,MIMO-TDCS的各态历经容量仿真图。从图中可以看出,随着接收天线数的增加,信道容量趋于log2(1+ρN),当N=10时,理论值已经与极限值基本吻合,它表明信道容量仅随N呈对数增长。

3.2 单接收天线

图5为单接收天线下,信噪比ρ分别为5 d B、10 d B、20 d B和30 d B时,MIMO-TDCS的各态历经容量仿真图。从图中可以看出,随着发射天线数的增加,信道容量趋于常数log2(1+ρ),即香农信道容量。仿真结果表明,对于单接收天线的MIMO-TDCS,无论发射天线数目如何,信道容量都不能突破香农容量限。

3.3 等数目的收发天线

图6为M=N=n条件下,信噪比ρ分别为5 d B、10 d B、20 d B和30 d B时,MIMO-TDCS与传统单天线的TDCS信道容量仿真比较图。从图中可以看出,信道容量与M=N=n成线性关系,相对传统的TDCS,这是一个巨大的增长,而且不会随着n的增大而造成总发射功率和带宽的增加。

3.4 收发天线数为4、信噪比为6时,窄带干扰下的信道容量

图7为M=N=4、ρ=6条件下,窄带干扰对MIMO-TDCS和传统MIMO系统信道容量的影响。其中干信比的变化范围为1~10 d B,理论容量值(即无干扰下的MI-MO信道容量)为8.8 b/s/Hz。从图中可以看出,传统MIMO系统的信道容量随着干信比的增大而迅速减小。由于MIMO-TDCS使用了变换域处理技术,其抗干扰能力使得信道容量不会随着干信比的增大而下降很多。在单音干扰下,MIMO-TDCS信道容量只比理论值降低了0.5 b/s/Hz左右;在多音干扰下,降低了不到1 b/s/Hz;在30%部分频带干扰下,由于带宽减小造成信道容量降低了3 b/s/Hz,但仍然远远高于传统MIMO系统。

为了解决传统TDCS传输效率低的问题,本文通过引入MIMO技术,从理论上提出了一种多输入多输出变换域通信系统,并对其信道容量作了分析验证。仿真结果表明,对于单发射天线系统,如果总发射功率保持恒定,信道容量随接收天线数呈现对数增长;采用多天线系统(M=N=n)可使得容量线性增长,并且这种增长是在不增加总发射功率或带宽的情况下获得的;在窄带干扰下,该系统仍然可以保证具有较高的信道容量,因此验证了MIMO-TDCS是一种兼具传输有效性和可靠性的通信手段。

参考文献

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[7]TELATAR E.Capacity of multi-antenna gaussian chan-nels.AT&T Bell Laboratories,Tech.Memo,1995.

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输入/输出变换 第4篇

参照文献[1]中半桥式TLC的推导方式, 扩展应用到其他变换器, 能够得到系列TLC的电路拓扑。除Buck, Boost, Buck-Boost, ′Cuk, SEPIC, Zeta6种非隔离[2]的TLC外, 还有Forward, Flyback, Push-Pull, Half Bridge, Full Bridge 5种隔离的TLC。这些变换器所承受的电压应力小, 同时非隔离的TLC和全桥TLC还能获得三电平波形, 且滤波元件的尺寸大幅变小[3,4,5]。但前述6种非隔离的TLC因为输入与输出不共地, 使得这些变换器的使用范围大大缩小。本文提出一种可以解决这个问题的方法, 即引入中线隔直电容法。

1 中线隔直电容

图1 (a) 为非隔离的半桥式变换器, E和D二点间的电压VED是一个幅值为Vin/2的方波电压。通过D1~D4, 经过整流之后, 在AB点得到一个方波电压, 该电压带有直流分量, 幅值为Vin/2。为了描述简单, 特将E点拆解成4个点:E1、E2、E3、E4。

Q1导通时, 电流通过ILf回路:分压电容→Q1→E1E3段→D3→Lf→Cf//RLd→D2→CD段→D点。Q2而导通时, ILf通过回路:分压电容器Cd2→CD段→D1→Lf→Cf//RLd→D4→E2E4段→Q2→电源负端。由于E1E2段和E3E4段流过的电流为零, 则将其视为开路。因为Q1和D3是串联的, 所以可去掉D3。同样的, 可去掉D4。重整电路后得出图1 (b) 的变换器等效电路, 其实这就是Buck TLC。

假设2只分压电容Cd1和Cd2上的电压VCd1=VCd2, 那么不管Q1还是Q2导通, AB二端电压VAB都是Vin/2。假如分压电容的电压不等, 例如VCd1>VCd2, Q1导通时, VAB>Vin/2;Q2导通时, VAB<Vin/2。对于Buck TLC而言, 致使2只开关功率管电压应力不相同的原因是:分压电容器上的电压不相同。

半桥式变换器中, 因为分压电容器上的电压不相同, ED二点间的交流电压中就会含有直流成分。而在CD之间接进一只隔直电容器, 这样就能消除这个直流成分[6,7]。所以, 我们在Buck TLC的CD之间接进一只隔直电容器Cblock, 确保Q1或Q2导通时, VAB=Vin/2, 同时可以让Q1和Q2上所承受的电压应力都是Vin/2。

2 6种非隔离TLC的电路优化

2.1 Buck TLC的优化

图1 (b) 中, 工作在稳态时, Cblock上的电压Vcb为:

