电压前馈补偿范文

电压前馈补偿范文（精选4篇）

电压前馈补偿 第1篇

电力系统中充斥着大量的无功功率和谐波电压, 并且随着电力电子装置等非线性负载的逐渐增加, 电网质量必然会进一步恶化。静止无功发生器 (STAT-COM) 作为一种新型动态无功补偿装置, 与传统无功补偿装置相比具有诸多优点:既可以补偿基波无功电流, 又可以抑制谐波电流;补偿范围广, 既可补偿感性无功, 又可补偿容性无功;可连续调节;响应速度快;控制精确;谐波含量低。

近年来, 国内外很多学者从事STATCOM的研究, 从现状看, 大都集中在STATCOM并网接入点 (PCC) 三相电压平衡、不含谐波的理想情况下进行系统建模和控制。但在实际电网中, 三相不平衡和含谐波的情况普遍存在, 这些因素会给电网的锁相带来一定困难, 更为棘手的是, 它们会导致STATCOM输出电流的畸变, 并且带来直流侧母线电压的波动, 而这又会在输出电流上引起新的谐波分量。针对三相不平衡问题, 目前已有大量研究, 常用的方法是将电网三相电压进行正、负序分解, 然后对正、负序分量分别进行控制[1,2], 已经可以取得很好的效果。但是针对电网电压中的谐波因素对STATCOM影响以及如何抑制其影响方面的研究则很少有涉及。

当电网发生畸变时, STATCOM的补偿电流主要分两种, 一种是仅补偿用户端产生的无功电流, 使得电网电流与电压波形一致;另一种则从减小传输线功率损失的角度出发, 将补偿电流控制为正弦波形[3]。本研究所提及的分析和控制方案仅针对后一种。文献[4]采用开环响应时间常数分析法得出电网电压含谐波时在STATCOM直流侧母线电压会产生两个谐波电流分量, 但根据其所建数学模型计算出的谐振条件和仿真结果略有差异。文献[5]采用开关函数法对电路的谐振条件及幅值和相位的关系进行了分析, 但是并没有给出如何抑制或消除电网谐波分量影响的方案。

在以上研究的基础上, 笔者分析电网电压所含谐波给STATCOM直流母线电压和输出电流带来的影响, 提出引入三相电网电压进行前馈补偿控制的方案, 使网侧对输出电流的影响可以降到很小, 从而抑制电压谐波对输出电流波形的干扰。

1 电网含谐波对直流侧母线电压的影响

电网电压存在谐波时会引起直流母线侧的低频波动, 波动水平和频率受电网所含的谐波幅值、频率和相序决定。鉴于电网中三次谐波成分比较多, 但是对于三相对称电网来说, 三次谐波分量构成零序系统, 并不影响STATCOM的工作, 鉴于此, 下面就以电网含五次负序谐波电压的情况作为分析条件。

STATCOM拓扑结构图如图1所示[6,7]。在忽略线路阻抗和变换器损耗的情况下, 研究者可以将STAT-COM的输出等效为可控 (幅值、相位) 电压源。当补偿电流超前电网相位90°时, STATCOM工作于容性区域, 输出感性无功;当补偿电流滞后电网相位90°时, STATCOM工作于感性区域, 吸收感性无功。电网电压 (ea, eb, ec) 和STATCOM输出电流 (ia, ib, ic) 在d-q坐标系下的表达式分别为[8]:

式中:E1, E5, I1, I5—电压、电流的基波、五次谐波在旋转坐标系下的幅值;α, β, χ, δ—其相应的相角。

由式 (1, 2) 可知, 电网输入STATCOM的瞬时视在功率为:

从式 (3) 可以看出, 当电网电压含谐波时, 谐波电压和电流相互交叠使得PCC处流入STATCOM的瞬时功率中包含6次分量, 由于开关器件和连接电抗上消耗的功率很小, 可近似认为, 网侧的波动功率全部流入直流侧电容, 引起电容的不断充放电而造成母线电压的波动, 其波动频率为6倍基波频率。

不仅如此, 直流侧母线电压的波动还会使STAT-COM交流输出侧产生其他谐波电流。6倍基波频率的母线电压波动可以引发输出电流中产生7次正序谐波电流和5次负序谐波电流, 它们在同步旋谐波转坐标系中都是交流量, 而非直流量。

2 电网含谐波对补偿电流的影响

电流控制是评价STATCOM性能的关键, 也是系统控制的重点。本研究采用同步旋转坐标系下的PI控制, 能够实现对直流分量的无静差跟踪, 但是不能消除谐波引起的波动分量扰动的影响。

d轴电流环控制框图如图2所示[9,10]。加PI补偿网络后补偿电流的表达式为:

Ts-开关周期

其中:

