功率开关范文

2024-06-29

功率开关范文（精选10篇）

功率开关第1篇

关键词：功率因数,开关电源,功率因数校正

1. 前言

在开关电源出现以前, 功率因数校正主要是为了解决在感性负载或容性负载电路中, 电流和电压不同相的问题, 以提高电源的利用效率。在开关电源被广泛使用之后, 功率因数校正又有了新的内容。

开关电源大都是在整流后直接用一个大容量的电容滤波, 在滤波电容的充、放电作用下, 电容两端的直流电压输出略呈锯齿状的波纹。由于滤波电容上电压的最小值远非为零, 与其最大值 (波纹峰值) 相差并不多, 又因为整流二极管的单向导电性, 只有在供电线路中交流电压的瞬时值大于滤波电容上的直流电压时, 整流二极管才会因正向偏置而导通。而当AC输入电压瞬时值低于滤波电容上的电压时, 整流二极管又会因反向偏置而截止。也就是说, 在AC线路电压的每半个周期内, 只有在其峰值附近, 二极管才会导通。因此, 虽然供电线路中的输入电压大体保持了正弦波波形, 但供电线路中的输入电流却呈尖峰脉冲状。这种波形严重失真的电流中含有大量的高次谐波。由于要保证负载功率的要求, 在二极管导通期间会产生极大的导通电流, 使供电电路中的供电电流呈幅值极高的尖顶尖顶脉冲状态, 它不仅降低了对供电的利用效率, 更为严重的是它在供电线路容量不足, 或电路负载较大时会产生严重的交流电压的波形畸变, 并产生多次谐波, 从而, 干扰了其它用电器具的正常工作。

现在功率因数校正的含义, 不再仅仅是解决供电的电压和电流不同相位的问题, 更要解决的是因供电电流呈强脉冲状态, 而引起的电磁干扰 (EMI) 和电磁兼容 (EMC) 的问题。

2. 什么是功率因数

在开关电源出现以前, 功率因数主要是指电路中电压和电流相位差的余弦值, 开关电源出现以后, 考虑到电路中有高次谐波成份, 就把功率因数 (PF) 定义为有功功率 (P) 和视在功率 (S) 的比值。该公式为:

公式中:I1为输入电流基波有效值;U1为输入电压基波有效值;IR为电网中电流的有效值, , 其中I1、I2、…、In为输入电流中1次、2次至n次谐波的有效值;γ定义为为输入电流的波形畸变因数;称为基波电压和基波电流的位移因数。由此可见, 功率因数的大小由输入电流的波形畸变因数以及基波电压和基波电流的位移因数共同决定。越小, 则设备产生的无功功率就越大, 设备利用电源的效率越低, 导线和变压器绕组中的感抗损耗就越大;γ越小, 表示设备输入电流谐波成分越大, 将造成线路中输入的电压波形畸变, 对供电电网造成污染, 使功率因数降低, 严重时会干扰其他电子设备正常工作甚至造成电子设备的损坏。通常无源电容滤波二极管整流电路输入端的功率因数只能达到0.65左右。从式 (1-1) 可见, 抑制电路中的电流的高次谐波分量即可以减小γ, 提高功率因数。如何抑制消除谐波对公共电网的污染、提高功率因数已成为每个开关电源设计工程师必须要考虑的问题。

3. 功率因数校正的方法

目前广泛应用的改善功率因数的方法主要有以下几种:

(1) 多脉冲整流法。它是利用变压器对各次不同谐波电流进行移相, 使奇次谐波 (开关电源中的谐波主要是奇次谐波) 在变压器次级相互叠, 进而消除谐波。这种方法主要应用于变压器负载平衡时的低次谐波的滤除。

(2) 无源滤波法。利用一个滤波电感, 串连在整流和滤波电容之间, 或在交流电源输入侧接入一个谐振滤波器。该方法的主要优点是电路结构简单, 成本低, 稳定性高, 电磁干扰比较小;缺点就是是电感电容的尺寸大, 重量大, 功率因数改善有限 (一般可提高到0.9左右) , 电路的工作性能与频率、负载变化及输入电压有关, 并且电感和电容间有教大的充放电电流等。该方法对抑制电路中的高次谐波有效, 不过滤波设备体积庞大, 而且运行的时候会受到系统阻抗的影响, 若不使用调谐电抗器, 就有可能会与系统中的电抗产生谐振。

(3) 有源功率因数校正。它直接采用高频的有源开关或采用AC/DC变换方法, 迫使输入电流成为和电网电压同相位的正弦波。在整流电路和负载电路之间接入一个DC/DC开关变换器, 采用电流负反馈技术, 使输入端的电流波形跟踪交流输入正弦电压的波形, 从而使供电线路输入端的电流波形近似为正弦波, 并与输入的供电电压同相位。该方法的主要特点是:可得到比无源滤波更高的功率因数, 总谐波电压的波形畸变小, 可在较宽的电压输入范围内和更大的带宽内工作, 电路的体积小、重量轻, 输出的电压也可保持恒定。主要缺点是:电路结构复杂, 平均无故障时间下降, 成本较高, 效率会有所降低等。

综上所述, 凡是能够消除电路中的高频谐波成份, 改善输入电流的波形, 使其成为或无限接近于供电电压的的正弦波形, 就可实现功率因数校正的目的。

4. 功率因数校正电路的结构形式

目前, 功率因数校正电路可以简单的分成无源和有源两种。无源功率因数校正电路, 通常是在滤波电容之前, 加上一个大容量的电感, 由电感抑制电路中的高频电流, 进而改善功率因数, 不过效率不高而且电路体积大而笨重。有源功率因数校正电路, 往往是利用一个高频开关, 控制电流的的通断, 进而让电流波形和电压波形大体相似, 以改善电路的功率因数。有源功率因数校正电路的特点是体积较小, 重量轻, 功率因数比无源功率因数校正电路的高。图 (1) 给出了功率因数校正电路的三种不同的结构形式。

由于Boost电路结构简单, 实现成本低, 所以它是目前应用最广泛的功率因数校正电路。除了上述特点以外, 在Boost电路中与整流桥串联的电感能减小高频噪声, 减小输入滤波器的体积, 从而降低了成本。

Boost拓扑结构的功率因数校正电路工作在连续电流模式 (也就是说输入端的电感电流在整个切换周期内是连续导通的) , 利用输入电容Ci可减少切换时所造成的杂信号回流至交流电源。此外, Boost电感只储存一小部分的转换能量, 因为交流电源在电感去磁期间, 即MOSFET在关断期间仍持续供给能量, 所以与其他拓扑结构相比, Boost拓扑结构只需较小的电感。

5. 小结

随着开关电源的快速发展和大量应用, 人们对功率因数校正电路的研究也越来越深入和全面。现在市面上已经有了很多的功率因数校正集成模块, 人们已经能够很容易的利用这些模块来设计简单而又高效率的开关电源电路。但是, 人们并没有停止继续探索, 还有很多学者和工程师们在这个领域继续着创新和进步。

参考文献

[1]张占松, 蔡宣三开关电源的原理与设计.北京:电子工业出版社, 1998

[2]严百平等, 不连续导电模式高功率因数开关电源.北京:科学出版社, 2001

[3]毛兴武, 祝大卫电子镇流器原理与制作.北京:人民邮电出版社, 1999

[4]张占松.电路和系统的仿真实践.北京:科学技术出版社, 2000

功率开关第2篇

从功率预算的角度来看，这些电阻的存在是极不适宜的，因为无论电源是否工作，它们都会持续消耗功率。在所示的应用中，输入滤波器使用100nF的电容C1设计而成，因此不需要使用这些电阻。但增大电容容量有很大的益处：可以相应减小扼流圈L1，从而节省尺寸、重量和成本。但对于1μF的电容来说，R1和R2的总值将必须达到1M?的最大值。在230VAC输入下，电阻将连续消耗53mW的功率。http://www.best001.net/xb/20.html AC/DC 隔离电源

由两路电源（贯通和自闭）输入，输出五路相互隔离的电源，其中一路输出供给CPLD 及外围电路，另外四路供给MOS 管的驱动电路。这样可以保证任意一条线路正常供电时，ATS 都能够正常工作。PS223的功能特点

SiTI出品的PS223是专门为高性能、大功率开关电源设计的电源管理监控芯片，具有控制、产生PG以及同时稳定+3．3 V、+5 V、+12 V(A)、+12 V(B)3种电压，实现各路输出的UVP(低电压保护)、OVP(过电压保护)、OCP(过电流保护)、SCP(短路保护)，并提供一路具有自恢复功能的控制输入端，可作为OTP(过温度保护)或-12 V UVP(低电压保护)，当超出片内设定值后，会关闭并锁定控制电路，http://www.best001.net/dykg/1.html停止电源供应器输出，待故障排除后才可重新启动，内部设计有过载保护以及防雷击功能，可保证整个电源稳定工作。磁芯的选择