如果分压电容Cd2的容量是一个恒定的值, 将Cd1值加大, VCd1就会减小, VCd2会增大, 同时, Vcb亦升高。要是将Cd1加到无穷大, 那么Ccd1=0, Ccd2=Vin, 而Vcb=Vin/2。因为Ccd1→∞, 在交流时等同于短接, 这时从电路的拓扑来看, Cd2与输入端电压并联, 可省略。这时可将Q2移至Vin的正端, 便可获得优化后的Buck TLC, 从而实现了Vin与负载共地, 如图2所示[8]。

2.2 Boost TLC的优化

图3 (a) 所示Boost TLC是不共地的[9], 同样同理, 我们在交流部分串接进一只隔直电容器Cblock, 稳态时Cblock二端的电压为:

Cf2维持不变, 加大Cf1, 那么Vcf1降低, Vcf2升高。同时, Vcb亦升高。同样把Cf1加到无穷大, 这时Vcf1=0, Vcf2=V0, 而Vcb=V0/2。由于Cf1→∞, 可看作短路。把D2移动电路的上端, 即得优化后的Boost TLC, 如图3 (b) 所示, 这时优化得到的变换器与参考文献[8]中描述的变换器是相同的。

2.3 Buck-Boost TLC的优化

图4 (a) 是不共地[10]的Buck-Boost TLC, 参考上面的方法串入隔直电容Cblock在交流段, 在稳态时刻, 电压为:

优化分2步:

(1) 保持Cd2不变, 加大Cd1到无穷大, 那么Ccd1=0, Ccd2=Vin, 而Vcb=Vin/2。由于Ccd1→∞, 可看作是短接, 这时Cd2与输入电压Vin为并联关系, 可以忽略。此时可以把Q2放到电源正的一端。

(2) 保持Cf2不变, 加大Cf1到无穷大, 那么Vcf1=0, Vcf2=V0, 而Vcb= (Vin+V0) /2。由于Cf1→∞, 可用导线直接短路。将D2移动到电路的上边, 据此便获得了优化后共地的Boost TLC, 如图4 (b) 所示。

2.4 Cuk TLC的优化

不共地的Cuk[11]TLC如图5 (a) 所示。在交流部分串接进一只隔直电容器Cblock, 其二端稳态时电压为:

Cb1大小不变, 加大Cb2到无穷大, 此刻Vcb2=0, Ccb1=Vin+V0, 而Vcb= (Vin-V0) /2。因为Cb2→∞, 用导线短路连接, 得到优化后共地的Cuk TLC, 如图5 (b) 所示。

2.5 SEPIC TLC的优化

输入端输出端不共地的SEPIC TLC[12]]电路如图6 (a) 所示。在交流部分串接进一只隔直电容器Cblock, 其二端稳态时电压为:

优化分2步:

(1) 维持Cb1的大小不变, 加大Cb2至无穷大, 这时Vcb2=0, VCb1=Vin, 而Vcb=Vin/2。由于Cb2→∞, 相当于短路。

(2) 维持Cf2的大小不变, 加大Cf1到无穷大, 这时Vcf1=0, Vcf2=V0, 而Vcb= (Vin+V0) /2。由于Cf1→∞, 相当于短路。将D2放到上面, 优化后的SEP-IC TLC电路如图6 (b) 所示, 它的输入与输出是共地的。

2.6 Zeta TLC的优化

输入端输出端不共地的Zeta[13]TLC电路如图7 (a) 所示。

在交流部分串接进一只隔直电容器Cblock, 其二端稳态时电压为:

优化分2步进行:

(1) 保持Cd2大小不变, 加大Cd1到无穷大, 这时Vcd1=0, Vcd2=Vin, 而Vcb=Vin/2。由于Cd1→∞, 视作短路。此时Cd2与输入电压并联, 可以省略。此时可以把Q2放到电源正端。

(2) 保持Cb1大小不变, 加大Cb2到无穷大, 这时Vcb2=0, Vcb1=V0, 而Vcb= (Vin+V0) /2。由于, Cb2→∞视作短路。据此得出优化后的Zeta TLC电路如图7 (b) 所示, 其的输入与输出是共地的。

3 共地式SEPIC三电平直流变换器

输入端和输出端共地的SEPIC[14]TLC, 如图6 (b) 所示。其中Q1、Q2是功率开关功率管;Ct1为中间电容, Cb1为中线隔直电容, Cf是输出滤波电容;D1和D2是续流二极管;L1是输入滤波电感, L2是中间储能电感, RLd是负载。

Q1和Q2交替工作, 其驱动信号相角差180°。在开关功率管的占空比D>0.5时的工作过程D<0.5时的工作过程各有不同。

3.1 工作原理

3.1.1 当占空比D>0.5时

假设:电路中所涉及的元件、器件皆处于理想状态。当占空比D>0.5时, 变换器的工作状态如图8 (a) 的波形所示。

在一个完整的开关工作时钟周期内, 变换器有4个工作模态, 如图9所示。

其工作过程如下:

1) 开关模态1∈[t0, t1]

如图9 (a) 所示, 当t=t0, Q1导通、Q2继续保持导通状态, D1、D2关断。在电源Vin能量供给下, 电感上的电流iL1增强, L1储存能量。Ct1通过Q1、Q2放电, 电感上的电流iL2增长, L2储存能量。Cf续流, 向负载供电。t=t1时刻, iL1和iL2同时达到最大值。在这区间中, iL1和iL2的上升率分别为:

当t=t1时, iL1、iL2达到最大值iL1max、iL2max, 在这区间中, iL1、iL2的增量分别为:

其中, 开关周期T=Ts=1/fs, fs是开关频率, Ton和Toff是开关功率管导通时间和截止时间, D=Ton/T是占空比。

2) 开关模态2∈[t1, t2]