由式 (4～6) 可以看出, idref为直流量, G1 (s) =1, 前向通道传递函数的截止频率选取得很高, id能够实现对idref的准确快速跟踪[11]。

电网谐波作为干扰, 在同步旋转坐标系下, 五次负序谐波分量的频率变为300 Hz, 在s=jω=j2π×300时, 考虑到电路实际参数, 近似有:

出于系统稳定性和快速性的综合考虑, Kp、Ki并不能取到无穷大, 所以PCC处谐波分量对电流环影响不为零, 电流跟踪误差一直存在系统中。

同样, PCC点的谐波分量也会影响Q轴的输出电流。另外, 直流侧母线电压的波动会使得电压环的PI调节输出不再是直流, 而是在直流的基础上叠加了波动分量, 而这一结果又将作为Q轴无功电流的参考值iqref, 显然, PI调节闭环的性质决定了输出电流iq无法跟踪参考电流iqref, 如图3所示。

3 采用前馈控制策略抑制电压谐波的影响

为实现STATCOM在电网含谐波情况下依然具有良好的跟踪指令以及抵消扰动影响的能力, 本研究在系统中引入描述外部输入信号信息的前馈控制环节。

笔者通过电压霍尔元件取PCC点三相电网电压, 经截止频率较高的低通滤波器滤波后, 再经比例放大和旋转同步坐标变换后变为ed、eq, 将之同d、q轴电流内环的PI调节器输出结果相加, 得到新的交流侧电压输出信号vd、vq, 然后再经过反旋转同步坐标变换即可得到三相PWM控制信号。

引入前馈控制等于是在STSTCOM三相桥臂的交流侧相应地复制了电网的信息, 这中间当然包括谐波, 使得STSTCOM输出一个和电网所含谐波幅值相同、相位一致的电压谐波分量, 谐波之间相互抵消, 交流侧与电网电压的差值就仅仅是基波频率上的, 则流过连接电抗的电流只含有基波分量, 自然也就消除了电流中的谐波成分, 使得D、Q轴上直流量的控制得以顺利实现, 如图4所示。

前馈控制无需改变系统环路增益, 本身不形成闭合反馈回路, 不存在闭环稳定性问题, 因而也就不存在控制精度与稳定性矛盾。

但是, 即使将补偿电流控制成正弦波形, 且I5=0, 由式 (3) 可知, 由于电压谐波存在, 其与基波电流的乘积仍然会使得流入STATCOM的瞬时功率有波动, 相应地, 直流母线电压就会有波动。同时, 要维持直流侧的电压恒定, 抑制波动, 补偿电流中必须要有谐波分量。由此可见, 直流电压控制与交流侧电流控制目标二者之间是有矛盾的, 在设计时研究者只能将二者折中考虑, 以满足不同应用场合的需要。

4 仿真与实验结果

为了验证上述方案的正确性和有效性, 本研究基于Matlab软件中的Simulink模块搭建仿真模型。根据上述分析, 在电网含谐的情况下, 笔者针对STATCOM系统有无前馈环节的情况分别做了仿真。仿真条件设置如表1所示。系统进入稳定状态后, 仿真结果如图5、图6所示。

根据前文所述的前馈控制补偿方案, 本研究基于TMS320F28335设计了一台补偿容量6.6 kVar的STATCOM实验样机, 并在此基础上进行了无功补偿实验, 实验结果如图7、图8所示。

由图5、图6及图7、图8所示的电压电流波形的对比可以看出, 在系统加前馈环节后, 补偿电流获得了明显的改善, 这说明系统很好地抑制了电网谐波造成的电流畸变。

5 结束语

本研究分析了在基于理想三相电网情况下的建模和基于同步旋转坐标系下PI闭环控制的STATCOM在实际电网含有谐波情况下输出电流会产生畸变的原因, 提出了采用前馈控制抑制电压谐波对STATCOM输出电流影响的方案。

仿真和实验结果证明, 该方案较好地抑制了电网谐波带给STATCOM的各种不良影响, 使得补偿电流效果大大改善。该方案具有良好的稳定性和快速性。

参考文献

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前馈型电压模式控制逆变器 第2篇

关键词：逆变器,前馈,电压模式,比例反馈,动态性能

0 引言

为了获得高性能的逆变器,设计控制器的控制目标包括提高输出电压的稳态和动态性能2个方面。目前,有关逆变器的控制方法除了工程应用成熟的PID控制[1,2]外,主要还有重复控制[3,4]、滑模控制[5,6]、无差拍控制[7,8]、模糊控制[9,10]及各种复合控制[11,12,13,14]等,这些控制方法在提高输出电压的稳态精度和负载变化时的动态响应方面,取得了一定的研究成果。然而以上控制方法主要从输出端考虑,很少考虑输入端对输出的影响,以电压源逆变器为例,以上控制方法在设计时一般都把直流输入电压看作恒定不变的。实际情况是,直流输入电压由于前级不可控整流或本身输入电压不稳定的影响并不是恒定直流,另外负载电流中若含有谐波也会在直流输入电压上产生谐波电压[15]。此外,以上控制方法中除了PID控制,大部分控制方法由于其复杂控制算法只能用数字控制来实现,且因条件限制不能很好地广泛应用于实践。

