并联电源范文（精选8篇）
并联电源 第1篇
多个开关电源模块并联运行虽然提高了可靠性,并能实现电路模块标准化等优点,但是并联工作的各个电源模块特性不可能完全一样,若不采取处理可能会影响其中的模块承受较大的输出电流,引起分配电流不均,导致该模块甚至整个电源系统的故障。因此,在多模块并联运行系统中必须引入有效的均流控制策略,从而使各模块均匀地承担负载功率,提高系统的可靠性。
1 DC-DC模块设计方法及实现方案
本系统实验电路采用TI公司的开关降压转换集成芯片TPS5430构成DC-DC主电路,TPS5430内部集成PWM产生电路、高位场效应管驱动电路以及110m欧低导通电阻的NMOS开关管,效率高达95%,输出电流最高可达到3A,有较宽的输出电压范围。TPS5430固定500KHz开关频率,因此可采用较小的滤波电容、电感消除纹波。同时,TPS5430集成度高,只需要配合少量外围元器件(自举电容、起储能与滤波作用的电感与电容、反馈电阻),构成BUCK电路,即可高效、精确、稳定地得到输出电压,单电源模块应用原理图如图1所示。
(1)二极管的选取。为了达到高效率,要使用压降小并且恢复速度快的续流二极管D1。普通的二极管,正向压降比较大,同时,由于开关管高速地在导通与截止状态之间转换,普通二极管反应速度不够快,二极管会大量发热并且使TPS5430的输出波形也会受到影响,整个系统的效率很低。
(2)输出滤波器的选择。电感L1和电容C1是DC-DC输出滤波器的关键,它们共同担负着储能与滤波的作用。在设计输出滤波器时,可以选择一阶LC滤波器或二阶甚至更高阶LC滤波器,但兼顾到对效率及纹波的要求,可选择低阶滤波,以降低滤波器的消耗。由于TPS5430开关管的工作频率为500KHz,频率较高,故对电容电感的选择已经较为苛刻。
2 均流控制方法及实现方案
主从均流法、输出阻抗法、最大电流自动均流法、平均电流自动均流法和外加均流控制器法等是目前开关电源并联供电系统常用的均流方法,其中最大电流自动均流法具有均流精度高、负载调整率高、动态响应好、易于实现冗余的特点而得到广泛应用。负载共享控制器UCC39002设计原理是根据最大电流自动均流法设计,它控制多个独立电源或者DC/DC模块并联供电自动均流的理想选择。
在本系统实验电路中,使用两片UCC39002实现均流控制。在DC-DC模块正常工作时,将两路UCC39002的均流母线LS连接,根据UCC39002均流原理,UCC39002将会自动选出电流最大的一路,并将最大的一路电源作为主电源,此路UCC29002内部的三极管截止,即没有电流流入其A D J脚,故该路中只是反馈线上比无UCC39002时多了一个小电阻R4。而电流较小的另一路电源成为从电源,均流母线上的电压将由主电源的输出电流决定,从电源的UCC39002接收到母线上的信号后,会控制从电源DC-DC模块稍稍提高输出电压,具体工作原理是,从电源UCC29002内部三极管导通,此三极管发射极有一个500Ω电阻到地,此时通过该三极管的电流即为VEAO/500,有此附加电流流过R4后,A点电压下降,从而B点基准电压也下降,而不再是1.22V,此时为了使VSENSE恢复到1.22V,TPS5430将增加PWM脉冲宽度,增加Vout从而提高该路电流输出,减小与主电源的电压差,通过减小从电源与主电源的电压差来提高该路输出电流,从而达到均流。
3 过流保护故障与自动恢复方法及实现方案
在本系统实验电路中,采用硬件电路实现。当开关电源的输出电流超过规定值时,利用电阻采样转换为电压与可预置的基准电压比较后,控制TPS5430的开关频率输出使能端ENA,也可设计为控制继电器断开负载,起到保护作用。为了实现自动恢复功能,本系统设计了单稳态触发延时电路,每次触发后系统停止工作可预值时间后,继续检测过流故障是否已经被排除。如果过流故障排除,系统自动恢复。
4 结论
根据所设计的实验电路,我们试制了实验样机,通过实验数据测试与分析,调整实验负载电阻至额定输出功率为32W工作状态下,供电系统的直流输出电压Vout维持在8.0±0.28V之间,纹波电压峰峰值在30mV左右,供电系统的效率高达93.6%,调整负载电阻至额定电流值范围内的任意输出电流值,两个电源模块的输出电流的相对误差绝对值小于3.2%,均流效果非常好,同时该系统集成性高,电路结构简单,所用器件少,还不易发热,保证了整个系统高效、稳定、可靠的运行。
摘要：开关电源模块并联供电系统是大功率输出、不间断供电电源技术发展方向之一。本文提出了一种开关电源模块并联供电系统的设计思路。
关键词：电源开关,并联,供电
参考文献
[1]孙道宗,王卫星等.基于TPS5430和MAX1674的智能充电器.电子设计工程,2010,18(8):145.
并联电源 第2篇
【关键词】变压器耦合并联型；开关电源；检修
彩色电视机的电源系统包括开关稳压电源和行输出变压器脉冲整流电源两大部分。开关稳压电源具有效率高、重量轻、稳压范围宽、稳定性和可靠性高、易于实现多路电压输出和遥控开关等优点。按稳压控制方式分调宽式和调频式，按开关变压器与负载的连接方式分为串联型和并联型，按振荡启动方式分为自激式和他激式。不同类型的开关电源电路，工作方式不同，在电路结构上会有较大的差异。而且开关电源电路的损坏在彩电维修中占有很大的比例。现具体讨论变压器耦合、并联输出、自激式、调宽稳压型开关电源的检修注意事项和检修方法。
一、检修注意事项
由于开关电源工作在高电压、大电流的情况下，所以为了实现安全、快速的检修，必须注意以下几点：
1、为了避免事故发生，检修时必须才取必要的措施。在被检测电源输入端外接1:1隔离变压器，将检修整机与电网火线隔离开来。另外最好把工作台铺上绝缘胶垫。
2、检修时应注意人身、仪器的安全。由于“热底板”存在着与电网火线相通的可能，因此应注意电源部分“热底板”和“冷底板”的区域范围。
3、市电输入回路的延时熔丝管或供电回路的保险电阻烧坏，不能采用导线短接的方法进行检修，以免扩大故障范围。
4、开关电源未起振时，大部分彩电的300V供电的滤波电容会在关机后存储一定的电压，必须先将存储的电压泄放掉后再检修，以免损坏测量仪表或扩大故障范围。
5、检测开关电源不同部位的电压时，要选择好接地线。即测开关电源初级部分的关键点电压时，应选择300V供电的滤波电容负极为“地”，而测开关电源输出端电压时，应该以高频调谐器外壳或与其相通的部位为“地”，否则会导致所测电压不准。
6、开关管击穿后，必须检查故障确定原因后再通电试机，以免更换后的开关管再次击穿。
7、检修过压保护电路动作的故障时，不能轻易脱开保护电路进行检修，以免扩大故障范围。
8、需要暂时断开负载，以判断故障是在负载的行输出级还是在开关电源部分时，必须在开关电源的输出端接上一个假负载才能开机。假负载需接在Ｂ＋电压的滤波电容两端或Ｂ＋供电的整流管负极与地之间，而不能接在Ｂ＋整流管正极与地之间。当采用断开稳压电路检修时，应在交流电压输入端串接一个100W灯泡降压，防止输出电压过高而烧坏元件。