功率开关第3篇

关键词：开关磁阻发电机；功率主电路；小功率风力发电；非线性数学模型

中图分类号：TM352文献标识码：A

1引言

大功率单片开关电源的设计第4篇

开关电源具有效率高,重量轻、体积小,稳压范围宽等突出优点,在计算机、通信、航天、办公和家用电器等方面得到了广泛的应用,大有取代线性稳压电源之势。提高电路的集成化是开关电源的追求之一,对中小功率开关电源来说是实现单片集成化。开关集成稳压器是指将控制电路、功率开关管和保护电路等集成在一个芯片内,而由开关集成稳压器构成的开关电源就称之为单片开关电源。美国PI公司的单片开关电源系列是其显著的代表。

1 TOPswitch-GX结构和功能

TOPswitch-GX是PI公司第四代开关集成稳压器,具有开关频率选择、频率抖动、软启动、外部设定芯片的极限电流、过压关断、欠压保护、过热滞后关断、遥控电源的关断、适配微控制或局域网等功能。TOPswitch-GX的内部结构如图1所示。

TOPswitch-GX与上一代产品TOPswitch-FX相比,最大输出功率从75 W提高到290 W;部分型号增加了线路检测端L和从外部设定极限电流端X,用来代替原产品中的多功能端M的功能,使用更加灵活方便;开关频率达132 kHz。

TOPswitch-GX封装如图2所示。

基本的三端漏极D、源极S和控制极C,其仍是通过流过控制极的电流来控制占空比的。在此基础上增加的端子有:

a) 线电压检测端L:过压(0 V)、欠压(UV)、降低DCMAX的线电压前馈、远程开/关和同步的输入引脚。通常用于线电压检测,通过一个电阻与经整流的高压直流总线连接。

b) 极限电流设定端X:外部流限调节、远程开/关控制和同步的输入引脚。通常通过一个电阻与源极连接,从外部将流限降低到接近工作峰值的电流(P,G封装L和X端合为多功能端M)。

c) 频率选择端F:选择开关频率的输入引脚:如果连接到源极引脚则开关频率为132 kHz,连接到控制引脚则开关频率为66 kHz。应用中如果L或X或F与S相连,则禁用相应端口的所有功能,若全与S端子相连则TOPswitch-GX系列等同于三端器件。

2 用TOPswitch-GX设计的250 W开关电源

TOPswitch-GX设计的250 W开关电源电路如图3所示。

直流电压经变压器的原边加到TOPswitch-GX的漏极D;频率选择端F和极限电流设定端X与源极S相连,则该两端的功能都没有用,即不从外部设定极限电流,内部自动设定自保护电流Ilimit,开关工作频率为132 kHz;控制极和光耦LTV817相连,接受反馈信号以实现对内部集成的高压功率MOS管占空比的控制;线路检测端L通过一个2 MΩ的电阻和直流高压输入的正端相连以实现过压、欠压线电压前馈的线电压检测。整个电路为单端反激式,TOPswitch-GX为开关集成稳压器,反馈电路主要有光耦LTV817和与之串联的3个稳压二极管构成。电容C1为高频滤波电容;瞬态电压抑制器P6KE200和超快恢复二极管BYV26C构成钳位电路,并在其中串入RC吸收电路(由R2、R3、C6组成),这样除了可以吸收部分漏感中的能量以外,还可将电压钳位在200 V,可使开关电源在启动或过载的情况下TOPswitch-GX内部集成MOS管的漏极电压不超过700 V;光耦LTV817和稳压二极管(VR2～VR4)构成反馈电路,R6是光耦中LED(发光二极管)的限流电阻,它还决定控制环路的增益,输出电压变化时则流过光耦中LED的电流相应变化,从而光送到芯片控制极C的电流也相应变化,芯片内部据此产生的PWM(脉宽调制)信号占空比发生变化,最终使输出电压稳定;高频变压器T1的副边输出经过MUR1640CT整流后与C9、C10、C11滤波后,再给过磁珠L1和C12滤掉开关噪声后,得到输出电压;D4和C14构成软启动电路。

3 关键元器件及设计注意事项

本方案中采用PI公司的PI Expert 7.0专家系统进行设计。图4为该软件设计的变压器的结构。

变压器与其他电气元件不同,使用者很难采购到符合自己要求的电感和变压器,因此开关电源的设计工作相当一部分就是磁性元件的设计。而磁性元件的分析和设计比电路设计复杂得多,涉及到很多因素,而且设计结果不是唯一合理的,但对于PI公司的单片开关电源来说,采用PI公司相关的开关电源计算机辅助设计软件来设计,问题就简单多了。该软件采用图形用户界面,面向初学者和专业技术人员,能完成单片开关电源设计的实用软件。利用该软件只要进行简单的数据输入就能完成变压器的设计。

本方案选用TOP249Y设计,输出功率250 W时工作于其上限功率,故要保持良好的散热条件(芯片温度要保持在110 ℃),也可用TOP250Y替换该元件。

4 结束语

该电源输出功率为250 W,效率至少为85%,负载调整率为±5%,纹波电压峰-峰值小于100 mV,空载功耗不大于1.4 W。

单片开关电源具有单片集成化、最简外围电路、最佳性能指标、能以无工频变压器电器实现完全隔离等显著优点,是我们设计290 W以下开关电源的理想选择。

参考文献

[1]曲学基,王增福,曲敬铠.新编高频开关稳压电源[M].北京:电子工业出版社,2005.

[2]沙占友.单片开关电源计算机辅助设计软件与应用[M].北京:机械工业出版社,2007.

[3]赵修科.实用电源技术手册:磁性元器件分册[M].北京:机械工业出版社,2005.

[4]侯振义.直流开关电源技术及应用[M].北京:电子工业出版社,2007.

[5]张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京:电子工业出版社,2004.

功率开关第5篇

EMI滤波器

开关电源具有体积小、重量轻、效率高等优点，广泛应用于各个领域。由于开关电源固有的特点，自身产生的各种噪声却形成一个很强的电磁干扰源。所产生的干扰随着输出功率的增大而明显地增强，使整个电网的谐波污染状况愈加严重。对电子设备的正常运行构成了潜在的威胁，因此解决开关电源的电磁干扰是减小电网污染的必要手段，本文对一台15kW开关电源的EMC测试，分析其测试结果，并介绍如何合理地正确选择EMI滤波器，以达到理想的抑制效果。开关电源产生电磁干扰的机理

图1为所测的15kW开关电源的传导骚扰值，由图中可以看出在0、15～15MHz大范围超差。这是因为开关电源所产生的干扰噪声所为。开关电源所产生的干扰噪声分为差模噪声和共模噪声。

图1未加任何抑制措施所测得的传导骚扰

1.1共模噪声

共模噪声是由共模电流，IcM所产生，其特征是以相同幅度、相同相位往返于任一电源线（L、N）与地线之间的噪声电流所产生。图2为典型的开关电源共模噪声发射路径的电原理图。

图2 共模噪声电原理图

由于开关电源的频率较高，在开关变压器原、副边及开关管外壳及其散热器（如接地）之间存在分布电容。当开关管由导通切换到关断状态时，开关变压器分布电容（漏感等）存储的能量会与开关管集电极与地之问的分布电容进行能量交换，产生衰减振荡，导致开关管集电极与发射极之间的电压迅速上升。这个按开关频率工作的脉冲束电流经集电极与地之问的分布电容返回任一电源线，而产牛共模噪声。

1.2差模噪声

差模噪声是由差模电流IDM昕产生，其特征是往返于相线和零线之间且相位相反的噪声电流所产生。

1.2.1差模输入传导噪声

图3为典型的开关电源差模输入传导噪声的电原理图。

其一是当开关电源的开关管由关断切换到导通时，回路电容C 通过开关管放电形成浪涌电流，它在回路阻抗上产生的电压就是差模噪声。

图3差模输入传导噪声电原理图

其二是工频差模脉动噪声，它是由整流滤波电容c 在整流电压上升与下降期问的充放电过程中而产生的脉动电流与放电电流，也含有大量谐波成分构成差模噪声。

以上两种差模噪声都返回到输入端的交流电网，所以称为输入传导噪声，它不仅污染电网，还给其它接人电网的电子、电气设备造成危害，还直接导致输入功率因数的下降。

1.2.2 差模输出传导噪声

第三种差模噪声是输出传导噪声，它是整流输出部分二极管由正偏转为反偏时，反向电流与二极管结电容、分布电感产生尖峰电压而造成的差模噪声，图4为典型的半波整流滤波电路：

图4 差模输出传导噪声电原理图 EMI滤波器的正确选择

EMI滤波器是以工频为导通对象的反射式低通滤波器，插入损耗和阻抗特性是重要技术指标。EMI滤波器在正常工作时处于失配状态，因为在实际应用中，它无法实现匹配。如滤波器输入端阻抗（电网阻抗）是随着用电量的大小而改变的。滤波器输出端的阻抗。（电源阻抗）是随着负载的大小而改变的。要想获得最佳的EMI抑制效果，必须根据滤波器的两端所要连接的源端阻抗特性和负载阻抗特性来选择EMI滤波器的电路结构和参数，即遵循输入、输出端阻抗失配原则。一般选用方法是：