如图9 (b) 所示, 在t=t1, Q2关断、Q1保持导通状态, D1关断, D2导通, 构成2个回路:

①Vin→L1→Q1→Cb1→D2→Cf→负载;

②Ct1→Q1→Cb1→D2→Cf→负载→L2。Cb1充电, Ct1放电, iL1和iL2线性下降。到t=t2, iL1和iL2一起到达最小值iL1min和iL2min。在这区间中, iL1和iL2的下降率分别为:

当t=t2, iL1和iL2一起到达最小值IL1min和IL2min, 在这区间中, iL1和iL2下降的量为:

3) 开关模态3∈[t2, t3]

如图9 (c) 所示, 此时开关的工作模态与模态1相同, 略。

4) 开关模态4∈[t3, t4]

如图3-9 (d) 所示, 在t=t3, Q1关断、Q2保持导通状态, D2关断, D1导通, 构成3个回路:

①Vin→L1→Ct1→D1→Cb1→Q2;

②Cb1→Q2→L2→D2;

③Cf→RLd。Ct1充电, Cb1放电, iL1、iL2线性下降。到t=t4, iL1和iL2一起到达最小值IL1min和IL2min, 在这区间中, iL1和iL2的下降率为:

当t=t4, iL1和iL2一起到达最小值IL1min和IL2min, 在这区间中, iL1和iL2的下降量分别为:

3.1.2 当占空比D<0.5时

在D<0.5时, 图8 (b) 所示为主要波形。在一个开关工作时钟周期内, 变换器存在4个开关工作模态, 其工作过程如图10所示。

1) 开关模态1∈[t0, t1]

如图10 (a) 所示, 在t=t0, Q1关断, Q2导通, D2关断, D1导通, 构成3个回路:

①Vin→L1→Ct1→D1→Cb1→Q2;

②Cb1→Q2→L2→D2;

③Cf→RLd。Ct1充电, Cb1放电, iL1、iL2线性上升。在这区间中, iL1和iL2的增长率分别为:

当t=t1, iL1和iL2一起到最大值IL1max和IL2max。在该这区间中的iL1和iL2增长量分别为:

其中, 开关周期T=Ts=1/fs, fs是开关频率, Ton和Toff是开关功率管的截止时间和导通时间, 占空比D=Ton/T。

2) 开关模态2∈[t1, t2]

如图10 (b) 所示, 当t=t1, Q2关断, Q1还没有导通, D1、D2分别导通, 构成2个回路:

①Vin→L1→Ct1→D1→D2→Cf→负载;

②L2→D1→D2→Cf→负载。Ct1、Cf充电, iL1、iL2线性下降。在此时段内, iL1和iL2的下降率分别为:

当t=t2, iL1和iL2一起到达最大值IL1max和IL2max。在这区间中iL1和iL2的下降量分别为:

3) 开关模态3∈[t2, t3]

如图10 (c) 所示。在t=t2, Q1导通、Q2关断, D1关断, D2导通, 构成2个回路:

①Vin→L1→Q1→CCb1→D2→Cf→负载;

②Ct1→Q1→CCb1→D2→Cf→负载→L2。Ct1放电, Cb1充电, iL1、iL2线性上升。在这区间中, iL1和iL2的上升率分别为:

当t=t3, iL1和iL2同时达到最大值IL1max和IL2max。在该区间内iL1和iL2的增长量分别为:

4) 开关模态4∈[t3, t4]

如图10 (d) 所示。此时开关工作模态和开关工作模态2相同。

3.2 基本关系和参数设计

3.2.1 基本关系

在稳定的工作状态时, 电感L1和L2上的电流增加量和其减小量相等, 由式 (9) 、 (10) 、 (13) 、 (14) 、 (17) 、 (18) 、 (21) 、 (22) 、 (25) 、 (26) 、 (29) 、 (30) 可以得到:

Q1、Q2和D1、D2上的电压应力:

可以看出:共地和非共地的SEPIC TLC的输入、输出关系是一样的。

3.2.2 电感L1和L2的参数设计

仿照Buck电路滤波电感的设计, 由式 (3) 和 (15) 可得:

在D>0.5时

当D<0.5时

同理, 由式 (4) 和 (16) 可得:

在D>0.5时

当D<0.5时

在滤波电感和开关频率分别相同的情况下, 共地的SEPIC TLC与普通SEPIC变换器输入滤波电感L1脉动电流情况比较如图11所示。

图11中ΔiL1-Sepic-TL、ΔiL1-Sepic分别是共地的SEPIC TLC和普通SEPIC变换器的电感脉动电流标幺值。从图中可以看出, 共地的SEPIC TLC的电感脉动电流最大量只是普通SEPIC变换器的1/2。假设它们的电感脉动电流相同, 那么共地的SEPIC TLC的滤波电感值会比普通SEPIC变换器的小一半。

同样, 共地的SEPIC TLC的中间储能电感L2的值也会降低到普通SEPIC变换器的1/2。所以共地的SEPIC TLC和普通SEPIC变换器如果在相同情况下, 输入滤波电感L1和中间储能电感L2的大小是一样的。

3.2.3 电容Ct1、CCb1、Cf的参数设计

电容参数设计假设:将所有电容看作理想电容, 忽略ESR、ESL等寄生参数, 可推导出滤波电容Cf为:

中间储能电容Ct1为:

中线隔直电容Cb1为:

在D>0.5时

当D<0.5时

根据电源波纹参数指标的设计要求, 可以推导出输出端滤波电容的容量大小。

3.3 仿真结果

为了验证上述分析, 利用PSPICE进行仿真分析。仿真参数如下:

V0=150VDC, Vin=100VDC, Vin=225VDC;Cf=42μF, Ct=42μF, Cb1=10μF, L1=0.7mH, L2=0.7mH, fs=50kHz。

图12给出了电路在D>0.5 (D=0.6) 时的主要波形。此时输入电压为100VDC, 输出150VDC/2A。图12 (a) 显示Q1、Q2上的驱动信号, L1、L2的电流和电压波形。在fs=50kHz时, Q1、Q2上驱动信号相位差180°, 这时在L1、L2上得到100kHz的三电平电压波形和脉动电流波形。图12 (b) 显示了Q1、Q2、D1、D2上的电压波形, 开关功率管所承受的电压应力是125V, 是输入端和输出端电压和的1/2。

图13给出了电路在D<0.5 (D=0.4) 时的主要波形。此时输入电压为225 VDC, 输出150VDC/2A。图13 (a) 是Q1、Q2上的驱动信号, L1、L2的电流、电压波形。在fs=50kHz时, Q1、Q2上驱动信号相位差180°, 这时L1、L2上得到100kHz的三电平电压波形和电流脉动波形。图13 (b) 是Q1、Q2、D1、D2的电压波形, 开关功率管和二极管的电压所承受的应力是150V, 只是输入端和输出端电压之和的1/2。

4 结束语

在6种输入端和输出端不共地且非隔离的TLC电路中, 增加中线隔直电容进行优化, 并通过PSPICE仿真验证, 可以得出以下结论:

(1) 开关功率管和二极管上所承受的电压应力都是输入端和输出端电压和的1/2;

(2) 电感L1、L2上得到三电平电压波形, 当输入端和输出端条件相同时, 可以将滤波电感量降低到1/2;

中文语音代码输入输出方案编码规则 第5篇

用一个五位的二进制数字表示手指动作代码, 用第一位表示拇指、第二位为食指、第三位为中指、第四位为无名指、第五位为小指。

一只手有5个手指, 对应的最多代码是5的2次方, 我们编制了32个手指动作代码。从32个代码中取出一个动作代码, 可以对应一个声母, 这样可以对应所以声母, 有些声母是互补的, 例如k”&”q、h”&”x”、”g”&”J可以考虑对应相同的手指姿态代码;另一只手也有32个动作代码然后分别代表一个韵母, 这样就对应了全部韵母。有些韵母是互补的, 例如ia”&”ua、”ü”&”uai、uen (un) ”&”ün、o”&”uo、üe”&”uei (ui) 、uan”&”üan、iang”&”uang、ong”&”iong、in”&”uai”这些都可以只单个的手指姿态代码即可。根据我们定制的这种编码规则, 选出21个左手手指姿态代码对应声母, 例如可以用00001对应”b”, 我们知道有35个韵母, 互补的韵母只对应一个手指姿态代码。见表1:

我们知道一个语音代码还包括声调和儿化音、副语言学信息等信息, 初始动作腕关节我们考虑三种状态, 弯曲, 外弯曲和内弯曲, 就可以用三位二进制来000表示, 弯曲角度θ可以是任意大小, 对用语言信息中的某一个强度。手掌向手背方向弯曲了某一个度角, 此时100可以用来表示腕关节的弯曲状态, 当弯曲角度θ=α时, 且弯曲的方向是向手心方向弯曲, 那么可以用001表示弯曲的状态。右手腕关节也是类似原理, 当关节弯曲了α, 代码就是100, θ=α。如果沿手心方向弯曲α, 代码就是001, θ=α。为了描述的方便才假设了初始动作是, 对于腕关节动作代码一定是相对于自身坐标的。在实际的代码输入中, 人处于任何姿态, 左手或者右手, 只要腕关节向手背方向或者手心方向弯曲了α度角, 腕关节的动作代码就可以是100或者001, θ=α。人手的拇指下方的肌肉突起部分在医学上称为鱼际, 被称为小鱼际的部分就是人手小指下的肌肉突起。当输入语音代码时如果鱼际或小鱼际用力按压, 那么鱼际或小鱼际上面的按钮就会被按压, 这样就可以得到1、0的代码。所以手掌有4个动作姿态, 鱼际和小鱼际都悬空用00表示、鱼际接触或按压而小鱼际悬空用10表示、小鱼际接触或按压而鱼际悬空用01表示、表示两个都接触或按压用11。

2、其余部分的编码规则

规定好了腕关节姿态的代码、手掌姿态的代码和肘关节姿态代码后, 还需要将很多信息相对应起来。比如此时的声调、儿化音码、副语言学信息码是如何对应的, 并且将手掌姿态代码作为预留。在语音代码中一旦确定了声母、韵母码和声调以后, 可以考虑用肘关节姿态的代码表示很多信息, 比如用角度的大小表示语音中的情感程度, 用动作的接受表示语速等。

在实际的应用中, 一定要结合特定语音合成设备来使用。肢体姿态编码表达语音类型、以及声调的强弱等含义都可以变化和调整的。输入语音代码时由于不同的语音合成器可能规范和方式不同, 我们考虑采用中间“状态机”的一种方式, 利用一个可编程的“状态机”将习惯的语音输入方式用“状态机”翻译为符合语音设备需要的代码, 此时就可以顺利的将声母码、韵母码、声调等信息输入, 儿化音、语气轻重、情感等语音信息也可以按照语音合成器的规范来输入了, 不用去改变输入者的习惯。

