电流谐波影响范文

2024-08-02

电流谐波影响范文（精选7篇）

电流谐波影响第1篇

关键词：谐波电流,电力系统,供电质量,改进措施

0 引言

在实际运行中, 谐波电流的产生, 容易导致电气设备故障和损坏的发生, 即使安装了无功补偿装置, 也容易因谐波电流过大而造成电力系统的故障或损坏。面对这种情况, 分析谐波电流的产生对电力系统的影响, 包括电容器、电力电缆、变压器及电网的影响, 采用相应的措施, 对保证电力系统在谐波条件下的安全运行是十分有必要的。

1 谐波电流对电力系统的影响

1.1 谐波电流对电容器等电力设备的影响

与一般电容器组相比, 整流装置的谐波阻抗较大。在电容器中, 因电压畸变会产生额外电力的损耗, 容易因电容器与其他电力系统的串联和并联谐振而引起过电压、过电流情况的发生, 进而导致电压器损坏。因此, 在进行谐波分析的电路中, 在直流负载电流一定的情况下, 可以将谐波源作为恒流源, 由于电力系统的结构直接关系到谐波电流对电力电容器的影响, 当谐波源与电力系统中的电力容器在同一母线上时, 电力系统的结构具有并联电路的特征。所以, 为了有效分析谐波电流对电力系统的影响, 可以以电力容器组支路串接于电抗器的结构及等值电路为依据, 如图1所示, 表示电力电容器谐波分析电路图[1]。根据谐波电流的特征, 可知n次谐波电流的计算公式为:

其中, Inmax代表电流最大值, I1代表基波电流。从公式中可以看出谐波电流最大值与谐波次数成反比例关系。然而, 在重叠角不为0的情况下, n次谐波电流幅值的计算公式为:

其中, Kn代表修正系数, 而修正系数主要与重叠角、谐波次数等有关。然而, 对于谐波的等值电路, 其计算公式为:

其中, xs代表电力系统的基波电抗, xc代表电力容器的基波容抗, xL代表串联在电力电容器组支路的基波电抗。由公式 (3) (4) 可知, 当电力电容器组支路呈现容性时, 电容器支路中谐波电流放大;当电力容器呈现感性时, 电容器组支路的电流较小;当电容器支路发生串联谐振情况时, 其起到滤波器的作用。然而, 当电力电容器发生并联谐振时, 将可能威胁到电容器的运行安全, 因此, 在未连接串联电抗器的情况, 令xL=0, 此时电力电容器发生并联谐振的条件为xc=n2xs[2]。

1.2 谐波电流对输电线路的影响

谐波电流作用于电力系统的输电线路上, 容易引起一系列的损耗, 其中, 回路中的电阻值会随着谐波电流的频率增大而增加, 进而增加相应地损耗;在电感回路中, 在有谐波电流的情况下, 其计算公式为:, 其中, In为谐波电流, n代表谐波次数, w为角频率, L代表电感值, 与一般损耗计算公式EP=I12L (I1代表基波电流) 相比, 可得出有谐波电流的情况下损耗明显增加了。同理, 对电容回路而言, 有谐波电流情况时, 可明显看出损耗也增加了[3]。

1.3 谐波电流对继电保护整定的影响

在谐波电流较高的情况下, 谐波电流容易入侵某一电网系统而影响继电保护的整定值, 容易错误地引起过电流、过电压情况的发生, 尤其是在负序性谐波的情况下, 若出现三相电压不对称的情况下, 容易因操作失误将负序滤过器作为启动元件的保护装置。由于谐波电流的产生, 致使差动保护动作跳闸, 大面积停电等事故, 不仅造成了严重的经济损失, 也严重威胁到人们的生命财产安全。因此, 面对谐波电流对电力系统的影响, 应采取相应的措施降低谐波电流, 以保证电力系统的运行安全。

2 电力系统在谐波条件下的改进措施

在电力系统中, 随着非线性元件的不断增多, 非线性负载会产生较多的谐波, 并产生脉冲型电流。由于谐波电流主要表现在电力系统供电中断、电网发生谐振等方面, 容易造成电力设备发热并损坏, 严重影响了电力系统的安全性和稳定性, 特别是3次谐波产生的巨大的中性线电流, 因配电变压器的电压值超过了标准的电压值, 严重影响了电力设备的运行安全。因此, 针对谐波电流对电力系统的影响, 采取相应的措施降低谐波电流, 首先, 电力电容器因谐波过载, 在有谐波电流的情况下, 电容器可能会因谐波电流放大而造成负荷过载。因此, 在设计无功补偿电力电容器时, 应充分考虑谐波对电力电容器的影响, 可采取的措施有:第一, 增加整流相数, 对于大功率的整流装置来说, 通过增加整流相数的方式, 即增加脉动波数P, 将各组整流装置侧绕组对称地移相, 抵消低次谐波分量, 这样既提高了整流装置的整流效率, 也有效减少了谐波电流对电力系统的影响;第二, 在电容器组支路中串接电抗器, 使电力电容器组支路呈现感性;第三, 改变电容器容量等, 从而有效避免并联谐振的发生。

其次, 为了有效减少谐波电流对电力设备的影响, 应尽量避免在高电压、轻负荷的状态运行, 加强电力系统的实时监控。然而, 在变压器群中产生谐波的情况下, 可以将配变中间电压转接为C相或A相, 通过改变电网线路的接线方式, 可以减少谐波电流对电网及其他设备的影响。除此之外, 在有谐波电流回路的情况下, 可以通过装设LC滤波器来消除滤波电流。为了使电力系统中各支路的谐振频率等于谐波电流幅值较高的几个谐振波频率, 可以选择3~5个谐振支路, 按照选择的原则, 首先必须估计电容值C, 然后根据公式:则可以计算出电感值Ln。确定完LC滤波器的电感值与电容值后, 适当地装设LC滤波器, 有效消除滤波电流。

