磁控电抗器范文（精选6篇）
磁控电抗器 第1篇
随着电力需求不断增加, 系统经常运行在重负荷条件下, 无功分布不合理导致的电压质量问题和网损较大问题变得越来越严重。电力系统无功规划对保证电压质量、降低电网损耗、实现电网的安全经济运行具有重要的意义。无功规划需具体考虑到无功补偿设备。目前, 分组投切电容器组这种补偿方式成本相对较低, 但补偿容量不连续, 不可实时动作补偿。现有基于相控电抗器 (TCR) 和磁控电抗器 (Magnetically Controlled Reactor, MCR) 的无功补偿装置容量连续可调, 但TCR的技性能及经济性均不如MCR[1,2,3,4,5,6]。
系统的有功损耗最小是无功规划从经济性的角度出发的经典模型。文献[7]以系统的有功网损最小为目标函数, 提出了考虑电源无功优化时电力系统无功最优补偿的数学模型, 该模型结果显示能降低网损, 提高经济效益。文献[8]以无功注入总成本最小为目标, 文献[9]以年费用最小为目标函数, 将优化问题分解为投资主问题与运行子问题, 为无功规划提供了新的思路。文献[10]采用年电能损失费用与折合为等年值的新增无功补偿设备的投资费用之和最小为目标, 用最大负荷损耗时间来协调统一, 使得模型更符合实际情况。文献[11]以全天内电能损耗最小为目标, 可以避免对全年负荷预测的不准确性对规划的影响。文献[12]以补偿后的净收益最大为目标函数, 对投资的收益最大化提出了明确直观的模型。以电力市场环境为背景, 文献[12-15]考虑到无功功率的发电和运行成本, 采用有功和无功的发电成本最小化作为目标。
目前基于MCR进行无功规划研究的文献极少, 本文基于磁控电抗器 (MCR) 进行无功规划探索研究, 首先以最小负荷方式下网损最优模型确定单组容量配置和MCR容量下限, 然后从经济性出发以净收益最大模型来确定各补偿点总容量配置, 两种建模方法相结合最终确定无功配置方案。
2 网损最优模型
在最小负荷方式下, 单组容量的求解并不涉及总投资, 因此采用网损最优模型, 目标函数如下:
约束条件包括等式约束条件和不等式约束条件, 分别表示如下:
节点有功功率约束:
节点无功功率约束:
发电机节点电压约束:
负荷节点电压约束:
发电机节点无功约束:
变压器分接头位置变化范围约束:
新增无功补偿可装设容量的约束:
式中,
PL:系统有功网损;
Vi:节点的电压;
PGI、PGi:节点处发电机的有功功率、无功功率;
QGimax、QGimin:节点处发电机的无功出力上、下限;
PDi、QDi:节i点处负荷的有功功率、无功功率;
QCimin、QCimax:节i点处待新增电容器最小、最大的补偿容量;
QLimin、QLimax:节i点处待新增磁控电抗器最小、最大的补偿容量;
Gij、Bij和θij:节i点和j之间的电导、电纳和相角差;
NB:参与损耗统计的支路;
NT:有载调压变压器支路集;
Ni:与节点i相连的节点集;
NG、NLD:系统中发电机所在节点集、负荷节点集;
NC、NL:待新增无功补偿并联电容器、磁控电抗器节点集。
需要注意的是:该模型中, 负荷参数均为最小负荷方式下的参数。其求解结果中, QCi作为待补偿点并联电容单组补偿容量, 记为Q△Ci;QLi作为待补偿点MCR容量, 记为Q△Li, 用下式表示为:
原则上, 为实现无功补偿容量连续可调, 需要在上述确定的分组投切电容器组节点处 (即处) 配置的MCR容量QLi不应小于并联电容单组补偿容量, 表示为:
3 净收益最大模型
3.1 网损费用计算
数学模型中的网损费用取决于于系统的网损和电价等因素, 其中网损的计算通常折算成最大负荷和最大负荷损耗时间进行计算在最大负荷方式下, τ小时的电能损失恰好等于全年的电能损失, 则即为最大负荷损耗时间, 表示如下:
全年的电能损失费用可表示为:
其中, PLmax、PLnor和PLmin分别为最大、一般和最小负荷方式下的网损, tmax、tnor和tmin分别为一年中最大、一般和最小负荷方式的运行小时数, KD为系统电价。
3.2 投资费用计算
新增无功补偿设备的投资费用包含两部分费用:补偿装置设备成本投资费用、用于补偿装置维护和运行等的固定年费用。
补偿装置设备成本投资费用表示如下:
式中, Qci和QLi分别表示对应节点i处电容器和磁控电抗器安装容量, 若该点不补偿, 则均为零;KC和KL表示对应单位容量的容性、感性无功补偿设备的价格;NC和NL分别表示可新增容性、感性补偿节点集。
补偿装置的经济寿命年限为:m
用于补偿装置维护和运行等的固定年费用:
考虑到资金的时间价值, 这里引入现值、等年值的概念。现值表示将不同时刻的资金折合到当前时刻的等效资金, 等年值表示将资金换算为按期等额支付的等效资金。
装设无功补偿装置会在其使用寿命年限产生内一直产生经济效益, 可以将前期无功补偿设备的一次性投资FQ转化为经济寿命年限内每年的固定比例投资, 即转化为等年值表示。设转化为等年值表示后每年用于设备成本投资费用为x, 在补偿装置的经济寿命年限内每年投资x折合到当前时刻的等效资金即为FQ, 设贴现率为r, 则有:
由上式可得:
3.3 净收益最大模型的建立
在最大负荷方式下, 求得网损费用和无功补偿装置投资费用后, 即可得出网损下降带来的经济效益与折合后的投资费用之间的净收益, 即无功规划的总收益:
以净收益最大化为目标, 则目标函数表示为:
其中, PLmax0和PLmax1根据补偿前后的最大负荷方式由下式确定:
观察目标函数式 (19) , 其中PLmax0由最大方式下经潮流计算可以确定, 在目标函数中是常数, 因此KDPLmax0τ0为常数, 所以净收益最大化的目标函数也可以等效表示为补偿后的网损费用与折合后不考虑固定费用的投资费用之和最小, 即:
模型的约束条件与网损最优的约束条件有部分差异, 在经济性分析时, 在节点Nc处配置了并联电容器, 相应约束条件应修改为:
还需要考虑在并联电容器组的节点配置了MCR的情况, 增加一个约束条件:
对于无功过剩的节点NL, 装设了容量连续可调的MCR, 容量由式 (10) 确定, 在净收益最大模型中, 不作为总容量变量求解, 只作为已有无功补偿装置, 则其容量约束表示为:
其它约束条件由式 (2) ~ (7) 确定。
上述网损最优模型和净收益最大模型的求解是一个典型的连续量和离散量混合的多变量、非线性的优化问题, 在本质上可以用同一个优化数学模型来表示, 只是目标函数和约束范围有些许差异。目前, 用于求解该类优化问题的算法主要分为基于导数的数学规划常规方法和人工智能优化方法两大类求解方法。常规方法包括线性规划、非线性规划、混合整数规划法等几种[16,17,18,19,20,21,22,23,24,25];人工智能方法则主要有遗传算法[26,27,28,29,30,31]、模拟退火算法[27,28]、人工神经网络法、Tabu搜索方法、差异进化算法[28,29]、粒子群算法等[32,33,34,35,36]。考虑各方法的优缺点, 本文采用改进的预测-校正内点法进行求解。
4 算例分析
选择IEEE 30节点系统进行分析, 该系统有6台发电机, 节点1作为平衡节点;系统中其他节点为PQ节点;有载调压变压器支路为6-9、6-10、4-12、27-28;可投切电容器组节点有2个。
4.1 选择补偿点
通过选择无功补偿主导节点提供三种无功补偿节点选择方案, 即:
方案一:12、19、26、30四个节点;
方案二:12、17、19、21、30五个节点;
方案三:12、17、19、21、26、30六个节点。
4.2 电容器单组容量和MCR容量下限
取IEEE 30节点系统负荷水平的0.5倍为最小负荷方式, 分别计算基于三种无功补偿点选择方案的网损和未进行无功规划补偿的网损, 参见表1。
从表1可知, 比较方案一、方案二和方案三, 补偿节点越多, 系统网损也越小。随着补偿节点增多, 网损虽有所下降, 但幅度越来越小, 因此, 从经济性方面考虑时, 并非补偿点选得越多越好。
表1给出了在最小负荷方式下候补无功补偿点相应的容量, 即容性无功功率的容量, 若采用电容器组分组投切方式进行无功补偿时, 可以参考该容量作为单组容量。本文基于磁控电抗器无功规划, 目的就是在进行无功补偿时能够提供从0开始连续可调的无功功率补偿, 因此, 配置相应的MCR容量一般以不低于单组无功补偿电容器组容量为原则, 本文MCR容量配置的下限参照单组电容器组容量来确定, 见表2。
4.3 电容器组数和MCR容量
要确定电容器组数和MCR容量, 即总的容量配置, 通过求解净收益最大模型来实现。系统基准功率为100 MVA, 最大负荷方式取IEEE 30节点系统负荷水平的1.5倍, 最大负荷方式、一般负荷方式、最小负荷方式运行小时数分别为2 000小时、4 760小时、2 000小时。系统电价为0.55元/k Wh, 电容器价格为8万元/Mvar, MCR价格为10万元/Mvar, 所有设备的使用年限为20年, 贴现率取2.5%。
首先计算三种负荷方式下的损耗和最大负荷损耗时间, 计算结果见表3。
以年总费用为目标, 考虑变压器变比的离散性, 运用改进预测-校正内点法, 求解方案一、方案二和方案三对应的候补节点容量配置。其中MCR容量配置均取表5-4所示的容量下限, 这也是比价符合实际的。因为在最小负荷方式下, 由于优化了发电机节点电压, 没有其他节点因为无功过剩、节点电压过高, 因此不需要配置感性无功。所以MCR的配置在该系统中只是为了与投切电容器组合形成容量连续可调的无功补偿装置。其容量配置超过下限并不能增大容性无功补偿上限, 反而会降低经济性, 因此从经济性方面优化后, MCR容量配置定为表2所述的容量下限。
为了对比分析基于磁控电抗器的无功规划的经济性, 在最大负荷方式下, 优化计算得到总费用最低的投切电容器规划方案, 分别将其与方案一、方案二和方案三所对应的MCR型SVC优化结果进行比较。所选三种补偿方案均产生较大的经济效益。其中方案二和方案三分别补偿了五个和六个节点, 其中21号节点补偿容量较大, 降损作用优于方案一, 因此其年收益要高于方案一。方案三较方案二增加了在节点26补偿0.006×2Mvar的容量, 在该节点补偿后网损较方案二略有下降, 从系统结构图可以看出, 与节点26相连的节点25无负荷, 但是其附近的节点24和节点30均装有无功补偿装置, 因此节点26本身可以通过节点24和节点30的无功补偿装置进行一定的无功补偿, 所以增加节点26进行无功补偿网损降低不显著, 但是等值年固定投资费用却高于方案二, 导致年收益非常接近。
5 结束语
对于每一种补偿点选择方案, 使用MCR型SVC进行补偿所产生的年收益均大于同方案使用投切电容器组来补偿。基于磁控电抗器的无功规划可以作为选择无功补偿方式在经济性方面的一个参考, 使用MCR型SVC进行无功补偿的经济效益高于投切电容器组补偿方式。
摘要：传统的无功规划研究都是基于分组投切电容器这种补偿方式来考虑的, 该补偿方式补偿容量不连续, 受限制于投切次数, 不可实时动作补偿。提出一种基于MCR型SVC的无功规划思想, 首先以最小负荷方式下网损最优模型确定单组容量配置和MCR容量下限, 然后从经济性出发以净收益最大模型来确定各补偿点总容量配置, 两种建模方法相结合最终确定无功配置方案。
磁控电抗器响应速度的提高方案 第2篇
超/特高压交流输电线路的发展和建设, 使得电网中出现了巨大的充电功率, 这给系统的无功调节和过高压抑制提出了更高的要求。磁控电抗器 (magnetically controlled reactor, MCR) 因其灵活的控制性、低廉的成本, 在电力系统的无功补偿方面有着广泛的应用前景[1]。响应速度慢则成为了限制其应用的主要原因。在无功调节时, 响应速度慢会导致系统稳定性下降, 增大系统震荡的风险[2,3]。