二、检修时的检测要点
不同类型的开关电源电路，由于工作方式的不同会在电路结构上有较大差异，但基本工作原理和方框结构比较相近，检测要点也基本相同。
1、输入端“交～直变换”的检测要点
输入端的“交～直变换”是指220V输入回路、整流、滤波这部分电路，它的任务是把220V的交流电压变换成直流电压，输送到开关管的集电极。因此，通过检测开关管集电极上有无250～340V左右的直流电压，来判断这部分电路工作是否正常。若此电压为零，表明电路出现断路故障，应先对其进行检修，使其达到正常后，才能检修其他电路。
2、开关振荡电路的检测要点
开关振荡电路是开关电源的关键部位，它包括开关变压器（主要是初级绕组和正反馈绕组）、开关管、启动电路和正反馈电路。
（1）开关振荡电路是否起振的判断方法如下：
1）直流电压检测法：检测开关管基极有无0.1～0.2V的负电压，有负电压即表示已经起振。
2）“dB”电压检测法：用万用表的dB挡检测开关管基极或集电极有无dB电压，有dB电压表示已经起振。如万用表没有dB挡，可在表笔上串联一个0.1μF/400V的无极性电容后，用交流电压挡去测量。
3）示波器观察法：用示波器观察开关管基极或集电极有无开关脉冲信号。注意：用示波器检测时，必须在220V输入端加接1:1隔离变压器。
（2）若通过以上检测确定开关振荡电路没有起振，则应重点检查以下电路：
1）启动电路是否开路。检查方法十分简单，用万能表的直流挡位测量开关管的B极，在开机瞬间如开关管B极电压有跳变则说明启动电路正常，如果按动开关时表笔没有摆动则说明启动电路开路了。
2）正反馈电路中有无元件开路或短路。检修时，只要对正反馈回路中的阻容元件测量或采用代换法就可以查找出故障根源。
3）由取样绕组、取样比较、误差放大和脉冲宽度调节电路组成的稳压电路是否有故障。必要时可暂时断开稳压控制电路，使振荡器单独起振。
4）保护电路是否有故障，必要时可断开保护电路。
3、输出端“交～直变换”的检测要点
输出端的“交～直变换”是指开关变压器次级绕组输出的脉冲电压经整流、滤波后形成的直流输出电压。一般开关电源有多路直流输出电压，检测各路输出的直流电压值，可以判断开关电源的工作是否正常。
4、稳压控制电路的检测要点
稳压控制电路一般包括取样绕组、取样电路、基准电压、比较放大、误差放大和脉冲控制电路几个部分。它的任务是通过自动调整开关管的导通时间，从而调整高频脉冲的占空比，使输出电压稳定在负载所要求的电压值上。检测稳压控制电路的方法是用万用表检测输出端的直流电压，然后微调稳压电路中的可调电阻，看输出端的电压能否变化，能否重新稳住，从而判断整个稳压电路中是否正常。
三、常见故障的检修方法
1、保险丝熔断
开机就烧保险丝，且烧断的保险丝内部呈现出黑色烟雾状，表明电路中有严重的短路性，且一般都发生在开关电源本身，这时应检查消磁电路、整流、滤波电路或是开关管等重要元件是否被击穿了；如果烧断的保险丝还呈透明状，通常是电流过载而造成的，多数为行输出有短路性故障。
维修方法：先采用串联灯泡法简捷地判断出是开关电源本身故障还是行输出电路的问题：在交流输入端串入一个100w／220v的灯泡，开机观察现象。如果在正常情况下，接通电源后，灯泡会瞬间很亮，随后变成暗光；如果灯泡没有发光，则说明是保险丝或是电源开关损坏；如果灯泡在瞬间很亮后就再没有发光了，则表明消磁之前的电路正常，应把重点放到整流以后的电路；如果灯泡长时间保持很亮，则说明电源部分有短路性故障，应着重检查整流电路和稳压电路；如果灯泡亮了一下，随后又变得较亮，则很大可能是行负载有短路，这时可对行输出电路进一步检查。
如果判断出是开关电源本身故障。先用观察法检查电路上有没有烧焦或是炸裂的元件，闻一闻有没有异味。经看，闻之后，再用万用表进行检查。首先测量一下电源输入端的电阻值，若太小，则说明后端有局部短路现象，然后分别测量四只整流二极管正、反向电阻和限流电阻的阻值，看其有无短路或烧坏；然后再测量一下电源滤波电容是否能进行正常充放电，再就测量一下开关管是否击穿损坏。需要说明的一点是：因是在路测量，有可能会使测量结果有误，造成误判。因此必要时可把元器件焊下来再进行测量。
2、无直流电压输出
如果保险丝是完好的，在有负载的情况下，各级直流电压无输出。这种情况主要是以下原因造成的：电源中出现开路，短路现象，过压，过流保护电路出现故障，振荡电路没有工作，电源负载过重，高频整流滤波电路中整流二极管被击穿，滤波电容漏电等。
维修方法：首先，用万用表测量开关管集电极有无300V直流电压，若没有应往前查交流输入，保险丝、整滤波等电路是否正常；若集电极电压正常，则检查开关管b极电压。测开关管b极电压或者在关机瞬间，用指针万用表R×lΩ挡，黑笔接b极，红笔接整流滤波电容负极（热地），听电源有启动声音，说明电源振荡电路正常，仅缺乏启动电压，是启动电阻开路或铜皮断。若无启动声，在测be结后，迅速将表转到电压档，测c极电压是否快速泄放。若是，说明开关管及其放电回路均正常，正反馈电路存在故障，包括反馈电阻、电容、续流二极管、正反馈绕组及其开关管故障。若c极电压仍不泄放，说明开关管及其回路有开路故障或b极有短路接地故障。
3、有直流电压输出，但输出电压过高
这种故障往往来自于稳压取样和稳压控制电路出现故障所致。在开关电源中，直流输出、取样电阻、误差取样放大管、光耦合器、脉冲控制电路等电路共同构成了一个闭合的稳压控制环路，任何一处出问题都会导致输出电压升高。
维修方法：由于开关电源中有过压保护电路，可以通过断开过压保护电路，使过压保护电路不起作用。用分割法以稳压环路中的光耦为分水岭，对电路实行分割，确定故障范围。将光耦件热地端的两控制脚短路，观察Ｂ＋变化，Ｂ＋严重下降或停止输出，说明热底板部分正常。故障点在Ｂ＋取样电路及光耦；变化不明显或无变化，说明热底板部分有故障，要仔细检查此部分的脉冲控制电路。检查脉冲控制电路可采用调整交流电压法：用交流调压器调整交流输入电压，监测+B输出电压。然后测脉宽调整电路中各级三极管的b、e、c极电压、光耦端子间压降变化，看其是否与稳压原理相符或变化趋势一致。测到某一点与稳压原理应得值相反，说明被测点的这一级有故障，应逐一检查相关元件。注意振荡定时电容容量下降也会使输出电压过高。
对于具体的开关电源电路故障现象，可因故施修、因机施修，灵活掌握，采用不同的检修方法和步骤，以达到准确、快速、高质量地完成检修任务为目的。无论采取何种方法和步骤，原则是不能造成稳压电路开路、开关管失控，引起开关电源输出电压升高，造成大面积元件损坏，反而将故障扩大。如果掌握了开关电源各电路和元件发生故障的规律，就能够迅速地排除各种故障。
参考文献
[1]章夔.电视机维修技术[M].北京:高等教育出版社,2004.