最后, 在降低谐波电流中, 还应遵循“因地制宜”的原则, 有针对性地加强滤波源的治理。由于滤波装置主要分为有源、无源电力滤波器, 在电力系统中, 若采用有源滤波器装置, 可以通过滤波采样装置对谐波源发出的谐波进行采集, 并复制电流大小相等、方向相反的谐波, 将采集的谐波接入电网, 最终抵消原来的谐波, 有源滤波器实际上属于一个大功率的谐波发生器。而无源电力滤波器是通过电感、电容谐振的工作原理来组织n次谐波, 以保证电力系统中的电压畸变率保持在一定范围内。

3 结束语

在电力系统运行中, 面对谐波电流对电力系统的影响, 对于供电公司来说, 应对其引起足够关注。若出现谐波源容量大、系统短路容量小的情况, 将会造成巨大的经济损失, 甚至可能危及到人们的生命财产安全。因此, 分析谐波电流对电力电容器、电网、电力系统继电保护等的影响, 有针对性地采取相应的措施, 采用增加滤波装置及增加整流相数的方式, 减少滤波电流对电力系统的影响, 以保证电力系统的安全性、可靠性和稳定性。

参考文献

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[4]郑丹.电动汽车对电力系统的影响以及交互作用研究[D].华南理工大学, 2013.

配电网谐波电流测量方法浅析第2篇

20世纪50—60年代, 随着配电网技术的发展, 相关人员正式提出了配电网谐波的问题, 并且发表了大量的研究论文。人们也注意到了谐波所造成的危害, 世界各国纷纷开始研究谐波问题, 国际上也多次召开了关于谐波问题讨论的会议, 不少国家和国际学术组织都制定了限制电力系统谐波和用电设备谐波的标准和规定, 各个国家也出台了相关的策略方案。我国对谐波问题的研究起步较晚, 但是在短短几年的时间里也取得了很大的成就, 在国内和国际上都有着一定的影响力。

2 谐波分析与测量原理及谐波对配电网的影响

2.1 谐波分析与测量原理

谐波测试一般要得到以下的量:单次谐波电压、电流含有率;谐波电压, 电流的总畸变率;有时还需要测量谐波相位角、谐波功率和谐波阻抗。谐波测量仪若按其工作原理分类, 大致上可分成以下5种:第一, 外差式谐波分析, 例如丹麦的2010型, 匈牙利的TT130型以及国产BB4型波形分析仪。第二, 谐波监测仪器。第三, 磁带机。第四, 自动谐波分析仪。第五, 快速多通道模数转换器和微机测量装置。这种装置在国外已研制成功, 实际上是FFT型自动谐波分析仪的扩展, 其计算机存贮容量大、计算速度快, 可以详细分析快速波动谐波量。谐波电流流过电网时, 与同频谐波电压产生谐波功率, 谐波功率全部消耗在电网上, 增大了电网的线损。谐波是一个周期电气量的正弦波分量, 其频率为基波频率的整数倍, 由于谐波的频率是基波频率的整数倍, 所以我们也常称它为高次谐波。无源滤波器仅由无源元件组成, 它是利用电容和电感元件的电抗随频率的变化而变化的原理制成, 这类滤波器的优点是电路比较简单、不需要直流电源供电、可靠性高, 可以作为测量谐波的辅助工具。

2.2 谐波对配电网的影响分析

谐波对配电网的影响是很大的, 其中对中性线有很大的影响, 在三相电力系统中, 中线性电流是三个线电流的矢量和。据相关资料表明:存在非线性负荷情况下的中线性电流可能高达相电流的1.7倍, 其中中性线在使用过程中随着电流的不断增大, 产生的热量也会不断增大, 过热的情况下会烧毁甚至有爆炸的危险。谐波对变压器的影响也是不容忽视的, 如果在变压器中形成环流, 会有很大的破坏力。谐波的破坏力非同小可, 主要集中于两个方面:第一, 使设备损耗加大, 温度升高, 寿命缩短。第二, 使设备受到干扰, 产生误操作。对设备的危害表现为:容易使电网与用作补偿电网无功功率的并联电容器发生串并联谐振, 造成过电压或过电流, 有时甚至会烧坏用电器;在使用电动机的过程中会增大损耗, 导致发热增加, 寿命和使用效率降低, 最后烧坏;谐波电流使输电电缆损耗加大, 输电能力降低。对容性电缆线路来说, 谐波使绝缘加速老化, 泄漏电流增大, 对线路的包装产生危害, 会造成漏电、短路等情况, 如果线路是使用中线的话, 还可能使中线受到更大的损害, 对一些电表的危害也是很大的, 有可能造成数据的错误, 使其出现很高的误差。还会干扰某些设备的正常工作, 比如:电磁继电器、保险丝等;危害照明设备的同时会影响照明设备的寿命, 当谐波通过线圈时会产生很大的热, 有时可能影响发电机的正常工作。

3 配电网谐波计算以及相关程序的开发

3.1 谐波计算的分析

随着科技和时代的进步, 谐波计算已不是难题, 减小谐波的危害是我们计算谐波的目的, 谐波功率除了对供热用的电热外无任何效益, 只是以发热的形式在传输过程各环节及用电设备中消耗掉, 所以谐波功率实质上就是因谐波而产生的线损—谐波网损, 也可以说是计算谐波的一种方法。在考虑谐波只是消耗损耗的情况下, 这样的计算是有一定道理的, 而这种办法却不能适用于所有线路, 比如:中性线在配电网中线损比较大, 就不能使用这种方法进行计算, 这时产生了另一种计算方法—等值电阻法, 该方法利用等值电阻的原理进行测试, 可用于各种谐波的计算, 是一种成熟的网络损耗计算方法, 也是最通用的一种方法。

3.2 配电网谐波计算分析程序的开发

虽然我们已经掌握了谐波的测量方法, 可是要进行人为的测量难度还是很大的。科技在发展, 时代在进步, 为了解放劳动力, 人们致力于配电网谐波计算分析程序的开发, 同时根据相关的原理进行研究比较。对电网参数的测量是研究电网谐波的基础, 对于故障的分析达到了较高水平, 同时计算机人才也致力于谐波计算程序的开发, 根据谐波电流的含量及电网现状, 设置了具体的、合适的谐波治理方案, 各项测试结果表明:测量效果达到了设计要求, 低压电网的电压畸变率被控制在国家标准之内。随着我国的科技发展、人才的发展, 配电网谐波计算分析程序的开发定会取得更大的进展。

参考文献

[1]王刚军, 王承民, 李恒, 等.基于实测数据的配网理论网损计算方法[J].电网技术, 2002, 26 (12) :18-20.

