滤波设计范文

滤波设计范文（精选11篇）

滤波设计 第1篇

微带线滤波器具有重量轻、体积小、易于集成等特点, 广泛应用于各种射频通信电路中。滤波器体积的减小, 使得单位面积中的结构更加紧凑, 内部耦合情况更加复杂。传统的设计方法是通过经验公式、查阅图表来求得相关设计参数, 其过程复杂繁琐。由于难以对所有的耦合情况都进行准确分析, 因此使得所设计的电路性能指标不理想。

近年来, 随着射频电路辅助设计软件的不断发展, 利用仿真软件进行微带线滤波器的设计, 可以绕开复杂的理论计算和推导。ADS是安捷伦公司设计开发的一款EDA软件, 它可以模拟整个信号通路, 完成包括从原理图到板图、系统的各级仿真, 当任何一级仿真结果不理想时, 都可以回到原理图中重新进行优化设计、仿真, 直到仿真结果满意为止, 保证了实际电路与仿真电路的一致性。

本文通过ADS软件对微带线低通滤波器进行仿真设计, 介绍一种有别于微带线滤波器的传统设计方法。

1微带线低通滤波电路的传统设计方法

微带线的低通滤波电路, 其一般的设计步骤为[1]:

(1) 根据设计要求, 选择归一化低通滤波电路的参数。

(2) 使用Richards变换用终端开路或者短路的传输线替代集总参数的电感和电容。

(3) 使用Kurda规则将电路中串联的终端短路传输线变换为易于实现的终端开路传输线。

(4) 进行阻抗变换得到实际的分布参数滤波电路。

(5) 根据微带线的特性, 计算得到微带线的特征阻抗和长度。

在上述步骤中, 除了第 (1) 步是通过查阅图表完成的外, 其余步骤都需要进行大量的计算且运算量较大, 使得整个设计过程相当繁杂且难以保证设计的电路性能指标满足要求。

2利用ADS中的滤波器设计向导工具设计低通滤波器过程

下面以一个具体的微带线低通滤波电路为例说明滤波器设计工具的使用。微带线低通滤波电路的指标:截止频率3 GHz, 通带内波纹系数小于3 dB, 在两倍截止频率处具有不小于40 dB的阻带损耗, 源阻抗和负载阻抗为50 Ω。微带线介基片的厚度1 mm, 相对介电常数2.7。

(1) 在“Filter DG-ALL”元器件面板中选择一个双端口低通滤波器模型 (low-pass filter DT) 放入原理图设计工作区。

(2) 执行菜单命令【Design Guide】→【Filter】, 选择“Filter Control Window”项, 弹出滤波器向导工具项“Filter Design Guide”。在其中选择“Filter Assistant”项, 滤波器设计向导中将出现一个带有滤波器参数设置和滤波器幅频特性曲线的窗口 (如图1所示) 。

(3) 按图1所示, 在设计窗口中选择或填入有关参数:“Source”和“Load”中填入50即为源阻抗和负载阻抗;“First Element”中选择“Parallel”表示滤波电路的首个元件为并联电容;Ap表示通带内的波纹系数0.5dB;As表示阻带损耗40dB;Fp和Fs分别对应通带频率和阻带频率;在频率响应曲线上方的“Response Type”选项可以选择滤波器的响应类型如最大平坦、契比雪夫、椭圆等, 此处选择最大平坦 (Maximally Flat) 。在确定上述参数后, “Order”项的参数变为5, 此即为滤波器的阶数。最后点击设计向导工具左下侧的按钮“Design”, 系统将自动生成一个集总参数滤波电路。

在原理图工作区中选中此前放入的双端口低通滤波器模型, 单击工具栏中的图标, 即可查看滤波电路。

(4) 此时的电路是集总参数的, 因为工作频率高, 需将其转化为分布参数的元件。单击滤波器设计向导中的图标, 打开滤波器转换助手对话框 (如图2所示) 。其中的“Transformations”三个选项对应着集总参数滤波电路转换为微带滤波电路的的三个步骤。

选中“LC to TLine”, 此步骤是Richards变换的过程。单击选中集总参数元件, 将电感转换为串联终端短路的传输线, 将电容转换为并联终端开路传输线。

选中“TLine to TLine (Kuroda) ”, 此步骤即是利用Kuroda规则进行变换的过程。为了进行电路变换需要点击按钮“Before Network”、“After Network”加入单位元件。

选中“LC, TLine to Microstrip”, 此步骤是将传输线转换成微带线的过程。在“Microstrip Substrate”选项中分别填入微带线介基片的厚度1 mm, 相对介电常数2.7。然后选中所有传输线, 点击按钮“Transform”转换为微带线。最后点击“OK”完成转换。

在原理图工作区中选中此前已放入的双端口低通滤波器模型, 单击工具栏中的图标, 即可查看此微带线滤波电路 (如图3所示) 。

(5) 仿真验证。在原理图设计窗口中选择“Simulation-S Param”元器件面板, 从中选择两个“Term”端口和S参数仿真控制器加到原理图中, 按图4所示进行连接、设置参数。点击仿真按钮运行仿真, 仿真结果如图5所示。可见在3 GHz 处其插入损耗为1.427 dB, 满足设计要求。如果设计指标满足要求, 则还需要利用优化控件进行优化设计。

通过以上步骤就完成了利用ADS滤波器设计向导工具设计微带滤波器的过程。

3结论

设计微带线滤波器的传统方法大多是通过查阅图表和曲线来完成的, 不但工作量大, 而且设计精度不高。 利用ADS软件中的滤波器设计向导工具进行设计, 既可减轻设计者的劳动强度, 缩短设计周期, 又能提高设计精度, 且可能一次性设计成功, 理论与设计仿真取得了期望的一致性。

摘要：介绍一种借助ADS软件中滤波设计向导工具设计、仿真微带滤波器的方法, 结合设计低通滤波器实例给出设计步骤, 由仿真结果验证了这种方法的可行性。

关键词：微带线,滤波器,ADS软件,向导工具

参考文献

[1]刘长军, 黄卡玛, 闫丽萍.射频通信电路设计[M].北京:科学出版社, 2005.

IIR数字滤波器设计实验报告 第2篇

一、实验目的：

1.通过仿真冲激响应不变法和双线性变换法 2.掌握滤波器性能分析的基本方法

二、实验要求： 1.设计带通IIR滤波器

2.按照冲激响应不变法设计滤波器系数 3.按照双线性变换法设计滤波器系数 4.分析幅频特性和相频特性

5.生成一定信噪比的带噪信号，并对其滤波，对比滤波前后波形和频谱

三、基本原理：

㈠ IIR模拟滤波器与数字滤波器

IIR数字滤波器的设计以模拟滤波器设计为基础，常用的类型分为巴特沃斯（Butterworth）、切比雪夫（Chebyshev）Ⅰ型、切比雪夫Ⅱ型、贝塞尔（Bessel）、椭圆等多种。在MATLAB信号处理工具箱里，提供了这些类型的IIR数字滤波器设计子函数。

（二）性能指标

1.假设带通滤波器要求为保留6000hz~~7000hz频段，滤除小于2000hz和大宇9000hz频段

2.通带衰减设为3Db,阻带衰减设为30dB，双线性变换法中T取1s.四、实验步骤： 1.初始化指标参数

2.计算模拟滤波器参数并调用巴特沃斯函数产生模拟滤波器

3.利用冲激响应不变法和双线性变换法求数字IIR滤波器的系统函数Hd(z)

4.分别画出两种方法的幅频特性和相频特性曲线 5.生成一定信噪比的带噪信号 6.画出带噪信号的时域图和频谱图

6.对带噪信号进行滤波，并画出滤波前后波形图和频谱图

五、实验结果

模拟滤波器的幅频特性和相频特性： 10Magnitude0-5-10101010-210-1Frequency(rad/s)100101Phase(degrees)2000-200-21010-1Frequency(rad/s)100101

