混合型滤波器范文

混合型滤波器范文（精选8篇）

混合型滤波器 第1篇

并联型有源电力滤波器(APF)的补偿特性不受电网阻抗的影响,能对谐波和无功功率进行动态补偿[1,2,3,4]。但是,目前大容量的APF存在造价高、功耗大以及电磁干扰较大等问题,在实际应用中受到限制。而可使APF容量降低的混合补偿方案可有效地解决APF存在的问题,克服有源与无源滤波器各自的缺点[5,6]。随着混合型有源滤波装置的技术发展与实用化,采用混合型滤波器以及混合型滤波器与电容器组或无源滤波器并联运行方式,可以实现技术性能较好、可靠性高、成本较低的大容量谐波与无功功率补偿[7,8,9,10,11]。

本文在对并联型混合有源补偿原理分析的基础上提出一种新型混合有源滤波器结构,将C型滤波器代替传统的LC电路与有源滤波器串联,C型滤波器的基波损耗近似为零,同时又有较好的高通特性,能最大限度地减小相应的有源滤波器容量,提高谐波补偿性能,而且电路结构简单、造价低。本文介绍了C型滤波器参数算法及优化过程,最后通过相应的仿真和实验研究验证了本方案的可行性。

1 拓扑结构及工作原理

图1为带C型滤波器的并联型混合补偿装置的单相简化等值电路,C型滤波器代替了通常的单调谐无源环节,与有源滤波器串联使用。

图1中is,abc、us,abc分别为系统电流和电压,iC,abc为补偿电流。为了更清楚地阐明工作原理,其等效电路如图2所示,图中us、is分别为系统电压和系统电流,iL为负荷电流,Zs为系统等效阻抗,Zc、Zf分别为C型滤波器和APF逆变器输出阻抗,uf、if分别为APF逆变器输出电压和补偿电流,uc为滤波器装设处母线节点电压,设下标1、n分别表示基波和第n次谐波分量,由图2可知:

这里,if包括基波电流ifl和谐波电流ifn,由于Zf<

通过适当控制,理想情况下混合补偿可使母线电压的基波分量全部降落在Zcl上,即Ufl=0,同时可使Ifn=ILn,即滤波器完全滤除负载产生的n次谐波。如滤波器装设处母线节点电压为理想的正弦基波,即Ucn=0,则式(3)变为Ufn=ZcnIfn,此时APF逆变器承受的电压和输出电流分别为

由C型滤波器的特性可知[12,13],其基波损耗近似为零,同时具有较好的高通特性,其截止频率较低,对于截止频率以上谐波阻抗较小,理想情况下,APF逆变器输出的基波电压uf1=0,式(5)可写为

显然,APF逆变器容量的降低可从其承受的电压和输出电流2个方面考虑。图1中C型滤波器参数的选择直接影响混合补偿装置的性能。

2 C型滤波器参数计算及优化

C型滤波器等值电路如图3所示。

C型滤波器的阻抗可表示为

其中,XL=ωL、XC1=1/(ωC1)、XC2=1/(ωC2),为基波角频率,n为谐波次数。可得到C型滤波器的阻抗频率特性方程为

当XL-XC1=0时,滤波器呈纯容性,,在基波时,,电抗L和电容C1上的基波压降相互抵消,加在电阻R上的基波压降为零,能耗为零,仅存在谐波电流流经R产生的能耗,即当时,C型滤波器的能耗最小。

当R2(XL-XC1-XC2)-XC2(XL-XC1)2=0时,滤波器呈纯阻性。

当XL-XC1-XC2=0时:

滤波器等效为一个R-C串联电路,可以证明此时的C型滤波器阻抗有最小值,当考虑的情况时:

由式(12)可知C型滤波器的阻抗最小值对应的谐波次数n取决于比值C1/C2,而C2的值由系统所需补偿的基波无功功率决定,在条件的限定下,C1不承担补偿作用,所以C1容量的选择充分考虑综合性技术经济指标,不宜太大。由式(13)可知C型滤波器的最小阻抗决定于(C1+C2)C2R2,当截止频率确定后仅取决于C2R的值,又因式(12)中,所以C型滤波器的最小阻抗:,实际中常用R来调整最小阻抗值,以满足补偿需要。

综合上述分析,C型滤波器的参数设计步骤为:

a.根据系统主要谐波次数由式(12)确定C1/C2;

b.由系统所需补偿的无功功率确定C2的值;

c.根据时,确定L的值;

d.根据补偿效果要求,结合系统阻抗参数,确定C型滤波器的最小阻抗,由式(13)得到R值。

C型高通滤波器决定APF的无功功率补偿能力,当考虑负荷功率改变,节点电压uc有变化时,使混合型滤波器输出可调节的无功功率。此时uf1≠0,混合型滤波器应补偿的电流和承受电压为

式(5)中if1与Zc1有关,当Zc1较大时,APF补偿的基波电流较小,Zc1的选取需考虑滤波器无功功率补偿的大小来选取。

对大容量的无功功率采用同一装置进行补偿,势必使装置容量大、成本高、运行效率低,因此在谐波和无功都需要进行补偿时,通常采用单独安装无功补偿装置[14]。因此,本文综合经济成本和运行效率2方面原因,只考虑补偿系统谐波的情况。C型滤波器与APF串联的最佳状态是对基波电流为高阻抗,对谐波电流为低阻抗,承担大部分基波电压,同时成本最低,在这里设定:10μF≤C2≤300μF、5Ω≤R≤15Ω。经过Matlab优化,优化过程框图如图4所示。可得:C2=100μF,R=10.61Ω。

3 仿真和实验结果

本文对应用C型滤波器的混合型APF进行了Matlab仿真。

3.1 电路参数

系统电压Us=220 V,系统侧电感1.4 mH,直流侧负载电阻10Ω,直流侧负载电感12 mH;有源滤波器直流侧电压UDC=300 V;C型滤波器各个参数之间的关系为:n0=f0/f1=1/(ω1RC2),m=L/(R2C2),ω1L=1/(ω1C1),ω1为基波角频率,f0为截止频率,m与品质因数有关,一般取值为0.2～2,仿真中取C1=1 800μF,L=5.63 mH,C2=100μF,n0=3,m=0.5,R=10.61Ω。

3.2 仿真结果

从图5可以看出C型滤波器在低于截止频率时表现为电容特性,而在高频段表现出纯电阻特性,而电阻越小有源滤波器的损耗就越小。同时该滤波器对5、7和11次谐波表现出低阻抗,而对基波频率表现出高阻抗,这样有源部分只需相应的谐波补偿电流。由图6(a)(图中εT为谐波含量,下同)可以看到几乎全部的基波电压都由C型滤波器承担,这与前面的分析结果相一致,从而降低了所需有源滤波器的容量。其输出电流约为6.3 A,90%的电压由C型滤波器承担,系统的THD<5%,5次和7次谐波基本消除。

3.3 实验结果

对上述仿真进行了实验验证,实验电压为三相AC 220 V,用电解设备作为直流侧负载,控制环节采用重复学习控制[15]。为了提高控制的精确性,实现实时控制,试验采用双DSP系统,TMS320VC33和TMS320F2407,VC33进行数据采样处理,F2407产生PWM指令信号。从实验结果图7和表1可看出经过补偿总谐波含量THD<5%,试验结果(图7)与仿真结果(图6(b)和(c))是一致的。图7中系统电流的突然降低,是由于死区时间和检测计算的延时造成的。图8中,APF直流侧电压在250 V上下波动,幅度低于2%,因此带C型滤波器的混合滤波器结构能有效地减小APF的设计容量。

4 结语

混合型滤波器 第2篇

关键词： 农业图像；自适应维纳滤波算法；中值滤波算法；非局部均值滤波算法；噪声；清晰度

中图分类号：S126；TP391 文献标志码： A

文章编号：1002-1302（2015）08-0424-02

随着农业智能化水平的快速发展，各类农业图像提供的大量信息已经成为农产品果实自动采摘 [1]、农作物长势、病害分析 [2]、农作物产量估算 [3]的重要依据，因此农业图像的处理和分析已经成为农业智能化发展的一个重要研究方向。近年来，小波变换 [4-5]、轮廓波变换 [6]、中值滤波 [7]、自适应维纳滤波 [8]、非局部均值滤波 [9-10]等算法相继被用于图像去噪处理，并取得了较好的效果；但对于细节信息复杂的农业图像而言，去噪效果往往不尽如人意。笔者在对该领域已有成果充分分析的基础上提出了一种农业图像自适应混合滤波算法，该算法对质量不高的农业图像采用改进型中值滤波算法和自适应维纳滤波算法进行处理，充分发挥2类算法的滤波优势，从而获得高质量的农业图像。

1 改进型中值滤波算法

中值滤波算法在对图像进行处理时，通过预先设定一定大小的窗口，这样的窗口尺寸可以是3×3或者5×5，将该类窗口在图像上按照一定的顺序进行滑动，当窗口中心点处于图像中某一像素点时，如果窗口尺寸为3×3，那么该像素点的滤波值可以表示成：

f=Median{f1，f2，f3，…，f8}。 （1）

其中：f为窗口中心点像素滤波后的灰度值；f1～f8为窗口中除中心点外的其余8个像素点的灰度值；Median{}为取中间值计算方式。大量试验结果表明，该算法对于普通的数字图像滤波效果较好；但一般来说农业图像细节信息比较多，因此为了将该算法应用于处理农业图像，有必要对其进行适当改进。其步骤如下：步骤1，统计（1）式中的最大值fmax和最小值 fmin；步骤2，在尺寸为3×3窗口中提出fmax和fmin，组成集合Q= {f1，f2，f3，…，f6}；步骤3，求取集合Q={f1，f2，f3，…，f6}的平均值faverage；步骤4，将fmax、fmin以及faverage组成一新的集合Q′={fmax，fmin，faverage}；步骤5，求取集合Q′的中间值f′=Median{Q′}，从而获得窗口中心点滤波后的灰度值。