（1）低的源阻抗和低的负载阻抗：选取（T）n 滤波器结构；（2）高的源阻抗和高的负载阻抗：选取（π）n“滤波器结构；（3）低的源阻抗和高的负载阻抗：选取（LC）n“滤波器结构；（4）高的源阻抗和低的负载阻抗：选取（CL）滤波器结构。

若不能满足阻抗失配的原则，就会影响滤波器的插损性能，严重时甚至引起谐振，在某些频点处出现干扰放大现象，所以，阻抗失配连接原则是应用EMI滤波器必须遵循的原则。

针对图l所测得的传导骚扰值，可以看出在0.15～15MHz范围内严重超差，最大值超过限值近40dB，而且尖峰较为密集。说明电源所产生的浪涌电压和浪涌电流较大，即电源的du／dt、di／dt很大，也就是产生的_F扰能量很大。开关电源共模噪声等效电路呈高阻抗容性，而差模等效电路高、低阻抗同时存在。针对这种情况，EMI滤波器的电路结构选为二级共模电感和一个单独的差模电感型式，这样既可以滤除共模噪声，又可以滤除差模噪声。插入损耗为40dB，所测得的传导骚扰值如图5所示。

图5加EMI滤波器后所测的传导骚扰

由图5可以看出，传导骚扰值在某些频段处还有超差，效果不十分理想，这是因为，传导接受机所测得的传导骚扰值是个综合参数，它无法判断出在0.15—15MHz频率范围内，共模干扰和差模干扰孰重孰轻，一般讲：在0.15～0.5MHz低端差模干扰分量很大，在0.5～5MHz共模干扰和差模干扰同时存在，在5～30MHz之间共模分量较大。原因之二是由于滤波器的电感和电容元件都受其分布参数的影响，频率愈高所受的影响愈大。滤波器内部电感、电容的装配工艺、接地质量也会对插入损耗产生很大的影响。原因之三是，由于滤波器电感会受到电流浪涌的影响，它工作的峰值电流比额定电流要大一倍左右，在重载和满载时，差模电感容易产生磁饱和现象，致使电感量迅速下降，导致插入损耗性能变坏。较为理想的解决办法

针对以上情况，在EMI滤波器前端再串接一个一定值的电感，在交流电路中电感的数值 X= wL=2πrfL，电感就是一个电抗器，所以此电感也称为进线电抗器。由X =2πrfL可知，它的感抗与频率成正比，对于低频电流可以畅通无阻地通过进线电抗器，对于高频电流进线电抗器呈高阻抗、高压降。因此，进线电抗器可作为电流的低通（高阻）滤波器。

并且，开关电源所产生的谐波电压大部分都降在了进线电抗器上。所以，串接进线电抗器不但使传导骚扰值整体下降了，还使电压谐波得到了改善。当电感值选为6mH时，其抑制效果如图6所示。所以对已定型的大功率开关电源，选择进线电抗器+EMI滤波器，不失为解决其电磁骚扰的比较理想的方法。

图6进线电抗器+EMI滤波器后所测的传导骚扰结语

基于反激式微功率开关电源设计第6篇

开关电源的设计涉及到的知识方方面面, 不仅涉及到模拟数字电路, 半导体元件特性, 电磁学知识, 还需要考虑产品散热, 安全要求、电兼容性能等。传统的设计需要人工来完成, 其步骤繁琐, 工作量大, 效率低。传统控制电路的外围器件多, 结构繁冗, 一个环节出现问题, 电源就无法正常工作, 产品可靠性差。

为了解决上述问题, 本文特别选择Power Integrations公司的一款反击式开关电源控制芯片LNK364。该器件在一个单片IC上集成了一个700 V的功率MOSFET、新颖的开/关控制状态机、一个自偏置的高压开关电流源、频率抖动、逐周期的电流限制及迟滞热关断电路, 仅需要搭配少量阻容原件, 即可和脉冲变压器配合实现基本开关电源的所有功能。并且其内部具有一个5.8V的自稳压电路, 能够为芯片提供电源, 并且提供一个1m A的输出, 给反馈电路供电, 从而省去了脉冲变压器的一个电源次级绕组, 使得电源的设计电路更加简化。

2整体结构设计

作为一款微功率的电源设计, 首选的拓扑结构为反激式, 其拓扑结构简单, 设计适应范围广, 是一般小功率电源的首选拓扑, 选用LNK364作为控制芯片。电路设计如图1所示。

整个电路分为缓冲保护部分, EMC部分, 整流滤波部分, P W M变送部分, 整流输出部分和稳压反馈部分来进行设计。交流电源经过缓冲保护, EMC电路和整流滤波后转化成高电平直流信号, 高电平直流信号经过PWM调制和脉冲变压器, 转化成低电压交流脉冲信号, 低电压交流脉冲信号经过整流输出部分转化成所需要的直流信号, 直流信号上再接稳压反馈通过光耦将隔离后的开通/关断信号传输给开关电源控制芯片, 从而完成输出端不同负载下的稳压功能。

3硬件设计

3.1缓冲保护电路设计

缓冲保护电路共包括两个原件RQ1和MOV1。其中RQ1为辅温度系数电度, 其主要用于缓冲开关电源上电瞬间电容充电电流, 对电容起到一个保护作用。MOV1位压敏电阻, 用于防止雷击等情况发生时的差模干扰, 当有差模高电压进来的时候, 其与RQ1共同形成一个电阻稳压电路将差模高电压信号滤除。RQ1选型为MT72-10D7, MOV1选型为14D471K。

3.2 EMC电路设计

EMC电路共有两个元件L1、C1, 它们的主要作用为提高电源的电磁兼容性能。其中L1为环形共模电感, C1位X1型安规电容, L1和C1组合成为一个低通滤波电路, 从而衰减外部差/共模高频干扰对电源性能的影响。L1选择5.6m H/1A的环形共模电感, C1选择0.1u F/275V的X1行安规电容。

3.3整流滤波电路设计

整流滤波电路主要是将交流电源转换成直流, 其由DB1、L2-3、C2-3组成。其中DB1为整流桥, 根据开关电源控制芯片特性, 控制芯片过流保护阈值为250m A, 所以此处设计容量为1A就能满足要求, 因此整流桥额定电流等于1A, 反向击穿电压大于400V (275V*1.414) 即可, 此处选型GBP08 (2A、800V) 。L2-3选型为1m H/1A工型电感, C2-3选型为6.8u F/450V电解电容。

3.4 PWM变送电路设计

PWM变送电路由主控芯片, 脉冲变压器和续流电路三部分组成。其中主控芯片 (LNK364) 内部包含一个700V的MOSFET及其控制器。内部连接到漏极的高压电流源在启动阶段提供偏置电流, 从而省去了外部启动电路。其内部集成的振荡器能够给输出MOSFET提供132k Hz的输出脉冲。

此外, IC还集成了一些功能用于系统级的保护。自动重启动功能可以在过载、输出短路或开环条件下限制MOSFET、变压器及输出二极管中的功率耗散。自动恢复迟滞热关断功能还可以在温度超过安全限值时禁止MOSFET开关。芯片通过控制内部的开关管不断的开通关断, 将上级输出的高压直流信号转化成132k Hz的脉冲信号。当开关管开通的时候, 脉冲变压器的初级内流动的电流增加, 达到峰值Ip。当开关管关断的时候, 反激电压使输出二极管进入导通状态, 同时初级线圈存储的能量为1/2LI^2传递到次级, 提供负载电流, 同时给输出电容充电。通过电压反馈电路可以调节初级脉冲的占空比来调节Ip的大小, 从而起到稳压输出的作用。

这其中关键在于脉冲变压器的选型, 根据功率要求我们选择EE16磁芯, 材料为PC47, 初级绕组为87匝, 5V次级6匝, 12V绕组14匝。D1为续流二极管, 在这里选择超快速二极管MUR160。R2为10K/1W, C4为102/1k V高频瓷片电容。D1、R2和C4共同组成了一个续流缓冲电路, 防止开关管关断的时候变压器初级产生瞬间反向高压烧坏开关管。

3.5整流输出电路设计

整流输出电路设计主要包括单向整流电路和滤波输出电路, 单向整流主要是利用二极管的单向导通能力, 当一次关断期间, 次级整流二极管导通, 将铁心中存储的磁能释放, 再经过滤波输出电路输出稳定直流电压。二极管选用SF24超快速整流二极管。滤波输出电路由L4-5、C6-9组成, L4、L5为6.8u H磁棒电感。C6-7选用470u F/16V电解电容, C8-9选用220u F/35V电解电容。

3.6稳压反馈电路设计

稳压反馈电路包括一个TL431, 一个反馈光耦和一些阻容组成。是一个典型的稳压开关反馈电路, 当输出电压达到5V的时候, U2导通, U1内的MOSFET关断, 直到下一个开关周期的到来。U2选用PC817, R7=R9=10K, R6=150R, R8=1K, C=102。

结语

设计中采用了LNK364单片开关电源控制芯片, 其内部集成的全部开关电源控制及保护功能, 使得开关电源的集成度进一步提高, 性价比增强, 外围电路简化, 可靠性增强, 使得小成本、高要求、高可靠性电源更好地选择。

摘要：本文设计并实现了一种微功率开关电源, 该电源具有5V、12V双路输出, 整体输出功率为5W, 其拓扑结构采用反激式 (Flyback) 。与传统开关电源设计不同, 本设计主要采用一个集成了700V的MOSFET、振荡器、频率抖动、简单的开/关控制、电流保护等功能的开关电源控制芯片LNK364, 从而大大简化了开关电源的电路, 并且提高了可靠性, 降低产品成本。本文将结合该思路对开关电源的设计进行详细阐述, 并对设计进行了实验、结果分析。

关键词：开关电源,反激式,Flyback,LNK364

参考文献

[1]Power Integrations.LNK362-364Datasheet[Z].