为此,本文以常见的单相全桥逆变器为例,在传统电压模式基础上,提出了一种前馈型电压模式控制方案,控制原理上利用开关变换器稳态输入/输出占空比关系构造变换器的控制方程,引入输入电压前馈使得其波动不会对输出电压产生影响,同时在无积分反馈环节下输出电压就能稳定跟踪参考信号,避免了PID控制中为提高稳态精度而引入积分环节造成系统稳定性下降和动态性能滞后的影响。控制实现上采用输入电压积分电路来求解方程中的开关占空比,控制电路结构简单,便于用模拟电路实现。进行了性能分析并与采用传统PID控制的逆变器模型进行比较,理论分析表明前馈型电压模式控制逆变器具有稳态跟踪性能好、抗输入电压扰动以及对负载跳变动态响应好的优点。进行了仿真对比并设计了2种控制方法的模拟电路进行实验验证,结果表明理论分析的正确性和前馈型电压模式控制的有效性。

1 前馈型电压模式控制逆变器原理

本文研究的对象为单相全桥电压源逆变器,如图1所示。4只功率开关管分为2组,其中VT1和VT4为一组,VT2和VT3为一组,输入直流电压ui经2组开关交替导通和关断,得到输出交流方波电压ud,再经LC低通滤波器后得到交流正弦输出电压uo。假设负载为纯电阻负载,同时忽略电感和电容的串联等效电阻。

要使输出电压uo跟踪参考电压信号uref,最基本的控制方法是电压模式闭环反馈PID控制,一般需要引入积分环节来提高稳态精度,仅有比例环节很难实现输出电压稳定跟踪,但是引入积分环节又会带来一些问题,如降低系统稳定性和影响动态性能。此外,在输入端由于实际逆变器中直流输入电压并不是恒定不变的,在仅有反馈的情况下输出电压受输入电压波动的影响。为此,在传统电压模式结构基础上,考虑在无积分环节时仍能保证输出电压的稳态精度,同时引入输入电压前馈来消除其波动对输出电压的影响。

本文所提前馈型电压模式控制原理如图2所示,在PWM时引入输入电压前馈,由于稳态时输入/输出电压在一个开关周期存在固有的占空比关系,因此由输入/输出电压可以利用PWM比较器和积分复位电路得到稳态占空比,即稳态时可得d=g(ui,uo),从而确保稳态时输出电压的偏差e经比例微分环节得到的控制信号ucon1恒为零,即在引入输入电压前馈的同时使得在无积分反馈环节时输出电压仍能保证较好的稳态精度。在动态调节时,d=g(ui,uo)+f(ucon1),输出电压偏差得到的控制信号ucon1不为零,从而起到反馈调节占空比的作用。

具体控制原理推导如下。如图3中电压模式PWM波形图所示,锯齿波周期为Ts。设在一个开关周期内,开关VT1和VT4导通时间为ton,则开关VT2和VT3导通时间为Ts-ton,开关占空比为d=ton/Ts。

假设开关频率足够高,则当图1中逆变器工作在稳态时,在一个开关周期Ts内,电感L电压可近似看作伏秒平衡,可得:

由于开关频率足够高,则在一个开关周期内输入电压ui和输出交流电压uo近似不变,为简单起见,仍用其符号表示其一个开关周期的平均值,则式(1)可变为:

化简可得:

其中,d的范围为0≤d≤1。式(3)即逆变器工作在稳态时输入/输出占空比关系,又由式(3)成立,可以构造控制方程为:

其中,β为输入/输出电压采样系数,ucon1为输出电压的偏差e经比例微分环节得到的信号,kp为比例项系数,kd为微分项系数,则稳态时由式(3)成立则可以保证ucon1为零成立。

控制实现上关键是如何求解式(4)中的占空比,不难想到式(4)左边项可采用输入电压在一个开关周期内积分得到,并作为PWM比较器的负输入端,右边项则作为反馈控制信号接到PWM比较器的正输入端,当正、负输入端相等时,即得到满足式(4)的占空比。具体实现过程如下。

在一个开关周期对输入电压的采样βui乘以系数2,经积分复位再与βui相减即得到PWM比较器的负输入端信号u-,其中复位信号为每个周期末到来的窄脉冲信号,即:

其中,mod为取余数运算。当开关频率足够高,即输入电压在一个开关周期内近似为恒值时,式(5)可变为:

由式(6)可知,负输入端信号u-在一个开关周期内以斜率2βui/Ts线性上升,在周期末又复位到零,由此得到图3中所示锯齿波信号usaw,即usaw=u-,由式(6)易得锯齿波信号usaw在一个开关周期内由-βui上升到+βui,则图3中所示其幅值为UM=βui。

对于PWM比较器的正输入端信号,即图3中的控制信号ucon为:

其中,βuo为对输出电压以相同的采样系数β采样得到的信号,则当控制信号ucon与锯齿波usaw相等时,由式(6)和式(7)可得:

整理即得式(4)。由此得到前馈型电压模式控制器如图4所示。

对式(4)控制方程进行分析,在稳态时微分项为零,不影响稳态精度。在动态调节时,由于设计PD时kd远小于kp,则分析时可以将微分项忽略,当e>0时,占空比d将增大,相应的输出电压uo增大,则输出电压偏差e趋向于零;反之,当e<0时,占空比d将减小,相应的输出电压uo减小,则输出电压偏差e趋向于零。以上定性分析说明,本文控制方法能实现输出电压对参考信号的稳定跟踪。

2 性能分析

分析稳态时控制方程式(4),其推导是在假设开关频率足够高的情况下进行的,由于实际输出为工频交流,则电感L电压伏秒平衡不严格成立,即式(3)不严格成立,实际等式左右两边存在微小偏差。为了使稳态时尽量满足e=0,则由式(4)可知应使偏差项e的比例系数kp相比β尽可能大。但kp很大又会带来系统不稳定的问题[16],所以kp的取值应在满足系统稳定的前提下取尽量大的值,以保证系统输出电压具有很好的稳态精度。

为了分析系统在稳定工作时外加扰动对其的影响,由前文开关频率足够高的假设,可以建立小信号模型来分析。

对于图1所示的单相全桥Buck型逆变器,当开关频率足够高时,在一个开关周期内同DC/DC Buck变换器类似,不难得到其主电路输出电压的小信号模型为:

其中,A(s)=LCs2+Ls/R+1;D、Ui分别为稳态时平衡点的值,在一个开关周期内可以看作为恒值。又由图3中PWM波形可知锯齿波的幅值为UM=βui,可得开关占空比为:

则可推导得小信号关系为:

又由式(7)可得:

将式(12)代入式(11)可得:

则可作出前馈型电压模式控制逆变器的模型框图,如图5所示。其中,GPD(s)=kp+kds,Gvi(s)=(2 D-1)/A(s),Gvd(s)=2 Ui/A(s),Zout(s)=Ls/A(s)。

根据模型框图可以推出前馈型电压模式控制逆变器输出电压的传递函数为:

由式(14)可以看出,由于引入了输入电压前馈,使得输入电压扰动项对输出的传递函数为零,表明输入电压扰动对输出没有影响,本文控制方法具有很好的抗输入电压扰动性能。电路上也不难理解,如图4控制器原理图所示,锯齿波信号由输入电压在一个开关周期内积分得到,输入电压的改变将立刻引起锯齿波斜率变化从而改变占空比,使得输出电压不受影响。

为了对比分析,不难得到相同逆变器电路采用传统的PID控制时输出电压的传递函数为:

其中,GPID(s)=kp+kds+ki/s,ki为积分项系数;K=Ui/UM,UM为PWM比较器负输入端锯齿波信号幅值。

由式(15)可以看出传统PID控制时输出电压的传递函数中包含输入电压扰动项,故输入电压扰动对输出有影响。此外,由于控制器GPID(s)在基波频率处增益并不是无穷大,所以与采用PD控制时一样也存在稳态偏差,同时引入积分环节后会使系统动态性能变差,且由于系统闭环特征方程变为3阶,设计参数时还要考虑系数ki对系统稳定性的影响。

3 仿真与实验研究

根据上述理论分析,本文分别采用前馈型电压模式控制和传统PID控制对图1所示单相全桥逆变器进行仿真对比研究。仿真时2种控制方法的控制参数分别根据式(14)和式(15)按工程方法设计,具体主电路和控制参数如下。

主电路参数:输入直流电压Ui=200 V;开关频率fs=20 kHz;电感L=0.5 mH;电容C=20μF;额定负载电阻R=20Ω;输出交流电压幅值Uo=110 V;输出交流电压频率fo=50 Hz。

前馈型电压模式控制参数:系数kp=1;系数kd=10-5;系数β=0.05。

传统PID控制参数:系数kp=1;系数kd=10-5;系数ki=1 000,锯齿波幅值UM=10 V。

对稳态和动态性能分别进行了仿真研究,动态包括负载跳变和输入跳变,其中负载跳变是负载电阻在20Ω和空载之间跳变,输入跳变是输入电压在150 V和250 V之间跳变。仿真对比结果如表1所示,由于在实验验证结果中会给出波形,为节省篇幅,此处不再给出仿真波形。