在本实验中，采用的带通滤波器为6000-7000Hz，换算成角频率为4.47-0.55，在上图中可以清晰地看出到达了题目的要求。

冲击响应不变法后的幅频特性和相频特性：

0Magnitude(dB)-100-20000.10.20.30.40.50.60.70.80.91Normalized Frequency( rad/sample)Phase(degrees)5000-50000.10.20.30.40.50.60.70.80.91

Normalized Frequency( rad/sample)

双线性变换法的幅频特性和相频特性： 0Magnitude(dB)-200-400000.10.20.30.40.50.60.70.80.91Normalized Frequency( rad/sample)Phase(degrees)-500-100000.10.20.30.40.50.60.70.80.91

Normalized Frequency( rad/sample)

通过上图比较脉冲响应不变法双线性变换法的幅频特性和相频特性，而在在幅频曲线上几乎没有差别，都能达到相同的结果。

下图为直接调用matlab系统内切比雪夫滤波器得到的频谱图：

0-100Magnitude(dB)-200-300-400-50000.10.20.30.40.50.6Normalized Frequency( rad/sample)0.70.80.910-100-200Phase(degrees)-300-400-500-600-700-80000.10.20.30.40.50.6Normalized Frequency( rad/sample)0.70.80.91

比较图一得知，都能达到相同的结果。

下图为对带噪信号进行滤波前后的时域和频域图：

脉冲相应不变法：

带噪信号时域波形50-500.511.5带噪信号的频谱图150100500-422.5x 103-3-3-2-10滤波信号的时域图123x 104420-200.51滤波信号的频谱图100500-4-3-2-10123x 10441.522.5x 10-3

当经过脉冲响应不变法设计的滤波器滤波以后，在通带内的波形得到了较好的恢复。频谱图中，噪声的频谱也显著的下降。

双线性变换法：

滤波信号的时域图210-1-200.51滤波信号的频谱图1.522.5x 10-3150100中心频率f=6500Hz500-4-3-2-10123x 1044

当经过双线性变换法设计的滤波器滤波以后，在通带内的波形得到了较好的恢复。频谱图中，噪声的频谱也显著的下降，但滤波效果没有脉冲响应不变法好。

演讲稿

尊敬的老师们，同学们下午好：

我是来自10级经济学（2）班的学习委，我叫张盼盼，很荣幸有这次机会和大家一起交流担任学习委员这一职务的经验。

转眼间大学生活已经过了一年多，在这一年多的时间里，我一直担任着学习委员这一职务。回望这一年多，自己走过的路，留下的或深或浅的足迹，不仅充满了欢愉，也充满了淡淡的苦涩。一年多的工作，让我学到了很多很多，下面将自己的工作经验和大家一起分享。

学习委员是班上的一个重要职位，在我当初当上它的时候，我就在想一定不要辜负老师及同学们我的信任和支持，一定要把工作做好。要认真负责，态度踏实，要有一定的组织，领导，执行能力，并且做事情要公平，公正，公开，积极落实学校学院的具体工作。作为一名合格的学习委员，要收集学生对老师的意见和老师的教学动态。在很多情况下，老师无法和那么多学生直接打交道，很多老师也无暇顾及那么多的学生，特别是大家刚进入大学，很多人一时还不适应老师的教学模式。学习委员是老师与学生之间沟通的一个桥梁，学习委员要及时地向老师提出同学们的建议和疑问，熟悉老师对学生的基本要求。再次，学习委员在学习上要做好模范带头作用，要有优异的成绩，当同学们向我提出问题时，基本上给同学一个正确的回复。

总之，在一学年的工作之中，我懂得如何落实各项工作，如何和班委有效地分工合作，如何和同学沟通交流并且提高大家的学习积极性。当然，我的工作还存在着很多不足之处。比日：有的时候得不到同学们的响应，同学们不积极主动支持我的工作；在收集同学们对自己工作意见方面做得不够，有些事情做错了，没有周围同学的提醒，自己也没有发觉等等。最严重的一次是，我没有把英语四六级报名的时间，地点通知到位，导致我们班有4名同学错过报名的时间。这次事使我懂得了做事要脚踏实地，不能马虎。

卡尔曼滤波器的设计 第3篇

【关键词】卡尔曼滤波器 MATLAB 算法流程 噪声

Kalman在20世纪60年代提出卡尔曼滤波理论，之后很多人都很感兴趣，许多学者纷纷对卡尔曼滤波理论进行了详尽的研究和探讨。就实现形式而言，卡尔曼滤波器实质上就是一套有数字计算机实现的递推更新，每个递归周期都包含两个过程，第一个过程需要进行状态更新；另一个过程是量测更新。状态更新基于状态转移方程，对系统状态量进行时间预测；量测更新则在状态跟新的基础上根据实时获得的观察值确定。因而，卡尔曼滤波器的输入和输出之间就有状态更新和观察量更新的一种算法。

一、卡尔曼滤波算法

四、结论

从仿真波形可推断：若观测值越大，增益越小，观测数据越不可靠，校正就弱；当系统噪声强度增大，状态协方差增大，卡尔曼滤波器增益也增大，也就是说系统的不确定性增强，校正作用就大；增加迭代次数，递推次数就大，则卡尔曼滤波器的估计值越接近真实值，校正作用就越好，这卡尔曼滤波算法理论值相一致。仿真波形结合理论，经分析可知，MATLAB软件设计的卡尔曼滤波器较好地与理论值相一致，滤波效果显著。

【参考文献】

[1]秦永元，张洪钺，汪叔华.卡尔曼滤波与组合导航原理[M].西安：西北工业大学出版社，1998

滤波设计 第4篇

近年来,随着越来越多的非线性负载接入电网,电力系统谐波污染日趋严重,谐波泛滥影响着电网的安全经济运行。为有效抑制电网中的谐波污染,提高电能质量,各种无源电力滤波器(PPF)和有源电力滤波器(APF)得到了高度关注。APF通过向电网注入补偿电流来抵消负载所产生的动态谐波电流和无功电流,广泛应用于各种工业及民用场合[1,2,3,4,5,6]。

在提高APF补偿精度方面,必须要解决以下两个问题。

1)在APF实际工作中,控制器通过高速模拟数字(AD)通道,采样输出电流作为电流内环的闭环反馈,使得输出电流能及时跟踪指令电流。而在反馈回路的滤波电路设计中,电阻、电容参数大小的选取直接决定着采样通道截止频率的高低。当截止频率选取不当时,会引入谐振峰值,在APF输出补偿次谐波的同时产生谐振频率附近的高次谐波,影响了APF的补偿性能,当高次谐波含量过高时,会致使整个控制系统不稳定[7]。

2)控制器的延时在很大程度上也会影响APF装置的补偿性能。在减小控制器的延时方面,国内外已有诸多研究,文献[8]在模拟域和数字域中详细分析了延时大小对逆变器系统稳定性的影响。电流内环的设计是改善延时的关键所在,APF电流内环控制方法集中为以下几种,重复控制[9,10,11]将上一个控制周期的偏差和这一个周期的偏差均加入到被控对象进行控制,提高了电流跟踪精度及系统的稳定性,但仍然存在控制周期滞后的延时问题。比例—谐振(PR)控制[12,13]可理解为正弦信号的广义积分,在特定频率处拥有无穷大增益,从而使系统对该频率的稳态跟踪误差在理论上为零,该方法可实现选择谐波补偿,但对应不同频率的谐波,需采用不同的谐振控制器,其运算量依然较大。文献[14]提出了适用于逆变器的鲁棒预测控制,运用龙贝格观测器在第k时刻预测第k+1时刻的输出电流,并通过其在z域下的根轨迹图,详细分析了延时对系统稳定性的影响。文献[15]对输出电流进行预测的同时,通过线性插值法对指令电流进行预测,但在实际的工程应用中,略显复杂。文献[16]在采用预测控制的同时,分析了滤波电感的电感值变化对系统稳定性的影响,但未提出改善这一状况的具体方法。