[2]安森美半导体.TL431 datasheet[Z].

[3]TI开关电源基础知识[Z].

大功率开关电源的电感参数设计第7篇

1.1 Buck变换器

1.1.1 线路构成

Buck变换器等效电路如图1所示。

1.1.2 工作原理

在Tr的导通阶段, 即0时刻到t1时刻, 流过电感线圈L的电流is=iL, 在电感线圈L未饱和前, 电流iL呈线性增加。电流iL除了给负载R提供电流Io外, 还给电容C充电, 即iL=Io+iC, iC为充电电流, 负载R两端的电压为Vo。

在Tr截止阶段, t1~t2时刻, 由于线圈L中存在磁场, Tr截止时, 为保持其电流iL不变, 线圈L两端的电压极性将翻转。电流iL呈线性下降, 当iL>Io时, iL仍可为电容C提供充电电流, 在iL<Io时, 电容处于放电状态, 这时Io=iL+iC, iC为放电电流。在工作中, Io、Vo始终维持不变。

如图2所示, iL在周期Ts内, 上升下降连续变化, 但iL始终不为零, 我们说, Buck变换器工作在连续工作状态。否则, 若iL在周期Ts内, 下降到零, 则Buck变换器工作在不连续工作状态。在不连续工作状态中, 由于iL上升、下降速度很快, 电感L的储能不够。

1.2 Boost变换器

1.2.1 线路构成

Boost变换器等效如图3所示。

1.2.2 工作原理

当Tr导通时, 即0时刻到t1时刻, 电流iL流过电感线圈L, 在电感线圈L未饱和前, 电流线性增加, 电能以磁能的形式储存在电感线圈L中。此时, 电容C放电, 负载R上流过电流Io, R两端的电压Vo极性上正下负。

当Tr截止时, t1~t2时刻, 由于电感线圈L中的磁场将改变, 线圈L两端的电压极性, 以保持iL不变。这样, 线圈L的磁能转化成的电压VL与电源Vs串联, 以高于Vo电压向电容C、负载R供电。VL高于Vo时, 电容有充电电流;VL等于Vo时, 充电电流为零, 当Vo有降低趋势时, 电容向负载R放电, 以维持Vo不变。Is为电源Vs输出电流平均值。

与Buck变换器一样, Boost变换器也可分为连续工作状态和不连续工作状态两种模式。在不连续工作状态, 由于iL上升、下降速度很快, 在要求相同功率输出时, 此时晶体管Tr和二极管D的最大瞬时电流比连续状态下要大, 同时, 输出直流电压的纹波也较大。

2 电感参数设计

2.1 Buck变换器电感参数设计

2.1.1 稳态分析

(1) 从满足流经电感线圈L的电流iL连续性的要求, 分析电感线圈L的电感量取值。

从1.1.2的工作原理可知, 当iL上升得过快时, 就会造成流经电感线圈L的电流iL不连续, 这时, 如果电容C不够大时, 输出Io、Vo会产生波动。从图2可以看出, 要使iL连续, 必须满足下面的条件式：

由Buck线路的工作原理可以得到:

式中, △iL1为电流增量, △iL2为电流减量, Ts为开关周期, D1、D2分别为开关导通和关断的占空比, 分别对应电感线圈L的电流iL的上升阶段和下降阶段。Vs为电源电压, Vo为负载两端电压, L为电感量。

从2-1、2-3、2-4可推导出下式:

式中, fs为开关频率。

因此, 要使iL连续, 必须:

(2) 从满足输出功率要求的角度, 分析电感L的取值

从图2可以看出, 稳态负载电流Io即是iL等腰三角形面积在Ts时间内的平均值, 而且等于Vo/R。

在iL电流连续的条件下, D1+D2=1, 则

从式2-8可以看出, 电感L的电感量与负载电流Io成反比, 也就是说, 在Vs、Vo、fs一定的条件下, 要想输出更大的功率, 电感L的电感量必须满足下式:

2.1.2 电感L的参数设计

总结2.1.1 (1) 、 (2) , 可以得出电感L的电感量的取值范围。

2.2 Boost变换器电感参数设计

2.2.1 稳态分析

(1) 从满足流经电感线圈L的电流iL连续性的要求, 分析电感线圈L的电感量取值。

从1.2.2的工作原理可知, 在要求相同功率输出时, 不连续工作状态下, 晶体管Tr和二极管D的最大瞬时电流比连续状态下要大, 也就是说, 晶体管Tr和二极管D要承受更大的应力, 同时输出直流电压的纹波也较大。因此, 我们希望线路工作在连续工作状态。

从图4可以看出, 要使流经电感的电流iL连续, 必须满足下面的条件式:

另外, 由Boost线路的工作原理可以得到:

式中, △iL为电流增量, Ts为开关周期, D1、D2分别为开关导通和关断的占空比, 分别对应电感线圈L的电流iL的上升阶段和下降阶段。Vs为电源电压, Vo为负载电源, L为电感量。

由2-12、2-13、2-14, 可求得电压增益M

忽略线路损耗的情况下, Vs Is=Vo Io, 于是有

在iL电流连续的条件下, D1+D2=1。根据式2-11、2-12、、2-16、2-17, 要使通过电感L的电流iL连续, 必须满足下式

τLC是电感L与负载电阻R开关周期Ts乘积的比率。

根据2-18式, 可以绘出以D1为变量, 函数τLC的曲线图5。

在图5阴影部分, τLC<D1 (1+D1) 2/2, 可以根据上面的公式推导出, 阴影部分也就是说, 线路处于不连续工作状态。我们还可以看到, 当τLC大于0.074时, 无论开关周期导通占空比D1怎么变化, 线路都处于连续工作状态。

当τLC>0.074, 由2-18式可以求得

(2) 从满足输出功率要求的角度, 分析电感L的取值。

从图4可以看出, 电源电流Is即是iL三角形面积在Ts时间内的平均值。

假设iL是连续的, 则D1+D2=1, 由2-17、2-20, 可得

从式2-21可以看出, 电感L的电感量与负载电流Io成反比, 也就是说, 在Vs、Vo、fs一定的条件下, 要想输出更大的功率, 电感L的电感量必须满足下式:

2.2.2 电感L的参数设计

总结2.2.1 (1) 、 (2) , 可以得出电感L的电感量的取值范围。

3 结语

在大功率开关电源的设计中, 为得到的足够电源输出功率, 在保证变换器线路中的电感电流连续变化的前提下, 适当减小电感量, 可增加输出功率, 但电感量不能太小, 要考虑因电感电流的显著增加, 造成电感容易饱和的问题。

摘要：所谓大功率开关电源, 指的是输出功率达到几千瓦的开关电源。由于在开关电源的设计中, 使用了大量的磁性材料元件, 如高频变压器、脉冲变压器、换向和谐振电感器、功率电感器、滤波电感器、互感器等等, 所以, 磁性元器件在开关电源的设计中, 起着关键性的作用。在这里, 我们主要介绍Buck变换器和Boost变换器中的功率电感参数的设计。

关键词：变换器,功率电感,电感量,开关电源

参考文献

[1]北京奥米伽电源技术中心.磁性材料应用指南, 2001.6.