2 自适应维纳滤波算法

3 试验仿真与结果分析

本研究算法基本思路是：（1）采用“1”节中提出的改进中值滤波算法对含有噪声的农业图像进行预处理；（2）采用“2”节所描述的自适应维纳滤波算法对经过改进中值滤波算法处理后的图像进一步进行噪声抑制。

对本研究算法采用Matlab软件进行编程，试验数据为一幅处于成熟期的桃子图像。为了对该算法的性能进行全面了解：一方面引入中值滤波算法、自适应维纳滤波算法、非局部均值滤波算法与本研究算法进行试验对比；另一方面对上述几类算法的试验结果采用峰值信噪比（peak signal noise to ratio，PSNR）进行定量分析与评估。相关试验结果分别如图1至图6所示，PSNR评价结果如表1所示。

由图1至图6可知，对于受到方差为15%的高斯噪声污染的农业图像（图2）而言，采用中值滤波去噪后，结果如图3所示，由此可以看出，图中的果实边缘基本能辨认出来，但桃子果实表面噪声依然较大，这说明单纯采用该算法无法有效去除图像中的噪声。中值滤波算法处理后结果见图4，图中噪声被抑制的程度要高于图3，总体而言图4的清晰度与图5比较接近，这说明非局部均值滤波算对于受到高强度噪声污染的图像而言去噪效果并不理想，不适合处理农业图像。本研究算法处理结果如图6所示，图中的噪声基本得到消除，果实、叶片边缘基本从噪声中恢复出来，果实表面残留的噪声比较少，视觉效果整体上与图1最接近。由表1可知，4种算法对农业图像的去噪效果随着噪声强度的提高而降低，并且当噪声方差为15%时，本研究算法的PSNR值明显高于其余3种算法，这说明本研究算法对农业图像的处理是有效的。

4 结语

为了实现对农业图像的有效滤波，将改进中值滤波与自适应维纳滤波这2类算法有机结合提出了一种针对该类图像的自适应混合滤波算法。仿真试验结果表明，本研究提出的滤波算法基本适合于处理农业图像，其效果稍稍优于已有的同类型图像，对农业图像的处理具有一定的参考价值。

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高频混合型有源电力滤波器的研究 第3篇

电力谐波是工业现代化的主要副产品之一,日益严重的谐波污染对配电系统造成了严重危害。为保证电能质量,我国已相继出台了适用于不同场合的谐波标准[1]。

目前,为达到谐波及无功标准,很多工厂已经装设了无源电力滤波器(PPF),结构简单,技术成熟,但滤波效果差且易受电网参数影响。为了在原有滤波系统上解决PPF的固有问题并改善滤波效果,混合型有源电力滤波器(hybrid active power filter,HAPF)应运而生[2]。文献[3]提出将APF与PPF串联后接入电网,此时APF需要流过所有基波及无功电流,容量较大;文献[4]提出APF与PPF并联接入电网,APF需要承受电网电压,不适合高压系统;文献[5-6]提出外加谐振注入式HAPF,利用LC谐振特性将基波成分剔除,但注入支路仍设计在5、7次附近,且系统结构较复杂,所需电感、电容较大。

本研究提出一种高频并联混合型有源电力滤波器(high frequency-HAPF,HF-HAPF),在原有PPF基础上另加一条混合支路,通过对混合支路的单调谐滤波器设计以及控制参数设计,在不影响低频谐波补偿效果的条件下,可提高谐波补偿带宽,显著改善高频谐波电流补偿效果,同时抑制PPF谐振,高频混合支路结构简单,有源部分容量小。

1系统结构与原理分析

1.1主电路拓扑

HF-HAPF由高频混合支路和PPF并联组成。 PPF包含5、7次两组LC单调谐滤波器;高频混合支路由单调谐滤波器与APF直接串联后并入电网,无需耦合变压器隔离,主要滤除11次及以上次高频谐波电流,改善滤波效果。系统结构框图如图1所示。APF不承受基波电压且主要补偿高次谐波,容量小,故功率开关器件可采用功率MOSFET。

u S —电网电压;L S ,L F ,C F —电网等效电感、混合支路电、电容,负载为二极管不控整流电路

1.2HF-HAPF工作原理

本研究将APF控制为受控电压源uc,其输出电压参考为电网谐波电流iSh的K倍,即uc*= KiSh。忽略电网谐波电压,可得系统谐波等效电路如图2(a)所示, 分析可得:

式中:ZSh,ZFh,ZPh—电网、混合支路单调谐滤波器及PPF的谐波阻抗,ZCh= ZPhZFh/(ZPh+ ZFh) ;iLh—负载谐波电流。

APF相当于在电网上串联一个大阻抗,强迫谐波电流流入滤波支路,对iSh等效电路如图2(b)所示。 研究表明,只要有源增益K足够大,就能够降低系统参数变化对HF-HAPF滤波效果的影响[7]。

2混合支路单调谐滤波器参数选择

考虑在高频混合支路补偿范围内,11、13次谐波电流占主要部分,调谐频率应选在13次基波频率附近,保证在相同的有源增益K下,可以兼顾更多高频分量。

参数具体设计还应满足以下原则:

(1)尽量降低单调谐支路阻抗,提高滤波效果;

(2)为了减小有源滤波容量,应尽量减小基波电流,降低对直流母线电压的需求。

3HF-HAPF控制分析与设计

根据图1拓扑和HF-HAPF工作原理可得系统整体控制框图如图3所示。当系统参数一定时,系统补偿效果取决于K值和APF输出电压环的设计。

3.1滤波特性分析

根据图2谐波等效电路,分别推导出网侧谐波电流增益GSL_H(s) 和高频混合支路谐波电流增益GAL_H(s) :

APF增益K对滤波特性的影响如图4所示。 K取不同值时,对网侧谐波电流在5、7次基波频率处的电流增益影响较小,对高频混合支路13次附近的高频电流增益影响也较小,但对高频混合支路的5、7次谐波电流增益有较大影响,即对低频谐波在有源支路和纯无源支路的分流有重要影响,K越小,高频混合支路低次谐波电流越小。因此,适当减小K的值,可以在保证总体滤波效果不改变的情况下,减小高频混合支路的容量,提高系统稳定性,有针对性地对11次及以上的高次谐波进行滤除。

HF-HAPF滤波系统与纯无源滤波系统的谐波抑制特性比较如图5所示。可见,HF-HAPF系统在保证对5、7次谐波电流抑制效果的同时,抑制了无源滤波器与电网的谐振,并且极大改善了对11次及以上的高次谐波电流抑制效果。

3.2控制器设计

本研究采用的控制策略原理框图如图6所示。电网电流经基波旋转坐标变换得到瞬时有功电流id和瞬时无功电流iq,将它们同时通过低通滤波器(low pass filter,LPF),就可分离基波分量和谐波分量。

主控制采用双闭环结构,APF输出电压环和DC电压环。由于变换器无输出滤波器,采样得到APF输出电压uc为开关次高频量,需要在控制网络中加入LPF对其进行开关周期平均处理,滤除开关次及其边频带谐波,从而方便控制器的设计[8]。APF输出低频成分与参考值的差值经过补偿环节G2(s) ,再利用SP-WM技术得到开关信号,控制APF进行谐波补偿。 APF直流母线电压的控制通过对直流电容充放电调节[9]。当udc低于其参考量时,由于有源混合支路在基波频率下呈容性,电流超前电网电压约π/2,故APF输出超前电压π/2基频量即可从电网吸收能量,从而使电压升高,反之亦然。所以直流电压反馈环的控制量为iq而不是id。

实验中取直流电压参考值150 V,APF增益K为10,控制器参数为:

4仿真与实验

为验证以上分析,本研究对HF-HAPF系统进行了Matlab闭环仿真和样机实验。系统部分参数为:不控整流负载10 k W;电网电压220 V;电网分布电感0.15 m H;混合支路电感0.86 m H、电容70 μF;5次滤波支路电感4.1 m H,电容100 μF,Q=25;7次滤波支路电感2 m H、电容100 μF,Q=25;开关频率20 k。

PPF补偿时电网电流如图7所示。

其他条件不变,不同K值下,电网及高频混合支路电流如图8所示。

图7和图8中各电流的总谐波畸变率(total har-monic distortion,THD)和各次谐波含量如表1所示。 由表1可知,加入高频混合支路后,补偿效果明显改善, 补偿频带较宽;不同的K值下,网侧电流谐波含量变化很小,对整体滤波效果的影响较小,但高频混合支路的5、7次分量在K值增大时增大很多,有源容量增加。因此,合理选择K值可以不改变滤波效果而减小有源容量。

负载电流iLa、PPF滤波时网侧电流iSppf、HF-HAPF滤波时网侧电流iShf的实验波形如图9所示。 PPF滤波时,网侧电流THD为14.2%,加入高频混合支路后电网电流正弦度较好,网侧电流THD为5.5%,滤波效果明显改善,与理论分析和仿真结果相符,验证了HF-HAPF系统的有效性。