本文分别解决了以上两个问题,针对问题1,本文通过控制系统的开环及闭环波特图详细分析了电阻R和电容C参数选取对APF电流内环的影响,从而提出了一种RC滤波电路的参数设计方法,并通过系统稳定性分析选取了合适的截止频率。针对问题2,文章首先分析了带延时环节的z域无差拍离散控制模型,讨论了电感量变化对系统延时范围及鲁棒性的影响。然后,提出了一种简单的预测电流控制方法,减小了延时对系统影响,增强了系统的鲁棒性。根据z域内的电流内环传递函数对系统进行了稳定性分析,给出了控制参数的选取方法。最后,搭建了试验样机,实验结果验证了控制策略的有效性和可行性。

1 APF电流环连续域模型

并联型APF对电网谐波治理效果与电流内环的设计密不可分,该控制系统的电流单环在连续域下的等效模型如图1所示。

从图1可以看到,考虑APF输出电流的反馈环节,即反馈函数H(s)不等于1时,电流单环的开环传递函数为:

系统电流内环采用传统的无差拍控制,则有

式中:L为逆变器输出电感值;Ts为开关采样周期。

此外,逆变器可视为一个惯性环节,其传递函数可等效为:

式中:kpwm为逆变器增益,通常取值为直流侧电压的一半。则G(s)可改写为:

2 滤波电路的参数设计

2.1 RC滤波电路的数学模型

当采样的输出电流经由反馈回路作闭环控制时,一些开关次频率的高频信号会夹杂在输出电流中,造成采样误差,影响电流控制效果。因此,需通过RC滤波电路滤除这些高频信号。滤波电路通常采用两阶RC滤波,但其对高频抑制效果不明显,会影响电流控制效果。而三阶RC滤波电路高频抑制效果较好,虽然会在控制中引入额外的延时,但可以通过优化控制方法来减小引入延时的影响。因此,本文设计了一种三阶RC滤波电路。

图2为三阶滤波电路原理图,该滤波电路分为调理电路和采样电路,前级调理电路通过电阻R0将传感器送入的电流信号转换为±10V之间的电压信号,通过R1,C1滤除部分高频毛刺,接着在采样电路中通过R2,C2进行两次滤波。该滤波电路的开环传递函数为:

将式(5)代入式(4)可得:

式中:KL/Ts=L/Ts,本文中取值为3。

2.2 调理电路参数设计

式(6)中L=0.3mH,R很小可以忽略,保持采样电路参数不变,取R2=2kΩ,C2=0.01μF,调理电路R1,C1参数如下:①R1=20kΩ,C1=0.01μF;②R1=20kΩ,C1=2 200pF;③R1=2kΩ,C1=0.01μF;④R1=2kΩ,C1=2 200pF。可得到对应APF电流内环的开环波特图。如图3(a)所示,比较开环波特图,曲线1,2,3,4分别对应4组R1,C1参数。所对应的截止频率分别为827 Hz,1 390 Hz,1 640Hz和1 910Hz,对应的相角裕度分别为:-2.38°,16.5°,24.1°和30.1°。可以看到,取第一组截止频率时,APF闭环系统出现不稳定的状况,随着截止频率的增加,相角裕度逐渐增大,APF系统达到稳定状态,同时,随着相角裕度的增大,系统稳定性变好。如果选取的截止频率过低,则会导致整个系统不稳定。而截止频率的选取也应在一定范围之内,从相角图中可看到,曲线4对10kHz频率附近的高频毛刺的抑制能力明显减弱,会影响开关次高频毛刺的滤除效果,综合考虑,选择曲线2和3。曲线2和3的闭环波特图如图3(b)所示,在1 000Hz以内,曲线2的相角延时明显小于曲线3,由于高次谐波比低次谐波周期小,同样的延时时间,相对于高次谐波其等效的相位误差较大,造成APF对11次以上谐波补偿效果变差。综上所述,调理电路的参数选择为:R1=20kΩ,C1=2 200pF。

2.3 采样电路参数设计

为使RC低通滤波器的滤波特性接近理想特性,同时增加滤波器整体对高频的抑制能力,所以,采样电路采用两级RC滤波,为了方便滤波电路整体参数设计以及试验中器件选型,两级RC电路选取相同参数。保持调理电路参数不变,R1=20kΩ,C1=2 200pF,R2,C2参数如下:①R2=2kΩ,C2=0.1μF;②R2=470Ω,C2=0.1μF;③R2=2kΩ,C2=0.01μF;④R2=470Ω,C2=0.01μF。可得电流内环的波特图如图4所示。

图4(a)中曲线1,2,3,4的参数分别对应4组R2,C2参数,其截止频率分别为:598 Hz,972 Hz,1 100Hz,1 140 Hz。此时,曲线1的相角裕度为-17.5°,其闭环控制系统不稳定,曲线2,3,4对应的相角裕度分别为:1.27°,16.5°,31.7°,闭环控制系统均处于稳定状态。由前文的分析可知,考虑到系统稳定性及滤波电路对开关次频率的抑制效果,选择曲线2和3进行详细分析。曲线2和3所对应的闭环波特图如图4(b)所示,可以看到,曲线2的谐振峰值为49.2dB,明显高于曲线3,曲线2将会放大1 000Hz附近的高次谐波。同时,在100 Hz以后,曲线2出现了相角超前的情况,有可能使APF工作时出现不稳定的情况。所以,本文选取参数R2=2kΩ,C2=0.01μF。

通过对系统的稳定性分析,可以得出以下结论。

1)对RC滤波电路的参数设计即是对电流反馈通路截止频率的设计,当截止频率过低时,会致使APF系统不稳定,系统的相角裕度随着截止频率的增大而增加。当截止频率过高时,会影响滤波电路对开关次频率的抑制效果。

2)随着系统整体截止频率的增大,闭环系统的谐振峰值逐渐减小,谐振峰值所处的频率逐渐增大。当频率低于1 000Hz时,相角延时也会随着截止频率的增大而增加,而延时增大会影响APF电流内环对高次谐波的跟踪效果,影响装置补偿性能。

3 考虑延时影响的无差拍控制

传统无差拍控制是在每个采样周期结束时,使逆变器输出电流跟踪指令电流,实际上为滞后一拍控制,其原理如式(8)所示。

式中:uinv(k)为第k时刻逆变器输出电压;ug(k)和iinv(k)分别为第k时刻的电网采样电压和逆变器输出电流;iref(k+1)为k+1时刻的指令电流。

在工程应用中,由于AD采样延时以及脉宽调制(PWM)匹配动作滞后、采样通道滤波电路的相角延时等因素,不可避免地在电流控制中引入了延时,影响了电流内环的跟踪精度与稳定性。假定控制之外的延时为mTs,m为延时比例系数,则系统总延时为:

图5给出了传统无差拍控制z域等效模型[14],图中,H(z)为采样通道RC滤波电路的传递函数。由前文可知,当参数取文中分析所得的值时,RC滤波电路不会影响系统的稳定性,因此,可看作H(z)≈1。

在APF实际运行中,随着输出电流和电感温度的变化,实际电感值与理想值会出现偏差,为了方便分析电感值变化对系统的影响,本文设置参数kl,实际电感值Ls=klL,则零阶保持器和电感的z域传递函数可合并表示为:

则考虑延时的系统闭环传递函数为:

其闭环特征方程为:

根据Jury稳定判据,kl至少需满足下式条件:

图6为当kl取值为3,2,1,0.9时不同的根轨迹图,图中可以看到,随着电感值的减少,延时m的取值范围也在逐渐减小,当kl=0.9时,m趋近于0,此时在控制上仅允许存在一拍滞后,当还存在其他延时时,系统将出现不稳定的状况。