由表1仿真对比结果可以看出,2种控制方法稳态输出电压THD几乎相同,但前馈型电压模式控制比传统PID控制在负载跳变时输出电压的最大超调小且调节时间短,说明前馈型电压模式控制具有更好的负载跳变动态性能;在输入电压大幅度阶跃跳变时,前馈型电压模式控制比传统PID控制输出电压的最大超调小很多且调节时间也短很多,说明前馈型电压的模式控制具有更好的抗输入电压扰动性能。

为了进一步验证本文控制方法的有效性和理论分析的正确性,搭建了逆变器的实验平台,设计了2种控制方法的模拟电路,为保持一致,主电路和控制参数与仿真时相同。

前馈型电压模式控制的模拟电路设计如下:输入、输出电压通过2个电压传感器LV25-P采样,参考正弦电压信号由信号发生器产生;运放选用高速宽带宽的LF347来提高开关频率工作范围和减小谐波失真,用高速光耦6N137来隔离控制电路和功率主电路,驱动电路采用2只自带死区时间的半桥驱动芯片IR2103驱动4只功率开关管IRFP460;积分复位电路的双向可控开关选用CD4016芯片,窄脉冲信号由NE555芯片和非门CD4049产生,PWM比较器采用LM393芯片,整个控制模拟电路相对简单。传统PID控制的模拟电路类似。

图6为2种控制方法下稳态时输出电压uo和参考信号0.05 uref波形。图6(a)为传统PID控制波形,图6(b)为前馈型电压模式控制波形,可以看出前馈型电压模式控制与传统PID控制一样,稳态时输出电压能很好地跟踪参考信号。图7为负载电阻从空载到20Ω跳变时输出电压uo和电流io的波形。图7(a)为传统PID控制波形,图7(b)为前馈型电压模式控制波形,比较可以看出在负载跳变时前馈型电压模式控制动态性能要优于传统PID控制。图8为输入电压在150 V和250 V之间大幅度阶跃跳变时输出电压uo和输入电压ui的波形。图8(a)为传统PID控制波形,可以看出输出电压超调较大,调节时间也较长;图8(b)为前馈型电压模式控制波形,可以看出输出电压超调很小且调节时间也很短,说明采用前馈型电压模式控制具有很好的抗输入电压扰动性能。综上,实验结果与仿真结果基本吻合。

4 结论

本文首先对前馈型电压模式控制单相全桥逆变器原理进行了介绍,然后进行了性能分析并与采用传统PID控制逆变器的模型比较,仿真对比结果表明2种控制方法稳态输出电压THD几乎相同,但前馈型电压模式控制要比传统PID控制具有更好的负载跳变动态性能和抗输入电压扰动性能。搭建了实验平台并设计了2种控制方法的模拟电路进行了实验验证,实验结果与仿真结果基本一致。

电压前馈补偿 第3篇

关键词：电液振动台,系统辨识,三状态控制,逆模型

0 引言

振动台是振动力学试验中的一个关键设备, 可在实验室内模拟出被试件在运输及使用过程中所承受的振动环境[1]。电液驱动方式由于具有功率质量比及力质量比大、刚度高、抗干扰能力强等特点, 目前被广泛应用在土木工程、工程机械、抗震测试等领域[2]。

电液振动台控制的目的就是在被试件上实现期望的加速度, 而由于电液系统直接加速度闭环控制会导致振动台面产生偏移, 使得液压作动器超出其工作行程。因此, 加速度控制首先需要通过参考信号发生器转化为位置信号, 然后基于位置回路进行闭环控制, 其中最经典的控制策略为三状态控制[3]。为了进一步提高电液振动台控制精度, 国内外学者在三状态控制策略的基础上进行了一系列深入的研究, 主要有离线迭代控制[4]、自适应控制[5,6]、复合控制[7]等。

为提高电液振动台的波形复现精度, 本文提出了一种参数化前馈逆补偿控制策略, 该控制策略首先采用频率辨识算法辨识三状态控制下加速度系统参数化模型, 然后基于零幅值跟踪技术设计稳定的前馈逆模型, 接着基于设计的逆模型构建了参数化前馈逆补偿控制方案, 最后在电液振动台上对提出的控制策略进行了实验验证。

1 电液振动台系统概述

图1是用于实验验证的水平单自由度电液振动台, 主要由平台、负载、静压支撑油缸、连接球铰、加速度传感器、磁致伸缩位移传感器、伺服阀、反力座等组成, 其工作原理为伺服阀控制静压支撑液压缸推动平台运动在平台上实现期望的加速度运动。