5结束语

本研究提出的高频并联混合型有源电力滤波器, 有源模块无输出滤波器,容量小,可采用功率MOS-FET,从而提高开关频率,减小损耗。

本研究利用Matlab仿真和实验对该方案的有效性进行了验证。实验结果表明,该方案能够有效滤除11次及以上的高次电流谐波,进一步增强5、7次谐波滤除效果,同时抑制无源滤波支路与电网的谐振。网侧电流THD得到了很大改善,具有很高的工程实用性。

在接下来的研究中,可能需要对单调谐滤波器进行优化设计,以进一步优化系统容量,提升功率密度。

摘要：针对无源电力滤波器滤波效果差、易与其他无源设备或电网发生谐振等问题,提出了一种可采用功率MOSFET的高频混合型有源电力滤波解决方案。在现有的无源滤波系统基础上,另加入一条单调谐并联混合型有源电力滤波器支路,使其有针对性的滤除11次基波频率及以上的高频谐波电流分量。根据滤波系统的基本工作原理,推导出电网和混合支路的谐波电流增益,详细分析了有源滤波器的谐波电流增益对谐波分流和抑制效果的影响,并对控制系统进行了分析设计。对所提出的方案进行了仿真研究,并进行了样机实验。研究结果表明,该方案可以明显改善整个系统的滤波效果,滤波频带宽、谐振抑制效果好,并且系统有源部分容量小。

关键词：无源滤波器,高频,有源电力滤波器,混合滤波,有源增益

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混合型滤波器 第4篇

电流跟踪控制方法的最终目的是要使APF输出来的补偿电流必须精确地跟踪其检测装置检测出来的谐波电流, 但是, 谐波电流的变化是实时的、动态的, 因此, 电流跟踪控制方法的好坏主要取决于该系统的3个方面, 即动态性、实时性和控制精度。到目前为止, APF的电流跟踪控制方法主要分为2大类:一种是滞环电流控制, 另一种是线性电流控制[2]。滞环电流控制的主要缺点是:开关频率、开关损耗和控制精度跟滞环宽度有很大的关系, 即滞环宽度整定的越小, 整个控制系统的精度就越高, 但是, 带来的问题是开关频率变得很大, 由此增加了开关损耗;线性电流控制的主要缺点是:电流响应速度比滞环控制要慢。另外, 还有其他的一些电流跟踪控制方法, 比如:神经网络控制、自适应控制和预测控制等, 这些控制方法都有各自的优缺点。

1 混合型有源电力滤波器的结构及工作原理

混合型有源电力滤波器的结构原理图如图1所示, 由原理图可以看出, 该结构由有源和无源2部分组成, 其中有源部分采用的是三相电压型逆变器装置, 无源部分采用了2组无源滤波器装置, 这2条无源支路的作用是用来抑制非线性负载产生的5次和7次谐波。另外电感L1、电容C1和CG组成了系统的注入支路, 其中电感L1、电容C1组成了基波频率串联谐振电路, 同时L1、C1和CG还可以作为单调谐滤波器使用, 其整体又组成了1条无源滤波支路。

2 电流跟踪控制算法分析

一般的PI控制算法针对的是变化缓慢的量或者是直流量, 对上述被控量可以达到无差控制, 但是如果被控量变为速度变化很快的周期量时, 会产生比较大的稳态误差[3], 因此不能再采用传统的PI控制算法。

递推积分PI算法的原理是分别对每个周期内的误差e (t) 各个采样点进行积分, 也就相当于有N个PI控制器同时工作[4][假定误差量e (t) 在每个周期有N个采样点]。

通过文献[5]可知递推积分PI控制算法可以保证随着时间的推移, 闭环控制系统的输出电流可以零误差的跟踪参考电流。并且递推积分PI控制算法不但可以使系统取得稳态无静差的理想效果, 而且还能够实现无差控制, 但是它还有和传统PI控制同样的缺点, 即响应速度比较慢。

为了解决系统响应速度慢的问题, 本文采用了一种模糊控制算法在线调整递推积分PI的系数[6], 图2为基于递推积分模糊PI控制系统结构原理图。

该控制算法的原理是:当系统电流跟踪误差比较大时, 主要采用比例控制, 此时, 误差有较快的减小速度, 当误差减小到一定范围内时, 改为积分控制, 以此来实现稳态无静差的效果, 所以该算法具有较快的响应速度和较高的控制精度。

3 仿真结果分析

根据以上对基于递推积分模糊PI控制器的研究, 通过Matlab软件里的模糊工具箱对模糊PI控制器进行设计, 并且在simulink下创建出整个基于递推积分模糊PI控制器仿真模型, 仿真结果如下:

图3和图4分别是基于递推积分PI控制器和基于递推积分模糊PI控制器APF补偿后三相系统电流波形。

通过Matlab软件测得图3和图4中系统动态响应时间分别为0.03s和0.015s, 即后者的动态响应比前者快了3/4个周波时间, 另外, 通过波形对比可以看出, 补偿后的系统电流波形图4比图3的正弦度要好, 说明模糊控制器提高了系统的稳态性能。

4 结论

以上仿真分析, 表明采用模糊算法在线调整递推积分PI的系数, 可以提高系统的响应速度, 验证了基于递推积分模糊PI控制器能有效改善系统的动态性能和稳态性能。

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混合型滤波器 第5篇

随着电力电子装置应用日益广泛,电网中的谐波污染也日趋严重,且大多数电力电子装置的功率因数较低,给电网带来额外负担,并影响供电质量[1]。并联型有源电力滤波器SAPF(Shunt Active Power Filter)既可以单独补偿非线性负载的谐波电流,也可以同时补偿负载谐波电流和无功功率,能够很好地解决上述问题。但同时补偿负载谐波电流和无功功率要求SAPF的容量较大,相应的造价也会增加。SAPF和并联电容器组成的混合补偿系统,由并联电容器补偿大部分无功功率,SAPF补偿谐波电流和少部分无功功率,可以显著降低SAPF的容量和成本[2]。

由于并联电容器和电网阻抗之间存在谐振,在一定条件下,谐振频率及其附近频率对应的谐波会被放大。因此,SAPF的稳定问题一直是影响其工程应用效果的技术难题。对此,国内外学者亦进行了大量卓有成效的研究[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13]。

本文首先分析了SAPF的2种典型结构,并对其建立相应的数学模型,在此基础上分析了不同结构系统的稳定性。对于Ⅰ型系统,需要改变控制策略以消除“补偿盲区”,改善系统的补偿效果;对于Ⅱ型系统,需要引入阻尼消除正反馈,提高系统稳定性,以获得期望的补偿效果。最后,通过仿真实验进行了理论验证。

1 混合补偿系统结构

SAPF和并联电容器构成的混合补偿系统有2种结构。Ⅰ型系统的SAPF安装在负载侧,并联补偿电容器安装在电网侧;Ⅱ型系统的SAPF在电网侧,并联电容器在负载侧,如图1所示。

从图1(a)可以看出:Ⅰ型系统首先由SAPF补偿负载的谐波电流,再由并联电容器补偿负载的无功功率。普通控制方式下,SAPF检测负载电流iL作为补偿对象[3]。

从图1(b)可以看出:Ⅱ型系统是先由并联电容器补偿负载的无功功率,再由SAPF补偿负载的谐波电流。对于Ⅱ型系统的SAPF,由于补偿电容器与SAPF的安装位置不同,检测真实的负载电流iL比较困难,此时SAPF检测负载电流与电容器的电流之和iCL作为补偿对象。

2 系统稳定性分析

2.1 普通控制方式I型系统

为了简化分析,假设电网电压纯正弦,不含谐波分量,此时的单相谐波等效电路图如图2所示。

SAPF等效为一受控电流源[4],其中ILh为负载电流谐波分量,IA为SAPF输出补偿电流,ICh为流过电容器谐波电流,IGh为电网电流谐波分量,ZG=RG+jωLG为电网阻抗,ZC=RC+1/(jωC)为并联电容器阻抗,且RC为电容器的等效电阻。由等效电路可得:

图3是由式(1)得到的系统方框图,其中GAPF(s)为SAPF的传递函数。根据文献[5]建立了SAPF的模型,如图4所示。

SAPF由谐波电流检测环节和电流跟踪控制环节组成[6],图4中的GCD(s)为谐波电流检测环节的传递函数,考虑计算延时,该环节近似等效为一阶惯性环节[5]:

其中,Ts为采样周期;Kid为补偿系数,是为了分析SAPF的工作过程而特意引入的,根据SAPF补偿原理可知0≤Kid≤1,其中Kid=0表示SAPF没有投入工作,Kid=1表示SAPF全补偿,而0

图4中虚线框所包围的部分表示电流跟踪控制环节,易求得该环节的传递函数如式(3)所示:

其中,Ki为电流跟踪控制环节放大系数;KPWM为PWM变换器增益,且KPWM=Ud/Uc,Ud为直流母线电压,Uc为三角载波电压幅值[7];L为SAPF并网电抗器。综合式(2)(3)可以得到SAPF的传递函数如下:

由式(4)和图3得出普通控制方式I型系统的传递函数如下:

混合补偿系统参数如下:Ts=0.1 ms,LG=0.13 m H,RG=0.05Ω,C=650μF,RC=0.08Ω,Ki=5,Kid[0,1],KPWM=500。由式(5)画出系统bode图,如图5所示,实线和虚线分别表示SAPF投入前、后补偿系统的工作特性。实际上,由于此时系统是开环的,系统无条件稳定。可以看到,SAPF投入以前,系统表现出典型的无源LC低通滤波特性,此时系统对谐波有一定的抑制能力,但是也会因谐振有谐波放大的危险。而在SAPF投入以后,系统幅频特性下移,说明系统对谐波的衰减作用加强,并且可以较好地抑制电容器和电网阻抗之间的谐振。

