微逆变器范文

微逆变器范文（精选4篇）

微逆变器 第1篇

文献[4]首次提出了下垂控制方法的思想,参照同步发电机的一次调频控制,分别通过频率、电压和有功、无功之间的关系对输出的有功和无功功率进行控制。现今已有大量文献在原有的下垂控制基础上,对其进行改进研究。文献[5]提出一种增大下垂系数的控制策略,该策略使系统孤立时功率均分的准确性得到提高,但因下垂系数过大导致系统稳定性降低,电压跌落增大。文献[6]提出一种按逆变器容量比例分担负荷的控制策略,但未对带本地负荷的情况进行仿真研究。文献[7]在传统下垂控制式中加入与线路电阻和无功相关的一次项,较好地完成了功率均分,但需要线路电阻值。针对上述方法,本文研究一种新型控制策略。该策略采用等效参考电流控制,能有效地改善系统动态响应和缩小电压波动范围,再通过引入dq坐标系下虚拟阻抗,使得低压微网中有功无功解耦并改善功率分配效果。Matlab/Simulink仿真模型表明该策略能较好地解决逆变器间环流问题,达到优良的功率分配效果以及有效地降低系统电压波动程度。

1 下垂控制分析

DG单元在微电网中结构如图1所示。

图1中,Udc为直流端电压;L,C分别为网侧滤波电感和滤波电容;Zline为网侧线路阻抗;ui,uo分别为逆变器输出电压和电容电压;ila,iac,ioa分别为桥臂侧a相滤波电感电流、滤波电容电流以及输出电流。

DG结构中控制方法采用传统下垂控制的结构框图如图2所示。

图2中,uo,io,il分别为输出电压、输出电流以及滤波电感电流;uod/q,iod/q,ild/q分别为输出电压、输出电流以及滤波电感电流分别经3-2变换后d/q轴上分量;Po,Qo分别为功率计算输出有功功率和无功功率;u*od/q,ωt分别为d/q轴上输出电压的期望值及3-2变换和2-3变换中的角度;u*d/q,uref分别为电压电流闭环控制器输出电压和2-3变换后的电压调制信号。

假设线路呈感性,则线路电阻可无需考虑,由此,逆变器输出的无功功率主要由其两端的电压差决定,有功功率主要由其角度差决定,而角度差可以转化为频率差。综上,传统下垂公式[8]可以表示如下:

式中:fn,Un分别为参考电压的频率及幅值;Pn,Qn分别为DG输出的有功功率参考值和无功功率参考值;f*,U*分别为功率控制器生成的电压频率和幅值期望值,通过变换可生成电压电流双闭环控制输入端的参考值;m,n分别为传统下垂控制方法模拟同步发电机中频率和电压下垂特性所得出的下垂系数。

容量不同的2台DG单元并联,其基于下垂系数m和n的频率、电压下垂特性图[9]如图3所示。

由图3可以推出,当容量不同的逆变器并联时,为了实现在同一频率或幅值下的功率均衡输出,有如下等式成立:m1P1=m2P2,若某种情况下,有功功率P最大且无功功率Q输出为零时,则有m1S1=m2S2成立,同样可得n1S1=n2S2。由此可知,当微电网内存在着多数不同容量的逆变器且要求它们能够在其额定容量下运行时,DG的额定容量需要满足以下关系:

式中:k为并联逆变器的数量;Sk为各DG单元的额定容量。

微电网中并联运行的逆变器容量在实际中不可能完全一致,而且工作环境容易变化,再加上线路阻抗的影响。因此使用式(2)很难实现对功率进行合理分配的目的。

2 新型控制策略

2.1 等效参考电流控制

Clark变换和Park变换在锁相环中能将三相静止abc坐标系中的正弦量变换成两相同步旋转dq坐标系中的直流量。其中,若d轴在该变换中被选作为与电压矢量相同的方向,则功率可以表示为

式中:Δφ为电压电流间的角度差。

因锁相环中的PI调节器具有直流无静差调节特性,即通过对uq的PI调节,可使uq趋于零,故式(3)进一步化简可表示为

将式(4)代入式(1)后,再对其做一个合适的变形,可得:

式中:idn,iqn分别为dq坐标系下的参考电流,可以分别由参考有功功率和无功功率计算出;id,iq分别为dq坐标系下的输出电流;ud为d轴分量上的输出电压。

则式(5)可以重写为

式(6)分别叠加电压频率的偏差量Δf和电压幅值的偏差量ΔU到参考电流idn和iqn中,叠加后的电流可称为“等效参考电流”[10]。

基于上述分析,研究的等效参考电流控制等式为

控制结构框图如图4所示。图4中dq坐标系中的参考电流idn,iqn由参考功率计算出,且分别在叠加了电压幅值差量和频率差量后就成为等效参考电流i'dn和i'qn。然后分别与id和iq作差比较,差量经由PI调节器输出f*和U*,最后合成电压电流双闭环控制的内电压Ud和Uq。