4 APF电流的预测控制

考虑到控制及硬件电路的延时和电感值变化对系统稳定性的影响,本文提出了一种易于实现的预测电流控制方法,在第k个周期对APF采样的电网电压以及输出电流第k+1个周期的值进行预测,增强系统的鲁棒性。式(8)可以改写为:

式中:为第k+1个采样周期的电网电压平均值;iref(k+1)和分别为第k+1个周期的指令值和输出电流预测值。

电网电压可以视为系统的扰动信号,为了消除其对输出电流的影响,在k时刻对其k+1时刻的值进行预测。由于电网电压频率远远小于采样频率,则有

则第k+1个周期内的电网电压预测值为:

逆变器输出电流iinv在第k个周期通过电流传感器采样,经过RC滤波电路反馈到控制器,同时,在电感电流趋于饱和以及电感温度升高时,电感值易发生变化,在第k个周期所得到的采样值与实际值将出现一定的偏差,影响了电流内环的跟踪效果。本文提出输出电流一拍超前的预测方法,引入误差修正系数km来折中控制环节的累积误差,如式(17)所示。

式中:Δiinv(k)为第k个周期输出电流与输出电流预测值的偏差值。图7给出了基于预测控制的电流内环z域控制框图及其简化图。

电流内环的开环传递函数为:

其闭环特征方程为:

根据Jury稳定判据,需满足下式条件:

假定km=1,图8(a)给出了当kl取不同值时的系统根轨迹图,从图中可以看到,采用本文方法对输出电流提前一拍预测,当kl=0.9时,m=1.42,系统允许的延时明显增大,与传统无差拍控制相比,系统鲁棒性增强。

假定kl=1,图8(b)给出了当km取不同值时的系统根轨迹图,显然,随着km取值的增大,系统允许的延时逐渐减小,系统鲁棒性变差,当km增大到一定值时,系统将不稳定。

考虑到延时对电流内环跟踪速度及精度的影响,td的实际取值可限定在最大值1.5Ts,即延时满足Ts<td<1.5Ts,由此可得0<m<0.5,代入式(21)可得到km的取值范围。

图9给出了整个APF系统的控制框图,其中eabc为三相电网相电压,Ls为电网等效电感,vg,abc为APF采样的三相电网电压,iS,abc为电网侧的三相电流,iL,abc为负载侧的三相电流,Ll和Rl为非线性设备的等效负载,L为APF输出滤波电感,ih,abc为负载电流FFT检测出的谐波电流指令。系统直流侧采用传统的PI控制,内环电流采用本文提出的预测电流控制方法。

5 实验验证

为验证本文理论分析及控制策略的效果,搭建了模块化并联型APF试验平台进行研究,装置图见附录A图A1。

模块化APF试验平台采用的是DSP+FPGA双核架构,功率器件采用Infineon公司的FF300R12ME4模块,采样频率和控制频率均为10kHz,其他参数如附录A表A1所示。

5.1 RC电路参数实验验证

附录A图A2(a)和图A2(b)分别为同样负荷下APF单独补偿5次谐波时,选择不同电流内环截止频率的输出电流频谱,其试验参数如附录A表A2所示。

试验中,调理电路参数保持不变,选择了两组采样电路的R2,C2参数进行测试,可以看出,随着电流内环截止频率的增加,系统的谐振峰值明显减小,系统的稳定性增强。当截止频率选择不当而导致系统相角裕度过低时,会放大谐振峰值频率附近的谐波。

5.2 电流控制方法试验验证

附录A图A3、图A4分别为传统平推无差拍控制[17,18]和本文提出的预测电流控制下的逆变器输出电流波形、负载电流波形、电网电流波形以及对应的频谱。在同等工况下,相比于传统的平推无差拍控制,本文提出的方法电流跟踪性能更好,对5,7,11,13,17,19次谐波都有较好的治理效果。从电网电流的频谱可以看到,治理谐波后,电网电流畸变率从28.4%下降到3.5%。

假定kl=1,即电感处于理想工况。取不同的km值进行试验,其试验结果的曲线图见附录A图A5。可以看出,随着km取值的增大,补偿效果变差,电网电流畸变率随之变高。因为km增大会放大输出电流实际值与输出电流预测值的误差,影响系统鲁棒性。

在试验中,由于电感量的具体变化无法进行实测,本文通过改变L/Ts的取值来模拟电感量变化。附录A图A6给出kl=1.5和kl=0.5时的试验波形,其L/Ts对应的取值为2和6。由图可知,当kl>1时,电感值与L/Ts不匹配,而导致电流跟踪能力下降,影响补偿效果;当kl<1时,电感值减小,导致其对高频的抑制效果减弱,影响了电流控制效果。

采用本文控制方法的电流动态试验结果见附录A图A7,负载在图中所示时刻发生突变,负载突变后第一个电网周期控制效果不明显,电网电流畸变率高。但在第二个电网周期后,电网电流畸变率降低,系统达到稳定状态,系统的动态响应速度较为理想。同时,不同的km值不会影响装置的动态性能。RC滤波电路试验平台如附录A图A8所示。

6 结语

1)在考虑输出电流反馈回路的基础上,本文通过电流内环的开环及闭环波特图,详细分析了截止频率选取对电流内环的影响,从而提出了一种RC滤波电路参数的设计方法,并通过系统稳定性以及高次谐波相角滞后的分析选择了合适的滤波电路参数。

2)本文提出了一种预测电流控制方法,分别对电网电压,逆变器输出电流作了超前一个控制周期的预测,引入了误差修正参数km;根据z域内的电流环传递函数对系统进行了稳定性分析,给出了km值的选取范围。

滤波设计 第5篇

电气工程及自动化

并联型电力有源滤波器设计

一、综述本课题国内外研究动态，说明选题的依据和意义

随着电力电子技术的迅速发展，越来越多的电力电子装置在配电系统中得到了广泛的应用。这些电力电子设备的效率日趋提高，并以其灵活可控的特性逐渐成为功率变换和调节的一个不可或缺的重要环节。但是由于电力电子装置所引发的电能的谐波问题，给我们现在的电网公司分配电，带来比较大的影响。虽然后来采用了无源滤波器进行谐波抑制，但是其功能并不完美，无法达到想要的滤波效果，很容易与电网的阻抗发生谐振，并有谐波电流。谐波电流会使电能在变压器，输电线上产生很大的功能损耗，浪费电能，特别是3或者是3的倍数的谐波电流，在中线上叠加，不仅会导致损耗加重，并且中线过热，会招致火灾。严重情况还会导致系统供电安全的严重事故。所以在现今，我们开始逐渐采用并联有源电力滤波器。在国外这种有源滤波器已达到了较为广泛的应用。但是国内应用并不广泛，所以对这方面的深入研究，有利于有源滤波器的广泛应用。本设计主要针对三相三线制的设计，其余如单相或者三相四线制系统，主要是主电路，和指令运算电路作适当的改变即可。

有源电力滤波器根据负载接入电网方式的不同分为串联有源电力滤波器、并联有源电力滤波器和混合有源电力滤波器。

有源电力滤波器的主要作用：

1、通过抑制谐波，净化电网，节约综合用电相关费用8％-20％，使用该设备能快速有效收回投资成本；

2、节约电力变压器、电缆扩容费用，提高电力变压器使用寿命；

3、滤除谐波，保障供电安全，避免用电事故（如电气火灾，或者因用电故障停产）；

4、滤除谐波，延长电子设备及元器件寿命，如无功补偿电容器；

5、提高功率因数，功率因数可达到0.95-1（满足电力对企业用电的要求，避免高额处罚，甚至停止供电）。

二、研究的基本内容，拟解决的主要问题

本课题设计一个对三相全控桥整流电路（带阻感负载R=30Ω，L=300mH）进行无功和谐波补偿的单独使用的并联型电力有源滤波器。设计电力有源滤波器的主电路、控制电路（指令电流运算电路、电流跟踪控制电路）驱动电路，确定合理的控制方案以及谐波和无功电流检测方法。设计指标要求：经补偿后使电源电流的功率因数提高到0.93以上，谐波总含量在3%以内。