振动台的控制系统采用的是基于x PC Target技术的快速原型开发技术, 该技术可直接将Simulink模型转化为C代码运行在目标机上实现振动台的实时控制。实验中, 加速度传感器及位移传感器信号通过信号调理单元转化为±10 V电压信号, 然后经由研华采集板卡PCI-1716L板卡采集到工控机中;伺服阀的控制信号通过凌华板卡ACL-6126输出, 经信号调理单元转化为±40m A信号, 然后驱动伺服阀动作控制液压缸的伸缩。整个实验的采样频率为1 000 Hz。

2 电液振动台模型辨识

为了构建本文提出的改进前馈逆补偿控制策略, 首先需要对三状态控制下电液加速度系统模型进行辨识, 图2给出的即为振动台三状态控制原理图。在振动台控制过程中, 参考输入加速度信号ra (k) 首先通过参考信号发生器转化为位置输入信号, 然后经由三状态前馈与三状态反馈控制策略对振动台进行控制。

为了得到三状态控制下加速度参数化模型, 本文将采用频域辨识方法辨识振动台加速度闭环传递函数。辨识过程中, 首先需要采用随机信号对三状态控制系统进行激励, 然后基于H1估计法得到的非参数频响传递函数可表示为:

式 (1) 中:Ga (ω) 为H1估计法所得的频响函数估计结果, Pyx (ω) 为输入信号与输出信号的互功率谱均值, Pxx (ω) 为输入信号的自功率谱均值。

通过采集振动台的实际输入输出信号, 同时利用公式 (6) 可以可到实际系统频响函数的离散序列。为了利用频响函数离散序列辨识振动台传递函数的参数化模型, 假设系统的闭环传递函数可表示为:

将序列{ωk, Ga (ωk) }代入公式 (2) 并化简可得

式 (3) 中:x (ωk) 和y (ωk) 分别为Ga (ωk) 的实部及虚部, ϕ (ωk) 和θ为如下形式

将公式 (3) 分解为实部与虚部形式, 并令实部与虚部对应相等可得:

对于获得的N组频响函数离散序列, 公式 (5) 可表示为:

根据公式 (6) 可求得待辨识参数向量θ的最小二乘解为:

本文中, 振动台频域辨识可转化为如下最优化求解问题:

为了获得较高精度的辨识效果, 以公式 (7) 求得最小二乘解作为该优化问题的初始值, 采用牛顿迭代法对该优化问题进行求解, 即可获得符合要求的振动台参数化模型。

3 参数化前馈逆补偿控制策略

图3给出了参数化前馈逆补偿控制策略的原理图。从图中可以看出, 参数前馈逆补偿控制的核心在于设计出三状态控制下电液振动台参数化逆模型, 然后将得到的逆模型串联到整个控制系统中, 对输入加速度信号进行在线修正。理论上, 当设计的前馈逆模型为系统真实逆时, 输入和输出信号将完全一致。

对于上一节辨识得到的振动台系统参数化模型而言, 若其为最小相位系统, 直接颠倒分子分母即可获得稳定可靠的逆模型控制器。然而, 由于实际系统中存在延时, 辨识得到的模型往往为非最小相位系统, 直接取其逆会产生一个不稳定的控制器。因此, 本文采用零幅值跟踪技术 (ZMETC) 设计稳定可靠的逆模型控制器。首先将辨识得到的传递函数分解为最小相位及非最小相位零点形式:

其中:为辨识得到的分母多项式, 为分子多项式, 为含有所有最小相位零点的分子多项式, B̂n (z) 为含有所有非最小相位零点的分子多项式, 其表达式为:

采用ZMETC技术设计的逆模型控制器表达式可写成如下形式:

其中:zq用来保证设计逆模型控制器的因果性, 表达式为:

4 实验研究

为了验证提出算法的有效性, 在图1所示的水平单轴振动台上进行了相应的实验验证。实验中, 首先采用三状态控制策略对振动台系统进行了初步调试, 然后对三状态控制下振动台系统输入随机激励信号并实时采集实验结果, 最后利用上述讨论的辨识算法辨识出三状态控制下的闭环传递函数为:

进一步采用ZMETC技术设计的逆模型可表示为:

为了比较辨识算法及逆模型设计方法的有效性, 图4给出了实验模型、辨识模型及设计的逆模型频率特性。从图4中可以看出, 采用频率辨识方法辨识出的振动台幅频及相频特性与实验结果高度一致, 而利用ZMETC技术设计的前馈逆模型控制器在感兴趣的频率范围内可以很好的对原振动台系统进行均衡。

图5所示为三状态及参数化前馈逆控制两种方法下的幅频与相频特性, 从图5中可以看出三状态控制时, 系统的频宽 (-3d B) 仅为61 Hz, 而加入前馈逆控制器后, 系统的频宽拓展为147 Hz, 系统的频宽得到大幅拓展, 此外加入逆模型控制器后, 系统的相位滞后与三状态控制相比也有了较大的改善。