针对这一问题, 文献4、5提出了通过电容的谐振放电来提高MCR响应速度的方法。但此方法在不同的场合和工况下, 需要不同的电容电压和电容值, 对其参数有精确的要求, 实现起来并不方便。
通过数学分析, 本文得到导致MCR响应速度慢的根本原因在于直流偏置电流回路。在MCR本体改造方面, 提出了一种合理配置工作绕组与控制绕组的方法, 这种方法去除了在快速励磁时工作绕组中的直流偏置电流的流通回路。很大程度提高了MCR的响应速度。在控制算法优化方面, 本文在控制绕组中加入了快速励磁控制策略。进一步把响应速度提高到了半个工频周期以内。
2 传统的MCR响应速度提高方法
传统的MCR响应速度提高方法有如下几类:
2.1 增加直流控制电压
MCR容量与铁芯磁感应强度的直流分量成正比。而铁芯磁感强度直流分量的变化速度与控制电压大小成正比。在较高控制电压下, 磁感应强度直流分量上升到一定值的时间较短。这种办法通过加大直流控制电压能够将MCR的响应速度提高到20ms之内。但是提高控制电压需要大容量直流控制电源, 这在工程应用中是不可能任意满足的, 因此只适合在小容量的场合应用。
2.2 加入励磁电容
MCR的稳态激磁由晶闸管控制。改变晶闸管的触发角可以调节电容的储能, 在MCR运行方式转换的瞬间控制IGBT导通, 使充电电容对控制绕组放电, 实现快速励磁的目的。实验证明, 当没有加快速励磁支路时, 改变直流励磁工作电流需要经过7个周期才能达到稳态, 而当采取了快速励磁的时, 经过2个周期就可以达到稳态。但是此方法在电抗器容量变化时, 需要重新校验励磁电容和电压初始值, 不能满足工程实际需求。
2.3 直流预偏磁
在对MCR加入工作电压之前, 预先加入直流偏磁, 之后再加入工作电压, MCR的响应速度可以大大提高。这种快速响应的功率称为瞬时暂态功率。这种响应速度提高的方法主要应用在动态消弧线圈, 因为只有接在中性点的消弧线圈可以在工作时突然施加工作电压。但是这种响应速度优化方法对突然加入工作电压这一点要求比较苛刻。对于MCR来说, 这一工作条件显然不具备。并且这种方法仅仅对于容量单向 (增大) 调节速度有提高作用。
2.4 增大控制绕组
由控制直流偏置电流公式:
式中Id为MCR控制回路整流后的偏置电流, Ek为控制回路交流电压有效值。增加抽头比后, 为了使电抗器额定磁饱和度维持定值, 即偏置直流Id不变, 把抽头比代入上式后, 对应的把晶闸管触发角的范围调整为90~180度。这样在不增大有功损耗的基础上就能提高响应速度。此方法的缺点是只考虑了单向 (增大) 的情况, 相对于容量减小的情况却没有很好的解决效果, 并且响应速度也没有提高到一个工频周期内。但是对于自励式MCR, 这种方法在易改造性与效果上很有价值。
3 集快速去磁与励磁一体的新型方案
本文提出了一种MCR快速去磁等效电路, 如图1所示:
此电路根据MCR具体的应用电压等级场合, 来确定升压斩波电路中的电压源值, 并调节其内部IGBT的导通占空比, 使电容C满足在控制电源电压值最大时, 它的放电时间不少于20ms。
电路工作过程如下: (1) 电力系统稳定并且无需无功功率补偿时, IGBT1、IGBT2和IGBT4处于断开状态, IGBT3闭合, 此时斩波电路给电容充电, 电容电压锁定在设定好的电压值; (2) 电力系统有波动需要无功补偿时候, IGBT2和IGBT3导通, IGBT1和IGBT4关断, 此时给励磁电路充磁, 加快响应速度。稳定后, IGBT2、IGBT4关断, IGBT1和IGBT3导通, 此时给系统提供稳定无功; (3) MCR退出系统, 使IGBT4导通, 投入快速去磁回路, 延时5ms后切断IGBT3, 防止IGBT3先断开时对电路造成大的冲击。根据仿真结果可以看到励磁速度很快, 并且退出系统的时间也很短, 在20ms以内便可以实现。
控制方面, 在工作绕组正向串联与控制绕组反向串联的基础上, 控制回路中加入适当的快速励磁控制则可以进一步加快响应速度。在容量发生正向突变时令直流控制电压持续一定时间的峰值, 达到目标容量后再恢复到目标容量对应的控制电压运行;在容量发生负方向突变时令直流控制电压持续一定时间为极低值, 达到目标容量后再恢复到目标容量对应的控制电压。
容量增减的快速励磁关键参数主要有快速励磁持续时间tf与快速励磁电压Vf。为了把响应速度控制在半个工频周期以内, 必须保证tf小于等于10ms, 考虑到控制电源采用晶闸管全控整流, 其控制速度也在4ms以上, 所以在选取快速励磁参数时可以把tf取为10ms, 通过控制Vf的大小来实现不同容量调节的快速励磁。Vf过大则导致过励磁, 工作电流会出现尖峰波动, Vf过小则导致欠励磁, 工作电流上升速度偏慢。
经过试验验证, 发现采用优化绕组配置并加入快速励磁后, 容量双向变化的响应速度明显提升, 可以缩短到半个工频周期以内。这从事实上证明了本文提出的工作绕组结构设计方案与快速励磁控制方法的正确性。
3 结束语
经过理论分析, 并进行了仿真与实验结果的验证, 表明MCR的响应速度 (双向调节) 可达到半个周期以内 (10ms) 。本文提出的MCR响应速度优化方案可显著提高MCR响应速度, 具有广阔应用前景。
参考文献
[1]余梦泽, 陈柏超, 曹志煌, 等.110kV并联可控电抗器及其应用[J].电力系统自动化, 2008, 32 (3) :87-91.
[2]田翠华, 陈柏超.磁控电抗器在750kV系统中的应用[J].电工技术学报, 2005, 20 (1) :31-37.
[3]周丽霞.大容量输电长线可控并联补偿与潜供电弧抑制的研究[D].华北电力大学, 2009.
[4]孔宁.基于MCR的特高压交流输电系统的无功电压控制[D].华北电力大学, 2011.