一种改进的谐波电流检测算法第3篇

近年来,随着电力电子技术的发展,电力系统中增加了大量的非线性负载和装置,这些非线性负载和装置不可避免地会产生非正弦波形,并向电网注入谐波,对电力系统的安全、可靠和经济运行造成了极大的影响,同时对用户用电设备的安全与正常工作也造成了一定的影响。目前,解决谐波问题的一个重要趋势是采用电力有源滤波器(Active Power Filter,APF),即从补偿对象中检测出负载谐波电流,由补偿装置产生一个与该谐波电流大小相等、极性相反的补偿电流注入电网,从而使电网中只含有基波电流[1,2]。

电力有源滤波器的关键是如何能够准确、实时地检测出电网中瞬态变化的畸变电流,计算并产生谐波参考指令电流。目前应用最广泛的是基于瞬时无功功率理论发展而来的谐波检测算法[1,2]。该算法通过坐标变换完成系统三相到两相的分析检测,而且不受电网电压畸变的影响。但该算法需要进行2次坐标变换,有一定的时延,不能直接用于单相谐波的检测[3,4,5,6]。因此,本文提出一种基于自适应抽样算法和滑窗迭代思想的离散傅里叶变换(DFT)算法,以实时准确地求取负载电流中的谐波分量。仿真结果表明了该算法的可行性。

1 基于自适应抽样的滑窗迭代DFT算法

为了考察交流电流或电压的质量,通常要对交流信号进行谐波分析。周期信号的数字抽样要求抽样信号与其严格同步,若周期信号或抽样信号受到干扰,频率出现微小变化,其抽样序列的变化将产生较大的频谱泄漏和截断误差,从而造成不正确的测量结果。本文提出的基于自适应抽样的滑窗迭代DFT算法可有效地避免上述问题。

1.1 滑窗迭代DFT

对任意有限带宽的周期信号x(t),设其周期为T,周期抽样个数为N,采样周期τ=T/N,则该信号的DFT表达式为

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计算时由于需要整个抽样周期的N个数据同时参与,计算量大且耗时长,因此,式(2)～(4)不适合于瞬时谐波电流的检测。

利用滑窗迭代的思想[2,6,7],对式(3)、式(4)进行改造:

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式中:Nnew表示最新的抽样点;x(iτ)表示i个抽样周期前的抽样数据。

式(5)、式(6)的计算方法将最新的实时抽样数据参与到负载电流检测分析中,而淘汰掉最早的抽样数据,大大加快了抽样数据的更新速度,提高了谐波电流检测系统跟踪负载电流变化的能力。基波信号可以由式(7)～(9)计算出:

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采用式(8)、式(9)时,如果抽样频率较高,则计算量也比较大。为了简化计算过程,可通过软件来实现滑窗迭代过程[2]。首先将一个完整周期N点的抽样数据经过与之对应的旋转因子相乘后存储在连续的数据空间中,然后设定一个数据运算循环指针来定位当前抽样数据的存储位置,当完成一个完整周期N点的抽样计算数据更替后,指针指回对应数据空间的起始位置,开始下一个周期的数据循环更替。这样式(8)、式(9)就简化为一个减法和一个加法的计算,计算后的新和被重新存储到旧和的数据存储单元,完成迭代,如式(10)、(11)所示。

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整个计算过程只需在初始化阶段的一个工频周期内完成整周期求和运算,以后就可在每一个抽样新值进来后完成迭代运算,从而大大减少了整个计算过程带来的延时,提高了谐波检测的实时性。

上述算法要求被检测的信号为周期信号,且抽样信号与其严格同步。对于实际的电气信号,该要求过于严格,实际上很难满足(实际电力系统中的频率总是在变化的,尽管变化一般比较缓慢,相邻几个周波的频率变化很小)。针对电力信号的这个特点,在对其进行谐波测量和频谱分析时,可采用软件抽样频率自适应算法[8],首先以基波频率50 Hz 抽样,然后通过软件算法自动调整抽样时间,以减小同步误差,提高精度。

1.2 自适应抽样算法

设x(t)为一个连续信号,其周期为T。如果以周期TS为实际抽样周期对x(t)抽样,让x(t)信号经过长度为LT的时窗后,得到N点的离散时间序列x(nTS),其中N表示抽样点数,L表示截取的周期数,N和L均为整数。

在同步抽样时,即有undefined。当信号频率发生变化而抽样周期固定时,此时的抽样将是非同步的,此时undefined,也就是说在1个信号周期内,按原来的抽样周期抽样,得到抽样数据不再是N个。此时可设理想抽样周期为TS0,实际的抽样周期为TS。设TS0与TS之间的误差为Δ,则有TS-TS0=Δ。

设x0(n)为理想抽样序列,x(n)为实际抽样序列,则有

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将式(12)在nTS处按泰勒级数展开,忽略高阶项,则有

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再由导数定义:

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式中:NTS0为序列x(n)的周期。

则有

可见undefined,故有

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式(16)即为信号自适应抽样算法的表达式。该算法简单且极易工程实现,因此,适用于信号实时处理的场合。

2 仿真实验与结果

对基于自适应抽样的滑窗迭代DFT算法进行仿真研究,其中信号抽样频率设定为6.4 kHz,即每个工频周期抽样128点。当信号为周期信号时,采用固定抽样周期进行抽样,其仿真结果如图1所示。从图1可看出,当信号在0.1 s时,频率由50 Hz变为51 Hz;信号在0.3 s时,频率由51 Hz变为50 Hz。可见采用固定抽样周期进行抽样时将会得到错误的结果。

图2为采用自适应抽样的仿真结果。从图2可看出,此时谐波电源检测系统具有很好的跟踪效果。

可见,当信号为周期信号时,无需采用自适应抽样算法;但当信号频率发生变化时,如果不采用自适应抽样算法,则在频率变化时,由于谐波电流检测系统仍然按照原来固定的抽样间隔进行抽样,此时将会得到错误的结果,而采用自适应抽样以后,谐波电流检测系统可用实际频率自动调整抽样时间,避免了DFT在非同步抽样时带来的问题,而算法的复杂度并没有增加多少,即谐波电流检测系统的实时性仍然能够得到保障。