驱动电路

主电路

电源院

负载

电流跟踪

控制电路

谐波检测运算电路

并联有源滤波器基本有两大部分组成，即指令电流运算电路和补偿电流发生电路。其中前者的核心是检测出负载源产生的谐波和无功电流，所以也可为谐波检测运算电路，后者主要由电流跟踪控制电路、驱动电路和主电路三部分组成。其核心作用是根据指令运算电路算出的补偿电流，来产生与其相反的大小相等的电流。结构框图如下：

现今对电路的设计主要解决问题为：

（1）

对补偿电流的跟随性能起作用的几个参数：L、Uc、Tc（电流控制周期）的设计；

（2）

开关器件的选择及其额定参数的确定；

（3）

主电路容量的计算；

（4）

按所选器件的要求设计驱动电路，并设计整个系统的保护电路。

三、研究步骤、方法及措施

（1）谐波检测运算电路的设计

谐波检测运算电路有很多种设计方法，主要有模拟滤波器，傅里叶分析和瞬时无功功率检测等。前2者设计较为困难，且实时性也不是很好。所以主要采用瞬时无功

功率检测。

（2）电流跟踪运算电路的设计

电流跟踪运算电路作用是根据补偿电流的指令信号和实际补偿电流之间的比较，得出控制补偿电流发生电路中主电路各个器件的通与断的PWM波信号，来保证补偿电流和指令信号的一致性。主要可采用瞬时比较法和三角波比较法。此设计主要采用瞬时比较法中的滞环比较器，因为它由于产生的补偿电流参考信号能够快速准确地跟踪谐波电流变化，具有很好的实时性，所以在有源滤波器中得到了广泛的应用。

（3）主电路的设计

主电路的形式采用三相PWM电压型整流电路来产生谐波和无功电流，采用单个运行方式。对整流电路的开关器件及其直流侧电容和保护电路进行选型和设计。

四、参考文献

[1]魏伟.DSP原理与实践[M].北京:中国电力出版社,2009.[2]常华,袁钢,常敏嘉.仿真软件教程-MULTISIM和MATLAB[M].北京:清华大学出版社,2006.[3]吴竞昌,孙树勤,宋文南等.电力系统谐波[M].北京:水利电力出版社,1988.[4]李鑫.有源电力滤波器相关问题讨论[M].四川简阳供电责任有限公司出版社,2010.[5]彭海燕,王宏.有源电力滤波器的原理介绍及应用[M].北京:华北电力大学出版社,2010.[6]马明,朱凌.并联混合型电力滤波器的仿真研究[M].北京:华北电力大学电气工程学院出版社,2007.[7]陈坚,电力电子学—电力电子变换和控制技术[M].北京:高等教育出版社,2002.[8]阿里拉加J,布莱德勒

DA,伯德格尔

FIR滤波器的设计 第6篇

分布式算法 (Distributed Arithmetic DA) 最初是在1973年由Croisier提出的, 但直到Xilinx发明FPGA的查找表以后, DA算法才在上世纪90年代初重新受到重视, 并有效地应用在FIR滤波器的设计中[1]。DA算法的原理如下。

一线性时不变网络的输出为:

假设c (n) 为已知常系数, x (n) 是变量, 用 (B+1) 位2进制补码表示为:

其中, xB (n) 或xb (n) 为二进制的一位数字, 即, 1或0。网络的输出为:

其中, 利用一个LUT (查找表) 来影射, c (n) ·xb (n) 是LUT的一个单元, 即一个2N字宽的LUT接收一个N位输入向量xb=[xb[0], xb[1]…xb[N-1]], 输出为c (n) ·xb (n) , 然后每个影射c (n) ·xb (n) 再由相应的二次幂加权并累加。对于固定系数, 整数乘以2b即左移b位, 可以通过硬连线实现, 不占用逻辑资源, 利用移位加法器就能有效地实现累加。DA算法的主要特点是巧妙利用SRAM查找表将固定系数的乘累加运算转化为查表操作, 其运算速度不随系数和输入数据精度的增加而降低, 而且相对直接实现乘法器和系数寄存期在逻辑资源占用上得到了极大的改善。

2 基于分布式算法的FIR滤波器设计

N阶FIR滤波器的输出序列y (n) 为单位脉冲响应h (n) 与输入时间序列x (n) 的卷积, 即, 滤波器的输出表达式为[2]:

在这里, 就可以用前面叙述的分布式算法设置一个查找表来实现映射, 这样就可以避免由于乘法运算造成的延迟, 大大提高了运算速度, 满足了高速FIR滤波的要求。

对于高阶滤波器而言, 这种方法的缺点是查找表的大小随滤波器阶数的增加呈指数增长, 对于一个32阶的滤波器, 需要32个乘法器, 相应LUT的单元数为232。可见, LUT的规模很大, 需要大量的硬件资源, 这就需要简化L U T规模。

对于线性相位FIR滤波器, 其单位取样响应是对称或反对称的, 即:

利用对称性可以简化网络结构, 当h (n) 为偶对称且N为偶数时, 仅需N/2个乘法器。

这时, LUT的规模为216, 比原来降低了一半。同时, 还可以采用将大查找表分解为小查找表的方法来进一步降低逻辑资源的消耗。比如, 将一个1 6位的L U T分成4个小LUT, 这样每个LUT的规模为24, 所有LUT的规模为4×24, 仅是32位LUT规模的1/226, LUT的规模大大的降低了, 从而大大节约了硬件资源。可见, 基于查找表结构, 采用分布式算法可以实现高速高阶FIR滤波器的设计。

3 FIR滤波器的硬件电路设计

下面以一个32阶FIR带通滤波器为例说明硬件电路设计的方法和过程。

3.1 设计指标

采用频率:200Hz;类型:带通上限截止频率:54.3Hz;下限截止频率:46Hz;阶数:32阶;系数数据宽度:16位;输入数据宽度:16位;输出数据宽度:16位。

3.2 硬件电路组成单元

FPGA有着规整的内部逻辑块整列和丰富的连线资源, 特别适合用于细粒度和高并行度结构的FIR滤波器的实现。

3.3 电路仿真

在QuartusⅡ软件环境下, 用VHDL对上述FIR滤波器的模块进行编程描述, 最后将各模块综合起来下载到器件FLEX10KE中形成FIR滤波器。

用MATLAB设计了一幅度为0.2 2的50Hz的正弦波, 用250Hz的采样器对其采样, 将其输入到FIR滤波器的输入端, 得到滤波器的输出。其中, 一输出为5Ah, 转化为小数是0.005493;理论计算结果为0.005506, 可见实验结果与理论计算相比, 有一定的误差, 但相对较小, 处于允许范围内。误差主要是由于系数量化而形成的量化误差。

将仿真结果在Matlab里通过插值运算绘制成波形, 如图1所示。可见, 50Hz的正弦波通过了FIR滤波器, FPGA仿真结果是正确的。

4 结语

本文所介绍的基于FPGA、采用分布式算法实现FIR滤波器的方法, 在提高系统运行速度和节省硬件资源方面具有很大的优势。而且, 通过改变阶数和查找表中的系数, 还可以将此设计灵活地运用于实现任意频率的高通、低通和带阻滤波器, 可移植性较好。因此, 这种方法在高速数字信号处理中将有很好的应用前景。

摘要：本文设计了一个32阶线性相位FIR滤波器, 采用分布式算法原理, 在FPGA进行了实现。采用查找表来实现乘累加单元, 将乘法运算转换为查表操作, 提升处理速度。最后进行了硬件仿真, 结果证明这一方法是可行且高效的。

关键词：数字滤波器,FPGA,分布式算法,查找表

参考文献

[1]Suk Ho Lee.The Role of DistributedArithmetic in FPGA-based SignalProcessing.Naval Post-graduate SchoolMonterey.Califomia AD-A164-199.1999:33～45.