基于磁控电抗器铁芯的磁滞回线拟合 第3篇
1 BP神经网络简介
1.1 BP神经网络概念及特性
BP(Back Propagation) 神经网络是一种多层前馈神经网络,该网络的主要特点是信号前向传递、误差反向传递[3],输入信号从输入层经过隐含层直到输出层。输出层的输出值与期望值的差值,作为误差进行反向传播。而网络则根据误差不断调整网络权值和阀值,从而优化BP神经网络预测性能,使其能够不断逼近期望值。主要特性有以下几点:
(1) 非线性特性。BP网络的神经元通常采用的是可微函数,所以在理论上,输入与输出之间可以实现任何非线性映射。对于非线性复杂系统的建模、预测,神经网络效果更好;(2) 平行分布处理。因为神经网络是高度平行的结构,所以具备更大程度的容错能力;(3) 学习和自适应性。神经网络根据数据来进行训练,当创建一个神经网络之后,可以对网络各种参数如训练函数、迭代次数、学习速率等参数来进行设置,不断优化网络性能。
1.2 BP神经网络结构及训练步骤
1.2.1 BP神经网络结构
如图1 所示,x1,x2,…,xs是BP神经网络的输入值;y1,y2,…,yt是BP神经网络的预测值;ωij和ωjk为BP网络的权值。
1.2.2 BP神经网络训练步骤
对神经网络进行训练,使其达到期望的网络预测能力。训练步骤[4]如下:
(1) 根据系统输入输出样本,确定网络输入层、隐含层和输出层的节点数分别为s、r、f ;
(2) 根据输入样本、连接权值ωij和隐含层阀值p,得到隐含层输出G为:
(3) 根据隐含层输出G,连接权值ωjk和阀值q,可以得到BP神经网络预测输出T为:
(4) 根据网络预测输出T和期望输出Y,求得网络预测误差E为:
(5) 根据网络预测误差e,调整网络连接权值ωij和ωjk:
(6) 根据网络预测误差E,调整网络节点阀值p和q :
2 磁控电抗器的结构及原理
由于本文的数据来源是在磁控电抗器运行基础上检测得到,下面简要介绍磁控电抗器的工作原理。为简便起见,以单相磁控电抗器为例说明其基本结构和原理。
2.1 基本结构
单相磁控电抗器的基本结构如图2 所示[5],A、B为长度相等、截面积相等的两个主铁芯,T1、T2为晶闸管。铁芯柱A上下绕有两个绕组:上绕组L1和Lk1,下绕组Lk3和L3;铁芯柱B上下也绕有两个绕组,上绕组L2和Lk2,下绕组Lk4和L4。上下两个绕组交叉点处连接续流二极管D。L1、L2、L3、L4为工作绕组,匝数均为N1;Lk1、Lk2、Lk3、Lk4为控制绕组,匝数均为Nk。N1+Nk=N,故自耦比δ=Nk/N。
2.2 电磁分析
根据电磁关系可以得到铁芯柱A、B的磁势表达式如公式(8)、(9) 所示:
由于磁控电抗器是建立在直流偏磁可调的原理基础之上的[6],电源在一个工频周期内,晶闸管T1和T2轮流导通,起到全波整流的作用。通过调节两个晶闸管的触发角,就能改变控制电流的大小,从而影响铁芯的磁饱和度,达到了平滑地调节磁控电抗器容量的目的。
3 磁滞回线特性
如图3 所示是铁磁性材料的磁滞回线图。
当外磁场做正负变化时,铁磁性材料在这种反复磁化过程中,磁感应强度的变化落后于磁场强度的变化,这种现象称为铁磁材料的磁滞现象[7]。描述磁滞现象的曲线称为铁磁材料的磁滞回线。表示磁性材料特征的物理量是剩余磁感应强度Br( 简称剩磁) 与矫顽力Hc。
铁磁性材料从原始状态O点开始磁化,随着外磁场H的增加,磁感应强度B沿着曲线Ob段上升,当磁场进一步增大到Hm时,此时达到铁磁材料的饱和点。然后减小外磁场,磁感应强度B并不沿着原路径减小,而是随着bc段变化。当外磁场进一步减小为零时,磁感应强度B并不为零,而是一个数值Br即点c处,称之为剩余磁感应强度( 简称剩磁)。接着反方向增加外磁场,当磁感应强度为零时即点d,此时的磁场强度为-Hc,称之为矫顽力。当外磁场反向增加,B不断减小,这一过程称之为去磁,当H反向增加至e点即-Hm,铁磁性材料达到反向饱和。接着正向施加外磁场,B沿着efab段变化。
4 拟合过程
将400 V/20 kvar运行下的磁控电抗器在不同触发角情况下测得的B-H曲线作为数据来源。因为不同触发角对应不同的直流偏磁情况,为说明问题,本文选取两组不同触发角下对应的B-H数据作为BP神经网络的数据来源。当晶闸管T1的触发角α=120°和α=140°时,将观测到的磁控电抗器直流偏磁情况下的B-H曲线数据作为样本,分别为B-H曲线上升段样本example1 和下降段样本example2。每个样本共有B-H数据310 组,即总共有620 组B-H数据。限于文章篇幅,列出部分实验数据见表1 和表2。
考虑到磁滞回线的上升和下降过程,这里搭建2个神经网络。分别为net1 和net2。net1 训练上升段磁滞回线,net2 训练下降段磁滞回线,所得测试结果绘在同一个图里。如图4 为BP神经网络训练流程图[8]。
选择磁场强度H为输入量,磁感应强度B为输出量。所以输入层和输出层各有一个神经元。可知最佳隐含层神经元个数[9]如公式(10) 所示:
公式(10) 中,r为隐含层神经元个数,s为输入层神经元个数,t为输出层神经元个数,a为0 ~ 10 之间的常数。在实际问题中,隐含层神经元个数可参考公式,然后结合网络的性能来确定最佳的神经元个数。本文中,取隐含层神经元个数为4,那么神经网络的结构为:1-4-1。
5 结果分析
5.1 神经网络拟合结果
如图5、图6 所示为神经网络的拟合值与实际值的情况。从图形可知,磁滞回线在直流偏磁的情况下发生了畸变,这是由于磁控电抗器控制回路中经晶闸管整流得到的直流电流引起的,与理论分析符合。并且从曲线上看,经训练后的网络输出与实际数据值相比,网络的拟合性能较好,误差较小,表明用神经网络方法拟合B-H曲线达到了较为良好的效果。
5.2 直流偏磁状态下电流分析
根据单相磁控电抗器原理可知,若不计漏磁通和绕组损耗,相电流值是流经绕组L1和绕组L2的电流之和,如公式(11) 所示:
根据所得B-H曲线值,结合磁势公式可以得到绕组电流值如公式(12) 所示,式中l为积分路径的微变量:
在Matlab软件的工作空间workspace中,可以观察到磁滞回线中的变量H数组。根据磁势公式以及磁控电抗器的结构参数( 磁路长度L=0.594 9 m,横截面积S=0.010 m2,匝数N=100),运用Matlab软件自编程进一步得到,绕组电流i1、i2、is的数组。画出三个周期的各绕组电流波形,如图7 所示。图7 中,相电流is是绕组L1的电流i1和绕组L2的电流i2的合成,并且在直流偏磁情况下,绕组电流明显发生了畸变[10],这是由于控制回路整流使得绕组电流含有直流分量,引入了谐波,故波形不再是正弦曲线。
6 结语
磁控电抗器 第4篇
目前主要的无功补偿装置中,开关投切电容器组不能频繁操作,而且补偿效果欠佳,投切时产生的涌流和过电压对系统和设备本身都十分有害。用量不大的动态无功补偿装置主要基于晶闸管串联控制的电抗器(TCR),价格较高且可靠性较差[1]。
本文介绍的外励式并联高压磁控电抗器在某220 kV枢纽变电站进行电压/无功控制,有良好的实际效果。
1 220 kV田家枢纽变电站的运行工况
湖南怀化电业局220 kV田家变电站于2004年6月投运,是湘西地区的枢纽变电站,既是凤滩水电厂西电东送的重要枢纽,又承担辰溪、溆浦两县及湘黔铁路怀化地区东段的供电任务。变电站主变压器容量120 MVA,220 kV高压侧5条出线,充电功率约45 Mvar;110 kV中压侧6条出线,充电功率约24 Mvar;10 kV低压侧装有容性补偿装置4组,共24 Mvar,并联固定电抗器4组,共40 Mvar。
在丰水期,主变压器各侧电压长期处于高水平。投运两年中,主变压器空载运行时,高压侧曾达到过233.4 kV,中压侧达到123.6 kV,低压侧达到11.33 kV。过高的电压给设备绝缘带来了隐患。
田家变电站的主要负荷是湘黔铁路在怀化地区东段的电气化铁路。虽然低压侧有无功自投装置,可以有效改善中压侧电压水平,但由于电力机车是典型的大型冲击性负荷,造成110 kV母线电压波动的幅值和变化的频度都远远高于国家标准《电能质量电压波动与闪变》的规定。表1所示为某一天的母线电压日报表(中小负荷方式)。
从表1可以看到,110 kV侧母线有两相电压波动率超过10%。220 kV侧电压水平较高,但波动率不高,表明其电压水平不受负荷大小变化的影响。
为减小110 kV母线的电压波动,并改善220kV母线电压水平,根据无功就地平衡的原则,决定采用主变压器中压侧增设一组容量为30 Mvar磁控电抗器(MCR)的解决方案[2]。
2 磁控电抗器结构和工作原理
三相并联磁控电抗器电气主接线如图1所示[3],工作绕组(110 kV侧)为双星型联结方式,中性点通过刀闸K直接接地;控制绕组a1、b1、c1和a2、b2、c2采用双反三角形连接,再并联到直流控制电源。为了减小了铁芯材料和占地面积,铁芯采用三相6柱一体化结构。
1—交流工作绕组;2—接地刀闸;3—直流控制绕组;4—三相整流桥;5—励磁变压器;6—微机控制装置
整流电路采用晶闸管三相全控整流桥电路,整流电源取自10 kV母线,通过一台专用的11kV/400 V站用变压器和一台400 V/25 V整流变压器降压后,作为励磁回路整流桥的输入电源。
在直流控制电压作用下,每相两铁芯Ⅰ、Ⅱ(见图1)中将产生方向相反的直流磁感应强度,并通过Ⅰ、Ⅱ铁芯闭合。因直流磁通对Ⅰ、Ⅱ两铁芯分别起到增磁和去磁作用,使铁芯Ⅰ、铁芯Ⅱ在交流电压的正半周和负半周轮流饱和。通过改变直流电压的大小,来调节铁芯Ⅰ、Ⅱ的饱和程度,从而实现对磁控电抗器输出容量的平滑调节[4]。
3 电压/无功控制策略
按照该枢纽变电站的典型负荷曲线,划分高峰与低谷两个时段,分别采取不同的电压控制范,围来解决深夜和凌晨最低谷期间的电压过高及系统无功过剩的问题,先保证电压合格,再调节无功。由于该变电站处于电源侧,若总的无功功率最小会导致母线电压过高,导致电压合格率降低,因此需要根据运行经验将无功功率保持在一定的水平。
根据田家变电站的实际条件,初步划分20:00～6:00和6:00～20:00两个时段,将110 kV母线电压分别控制在110～115 kV和112～118kV范围内。
电压分时段控制后,母线电压的允许波动幅度变宽,但日电压波动仍控制在4%左右,电压分时段控制效果示意图见图2。
4 电压/无功控制效果分析
根据该枢纽变电站的特点,在现场对电压/无功控制策略进行了多次调整,使并联磁控电抗器调节范围大的特点得到充分利用。实现了逆调压,即,重负荷时,使母线电压较高;负荷轻时,使电压较低。这有利于系统运行稳定,并使无功功率尽可能就地平衡,减少因远距离输送无功而导致的网损。具体的使用效果如下。
1)改善了220 kV母线电压水平。田家变电站中压侧磁控电抗器投运前,据统计,2006年220kV侧电压经常越上限。电压合格率约为96%～97%,最高运行电压为233 kV,越上限34个点。中压侧磁控电抗器自2007年7月投运后,减少了110 kV侧向220 kV侧倒送的无功功率,220 kV电压越上限的问题得到了一定的改善,越上限减少为18个点。
2)显著减小了110 kV母线电压波动。田家变电站中压侧磁控电抗器投运前,电压波动变化范围为103～122 kV,日最高波动可达到19 kV,大部分时段都超过了日电压波动不大于额定电压5%的要求。表2是中压侧磁控中抗器投运前某日110 kV母线电压的统计值,可以看出110 kV平均电压波动最大值为9.61 kV。
投入中压侧磁控电抗器后,母线电压波动得到明显改善(见表3)。从表3可看出,110 kV母线电压波动幅值减小到4.14 kV。图3是对应的110 kV母线日电压曲线及磁控电抗器MCR输出容量随时间变化的曲线,图中母线电压设定值为116 kV。
从图3可以明显看到110 kV侧的母线电压波动得到了极大的改善,母线Ⅱ段的电压完全达到国家标准的要求。
3)改善无功平衡。投运前,受电气铁路负荷变化的影响,无功功率变化很大,导致110 kV电压波动较大。
当无任何无功补偿装置投入时,田家变电站110 kV侧负荷的有功及无功波动均较大,以2007年12月20日的数据为例,有功最大105.07MW,最小31.9 MW;无功最大-47.71 Mvar,最小0.2 Mvar(倒送无功)。中压侧磁控电抗器投运后,110 kV侧的有功和无功变化如表4所示,可以看到其无功功率的波动大大减小。