式(6)巧妙地把式(1)中难以分析的无功功率转换为易于计算的ΔU和Kn,有功功率同理可得。为便于研究,下面以i'qn—ΔU为分析对象。微电网处于孤岛模式下运行时,等效参考电流i'qn的曲线图如图5所示。

图5中,i'qn1,i'qn2分别为DG1,DG2等效参考电流;Kn1,Kn2分别为i'qn1—ΔU,i'qn2—ΔU直线斜率;ΔUmax,ΔUa分别为允许最大偏压差量及某一时刻偏压差量;A1,A2分别为偏压差量为ΔUa时DG1和DG2的工作点。

若不计线路阻抗的影响,则各个DG单元的∆U近似相等,该情况下,DG输出功率仅与直线的斜率Kn有关。基于不同的Kn,各个DG可以根据自身容量的不同而实施负载分配。由式(7)可知,在确保系统稳定的前提下,还可以适当提高比例和积分系数,而同等条件下与传统的下垂控制式(1)相比,其只含有比例控制且动态性能受下垂系数影响,故等效参考电流控制可以有效地加速控制系统的动态调整,从而克服传统下垂控制中固有的缓慢动态响应缺点以及定期调整带来的弊端。此外,还能在很大程度上减轻由负载电压、频率改变所带来的影响。可以明确地看到,在孤岛模式中,等效参考电流控制策略可以提供更好的频率和电压给微电网。

2.2 基于虚拟阻抗的双闭环控制

为了保证微电网逆变器能够按照指令准确分配功率,输出阻抗需要满足特定的匹配关系[11]。然而该匹配关系在实际中较难实现,由此不少学者提出了虚拟阻抗的概念,从而改善输出阻抗的匹配。此外,因低通滤波器具有在abc坐标系下影响虚拟阻抗的性质,故引用dq坐标系下的虚拟阻抗实现方法[12]。

通过对电压、电流锁相后,dq坐标系下实现虚拟阻抗的电路方程:

式中:U*od/q,Ud/q,id/q,Rv,Lv分别为逆变器的输出电压给定值、等效内电压、输出电流的d,q分量以及虚拟电阻和虚拟感抗。

由式(8)可知,内电压Ud/q减去虚拟阻抗产生的压降可获得输出电压给定值U*od/q。此外,为了提取电流的基波分量,应分别在输出电流的d,q分量上进行低通滤波处理。最后,为了抵消旋转变换产生的逆变器主电路耦合,在电压电流双闭环控制中加入解耦项Uod/qωC和ild/qωL。整体控制结构框图如图6所示。

3 仿真分析

通过Matlab/Simulink集成环境搭建仿真模型,分别采用传统下垂控制方法和本文依据图4和图6所示的新型控制策略进行仿真。设计2台容量一样的逆变器并联运行且观测各个方法的作用效果,并设定2台逆变器的并联时刻点为0.1 s。系统简易结构图如图7所示。仿真参数为:系统电压U=650 V,滤波电感L=0.8 m H,滤波电容C=30μF,负载电阻R=10Ω,P-w下垂系数m=5e-5,Q-U下垂系数n=3e-3,虚拟电阻RV=0.5Ω,虚拟电感LV=0.01 m H,电压外环kp=7.5,ki=1.2,电流内环kp=0.4,ki=0.1。

图8a~图8d是通过传统下垂控制方法输出波形图;图8e~图8h则是采用新型控制策略输出波形图。可以从仿真结果波形图中清晰地看到,传统下垂控制在电压精度准确和电压稳定程度,电路环流存在以及功率均分等方面存在问题,相比较,本文研究的新型控制策略则在电压波动上有着较小的落差,在电压稳定上能达到良好的状态,并联逆变器间电路环流明显减小直至接近为零,功率均分上能达到优良的动态响应和几乎准确的数值效果。

4 结论

本文研究基于等效参考电流和d-q坐标系下虚拟阻抗的控制方法能很好地适应于逆变器并联结构。Matlab/Simulink仿真模型结果证实了该方法。相对于目前一些下垂研究方法的不足,再参考实验波形结果可明显得出,本文所研究控制方法的优点有2点:1)能较好地解决逆变器间环流问题,达到优良的功率分配效果;2)能有效地缩小电压波动范围,进而提高系统的供电电压质量。

摘要：传统下垂控制未考虑线路阻抗的影响,使得逆变器并联系统的稳定性大大降低以及功率分配不合理。因此,研究一种带有虚拟阻抗的新型控制策略,该策略采用等效参考电流,能有效地改善系统动态响应和缩小电压Ud波动范围。通过引入dq坐标系下虚拟阻抗使得低压微电网中有功无功解耦并改善功率分配效果。仿真实验结果表明,该策略能较好地解决逆变器间环流问题,达到优良的功率分配效果以及有效地降低电压波动范围。