功率开关第8篇

关键词：大功率短波发射机,功率开关控制板,原理分析,测试模版,设计制作

1 前言

我台有四部TBH-552型150kW短波发射机和两部DF100A型100kW短波发射机, 这两种机型发射机使用的功率开关控制板都是同一个规格, 每部发射机都使用了50块功率开关控制板。由于功率开关控制板使用数量比较多, 维护工作量比较大, 为此, 我们通过实践设计制作出了功率开关控制板的测试模板。自从有了测试模板以后, 对功率开关控制板的维护质量和维护效率都有了明显的提高, 给我们的维护工作带来很大的便利。下面分别对功率开关控制板的工作原理和功率开关控制板测试模板的设计、制作进行简单介绍, 供同行参考。

2 功率开关控制板的工作原理

功率开关控制板是功率开关模块的一个重要组成部件, 主要由AC管合断控制电路、DC管合断控制电路、功率模块输出端短路保护电路、DC管工作状态检测及故障保护电路、失步保护电路和开关状态及外电检测电路等电路组成, 功率开关控制板的组成框图及其与64芯插座的连接示意图如图1所示。功率开关控制板还是调制器控制器与功率开关模块之间的连接接口。功率开关控制板与调制器控制器之间的联系是通过两条高绝缘光缆来实现的。其中, 一条光缆用于接收来自调制器控制器中循环调制器板合或断开关管的指令信号;另一条光缆用于传递功率控制板所在功率开关模块工作是否正常的信息。功率开关控制板直接控制着功率开关模块的工作, 对功率开关模块上的两个绝缘栅双极性晶体管 (AC管、DC管) 进行驱动;它还具有对本功率开关模块进行自我检测和实行故障保护的功能, 它能将有故障的功率开关模块从整个调制器电路中脱开, 而不影响整体的工作。

2.1 功率开关控制板的电源

图2是功率开关模块简要控制原理图。在图2中, 来自T1﹑T2变压器的两组12V交流电压分别加至两套整流稳压电路 (一组是三相桥式整流器模块CR6﹑稳压器VR2, 另一组为CR7﹑VR3) 后, 作为功率开关控制板的供电电源, 分别给出供AC管控制电路使用的+12VA和供DC管控制电路使用的+12VB电源。

由图2可见, +12VA电源的地是接至AC管的发射极, 即图中A点, 这表明在功率开关处于正常工作时B点的电位是700V, 则+12VA这组电源相对于A点为+712V;+12VB电源的地是接至DC管的发射极, 即图中B点 (或E18输出端) , 这表明随着DC管在控制通断工作时, B点电压是在700V和0V两个电压上、下跳变, 它使得+12VB电源随着DC管的导通而上跳变为+712V, 又随着DC管的截止而下跳变为+12V。

图2是D F 1 0 0 A型1 0 0 k W短波发射机所使用的功率开关模块简要控制原理图。TBH-522型150kW发射机与DF100A型100kW发射机的功率开关控制板的供电及其控制原理是完全相同的。

2.2 AC管通、断控制电路

图3是AC管控制电路原理。开机后, +12VA电源, 一路通过R2和稳压管VR1使比较器U2的6脚 (反相端) 得到5.1V电压;另一路, +12VA电源经R1对C4充电, 使U2的5脚 (同相端) 电位逐步升高, 经τ=1.1C4R2=0.1ms后, 电位达到6V, 使比较器U2的7脚输出高电平。此高电平加至RS与非门触发器的S端 (置0端) 。在开机时, 由于触发器复位端R的充电网络τ=1.1R4C8=10ms, 速度比较慢。之前, RS与非门触发器Q端已被置为“0”电平, 即使R端充电至高电平, RS与非门触发器Q端输出维持原状态“0”电平。该“0”电平经反相器U5变为“1”电平, 送至AC管栅极, 将AC管接通。

2.3 DC管通、断控制电路

图4是DC管控制电路原理。当某个PSM开关的合闸信号由电信号转为光信号时, 它通过光缆传送到一个对号的光接收器U8。U8收到光后, 其1脚输出低电平, 送到DC管控制电路中的U11的6脚, 使U11的4脚输出高电平, 此高电平加至U11的12脚, 如果模块输出端短路保护电路 (图5) 正常, 模块输出端短路保护电路输出高电平送到U11的13脚, 导致U11的11脚输出低电平, 经反相器U12输出高电平, 将DC管接通。同时, U11的4脚输出的高电平还送到DC管故障检测电路 (图6) 异或门U9的6脚。

2.4 功率开关模块输出端短路保护电路的工作原理

图5为功率模块输出端短路保护电路原理。当功率开关模块的输出端E17和E18之间出现短路时 (见图2) , 通过电阻丝R的电流将急剧加大, 当电阻丝R两端压降大于0.7V时, 光电隔离管U14中的发光二极管导通, 进而使三极管也随之导通, 三极管集电极5脚输出低电平, 这个低电平信号对定时器U10进行触发, 使U10的9脚输出高电平, 此高电平信号送到U11的1、2脚, 使U11的3脚输出低电平, 这个低电平送到DC管控制电路, 最终使DC管控制电路输出低电平, 送到DC管的栅极, 关断DC管。若此时DC管通断控制电路收到一个合这个DC管的指令, 将由图4的U11的4脚输出高电平, 送至图6的U9的6脚, 由于DC管处于关断状态, 使U9的11脚输出低电平, 进而使U9的4脚输出高电平, 并发出一个将AC管关断的信号, 使这个故障功率开关彻底脱离高压供电回路。这就是DC管既处于开路状态, 同时又得到了合的指令的情况。

2.5 DC管工作状态检测及故障保护电路的工作原理

图6为DC管工作状态检测和故障保护电路。

首先, 分析DC管正常时该电路的工作状态。当DC管没有接通或没有得到合的指令, 处于开路状态时, 异或门U9的12、13脚均为高电平, U9的11脚输出低电平。此低电平送到U9的5脚, 由于此时DC管没有得到合的指令, 则U9的6脚为低电平, 进而使U9的4脚输出低电平, 这个低电平对后面的电路不起作用。

当DC管接到合的指令而导通后, U9的13脚为高电平 (+12VB) , U9的12脚为低电平, U9的11脚输出高电平。此高电平送到U9的5脚, 由于此时DC管得到合的指令, 则U9的6脚为高电平, 进而使U9的4脚输出低电平, 这个低电平对后面的电路仍不起作用。

其次, 分析D C管在故障时的情况。当DC管出现短路时, 此时无论是否有合DC管的指令, DC管总是处于导通状态, 则U9的11脚输出为高电平, 送到U9的5脚, 而此时若对应没有要求合这个开关的指令, 则U9的6脚为低电平, 使得U9的4脚输出高电平, 这个高电平将向后面的电路通报故障。

当DC管开路损坏时, 则U9的11脚输出为低电平, 而此时若对应发来了合这个开关的指令, 则U9的6脚为高电平, 使得U9的4脚输出高电平, 这个高电平向后面的电路通报故障。

无论D C管发生短路或开路故障, U9的4脚都输出高电平, 加至U9的2脚, 而此时失步保护电路正常, U9的1脚为低电平, 则U9的3脚输出高电平, 它使Q1导通, 进而使U7中的发光二极管发光, 三极管导通, 其集电极5脚输出变为低电平, 这个低电平送到AC管控制电路U4的8脚, 使RS触发器U4的Q端被置1, 经U5反相输出低电平, 送到AC管的栅极, 关断AC管。

2.6 失步保护电路的工作原理

图7为失步保护电路也称之为光信号检测电路。当需要合时, 光接收器U8的1脚输出低电平 (见图4) , 送至U11的9脚, 使U11的10脚输出高电平, 场效应管Q2导通, 电容C33放电;当需要断时, 光接收器U8的1脚输出高电平, U11的10脚输出低电平, 使Q2截止, 电容器C33被充电, C33处于交替的慢速充电和快速放电的循环过程中, 只要正常工作, C33上的电压就充不到8V以上的状态, 定时器U10的5脚输出一直为高电平, 此高电平接至反相器U6, 输出低电平, 此低电平信号送到DC管故障检测电路 (图6) 异或门U9的1脚 (此时U9的2脚为低电平, 保持同步) , U9的3脚输出低电平, Q1不导通, U7中的二极管不发光, 三极管不导通, 使U7的5输出为高电平, 送到图2中, 对RS触发器不起作用, 仍保持输出低电平, 无法使AC管断开。只有当光传输系统损坏或光缆接头故障时, 使光接收器U8的1脚输出保持高电平, 与非门U11的10脚长时间处于低电平, Q2截止, 电容C33 (100µF) 被充电, 当历时110s后, 电容两端电压上升到8V以上, 使定时器U10输出翻转为低电平, 经非门U6后为高电平, 此高电平信号送到DC管故障检测电路 (图6) U9的1脚 (此时U9的2脚为低电平, 出现失步) , U9的3脚输出高电平, Q1导通, U7中的二极管发光, 三极管导通, 使U7的5输出为低电平, 使图2中的RS触发器输出由低电平变为高电平, 拉开AC管, 使该级的AC管处于停用状态, 只有关机修理后才能工作。

因保护管输出正常, 开关管没有出现击穿和开路现象, 控制小板认为开关模块工作正常, 可以参加循环工作, 但由于光缆出现问题, 使开关管实际上并没有工作, 这时将产生70/48=1.46kHz的杂音, 如果没有失步保护电路, 杂音将一直存在, 有此电路后, 在110s以后杂音将消失。