5 结语
该110 kV磁控电抗器自投运以来,运行稳定,2008年初还经历了冻雨造成的多次冰闪接地闪络的考验,始终可靠工作,对电压/无功的控制也达到设计要求。根据磁控电抗器连续运行1 a的数据,可归纳以下几点。
1)能够向系统提供有效的电压/无功支持,从而维持装设点的电压稳定。
2)由于采用可控硅控制,其容量可以连续无级调节,消除了仅有电容器投切时的阶梯式无功补偿,实现无功的真正就地平衡,有利于降低网损,提高线路的传输容量。
3)控制策略合理,具有灵活性和适应性。使110 kV母线电压稳定在设定值的±1.5%,改善了220 kV母线电压水平。同时,大大优化了系统无功功率,并减少了主变压器分接开关的动作次数。
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磁控电抗器 第5篇
可控高压并联电抗器(简称可控高抗)是高压电网重要的无功补偿设备,其安全运行关系到线路的输电能力和系统的电压稳定性,意义重大[1,2,3,4,5]。可控高抗本体匝间短路是一种常见的故障形式[6],且匝间故障的概率随着电压等级的升高而增大[7,8],匝间保护是可控高抗本体保护研究的关键。
磁控式并联电抗器(MCSR)作为超/特高压并联电抗器家族的重要成员,其每相控制绕组采用两分支绕组反极性串联的特殊结构,匝间故障时会在励磁系统中形成幅值很高的过电压或过电流,严重威胁设备安全,必须予以重视。MCSR控制绕组发生匝间故障时会在故障相控制支路产生交流不平衡感应电动势,由于超/特高压MCSR控制绕组额定电压很高,即使很小的短路匝比也会引起很大的不平衡感应电动势,基于此且考虑到由于网侧绕组和控制绕组额定电压相差悬殊,当控制绕组发生一相小匝比匝间短路时,反映于网侧的三相不平衡电流很小,难以被保护装置检测出,实际中考虑在直流母线间设置过电压保护作为控制绕组匝间故障主保护。
本文基于一种国外实际工程中已投运的超高压M C S R,简要介绍了其工作原理,对控制绕组匝间短路故障特征进行了理论分析。结合数字仿真和动模实验结果,提出了以过电压保护作为超/特高压MCSR控制绕组匝间短路保护存在延时动作且可能拒动的潜在问题。本文深入研究了上述问题的成因,得出故障后直流母线极间电压中故障特征的出现依赖于总控制电流过零的结论。最后对超/特高压MCSR控制绕组匝间保护方案进行了探讨,提出了以总控制电流中的基波分量作为判据的控制绕组匝间保护新方案。
1 超/特高压MCSR本体结构及工作原理
单相MCSR原理图如图1所示,电抗器铁芯分裂为两部分,网侧绕组和控制绕组均采用分支绕组结构分别绕在两个分裂铁芯上,网侧绕组连接于交流电网,控制绕组反极性串联接干直流电源。
正常运行时,控制绕组中流过的直流电流在两分裂铁芯柱中产生等幅反向的直流偏置磁通,该直流偏置磁通对网侧电压引起的交流磁通分别形成正向和反向偏置,使得两芯柱在交流磁通的正、负半周期内轮流饱和。通过控制直流电流的大小,可以控制芯柱的饱和度,变相改变铁芯磁导率,进而控制电抗器的电抗值大小和工作容量。直流电流越大,铁芯越饱和,磁导率越小,则可控高抗的等效电抗值越小,当电网电压一定时,输出的无功功率越大。
文献[9]中给出了一种已在俄罗斯实际投运的500 kV三相超高压MCSR一次电气接线图(见附录A图A1),其励磁系统结构如图2所示,包括励磁电源、整流变压器、三相桥式全控整流电路、三相控制支路和平衡电阻。其中每相控制支路由两分支控制绕组反极性串联构成,三相控制支路并联于直流母线间。图中:ikA,ikB,ikC分别表示各相控制支路电流;udc为直流母线极间电压。
2 超/特高压MCSR控制绕组匝间故障特性分析
单相控制支路结构如图3所示。图中:ik为控制支路电流;Φp和Φq分别为p,q芯柱主磁通;ep和eq分别为p,q芯柱中由主磁通感应出的电动势;Np和Nq分别为分支控制绕组p,q的匝数;Rp和Rq分别为控制绕组p,q的直流电阻。
忽略漏磁通则有
正常运行时,有
将式(2)、式(3)代入式(1)得到:
由于ik为直流电流,故udc只含有直流分量。
设控制绕组p发生匝间故障,参数Rp和Np发生改变,则
综上分析得出,正常运行时直流母线极间电压udc只含直流分量;当控制绕组发生匝间故障时,铁芯中的交流磁通在两分支绕组中引起的感应电动势不再平衡,会在udc中产生交流不平衡电动势,由于超/特高压MCSR控制绕组额定电压很高,该不平衡电动势幅值很大。因此,实际中采用基于udc的过电压保护作为控制绕组匝间故障的保护方案。
3 超/特高压MCSR控制绕组匝间故障仿真分析
为了考察以udc作为判据的控制绕组匝间保护方案的性能,在MATLAB中建立图4所示模型对MCSR控制绕组匝间故障进行仿真,MCSR本体结构与附录A图A1一致,具体参数设置见附录B。
为了验证MCSR数字仿真模型的准确性,制造了与数字仿真模型相同结构的MCSR低电压物理模型并进行了10%工作容量下控制绕组10%匝间短路的动模实验。MCSR物理模型额定容量为1.5 kvar,网侧绕组、控制绕组、补偿绕组额定电压分别为1.5 kV,77 V,76 V。动模录波结果和数字仿真结果非常接近(见附录C),验证了数字仿真结果的可信度。考虑到物理模型不便于做匝间故障实验,其余故障情形的分析均基于数字仿真结果。
以100%工作容量下A相控制绕组p的50%匝间短路故障为例详细分析,故障时段为4～4.2 s。图5给出了udc、各相控制支路电流ikA,ikB,ikC以及总控制电流it(it=ikA+ikB+ikC)的仿真结果。
依照第2节的分析,在控制绕组发生匝间故障的同时,直流母线极间电压udc中会产生交流不平衡感应电动势,从而在控制绕组故障相电流ikA中产生交流故障分量。图5(b)和(c)所示仿真结果验证了ikA中交流故障分量的存在。然而在图5(a)中匝间故障引起的不平衡感应电动势并未在直流母线极间电压udc中呈现出连续的交流过电压,而是周期性地出现间断的电压尖峰,分析该现象的成因如下。
为了便于观察和分析,取图5(a)和图5(c)的局部放大图如图6所示。