CDMA匹配滤波器设计 第7篇

匹配滤波器是一种无源相关技术, 它可以快速地实现相关器的功能，因而可以用于伪随机码的捕获。

在捕捉过程中，接收信号与本地伪码序列连续地进行相关处理，任何时刻的相关结果都与一个门限相比较，如果超过了门限，则同步过程即告完成，同时还完成了扩频信号的解扩。在匹配滤波器中, 只有发射信号的PN码与本地PN码一致, 才能够正确接收数据。

当处理基带信号时，设输入的伪随机码序列为：

其中aK为周期为N的伪随机码序列的序列值，δ (n) 为冲击响应序列。匹配滤波器的输出波形为输入伪随机码序列的自相关函数。

匹配滤波器的冲击响应为：

所以匹配滤波器传递函数为：

数字匹配滤波器的表达式：

其中，x (n) 为输入信号;h (-i) 为滤波系数，由接收端扩频码决定，取值-1或+1, m序列码元为1, 取值为+1, m序列码元为0，取值为-1。匹配滤波器的长度N等于扩频比, 也就是对于每一信息符号的扩频码元数，即Tb/Tc。当输入信号x (n) 与本地扩频码h (-i) 匹配时, 输出Z达到最大，超出预先设定的门限，表示捕获成功。

2 匹配滤波器设计过程

本设计选用的是VHDL设计流程，它主要包括设计输入、编译、波形仿真、引脚锁定、编程下载和硬件验证六个步骤，但VHDL设计流程的第一步，是采用QuartusⅡ的文本编辑方式来编辑源文件的，因此被成为文本输入设计法。下面分别介绍了匹配滤波器的VHDL设计法的设计过程。

2.1 设计输入

在QuartusⅡ的集成环境下，为匹配滤波器建立设计项目pn_matched_fliter，选择Cyclone系列的EP1C3T144C8芯片作为目标芯片。然后进入QuartusⅡ文本编辑方式，完成匹配滤波器的VHDL设计文件的编辑。

2.2 编译

在完成匹配滤波器源程序的编辑后，对pn_matched_fliter.vhdl进行编译。然后，为设计文件生成元件符号如图1所示。

在元件符号中，时钟信号CLK和电平使能端DECENA为单信号线;输入端DIN[5…0]和输出端DOUT[11…0]为多信号线。

2.3 仿真

进入pn_matched_fliter.vhdl的新建波形文件编辑窗口界面，对设计文件进行仿真验证。得到匹配滤波器各输入端口DIN[5…0]和输出端口DOUT[11…0]的仿真波形并将它们放大如图2所示。

对仿真波形图进行分析：在本次仿真中，CLK是时钟信号，DECENA是电平使能端且高电平有效。每来一个时钟脉冲，且DECENA为高电平时，依次读取串行输入端DIN[5…0]中的数据，然后并行输出端DOUT[11…0]的各端匹配输出。匹配滤波器同时做补码运算，当TAP_HIGH (I) =“1”时，不改变相应位原补码值;当不满足上述条件时，求其相反数的补码值。由仿真波形可以看出输入端输入不同的数据时，输出总是匹配的，从而验证了匹配滤波器程序的正确性。

2.4 引脚锁定

对匹配滤波器进行实验验证时，需要确定用GW48哪些输入输出端口来表示设计电路的输入和输出。引脚锁定前首先选择目标芯片，本设计选择的是EP1C3T144C8芯片。然后在目标芯片上选定输入输出端口来表示设计电路的输入和输出。

将时钟信号CLK锁定在目标芯片的PIN_93;将使能信号DE-CENA锁定在目标芯片的PIN_11;将DIN[5…0]的六位输入端分别锁定在目标芯片的PIN_1、PIN_2、PIN_3、PIN_4、PIN_5、PIN_6;将DOUT[11…0]的十二位输出端分别锁定在目标芯片的PIN_77、PIN_78、PIN_83、PIN_84、PIN_85、PIN_96、PIN_97、PIN_98、PIN_99、PIN_103、PIN_105、PIN_106。

完成引脚锁定后，再次对pn_matched_fliter.vhd进行编译。

参考文献

[1]赵不贿.在线系统可编程器件与开发技术[M], 北京:机械工业出版社, 2003.

基于ETAP的滤波器设计 第8篇

随着工农业发展和人民生活水平的不断提高, 电能质量受到人们的日益重视。而各种谐波源电力设备和其他非线性用电设备的接入, 所产生的高次谐波电流大量注入电网, 使电网电压发生畸变, 电能质量下降, 对电气设备造成极大的损害。供电系统中的谐波问题已引起各界广泛关注, 降低或抑制谐波污染已迫在眉睫[1]。

目前我国电力系统普遍应用的仿真软件包是EMTP, ETAP, PSS/E, BPA, PSASP等。现在应用较为广泛的电力系统仿真软件ETAP不但拥有直观的操作界面、较强的分析功能, 还具有开放式数据库链接等功能, 同时还能实现在线模拟、实时监测和管理控制等[2]。本设计结合某工程的谐波实测结果进行分析, 进行ETAP软件的仿真实验, 设计出无源滤波器, 仿真结果验证了该滤波装置的补偿特性和良好性能[3]。

1 建立ETAP模型

1.1 实例

现有某公司有一台电弧炉, 非线性特性严重, 产生大量的谐波电流, 产生的谐波不仅导致其补偿柜着火、设备频繁出现故障, 而且多次造成其他用户的精密设备损坏。公司电网由一台35 k V主变压器与主网联系, 如图1电网一次接线图。

1.2 建立ETAP谐波分析模型

打开ETAP7.0.0, 建立谐波工程电气主接线图, 如图1所示。输入设备数据如下。

(1) 等效电网:名称为U1、额定电压为35 k V, 三相短路容量为1 000MVA, X/R为15, 中性点不接地。

(2) 变压器:名称为T1、变比为35/6.3 k V、额定容量为16 MVA、Z%为10、X/R为18.6、Y/Δ连接。

(3) 静态负荷:名称为Load1、额定电压为6k V、额定容量10MVA、功率因数为85%。

谐波分析实际上是针对每一次谐波的潮流分析, 网络阻抗是基于频率的模型, 由基波阻抗和谐波次数确定。

2 谐波分析

2.1 添加谐波源

模型建好满足潮流计算, 电源的阻抗也添好之后, 在系统里添加谐波源。在ETAP工程中可以在八种元件里添加谐波源:等效电网、发电机、变压器、充电器、逆变器、不间断电源、变频器、静态负荷。在本例中, 经过现场多次测量和分析得到电弧炉产生的谐波电流。模拟谐波源时谐波电流幅值取各次测量值的平均值, 考虑最严重情况下各次谐波电流相位取0, 谐波源信息如表1所示。

ETAP自带的数据库里已经收录了一些常用的谐波源模型, 只需要从其中选择合适的一个模型就可以了。选择好之后, 在编辑器的谐波页里会有相应的谐波源模型图。表1中描述的谐波源正好符合ETAP谐波源库里的谐波源Typi⁃cal-IEEE-6 Pulsel。

2.2 无滤波器分析谐波

进入谐波分析模块, 首先在没有滤波器的情况下运行谐波分析, 查看母线Bus3的谐波电压波形图, 见图2所示, 从中可以看出母线Bus3电压波形已经发生了明显畸变, 谐波含量超标。