2.7 开关状态及外电检测电路的工作原理

图8为开关状态检测电路。在图8中, 当AC保护管导通后, AC管的发射极有一个700VDC, 即A点有700V的输出电压, 该输出电压经功率开关控制小板中CR1与R12的串联组合、再与电阻R11并联后加到端子P1-C11上, 再通过功率开关模块中的R13和R14接到模块输出的负极 (E17端) 构成闭合回路, 从而使二极管CR1两端的电压降加到压控振荡器U3的3、4号端子。在正常情况下, U3的3、4脚端电压为-3.7V, 这个电压与R12和C11共同决定压控振荡器U3的输出频率, 其计算公式为:fout=Vin/10R12C11, U3正常输出频率为37kHz, 且使光发射器DS1按37kHz的矩形波电压的规律发光, 这表明对号的PSM模块开关保护管输出700V电压正常。由图8电路可知, U3输出的37kHz频率是随着外电的变化而变化的, 外电升高, 开关模块输出的700V电压升高, Vin升高, 则37kHz频率升高, 反之亦然。

3 功率开关控制板测试模板

3.1 设计制作说明

功率开关控制板的测试模板由图9、图10两部分电路组成, 图9为功率开关控制板的辅助供电电路, 图10为功率开关控制板的模拟控制电路, 两个电路所连接的64芯插座是与图1功率开关控制板简要方框图所连接的64芯插头是一一对应的关系。

(1) 在图9中, 使用了两个250VAC/14VAC的变压器T1、T2。T1的次级输出接在P 1-A 3 2、P 1-A 3 1上, T2的次级输出接在P1-A29、P1-A28上, 这两路电源分别给功率开关控制板的+12VA和+12VB供电。考虑到这两组电源的特点, 地信号必须用各自电路本身的地, 切记千万不能混用一个地。

(2) 变压器T2输出的交流电压, 经过整流滤波稳压之后, 输出5V直流电压。此直流电压的负载是可调电位器R2。把P1-A23端接在可调电位器的中心抽头, 把P1-A24端接在电源的负端, 用来控制DC管的通断, 调整电位器R2, 当P1-A23与P1-A24之间的电压为1.2V-1.4V时, DC管就可以被切断, 在不用时, 将其调整为0V。

(3) 图10 (c) 为自制的模拟DC管合、断的电路, 小豆开关1S2接在P1-A26与P1-A15之间, 1S2合上, 表示DC管接通;1S2断开, 表示DC管断开, 用此电路来检测DC管工作状态检测和故障保护电路是否正常。

(4) 变压器T1输出的交流电压, 经过整流滤波稳压之后, 就变成了直流电压。此直流电压的负载是可调电位器R1。把P1-A8端接在可调电位器的中心抽头, 把P1-A11端接在电源的负端, 通过调整电位器R1, 当P1-A8和P1-A11之间的电压为-3.7V时, 电压/频率转换器U3就会输出37kHz的方波信号, 使图8中的光发射器DS1发光工作。

(5) 图10 (a) 为检测AC管控制电路是否正常的电路, 将一个2kΩ/1W的电阻与一个发光二极管1DS1 (正向工作电流10mA、正向电压小于等于3V) 相串联, 将P1-A1接到电阻的一端, 将P1-C8接在发光二极管的负端, 用来检测AC管的合、断控制电路工作是否正常。当AC管控制电路正常时, 二极管发光;当AC管控制电路有故障时, 二极管不发光。

(6) 图10 (b) 为检测DC管控制电路是否正常的电路, 将一个2kΩ/1W的电阻和一个发光二极管1DS2 (正向工作电流10mA、正向电压小于等于3V) 相串联, 将P1-A19) 接在电阻的一端, 将P1-A14接在二极管的负端, 用来检测DC管的合、断控制电路工作是否正常。当DC管控制电路正常时, 二极管发光;当DC管控制电路有故障时, 二极管不发光。

(7) 准备一条一头是光收、一头是光发的光缆, 用于模拟加光信号。

(8) 图9、图10两部分电路被制作在一块电路板上, 并安装在用胶木板制作小盒中, 在小盒的上盖板上安装有两个小豆开关、两个发光二极管、两块电压表、地信号EMBED Visio.Drawing.11 A插孔、地信号EMBED Visio.Drawing.11 B插孔和64芯插座。在检测功率开关控制板时, 只需将小板的64芯插头插到64芯插座上即可。

3.2 测试开关控制板的步骤及其正确使用方法

(1) 合上小豆开关1 S 1, 给A C管和D C管的控制电路供电。把模拟DC管通、断的小豆开关1S2断开, 让DC管处于开路状态, 并使光接收器U8不工作 (表明没有合的指令) 。调整R2, 使其输出为0V。调整R1, 使其输出-3.7V, 用示波器测量V/F转换器U3的输出, 看其是否是37kHz的方波信号。并调整V/F转换器的输入电压, 看其输出的方波信号频率是否随电压大小的变化而变化, 以此来确认V/F转换器是否正常。同时观察功率开关控制板上的DS1是否发光, 发光就说明开关状态检测电路 (图8) 正常。如果检测的是一块正常板, 其现象是:1DS1开始亮, 但是110s后又熄灭, 并且1DS2一直就不亮。由此可以初步确认AC管控制电路 (图3) 正常, 同时可以判断失步保护电路 (图7) 工作正常。以上情况是, DC管既处于开路状态, 同时又没有得到合的指令。

(2) 合上小豆开关1S1, 给AC管和DC管的控制电路供电。把模拟DC管通、断的小豆开关1S2断开, 使DC管处于开路状态。用自制的光缆, 把控制小板DS1产生的光发信号通过光缆送到光接收器U8, 使U8输出低电平。如果是一块正常板, 其现象是:1DS1开始亮, 但是瞬间就熄灭, 并且1DS2一直亮。由此可以初步确认AC管控制电路正常, 并判断DC管控制电路 (图4) 正常, 同时可以初步确认DC管工作状态检测和故障保护电路 (图6) 正常。以上情况是, DC管既处于开路状态, 同时又得到了合的指令。

(3) 合上小豆开关1S1, 给AC管和DC管的控制电路供电。把模拟DC管通、断的小豆开关1S2合上, 让DC管处于短路状态。使光接收器U8不工作 (表明没有合的指令) 。如果是一快正常板, 其现象是:1DS1开始亮, 但是瞬间就熄灭, 1DS2一直处于不亮的状态。由此可以初步确认AC管的控制电路正常, 结合 (2) 的结论, 就进一步可以判断DC管工作状态检测和故障保护电路 (图6) 正常。以上情况是, DC管既处于短路状态, 同时又没有得到合的指令。

(4) 合上小豆开关1S1, 给AC管和DC管的控制电路供电。把模拟DC管通、断的小豆开关1S2合上, 让DC管处于短路状态。用自制的光缆, 把控制小板DS1产生的光发信号通过光缆送到光接收器U8, 使U8输出低电平。如果是一块正常板, 其现象是:1DS1、1DS2两个指示灯一直处于亮的状态。就此可以判断出AC管和DC管的控制电路正常。以上情况是, DC管既处于短路状态, 同时又得到了合的指令。

(5) 在第 (2) 和 (4) 两种情况下, 慢慢调整R2, 大约输出 (1.2V-1-.4V) 时, 1DS2灯将熄灭。由此可以判断功率开关模块输出端短路保护电路 (图5) 正常。

3.3 实际使用中的注意事项

(1) 在设计制作测试模板时, 将EMBED Visio.Drawing.11 A地和EM-BED Visio.Drawing.11 B地引到测试台面上, 这样操作测试起来, 十分方便。

(2) 在查找故障时, 不要做了某个测试后, 就过早下结论, 需要完成全部测试, 并综合考虑后, 再做出正确的判断。

(3) 在检查功率开关控制板故障时, 先将模块输出端过流检测电压 (图9中R2输出) 调整为0V。当其它故障排除后, 再调整过流检测电压, 检查功率开关模块输出端短路保护电路是否正常。

(4) 在修理功率开关控制小板时, 最好使用示波器测量, 其结果比较直观准确。当确定某一集成电路有问题时, 在更换之前, 最好将电路改进一下, 先焊上一个集成块底座, 这样, 下一次再更换集成电路时, 更为方便。

4 结束语

功率开关第9篇

1 IGBT基本原理及在PSM发射机开关电路中使用优点

1.1 IGBT基本工作原理

IGBT (insulated Gate Bipolar Transistor) , 绝缘栅双极型晶体管, 是由BJT (双极型三极管) 和MOS (绝缘栅型场效应管) 组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低, 载流密度大, 但驱动电流较大;MOS-FET驱动功率很小, 开关速度快, 但导通压降大, 载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点, 驱动功率小而饱和压降低。非常适合应用于直流电压为600 V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。