为了说明参数化前馈逆控制的有效性, 采用频率2~60 Hz随机信号进行实验, 实验得到的加速度时域波形曲线局部放大视图如图6所示。从图6可知, 采用三状态控制器时波形复现精度较差, 系统幅值偏差及滞后现象严重, 而应用参数化前馈逆补偿控制策略后, 系统的幅值偏差及滞后现象得到大幅改善, 波形复现精度明显提高。因此, 采用参数化前馈逆补偿控制可有效提高电液振动台的加速度控制精度。

5 结论

(1) 采用频率辨识方法及零幅值跟踪技术分别对电液振动台系统模型及逆模型进行辨识和设计, 通过与振动台实际频率特性的对比表明了频率辨识方法及零幅值跟踪技术的有效性。

(2) 基于零幅值跟踪技术设计的逆模型构建了参数化前馈逆控制策略, 实验结果表明参数化前馈逆补偿控制与传统三状态控制策略相比可大幅拓展系统频宽、提高加速度波形复现精度。

参考文献

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电压前馈补偿 第4篇

经十几年的发展,目前该项技术已经成熟,并被广泛应用在车、船等发动机系统上。然而国内在该方面的技术和国际水平差距较大,目前尚处于起步阶段,虽然有一些企业和高校己经进行过共轨燃油喷射系统的研究,但总体来看,在该领域,国内还停留在研究阶段,离产品化还有较大差距。本文针对某6缸高压共轨燃油系统,设计高压共轨关键技术轨压控制策略。研究了轨压控制工况,分析了各阶段轨压模型的特点,优化设计轨压控制设计,并自主实现了轨压控制策略。

1 轨压控制策略的设计

在发动机的整个运行周期内,可被分为起动、低怠速、调速、高怠速、和跛行回家5种状态。

1.1 开环轨压控制

在启动阶段轨压目标值和传感器采集值数值差距大,轨压需要迅速提升,适合采用开环轨压控制方法。既能够快速建立轨压,又不会因控制精度不够而影响喷油输出。启动阶段的控制过程如图1所示,根据发动机转速判断当前的发动机状态,并根据标定结果进行控制计算,输出控制量到IMV阀决定其开度,即从高压油泵流入共轨管中的燃油流速,进而控制实际轨压值。该阶段轨压传感器的反馈值不作为控制的输入量,只作为启动状态的判定条件之一。当实际轨压达到预期目标时,系统退出开环控制状态。

在启动阶段,不仅要考虑轨压的迅速建立问题,还应考虑轨压的平稳上升问题。由于开环控制采用固定IMV阀开度的方法,使共轨中的燃油逐步增加进而提升共轨压力。因此,为了防止共轨压力过冲,高压油泵的泵油量要按照所配高压油泵的物理特性决定,该部分通过实验取得准确数据。

1.2 闭环轨压控制

在其他4个阶段,虽然目标轨压和传感器采集轨压值变化幅度较小,但轨压控制的精度和稳定性要求较高,因此适合采用闭环控制方法。如图2所示,闭环控制能够获得被控制量和规定值的偏差,及时产生相应的控制作用消除偏差。

目前PID控制以其良好的控制精度和跟随性,在控制领域得到广泛应用。然而,并不是针对所用的应用场合,都采用相同的PID控制算法。应该根据目标控制对象对控制精度、跟随性、超调量、以及控制复杂度的要求选择合适的控制算法。PID控制算法分为4类:比例控制、比例积分控制、比例微分控制和比例积分微分控制。每种控制算法都有其优缺点,根据适用环境选择合适的控制算法。

单独的比例控制也称“有差控制”,输出的变化与输入控制器的偏差成比例关系,偏差越大输出越大。单独的比例控制适用于扰动不大,滞后较小,负荷变化小,要求不高,允许有一定余差存在的场合。

积分控制的最大优点是消除余差,但它存在着控制不及的缺点。因为积分输出的累积是渐进的,其产生的控制作用总落后于偏差的变化,不能及时有效地克服干扰的影响,难以使控制系统稳定。所以,应用通常结合积分和比例作用,既使控制作用迅速及时,又可以消除余差。适用于被控对象变化趋势不明显的场合。

比例微分控制规律能够根据偏差的变化趋势来做出相应的控制动作,提前进行过量控制。适合于被控对象变化复杂,精度要求高的场合。微分控制器输出的大小取决于输入偏差变化的速度。微分控制的特点是:动作迅速,具有超前调节功能,可有效改善被控对象有较大时间滞后的控制品质;但它不能消除余差,尤其是对于恒定偏差输入时,就没有控制作用。因此,不能单独使用微分控制规律。