关键词：等效参考电流,虚拟阻抗,下垂控制,电压波动,功率分配

参考文献

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微逆变器 第2篇

关键词：反激式,微逆变器,光伏并网,不连续导通模式,连续导通模式

1 引言

逆变器作为太阳能发电系统的核心器件,在光伏技术的开发和利用中有着至关重要的作用。传统集中式逆变器是将多个光伏模块串、并联后,再与逆变器连接,存在着失配损耗、抗阴影能力差、无法灵活扩展等问题,而光伏并网微逆变器是基于每个光伏模块的逆变器,从安全性、经济性以及小型化方面考虑都有独特的优点,是未来逆变器的发展趋势之一[1,2]。

文献[1-3]列出了许多可行的微型逆变器拓扑,其中反激式拓扑因结构简单、具有电气隔离、电压调节范围宽等优点而受到广泛研究。反激式拓扑有3种工作模式:断续导通模式(DCM)、临界导通模式(BCM)、连续导通模式(CCM)。相对于DCM和CCM来说,BCM的开关频率不是固定的,增加了滤波电路、主开关管等参数设计难度,故BCM在反激式逆变器中很少使用[4]。而DCM和CCM各具特色,目前已有不少文章对这两种模式的控制及改进方法进行研究[5,6,7,8],但很少有文章对这两种模式进行全面的比较。本文将在分析DCM和CCM基本工作原理的基础上,从逆变器的控制策略、电路参数设计等方面对其展开分析和比较,并借助Matlab仿真软件进行验证,为根据设计要求合理选择逆变器的工作模式提供理论依据。

2 基本原理

反激式光伏并网微逆变器主电路拓扑如图1所示。该电路初级是一个高频开关管,进行输出电流正弦调制;中间的高频变压器T兼有电气隔离、调整电压变比和储能的作用,其匝比为1∶n;次级是一个全桥逆变电路,工作在工频极性转换状态,将前级输出的电流进行极性翻转,经输出滤波后,将其转换为平滑的正弦波并注入电网。

为了更好地分析反激式逆变器在DCM和CCM模式下的工作原理,先假设:1)主开关的开关频率fs远大于电网频率,在一个开关周期内电网电压ug恒定;2)解耦电容Cdc足够大,光伏组件输出电压Upv在整个工频周期内恒定;3)忽略每个开关周期内的能量损耗。

由于次级S1,S4与S2,S3互补导通,在工频正负半周内反激输出电压、电流关系相同,因此可以工频正半周为例,介绍反激式逆变器在两种模式下的工作过程。图2示出DCM和CCM初、次级电流波形。

2.1 DCM 工作模态

1)模态[t1,t2]。主开关管Q1导通,T的初级电感电流线性上升,其峰值电流由导通时间(占空比)决定,由此可得占空比为

式中:Lp为变压器原边电感;Ip为初级电流峰值。

在一个开关周期内,忽略逆变器传输的能量损失,可得:

式中:Urms,Irms分别为电网电压和电流的有效值;Ipri为一个开关周期内变压器初级平均电流:

而由工频周期内功率平衡可得:

由式(2),式(3),式(4)可得DCM模式下占空比为

2)模态[t2,t3]。当Q1关断时,D1导通。T的次级电流线性减少到零,变压器中能量经次级释放到电网。

3)模态[t3,t4]。当次级电流降为零后,进入DCM。Cf向电网供电,直到Q1再次导通,进入下一开关周期。

2.2 CCM 工作模态

1)模态[t1,t2]。主开关管Q1导通,T的初级电感电流由一个非零的值开始线性上升。由伏秒平衡原理可得CCM下的占空比为

2)模态[t2,t3]。主开关管Q1关断,变压器中的能量经过次级释放到电网直到t3时刻Q1再次导通。

3 控制策略

3.1 反激式逆变器工作于 DCM 的控制策略

当反激式逆变器工作在DCM模式下时,由式(2),式(3),式(5)得系统的传递函数为

由式(5),式(7)可见,当反激式逆变器工作在DCM模式时,最大功率点跟踪(MPPT)引起的Upv,Ipv的变化能直接反映到占空比的变化,同时占空比与初级电流成线性关系。因此,控制策略较为简单,无需电流反馈的开环控制就能满足要求。本文采用电流峰值控制,控制框图如图3所示。

MPPT环节给出的电压基准与光伏模块的输入电压进行PI调节,用以稳定PV输入电压,同时得到电流幅值参考信号,用以控制进网电流的大小,从而保证光伏电池能够向电网输送最大功率。由电流幅值参考信号与锁相环得到的单位正弦半波相乘可得到初级电流的参考信号,再与初级电流相比较,得到主开关管的驱动信号。次级开关管驱动信号直接由电网采样信号经过零比较器得到。

3.2 反激式逆变器工作于 CCM 的控制策略

当反激式逆变器工作在CCM模式下时,系统的传递函数在S平面的右半平面有一个零点,占空比与输出电压及电流呈非线性关系,因此需要对整个系统进行闭环电流控制,增加了控制系统设计的难度。通过对反激式拓扑数学建模,可得CCM模式下占空比与电流之间的关系式:

式中:G为PI调节器;I*s为电流参考信号;Uo为全桥输出电压。

其中,第1项为电流闭环控制,用于动态跟踪电流参考信号;第2项为占空比前馈补偿,用以提供系统稳态时的占空比,同时还能消除输入、输出电压波动引起的干扰。控制框图如图4所示。

在CCM下,逆变器采用平均电流控制策略。电流参考信号的产生、全桥开关管的控制均与DCM模式一致,唯一不同的是通过电流闭环控制以及占空比前馈控制得到主开关管的开关信号。

3.3 控制策略对比分析

通过上述分析可知,反激式逆变器工作于DCM模式采用的是开环控制,只需控制初级电流的包络线严格按照正弦参考电流进行调制,就能得到高质量的并网电流,控制较为简单;而工作于CCM模式采用的是闭环控制,需要选择合适的PI参数才能达到系统所需的稳定裕度、增益和带宽,系统设计较为复杂,同时全桥输出电流在跟踪电流参考信号时存在偏差,会影响并网电流的质量。

在动态抗扰性能方面,DCM模式的控制中无并网电压、电流反馈,无法抑制并网电压、电流的扰动,但能通过最大功率点跟踪调节光伏电池输出电压、电流的波动;而CCM模式由于采用了电流闭环控制以及占空比前馈补偿,光伏电池板输出电压、电流,并网电压、电流的波动能够得到比较及时的调节,具有更好的动态响应性能和抗干扰能力。

4 主电路关键参数设计

4.1 反激式变压器原边电感设计

由式(5)、式(6)可得DCM模式、CCM模式的最大占空比分别为

由式(9)、式(10)可得逆变器工作的临界电感值:

当L < Lpc时,逆变器工作在DCM模式下;当L < Lpc时,逆变器则工作在CCM模式下。

4.2 器件应力计算与比较

4.2.1 开关管Q1的电压电流应力

当开关管Q1关断时,其上电压应力为输入电压和副边电压映射到原边的电压之和,则有:

对于Q1上的电流应力,在DCM模式下,由式(1),式(5)可得:

在CCM模式下,为了方便分析,假设变压器原边等效电流IL,则1个开关周期内,原边平均电流和输出平均电流可表示为

由此可得

即CCM下开关管Q1的电流应力为

4.2.2副边二极管D1的电压电流应力

当原边开关管Q1导通时,D1承受最大反向压降,其上电压应力为

由变压器原副边电流关系可得D1上的电流应力为

4.2.3全桥S1~S4的电压电流应力

全桥S1~S4的电压应力为网侧电压峰值,即:

而电流应力与二极管D1上一致。

4.2.4 应力比较

经过上述分析得到了逆变器分别工作在DCM和CCM下各功率器件的电压电流应力表达式。由式(12)、式(15)、式(17)可知,在输入输出一定的情况下,器件电压应力只与匝比n有关,而与逆变器的工作模式无关。对于器件的电流应力,由式(13)、式(14)、式(16)可知在输入输出相同的情况下,CCM模式比DCM模式电流应力小,损耗小,因而具有更高的效率。

4.3 输出滤波网络设计

在满载的情况下,电路的阻值取决于下式:

由此可得滤波电感的最大值为

而CL滤波网络的截止频率又可以表示为

由上式可得滤波电容的最小值为

考虑电容的裕量及系统的功率因数,确定滤波电容的取值,再代入式(18)即可得到滤波电感值。

5 仿真结果与分析

为了验证上述分析的可靠性,分别设计了工作在DCM和CCM模式的220 W反激式逆变器,具体参数如表1所示,并通过Matlab仿真软件对这2种模式进行建模仿真。

DCM和CCM模式若干开关周期内的初、次级电流波形如图5所示。由图5可见,在1个开关周期内,2种模式的初、次级电流波形与第2节的基本原理分析完全一致。同时,DCM模式的初级电流应力近似为CCM模式的初级电流应力的2.5倍,与表1中参数设计一致。

DCM和CCM模式1个电网周期内的初级电流和并网电压、电流的仿真波形如图6所示。由图6可见,2种模式下并网电流和电网电压同频同相,实现了功率因数接近1的并网。

对并网电流ig进行频谱分析可得,在额定功率下,DCM模式并网电流THD为2.21%,CCM模式并网电流THD为3.45%,均符合IEC61727(光伏系统供电机构接口要求)标准。同时,DCM模式的并网电流质量高于CCM模式,与理论分析相符。