[2]詹新生.彩色电视机检修与技能实训[M].北京:化学工业出版社,2008.
[3]梁建华.电视机维修技术[M].北京:中国劳动社会保障出版社,2008.
作者简介：
韩建昌（1969—），男，河南许昌人，大学本科，郑州市技师学院电气工程系工程师，研究方向：电子产品和机床电气维修。
李志清（1965—），男，河南安阳人，大学专科，郑州市技师学院电气工程系一级指导教师，研究方向：电子产品与机床电气维修。
开关电源并联的均流技术 第3篇
采用多个电源模块并联运行来提供大功率输出是电源技术发展的一个方向。并联运行的各模块特性不一致, 可能使电压调整率小的模块承担较大的电流甚至过载, 热应力大;外特性较差的模块运行于轻载其至是空载。其结果必然使电源可靠性降低, 寿命减小。因此需要实现均流措施, 来保证模块间电流应力和热应力的均匀分配, 防止单个模块运行在电流极限值状态[1]。
2 开关电源并联均流的方法
2.1 输出阻抗法 (下垂法、斜率法)
其实质是利用电流反馈调整各模块的输出阻抗或直接改变模块单元的输出电阻, 使外特性斜率趋于一致, 以达到并联模块接近均流的目的。这种方法是一种简单的大致均流的方法, 精度比较低。
图1为输出阻抗法均流原理图, 左图为并联开关电源外特性Vo=f (Io) , 右图中的R为开关电源的输出阻抗。
由上图可知, 当负载电流为IL=IO1+IO2时, 负载电压为Vo, 按两个模块的外特性倾斜率分配负载电流, 斜率不相等, 电流分配也不等;当负载电流增大到IL′=IO1′+IO2′时, 负载电压为Vo′。可知, 模块1外特性斜率小, 分配电流的增长比外特性斜率大的模块2增长大。如果能设法将模块1的外特性斜率调整得接近模块2, 则可使这两个模块的电流分配均匀。只要调整图1中的输出阻抗R, 使各个模块的外特性基本一致即可。电阻R不宜选的太大, 以减少损耗。
这种方法是最简单的实现均流的方法, 在小电流时电流的分配特性较差, 大电流时较好。缺点是:电压调整率下降, 为了均流, 每个模块必须分别调整;对于不同额定功率的模块难以实现均流。
2.2 主从设置法
这种方法人为指定一个主模块, 其余均为从模块, 如图2所示。主模块按电压控制规律工作, 从模块按电流控制规律工作。各个从模块的电压误差放大器接成跟随器的形式, 主模块的电压误差输入到各从模块的跟随器, 跟随器的输出即是从模块的电流基准, 即各从模块的电流都按同一基准值调制, 与主模块电流一致, 从而实现了均流。主机为稳压源, 从机为稳流源, 从机由主机提供控制信号进行工作。
这种方式特点是:主从模块有通信联系, 外围接口较复杂;电源的可靠性主要由主机的可靠性决定, 如果主机失效, 整个系统将关断, 无法正常工作, 不适用于冗余并联系统。
2.3 平均电流法
它是将并联工作的每个模块电流取平均值后, 将平均电流值送给每个模块, 各模块都以这个平均电流值为目标自动调节自己的输出电流, 从而达到均流的目的。
图3为n个并联模块中一个模块按平均电流自动均流的控制电路原理图。其中电压放大器输入为Vr′和模块输出反馈电压Vf, Vr′是基准电压Vr和均流控制电压Vc的综合, 它与Vf进行比较放大后, 产生电压误差Ve, 控制PWM及驱动器。Vi为电流放大器的输出信号, 和模块的负载电流成比例。Vb为母线电压。Vi与Vb之差代表均流误差 (Vb可能大于, 也可能小于Vi) , 通过调整放大器 (均流控制器) 输出一个调整用的电压Vc。当Vi=Vb时, 电阻R上的电压为零, Vc=0, 表明这时已实现了均流。当R上有电压出现, 说明模块间电流分配不均匀, Vi≠Vb, 这时基准电压将按下式修正:Vr′=Vr+Vc, 相当于通过调整放大器改变Vr′, 以达到均流的目的。
平均电流法均流可以精确实现负载均流, 但它也有很大的缺陷。如当均流母线发生短路或者在均流母线上的任何一个模块出现故障时, 将会使均流母线的电压降低, 从而使得各模块的输出电压降低, 甚至达到其下线值, 引起整个系统发生故障。[2]
2.4 最大电流法
最大值均流法和平均值均流法相似, 区别只是每路电流通过一个二极管连到一条公共母线上, 这种方法其实质是一种“民主均流”方法, 电流最大的那个模块自动成为主模块, 其他模块为从模块, 从而“自动主从控制”, 如图4所示。由于二极管的单向导电性, 只有电流最大电源模块才能与均流总线相接, 也就是说, 均流母线上的电压Vb反映的是并联各模块的Vi中的最大值。比较各自电流反馈与均流母线之间电压的差值, 通过均流控制器输出来补偿基准电压, 从而达到该模块均流调节的作用。
平均值均流和最大值均流法的均流母线断开或者开路都不会影响各个电源模块独立工作, 并且是自动均流方法, 均流精度比较高。与主从控制法不同的是其主控电源身份实际上不固定。能随时根据系统中电流最大的单元, 不断调整各相并单元的电流, 实现系统总电流在各并联电源中的精确均分, 因而是一种优良的均流方法。UC3907系列负载均流集成控制器就是根据峰值电流均流原理工作的。
3 结束语
实际应用过程中, 还有一些其它的均流方法, 如热应力自动均流法、外部电路控制法等。随着新的均流技术和均流控制模式的不同组合的提出, 将来会有更多的均流方案。但任何控制策略都不可能是十分完美的, 在具体应用时, 应根据实际应用的具体总电路要求和客观标准, 如均流性能指标、系统可靠性、成本费用等, 选用正确且能很好满足各条件的均流方案。[3]
摘要：采用多个电源模块并联运行来提供大功率输出是电源技术发展的一个方向, 均流技术是实现大功率电源和冗余电源关键。本文主要讨论了常见开关电源均流技术的原理和方法。
关键词：开关电源,均流
参考文献
[1]张占松, 蔡宜三.开关电源的原理与设计[MI].北京:电了工业出版社, 2005
[2]张敏娟, 尹斌.开关电源均流技术[J].电工技术, 2004, (8)
多组并联结构的恒流充电电源 第4篇
稳态强磁场实验装置是国家“十一五”重大科技基础设施建设项目之一,为满足强磁场电源的低谐波要求,除了采用通用的LC滤波外,还采用并联有源滤波。有源滤波部分需要1个输出300A/700V的HF-PS电源为滤波中的电容充电,而恒流充电电源能很好满足这一要求。
1 恒流充电电路结构和工作原理
恒流充电电路的结构如图1所示。被充电电容Cbuck等效到原边的电容为:
式中,n为变压器变比。由于,故谐振阻抗,谐振周期,谐振角频率ωr=2π/Tr。
串联谐振按开关周期Ts分为3种工作方式。
方式1:Ts>2Tr。谐振电感电流断续工作,开关损耗低且干扰小。
方式2:Tr
方式3:Ts
方式1在开关管开通和关断时损耗都最小,可以作为恒流充电电源的工作方式,其电感电流、电容电压波形如图2所示,工作原理如下:
(1)开关管S1、S4导通,等效电路图如图3所示。电容Cbuck等效到理想变压器初级端的电容为CL,电压源V(t0)表示电容Cbuck的初始电压折算到变压器初级侧的电压,电阻R为回路中由线路、电感、电容等产生的电阻,则有:
由式(1)可得,谐振电容的电压为:
当时，a=0，则:
由式(2)可知,当ω0t=π时,uC,max=2Vs。当V(t0)=Vs时,谐振电容不会放电,此时不会产生谐振,V(t0)max=2Vs,变压器变比最小为K=V0/Vs。
由于电阻R的存在,会使uC,max=(1+e-aπ)Vs+(eaπ-1)V(t0)<2Vs,即谐振电容电压的峰值减小。不考虑电阻影响时,电路的电流为:
(2)开关管S1、S4关断,电流通过续流二极管D1、D4续流,这时电感电流反向,则V(t0)也要相应反向,同(1),其电路的电流为:
充电电流的平均值为:
由式(3)可知,在谐振参数和输入电压一定时,充电电流与开关频率成正比。开关频率恒定,则充电电流恒定,即满足强磁场有源滤波HF-PS电源要求。
通过以上分析可知,恒流充电电源电路中的电流为正弦波,如果能较好控制开关管的导通时间,那么谐振电流会趋于0,且变换器在零电流时停止工作。因此,只要Ts>2Tr,每个开关管就可实现零电流切换。
2 采用多组并联的恒流充电结构
虽然恒流充电可满足强磁场有源滤波的HF-PS电源要求,但是其充电电流的峰值很高,且对变压器容量要求也高,因此需要采用多组并联的结构。
(1)当采用2组并联时,每组谐振电路同一位置开关管的触发脉冲相差α角,其电感电流之和为:
充电电流平均值为:
(2)当采用3组并联时,每组谐振电路同一位置开关管的触发脉冲相差α角,其电感电流之和为:
充电电流平均值为:
(3)当采用多组并联时,每组谐振电路同一位置开关管的触发脉冲相差α角,充电电流的平均值为:
通过以上分析可知,α虽然对充电电流平均值没有影响,但对电感电流之和有很大的影响。当2组并联时,α=180°的电感电流之和最小;3组并联时,α=120°的电感电流之和最小。
综上所述,采用多组并联时,在开关频率一定的情况下,获得相同的平均充电电流所需的Vs/(Zrfr)=2πVsC很小,从而每个谐振回路的电感电流、所有电感电流之和iL也比原来要小,同时谐振电感电流的减小,也降低了对变压器容量的要求。在对强磁场电源综合考虑后,强磁场电源有源滤波的HF-PS电源采用3组并联的结构。
3 放电回路
强磁场电源电压V0有500、600、700V 3个电压要求,虽然恒流充电电源可对电容Cbuck快速充电,但当VCbuck>V0+4V时,需要设计对Cbuck快速放电的电路。
当Vcbuck为0～704V时,既要Cbuck快速放电,又要限制放电电流(150～250A),因此需要在不同电压下串接不同的电阻。采用5位二进制的电阻阵列,5个电阻有25=32种电阻接法,放电电路如图4所示。
(1)在VCbuck≤10V时,断开S0～S5,导通Sk让Cbuck放电。
(2)在VCbuck=10～20V时,断开S1～S5,导通S0让Cbuck放电。
(3)在VCbuck≥20V时,投入的电阻值为:
计算结果四舍五入后取0.1的整数倍。
4 仿真验证
在获得相同平均充电电流(都为300A)情况下,对单组和3组并联充电的情况进行Simplorer仿真。单组充电的谐振电感Lr=8μH,谐振电容Cr=6μF;3组并联充电的谐振电感Lr=24μH,谐振电容Cr=2μF,α=90°;开关频率都为fs=10kHz,变压器变比K=2。仿真波形如图5～7所示。
从仿真结果可知,采用3组并联的结构,谐振电感电流峰值显著降低,且所有电感电流之和的峰值也比原来要少,电容Ca的纹波电流幅值减小、频率增加。
5 结束语
采用多组并联的恒流充电结构后,谐振回路从电源索取的电流峰值明显降低,而且对变压器容量的要求也小,符合强磁场充电电源的要求。
摘要：分析恒流充电软开关电路的基本结构和影响充电电流的因素,提出一种可以有效减少恒流充电电源的电流峰值和变压器容量的电路结构。
关键词：软开关,恒流充电,多组并联,电阻阵列
参考文献
[1]史保壮,李智敏,等.超高压GIS中快速暂态过电压造成危害的原因分析[J].电网技术,1998,22(1):1
[2]钟清和,徐至新,邹云屏,等.软开关高压开关电源设计方法的研究[J].高电压技术,2005,31(1):20-22
[3]黄俊,王兆安.电力电子变流技术[M].北京:机械工业出版社,1999
并联电源 第5篇
多个模块并联供电是当今电源技术发展的重要方向之一, 多个电源模块并联不仅能提高供电的可靠性、灵活性、均分负载功率, 同时也可以降低热应力和电应力, 真正实现冗余供电, 降低成本[1,2]。
但逆变电源并联存在着均流问题, 环流、功率分配不均是导致并联失败的主要原因。对于逆变电源并联系统, 由于逆变电源输出引线的阻抗非常小, 每个模块输出的电压相位、幅值和频率等参数不能保证完全相同, 因此, 可能产生很大的环流, 导致并联失败, 严重时可能烧坏设备。本文基于逆变电源单个模块和2个并联模块系统, 对其基本原理进行分析, 采用电压电流双环控制法对逆变电源并联系统中的谐波环流进行研究, 并在此基础上引入耦合电感。理论分析和仿真研究表明, 该方法对谐波环流有良好的抑制效果。
1 逆变电源谐波扰动模型
图1为单个逆变电源的谐波扰动模型, 其中r为滤波器的等效电阻, L为滤波电感, C为滤波电容, R为等效负载。
图 1中, 电感L的时域表达式为
采用双极性正弦脉宽调制技术, 得单个逆变电源的传递函数为
式中:Um为正弦信号um=Umsin (ωt) 的幅值;Vtri为三角载波峰值。
2 逆变电源并联系统的环流特性分析
2台逆变电源的并联数学模型如图2所示, 其中uo1和uo2为2台逆变电源的输出电压;Ri1、Ri2为线路的等效阻抗, jXi1、jXi2为其感抗, 并认为Ri1=Ri2=Ri, Xi1=Xi2=Xi;u0为交流母线电压;IH为系统环流。
令uo1=Uo1∠β1, uo2=Uo2∠β2, 则有
(1) 当β1=β2、Uo1≠Uo2时
式中:α为阻抗等效输出角;PH、QH分别为逆变电源并联系统的有功、无功环流。
(2) 当Uo1=Uo2、Δβ=β1-β2≠0时
从式 (3) ～ (8) 可见, 逆变电源的幅值和相位差的大小决定了环流的大小, 逆变电源并联系统环流的大小和输出阻抗成反比, 且与实际负载无直接联系, 即使2台逆变电源的给定电压完全相同也不可能完全消除环流, 且2台逆变电源的输出电压之差与环流成比例。
环流分量中既包含基波环流, 也包括谐波环流。在逆变电源并联系统中包含了大量的低次谐波环流, 给系统并联带来了很大的困难。由于低次谐波是系统固有的, 无法通过改变正弦脉宽调制偏差电压进行控制, 也无法通过检测谐波环流并在给定电压中加入谐波进行抵消。一个瞬时值反馈能够抑制电压偏差产生的谐波失真, 同样也能抑制环流。使逆变电源的元器件参数尽量保持一致是很好的抑制环流的方式, 但是这样为逆变电源的批量生产带来较大的麻烦, 因此, 用微控制器尽量采用数字化控制是减少谐波的有效方式。
3 双环控制逆变电源并联系统谐波环流的抑制
为抑制逆变电源并联系统的谐波环流, 单个逆变电源采用电流内环、电压外环的双环控制方式, 如图3所示。