语音代码即可输入中文, 当然也可输入英语。以输入中英文为目的时, 语音代码舍弃音节时间和节奏等信息, 只需要输入声母、韵母、声调码, 吧英语当作语音来输入或者是字母来输入是可以选择的一种方式。只不过语音输入对于中文为母语的人来说不太可能, 将表1添加对应的字母表, 对应英文字母即可, 并用右手的一些指法对应一些常见的操作, 例如空格、所有格等。

语音码最擅长的还是中文输入, 双手的手指姿态一次完成便确定了声母、韵母、和声调, 此时将会出现同音字, 这些同音字可以直接输入, 通过计算机强大语法检查来自己修正, 或者通过输入时通过选择框形式出现, 在选择框出现以后, 每个手指对应1-9的9个选择, 需要的字按下相应的序号即可, 可以定义右手小指为回车。

由于同音字很少超过10个以上, 两个动作便完成汉字的输入。选择框时出现时, 也可用手腕动作姿态来实现上下移动或翻页, 右手小指按下 (回车) 选择, 当然完成标点符号等复杂含义的输入也算是同样的原理。

3、结语

通过对双手的数字编码, 实现了一种利用双手快速输入语音代码的方案, 可以快速输入文字、命令等。

摘要：本文设计了一种中文语音代码编码规则, 通过这套编码规则巧妙利用人的十个手指, 在一个动作完成一个汉字的输入与输出, 比传统的多个敲击动作输入更加快捷有效。

关键词：中文,语音代码,编码规则

参考文献

[1]汉语拼音教学国际研讨会论文集, 出版时间2010, 年1月, 语文出版社, p102-120.

微型计算机的输入输出接口技术 第6篇

关键词：微型计算机,接口技术,发展,输入输出

世界上第一台可以有程序控制的计算机称为电子数字积分器与计算器, 它是美国宾夕法尼亚大学为了弹道设计的需要于1946年研制出来的。而从20世纪80年代以来, 微型计算机的类型已经很多, 体积越来越小, 功能越来越强。

微型计算机与大、中、小型计算机相比, 微型计算机最大的区别就在于其中央处理器是集中在一小块硅片上的, 而大、中、小型计算机的CPU是有相当多的电路组成的。微型计算机除了有作为MPU的中央处理器外, 还有大规模集成电路制成的主存储器和输入输出接口电路, 这三者之间是采用总线结构联系起来的。因此, 对连接外部设备的输入输出接口电路做以简单了解是很有必要的。

一、接口技术的简介和分类

接口技术即就是采用硬件与软件相结合的方法, 研究CPU与外设之间如何实现高效、可靠的信息交换的一门技术。微型计算机输入输出接口是CPU与外部设备之间交换信息的连接电路, 它们通过总线与CPU相连, 简称I/O接口。

随着科技的进步和实际的需要, I/O接口也多样化, 其基本类型有三类。第一类是总线接口, 作用于缓冲、锁存、隔离和驱动;第二类是人机交互接口, 是微型计算机与操作人员之间相互传递信息的窗口;第三类是监测与控制接口, 主要用于自动化与自动化仪器。

二、输入/输出接口的交换信号

计算机I/O接口电路与外部设备交换的信号, 一般可分为以下4种: (1) 数字量:以二进制表示的数据 (已经过编码的二进制形式的数据) , 以及以ASCII码表示的数或字符。最小单位:“位”bit, 8为称为一个字节 (BYTE) 。 (2) 模拟量:用模拟电压或模拟电流幅值大小表示的物理量。模拟信号不能直接进入计算机, 必须经过A/D (模拟/数字) 转换器, 把模拟量转换成某种形式的数字量, 才能进入计算机。当外部设备需要模拟量控制时, I/O接口电路D/A (数字/模拟) 转换器又能把数字量转换成模拟量信号。 (3) 开关量:只有两种状态, 即“开”或“闭”。例如电机的启与停, 开关的开与关。这样, 只要用一位二进制数表示, 如:可用0, 1表示。 (4) 脉冲量:在计算机控制系统中还经常用到计数脉冲、定时脉冲或控制脉冲。脉冲信号是以脉冲形式表示的一种信号。

三、输入/输出接口的位置

I/O接口是连接外设和主机的一个“桥梁”。I/O接口的外设侧、主机侧各有一个接口。主机侧的接口称为内部接口, 外设侧的接口称为外部接口, 内部接口通过系统总线与内存和CPU相连, 而外部接口则通过各种接口电缆 (如串行电缆、并行电缆、网线或SCSI电缆等) 与外设相连。I/O接口与系统和外设的连接:I/O接口通过数据线、地址线和控制线与系统相连;I/O接口通过数据线、控制线与外设相连。

四、输入输出的控制方式

(1) 程序控制方式。这是指在程序控制下进行信息传送。可细分为:无条件传送和条件传送两种。 (2) 中断控制方式。一般用来传送低俗外部设备与CPU之间的信息交换。 (3) DMA控制方式。直接存储器存取控制方式是一种成块传送数据的方式。 (4) 输入/输出处理机控制方式。这种方式适用于大量输入/输出设备的微型系统, 此时需要CPU工作在最大工作模式。

在微型计算机系统中, 可采用的输入/输出控制方式一般就是以上四种。

随着系统升级和科技的发展, 在微型计算机系统中, 输入/输出接口技术也逐渐多样化。I/O接口的分类和受系统控制的方式各不相同, 在实际应用中要根据具体问题, 具体分析。使微型计算机与外部设备交换信息更加便捷和快速。在了解接口技术在微型计算机中的重要性后, 也希望微型计算机随着输入/输出接口技术的快速进步而发展, 在更多方面的应用中发挥其最大的作用。