查看Line1的谐波电流的谐波电流, 如表2所示, 这也是设计滤波器的依据。

2.3 有滤波器分析谐波

通过以上的分析可知该公司电网需要装滤波设备。无源滤波器对于基波来说呈现容性, 兼有无功补偿的作用。无源滤波器的工作原理是:对于某些特定的谐波呈低阻抗, 让这些谐波电流大部分通过滤波器, 减少流入系统的谐波电流, 从而起到保护系统的作用[4]。为了最大程度地减小谐波电流造成的危害, 应该尽量减少谐波电流流经途径, 结合网络结构, 决定在母线2上装设无源滤波器。

无源滤波器有单调谐滤波器和高通滤波器, 他们对不同频率的谐波呈现的阻抗不同, 对所有的谐波都有影响, 这个影响包括过滤和放大。我们使用无源滤波器的目的是把系统总的谐波含量降下来。

2.3.1 设计单调谐滤波器

上面看到了没有任何滤波措施情况下母线Bus3电压畸变的情况, 这种畸变电压对电力系统危害很大, 必须采取滤波措施改善波形。滤波器对谐波呈低阻抗, 谐波电流通过它流入大地, 为了最大程度的减少谐波对系统的危害, 在离谐波源最近的地方装滤波器。在单线图上添加谐波滤波器, 挂在母线Bus2上, 如图3添加滤波器。

滤波器添加好后, 根据需要确定滤波器参数。设计滤波器时要先从低次谐波滤波器开始, 最后设计高通谐波滤波器[5]。根据本例确定以下设计顺序:5次滤波器、7次滤波器、11次滤波器、13次滤波器、高通滤波器。

打开5次滤波器的编辑器参数页, 填入基本参数:电容器的额定电压6 k V, 电容器的最大电压11 k V, 电抗器品质因数40, 电抗器最大电流300A, 添滤波器基本参数1, 选择滤波器类型是单调谐, 选定一个类型后, 对应的接线图会在下面显示。

点击滤波器容量估计, 打开滤波器容量估计对话框, 添滤波器基本参数2, 根据表1的数据在滤波器容量估计对话框里填入滤波器需要过滤的谐波次数5, 谐波电流202.1, 现有功率因数85%, 负荷容量10.2。 (现有功率因数和负荷容量通过潮流计算得到) 期望功率因数填入89。期望功率因数的填写要慎重, 滤波器对于谐波次数比它低的谐波和基波来说它呈容性, 投运后会抬高功率因数, 所以要为后面的滤波器投运留一定的裕度, 不能太高。点击“容量估计”按钮, ETAP会计算出滤波器需要的电容器和电抗器参数。

点击“替换”按钮, ETAP把计算结果填到滤波器编辑器参数页的响应地方。根据软件给的电容器容量数值填写一个与它最接近并且在现实中容易找到的无功容量数值930, 电容器容量82.23μF, 然后根据谐振条件计算出需要的电抗器参数1.5Ω。这样5次滤波器就设计好了, 把它投运, 再做谐波分析, 看看它的投运效果, 见图4。从Load1产生的谐波电流有230.4 A通过谐波滤波器流入大地, 只有40.9 A流入了系统, 大大减小5次谐波对系统的影响, 达到滤波效果。

根据以上5次滤波器设计的方法, 设计7次、11次、13次滤波器。

2.3.2 设计高通滤波器

针对每一次谐波的单次滤波器设计好后, 开始设计高通滤波器, 在本例中高通滤波器要求从17次谐波开始。把设计好的各次滤波器都投运后, 潮流分析得到母线Bus2上的功率因数是92.2%, 如果高通滤波器投运后允许功率因数达到97%, 有1 500 k VAR允许补偿, 就以这个数值为滤波器电容器无功容量, 添入响应的地方, 软件会自动计算出对应的电容器容量132.6μF, 滤波器类型选高通带阻尼的, 电阻器阻值填1Ω。

高通带阻尼滤波器的接线图如图6所示, 画出其等值电路及各等效元件参数。电阻器R (取R=1Ω) 和电抗器L1 (品质因数选40, 本身电阻R1忽略) 并联后和电容器C1串联。

根据谐振条件计算出需要的电抗器参数为0.07Ω。把XL1=0.07Ω填入高通滤波器参数录入, 高通滤波器设计完成, 并投运。

2.3.3 查看滤波器运行结果

在谐波分析案例编辑器的画图页, 把各滤波器都选中, 运行谐波分析。通过谐波次数滑条在单线图上查看各滤波器的滤波效果。

所有滤波器投运后, 运行谐波分析, 如图7, 查看各滤波器的滤波效果, 查看通过Line1的各次谐波电流如表3所示。

查看母线Bus3电压的波形图, 如图7所示, 在这里我们看到了母线Bus3电压波形和滤波器投运前已经有了明显改善。

3 频率扫描研究

滤波器设计好了后, 要查看一下从这条母线看进去系统在对各次谐波呈现出来的阻抗, 即频率扫描。看是否会有高阻抗出现, 出现高阻抗的点就是谐振点。从母线Bus3看进系统, 系统的谐波阻抗幅值与频率的关系曲线, 见图8所示。通过曲线可以看出系统对各次谐波没有出现高阻抗现象, 即没有发生谐振, 所设计的滤波器达到滤波要求。

查看报告:在报告里可以看到从母线看进去系统对每次谐波呈现出的阻抗的幅值和相角的具体数值。

4 结论

本文利用ETAP软件设计谐波滤波器的方法。针对一个受谐波影响的工程项目, ETAP软件通过电力系统建模, 建立单线图, 添加谐波源, 仿真分析等, 设计出该公司需要的谐波滤波器。仿真结果显示, 利用ETAP软件设计的各次滤波器和高通滤波器, 有效的实现了谐波治理, 合理地将谐波含量限制在国家标准之下, 保证公司电力线路正常运行。

摘要：利用ETAP软件设计谐波滤波器的方法, 通过电力系统建模、建立单线图、添加谐波源和仿真分析等, 设计出电网所需的谐波滤波器。仿真结果显示, 利用ETAP软件设计的各次滤波器和高通滤波器, 能有效的实现电力线路谐波治理, 合理地将谐波含量限制在国家标准之下, 保证供电质量。

关键词：谐波分析,ETAP,无源滤波器

参考文献

[1]任先平, 陈亮明.基于快速傅立叶变换的电力谐波分析[J].机电工程技术, 2013 (7) :70-72.

[2]冯煜, 王雷, 陈陈.电力系统仿真软件ETAP的特性与功能简介[J].供用电, 2005 (5) :23-26.

[3]王婷婷.电力系统谐波抑制装置研究[J].黑龙江科技信息, 2012 (12) :1.

[4]林令知.电厂设计中应注意的问题[J].电气应用, 2012 (3) :20-22.

有源电力滤波器的应用设计 第9篇

1 电力谐波的危害

电力谐波的主要危害有以下几点:a.引起公用电网中局部的并联谐振或串联谐振, 放大谐波, 造成危险的过压或过流.b. 产生了附加谐波损耗, 降低了发电, 输电及用电设备的效率 (导致用电量大量增加) 。C.加速电气设备及线缆绝缘老化, 使其容易击穿, 降低使用寿命.d.谐波还会影响电气线路中的保护元件, 继电器、自动系统装置的误操作, 电气测量仪表不准确等等。e. 干扰通讯信号, 甚至破坏通信设备.

如上所述, 电力谐波的危害是很严重, 进行谐波冶理是必须的, 进行谐波冶理的方法有很多种, 本文就有源电力滤波器如何进行谐波冶理进行阐述.在存在非线性负载的交流电网中, 装设有源电力滤波器已成为抑制谐波和无功功率补偿的一种有效措施, 近几年来有源电力滤波器广泛应用于各行业配电网中, 如:通信行业、半导体行业、石化行业、钢铁行业、甲级办公大楼、医疗机构、精密电子行业、剧场/体育馆、汽车制造业等。根据应用对象不同, 有源电力滤波器的应用普遍起到保障供电可靠性、降低干扰、提高产品质量、增长设备寿命减少设备损坏等作用。

2 案例分析

2.1 项目概况:

福建省内的某大型LED蓝宝石衬底项目, 主要谐波设备为进口蓝宝石长晶炉, 每组18台, 共40组.蓝宝石长晶炉一个长晶周期要10 天, 根据加热的程度每个阶段的电流谐波畸变率都是有所不同, 且谐波次数多样化.