比较电压瞬时值与给定信号, 得出偏差电压Ue, Ue经过电压调节器调节, 得出的信号作为电流的参考, 将其与采样瞬时电流比较, 获得电流误差信号, 该信号经电流跟随调节器调节获得调制波信号。在调制波信号中, 开关器件的死区效应等因素引起的电压误差可以看作是一种扰动信号, 里面既包含基波分量也包括谐波分量, 既影响到稳压也引起电压波形失真, 因此, 只要抑制住偏差电压, 就能解决稳压和电压波形失真问题。
逆变电源双环控制结构框图如图4所示[3]。
从图4可得出该逆变电源的传递函数为
令Be (s) =KM[KcCs+Kv (Kp+Ki/s) ]+LCs2+rCs+1, 则有
为有效抑制环流, 在图3中负载输出端加入耦合电感, 并设其电感值为Lk。由环流定义:iH (t) =[i1 (t) -i2 (t) ]/2, 得
从式 (10) 可看出, 由于Be值较大, 对谐波环流起到了抑制作用, 能很好地适应线性负载, 但是对于负载非线性变化的适应能力有点差。在逆变电源输出端加上耦合电感, 将电压偏差信号作为假定的扰动信号放在电流内环之外, 则可有效抑制逆变电源联系统的电压偏差和谐波环流。
从式 (11) 可看出, 谐波环流的大小与耦合电感的值成反比关系, 耦合电感的存在使得环流大为减小。假定2个电感的匝数都为N, 2个电感耦合在同一个铁芯上, 当逆变电源间环流很小时假定无环流, 即I1=I2, 则铁芯的磁通为
由式 (12) 可得出, 耦合电感的耦合作用使得电感间的磁通相互抵消, 电感值等效为零, 所以逆变电源耦合电感的存在对电压的稳定精度无任何影响。
4 仿真研究
为验证理论分析的正确性, 在Matlab/Simulink环境下建立单个逆变电源仿真电路, 如图5所示[4]。仿真参数:L=1 mH, C=10 μF, Udc=220 V。图5中单个逆变电源的电压电流双环控制仿真采用传统的PQ下垂理论确定给定电压和给定电流, 下垂系数:m1=4.2×10-3, k1=0.1, j1=5.19×10-2, m2=5.3×10-3, k2=1.26×10-2, j2=1.5×10-3。PQout模块用于计算逆变模块的瞬时有功功率和无功功率。未加入耦合电感时逆变电源的输出电压波形如图6所示, 在逆变电源输出端加上耦合电感之后的输出电压波形如图7所示。
比较图6和图7可看出, 加入耦合电感后逆变电源中的谐波得到了明显抑制, 与理论分析结论一致。
在单个逆变电源的基础上, 采用无互联线逆变电源并联方法实现用2个逆变电源为同一负载供电, 并建立仿真模型, 仿真得到2个逆变电源间的环流波形如图8所示。从图8可看出, 2个逆变电源间的环流很小, 仿真结果与理论分析一致。
5 结语
详细分析了逆变电源及其并联的基本原理, 将由死区等造成的脉宽调制波偏差电压看作是一种谐波扰动, 建立了基于谐波扰动的逆变电源数学模型, 根据这一模型得出逆变电源并联系统中的谐波环流产生原理, 提出了采用电流内环、电压外环的双环控制及增加耦合电感的谐波环流抑制方案。理论分析和仿真结果表明, 该方案有效地抑制了逆变电源并联系统的谐波环流。
参考文献
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[2]CHEN Liangliang, XIAO Lan, GONG Chunying, et al.Circulating Current's Characteristics Analysis andthe Control Strategy of Parallel System Based onDouble Close-loop Controlled VSI[C]//35th AnnulIEEE Power Electronics Specialists Conference, 2004, Aachen:4791-4797.
[3]张宇.三相逆变器动态特性及其并联系统环流抑制的研究[D].杭州:浙江大学, 2005.
低入低出、恒流恒压的并联稳压电源 第6篇
→萨拉斯制作的第1款并联式稳压电源是给基于JFET (结型场效应管) 的唱放使用的, 2008年9月2日是首发, 至2012年7月17日已经有785个页面, 7841条发言。首发页面的网址是:http://www.diyaudio.com/forums/analogue-source/129126-simplisticnjfet-riaa.html。
→萨拉斯制作的第2款并联式稳压电源是给基于电子管的唱放使用的, 2008年12月13日是首发, 至2012年6月6日已经有309个页面, 3086条发言。首发页面的网址是:http://www.diyaudio.com/forums/power-supplies/134801-simplistic-mosfet-hv-shunt-regs.html。
→萨拉斯设计制作的并联式稳压电源打破常规, 采用了恒流恒压形式, 电路形式也不算复杂, DIYer入门者经过努力也可以制作成功。除此之外, 这个制作得到爱好者的广泛认可, Salas几年来一直积极跟帖也是其中的重要原因之一。
为JFET唱放制作的电源因为是低入低出形式的, 即低输入电压, 低输出电压的降压式电源, 因此被简称为“LV”, 即Low Voltage, 低电压之意。为胆机 (基于电子管的放大器) 制作的电源是高入高出形式的, 加之为强调电路简单, 因此就称为“SHV”, 即“Simplistic High Voltage”, “简单的高压 (稳压器) ”之意。
笔者同样非常喜欢和推崇萨拉斯的制作, 它既体现了DIY的灵魂, 不求奢华而在实用;也体现了DIY的核心在于动手而不求浅尝辄止的体验。更为值得肯定的是, 萨拉斯制作的高性能电源, 不仅适用于唱放, 也适用于前级/线路放大器乃至耳放。
笔者从万余条的帖子中梳理出来可称之为“精髓”东西, 适当加入注释, 同时重绘了所有的电路原理图, 愿与拥有共同爱好的朋友共享。
动心了, 动手先……
1. 从梅达稳压器得到灵感
这个电路并非从零开始的全新设计, 高压输入/输出的稳压电路早已有之, 并联稳压电路也是已经成熟的电路, 将二者结合起来的应用, 则或许是一种“创新”。
1980年, 美国国家半导体公司 (NSC) 的一个参考设计LB-47发表了梅达 (Michael Maida, 迈克尔·梅达) 设计的高压稳压器, 电路如图1所示。这种高入高出的串联稳压电路后来被称为“梅达稳压器”。
这个电路的输入电压可达170V以上, 输出电压在1.2～160V之间可调, 电流输出能力25mA。三端稳压器通常最高的输出电压只有40V, 高压版本的也不过60V, 超出这个范围的, 就可以称为高压稳压器。
需要说明的是, 三端稳压器的最高输出电压其实是它所能忍受的最大电压差, 即输入端与输出端之间的电压差。实际上, 几个三端稳压器是可以串联起来工作的, 这样也可以有效提高整个稳压电路的输入/输出电压差。只不过这时候的三端稳压器工作在“浮地”状态, 纹波抑制能力与稳压性能均会受到不良的影响。加上其中一个三端稳压器一旦损坏, 会引起连锁反映, 造成所有的三端稳压器的过压击穿损坏, 因此实际应用并不多见。