6 结论

微逆变器 第3篇

光伏发电系统中,光伏阵列是光伏器件应用的主要形式。但光伏阵列中不同模块的工作状态容易相互影响,尤其是局部阴影现象会严重降低光伏阵列的输出功率,导致光伏器件的利用率大大降低,影响整个光伏发电系统的效率[1,2,3,4,5]。为了充分发挥光伏器件的效能,国外已提出光伏微逆变器(micro-inverter photovoltaic module system,MPMS)的概念[1,6,7]。所谓光伏微逆变器,是指将光伏组件与小型DC/AC逆变器系统集成在一起(逆变器安装在光伏器件背面),构成一个可直接与电网或负载连接的光伏发电系统模块。其不仅可以并网运行,还可以用在远离电网但需要交流供电的场所。总的来说,MPMS具有体积小、重量轻、使用灵活、光伏组件最大功率点独立控制等优点。该系统对光伏器件的利用效果优于其他光伏并网发电系统结构。

现有的较低压直流逆变技术(尤其是对于较低压光伏组件并网发电)主要有以下2种:一种是单级逆变电路通过工频变压器升压并网;另一种是两级式,即前级是DC/DC升压电路,后级是逆变器。前者中,当光伏组件电压较低时,工频变压器升压比较大,原边电流较大,因此功率开关管功率损耗较大,同时变压器本身产生功率损耗,导致系统转换效率较低,影响光伏发电利用率;后者采用两级电路,系统转换效率也不高,导致光伏发电利用率低下。同时这2种方案构成的系统体积较大,不适合在光伏发电模块中应用。

众多文献研究了无隔离变压器单级式逆变器。文献[8,9]给出了由2个相同的Boost变换器并联构成的单级逆变器,可以实现低压直流向高压交流的单级式逆变,但鉴于Boost电路的升压比限制,输入的直流电压不能过低,从而限制了它在较低电压情况下的应用。本文在此基础上提出了耦合电感式双Boost逆变器(coupled inductor-double boost-inverter,CIDBI)拓扑结构。与传统逆变电路相比,CIDBI采用了耦合电感,适当选择耦合电感的匝比N,可以实现能量从低电压侧向任意高电压侧的传输,从而克服了文献[8,9]中Boost电路占空比不宜太大的不足。另一方面,耦合电感式Boost电路具有传统Boost电路的一切优点,开关管的控制简单可靠,转换效率高。文中先分析了CIDBI电路的工作原理,然后研究了CIDBI的控制策略。实验调试中先采用模拟电网进行实验,后接市电电网验证。

1 CIDBI电路分析

1.1 CIDBI电路概述

逆变器的电流是双向流动的[10,11,12,13,14,15,16],而Boost变换器不能满足电流反向流动的要求,只能够实现升压功能,因此采用2组对称的耦合电感式Boost变换器构成CIDBI电路,其拓扑如图1所示。

负载RL跨接在2个耦合电感式Boost变换器的输出端,并以正弦的方式调制Boost变换器的输出电压,进行DC/AC变换。图1电路包括直流供电电源B1,L1与L2共同绕制在一个磁芯上,L3与L4共同绕制在另一个磁芯上,分别构成2个耦合电感;其中一个耦合电感L1与L2,C2,开关管T1,T2及与其并联的二极管D1,D2构成一个Boost电路;另一个耦合电感L3与L4,C3,开关管T3,T4及与其并联的二极管D3,D4构成另一个Boost电路;T1和T2采用互补导通的控制方式,输出电压VH1受主开关管T1的占空比控制,同理对T3和T4采用互补导通的控制方式,且T1和T4的驱动信号相同,T2和T3的驱动信号相同。这样可以使输出电容电压VH1和VH2随参考电压的变化而变化,从而在线性调制范围内,使2个Boost变换器输出为带直流分量且相位互差180°的正弦波,即

则负载上的电压为:

由式(3)可知,图1所示CIDBI电路能将直流电变换成交流电。

1.2 工作模态分析

图1中,电感L1和L2共同绕制在一个磁芯上构成耦合电感,不妨定义L1是原边,L2是副边。L1的匝数是n1,L2的匝数是n2,L3和L4采用类似的设定。在一个开关周期内,图2给出了图1中各开关管驱动信号的时序。

vg1,vg2,vg3,vg4分别是开关管T1,T2,T3,T4的驱动信号。图1中,T1和T2,T3和T4的驱动信号无需设置死区,考虑到开关管开通与关断存在实际的延时,故在图2中设置了死区时间。对应图2的工作时序逻辑,图3给出了相应的交流正半周的4个工作模态图。

1)t0～t1时段,对应图3(a)模态1。此时,T1和T4的驱动信号vg1和vg4为高电平;T2和T3的驱动信号vg2和vg3为低电平。T1和T4导通,iL1和iL3分别从D2和D3转移至T1和T4。

2)t1～t2时段(死区),对应图3(b)模态2。此时,vg1,vg2,vg3,vg4均为低电平,由于电感电流方向不能突变,故在T1和T4关断的同时,iL1和iL3分别转移至D2和D3续流。

3)t2～t3时段,对应图3(c)模态3。此时,vg1和vg4为低电平,vg2和vg3为高电平。由于电感电流方向不能突变,iL1和iL3仍分别通过D2和D3流动,这里,T2和T3是MOS管,因此其沟道反向导通,开关管工作在同步整流状态。