IGBT的等效电路如图1所示。它是由双极型三极管和MOS (绝缘栅型场效应管) 组成的功率半导体器件。若在IGBT的栅极G和发射极E之间加上驱动电压, 则MOSFET导通, 这样晶体管的集电极C与发射极之间成低阻状态而使得晶体管导通;若IGBT的栅极G和发射极E之间电压为0 V, 则MOSFET截止, 切断晶体管基极电流的供给, 使得晶体管截止。

在DF100A型PSM短波发射机功率模块中, 它实际上由两只晶体管复合而成, 电路图如图2所示, 靠近电源的一只叫保护管, 靠近负载的一只叫开关管, 这两只晶体管的栅极具有场效应管的电压控制特性, 发射集和集电极间具有晶体三极管和可关断可控硅的电流控制特性, 两管的控制信号分别输入到各自的栅极和发射极之间。在正常情况下保护管将一直处于导通状态, 当开关管短路或开路时, 开关管的工作状态监测及保护电路发出一个信号, 将保护管切断。

1.2 IGBT在PSM发射机功率开关使用中的优点

1) 开关管的额定工作频率大幅提高, 而且绝缘门双极晶体管对电压变化率du/dt并无规定限额, 从而可以获得两方面的效益:a) 为开关管外设的保护电路可以取消;b) 采用高速开关管又无外设保护电路的电子开关, 其通、断时间明显缩小, 相应的前后沿损耗也随其大幅减小。

2) 采用高速开关管组成的PSM开关无论对哪个音频上升阶梯所构成的延时都很小, 所以最大上升沿时间和最小上升沿时间的差别也很小。不需要再增加前沿时差补偿器, 从而使数字化音频电路大为简化, 既提高了音频质量的稳定性, 又降低了故障率。

2 DF100A PSM短波发射机IGBT功率开关电路的具体分析

2.1 功率开关电路的原理

功率开关是一个脉宽调制单元, 它的开关频率能达到10 k Hz, 并为它的负载提供平均2.1 k W的功率。功率开关在上升和下降沿少于400 ns时间内提供700 V的脉冲。48个功率开关以串联的形式形成一个100或150 k W的固态调制器。图3为功率开关电路图。

功率开关由E1、E2和E3接入三相500V (有效值) 电源, RV1、RV2和RV3是压敏电阻, 用于在外电变化时对功率开关进行保护。通过使用三组双二极管模块CR2、CR4和CR6实现三相全波整流。整流输出的储能是由电容C3和C4完成的。电阻R3和R4作为这两个电容的分压器, DS1是电容器上电压维持情况的指示器。变压器T1和T2都是降压变压器, 为A1提供两组相互隔离的12 V (有效值) 电压。

Q1是一对绝缘栅双极性晶体管 (IGBT) 模块。两个管子都具有Vce≥1 000 V直流和Ic=50 A连续工作的额定值。集电极管脚为3的那个晶体管称为AC管, 第二个集电极管脚为1的晶体管称为DC管。两个晶体管的门极是通过R8和R7加偏置的, 并且分别由瞬变抑制二极管 (CR9和CR7) 和箝位二极管 (CR10和CR8) 进行保护。每一个晶体管的门极都是由电路板A1, 即功率开关控制板进行控制的。在功率开关正常的情况下, AC管向DC管提供700 V的电压, 并且由DC管控制这700 V电压的合断, 以构成本块功率模块的输出脉冲电压。

CR11是一只反向二极管, 它跨接在功率开关的输出端。这只二极管反向耐压为1 000 V, 正向电流为50 A以及小于100 ns恢复时间的额定值。反向二极管使得功率开关串接, 并使调制器的负载电流绕过未接通的功率开关。

功率开关具有对内部故障进行检测, 并且将本级模块从固态调制器电路中移开的能力。如果DC管出现短路或开路故障, 在A1电路板上的一个相位鉴别器 (检测器) 将会识别出这类故障, 并且将AC管关断。由于将AC管关断了, 这块有毛病的功率开关就从调制器的电路脱开了。这个开关的去除也将被调制器的控制器识别出, 由控制器把这个有故障的开关脱开。如果功率开关在输出端短路了, 那么在E4~E11之间跨接的那些电阻性的导线两端的电压将升高。这个增加的电压将使A1板上 (通过R5和R6) 的一个光电隔离管导通, 由此将关断DC晶体管。如果这个短路现象持续着, 相位检测电路将被触发, 使得这个功率开关从调制器电路中脱开。

每个功率开关模块上都附有一个功率开关控制器板, 用其控制保护管和开关管, 由于功率开关模块及其控制器都悬浮于高电位, 所以它同地电位处的控制信号依靠两条高绝缘的光缆相联系。其中, 一条光缆用于接收来自循环调制器的合或断开关管的指令信号;另一条光缆用于传递本块功率开关是否工作正常的信息。

2.2 功率开关保护电路

压敏电阻RV1、RV2和RV3是三只具有齐纳二极管的负阻特性的电阻, 当输入外电电压高达510 V时 (峰值为721 V) , 正好进入他们的负阻导通区。使输入电压被箝位在510 V, 防止来自供电电源上的浪涌电压。输入电压低于510 V时, 三只电阻呈开路状态。

从DC管发射极经由过载保护拾电镍阻丝到负载。该电阻丝由四根并联, 每根0.1Ω, 总计0.025Ω;与30 A过载电流相对应的保护性控制电压为0.75 V, 在正常情况下则相当于短路。当本级PSM开关合上时, 负载电流由G1管导通, 而本级PSM开关拉开时, 则负载电流被反向二极管CR11所旁路。所谓反向二极管, 由于它在G1管导电时承受反电压而得名。CR11导电的条件是:G1管关断而且与G1管并联的分布电容被充电到电源电压 (700 V) 以上, 即CR11处于少量正向电压下才能导通负载电流。在功率开关输出端跨接着2×47 kΩ和DS2的串联组合, 其中的DS2是发光二极管, 用于指示本块开关板是否正常。尽管G1管导通时DS2得电、而当G1管关断时DS2也断电, 但因G1管经常处于快速通断状态下, 所以开机后DS2保持发亮。唯独在这个功率开关模块发生故障时, 即AC管或DC管被长时间切断, DS2才处于熄灭状态, 以便值机员发现故障点。

一般发射机的主整滤波电容器储能高达数千至上万焦耳, 在发生负载通地或对地打火故障时, 加入不能快速切断负载或迅速泄放掉滤波器的储能, 往往会造成大故障, 甚至是灾害性的故障。这里所说的速断、速放, 常用的油闸、继电器和真空开关等因动作延时偏长, 是不能胜任的, 所以要用阻尼电阻、限流电感, 或采取引燃管快速泄放储能。所有这些措施, 都要付出相当高的代价。PSM发射机则不同, 不但主整滤波器储能相对较小, 而且尤为重要的是:充当电子开关的48个IGBT足以胜任“速断”的要求, 它可以在3~5 u S内切断电源和负载的联系, 主整储能已被化整为零而又切断负载分别泄放, 剩下与负载相连的储能只是解调器的储能, 一般为几个或几十个焦耳, 决不会使故障扩大化。

3 IGBT管的日常使用维护

3.1 IGBT管的检测

IGBT管的好坏可用指针万用表的Rxlk档来检测, 或用数字万用表的“二极管”档来测量PN结正向压降进行判断。检测前先将IGBT管三只引脚短路放电, 避免影响检测的准确度;然后用指针万用表的两枝表笔正反测G、e两极及G、c两极的电阻, 对于正常的IGBT管 (正常G、e两极与G、c两极间的正反向电阻均为无穷大;内含阻尼二极管的IGBT管正常时, e、C极间均有4 kΩ正向电阻) , 上述所测值均为无穷大;最后用指针万用表的红笔接c极, 黑笔接e极, 若所测值在3.5 kΩ左右, 则所测管为含阻尼二极管的IGBT管, 若所测值在50 kΩ左右, 则所测IGBT管内不含阻尼二极管。对于数字万用表, 正常情况下, IGBT管的e、C极间正向压降约为0.5 V。测得IGBT管三个引脚间电阻均很小, 则说明该管已击穿损坏;若测得IGBT管三个引脚间电阻均为无穷大, 说明该管已开路损坏。在DF100A型PSM短波发射机功率开关电路中IGBT管多为击穿损坏。