图1电路用电压规格高于最高输入电压的晶体管VT1、VT2承担超出三端稳压器电压规格的电压, 就保证了电路的可靠性。以VT1、VT2为核心电路也可以视为一个可变电阻, 承担着大部分的电压与功耗。
VT1、VT2接成了达林顿的形式, 目的是减少驱动电流, 提高放大能力。R3主要起短路保护作用, 当输出端万一短路时, 它限制了电路的最大输出电流不会超过50mA;起短路保护作用的还有VD2、R4, 只不过它们保护的是IC1的调整端, 即IC1的2脚不至于在输出端短路时跌落至0V。R1是达林顿电路单元的偏置电阻, R2是VT1的偏置电阻, 目的是减少R1与VT2的功耗。
VD1为钳位二极管, 它保证IC1的输入/输出端的电压差始终保持在大约5V左右, 不管整个电路的输入/输出端的电压差有多么的高, 即便输入为170V, 输出为1.2V也是如此。LM317H是LM317的高压版本, 可耐受60V的电压, 此处用耐受电压40V的LM317也完全没有问题。
输出端的阻容网络 (R7、C2) 能提高稳压电路瞬态能力, 与OCL功放电路输出端的茹贝尔电路的作用几乎是一样的。
VT1承当着整个稳压电路的大部分功耗与电压, 功耗可能会超过5W, 输出短路状态可能会达到10W, 因此需要适当的散热器, 散热器大小与实际应用条件下的电压差有关, 输入/输出端的电压差越大, VT1的功耗越大。
IC1的电压调整方法与标准应用方式并无明显不同, 整个电路的输出电压也是由IC1决定的, 计算方法为:Vout= (1.25/R5) × (R5+R6) 。
出于减少电路功耗的考虑, 尽管输出电压可以低至1.2V, 实际应用时应当以高压输出为主, 输入/输出端的电压差不低于10V即可。
为了减少驱动功耗, 简化电路形式, 近期有用场效应管 (FET) 替代VT1、VT2的趋势。这里的场效应管指功率MOSFET, 即通常所说的VMOS (垂直沟道栅MOSFET) , VT1、VT2采用BJT (双极性晶体管) 时, 基极需要一定的驱动电流, 在高压应用时, 驱动功耗偏高。而场效应管属于压控器件, 栅极驱动电流在工作频率不高时可以忽略。
图2显示了一个基于场效应管的实用高压稳压器。
VD1是为了避免IC1的输出端电压高于输入端而设置的, 如负载为感性负载但续流器件性能不好时可能会出现上述情况, 这会损坏IC1。C1为旁路电容, 通常只要VT1与IC1的距离不远时是完全不需要的。R2为抑振电阻, 也称为消振电阻, 是抑制栅极回路的高频振荡的, 装配时要尽量靠近VT1的栅极, 并且引脚尽量的短, 这是与BJT在应用上明显不同的地方。多数场效应管的应用电路都会在栅极设置类似电阻。
因为输出电压是固定的, 因此R6换成了固定电阻以简化电路。
就纹波抑制能力与稳压性能而言, IC1是决定性因素, 因此, 三端稳压器也不限于LM317或者78系列。当然, 场效应管也不限于IRF840, 可以根据实际输入电压来选择场效应管的电压规格。图3是基于LT3080与ST-W12NK95Z的梅达稳压器实物, 制作者是美国的汤姆·克里斯蒂安森。
LT3080是美国Linear的三端稳压器产品, 有多种封装形式, 图3中用的是8引脚的MSOP贴片封装。与LM317相比, LT3080有着1.1A的电流输出能力, 设置输出电压只需要一个电阻。凌力而特的稳压器IC通常会被爱好者认为有着更好的性能, 常见的如LM317的兼容型号LT317。ST-W12NK95Z是瑞士意法半导体 (ST) 公司的产品, 900V、10A、230W的VMOS, TO-247封装。因此这个电路可以使用400V乃至更高的输入电压, 以不超过800V为宜。相应的, 相关电容的电压规格也应该随之提高。
2. 动手, 从低压开始
梅达稳压器虽然实现了高压稳压, 但是就稳压电路的性能而言, 这样的线性串联电路与并联稳压电路相比, 内阻偏高, 反应速度偏低。
并联稳压电路也不是全无缺点, 主要是功耗偏高, 但其性能让人一尝难忘。唱放电路的灵敏度很高, 最能考验PSU (电源) 的性能。所谓唱放, 就是黑胶唱机的前置放大器, 它所放大的信号的输入电平远比一般的前级为低。
梅达电路除了实现高压稳压, 用有源器件来承担高压同时兼顾稳压滤波而不是单纯的用无源器件来降压, 这也是其创新之处。
本着从易到难的原则, 试制从安全的低压应用开始, 先着重体验并联稳压的魅力, 给基于JFET的唱放做一款低入/低出的并联稳压器, 实际电路如图4所示。
图4电路乍一看似乎是梅达稳压器的变形, 但实际上已经是并联稳压形式了。而且, 就稳压电路本身而言, 它还是恒流恒压的电路, 它的输出电压和通过的电流在设计范围内是恒定的。换言之, 这样的电路, 在空载时的自身功耗最大, 接上负载后, 负载消耗的电流越多 (在设计可用电流之内) , 稳压器的功耗反而会越低。
打个不太贴切的比喻, 串联稳压就像是你觉得需要钱了, 就去挣钱, 然后存到银行里, 然后花钱;并联稳压就像是你先挣了钱存到银行里, 需要花钱的时候就取出来花 (但不保证存的钱一定够花) 。恒流恒压的并联电源, 就像是你先挣了足够的钱, 存到银行里, 需要花钱的时候就取出来花, 而其存款是足够花的。哪种形式最保险呢?显然是最后一种, 但不足也是有的, 那就是最费事, 具体到电源, 那就是效率低。
图4电路可以分成两个部分来理解, 一部分是以VT1为核心的恒流电路, VT1因此可称之为“恒流管”。恒流电流ICCS由R1决定, 计算方法是 (VLED-V (VT1) GS) /R1。式中, VLED是三个LED, 即LED2～LED4上的压降;V (VT1) GS是VT1的栅极开启电压, 也称为栅极阈值电压, 在2～4V之间, 计算时可以取典型值3.4V进行计算。
输出电压主要由VD1的稳压值Vf决定, 还要加上VT3的基极偏置电压Vbe, 计算时可以取1, 即输出电压可以用Vf+1来计算。
为减少电路的功耗, 整个电路的输入/输出电压差最好控制在6V左右, 即Vin-Vout≈6V。
VT4为恒流电路的恒流负载, 在稳压电路空载时要承担所有的设计恒流电流, 因此可称之为“恒流管”。当稳压电路的输出端有用电负载接入时, 负载消耗多少电流, 流过VT4的电流就减少多少。一般而言, 负载的静态电流为稳压电路的恒流电流ICCS的一半为宜, 如果是动态比较大的电路, 如耳放, 可以小到ICCS的1/3～1/5, 但稳压电路的效率就大大降低了, 工作功耗也会增加。
VT2构成了VT1的栅极偏置恒流源, 电流大小由限流电阻R5决定。VT5为VT3的基极偏置恒流源, 电流大小由R3决定。JFET接成恒流源时, 如果不考虑限流电阻的话, 恒流电流大致与漏极电流IDDS决定, JFET出厂时会根据IDDS进行粗略分档, 并以字母进行标识 (日系产品) , 具体到VT2、VT5, 有GR (2.6～6.5 mA) 、BL (6.0～12 mA) 、V (10～20 mA) 三种。本例选BL档, 计算时取IDDS=7.5mA。