3 结语

针对现有DFT算法在非同步抽样信号时存在的问题,提出了一种基于自适应抽样的滑窗迭代DFT算法来检测谐波电流。该算法通过自动调整抽样时间,大大减小了DFT在非同步抽样时带来的计算误差,且提高了谐波检测的实时性。仿真结果表明了该算法的可行性。

摘要：针对基于瞬时无功功率理论的谐波检测算法实时性差、不能直接用于单相谐波检测的问题,提出采用滑窗迭代DFT算法来提高谐波检测的实时性;并针对传统DFT在非同步抽样时存在错误的问题,提出采用自适应抽样算法来自动调整抽样时间,从而减小DFT在非同步抽样时的计算误差。仿真结果表明,基于自适应抽样的滑窗迭代DFT算法能够实时有效地检测出谐波电流,具有很好的目标跟随性和抗干扰性。

关键词：电力有源滤波器,谐波检测,离散傅里叶变换,滑窗迭代,自适应抽样

参考文献

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一种新型谐波电流双闭环控制策略第4篇

随着电力电子技术的发展,电力电子设备日益广泛的应用于我国工业和民用领域,使得非线性负荷大量增加,造成电网面临严重的谐波污染[1,2]。电网中存在大量的谐波,一方面会使线路损耗增大,降低电能质量,使功率因素降低,影响系统安全稳定运行;另一方面,电网中的谐波还会对邻近的通信信号产生电磁干扰,影响一定范围的通话质量,甚至在极端情况下,威胁通信设备和人员的安全[3]。

由于电网中谐波的存在给供电部门和用户都造成了极大的危害和损失。因此,国家对谐波的治理制定了相应的控制标准。我国虽然在80年代末才开始研究谐波治理技术,但进展较快,目前在理论、技术与工程应用方面取得了丰富的研究成果与现场应用经验。如西安交通大学、清华大学、湖南大学、西安赛博、上海思源、株洲国变中心、长沙博立电气等大学和企业在有源滤波理论和应用方面做出了杰出的贡献。在学者们的研究基础上,我们总结了许多提高功率因素与谐波治理的方法[4,5],如:通过无功补偿屏提高功率因素、采用消谐滤波补偿装置、无源滤波器、有源滤波器等等。目前,如何对电网中的谐波进行优化治理仍是学者们竞相研究的热门课题。

本文针对注入式混合有源滤波器(Injection Hybrid Active Power Filter,简称IHAPF)提出了一种新型谐波电流双闭环控制策略。利用广义积分控制器[6]对注入支路输出电流实现零稳态误差控制,但是由于广义积分器常用于只考虑有限的几次谐波的情况,而对于谐波频率过多的情况实现起来比较繁琐,进行仿真的系统结构框图也比较复杂。因此,本论文采用递推积分PI控制器,同样能实现对系统的无差控制,且其传递函数形式相对简单,仿真易于实现。该控制策略大大减小了基波电流流入逆变器时输出电流的增益并且能够获得较好的动态跟随性能。

1 注入式混合有源滤波器拓扑结构

注入式混合有源滤波器拓扑结构如图1所示,整个有源滤波器系统由供电和传输线路、非线性负载、注入支路、耦合变压器、输出滤波器及电压型逆变器组成[6]。从图1可以看出,注入支路的电容C1和电感L1构成基波串联谐振电路,目的是使得很少的基波电流流入耦合变压器和逆变器,大大减小逆变器的容量。基波串联谐振电路电容CS(即注入电容)一方面补偿电网基波无功,另一方面尽量使有源滤波器的输出电流注入到电网以治理电网谐波。为便于下文的分析,输出滤波器(Output Filter,简称OF)采用简单的L型,用于滤除逆变器功率器件的开断所带来的高频毛刺。直流侧电容和电压型逆变器构成有源部分,用于改善整个滤波系统的滤波性能和滤波效果,抑制无源滤波器和电网电感形成的串并联谐振,弥补无源电力滤波器存在的缺陷和不足[7,8]。

在对注入式混合有源电力滤波器进行建模时,将有源滤波器输出看成谐波电压源,将非线性负载看成谐波电流源,将逆变器看成受控电压源,从而可以得到系统从低压侧折算至高压侧的单相等效电路图(如图2所示)。

由于本论文所讨论的谐波电流主要为负载电流,因此可将图2进行简化,在这里假设电网电压输入为正弦波,其谐波忽略不计。这样由逆变器输出的谐波电流经注入支路与非线性负载产生的谐波电流相互抵消。可得简化后的等效电路图如图3所示。

根据基尔霍夫电压定律与基尔霍夫电流定律能得到如下方程:

2 注入式混合有源滤波器控制方法

有源滤波器相对于无源滤波器而言是一种动态的、灵活的谐波治理手段[9,10]。而有源滤波器的这些优良性能的实现在很大程度上依赖于对PWM逆变器的控制上。因此,采取一定的控制策略对逆变器开关模式进行控制,使逆变器输出的谐波电流能较好的跟踪给定的参考谐波电流以消除谐波,达到谐波治理的目的,是有源滤波器研究的关键[11,12]。

根据图1,可画出传统的IHAPF单闭环控制系统结构如图4所示。

由公式(1)至(5),可以画出IHAPF单闭环控制系统结构框图(如图5所示)。

图中,i*Lh(s)为给定参考电流信号取其值为与负载谐波电流幅值相等极性相反。调节器采用PI调节器[6]115-160,其传递函数为:式中KP—PI调节器的比例系数;KI—PI调节器积分系数。而PWM发生器与逆变器控制框图如图6所示,可以看成是一个滞后环节由于逆变器的开关频率T一般为千赫兹以上,其传递函数可近似为一阶惯性环节:式中KS—PWM装置放大系数;TS—PWM装置的延迟时间,TS≤T。