4)t3～t4时段(死区),对应图3(d)模态4。此时,vg1,vg2,vg3,vg4均为低电平。由于电感电流方向不能突变,因此,iL1和iL3仍分别通过D2和D3续流,等效电路与t1～t2时段相同。

5)t4之后重复以上工作过程。

以上分析的是交流正半周的输出情况,而交流负半周的输出情况与之相似。图1中的开关管可选用MOS管,与其并联的二极管皆用其体二极管。若忽略死区,则在D2和D3的续流升压阶段(D2和D3是开关管T2和T3的体二极管),因T2和T3选择为MOS管,故处于同步整流工作状态。D1和D4的续流情况类似。这种电路可获得高效率。

2 CIDBI的控制策略

2.1 耦合电感式Boost电路的占空比及开关器件的电压应力

以图1右半部分的耦合电感式Boost电路为例,定义占空比E和匝比N如下:

式中:ton为开关管T1导通的时间,同时也是二极管D2关断的时间;toff为开关管T1关断的时间,同时也是二极管D2导通的时间。

由工作模态的分析,在电感L1和L2上应用每匝伏秒积平衡得下式:

由式(4)和式(5)解得:

式(6)就是图1所示耦合电感式Boost电路的占空比计算公式。与传统的Boost电路相比,该耦合电感式Boost电路的占空比多了一个对匝比N的控制,所以这种电路的设计更加灵活。当升压比固定时,可得占空比E与匝比N的关系见图4。

由图4可知,当匝比N增大时,占空比E相应变小,这也正是这种电路可以获得更高的升压比的原因。可以选择合适的匝比,从而配置占空比。图1 左半部分的耦合电感式Boost电路与右半部分是一样的。

开关管T1关断、T2的体二极管D2导通时,设电感L1上的电压为VL1,电感L2上的电压为VL2,开关管T1上承受的电压为VT1,结合图3 (b)得下式:

开关管T1导通、T2的体二极管D2关断时,此时,D2承受反向电压,设为VD2,由图3 (a)得下式:

VT2=VD2=NVL+VH1 (8)

式(7)和式(8)分别是开关管T1(T3)和T2(T4)的电压应力计算公式。与普通的Boost电路相比,T1的电压应力有所减小,而升压二极管D2(T2)的电压应力有所增加。T1的电压应力减小,表明可以选择低压大电流的器件,这对减小损耗有利;D2(T2)的电压应力增加,具有负面的影响,会使得其导通时的损耗有所增加。

2.2 CIDBI增益

就Boost而言,电流连续情况下,其平均电压升压比分析如下。

对于双Boost逆变器,vg1=vg4,vg2=vg3,vg1与vg2互补,

由式(9)得CIDBI升压比为:

求式(10)的二次导函数得:

Q(E)=2(1+N)$\frac{1}{(1-E){}^3}-\frac{1}{E{}^3}2〗(11)$

若式(10)随占空比E近似线性变化,则式(11)要近似等于0,E只能在0.5附近变化。设定N=4,升压比与占空比E的关系曲线如图5所示。由图可见,占空比E在0.3至0.7之间变化时,即在0.5周围变化时,升压比可获得近似线性变化,如果让E在这段范围内按正弦规律变化,得到的输出电压Vo应是正弦波形。

2.3 正弦脉宽调制

对上述变换器采用正弦脉宽调制(SPWM)策略,根据对称采样规则,占空比按下式规律变化:

式中:M为调制比。

调制比不能太高,取小于0.4,否则占空比超出近似线性调制范围。

图6是SPWM原理图。与传统的单相全桥逆变器双极性调制方式一样,图6中vcarry是三角载波,vreg是调制波,采用SPWM,形成驱动信号,依图2方式分配给图1中的相应开关管。

仿真参数如下:直流输入电压34.8 V,交流输出电压220 V,输出功率260 W,2个耦合电感的原边电感值l1=l3=95 μH,匝比取4,输出电容值c2=c3=4.4 μF。

输出电压仿真波形如图7所示。

3 实验结果

图8是图1所示CIDBI应用于光伏并网发电系统的原理图,由逆变器、调制器和控制器3部分组成。逆变器的输入电源采用1块无锡尚德光伏组件,型号是STP260-24/Vb,其开路电压44 V,最大功率点电压34.8 V;采用 CIDBI作为光伏并网逆变器,实现一级式并网发电,设计参数如下:耦合电感匝比N=n2∶n1=4,L1和L3的电感值l1=l3=95 μH,C1,C2,C3的电容值c1=4 400 μF,c2=c3=4.4 μF,开关管选用英飞凌Cool MOS,开关频率50 kHz。调制器和控制器的逻辑用数字方式实现,选用Ti公司数字信号处理器TMS320F28027实现全数字控制。软件设计还包括了最大功率点跟踪(MPPT)控制和孤岛保护等。由图8控制器部分,给出了控制流程图,对于并网电流中出现的直流分量,在软件中计算出并网电流io的平均值,并构成比例—积分(PI)调节器加以抑制。该调节器的输出量用以形成电流给定的直流分量,给定电流的直流分量符号与输出电流中直流分量相反。