3.2 DF100A型PSM短波发射机IGBT功率开关故障一例

故障现象:高末帘栅连续过荷, 降功率无效, 但将激励全部退掉, 发现末级仍有700 V帘栅压。

故障原因:一级高末帘栅功率模块IGBT被击穿, 造成一加高压便有700 V帘栅压加在电子管上, 且不受调制器控制器控制, 使帘栅压先上, 从而造成过荷。

处理方法:迅速更换该级功率模块。

3.3 IGBT管使用注意事项

由于IGBT模块为MOSFET结构, IGBT的栅极通过一层氧化膜与发射极实现电隔离。由于此氧化膜很薄, 其击穿电压一般达到20 V~30 V。因此因静电而导致栅极击穿是IG-BT失效的常见原因之一。在栅极-发射极间开路时, 若在集电极和发射极间加上电压, 则随着集电极电位的变化, 由于集电极有漏电流流过, 栅极电位升高, 集电极则有电流流过, 这时如果集电极与发射极间存在高电压, 则有可能使IGBT发热至损坏。在安装或更换IGBT模块时, 应十分重视IGBT模块与散热片的接触面状态和拧紧程度, 为减少接触热阻, 最好在散热器与IGBT模块间涂抹导热硅脂。在使用模块时, 手持分装件时, 勿触摸驱动端子部分。当必须触摸模块端子时, 要带防静电手套。在用导电材料连接IGBT的驱动端子时, 在配线未接好之前, 先不要接上模块。尽量在底板良好接地的情况下操作, 如焊接时, 电烙铁要可靠接地。

4 结束语

DF100A PSM短波发射机技术上的最大优点之一就是把主整和调幅器合二为一并把主整电压化整为零, IGBT在DF100A型PSM短波发射机功率开关电路中的应用, 体现了DF100A型PSM短波发射机在先进器件运用方面的一大进步, 对此电路进行研究分析, 摸清电路特点, 可以提高维护水平, 确保设备稳定运行。

参考文献

功率开关第10篇

随着高速功率MOSFET生产技术的迅速发展,MOSFET的工作频率越来越高,驱动方式越来越安全,而且价格也越来越低。因此,近年来市场上大量出现了应用于各种家用电器和工业用报警器的开关功率放大器。与线性功率放大器相比,虽然开关功率放大器的电路稍微复杂,但它的效率很高,可以减小散热片的大小,甚至可以不使用散热片,因此可大幅地减小产品的体积[1,2]。在常见的开关功率放大器中,MP7720可在最大工作电压24 V的情况下可输出20 W功率,TDA7481可在最大工作电压±18 V情况下输出18 W功率,而STA510可在最大工作电压60 V的情况下输出100 W功率。这些集成芯片一般在输出部分采用2个或4个N沟道MOSFET驱动,因此其内部电路较复杂,而且其价格也很高。所以应用于专业音响设备时虽不存在任何问题,但是应用于一般的工业用报警器时却或多或少存在一些问题。

本文采用通用集成芯片TL494把模拟信号转换成PWM(脉宽调制)信号,并在输出部分采用N沟道MOSFET和P沟道MOSFET构成开关功率放大器。

TL494广泛应用于半桥式开关电源,它具有工作频率和工作电压高、控制方式多、价格低廉等优点[3,4]。

输出部分在上下两端各自采用N沟道MOSFET和P沟道MOSFET构成独特的驱动方式来驱动,负载的另一侧连接到半桥方式的电容器,因此具有整体电路简单、工作状态稳定、价格低廉等特点,应用于工作频率低于10 kHz、功率在15 W～50 W的工业用报警器时可提高产品的竞争力。

1 基于TL494的开关功率放大器的构成

1.1 TL494的主要特性

TL494工作在7 V～40 V的宽电压范围内,最大工作频率为200 kHz,内部具有锯齿波发生器、PWM发生器和滞后时间调整功能[5,6]。

1.2 基于TL494的开关功率放大器

图1是基于TL494的开关功率放大器的框图。电路设计的关键是占空比调节电路、输入信号压缩电路和MOSFET驱动电路。

1.3 占空比调节电路

占空比是PWM信号调制时提高电压利用率的关键。因为TL494是开关电源用集成芯片,所以在其内部把最小滞后时间设定为0.1 V电压。最大占空比在发射级输出时约为96%。图2所示为输入部分和PWM信号调制的部分电路。

在图2中,当C4=1 000pF,R4=24 kΩ时,工作频率约为78 kHz。如果没有占空比调节电路D8、D17、R23,则因为内部滞后时间比较器的比较点为0.1 V,所以最小导通时间约为1.52 μs,最小占空比为D=1.52/13≈12%。因此,PWM时电压利用率将下降。如果使用D8、D17、R23,则会在锯齿波发生用的电容器C4的E点产生0.82 V的偏置电压,把锯齿波的起点从原来的0 V提高到0.82 V。因此导通时间减小到0.64 μs,最小占空比减小到D=0.64/13≈4.9%,可明显地提高电压利用率。图3是无占空比调节电路时输出波形,图4是有占空比调节电路时输出波形。

1.4 输入信号压缩电路

因为报警器的输入信号变化范围较大,所以需要将幅度较大的信号按一定比例压缩。在图2中,R6、R16、D10、D11构成输入信号压缩电路,其关键是利用了二极管的输入特性。图5示出其输入特性,其中D10和D11并联,可在正负两个方向压缩信号。

压缩比取决于R6、R16的值,其值越大,压缩比越大。调整R6、R16的值,设定压缩信号的变化范围为-0.82 V～0.82 V,则变化量是1.64 V。见图4,锯齿波电压变化范围是0.82 V～3.25 V,所以TL494内部误差放大器的输出信号变化范围是2.43 V。内部误差放大器的增益取决于R7和R20,调整其值,当压缩信号的变化量在1.64 V时,将内部误差放大器的输出信号变化范围设定为2.43 V即可。警报器大都使用高音扬声器,因此可大幅度降低振幅较大的低音。

1.5 MOSFET驱动电路

P沟道MOSFET采用IRF9540,具有最大工作电压100 V、最大工作电流18 A、VGS电压5 V～15 V时饱和等特性。N沟道MOSFET采用IRF540,具有最大工作电压100 V、最大工作电流27 A、VGS电压5 V～15 V时饱和等特性。驱动三极管Q3采用NPN型C8050,Q7采用PNP型C8550。这两种驱动三极管都具有最大工作电压30 V、最大工作电流1 A、VBE为12 V的特性。图6为MOSFET驱动电路。

图7所示为MOSFET驱动原理波形。当A点的脉冲电压为低时,电流通过稳压二极管D7和三极管Q3的反偏形成VGS电压,QH导通。当A点的脉冲电压为高时,电流通过稳压二极管D9和三极管Q7的反偏形成VGS电压,QL导通。图7示出了详细的驱动波形,其中脉冲电压为低时,其电压低于VL才能使QH导通,脉冲电压为高时,其电压高于VH才能使QL导通。从VL变化到VH需要一定时间,这时会出现QH和QL同时截止的状态,因此,脉冲变化过程很安全。

QH和QL的VGS由下式决定:

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式中:VGS为MOSFET的驱动电压;VC为电源电压;VD为稳压管D7和D9的稳压电压(一般使用相同的稳压管);VBE为C8050和 C8550的反击穿电压。

图8是实测的驱动波形。脉冲电压从低到高变化过程中,QH和QL同时截止的时间约为100～300 ns。

1.6 输出部分工作原理

如图6所示,输出部分由QH、QL和L3、C8、C5、C7构成。输出电压经过L3、C8滤除高频波后传送到负载。一般在输出端采用一个电解电容器,但本电路采用C5和C7构成半桥方式,然后将其中点连接到负载。这种连接方式的优点是两个电容器既为输出信号的传送通路(此时电容值是两个电容的并联值),同时也对电源具有滤波作用(此时电容值是两个电容的串联值),而且把电容器的内压降低一半。

2 实验结果

表1所示为输入电压为35 V、工作频率为78 kHz时使用不同稳压值的稳压二极管时的静态电流。

从表1可以看出,稳压二极管的稳压值为0 V、5 V时VL和VH导通点的距离太近,同时导通时间太长,有较大的静态电流,而20 V时虽然电流较小,但MOSFET严重发热。从表1可知,工作电压为35 V时稳压二极管的选取范围是7.5 V～15 V。

3 结束语

实验结果表明,把TL494的PWM信号用于N沟道MOSFET和P沟道MOSFET,构成独特驱动方式的开关功率放大器克服了两个功率MOSFET同时导通的缺点,具有理想的驱动波形,效率大于95%,带宽良好且价格低廉,完全满足工业用报警器的要求。

在18 W输出功率下,与TDA7481构成的功率放大器相比,无多大差别,而且基本上没有发热现象,可以去除散热片。

若要获得更大输出功率,只需把工作电压提高到35 V以上,并配上适当的稳压二极管即可。

参考文献

[1]朱高峰,吴黎明.D类音频功率放大器的关键技术[J].声学技术,2006,25(5):452-456.

[2]刘长学.用SG3525作调制器的D类音频功放[J].常州工学院学报,2002,15(2):59-61.

[3]王亚君.TL494及其在半桥变换开关电源中的应用[J].现代电子技术,2004,27(6):94-95.

[4]郭炯杰.SG3525在开关电源中的应用[J].集成电路应用,2004,23(6):63-64.