参考文献

[1]刘伟.微型计算机原理与应用探析.科技与生活.2012, (1)

[2]郑学坚, 周斌.微型计算机原理及应用 (第三版) .清华大学出版社.2011, 11

[3]付宁, 奚文红.微型计算机的维护与管理.现代营销.2011, (9)

数字媒体互动作品输入输出系统研究 第7篇

关键词：数字媒体,计算机,输入系统,输出系统

计算机是一种奇异的机器设备,它可以提高人们大脑的功能,还可以进行数字计算和影像处理。研究人员一直努力地挑战计算机局限,想要了解计算机能够发展到什么程度。他们有时尝试让计算机拥有一些对人类并不重要但对机器而言却是举足轻重的能力,本文尝试对目前数字媒体互动作品的计算机性能系统进行研究,分别对输入和输出系统进行总结与分析。

1 输入系统

多媒体计算机输入方式包括语音、姿势、面容、物体、运动、触觉、感情和生物信号的识别系统。

1.1 语音识别

计算机如何识别人类语音,现在已经有了独立识别语音的商业产品。让计算机理解语音的意义,这是一件相当困难的任务,这对于目前的研究人员仍是一项挑战。理解语音识别的延伸工作包括发展“听觉知觉”和“听觉场景分析”,后者是让系统能在复杂的环境中跟踪多个讲话者,并识别他们相对的身体位置。还有一些研究致力开发追踪说话者的变化,讨论主题的变化和谈话重点的变化。

“会议捕捉”和“发言者分段”能够扫描和分析复杂声音事件的录音如在一场会议中,计算机系统能够总结事件,重建说话者的谈话流程和主题线索,并且做到自动浏览和摘取要点。据报道美国中央情报局有一个能同时监视数干部电话的系统,该系统可以窃听特殊的关键短语。一个名为“网络声音”的项目,尝试听取声音中最基本的声学结构,希望能找到声音的规则系统表达,就如图像中的矢量图或PostScript1的表现。目前,计算机通过语音识别系统对速度、语调、语音变化、节奏和背景这些特质进行分析语音中的情感因素,并且在响应中生成更富情感表达的人造语音。

1.2 音乐识别与合成

研究人员尝试发展音乐识别系统,用以获取识别乐器、空间位置、音符和其他音乐属性等信息,希望以此支持计算机系统自动对信息加以注释和检索。另一项计划尝试自动分析唱歌的声音,以提取能够用于再次合成声音的足够信息。世界各地很多研究人员使用自动作曲系统编写了有趣高品质的音乐作品,或是模仿某位著名作曲家风格的作品。

1.3 目标追踪与识别

计算机如何识别对象在某个环境中的存在和身份,很多技术在实验中要求采用特殊的标记或发送应答器,另一些则不需要。条形码和RFID2也许是目标追踪与识别技术中最早最完善的设置。人们在超市许多商品上都能看到条形码,这种线形的斑马纹图案也是大众熟悉的全球产品编码。这种代码可在弯曲状态下由脉动扫描激光束以任意方向读取。研究人员正在实验用二维标记密集显示更多信息,另外他们还尝试将信息隐藏在产品其他印刷材料上,以达到同样目的。

RFID技术需要在每个物体上安置一个小型电子装置,人们采用该装置无需靠近就可以远距离读取信息。采用RFID技术,如果人们没有携带附有安全标签的商品和图书馆书籍经过出入口,就会触发警报器。生产静态标签相当便宜,当询问信号触发标签时,静态标签利用共振电子仪器响应。较为昂贵的活性标签则需要电池动力,但查询时能提供更多信息并能及时更新。

研究人员一方面努力降低标签成本,一方面尽力增加标签信息的范围和数量。例如著名内存制造商MICRON公司的一件产品呈现了相当复杂的目录内容,该产品可以追踪三百米之遥的火车和卡车财产,读取有关信息。还有些条形码技术甚至将便携式电话和全球定位系统等技术合为一体,这样就可以在全球范围任意查找集装箱等物品。相关的技术还应用于跟踪软禁囚犯、游乐场儿童(防止他们迷路)、出租汽车,高级轿车(一旦失窃就可追踪查询)、军事财产(为了部署战役)等方面。

1.4 识别人的存在和动作

计算机如何识别人的存在,对于目标识别,有的方法需要使用特殊的发射应答器,有些则无须特殊装置。很多系统,甚至不少是商业产品,使用超声波范围探测技术、电容场变化或影像分析等技术,测定人的存在、相对位置和动作。例如在一些系统中,如果视频图像扫描后所获得的图形符合已储存的人类身体模板,系统即可较好推测人数以及他们在场景中的位置。还有些系统要求被测定人员佩戴能发射无线电信号的小型装置,通过三角式测量发出的信号完成高精度的空间定位。

1.5 面部表情识别和合成

面部表情是人类外观动作表达中最为重要的环节,对于计算机而言,识别表情非常困难。计算机如何判断人类的面部表情是微笑还是皱眉,它们如何生成具有表情特征的合成卡通人物,过去二十年来,研究人员面对这个难题,采用神经网络和隐藏式马尔可夫模式,析取面部特征。有些研究将面部表情数据库同现场的表情作比较,另外一些模仿面部肌肉,几个商业产品将演员的面部表情加以转化,建立了针对计算机动画人物的表情特征库。