由图5可见,在SAPF投入以后,虽然加强了对谐波的抑制作用,但存在“补偿盲区”,如图5中的矩形框所示,系统对该频带的谐波抑制能力较弱,导致系统的补偿效果不佳,因此需要改变控制策略来消除“补偿盲区”,进一步提高系统对谐波的抑制能力。

2.2 普通控制方式Ⅱ型系统

Ⅱ型系统的单相谐波等效电路如图6所示,其中ICL为负载电流与电容器电流之和。考虑到实际应用中,由于SAPF和电容器安装位置不同,测量实际的负载电流IL比较困难,而测量ICL则要容易得多,因此采用检测ICL作为SAPF补偿对象。

从图6可以得到式(6),其中运用了叠加定理。

由式(6)可以得到此时系统的方框图见图7。

相应的系统传递函数为

此时,在不同补偿系数下的系统bode图见图8。

从图8可以看出,当Kid≤0.5时,随着Kid的增加,谐振作用加强,并在Kid=0.5时谐振达到最强;Kid>0.5后,虽然谐振的强度减弱,但通过观察相频特性不难发现,实际上此时系统已经变成了正反馈,与期望的工作情况相悖,系统是不稳定的。

3 稳定性控制策略

上述分析表明:如果采用普通控制方式,即检测负载电流的控制方法,Ⅰ型系统是稳定的,并且在投入SAPF以后可以较好地抑制谐振,但会存在“补偿盲区”,系统的补偿效果不理想;而Ⅱ型系统会因为正反馈而不稳定,SAPF也会因过电流而无法正常工作。

为消除Ⅰ型系统存在的“补偿盲区”,采用复合控制增强系统对谐波的抑制能力;为消除Ⅱ型系统的正反馈,引入有源阻尼以提高系统的稳定性。

3.1 复合控制方式Ⅰ型系统

假设能把并联电容器也包含在混合补偿系统的控制闭环中,利用控制器的调节作用,可以更好地抑制其与电网阻抗之间的谐振,这正是复合控制的特点。普通控制方式是通过检测负载电流谐波分量,控制SAPF产生相应的补偿电流抵消负载谐波电流,是一种开环控制,而复合控制同时检测负载电流和电网电流,是一种闭环控制[3],并且可以将电容器包含在控制闭环内,达到抑制谐振、改善补偿效果的目的,其系统框图如图9所示。

图中,G(s)为引入的校正环节,用来提高系统稳定裕度,根据文献[3,6]选取G(s)=0.01/(Tss+1),由图9得到此时系统的传递函数如下:

采用2种控制方式Ⅰ型系统的bode图如图10所示,实线和虚线分别表示采用普通控制方式和复合控制方式系统的工作特性。从图中可以看出,与普通控制方式相比,复合控制方式不存在“补偿盲区”,整个频率带上的谐波抑制能力都很强,有效改善了系统的补偿效果。

3.2 有源阻尼控制方式Ⅱ型系统

如图11所示,假设在谐波频段上存在一个阻尼电阻,系统会因为具有这个正实部的阻尼电阻而对补偿电容与电网阻抗之间的谐振产生抑制作用,进而可以提高系统稳定性[8,9,10,11,12,13,14]。

图中,UGh为电网电压谐波分量,Rd为阻尼电阻,通过调节Rd的阻值就可以改变阻尼的强度。从图11可以看出,ICLd=ICL+Id,因此只需通过在普通控制方式控制电流ICL的基础上加上Id分量,就可以实现有源阻尼控制,而流过阻尼电阻的电流可以由电网电压的谐波分量UGh获得,写成表达式如下:

由式(9)得到的系统框图如图12所示。

将图11中的Rd和C并联等效,并用ZCd表示:

将式(7)中的ZC用ZCd代替,可以求得加入阻尼后系统的传递函数如下:

图13表示阻尼电阻对系统特性的影响,其中SAPF工作在全补偿状态下,即补偿系数Kid=1,可以看到当Rd=0.2时,系统虽然是负反馈,但谐振依然存在,并且谐振的强度很大;而随着Rd的减小(由图12知道,由于需要求Rd的倒数,相应的1/Rd增大),谐振抑制能力增强,在Rd=0.02Ω时幅频特性均处于-10 d B以下,对谐波的抑制能力较强,仿真当中取Rd=0.02Ω。此时,在不同补偿系数下的系统bode图如图14所示。

通过观察幅频特性发现加入有源阻尼后,当Kid≤0.5时不存在谐振。观察相频特性发现在Kid>0.5后系统也没有出现正反馈,补偿系统是稳定的。

4 仿真与分析

为验证前面的分析,在Matlab/Simulink下搭建了SAPF和并联电容器构成的混合补偿系统,负载采用的是带阻感负载的三相二极管桥式不控整流电路,系统参数与2.1节中所列参数相同,Simulink仿真参数如下:仿真类型为离散仿真,离散周期为10-6 s,采用odd23tb(stiff/TR-BDF2)算法,IGBT开关频率为10 kHz。

4.1 Ⅰ型系统

由前面的分析得出,普通控制方式Ⅰ型系统是稳定的,但是由于存在“补偿盲区”,系统的补偿效果不佳。图15为普通控制方式Ⅰ型系统的仿真波形,从上到下依次是负载电流、电网电流、电容器电流和SAPF的补偿电流。可以看到,在SAPF投入之前,并联电容器与电网阻抗构成低通滤波器,一方面可以滤除一部分的谐波电流,但另一方面也会因为谐振导致谐波放大。在t=0.2 s投入SAPF后,补偿系统对谐波的抑制作用增强,并且较好地抑制了谐振,电网电流的谐波含量减少。

图16为复合控制方式Ⅰ型系统仿真波形,在SAPF投入之前,系统与普通控制方式的工作情况相同,在t=0.2 s投入SAPF后,由于复合控制方式可以消除“补偿盲区”,对谐波的抑制能力比普通控制方式更强,相较于普通控制方式电网电流波形的正弦度更好,谐波含量进一步减少。

4.2 Ⅱ型系统

图17为普通控制方式Ⅱ型系统仿真波形,普通控制方式下Ⅱ型系统会因为正反馈而不稳定,从图17可以看到,在投入SAPF以后,SAPF产生的补偿电流越来越大,相应的电网电流也不断增大,这符合正反馈的特点,很明显系统是不稳定的,在实际的补偿系统中,SAPF会因为过流保护而停机。

图18为有源阻尼控制Ⅱ型系统仿真波形,在t=0.2 s投入SAPF以后,由于有源阻尼控制不存在谐振和正反馈,系统是稳定的,电网电流的正弦度较好,获得了满意的补偿效果。

5 结论

本文分析了SAPF和并联电容器组成的混合补偿系统2种结构的系统稳定性,针对Ⅰ型系统指出采用复合控制的方法可以改善补偿效果,针对Ⅱ型系统指出加入谐波频段有源阻尼可以提高系统稳定性,并且可以获得满意的补偿效果。最后通过仿真验证了理论分析的正确性。

摘要：通过建立由并联型有源电力滤波器(SAPF)和并联电容器所组成的2种不同结构混合补偿系统的模型,分析了2种系统的稳定性。在此基础上,指出普通控制方式下的Ⅰ型系统是稳定的,且在投入SAPF以后可以较好地抑制谐振,但会存在“补偿盲区”,通过复合控制消除该“补偿盲区”,改善Ⅰ型系统的补偿效果。而如果在Ⅱ型系统中采用普通控制方式,系统会因为正反馈而不稳定,通过引入谐波频段有源阻尼的方法提高系统的稳定性,获得期望的补偿效果。Matlab/Simulink下的仿真结果证明了上述理论分析的正确性和所提方法的有效性。

混合型滤波器 第6篇

关键词：有源电力滤波器,瞬时无功功率,自适应滤波器,谐波检测

0 引 言

随着电力电子装置的广泛应用,电力系统的谐波污染日益严重。谐波污染对电力系统安全、稳定、经济运行构成潜在的威胁,给周围电气环境带来极大影响[1]。目前,国内外有效抑制电力系统谐波含量的一个研究热点是采用有源电力滤波器(APF)。APF不仅可以对频率和幅值均变化的谐波作实时跟踪补偿,且补偿特性不受电网阻抗的影响。

有源滤波器整体滤波性能的关键是能否快速精确的检测出谐波电流。到目前为止,谐波的检测方法己经有很多种,主要包括提取基波分量法、基于FFT的傅里叶分析法、自适应谐波检测法、基于瞬时无功功率理论p-q算法及ip- iq算法等。其中基于瞬时无功功率理论的谐波检测算法由于其实时性较好,是目前应用很广的谐波检测算法[2]。但是其谐波检测效果跟检测电路中低通滤波器(LPF)的设计有很大关系[3]。在传统谐波检测算法中,该低通滤波器通常采用2阶Butterworth低通滤波器。文献[3]指出该2阶Butterworth低通滤波器的截止频率与谐波电流的检测精度有很大关系,其截止频率越小,谐波电流的检测精度就越高,而动态响应过程就越慢。本文提出一种基于瞬时无功功率理论ip- iq谐波检测法的改进算法。采用最小均方(LMS)自适应滤波器作为检测电路中的低通滤波器。与传统算法相比,该算法可以更快地检测出谐波电流的指令信号,具有更好的稳态效果。