由于电压尖峰每工频周期出现1次,以故障初始时刻至第2个电压尖峰出现这段过程为分析对象,并进一步将该过程分为3个时段T1,T2,T3。
时段T1:匝间故障在故障相控制支路引起不平衡感应电动势Δe,故障相ikA中出现交流故障分量。如图6(b)所示,该时段内it大于零,整流器工作在整流状态,励磁系统电流分布如图7所示。由于晶闸管的导通电阻和整流变低压侧直流电阻远小于控制支路的直流电阻RkA,RkB,RkC,可以认为Δe经RkA被整流阀短路,从而udc中不呈现交流过电压。
时段T2:如图6(b)所示,it过零并为负。由于控制绕组的额定电压很高(见图6(a)),匝间故障引起的Δe幅值远大于整流变副边电压,故在时段T2内,整流器所有晶闸管承受反向电压,且由于it过零,原先导通的晶闸管关断。此时励磁系统电流分布如图8所示,it降落在平衡电阻Rw上,使得udc中出现故障特征,呈现为正向电压尖峰。
时段T3:如图6(b)所示,总控制电流it为正,相应地,电压尖峰呈现负值,此时晶闸管承受正向电压,但由于触发脉冲尚未到来,整流阀仍处于关断状态。励磁系统电流分布如图9所示,时段T3相较于时段T2时的it流向相反。
当触发脉冲到来时,整流阀导通,励磁系统又回到时段T1的运行状态,udc中的电压尖峰消失。此后重复时段T1至时段T3的过程直到故障切除。
综上,控制绕组匝间故障时,it由整流输出的直流分量叠加故障产生的交流分量构成,当it为正、整流阀导通时故障产生的交流不平衡感应电动势被短路,udc不显示故障特征(即交流过电压),当it过零并为负、整流阀关断时,udc呈现过电压。可见故障特征的出现依赖于整流阀的关断,而整流阀的关断又依赖于it的过零。可以推论MCSR的工作容量越大(it直流分量大)或短路匝比越小(it的故障交流分量小),故障时udc呈现的故障特征越不明显,当it不存在过零点时,udc将不显示故障特征。
图10和图11给出了100%工作容量下10%匝间故障和10%工作容量下10%匝间故障时udc和总控制电流it,的仿真波形,故障时段为8～8.2s。
对比图5和图10,在相同工作容量下,短路匝比较小时,总控制电流it没有过零点,直流母线极间电压udc不呈现故障特征;对比图10和图11,相同的短路匝比,工作容量较小时udc重新呈现出故障特征,仿真结果与前文推论一致。表1第3列给出了控制绕组匝间故障在更多短路匝比及工作容量下udc是否呈现故障特征的比较结果。
4 超/特高压MCSR控制绕组匝间故障保护方案探讨
4.1 过电压保护存在的问题
从仿真结果可以看出,udc中的电压尖峰并非伴随故障发生而立即出现,而是直到总控制电流it过零时方才显现,这势必造成过电压保护的延时动作。另外本文第3节的分析指出,在大工作容量或小短路匝比的故障情况下,udc会因为it没有过零点而不显示故障特征,造成保护拒动。
4.2 保护新方案探讨
该结构的MCSR正常运行时总控制电流it中只含有整流输出的直流和6 k(k=1,2,3,…)次谐波分量,理论上不含基波分量,而当控制绕组匝间故障时,故障相控制支路电流ikA和总控制电流it含有幅值较高的交流故障分量,可以利用该故障特征作为控制绕组匝间短路故障的判据。故本文提出以总控制电流it中的基波分量构成控制绕组匝间保护,保护判据为:
式中:It1为总控制电流中基波分量有效值;krel为可靠系数;Itl_unb.max为正常运行时总控制电流中因系统参数不平衡或设备制造误差等原因引起的最大不平衡基波电流。
表1最后一列给出了不同短路匝比和工作容量下控制绕组匝间短路时总控制电流it基波分量的有效值,可以看出正常运行情况it几乎不含基波电流,而匝间故障情况下基波电流有效值较大,保护新方案在2%小匝比匝间短路情况下也具有较高的灵敏度。
5 结语
本文研究了超/特高压MCSR控制绕组匝间故障的故障特征,得出故障后直流母线极间电压中故障特征的出现依赖于总控制电流过零,以直流母线极间过电压保护作为控制绕组匝间保护的方案存在延时动作且可能拒动的问题,不宜采用。
本文提出了基于总控制电流基波分量的控制绕组匝间保护新方案,该方案原理简单,只需在直流母线上装设一个电流互感器,工程上易于实现,仿真结果显示在2%小匝间短路情况下仍然具有较高的灵敏度,为超/特高压MCSR控制绕组匝间保护提供了有效的新手段,对实际工程具有指导意义。
附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
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磁控电抗器 第6篇
关键词：磁控电抗器,电能计量,计量芯片,谐波值
0引言
随着电力负荷的日益增长, 电网结构的日趋复杂,电力系统对无功功率补偿的需求越来越高。磁阀式可控电抗器(磁控电抗器MCR)采用极限磁饱和技术,实现电感值连续可调,可以实现无功补偿的平滑调节,补偿精度高,对无功负荷的突变响应速度快。利用磁控电抗器对电网质量的调节系统,包括无功补偿、谐波以及负序电流的治理,对保证电力系统正常工作和电力部门的经济利益都有十分重要的意义。目前,磁控电抗器以其制造工艺简单、成本低廉、可连续平滑调节无功、控制灵活、动态好、维护管理简单、适用高电压(可直接用于直到1 150 kV的任何电压等级电网中)等特点得到了广泛的应用[1]。
磁控电抗器控制器一般包括电能计量、信号处理与运算、控制信号输入与输出、状态信息显示等组成,其中电能计量模块关系到整个磁控电抗器控制器的精度和性能。本文针对某实际工程中磁控电抗器控制器反应速度快、精度高以及处理数据量大的要求,设计了一个STM32F103RBT6单片机驱动ADE7878计量芯片以获取三相电各相电能参数包括21次谐波的电能计量模块实现方案。
1电能计量模块的整体结构
电能计量模块的整体结构如图1所示。电能计量采用计量芯片实现;处理器对计量得出的数据进行处理,实现FFT运算以及存储显示功能;外围通信模块主要实现显示、CAN和标准RS 485通信功能[2,3]。
该实际工程中磁控电抗器的精度要求是有功和无功功率0.5级、电压电流0.2级,工作温度范围是-15～45 ℃,综合考虑精度、速度、复杂度等因素,在电能计量模块中,处理器选择了STM32系列单片机中的STM32F103RBT6,电能计量选择计量芯片ADE7878。