对于耦合电感式双Boost结构,取差分输出形式作为交流输出,对共模有较强的抑制能力。由图8(a)可知,光伏阵列与大地之间的寄生电容Cj上的电压与电解电容C3上的电压近似相等,共模电流计算公式如下[17]:

因C3上的电压是叠加了低频分量的直流,故C3上的电压在寄生电容Cj(260 W光伏组件对地寄生电容约为50 nF)上产生的共模电流可忽略。因此,所研究的CIDBI电路拓扑适合作为非隔离光伏并网逆变器。

图9是实验波形。其中,图9(a)用了自耦调压器与电网相接,io是并网电流,vPV是直流侧电压。图9(b)是额定电网电压下的实验波形。当地光照条件下最大并网功率可达217.8 W,当所有开关管选择多个MOS管并联工作时,效率较高,达95%,电流总谐波畸变率(THD)小于5%,功率因数达0.99。用本文提出的CIDBI电路实现了光伏并网发电。

4 结语

本文提出的CIDBI电路结构简单,能实现较低直流电压的逆变,可省去传统的工频变压器环节,节省了成本,减小了体积;可采用SPWM,开关管驱动简单,控制易实现。从文中描述可知,CIDBI有以下主要特点:①可以实现较低等级直流电压向高等级交流电压的单级逆变;②基于Boost结构,转换效率高;③实现了叠加在直流电压上的逆变,电流过零时几乎没有畸变,THD小。基于以上特点,所提出的CIDBI可作为MPMS用于并网发电。当然,所研究的CIDBI也有缺点,例如,当光强较弱、电流断续轻载时,输出电流THD大,不能满足并网电流的要求,此时需要关闭逆变器。总的来说,CIDBI适合于光伏发电模块化应用。

微逆变器 第4篇

1 微电网系统拓扑结构及控制策略

1.1 典型微电网系统结构

微电网系统是一种由负荷和分布式电源紧密结合的系统。相对于外部电网, 微电网表现为单一的自治受控单元, 可同时满足用户对电能质量和供电安全方面的要求。微电网内部的电源包含有大量的电力电子器件、包含多种能源方式 (风、光、储、燃气等) 、多种能量输出形式 (电、热、冷等) 、多种能源转换方式 (风/电、光/电、直流/交流等) 。当微电网与主网因为故障突然解列时, 微电网还能够维持对自身内部的电能供应, 故障消失后能自动恢复并网运行。

如图1所示, 该系统由风机、光伏、柴油发电机、储能设备构成了整个大的微电网系统, 内部又包含1号 (风光储) 、2号 (风储) 两个子微网, 其中, 电力电子设备包括光伏逆变器, 风机逆变器, 储能变流器PCS, 电动汽车充换电站中的充放电控制器, 电能质量治理设备。整个微电网系统的控制策略采用开放式分层分布结构, 通过就地控制层、集中控制层、配电网调度层实现微网系统的三态控制。

1.2 微电网系统逆变电源拓扑结构

微电网系统电压等级一般较低, 且内部电源与负荷种类繁多, 因此其网内的功率因数、谐波含有率、三相电压不平衡度等电能质量指标均有较高的要求[4]。相比于两电平逆变器来说, 三电平逆变器输出电压的波形质量更好, 若采用有效的电压空间矢量SVPWM控制算法, 既可降低开关频率, 减少开关损耗, 又可将微电网提供的负载电流补偿为三相平衡的正序基波有功电流, 有效地解决不对称负载引起的电压不平衡问题。在保持较高的直流电压利用率的同时, 显著地改善输出电压波形。

2 微电网系统下逆变电源控制策略

目前的微电网控制方案中, 基于主从控制模式的微电网系统并网运行时, 各分布式电源由大电网提供电压和频率支撑, 向负荷供电并接受配电网层的调度;孤岛运行时, 微电网系统常将储能变流器PCS作为主电源进行V/F控制, 其他分布式电源进行P/Q控制[5,6]。因此, 逆变电源采用基于电网电压的定向矢量控制算法, 通过控制逆变电源电流内环的控制策略可有效保证微电网系统下光伏电源的最大功率跟踪及有功无功调节效果[7,8]。本文以光伏系统逆变电源为例来讨论相关控制策略和算法。

如图3所示, 在光伏系统内, MPPT单元确保光伏阵列输出最大功率并提供最大功率点参考电压, 通过电压控制环节调节输出并网有功电流分量参考幅值, 并网电流由静止三相坐标转变为两相旋转坐标系下, 通过电流控制单元保证并网电流的跟踪控制以及负载所需有功电流和无功电流的调节, 最终通过合成的电流进行闭环控制, 驱动逆变电源主电路开关管的通断, 形成有效的PWM脉冲[7]。