1 注入式混合型有源电力滤波器的结构及工作原理

图1所示为注入式混合型有源电力滤波器(IHAPF)的结构原理图,该结构有源部分为三相电压型逆变器,无源部分由多组单调谐无源滤波器组成。由于非线性负载产生的主要特征谐波为5次和7次,因此这两条无源支路分别用来抑制5次和7次谐波电流。注入支路由电容C1、电感L1和电容CG构成,其中电容C1和电感L1构成基波频率串联谐振电路,同时L1、C1和CG还起到单调谐滤波器的作用,而整体作为一条无源滤波支路。

图2为只考虑谐波分量时的注入式混合型有源电力滤波器的单相等效电路图[4,5,6]。IHAPF的有源部分(包括电压型逆变器、输出滤波器和耦合变压器)被控制为一个理想的受控电压源VI,谐波源是一个非线性负载,在只考虑谐波分量时被看作一个谐波电流源iLh。其中ish、iLh、iFh、iI分别为电网支路、负载支路、注入支路、有源支路的电流,ZSh、ZGh、ZPh、ZFL分别为电网阻抗、注入电容CG的阻抗、无源部分阻抗、基波串联谐振电路阻抗。

由基尔霍夫定律可得:

$\{\begin{array}{l}U{}_{Sh}={\rm Z}{}_{Sh}i{}_{Sh}+{\rm Z}{}_{Gh}i{}_{Fh}+V{}_{{\rm I}}\\ i{}_{Sh}=i^{\prime }{}_{Lh}+i{}_{Fh}\\ V{}_{{\rm I}}={\rm Z}{}_{FL}(i{}_{Fh}+i{}_{{\rm I}})\\ U{}_{Sh}={\rm Z}{}_{Sh}i{}_{Sh}+{\rm Z}{}_{{\rm P}h}(i^{\prime }{}_{Lh}-i{}_{Lh})\end{array}(1)$

注入式混合型有源电力滤波器电流滤波的基本原理是分流原理,而提高滤波效果的方法为增大系统支路(即电网支路)阻抗和减小分流支路的阻抗。因此为了提高滤波效果,可以将IHAPF的有源部分控制为一个理想电压源。

VI=Kish (2)

式(2)中ish为电网谐波电流,K为控制放大倍数。当只考虑对谐波源的谐波进行治理时,即USh为0。

由式(1)和式(2)可以得到:

$i{}_{sh}=\frac{{\rm Z}{}_{{\rm P}h}{\rm Z}{}_{Gh}}{{\rm Z}{}_{{\rm P}h}{\rm Z}{}_{Gh}+{\rm Z}{}_{{\rm P}h}{\rm Z}{}_{Sh}+{\rm Z}{}_{Gh}{\rm Z}{}_{Sh}+{\rm K}{\rm Z}{}_{{\rm P}h}}i{}_{Lh}(3)$

当只考虑USh的影响时,IHAPF的单相等效电路如图3所示。

由式(1)和式(2)可以得到:

$i{}_{sh}=\frac{{\rm Z}{}_{{\rm P}h}+{\rm Z}{}_{Gh}}{{\rm Z}{}_{{\rm P}h}{\rm Z}{}_{Gh}+{\rm Z}{}_{{\rm P}h}{\rm Z}{}_{Sh}+{\rm Z}{}_{Gh}{\rm Z}{}_{Sh}+{\rm K}{\rm Z}{}_{{\rm P}h}}U{}_{Sh}(4)$

由式(4)可以得知,ish表达式中不含有VI和ZFL,所以图3和图4是等效的:

Z=K·ZPh/(ZPh+ZGh) (5)

从图4可以看出,注入式混合型有源电力滤波器的有源部分相当于在电网支路中串联了一个可控的谐波阻抗,当阻抗Z很大时,那么流入电网的谐波电流将会变的很小,接近于0,因此既可以起到抑制谐波电流的作用,又可以抑制电网阻抗与无源部分之间的并联谐振。

2 瞬时无功功率理论基础

图5所示为基于瞬时无功功率理论的ip-iq算法谐波电流检测原理图[1],谐波电流及无功电流检测的基本思路是:检测出负载电流中的基波有功分量和无功分量,然后从负载电流中减去基波分量,进而可以获得谐波电流。从图中可以看出,谐波检测过程为三相负载电流ia,ib,ic经过C32变换到两相静止坐标系下的iα,iβ,再经过旋转矩阵C变换,得到旋转坐标系下的ip和iq,ip和iq经过低通滤波器后得到直流分量$\overline{i}{}_p$和$\overline{i}{}_q$,由此计算出三相基波电流iaf,ibf,icf,然后与负载电流相减便可得出三相谐波电流iah,ibh,ich。

3 基于瞬时无功功率理论ip-iq法的改进算法

由图5可知,基于瞬时无功功率理论的检测方法需要采用低通滤波器(LPF),低通滤波器的设计决定了谐波电流检测的效果。而自适应滤波器可以精确跟踪系统的相位和频率,并且可以得到各次谐波优良的相频和幅频特性,具有检测误差小,零点极深等优点[7,8]。因此,本文使用一种最小均方(1east mean square,LMS)自适应滤波器代替检测电路中的低通滤波器。由仿真实验可知,取得了良好的效果。

图6为自适应噪声对消技术原理图。它有两个输入量:参考输入n1,原始输入s+n0。原始输入中不但含有有用信号s,而且还含有外加性噪声n0,即信号s被噪声n0污染。有用信号s和n0是不相关的,有用信号s和参考输入n1也是不相关的,但参考输入n1和外加性噪声n0是相关的。n1通过自适应滤波器的处理,即经过自适应算法的调整,使得自适应滤波器的输出y逼近n0:从而在系统输出Z中把n0抵消掉,得到信号S,从而达到抵消噪声的目的,输出Z同时作为误差信号e对自适应滤波器的参数进行调整,使输出Z逐步逼近S,并使其工作在最佳状态。此时系统的输出Z是有用信号S的最小均方估计。本文中的自适应滤波器采用LMS算法,LMS算法的工作原理在文献[9]中有详细介绍。本文采用改进的谐波检测方法将该LMS自适应滤波器应用在APF谐波检测系统中,其原理图如图8所示。

自适应滤波器的输入信号$i{}_p(t)=\overline{i}{}_p(t)+\tilde{i}{}_p(t)$为pq坐标系下p轴的负载电流采样值,参考输入信号选为跟电源电压同相的单位正弦波sin(ωt),并且在输入系统之前做与电流同频率采样。应用MATLAB中的corrcoef语句对各组数据进行相关性判定可知:$\overline{i}{}_p(t)$与$\tilde{i}{}_p(t)$线性不相关,单位正弦波sin(ωt)与$\overline{i}{}_p(t)$线性不相关。但单位正弦波sin(ωt)与信号$\tilde{i}{}_p(t)$线性相关。将$\overline{i}{}_p(t)$和$\tilde{i}{}_p(t)$分别看作s和n0,把$i{}_p(t)=\overline{i}{}_p(t)+\tilde{i}{}_p(t)$作为原始输入,把单位正弦波sin(ωt)作为参考信号n1。另外把W(t)作为参考输入信号n1的权值,e(t)作为自适应滤波器的误差反馈信号,y(t)作为自适应滤波器的输出,系统的输出设为ir(t)。

自适应神经元是自适应神经网络的基本组成部分。而自适应线性神经网络可以分为两种:单层网络和多层网络,每层网络是由若干个自适应神经元而组成的。自适应神经网络的的学习算法一般采用LMS算法[9]。

神经元的输入向量为:

X(t)=[x0(t),x1(t),…,xn(t)]T (6)

权值向量为:

W(t)=[w0(t),w1(t),…,wn(t)]T (7)

神经元的输出信号为:

$y(t)={\displaystyle \sum _{i=0}^{n}w}{}_i(t)x{}_i(t)=W(t){}^{\text{Τ}}X(t)=X(t){}^{\text{Τ}}W(t)(8)$

另外神经元的输出信号y(t)与期望输出d(t)相比较可以得到误差信号,其误差信号为:

ε(t)=d(t)-y(t)=d(t)-W(t)TX(t) (9)

则均方误差为:

$\begin{array}{l}E\left|\epsilon (t){}^2\right|=E\left|d(t){}^2\right|-2E\left|X(t){}^{2}d(t)\right|W(t)+\\ W(t){}^{\text{Τ}}E\left|X(t)W(t){}^{\text{Τ}}\right|W(t)(10)\end{array}$

如果将神经元的输入信号与期望输出向量之间的互相关向量定义如下:

${\rm P}{}_{xd}=E\left|X(t)d(t)\right|{}^{\text{Τ}}(11)$

$R{}_{xx}=E\left|X(t)X(t){}^{\text{Τ}}\right|(12)$

则式(10)可以写为:

$E\left|\epsilon (t){}^2\right|=E\left|d(t){}^2\right|-2p{}_{sd}^{\text{Τ}}W(t)+W(t){}^{\text{Τ}}R{}_{xx}W(t)(13)$

由式(13)可知,均方误差$E\left|\epsilon (t){}^2\right|$是权值W(t)的二次函数。这种函数的形状为一个多维的超抛物线曲面,这个曲面如同一个上凹的碗状,只有一个最小值,即在超抛物线曲面的底部,因此可以使用最陡下降法寻找到这个最小值。

网络训练采用最陡下降法[10],最陡下降法就是沿着性能曲面最陡的方向向下逐渐调整权向量的值,来逐步搜索性能曲面上的最小值,性能曲面的最陡下降方向为曲面的负梯度方向,也就是性能曲面梯度向量的反方向。在这个性能曲面上每一点的梯度都可以用对权向量的微分向量来表示,由以上所述可知梯度向量可以表示为:

$\begin{array}{l}\text{Δ}(t)=\left[\frac{\partial E\left|\epsilon (t){}^2\right|}{\partial w{}_0}\frac{\partial E\left|\epsilon (t){}^2\right|}{\partial w{}_1}\cdot \frac{\partial E\left|\epsilon (t){}^2\right|}{\partial w{}_n}\right]{}^{\text{Τ}}=\\ -2{\rm P}{}_{xd}+2R{}_{xx}W(t)(14)\end{array}$

当梯度为零时,即可求出最佳权值向量为:

W0(t)=R${}_{xx}^{-1}$Pxd (15)

将式(15)代入式(13),可以求出最小均方差值:

$\begin{array}{l}E\left|\epsilon (t){}^2\right|{}_{\min }=E\left|d(t){}^2\right|-2{\rm P}{}_{xd}^{\text{Τ}}W{}^0(t)\\ W(k+1)=W(k)+\mu (-\nabla {}_k)(16)\end{array}$

由式(16)可以看出,使用这种方法权值向量的每次调整量都与均方误差函数的梯度向量的负值成正比。这也就是说权值向量自适应调整的方向是沿着均方误差曲面的最陡的方向下降,这种趋势即可满足在性能曲面上寻找最小值的要求。由于均方误差曲面具有最小值,因此在这种优化策略下只要选择适当的μ(μ是收敛因子,它主要控制着算法的稳态性能及优化速度),就可以使均方误差逐渐趋于最小值并最终达到它,不会因为初值选取对此造成影响。

基于以上分析,通过大量仿真结果对比,把收敛因子取为两个值,当系统处于快速响应阶段时,μ取为0.4,而当系统进入稳态调整阶段时,μ取为0.04,这样可以保证检测的精度。另外在仿真中设置一个Switch开关,然后把采集来的前八个ω(权值)的值和后八个ω的值的差值与Switch开关设定值相比较,如果大于Switch开关设定值,输出为Constantl(0.4),反之则输出Constant2(0.04)。

4 仿真分析

根据IHAPF的拓扑结构和工作原理,建立IHAPF原理的MATLAB仿真系统。其参数如下所示:三相电源线电压为10 KV,频率为50 Hz;基波串联谐振支路的电感为14.75 mH,电容为690 μF,注入电容为19.65 μF。输出滤波器的电感和电容分别为0.5 mH和120 μF;无源滤波器参数为:5次单调谐滤波器的电感、电容分别为6.3 mH、66.3 μF;7次单调谐滤波器的电感、电容分别为13.65 mH,电容为15.43 μF。

由图9可以看出,采用传统的谐波检测方法得到的基波有功电流在2个电源周期后才能达到稳定状态;而采用改进的谐波检测方法得到的基波有功电流在1个电源周期后就可以达到稳定状态,比传统的谐波检测方法快1个电源周期,而由于检测谐波是从负载电流中减去基波有功电流得到的,这就证明了改进的谐波检测方法具有更好的实时性。图10所示为补偿前负载电流波形,谐波畸变率为17.48%,图11所示为补偿后电网电流波形,其中图11(a)为采用传统的谐波检测方法补偿后的电网的电流波形,其波形接近于正弦波,谐波畸变率为4.78%,图11(b)为采用改进的谐波检测方法补偿后的电网电流波形,与传统方法对比,改进方法补偿后的电网电流波形更接近于正弦波,谐波畸变率为1.96%,因此,补偿效果优于传统谐波检测方法,这就证明了改进的谐波检测方法具有更好的谐波检测精度。

5 结束语

APF所采用的谐波电流检测方法,决定了谐波电流的检测精度和跟踪速度,进而影响其谐波滤除效果。本文在分析传统的谐波检测方法的基础上,提出了一种新型的自适应谐波检测方法,通过仿真实验表明这种方法比传统方法具有更好的实时性和精确性。

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混合型滤波器 第7篇

电力电子器件在工业中的广泛应用使电网的谐波污染问题日趋严重[1,2]。为了消除谐波对电网和设备的危害,目前,主要采用无源滤波器(PPF)、有源滤波器 (APF)和混合型滤波器[3,4,5,6] (HAPF)。以降低装置有源部分基波分压,减少有源部分容量为目的的注入式混合型有源滤波器[8,9],由于有效克服了开关器件容量和成本等方面的限制,能够满足高压大功率系统谐波治理和无功补偿的要求,具有较高的性价比,正日益成为目前工程应用中主要采用的形式。混合型有源电力滤波器常用的控制策略有两种形式[7],控制负载谐波电流型和控制APF接入点谐波电压型,两种基本控制策略各有长短。

文章在分析单独注入式有源电力滤波器常用控制策略的基础上,提出了基于检测负载谐波电流和APF接入点谐波电压的复合控制策略。同时提出了递推积分PI 控制算法,并且采用模糊推理在线整定算法的参数来增强系统的自适应能力。

1单独注入式混合型有源电力滤波器的电气模型

单独注入式混合型有源电力滤波器(Hybrid Active Power Filter with Single Injection Branch,SIBAPF),是一种大容量无功补偿谐波动态治理的新型滤波器结构[1]。SIBAPF的单相电气模型如图1所示。其中,电源谐波电压为USh,电网阻抗为ZSh,将负载看成谐波电流源ILh,而将电压型逆变器看成电压源UFh,变压器变比为n∶1,Z1为网侧等效输出滤波电容Co与基波串联谐振电路的并联等效阻抗,Z2为注入电容等效阻抗,ZLo为输出滤波器电感等效阻抗。

由图1,根据基尔霍夫电流和电压定理,有:

$\{\begin{array}{l}\mathit{U}{}_{\text{S}\text{h}}=\mathit{U}{}_{\text{L}\text{h}}+\mathit{{\rm I}}{}_{\text{S}\text{h}}\times \mathit{{\rm Z}}{}_{\text{S}\text{h}}\\ \mathit{{\rm I}}{}_{\text{S}\text{h}}=\mathit{{\rm I}}{}_{\text{L}\text{h}}+\mathit{{\rm I}}{}_{\text{F}\text{h}}\\ \mathit{U}{}_{\text{L}\text{h}}=n\mathit{U}{}_{\text{F}\text{h}}+\mathit{{\rm I}}{}_{\text{L}\text{o}}\times n{}^2\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{L}\text{o}}+\mathit{{\rm I}}{}_{\text{F}\text{h}}\times \mathit{{\rm Z}}{}_2(1)\\ \mathit{{\rm I}}{}_{\text{F}\text{h}}=\mathit{{\rm I}}{}_{\text{L}\text{o}}+\mathit{{\rm I}}{}_{\text{c}}\\ \mathit{{\rm I}}{}_{\text{c}}\times \mathit{{\rm Z}}{}_1=n\mathit{U}{}_{\text{F}\text{h}}+\mathit{{\rm I}}{}_{\text{L}\text{o}}\times n{}^2\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{L}\text{o}}\end{array}$

化简方程组(1)得:

$\mathit{{\rm I}}{}_{\text{S}\text{h}}=\frac{(\mathit{{\rm K}}{}_2+\mathit{{\rm Z}}{}_2)\times \mathit{{\rm I}}{}_{\text{L}\text{h}}+\mathit{U}{}_{\text{S}\text{h}}-\mathit{{\rm K}}{}_1\times n\mathit{U}{}_{\text{F}\text{h}}}{\mathit{{\rm K}}{}_2+\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{S}\text{h}}+\mathit{{\rm Z}}{}_2}(2)$

式中:$\mathit{{\rm K}}{}_1=\frac{\mathit{{\rm Z}}{}_1}{n{}^2\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{L}\text{o}}+\mathit{{\rm Z}}{}_1},\mathit{{\rm K}}{}_2=\frac{n{}^2\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{L}\text{o}}\mathit{{\rm Z}}{}_1}{n{}^2\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{L}\text{o}}+\mathit{{\rm Z}}{}_1}$。

2 注入式有源电力滤波器复合控制必要性分析

2.1 HAPF控制策略研究

本文中的研究对象是采用电压型逆变器的有源滤波器,工程中常用的控制策略有两种。

策略一:根据负载谐波电流来控制,即控制UFh=K×ILh。代入式(2)可得:

$\begin{array}{l}\mathit{{\rm I}}{}_{\text{S}\text{h}}=\frac{\mathit{{\rm K}}{}_2+\mathit{{\rm Z}}{}_2-n\mathit{{\rm K}}\mathit{{\rm K}}{}_1}{\mathit{{\rm K}}{}_2+\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{S}\text{h}}+\mathit{{\rm Z}}{}_2}\times \mathit{{\rm I}}{}_{\text{L}\text{h}}+\\ \frac{1}{\mathit{{\rm K}}{}_2+\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{S}\text{h}}+\mathit{{\rm Z}}{}_2}\times \mathit{U}{}_{\text{S}\text{h}}(3)\end{array}$

这种控制方式实质上等效于通过控制有源电力滤波器在改善无源滤波器的谐波阻抗特性的同时又增大了电网阻抗,从而极大提高了滤波效果。但该控制策略无法抑制混合有源滤波系统与电网阻抗之间产生谐振。

策略二:根据负载谐波电压来控制,即控制UFh=K×ULh。结合式(1)可得:

$\begin{array}{l}\mathit{{\rm I}}{}_{\text{S}\text{h}}=\frac{\mathit{{\rm K}}{}_2+\mathit{{\rm Z}}{}_2}{\mathit{{\rm K}}{}_2+\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{S}\text{h}}-n\mathit{{\rm K}}\mathit{{\rm K}}{}_1\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{S}\text{h}}+\mathit{{\rm Z}}{}_2}\times \mathit{{\rm I}}{}_{\text{L}\text{h}}\\ +\frac{1-n\mathit{{\rm K}}\mathit{{\rm K}}{}_1}{\mathit{{\rm K}}{}_2+\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{S}\text{h}}-n\mathit{{\rm K}}\mathit{{\rm K}}{}_1\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{S}\text{h}}+\mathit{{\rm Z}}{}_2}\times \mathit{U}{}_{\text{S}\text{h}}(4)\end{array}$