实际电路用实验板制成, 如图5所示。当然, 也可以为之设计合适的印制板。
空载时, 按照图示参数, VT1的功耗约1.6W, VT4约4W, R1的功耗约1.5W。因此, VT1、VT2需要散热器, 可以用比较厚的机箱底板来充当, 如图5所示。另外, R1至少要用3W的电阻。
如果机箱底板不合适, 就需要给VT1、VT4配置合适的独立散热器, 如图6所示。
加上电源变压器、整流滤波电路与唱放电路, 整机布局如图7所示。
与实际电路原理图稍有出入的地方是, 稳压电源的输入端接入了基于LED的电源指示电路, 并引到了机箱的前面板上。为了简化电路, 也可以用LED2～LED4中的任意一个LED来充当电源指示, 但要注意连接的可靠性。
3. LV稳压电路也可以是负电源稳压器
无论是唱放还是前级, 采用正负对称的双电源的电路是业界的主流。LV恒流恒压的并联稳压电源也是可以做成负电源形式的, 电路改变基本不变, 实际电路如图8所示。
需要注意的是电容的接法与器件的选用, VT2、VT5所选用的2SJ74刚好与2SK170是对管, VT3所选用的BC560与BC550也可以视为对管, 或者说是互补管。这时候的接法可以保持不变。如果器件的导通极性不变, 就要将导通方向翻转过来, 如VD1、LE D2～LED4、VT1、VT4、C2、C3、C4。
另外需要注意的是, 这个电路是负输入/负输出的稳压电路, 因此相应的整流滤波电路也必须是负电源的一路。
这个稳压电源与正的电源稳压电源一起就可以构成常见的正、负对称电源电路。但它的性能要好得多, 因为它们是恒流恒压的并联式稳压电源电路。
4. 并联式稳压器LV实际听感
这可能是最令人感兴趣的, 但也是比较难以表达的。主观听感, 是因人而异的。如果进行仪器测量, 并联稳压电路实际上是“稳流”电路, 稳定电压与纹波抑制能力并不是它的强项, 与正品的LM317/337系列相比, 技术指标并不占优势。并联稳压电源并不是要在稳压滤波性能上赶超三端稳压器, 而是为了获得更好的实际听感。
如果原来的用电负载, 即音频放大器的布线没有问题, 在这个前提下, 如果原来用的串联稳压电路, 换上这个并联稳压电路, 对听感的改善应该是可以区分出来的。切记, 无论是什么样的电源电路, 都不能解决因为布线问题带来的信噪比劣化问题乃至听感不好的问题。
什么是布线问题?这个还真不是一句话能说清楚的问题。有句话说, 玩放大器其实不过是在电源, 玩电源其实不过是在玩地线。这是有些道理的。但能玩到什么程度, 与实践有关, 与经验有关, 实际上, 与理论水平也是有关的。
这个话题似乎扯远了。但却关乎如何理性的进行主观评价的问题。带着“灵丹妙药”般的想法进行的评价往往是轻率的, 不客观的。主观评价也是需要客观态度的。最简单的例子, 如果你原来的系统有明显的低频哼声, 就不是稳压电源所能解决的, 因为这种现象通常都是由于线路布局带来的问题, 十有八九是地线的问题。
言归正传, 用这个恒流恒压的并联稳压电路给基于JFET的唱放供电, 个人感觉, 音场至少大了30%。
并联电源 第7篇
1 多台逆变电源并联运行原理
图1所示为两台或多台逆变电源进行并联运行的工作原理,其中U1、U2为逆变桥的输出PWM波的基波分量;Uo1、Uo2为逆变电源的输出电压;ro1、ro2为表征电感内阻线路阻抗等逆变电源损耗因素的等效阻抗;r1、r2为并联的线路阻抗;L1、L2、C1、C2为逆变电源的滤波电感和电容;Z为两台逆变电源的公共负载,可为感性容性或纯阻性。
可得出逆变电源并联运行系统环流S域表达式为(忽略r和ro):
当U1与U2只存在幅值差异时,则此电压差与逆变输出电压同相位,如图2(a)所示。当U1与U2只存在相位差异时,此电压差比逆变输出电压超前90°,如图2(b)所示。
由于环流iH的存在使得各逆变电源的输出电流不仅包含有效负载电流分量,还有环流分量。在不同状况下环流分量相对于各逆变电源呈现出不同的负载特性,或为有功或为无功。环流分量改变了各逆变电源的输出电流,也相应改变了各逆变电源的输出功率,使得各逆变电源所承担的负载不均衡[2]。
从以上分析可知,只要保证各逆变器输出电压的幅值、频率、相位一致,且通过一种控制方法来保证各个模块按预先设定比例均分有功和无功电流,使输出环流等于零,就可以实现逆变电源的并联运行。
2 并联冗余运行控制方案
分布式控制并联方案(也称分散逻辑控制并联方案)利用了冗余控制方法[3]。其中任何一个模块的加入和退出都不会影响这个系统的运行。使得整个并联电源系统更加自由、方便。平均电流瞬时控制方案是分布式控制并联方案中经常采用的一种控制策略。平均电流瞬时控制方案一般通过锁相环电路保证各个模块基准电压的严格同步,通过求出各个模块输出电流的瞬时平均值进行电流调节,使得电流动态响应迅速[4],能够及时调整并联工作中的各台逆变电源的输出电流,以达到均流的效果。图3所示为平均电流瞬时值控制的原理框图。
根据以上分析,通过数模混合控制的方式实现逆变电源的均流并联工作,以便发挥数模各自的特点。采用补偿电路模拟运放实现电压环和电流环的控制,并采用成熟的PI调节环电路完成瞬时电压波形外环、高速原边电流内环补偿作用,使整个闭环控制环路快速、准确、可靠运行。通过补偿电路的调节,提高了系统的相位裕量和频率裕量,确保逆变电源并联系统在外界的扰动下能够正常工作,使得整个系统更加简洁可靠,可行性更高。
2.1 硬件控制结构
在逆变电源的控制环电路结构中,使用双环控制电路来保证均流满足设计要求,主功率电路采用带逆变变压器的工作方式,拓扑采用全桥逆变方式[5]。双环控制系统中采样滤波电感电流iL(s)做内环,采样输出电压uo(s)做外环。电源系统控制框图如图4所示。
对于电流内环,有:
其中,滤波电感L=2.3 m H,滤波电容C=50μF,折算到付边的变压器等效内阻负载RL=10Ω,未加补偿环节G2(s)电流内环开环传递函数为:
为了改善系统的动态响应和高频特性,可设计如图5所示的补偿电路,以增加系统直流增益和高频衰减倍数。
传递函数为:
补偿后电流内环开环传递函数:
电流内环的闭环传递函数为:
2.2 软件功能的实现
软件的核心芯片采用TI公司的TMS320F2407[6]DSP数字控制芯片,TMS320F2407具有12个PWM发生器和4个定时器,完全能够满足并联逆变电源的各种处理要求。并联工作的各台逆变电源之间的快速相互通信采用CAN通信接口。通过快速A/D转换能够及时计算出逆变电源的输出有功功率P、无功功率Q、频率f和幅值U,然后合成为给定电压指令,经12位D/A转换后送至逆变电源,逆变电源按照给定的电压指令输出正弦波电压,实现有功电流及无功电流的均分,减小逆变电源并联工作之间的环流。DSP发出的电压指令的频率调节分辨率为二十万分之一;电压指令的幅值调节分辨率为四千分之一,足以保证逆变器的有功功率和无功功率的均分,使得并联系统稳定地运行。