2.1 三相三电平逆变电源电流内环解耦控制原理

逆变电源电流控制系统, 由直流电压外环和有功、无功电流内环组成。直流电压外环的作用是为了稳定或调节直流电压;电流内环在同步旋转dq坐标系下完成, 并通过相应的PI控制调节器实现对有功电流、无功电流的无静差控制。由于电网电压的变化会对系统的控制造成一定的影响, 所以系统需采用前馈解耦控制来对此作出相应的补偿[9]。

如图2所示选取负载中心点n为参考点, 根据KVL定理, 推出三电平逆变器开关函数模型为:

将三相abc静止坐标转换到两相旋转dq坐标系下, 得到电流在dq旋转坐标系下的数学模型为

对电流进行解耦控制, 构造前馈解耦方程:

推得:

从式 (4) 可以看出并网电流的dq分量可以根据给定量对d、q分量分别进行独立控制。实现任意功率因数可调的控制, 以满足微电网系统对功率调节的需求。

2.2 三相三电平逆变电源电流内环控制参数

对三相并网电流进行分解, 得到d、q轴上的并网电流有功分量id、无功分量iq, 由于两电流内环的对称性, 可以id、iq的控制采用相同的控制参数, 图4以有功电流id为例说明电流内环控制系统参数的设计。

Tcs为电流的采样周期, 当采样频率足够高时, 空间电压矢量的磁链轨迹逼近于变长为2/3 Udc的正六边形的内切圆半径。空间电压矢量调制方式所产生的三相逆变电压的相电压峰值等于空间电压矢量的幅值, 取Kpwm=1, G (s) 取, 电网电压通过前馈解耦之后的影响, 电网对逆变器控制的扰动可以近视忽略, 电流内环的简化控制框图为:

对小惯性环节的时间常数可以进行近似的合并, 而不影响控制精度, 此时, Ti=Tcs+0.5Ts, 当Tcs=Ts时, Ti=1.5Ts。

由图5可得, 按照典型I型系统设计电流内环调节器, 这时电流内环的开环传递函数Goi (s) 为

这时, 只需要满足:

就可以达到设计典型I型系统的要求, 电流内环开环传递函数进一步简化为

电流内环的单位负反馈的闭环传递函数

2阶闭环系统的标准参考形式:

将式 (8) 和式 (9) 进行比较, 得到:

由典型I型系统的参数整定关系, 当系统阻尼比时, 求得:

初步取主电路参数为

计算得到PI参数并进行仿真验证。

2.3 SVPWM控制算法下仿真结果

红色的线给定电流d、q分量:iqref=0、iqref=-20.5, 黑色的波形线为实际电流波形的d、q分量。

3 功率控制方法及其实现

微电网的控制核心是功率的供需平衡以及电网的电压频率稳定支撑。并网状态时, 逆变电源输出功率需根据负荷的大小接受调度中心调度;孤岛状态时, 逆变电源不仅要求能够满足负荷的功率需求, 而且必须保证输出电压的幅值、频率达标。因此逆变电源必须具有调频调压以及接收功率指令调度的功能[5]。

并网逆变器的功率调节可以分别在静止坐标系和旋转坐标系下来分析, 在静止坐标系下, 三相系统平衡对称, Em为电网电压峰值, Im为并网电流峰值, cosφ为功率因数角, 表示电网电压的相位φe与并网电流相位φi之差φei的余弦值。

在dq坐标下, 此时的dq坐标系下的d轴、q轴有其物理意义, ed、id为有功分量, eq、iq为无功分量, 电网电压和并网电流的空间矢量用复数表示为

得到逆变器在两相旋转坐标下的有功功率和无功功率为

在需要调节无功功率时, 电网电压固定, eq固定, 只需要调节的无功电流的大小, 即可决定无功功率的输出。

如果clarke变换采用的是等矢量坐标变换, 则旋转坐标系下功率的表示方式需要修改为

进行无功调节时, 需要改变iqref的值:在0.3 s时, 使iqref由0改变到2, idref由电压外环提供, 此时并网逆变器发出容性无功, 电流相位超前电压相位。

4 结论

在介绍微电网系统结构、电源控制策略以及对逆变电源特性要求基础上, 详细地分析了基于光伏系统的三相三电平逆变电源电流内环控制原理;讨论了电流内环的解耦策略、控制参数的获取以及功率控制的方法及实现;通过MATLAB仿真验证了该控制算法的科学性、有效性。

摘要：三电平拓扑结构能够有效提高微电网系统下逆变电源输出波形质量, 改善供电电能质量、减小开关频率、降低谐波含量。结合微电网对逆变电源特性的要求, 以三相光伏逆变电源为例, 详细介绍了三相三电平逆变电源电流内环控制算法原理, 参数的确定以及算法的实现。通过MATALB仿真, 验证了基于SVPWM控制算法的电流内环控制方法具有效果好、控制简单等优点, 能很好地满足微电网系统对逆变电源特性的要求。

关键词：微电网,三电平,光伏,电源,电流内环

参考文献

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