这种控制方式与控制策略一是一样的,但是这种阻抗跟电网阻抗呈线性关系,能够自动跟随系统阻抗的变化,比较适用于抑制电网阻抗与混合滤波装置之间的谐振,而不用于抑制负载谐波电流。

通过以上分析可知,并联混合型有源滤波器的两种基本控制策略各有长短。为了能够使混合有源电力滤波器发出的谐波电压UFh快速地跟踪负载谐波电流的变化,同时有效地抑制电网频率、电网阻抗以及电源谐波电压的影响,提出了有源电力滤波器复合控制策略。该策略综合考虑了负载谐波电流和APF接入点谐波电压,其控制律可以表示为:

$\mathit{U}{}_{\text{F}\text{h}}=\mathit{{\rm K}}{}_3\mathit{{\rm I}}{}_{\text{L}\text{h}}+\mathit{{\rm K}}{}_4\mathit{U}{}_{\text{L}\text{h}}(5)$

结合式(1)可得:

$\begin{array}{l}\mathit{{\rm I}}{}_{\text{S}\text{h}}=\frac{\mathit{{\rm K}}{}_2+\mathit{{\rm Z}}{}_2-n\mathit{{\rm K}}{}_1\mathit{{\rm K}}{}_3}{\mathit{{\rm K}}{}_2+(1-n\mathit{{\rm K}}{}_1\mathit{{\rm K}}{}_4)\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{S}\text{h}}+\mathit{{\rm Z}}{}_2}\times \mathit{{\rm I}}{}_{\text{L}\text{h}}\\ +\frac{1-n\mathit{{\rm K}}{}_1\mathit{{\rm K}}{}_4}{\mathit{{\rm K}}{}_2+(1+n\mathit{{\rm K}}{}_1\mathit{{\rm K}}{}_4)\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{S}\text{h}}+\mathit{{\rm Z}}{}_2}\times \mathit{U}{}_{\text{S}\text{h}}(6)\end{array}$

式(5)中K3ILh用以抑制负载谐波电流的影响,K4ULh用以抑制电网谐波电压的影响。

2.2 采用复合控制时SIBAPF的特性分析

(1) 谐波电流补偿性能

定义有源电力滤波器负载谐波电流补偿系数和电网谐波电压抑制系数分别为:

$\begin{array}{l}\eta {}_1|{}_{\mathit{U}{}_{\text{S}\text{h}}=0}=\frac{|\mathit{{\rm I}}{}_{\text{S}\text{h}}|}{|\mathit{{\rm I}}{}_{\text{L}\text{h}}|}\times 100\%‚\\ \text{η}{}_2|{}_{\mathit{{\rm I}}{}_{\text{L}\text{h}}=0}=\frac{|\mathit{{\rm I}}{}_{\text{S}\text{h}}|}{|\mathit{U}{}_{\text{S}\text{h}}|}\times 100\%。\end{array}$

由式(6)得:

$\begin{array}{l}\eta {}_1=\frac{|\mathit{{\rm K}}{}_2+\mathit{{\rm Z}}{}_2-n\mathit{{\rm K}}{}_1\mathit{{\rm K}}{}_3|}{|\mathit{{\rm K}}{}_2+(1-n\mathit{{\rm K}}{}_1\mathit{{\rm K}}{}_4)\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{S}\text{h}}+\mathit{{\rm Z}}{}_2|}(7)\\ \text{η}{}_2=\frac{|1-n\mathit{{\rm K}}{}_1\mathit{{\rm K}}{}_4|}{|\mathit{{\rm K}}{}_2+(1-n\mathit{{\rm K}}{}_1\mathit{{\rm K}}{}_4)\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{S}\text{h}}+\mathit{{\rm Z}}{}_2|}(8)\end{array}$

式(7)和式(8)反映了分别由USh和ILh谐波源单独作用时,经过整个滤波装置补偿后,电源中的谐波电流相对于其谐波源的大小。由式(7)可知,η1不仅仅与谐波频率有关,还与有源电力滤波器的负载谐波电流放大系数K3和接入点谐波电压放大倍数K4有关。而ULh闭环并不承担补偿谐波电流的主要任务,本文中K4取值为1(下文有公式说明)。

图2为对5次谐波进行治理时利用Matlab仿真软件得到的η1与负载谐波电流控制系数K3的关系图,图2(a),(b),(c)分别为采用谐波电压控制,谐波电流控制,复合控制时的波形,其中对K3的调整分为幅值和相角两部分。

从图2中可以看出,就抑制负载谐波电流ILh的影响而言,单独控制接入点谐波电压时,曲面上具有极点,可能出现谐波电流急剧放大的情况;单独控制负载谐波电流时,曲面上虽然没有极点但曲面不是十分平缓;复合控制时,曲面平缓并且没有极点出现,从而保证系统的稳定性。

类似于分析负载谐波电流影响,同样可以得到不同控制策略下η2的波形图,如图3。

由图3可知,在第一种控制策略下,SIBAPF所受USh波动的影响与其工作点无关,η2虽然很小但始终不为零,即SIBAPF的工作性能无法完全摆脱USh波动的影响。比较而言,在第二种控制策略下USh波动的影响更为明显,并且K4的最优控制参数点与η2的极点很接近,K4值稍有偏差即有可能反而引起谐波放大的现象。而采用复合控制策略时,SIBAPF的工作性能可以完全不受USh的影响,极点处的放大倍数很低,系统能够安全稳定运行。

(2) 抑制电网频率及系统阻抗变化的影响

电网阻抗以及系统频率的变化对有源电力滤波器的工作性能有着极其显著的影响。本节重点讨论复合控制策略下SIBAPF对电网阻抗以及系统频率的变化所引起的谐振的抑制性能。我们利用(7)式所表示的谐波源谐波抑制函数,在三维空间中作出它的幅频特性,并由此来讨论SIBAPF抑制谐波谐振的性能。只投注入支路部分时,谐波源谐波抑制函数的幅频特性如图4(a)所示,图4(b)给出的是投入有源部分后的幅频特性。

由图4可以看出,当K3,K4的取值均为0时,即只有注入支路投入运行,随着电网阻抗及频率的变化系统会发生谐振现象。当投入有源部分后,并控制K3=10、K4=1电网谐波电流被有效地治理,并且系统发生谐振的可能性极大地降低。

3 基于递推积分PI算法的复合控制

3.1 控制系数K4的求取

复合控制策略综合考虑了负载谐波电流和APF接入点谐波电压的影响。由式(6)可知,只需控制|1-nK1K4|=0就可以消除电网谐波电压的影响,代入K1可得:

$\mathit{{\rm K}}{}_4=\frac{n{}^2\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{L}0}+\mathit{{\rm Z}}{}_1}{n\mathit{{\rm Z}}{}_1}\approx \frac{1}{n}(9)$

与基波谐振支路谐波等效阻抗相比,输出滤波器电感等效阻抗较小,故K4的取值近似等于1/n。本文耦合变压器变比为n取值为1,因此K4=1。

同时由式(6)可以看出采用复合控制方法时,两个控制系数K3和K4是解耦的。同时,针对传统对被控量为正弦量进行控制时存在稳态误差,提出了递推积分PI算法,实现了对系统的无静差控制,并且利用模糊推理在线整定控制器参数提高系统的动态性能。

3.2 基于递推积分PI算法的复合控制

本文提出的复合控制系统结构图如图5所示。图中,iLh,iSh,iC,uLh分别为负载谐波电流、电网谐波电流、APF输出谐波电流以及APF接入点谐波电压。负载谐波电流的检测用来改善电网波形,谐波电压的检测用来抑制电网与注入支路可能存在的谐振。控制器采用递推积分PI控制,并且由模糊推理在线整定比例系数和积分系数,其结构图如下:

3.2.1 递推积分PI 算法

算法分别对e(iLh减去iC)每个周期内相应的各采样点进行积分,相当于N有个PI并行工作(假设e每个周期内的采样点数为N)实现对系统PI控制。算法为:

$u({\rm K})={\rm K}{}_{{\rm P}{}_{{\rm K}}}\times e({\rm K})+{\displaystyle \sum _{i=0}^c{\rm K}}{}_{{\rm I}{}_{{\rm K}-\text{i}{\rm N}}}e({\rm K}-\text{i}{\rm N})(10)$

式中u(K)为K时刻的控制量, e(K)为K时刻的误差采样值, N为一个周期内的采样数,KPK,KIK为控制器的参数, c为K/N取整。为简化计算, 可利用u(K)的增量形式进行计算,其控制律为:

$\begin{array}{l}u({\rm K})=u({\rm K}-{\rm N})+\text{Δ}u({\rm K})\\ =u({\rm K}-{\rm N})+{\rm K}{}_{{\rm P}{}_{{\rm K}}}\times e({\rm K})-\\ {\rm K}{}_{{\rm P}{}_{{\rm K}-{\rm N}}}\times e({\rm K}-{\rm N})+{\rm K}{}_{{\rm I}{}_{{\rm K}}}\times e({\rm K})(11)\end{array}$

3.2.2 模糊自调整机构

为了提高系统的动态性能和自适应能力本文采用模糊自调整机构应用于递推积分PI算法。模糊自调整机构根据e的大小、方向以及变化趋势等特征, 通过模糊推理作出相应决策, 在线调整算法的KP,KI参数,从而使得系统同时具有较好的动态、稳态性能和自适应能力[6]。