比例积分微分控制规律既有比例作用的及时迅速,又有积分作用的消除余差能力,还有微分作用的超前控制功能。当偏差阶跃出现时,微分立即大幅度动作,抑制偏差的这种跃变;比例也同时起消除偏差的作用,使偏差幅度减小。由于比例作用是持久和起主要作用的控制规律,因此可使系统比较稳定,而积分作用慢慢把余差克服掉。该系统相对比较复杂,不适合对精度要求不高的场合。

在高压共轨系统中,燃油喷射使共轨中的燃油压力变化剧烈,需要采用微分部分提前控制,减少偏差跳变。综合考虑轨压控制的要求,选择比例积分微分控制规律,以复杂控制的代价获得高控制精度和较快的响应速度。

1.3 前馈补偿

前馈控制与反馈调节原理完全不同,是按照引起被调参数变化的干扰大小进行调节的。在这种调节系统中要直接负载干扰量的变化,当干扰刚出现并能被测出时,调节器就能发出调节信号使调节量作相应的变化,使两者在被调量发生偏差之前抵消。因此,前馈调节对干扰的克服比反馈调节及时。

由于轨压控制的最终执行部件是机械部件,其存在滞后大、反馈控制不及时的问题。在此采用前馈控制提前干预,可以提高系统的响应速度。而且由于轨压控制系统的时变性强,若不加入前馈,喷嘴喷油量突增时轨压必然瞬时下降,喷油量突减时轨压会迅速升高,造成轨压控制不稳,加入前馈部分提前抵消轨压扰动,能够提高系统的稳定性。

1.4 PID参数的优化设计

为获得良好控制效果,需要对PID参数Kp、Ki和Kd进行整定。由于轨压控制工况种类多,轨压控制值跨度大,造成参数整定复杂,而且容易造成超调量过大,上升时间长等问题。针对这种情况,将被控对象根据目标轨压值分组,每组PID控制只负责一个区间内的轨压控制。单个控制区间内轨压变化规律相对简单,轨压变化幅度降低,从而有效降低单组PID参数整定复杂度,提高控制精度,缓解了在每个区间整定参数值能够降低上升时间和超调量之间的矛盾程序。本次设计针对轨压的高压、低压和一般压力条件,整定3组PID参数,进行优化的PID控制。

2 控制实现

轨压控制值的计算流程如图3所示,首先判断系统的状态,从而区分应该采用开环还是闭环控制算法。启动状态采用的开环控制算法,赋予轨压输出控制值为预定值。该预定值通过标定的IMV阀开度计算获得,其他状态采用闭环控制算法。根据目标轨压值将控制分为3个分支:高压、低压和一般压力。每个控制分支采用不同的前馈、比例、积分和微分控制。闭环控制的轨压输出命令值由4部分组成:

其中,APC_Kff Term是前馈部分;APC_Kp Term是比例部分;APC_Ki Term是积分部分;APC_Kd Term是微分部分。

2.1 闭环控制

轨压的闭环控制如图4所示,根据当前发动机工况计算目标轨压值,再和轨压反馈值相比得到轨压偏差,进而计算出需从高压泵流入共轨中的油量,通过执行部件IMV阀实现。而实际轨压的反馈值通过轨压传感器采集到系统中,从而完成闭环控制。

轨压设定值是发动机当前工况综合计算的结果,决定因素为发动机转速、喷油量,辅助因素为环境参数,如大气压力等。计算过程如图5所示,发动机转速和总喷油量通过查MAP表得到轨压基本值,再加上环境修正值就获得轨压的初始设定值。大气压力修正、进气和润滑油的温度修正均通过查MAP获得。在计算机运行过程中,查MAP表可降低运算的时间开销。

2.2 轨压输出

ETPU是增强型时间处理单元的简称,作为智能外设和CPU并行工作。具有4个特点:(1)独立执行程序。(2)精确检测并记录输入事件的时机。(3)产生复杂输出波形。(4)ECU采用ETPU作为PWM信号的输出控制部件完成各种方波信号的产生,能准确控制执行器在确定的时间点上长时间的工作。

本文选择ETPU作为IMV阀控制PWM的输出器件。CPU和ETPU协作控制轨压的原理如图6所示。CPU将计算好的PWM波执行时间长度、占空比等数据放在共享数据存储器(SDM)中,然后发送HSR给ETPU对应通道,ETPU根据SDM的数据输出对应波形。

3 实验结果

为验证轨压控制策略的控制效果以及参数的准确性,对基于前馈补偿的的PID控制算法的软件在台架上进行了试验。由于试验条件的限制,目前对低怠速和高怠速工况下的轨压控制效果。轨压控制值和反馈值的对比关系如图7和图8所示。曲线1是轨压的控制输出值,曲线2是轨压的反馈值。低怠速轨压控制超调量在1.5%以内;高怠速轨压控制超调量在1.7%以内。

4 结束语