还有多种研究方案将能够识别更复杂表情的间接系统相联接。一个项目尝试建立“具有社会心理能力的对象”,研究开发动画化身,这种化身能在对话中产生适当的面部表情,表现出使用者没有说出的意图。“面部观察”创建了基于面部观测的灵敏动画系统。一些系统还尝试通过阅读唇语提高语音识别的精确性。

1.6 识别与合成情感状态

计算机如何识别人类的情感状态,计算机如何创造看上去有适当情感的人造产品,研究人员尝试让计算机利用各种生物信号来理解人类的情感状态。一些人认为关于测定气味和身体化学物质的研究属于生物学的范畴。

研究人员还探索其他生物信号,例如身体姿势和语音里无语言意义的元素,包括语调和措辞等。麻省理工学院媒体实验室的“情感运算”是综合性研究项目,包括人类情感心理学的基本研究,以及感觉、理解、建模、合成和情感识别的计算机系统。该项目原型演示方案包括具有情感表达能力的动画化身,能感觉情绪的衣服以及能对挫败情绪产生反应的计算机。诸如语音强调分析器等商业产品,尝试运用情感检测技术来测定电话会谈的另一方是否在撒谎,或他们是否打算结束对话。

1.7 综合识别系统

计算机如何利用各种传感系统来增强其能力从而理解人类行为,人类采用有章可循的背景关系和多重感觉来理解所处的环境。研究人员着手让计算机从事类似的工作。艾里.阿扎贝叶强尼是麻省理工学院“知觉运算”项目成员,他和其他人共同创建了“智能空间”计划,这是一个由三维运动追踪、面部表情追踪、姿势识别和语音识别激活的综合空间,它采用综合技术让计算机理解人类的行为。

1.8 触觉论与力量反馈

人类通过触觉、运动和压力几乎本能地运用身体来理解和操纵世界,计算机如何运用这些技能,它又如何能够将人类长期以来对真实物体的控制能力统一整合到数码信息系统中。多伦多大学的界面研究人员比尔.巴斯顿的下列观点很出名:“常用的鼠标接口相当于要求人类只用一只手工作,而另一只手、两条腿和嘴巴都不能发挥任何作用。”受到该理论启发,研究人员不再局限于简单的触摸屏,而是创造性地将动作、振动、质感和压力开发到交流媒介系统。新型系统使得人通过触摸、挤压、推、拉、敲击、运动等等感觉与姿势完成人与计算机的通信交流。还有许多新型智能玩具,当儿童触摸时玩具即能产生反应与儿童交流。

2 输出系统

多媒体计算机的语音输出方式包括合成语音、三维声音,虚拟现实和动作系统。

2.1 合成语音

合成语音的历史堪称悠久,其发展可以回溯至十九世纪语音自动化操作。电子语音合成器已经面世了数十年,但它们发出的通常是相对机械的声音。目前的研究主要关注仿真人类说话声音的低科技合成技术;理解各种语言中基本声音元素的声学语言分析;增强文本、声频的规则系统,以便系统改善语音品质;运用人类生理学知识,改善动画人物的合成语音和动作之间的关系。

许多大型研究中心,如微软公司、麻省理工学院媒体实验室、贝尔实验室和瑞士国家实验室,都致力发展提高语音合成技术,他们认为该项技术是创造可信仿真人物的重要环节。一些分析家认为,语音识别与合成将会成为未来计算机系统的重要接口。

2.2 三维声音

研究人员认为人类的听觉生理非常完美,它可在任何一个三维空间综合确定声音的位置。研究人员在一些方案中希望能依据人类听觉方武改善技术,例如在召开远程电话会议时,将代表每位与会者的扬声器置于空间里的不同位置,以此来增强虚拟现实环境的可信度。麻省理工学院根据聚光灯的原理,发明了声音聚焦器,可以将散射的声音集聚成束,站在声束集聚圈之内的人可以清楚听见这些声音,而集聚圈外则是鸦雀无声,顶多因为集聚圈附近凸出物导致声音折射而让圈外人依稀听到模糊的语调。

2.3 沉浸式虚拟现实

沉浸式虚拟现实一词中的“沉浸式”在此可以理解为常说的“身临其境”。沉浸式虚拟现实让使用者产生身处另一个地方的幻觉,计算机如何创造出这样的综合感觉和表现系统,目前这种技术已经走出实验室,应用在真实世界的很多软件里。

完成沉浸虚拟现实主要有两种方法:一种需要使用仪器装备。典型的仪器装备版本包括头盔和数据手套,头盔通过读取人的视角方向和倾斜来感测凝视和头部位置,数据手套读取手的动作姿势。三维声音和“眼镜视频显示器”渲染出人造虚拟世界,这种实时呈现的景观和观测者的动作非常吻合,最终令用户感觉自己就身处人造世界。还有一些其他方法,如美国伊利诺州大学芝加哥分校的电子可视化实验室的“计算机辅助虚拟现实环境装置”(CAVE),它不采用头盔装置,消除需要连接在身体上的设备,将影像投映在参与者所处的封闭式环境中,六面墙壁和天花板上投映虚拟影像,从而创造具有真实感的幻觉。

研究人员采用创造效果更加逼真的计算机合成世界、提升计算机的速度使之更好追踪用户动作、建造更敏感的运动跟踪器等几种方法增强幻景的真实感。研究人员还进一步扩大沉浸式虚拟现实的应用,包括在身体中漫游,将抽象信息可视化显示,以及游乐场的虚拟旅行。