STM32单片机STM32F103RBT6基于32位ARM核,内置128 Kb的FLASH和20 Kb的SRAM,速度快、精度高,支持CAN,SPI,ETH等多种接口,片上资源丰富,抗干扰能力强,在工业控制上得到了很广泛的应用[4]。
计量芯片ADE7878是ADI公司的产品,是一款三相高精度多功能电能计量芯片,适用于三相三线,三相四线,在25 ℃下有功无功误差小于0.1%(动态范围1 000∶1)、电流电压有效值误差小于[5]0.1%。ADE7878提供了I2C,SPI和HSDC接口以及三个灵活的脉冲输出,集成了二阶Σ-Δ数模转换器、数字积分、ADC基准源电路、温度敏感元件等,可进行电流电压有效值测量,基波有用功率和无用功率、总(基波和谐波)有功和无功功率、视在功率计算,有功和无功(基波和谐波)总能量及基波有功及无功能量计算[6]。
2软件设计
ADE7878测量电压电流并计算各电能参数后,将参数存储在其内部的16个32位寄存器,分别是:IAWV (存储A相电流瞬时值)、VAWV(存储A相电压瞬时值)、IBWV (存储B相电流瞬时值)、VBWV(存储B相电压瞬时值)、ICWV(存储C相电流瞬时值)、VCWV(存储C相电压瞬时值)、INWV (存储中性电流值)、AVA (存储A相视在功率)、BVA (存储B相视在功率)、CVA (存储C相视在功率)、AWATT (存储A相有功功率)、BWATT (存储B相有功功率)、CWATT (存储C相有功功率)、AVAR (存储A相无功功率)、BVAR (存储B相无功功率)、CVAR (存储C相无功功率),高8位为符号位。处理器需要读入这些参数进行处理运算。
ADE7878有三个串口可与处理器进行通信:I2C、SPI和HSDC接口,HSDC接口是一个外部器件发送数据接口,可以传送上述16个32位寄存器中的数据。由于实际工程需求要求获取三相电流和电压,中性电流,有功、无功和视在功率等,故选择ADE7878的HSDC接口通信。HSDC接口缺省状态是被禁止的,CONFIG[15:0]寄存器中的位6(HSDCEN)设置为1,激活HSDC。如果HSDCEN设置为缺省值0,HSDC接口被禁止。
ADE7878的HSDC接口控制寄存器HSDC_CFG(地址:0xE706),如表1所示。由于HSDC接口要高速传送16个寄存器,故配置HSDC_CFG为0x02,即在通信中HAS的位低有效,默认传送16个寄存器,用8位的包传送32位寄存器,HCLK为高速8 MHz。在上述配置下HSDC通信的时序图[7]如图2所示。
软件流程如图3所示,系统初始化后,启动数据传送后进入while循环,在循环中进行FFT运算。程序中设置有两个中断:15 ms定时器中断和DMA中断。
15 ms定时器中断负责通过STM32F103RBT6的SPI2把电能计量模块中的数据上传给上层控制系统,15 ms的定时是为了满足磁控电抗器控制器反应速度小于等于20 ms的要求。
DMA中断负责通过STM32F103RBT6的SPI1与ADE7878的HSDC接口进行通信,接收各项电能参数。STM32F103RBT6有两个DMA,SPI1使用的是DMA1的channel2,在DMA初始化中必须进行设置;因为传送的是16个32位寄存器的数据,而ADE7878采样率为8 kHz,即一个周期采样160点,故DMA传输的字节数为4×16×160=10 240 B,在DMA初始化中必须设置10 240 B大小的接收数据缓存空间。DMA中断流程图如图4所示,接收的数据包括三项电压有效值(xVRMS)、电流有效值(xIRMS)以及由HSDC接口传送的16个寄存器值。在接收数据的过程中,由于HSDC接口传送的16个32位寄存器低24位为数据位,高8位为符号位,功率有可能出现负数的情况,所以要先对符号位进行判断再处理;接收数据的顺序要与HSDC发送的数据寄存器顺序一致,否则会出现数据错误。
实际工程要求电能计量单元上传瞬时电流电压的21次谐波分量,由于ADE7878采样率是8 kHz,故采用将160点做128点FFT运算,实现的过程为三个步骤:反转、蝶形计算、取模。
3测试结果
在实际测量中使用深圳星龙XL-803J三相程控标准功率源,精度等级为0.05%,输出相电压为0～264 V/5 VA,相电流为0～6.0 A/5 VA。测量的数据有三组,第一组是电流电压有效值的测量、第二组是三相电流电压瞬时值经过FFT运算得到的谐波值测量,第三组是各相功率的测量。
3.1 电压电流有效值测量
把XL-803J功率源的输出按Ua=220.00 V,Ia=1.00 A;Ub=110.00 V,Ib=1.50 A;Uc=75.00 V,Ic=2.50 A。测量结果如表2所示,精度符合电压电流0.2级的要求。
3.2 谐波值测量
由于各相对称相互独立,故只需测试单相电压电流的FFT结果,XL-803J功率源设置为三相四线制,产生如下条件的电压电流:设置Ua=100.00 V,3次谐波含有量为25%,5次为20%,7次为15%,9次为10%;Ia=1.00 A,3次谐波含有量为20%,5次为15%,7次为10%,9次为5%。谐波值测试结果如表3所示,符合《电能质量公网谐波GB/T 14549-93》标准。
3.3 三相功率测量
将XL-803J功率源输出按如下设置:A相电压100.00 V,电流1.00 A,相位差30°;B相电压80.00 V,电流1.50 A,相位差45°;C相电压50.00 V,电流2.00 A,相位差60°。测量结果如表4所示,精度符合功率0.5级的要求。
4结语
从本例中可以得出ADE7878的驱动关键点在于寄存器的配置,数据通过DMA传送和接收数据的顺序也要与配置中寄存器的顺序一致。在精度和速度方面,可以考虑将数据类型从浮点型变为扩大整数倍变为整形,最终的结果再除以扩大的倍数,这样可以以牺牲较小的精度来换取更高的速度,尤其是FFT运算。
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