对传统的IHAPF单闭环控制系统进行MATLAB/Simulink[13,14,15]仿真,仿真所取参数为:CS=100μF,C1=400μF,L1=25.33 m H,L0=0.25 m H。由于在进行谐波电流检测时存在的一些检测误差,因此,谐波检测装置不可能完全滤除基波电流,这样便使得作为参考的谐波电流中带有很小一部分的基波电流[11]。这个很小的基波电流经逆变器可能产生很大的输出电流I0,而这个输出电流I0绝大部分流入基波串联谐振电路,因此在注入电流IF中几乎检测不到这个很大的逆变器输出电流,也不可能经反馈环节加以抑制。例如:当有幅值为0.1 A,相位为零的基波电流流入逆变器时,仿真结果如图6、图7所示。从仿真图可以看出逆变器的输出电流I0会有很大的增益,其增益约为1 000倍,而注入支路电流IF增益不大,约为25倍远远小于1 000。逆变器输出电流过大会烧毁功率器件,因此,需对逆变器的输出电流加以限制。根据自动控制原理,要维持被调量很少变化或基本不变,通常的思路是将被调量作为反馈量引入系统。而本文将逆变器的输出电流作为反馈量引入系统,与之前的单闭环控制系统构成双闭环控制系统。

3 新型双闭环控制策略及仿真

双闭环控制系统结构框图如图8所示。其中内环采用PI调节器,而对于外环,由于被控制量为正弦量,用传统的PI调节器进行控制会产生稳态误差。本文采用一种基于递推积分的PI调节器,实现对系统的误差控制,从而达到良好的动态跟随性能与鲁棒控制性能。

假设流入逆变器的基波电流幅值仍为0.1 A,相位为零,通过仿真发现其增益为6远远小于采用单闭环控制的输出电流1 000。仿真结果如图9所示。

对于采用递推积分PI调节器[8]控制的外环,研究其对于给定参考谐波电流信号的跟随作用。传统PI算法的离散形式如式(6)所示,式中u(K)为K时刻的控制器的输出,e(K)为K时刻的误差采样值,KP、KI分别为比例系数和积分系数。这种离散形式PI算法是对误差进行逐点积分[6]137-146。

递推积分PI算法如式(7)所示,式中u(K)为K时刻的控制器的输出,e(K)为K时刻的误差采样值,N为一个周期内的采样数,KP、KI分别为比例系数和积分系数,C为K/N取整。这种算法相当于对误差逐周期积分。

为简化计算,可利用u(K)的增量形式进行计算。在K-N时刻,式(7)可改写为:

将式(7)减去式(8)得:

也可表示成:

将上式写成s域的传递函数为,

式中T为采样时间间隔,NT=20 ms。从上式可以看出,递推积分PI调节器的传递函数包含了参考信号的周期信息,但是传统的PI调节器不包含这些信息。

为了验证递推积分PI调节器具有较好的动态跟随性能和控制精度,当给定的参考谐波信号分别为:2次谐波幅值58 A,3次谐波幅值为40 A,5次谐波幅值20 A,7次谐波幅值11 A,相位均为零时。取递推积分PI调节器的参数为:KP=20,KI=200,观察给定参考谐波电流与注入支路输出电流波形,如图10,图11所示。

4 结束语

从逆变器输出电流对于基波增益过大和采用单闭环控制时谐波注入电流对检测电路中给定的参考电流动态跟随性能不理想这两个问题对注入式混合有源电力滤波器进行分析。以逆变器的输出电流作为反馈量引入系统,大大减小了基波电流的增益;用递推积分PI调节器取代传统的PI调节器,获得了较好的动态跟随性能。通过对仿真结果的分析,表明基于递推积分PI控制算法的谐波电流双闭环控制策略具有一定的优越性与可行性。

摘要：针对有源电力滤波器负载谐波电流的控制,考虑到逆变器开环运行时动态性能差和电流检测所带来的一些误差,可能导致逆变器的输出电流发生过电流而损坏功率器件。在分析注入式混合有源滤波器的基础上,对传统谐波电流单闭环控制增加一个电流负反馈来控制逆变器的输出电流,实现对谐波电流的双闭环控制。保证了逆变器安全可靠运行,提高了整个系统的抗扰性能以及对给定参考谐波电流的跟随性能,仿真结果验证了谐波电流双闭环控制的可行性与优越性。

自适应智能化谐波电流检测方法第5篇

电力有源滤波器实时检测电网的谐波电流并进行补偿,可有效减少电网中的谐波电流[4]。谐波电流的准确、实时检测是电力有源滤波器,高效滤除谐波的关键,然而电网的随机性、复杂性干扰着谐波电流的准确、实时测量。国内外专家学者提出了不同的谐波电流检测方法,基于FFT的频域傅里叶分析方法[5],基于小波变换法[6],基于神经网络的检测方法[7],还有基于瞬时无功理论的检测方法[8]。FFT算法存在严重的频谱泄漏和栅栏现象,故谐波电流的检测精度达不到要求,且计算量较大; 基于小波变换和神经网络检测算法,结构较为复杂; 而基于瞬时无功功率理论的法中使用PLL获得基波电压的相位,并使用低通滤波器,这两个过程均会产生一定的延时。本文采用非线性最小二乘法和自适应神经网络的谐波电流检测方法,通过在Matlab下的仿真,验证该方法的时效性和准确性。

1 非线性最小二乘法检测电压基波频率

在理想情况下,电网电压是频率不变的正弦波。但电压含有谐波,且基波频率在一定范围内存在波动。根据傅里叶级数理论,满足狄里赫利条件的周期信号均可分解为直流分量与幅值一定且频率为基波频率整数倍的正余弦之和[9]。

因电网中电压和电流是半波对称的,所以傅里叶级数中没有偶次谐波分量,且在平衡的三相三线制系统中,无3 的整数倍谐波。由于,电网中电压的畸变率远小于电流的畸变率,所以采用电压频率f0作为电流基波频率的参考信号。若f0已知,第m点的电压值记为vm,将采集的N个点的电压值记为1 × N的矩阵Y。