2.4 动作仿真

数字控制的运动系统如何让使用者感觉正在经历特殊的身体体验,研究人员不再局限于简单的力量反馈,他们试图建立复杂的仿真器,复制人们在飞机飞行,太空舱飞行,潜水和驾驶赛车等等体验。仿真装置通过改变位置、加速和震动,在小规模环境里做物理移动。这种移动与沉浸式视觉和声音表现紧密结合,从而增强用户的幻觉。

长期以来,军事研究通过飞行和战场训练仿真装置促进这种技术日趋完美,毕竟击毁仿真飞机和坦克比毁坏真实装备的代价要低得多。一些迪斯尼的娱乐研究人员已经采用类似的幻觉技术,为用户营造可以漫游其中的想象世界。当代研究人员还试图提高运动控制的精确性,与人类其他感觉的连接,以及与用户行为的交互反应等等。

3 结论

输入/输出变换 第8篇

语言的“输入”和“输出”问题是二语习得研究的一个关键领域, 其中最有影响的是Krashen的输入假设 (Input Hypothesis) 和Swain的输出假设 (Output Hypothesis) 理论。

输入假设强调输入内容应该是可理解, 能引起学生的兴趣, 并且有充足的量, 不应该按语法顺序。

输出假设强调语言输出要促进“注意”功能, 输出通过假设验证对语言学习过程起作用, 输出还具有元语言功能。

在语言教学中, “输入”理论与“输出”理论有着极强的关联性。输入是语言学习的手段, 是习得的先决条件, 是基础;输出是目的, 是习得的必要途径, 是语言学习的终极目的。语言学习者在接受语言输入的同时, 进行语言的输出活动, 两者相互结合才能确保语言习得的成功发生。

二、输入理论对阅读教学的指导

在非英语的语言学习环境当中, 大量信息的输入显得尤为重要, 它是语言实践活动的前提。阅读是获得信息和语言知识的主要渠道和有效途径, 所以, 在阅读材料的选择过程中, 要注重材料的“量”与“质”。文章的阅读分为泛读和精读, 泛读是为了达到量的积累, 最广泛的接触到各方面的语言知识信息, 培养语感, 体验文化;精读则有利于学习者深入并精确把握语言的使用, 通过大量语篇的精细解读, 掌握具体语境下词汇的选择, 遣词造句的规律, 以及章结构的层次关系。通过阅读和分析, 语言知识逐渐内化, 为之后的语言输出做了铺垫。

三、输出理论对写作教学的指导

在写作这样的语言输出的过程中, 学习者会意识到实际表达能力与想表达内容之间的差距, 认识到自己在具体语言知识使用上的欠缺。这样的差距和欠缺对于学习者来说不仅仅是对已掌握知识的验证, 同时也刺激了学习者, 使学习者能够正视自己对语言的应用水平。所以, 此过程引起了学习者对语言问题的注意。教师通过学生的习作, 不但要了解学生对语言掌握的程度, 还要帮助学生归纳出错误类型, 进行错误分析, 适当纠错, 避免石化。通过指导学生反复练习, 提高学生语言应用的准确度和熟练度。

四、兼顾“输入输出”实现读写联动

古人云:“读书破万卷, 下笔如有神。”这句话充分说明了输入与输出, 阅读与写作之间的关系, 阅读是语言学习的基础和前提, 写作是对语言知识吸收效果的验证。想要达到用目标语轻松地道地表达自己的思想, 实现精彩的写作, 唯有在阅读当中积累大量的素材, 深入了解不同文化下语言的表达方式。由此可见, 阅读与写作密不可分, 教学过程中应把两者有效的结合。

如何将二者有效结合?途径之一就是边分析阅读材料边指导写作。在阅读教学中, 要指导学生关注作者用词的选择、句子结构、谋篇布局的方法, 所有这些方法可作为语言知识进行总结、归纳, 对于经典的段落要熟读或者背诵下来。久而久之, 随着阅读量的增大, 学生对词汇句式的表达方式有了一定的积累, 对文章的层次结构也有了进一步的理解, 语言知识从最初的规律性总结逐步过渡到知识的内化, 这就为写好作文打下扎实的基础。途径之二是查找写作不足, 以写促读。在英语写作教学中, 要重视讲评, 可采取自读自评、互读互评等多种形式。从学生习作中归纳出错误类型, 如用词不当、语法结构混乱、篇章层次不明确、主题不突出、文章逻辑结构不符合西方人的思维方式、表达不地道、不流畅、不准确。用写作作为一个标准来衡量阅读中知识的吸收, 然后带着写作中常见的问题回归阅读材料, 比较阅读材料与学生写作, 找出薄弱环节, 挑选相应的阅读材料继续研究, 以促进写作。

五、结语

总之, 教师在教学过程中要兼顾输入输出, 读写结合, 优化教学模式, 使学习者站在读者的角度去写作, 站在写作者的角度去阅读, 使学生最大限度的理解输入内容, 并准确流利地进行语言输出, 促进双向信息的交流。学生应多读适合的阅读材料, 多进行写作训练, 这必将促进学生阅读水平和作文水平的提高。

摘要：大学英语的教学目标是培养学生的听、说、读、写、译全方位语言技能, 这些技能之间互相融合。其中, 阅读与写作是语言输入与输出的两个重要的方面, 在教学过程中, 应该把这两项基本技能的培养紧密结合, 兼顾输入输出, 使其相辅相成, 实现读写联动, 有效提升学生的英语语言应用能力。

关键词：输入理论,输出理论,读写联动

参考文献

[1]Krashen, S.The Input Hypothesis:Issues and Implications[M].London.Longman, 1985.