KP和KI的调节规则如下:

①当偏差|e|较大时,为提高响应速度,KP取大值;

②当偏差较小时,防止超调过大产生振荡,KP减小;

③当偏差很小时,KP应继续减小;

④当ec和e同号时,输出向偏离稳定值的方向变化,适当增大KP;反之,适当减小KP;

⑤当误差|e|较大时,为避免系统超调,KI取零值;

⑥当|e|较小时,积分环节有效,随|e|的减小而增大,以消除系统的稳态误差,提高控制精度。

4 实验结果

采用本文中提出的控制算法,研制了一台SIBAPF实验样机,并用它进行谐波滤除研究。负载由非线性负荷柜及可调电感负荷柜构成,采用380V电压供电。控制器部分以TI公司的2407为核心芯片。图6为实验波形。

由图6可以看出,滤波装置投运前,电网电流畸变严重, 5次、7次、11次、13次谐波的畸变率分别为34.3%、19.2%、9.4%和7.5%;SIBAPF投运后电流畸变率下降为2.85%, 1.22%, 2.72% 和1.55%,滤波效果显著。

5 结论

从单纯补偿负载谐波电流来看,采用根据负载谐波电流来控制的基本策略效果较好,但对装置相关参数的设计要求比较高,否则容易引起谐振,且增大电网参数波动对控制性能的影响;而根据负载谐波电压来进行控制的基本策略可以有效地避免装置与电网阻抗之间产生的谐振并消除电网谐波电压的影响,但在此情况下无法实现对负载谐波电流的治理,同时易受电网参数波动的影响。本文提出的综合考虑负载谐波电流和APF接入点谐波电压的混合有源电力滤波器复合控制新方法,提高了混合有源电力滤波器的滤波效果,仿真及实验结果表明这种控制方法的有效性和优越性。

参考文献

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[9]Leonid R,Omar G.PID plus fuzzy controller structures as adesign base for industrial applications[J].EngineeringApplications of Artificial Intelligence,2000,13:419-430.

新型混合有源滤波器模糊控制研究 第8篇

随着电力电子器件在工业中的广泛应用, 电网的谐波污染问题日趋严重。谐波不仅影响电气设备的正常工作, 还给电网的安全经济运行带来了隐患。目前, 谐波治理主要从产生谐波的非线性负载本身出发, 在设计时使谐波源不产生谐波或降低谐波源产生的谐波, 减小谐波的注入;另外, 在电网中增加谐波治理装置, 如无源滤波器、有源滤波器和混合滤波器。混合滤波器成本低、滤波效果好, 越来越受到人们的欢迎。

1 混合型有源滤波器及系统的特性

1.1 HAPFIS的拓扑结构

图1为HAPFIS的结构图, 它由电压型逆变器、输出滤波器、耦合变压器、注入支路几部分构成。这种结构以电压型逆变器作为主要的有源部分, 采用基于IGBT模块的脉宽调制逆变器, 直流端为一大电容, 输出端接有输出滤波器, 以此来滤除开关器件通断造成的高频毛刺。有源部分通过耦合变压器经基波串联谐振注入型电路后, 与以多组单调谐滤波器组成的无源滤波器一起并联接入电网。注入支路由C1、L1和CG构成, 其中C1和L1构成基波串联谐振电路, 而整体作为一条无源滤波支路。由于网络在基波频率处发生串联谐振, 阻抗很小, 逆变器只承受很小的基波电压, 因此装置有效地克服了有源滤波器的容量限制, 而对于高于基波频率的谐波分量, 网络阻抗较大, 有源部分产生的谐波电流绝大部分将流入主电路, 不会对有源部分的谐波输出产生严重影响。系统只由无源部分补偿无功功率, 有源部分和无源部分共同抑制谐波, 这使得其兼具较大容量的无功静补和谐波补偿能力以及较小的逆变器容量的特点。与其它结构的HAPF相比较, 该系统中并联的无源装置可以补偿较大容量的无功功率和滤除特定次数的谐波电流, 谐振注入部分的电容也能补偿较大容量的无功功率, 这些基波无功电流和谐波电流都不会流入耦合变压器和逆变器, 因此不会由于进行无功静态补偿而导致其有源部分容量的增大, 而滤除的部分特征谐波电流也不会流入有源部分, 这使得有源逆变器的容量进一步减小, 从而使逆变器主电路避免采用多重化的主电路结构或开关器件的串并联, 进一步减少了实际应用中的工程造价, 有效提高了性价比。

2 混合滤波器控制算法

2.1 HAPFIS的建模

根据HAPFIS的滤波原理, 为达到滤波效果, 需控制HAPFIS有源部分的输出电流为ic=kish, 因此, 可以建立HAPFIS的电流跟踪控制系统单相结构图如图2所示。系统包括控制电路和主电路两个部分。其中主电路主要由有源部分 (电压型逆变器Voltage Source Inverter, VSI) 、无源部分 (无源滤波器组PF) 、输出滤波器OF和耦合变压器 (变比为N:1) 组成;检测和控制电路主要由谐波电流检测电路、放大电路、PWM控制电路组成。图中iÂÁ为电流控制参考信号, e为电流控制误差, uc为逆变器的输出电压, us为电网电压, iL为谐波源的电流, ic为有源部分的输出电流, iS为电网电流, iF为HAP-FIS输出的补偿电流。

定义谐波电流放大系数为

式中ish为电网谐波电流, iLh为负载谐波电流。

在电网谐波电压ush为0的条件下, 电网谐波电流ish与谐波源谐波电流iLh的比值表示滤波器衰减谐波源产生的谐波电流的能力, 也就是滤波器的谐波补偿能力。

从实验得出, 当有源电力滤波器的控制放大倍数k=10时, 角频率大于800rad/s所对应的幅频特性都被下压, 谐波抑制效果有了很大的改善。

流入电网的谐波电流很小, 几乎为零。

2.2 模糊控制算法

传统的三角波控制是将电流偏差信号经过PI调节后, 与高频三角波相比较来确定开关信号。开关频率固定, 电路实现简单是三角波控制的突出优点。但是HAPFIS的参考信号是20ms为公倍周期的各次谐波的合成量, 传统的PI控制算法能够对被控量为直流量和变化缓慢的量实现无差控制, 但当被控量为快速变化的正弦量时, 如果直接采用传统PI进行控制, 会产生稳态误差, 如果采用同步旋转dp坐标系的PI控制, 需对各次谐波建立框架, 分别计算, 从而计算量大, 不宜于工程实现。

3 控制算法仿真

为了验证所提出的模糊控制算法在HAP-FIS中的应用, 采用PSIM6.0进行仿真, HAPFIS的PSIM仿真模型如图3所示。

谐波源的参数根据某变电站的实际情况确定, 参数如下:三相电源线电压有效值为110V (实际为10KV, 之所以减小是为了放大谐波畸变率以方便观察) ;频率为50Hz;线路电阻电感为R=0.1, L=0.05m H基波电流为300A, 谐波源为5次、7次、11次和13次谐波电流分别为30A、20A、20A和20A;所需补偿的无功容量为3600Kvar。无源部分的参数为:电容C1、电感L1和电容CG构成2次单调谐无源滤波支路, 其参数分别为500μF、29.77m H和166.67μF, 品质因数Q值为80;无源滤波器组还包括5次和7次单调谐滤波器, 5次单调谐滤波器的电感、电容和Q值分别为8.63m H、47μF和35;7次单调谐滤波器的电感、电容和Q值分别为9.41m H、22μF和35。逆变器直流侧电压为600V, 输出滤波器的电感、电容和Q值分别为0.2m H、60μF和35;耦合变压器的变比为600:300;开关模式采用三角波调制方法获取, 三角波幅值为-50~+50, 频率为6.4k Hz。实验中, HAPFIS采取分级投入。各条支路投入的顺序为:5次7次无源滤波支路0.3s投入, 注入支路0.4s投入, 有源部分0.5s投入。这是因为系统所提供的无功功率较大, 如果无源部分和有源部分同时投入, 电网较大的无功电流变化会对有源部分产生较大的冲击。

图4给出了0.5s投入有源滤波器后, a相负载谐波源电流i_La, 电网电流i_Sa波形。从图中可以看出控制器能够达到预期控制效果, 响应速度快, 电网电流接近正弦波。

图5给出0.5s时投入有源滤波器后, HAP-FIS逆变器输出的电流i_nibian和电压V_nibian波形。

4 结论

本文采用的新型串联谐振注入式混合有源滤波器可以有效的滤除谐波并提供一定的无功补偿。采用模糊控制算法可以避免投入有源滤波器后影响无源支路的滤波效果并且控制更精确更快速。

摘要：针对谐波抑制的同时需要补偿大容量的无功功率的要求, 分析和比较了目前常用的混合型有源电力滤波器的拓扑结构, 采用了一种新颖的结构即新型串联谐振注入式混合有源滤波器。分析了其工作原理和传递函数。在控制算法上采用了模糊控制算法, 利用PSIM仿真软件建立了仿真模型, 理论和仿真实验都证明采用该控制算法可使注入型有源电力滤波器实现更精确的控制、更快的响应速度和更理想的补偿效果。

关键词：混合有源滤波器,谐波抑制,模糊控制

参考文献

[1]罗安.电网谐波治理和无功补偿技术及装备[M].北京:中国电力出版社.[1]罗安.电网谐波治理和无功补偿技术及装备[M].北京:中国电力出版社.