将电压分解后的傅里叶级数各谐波的系数记为X,包含的奇次谐波的个数为Nh。

若记矩阵A为

则式( 1) 近似地表示为

因矩阵A不是方阵,无法用逆矩阵解出式( 4) ,可采用A的伪逆矩阵。AAT是非奇异矩阵,傅里叶级数各谐波的系数表示为

因f0是未知的,则A也未知,解线性最小二乘法的问题就变成解非线性最小二乘法( NLS) ,将式( 5) 代入式( 4)

误差向量e表示为

当A中的f0越接近真实的电网电压频率,e的模长越小,我国的电网工频频率规定为50 Hz,并允许在0. 5 Hz内波动,将|e|2作为目标函数,在49. 5 ~ 50. 5 Hz内以0. 05 Hz作为搜索步长,以|e|2最小值时对应的频率f0作为电网电压频率。

2 自适应神经元电压相位检测

在传统的谐波电流检测算法中,大多采用PLL来获得基波电压的相位以此得到与电压同相位的参考信号。上文中非线性最小二乘法只获得了电压基波频率,要分离出基波有功和无功电流,还需要检测出基波电压的相位。因此,提出了使用自适应神经网络( Adaline)来检测电压相位。

在文中已检测出电网电压基波频率f0,将m点的电压vm近似地由WmXm表示,其中Ts为电压采用周期,Xm和Wm分别表示为

傅里叶系数Wm,作为Adaline在线训练的权值,算法不断修正Wm使得检测的电压值与实际的平方差最小。目标函数表示为

Wm采用梯度下降法调整

基波电压的相角 θ1可表示为

3 自适应神经元谐波电流检测

将第m采样点检测的电流im展开成傅里叶级数

式中Ip和Iq分别是基波有功电流和无功电流的幅值,Ts、fk分别为采样周期和k次谐波的频率。令

Zm作为自适应在线训练的权值,以误差的平方作为目标函数,即

Zm采用梯度下降法调整

基波有功电流ip可表示为

基波无功电流iq可表示为

k次谐波电流的相角 φk可表示为

则k次谐波电流ik可表示为

4 自适应智能化谐波电流检测方法

图1 是自适应智能化谐波电流检测方法的实现框图。电网总电流i减去基波有功电流ip可得到基波无功电流和各次谐波电流的总和iq+ ih; 根据有源滤波器的补偿需要,如果不需要补偿无功或者某次谐波,可选择性的将其从iq+ ih中减去,便可得到有源电力滤波器的补偿参考电流信号。

5 仿真验证

在Matlab下搭建三相全控整流电路,电源初始相位为50°,频率为50 Hz,电压为220 V,0. 2 s时电源电压相位发生突变,超前180°。三相全控整流电路的触发角为0°,直流侧负载为纯电阻,阻值R = 50 Ω。为验证本文提出方法的时效性和准确性,本文在上述电路环境下,分别使用本文提出的方法和传统的基于瞬时无功功率理论的ip- iq法获取有源电力滤波器的电流补偿参考信号。因为大多数情况下有源电力滤波器需要补偿无功和谐波电流,所以只需对比基波有功电流就能反映检测的精确性和实时性。

对比图2( a) 和图2( b) 两图可看出,PLL锁相环在电压初始相位为50°时,需> 0. 06 s的时间才能完全跟踪电压信号,而使用NLS和ANN算法只需0. 01 s便可完全跟踪电压信号。由图2( c) 和图2( d) 两图可看出,在0. 2 s发生电压相位突变180°时,PLL锁相环需要约0. 1 s,才能跟踪信号,而非线性最小二乘法在0. 02 s之内已完全跟踪。

由图3 所示,基于PLL锁相环的法在约0. 1 s才较为准确的检测出基波有功电流,而本文提出的方法在0. 02 s之内就能准确的检测出基波的有功电流。而当电压相位在0. 2 s发生180°突变时,基于PLL锁相环的ip- iq法在需要约0. 15 s才又较准确地输出基波有功电流,而本文所用方法只需0. 02 s。

6 结束语

本文提出的自适应智能谐波电流检测方法,与传统的基于瞬时无功理论的检测算法相比,算法中未使用PLL锁相环和低通滤波器,而是采用实时性更高的NLS和自适应神经网络。通过在Matlab中的仿真,对比这两种算法分别在电压初始相位不为0 和电压相位发生突变的情况下的动态响应,可看出自适应智能谐波电流检测方法能显著提高检测无功电流的实时性和精确度。

参考文献

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[8]关彬,崔玉龙,王圆月.基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法研究[J].电测与仪表,2007,44(10):1-4.

电流谐波影响第6篇

由于电力电子装置的应用日益广泛，越来越多的非线性负载的使用使得电网的谐波污染日益严重，谐波和无功问题引起人们广泛的关注。有源电力滤波器具有能够实现动态连续实时补偿的特点，在电网谐波的抑制、电能质量的改进方面显示出了不可替代的作用。因此补偿效果的重要环节谐波检测显得尤为重要[1]。

目前提出的谐波检测方法有很多，有其各自特点，而能够进行任意次谐波检测的算法多为传统方法上的改进，即瞬时无功功率检测方法[2,3,4,5,6]和d-q坐标变换检测方法[7,8,9,10]。而基于瞬时无功功率理论的ip-iq算法由于畸变电压的谐波成分在运算中不出现，不受影响，最为实用[11]。但在传统的ip-iq法算法中只是检测到基波电流从而获得总的谐波电流，而对于需要检测出某些特定次谐波电流的某些场合，该方法尚无法满足。

文献[2,3]提出了通过ip-iq法检测任意次谐波电流，但未对广义瞬时无功功率理论有很好的说明。文献[4]通过理论解释了广义无功功率理论，但是对具体的算法应用未做说明。

本研究在基于ip-iq法理论基础上，提出广义的ip-iq法检测法，能有效检测出任意次谐波电流。在不对称的三相三线制系统中，通过检测出任意次谐波的正序、负序分量，使之相加即可获得任意次的谐波电流。

1 ip-iq检测法理论

该方法的原理图如图1所示。该方法需要用到与a相电压同相位的正弦信号sinωt和对应的余弦信号-cosωt，它们由一个锁相环(PLL)和正、余弦发生电路得到[8]。

图1中:

假设三相三线制电路对称，被检测电流为:

式中:n—整数(k=0时，只取+号)，n=3k±1;ω—电源角频率;In，φn—各次电流的有效值和初相角。

将三相电流与矩阵C0相乘，得到瞬时有功电流ip与瞬时无功电流iq:

其中，C0为:

再将ip、iq通过LPF滤波得直流分量为:

则基波电流ia1、ib1、ic1可由反变换得到:

最后，由电网电流减去基波电流即可得谐波电流:

2 三相电压不对称分析

当三相三线制电路不对称时，利用对称分量法，可以把ia、ib、ic分解为正序分量组与负序分量组:

其中，用下标中1表示正序，2表示负序，且a相电压初相角为零。

对三相电压不对称时进行分析，正、余弦信号的相位应与a相电压的正序分量、负序分量及零序分量之和同相。故实际的正弦信号相位与a相正序的初相角之间有相位差，设该相位差为θ。

矩阵C0变为:

同式(2)将式(7)与式(8)相乘，再经LPF滤波得直流分量为:

再经过反变换可算出基波正序电流分量:

由此可见，在电网电压不对称时候由于相位差θ的存在，会影响基波有功功率与无功功率的测量，但是不影响基波电流最终检测结果的准确性。为了简单起见，下面均考虑电压为三相对称。

3 广义ip-iq法的任意次谐波检测

3.1 正序检测

广义ip-iq法是在瞬时无功功率理论的基础上，对待检测的k次谐波电流，按k次谐波电流的空间矢量位置，变换到两相正交的α-β坐标系中，并且对a相电压k倍频后通过锁相环和正、余弦发生电路，可得矩阵:

经过LPF滤波后得到直流分量为:

反变换得k次谐波正序电流:

3.2 负序检测

由于负序分量与正序分量相序相反，只要将C0k的第2列与第3列对调，得到新的矩阵C-k，即可检测出谐波电流的负序分量。其中:

3.3 谐波电流检测原理图

本研究将检测到的任意次谐波电流的正序分量与负序分量相加就可以得到三相三线制系统的任意次谐波电流。其算法原理框图如图2所示。

4 仿真与实验结果

本研究对该算法的实验仿真采用Matlab R2008b中的Simulink工具，仿真模型如图3所示。

谐波电流源的产生采用将几个不同频率的正弦信号混合:设定基波的正序、负序幅值分别为50 A、25 A，频率为50 Hz;5次谐波的正序、负序幅值分别为10 A、5 A。

由第2部分可知电压是否对称对检测结果无影响，为方便实验，假设电压三相对称，设定a相电压ea为220 V，频率为50 Hz。

PLL为单相锁相环环节，主要使产生与电网电压同步的正弦和余弦电流信号。在检测5次谐波时，上述对a相电压的K倍频系数对应为5，只要在PLL中修改初始频率为500π。

本研究采用典型的二阶巴特沃斯低通滤波器，截止频率选择为20 Hz，可变步长求解器采用Ode45。由于在仿真过程中低通滤波器会造成一定的延迟(暂态响应时间)，波器时间从仿真后的0.04 ms开始。若要提高暂态响应速度，可采用高阶滤波器或者提高截止频率，但检测精度会相应降低。

待补偿的三相电流源波形如图4所示，检测到的5次谐波正负序分量及其对比图如图5～7所示。不难发现该算法能检测三相任意次的谐波电流分量，并且有很高的准确性。

5 结束语

基于瞬时无功功率理论的广义ip-iq法能够检测三相三线制系统的任意次谐波电流，而且在三相不对称电路中同样适用。传统的ip-iq法正是该检测方法在谐波次数为1时检测基波电流的特例，是对仅能检测所有谐波之和不足的改进。该方法还可扩展到三相四线制系统中，通过检测到的零序电流，使得与对应的正序、负序分量相加，即可得到三相四线制下的任意次谐波电流。

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一种谐波电流超标问题的分析与解决第7篇

关键词：谐波电流,非线性负载,奇谐函数,功率因数

电源谐波电流增加供电系统中的无功功率损耗,同时还能导致供电网络电压电流畸变,降低电子器件的可靠性与寿命,影响其他用电设备正常的使用[1,2]。因此谐波问题引起世界各国的高度重视,一些国家和标准化组织先后制定各种标准、规范,对电源谐波电流作了严格限制,如IEC颁布的IEC61000-3-2,我国的GB17625等,已将谐波电流纳入产品强制认证项目,必须满足要求才能上市。在军工电子领域,电源谐波电流同样也有严格的要求,如产品需要满足国军标GJB151A-97中CE101电源线传导发射项目的要求。然而在实际产品的检测中,还是经常会出现产品电源谐波超标的现象,其中最常见的就是使用带桥式整流滤波电源的产品。

1 原因分析

试验发现,这类采用桥式整流滤波电源电路的产品,其谐波电流检测的结果有一个共同的特点:谐波电流都是奇次谐波状态,几乎没有偶次谐波。如图1所示,使用EMI测量接收机对某电子设备进行GJB151A-97中CE101项目检测时,其前20次谐波的检测结果。其中3次、5次、7次、13次、15次、17次谐波均超过标准规定的限制线,测量结果不满足军标要求。该设备功耗约200 W,图中纵坐标为电流,单位:dBμA,横坐标为频率,单位:Hz,电流测试曲线上方的斜线是极限值,超过该值即为不合格。

从图2所示的桥式整流器电路原理图上看,它是由4个整流二极管电路和1个滤波电容组成。电路工作时,在电容上会有一定的电压,整流二极管在输入端电压高于该电容上的电压时导通,在低于电容上的电压时截止。只有在二极管导通时,才有输入电流通过桥式整流电路向后端供电,在其他时间中整个电路不从供电网络中吸收电流。因而该电路吸收电流的波形与输入电压波形是不一样,不再是正弦电流,畸变成脉冲电流。正是这种电流畸变,导致谐波电流超标,因为畸变脉冲含有丰富的谐波成分。在此把这种吸收电流同输入电压波形不同的用电负载称之为非线性负载[3,4]。这类产品谐波电流为奇次谐波电流状态,这是由整流桥的半周期对称性导致的。通过仔细分析吸收电流的波形,具有以下特征:电流波形周期与电压周期相同;将电流波形沿着时间轴平移半个周期,电流波形上下对称。这种电流信号的特征用数学表达式来描述,其表达式为:

$Ι (t) = - Ι (t \pm \frac{Τ_{0}}{2}) (1)$

将电流信号I(t)用周期信号的傅立叶级数表示为:

$Ι (t) = \sum_{k = - \infty}^{k = + \infty} a_{k} e^{j k ω_{0} t} (2)$

将式(1)带入式(2)中,通过数学推导,可以得出:当k为偶数,有ak=0。即该函数的傅立叶级数中只有基频信号的奇次谐波项。在信号分析中称这种移动半周期后关于时间轴下上对称的波形为半波对称函数,又称奇谐函数[5]。而整流电路的输入电流的波形正好具有这种特性,所以测试结果只含有奇次谐波分量。

2 解决方案

抑制谐波电流,通常的办法是将畸变的脉冲电流波形展宽,使其接近输入的正弦电压波形。解决方案有滤波措施和有功率因数校正法(Power Factor Correction,FPC)。但由于电源谐波频率极低,滤波相对要困难些,而功率因数校正更成熟,更有效。功率因数较正就是在原电源电路中加入校正电路,增加整流二极管的导通角,防止电流突变,减少电压电流相位差,从而提高电源的功率因数。功率因数(Power Factor,PF)通常用来衡量交流电源的利用效率的,它是有功功率P和输入总功率S之比。由于非线性负载导致了大量谐波电流(无功电流),还可能导致输入电流与输入电压之间只有相位发生变化,实际的功率因数就如式(3)所示:

$Ρ F = \frac{U i Ι_{1}}{U_{i} \sqrt{Ι_{1} + Ι_{2} + Ι_{3} + \dots + Ι_{n}}} \cos θ_{1} (3)$

式中:I1为基频电流;I2,I3,I4…为高次谐波电流;θ1为相差。

功率因数校正又分为无源功率因数校正和有源功率因数校正两种[6]。所谓无源功率因数校正(Passive Power Factor Correction)法,就是在整流器的直流侧加上个由无源器件构成脉冲展缓电路。最简单的一种方式就是在整流桥和滤波电容之间加入一个扼流电感,该电路利用电感特性,增大输入阻抗,防止电流快速上升和下降,使输入脉冲电流变的平滑,从而减小谐波电流。该电路还有一种常见的变换形式,就是将扼流电感放在整流器的交流输入端,如图3所示。无源校正结构简单,实施起来方便,但是也有其缺点,如:使用低频的电感,体积较大,发热也大,体积笨重等。只有对产品重量、空间要求不高的产品才适合采用该解决方案。

有源功率因数校正通常又称为主动式功率因数校正(Active Power Factor Correction)。其原理都是基本是通过在整流桥和滤波电路之间加入高频电感、快速恢复续流二极管、MOSFET开关功率管和反馈控制电路等元件构成,如图4所示。

实现方案有很多种,如平均电流型、峰值电流型、滞后电流型、电压控制型等,其原理都是MOSFET开关由电路控制方式下,在电流周期内高速通断,保持整流电路导通,使电源紧跟正弦型电压获取电流,从而提高功率因数。各种方案的不同主要体现在控制电路的差异。几种有源功率因数校正方案中,比较常用的是平均电流型。平均电流型采用的控制驱动电路芯片主要有TI公司UC3854和L6562。

3 实验验证

3.1 无源功率因数校正法

实验采用在整流器的交流输入侧加上一个扼流电感的方式。其工作原理也是利用电感的限流防突变特性。在整流器的交流输入端加一个扼流电感,该方案有两突出的优点:一是不需要在原电源内部进行改动,不破坏原来电源结构,直接将电感放在原设备电源电路的输入端;二是扼流电感中没有直流分量,不会出现电感磁芯饱和问题。需要注意的是在实施过程中加入的电感量越大,谐波电流越小,但电压与电流的相位差异也会跟着扩大,因而功率因数不会一直随着电感量的增大而增大。所以该电路的电感量需要进行仿真计算,只要电感选得适合,功率因数是能够提高到70%以上的[7]。对前面提到的超标设备,在其交流输入端串入扼流电感,电源按250 W考虑,为了电源容量有一定的裕度。通过对图2的仿真,得出250 W设备在电感两为60 mH的时候,功率因数最高为0.724,而在电感量为10 mH时,功率因数为0.701。综合重量、体积因素,该设备选择在整流器前端加入10 mH电感。加入电感后谐波电流测量结果如图5所示,谐波电流得到明显改善,比采取改进措施前整体下降了10 dB,并满足GJB151A-97中CE101对输入小于1 kVA设备的谐波限制要求。

3.2 有源功率因数校正法

为了比较无源功率因数校正和有源功率因素校正两种方法的效果,对前面提到的超标设备的电源电路做了较大改进,采用了平均电流型有源功率因数校正方案,用TI公司UC3854芯片作反馈控制电路的。该电路的优点:工作频率恒定,输入波形失真少,电流连续,且体积小,开关功率管的电流有效值小,能够有效地抑制开关噪声[7]。当UC3854控制MOSFET开关接通时,电流桥导通,给电感L储能;当MOSFET开关关闭后,电源和电感L可以一起通过二极管D向电容充电和负载供电。虽然平均电流型的电路比较复杂,要用到乘法器和触发器,需要检测电感电流,以及电流控制环等。但是许多的复杂部分都集成到了芯片内部。根据UC3854芯片厂商的技术资料,选取资料中250 W标准电路进行了外围电路的设计[8,9,10]。设置外围电路参数如下:设置开关频率为典型100 kHz,电感L为1 mH,输出电容C为450 μF。采用较正方案后,原超标设备的谐波电流测试结果如图6所示。谐波电流比原状态有较大改善,整体下降约20 dB,完全满足军标要求。

4 结语

通过实验证明,对采用桥式整流电源电路的设备,无源功率因数校正和有源功率因数校正在抑制其谐波电流方面有很好的效果。使原检测超标的设备满足标准要求。虽然两种校正方案各有优缺点,但在实际应用中,可根据需要,来选择使用。

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