软件按照完成的功能划分,主要由主程序和中断服务程序构成。主程序在完成系统的初始化、数据处理、传输和逆变器运行控制外,最主要的就是进行均流控制。中断服务程序则主要实现同步控制和数据的采集等功能。
2.3 逆变电源并联运行时的工作波形
图6所示为两台逆变电源样机并联工作时,负载在空载和满载两种情况下互相突变时的实际输出电流和电压工作波形图,两台产品输出的电流大小基本一致。图7所示为两台样机并联工作时,负载的供电电压在旁路供电和逆变状态供电基本上没有时间间断,近似为零切换,保证了负载的供电质量。
本控制系统采用平均电流瞬时控制的锁相环电路,保证了各个逆变电源基准电压的严格同步,可求出各个逆变电源输出电流的瞬时平均值进行电流的调节。通过自主创新,设计出均流电路参与整个电路环节控制,实现了对两台或多台逆变电源并联运行时的负载均流控制。通过正弦波逆变电源隔离抗偏磁电路,解决了在带工频变压器的逆变电源中的变压器的直流偏磁问题,而且取得了良好的结果。
参考文献
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并联电源 第8篇
并联型稳压电源的原理是由限流电路提供一比负载电流大得多的电流,其一部分供给负载,多余的全部由调整管对地“短路”泄放掉,以保持输出电压的恒定。而串联型稳压电路则是负载需要多少电流,电压调整管则“放过”多少电流,以保持输出电压恒定。并联型稳压电路与串联型稳压电路的区别只在于电压调整管与电源的连接方式。它们同样是起着稳压作用,给功率放大器供电时因电源内阻的区别带来音质的区别。两种电路在相同的输入电压、相同的输出电压、相同的负载时,串联型稳压电路的内阻比并联型的大得多。比如,负载R所需电压UO=30V,电流I=50mA,稳压电路输入电压UI=40V,那么在相同条件下,并联型稳压电路的内阻只是串联型的33%,而电源内阻低则意味着电源有较高的能量传递速率,使负载所需瞬间大电流得到及时供给,使音频功率放大器解析度与力度得到相当的改善和提高。并联型稳压电路有功耗大的缺点,不过这对于所需电流较小的前级放大器是不成问题的,即使对于电流较大的后级,为了改善音质也可采用此种稳压电路。
2 并联型稳压电源的工作原理与设计
2.1 并联型稳压电源的工作原理
一款±15V输出并联型线性稳压的设计电路图[1]如图1所示:该电源上下对称,正负电源工作原理相同,以+15V输出并联型线性稳压电源为例讲解工作原理。该电路由恒流源、稳压器、及负载三部分组成。V1为输入电压(用一个直流电压源代替桥式整流滤波后的输出电压,该电压实际未稳压),由R1、Q2、LED1、R3构成恒流源,为负载提供输出电流;由R5、R7、R9、Q3、U1构成稳压器(与负载并联);R11为负载。Q2的输出电流(恒流)比负载(R11)消耗的电流大得多,多余的电流全部由调整管(Q3)对地“短路”泄放掉,以保持输出电压[2]的恒定。
2.2 并联型稳压电源的设计[3]
2.2.1 恒流源的设计
采用红色发光二极管的正向导通电压作为基准电压的优点是,反向漏电流小,电子噪声小,相对于稳压二极管,对音响的音质的改善有提高。因此这里采用红色二极管(正向导通电压为1.6V)代替稳压管使用。恒流源的设计过程如下:流过Q2的发射极电流即为恒流输出电流,其值为LED1两端的电压减去Q2的发射结的电压除以R2即
代入参数得
所以该电流的最大电流驱动能力为160mA。该电源配上合适的散热器能驱动2W的甲类音频前置放大器。
2.2.2 稳压电路设计
TL431是由美国德州仪器公司(TI)和摩托罗拉公司(Mororola)生产的2.5~36V可调式精密并联稳压器。它属于一种具有电流输出能力的可调基准电压源。其性能优良,价格低廉,可广泛用于精密线性稳压电源中,因此采用TL431与A940配合组成稳压电路。稳压值设计过程如下:
其中UREF为TL431内部基准电压,常态下该电压为2.50V。代入参数得:
R9为TL431限流电阻。选取R9值的原则是,当输入电压为UI时必须保证IKA在1~100mA范围内,以便TL431能正常工作。这里取330Ω(0.8V/330Ω=2mA),满足TL431正常工作要求。
2.2.3 负载的取值范围
负载R11的最小值取值是允许恒流源输出电流全部流入负载R11,而稳压器的分流管Q3不分流,此时的稳压值仍保持+15V输出[4]。所以R6的最小取值为100Ω(15V/160mA=93Ω,取值为100Ω)。如果负载取值小于100Ω不仅输出电压降低,起不到稳压的效果,而且较长时间的工作会彻底损坏电路。所以负载R11的取值范围为R11>100Ω。
3 仿真分析[5]
3.1 输出电压仿真
启动Multisim仿真软件,对图1所示的±15V并联型线性稳压建立仿真电路。运行仿真结果如图1所示,正电压输出为+15.785V;负电压输出为-15.785V,正负电源输出对称,与设计值吻合。
3.2 带负载能力仿真(负载动态扫描分析)
对于音频功率放大器来说,其所消耗的功率是随音频信号的变化而变化的,因此电源向音频功率放大器提供的电流是变化的(负载动态变化)。通过负载动态扫描可以分析出该电源的带负载能力。该电源元件参数选择正负对称,工作原理相同,仅对正电源进行负载动态扫描分析。启动Multisim的Parameter Sweep(参数扫描分析)仿真功能,对负载(R6)进行仿真设置,R6的动态取值设定为5点,分别为100Ω、325Ω、555Ω、775Ω、1000Ω。具体仿真参数设置如图2所示。电压输出点设定为1点,仿真输出结果为图3所示。当负载R6值取100Ω时输出电压为15.785V;当负载R6值分别取325Ω、555Ω、775Ω、1000Ω时输出电压均为17.348V(四条输出线重合),说明该电源的内阻低,近乎理想状态[6]。
4 结论
通过使用Multisim仿真软件对图1所示的±15V输出并联型线性稳压电源进行输出电压和带负载能力两个项目的仿真,充分说明了该电源设计的正确性[7]。结论为元件参数设计合理,电源功能正常,能突出并联型线性稳压电源的突出优点“电源内阻低”。经实际制作使用与串联型稳压电源相对比,图1所示并联型线性稳压电源能对音频功率放大器的音质提高有良好效果。
参考文献
[1]张维国.高保真放大器与音箱制作精选[M].北京:人民邮电出版社,2001.
[2]朱彩莲.Multism电子电路仿真教程[M].西安:西安电子科技大学出版社,2007.
[3]沙占友.新型单片开关电源设计与应用技术[M].北京:电子工业出版社.
[4]李良荣.现代电子设计技术—基于Multisim7&Ultiboard 2001[M].北京:机械工业出版社,2004.
[5]Interactive Image Technology Ltd.Multisim2001 User Guide[Z].2001
[6]蒋卓勤.Multism 2001及其在电子设计中的应用[M].西安:西安电子科技大学出版社,2003.