2.2 冶理方案:

根据目前同行业对此谐波冶理的经验, 所有蓝宝石长晶炉都配置有源电力滤波器, 所以本次前期方案选用可拼装模块化的有源电力滤波器.

2.2.1 前期设计计算如下:

a.前期数据: 以组为单元配置供电系统, 蓝宝石长晶炉一组18台, 每台加热功率Pe=55kW功率因数cosφ=0.6, 电流谐波畸变率THDi=30%.由于无功是由谐波无功和基波无功两部分构成, 补偿谐波能够释放谐波无功占用的系统容量, 所有本次计算不考虑谐波无功对自然功率因数的影响。

b.配置方案一:不进行无功补偿, 仅配置有源电力滤波器.

基波电流[1]:

undefined

谐波电流:

Ih=I1*THDi=2401.2*0.3=720.36A

有源电力滤波 (APF) 容量:

Is=1.2*Ih=1.2*720.36=864.432A

UPS容量配置:

∑Sjs=∑Pjs/cosφ=18*55/0.6=1650kVA

方案一配置9台100A APF, UPS容量为4×500kVA.

c.配置方案二:进行无功补偿后配置有源电力滤波器.

无功补偿量计算:

功率因数cosφ从0.6补偿至0.9,

∑Qm=α*∑pm*q=0.7*55*18*0.848-587.66kvar

按安装440V电容计算[2]:

undefined

α:负荷平均系数, 取值0.7～0.8

∑Pm:最大负荷

q—补偿率kvar/kW—功率因数0.6补偿至0.9的速算值为0.848 (查表)

基波电流:

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谐波电流:

Ih=I1*THDi=1600.8*0.3=480.24A

有源电力滤波 (APF) 容量:

Is=1.2*Ih=1.2*480.24=576.28A

UPS容量配置:

∑Sjs=∑Pjs/cosφ=18*55/0.9=1100kVA

方案二配置6台100A APF, 800kvar智能电容, UPS容量为3×500kVA.

d.方案选择:

如上表所示, 方案二相对于方案一有如下几个优势:

a.方案二比方案一节约约40%的成本.

b.方案二比方案一占用的空间小.

c.方案二比方案一占用的供电系统容量小.

综上所述, 显然选择方案二是最好的选择.

3 实际运行情况:

3.1 蓝宝石的主要生产设备为蓝宝石炉, 蓝宝石炉的工作原理为将市电整流为小电压、大电流的方式来达到高温加热的目的。由于该类负载在整流的过程中会产生大量的谐波电流, 而生产线对工艺要求非常严格, 并且为了保证供电质量, 炉子均由UPS供电。为了最大程度的降低谐波对系统的危害, 保证炉子的稳定生产以及UPS的正常工作, 采取了在UPS的出线端安装了有源滤波器进行谐波治理的措施。业主最终选用国产某品牌的有源电力滤波器.具体接线示意详下图1:

3.2 运行状况:

实测波形对比:

未开启 APF的波形图

开启 APF后的波形图

对比小结:有源电力滤波器开启前, 电流波形的畸变非常明显, 蓝宝石炉产生的谐波使得波形畸变率高达76%.有源滤波器开启后, 波形都接近标准正弦波, 尤其是电流波形, 由畸变非常严重的波形补偿至较为规则的正弦波.电压畸变率由3.6%下降到1.6%, 由柱状图上可以明显的看出, 系统中蓝宝石炉主要产生的谐波次数以5次、7次、11次、13次、17次、19次为主, 补偿后, 谐波电流含量明显减小.UPS出现端的电流畸变率由原来的76%下降到平均11%, 治理效果非常明显.对UPS起到了很好的保护作用, 也减少了蓝宝石炉产生的谐波对系统的影响。

4 市场展望

随着电力电子技术和控制技术的进步, 国产有源滤波器有自已的专利技术, 已经在各种项目上因价格及产品性能的优势, 逐渐代替进口产品, 有源电力滤波器APF以其巨大的技术优势、强大功能、逐渐下降的价格, 必将最终取代传统无源型滤波器PF。在APF的发展过程中, 模块化的有源滤波设备以其体积小, 安装方便, 集成化程度高, 工作稳定, 扩容方便等优点慢慢取代了传统的柜式APF, 在深圳盛弘、艾普瑞斯等模块化行业领头羊的带领下, 国产品牌山大华天、西安赛博、上海双电也纷纷在2012年推出了模块化产品, 在未来的几年中, 模块化的有源滤波APF与静止无功发生器SVG的组合必将成为电能质量行业中最有力的解决方案, 并被市场广泛的认可。

摘要：本文阐述电力谐波的危害, 并通过实际工程案例解析如何配置有源电力滤波器来进行谐波滤除, 展望了有源电力滤波器的发展前景。

关键词：电力谐波,有源电力滤波器,模块化,蓝宝石炉

参考文献

滤波设计 第10篇

关键词：数字滤波器；线性相位；遗传算法

中图分类号：TN713文献标识码：A文章编号：1007-9599 (2011) 03-0000-01

Improved Genetic Algorithm Based FIR Filter Design

Nie Xin,Du Wenjing

(Heilongjiang August First Land Reclamation University,Information Technology,Daqing163319,China)

Abstract:This paper presents an improved genetic algorithm optimization applied to the actual digital filter design,filter selection fitness function and the ideal frequency response of the actual frequency response of the weighted mean square error between the use of genetic algorithm to determine the digital filter unit impulse Shock response function,experiments show that the design has achieved good results.

Keywords:Digital filter;Linear phase;Genetic algorithm

在现代电子技术领域，滤波器作用非常重要，很多系统中都是不可缺少的组成部分。数字滤波器在语音、图像、生物医学信号处理以及其他应用领域都有很广泛的应用。数字滤波器按通带类型可分为低通、高通、带通、带阻等。还可以根据是否时变，是否因果，是否线性等进行划分。应用最为普遍的是线性时不变滤波器。最为重要的是滤波器的设计，本文考虑以有限冲激响应滤波器为例，借助遗传算法进行设计。遗传算法是模拟生物的遗传和进化过程，而形成的一种全局优化算法，有很强的鲁棒性，广泛应用于各个学科领域。遗传操作又分为选择，交叉和变异。其内容主要是遗传基因的编码、初始种群的产生、适应度函数设定、遗传操作设计、终止条件的确定等几个方面。

一、FIR数字滤波器

对于数字滤波器，若用 分别表示其输入、输出，以 表示为数字滤波器的单位样值相应，若输出取决于有限个过去的输入和现在的输入，称有限冲激响应数字滤波器（FIR DF）。应有关系式：

（1）

式中，设 为数字滤波器的阶次。若数字滤波器的频率响应具有线性相位特性，是指 对其中点对称，即有两种形式

（2）

（3）

那么，不难看出，有限冲激响应滤波器的优点在于：容易做到线性相位，仅需做式（2）或（3）的约束要求；有限长的冲激响应是稳定的；这两个优点在数字信号处理的许多引用领域中是非常重要的，能够做到严格的线性相位关系，可以保证信号通过滤波后没有相位失真。此外，由单位样值响应可以得出，FIR DF的差分方程是非递归的。

最常见的FIR DF设计是对理想滤波器进行加窗，加窗后滤波器过渡带宽有限，而且无论是在通带还是阻带内都有纹波。滤波器的形状越接近理想情况，所选用窗函数的阶数就要越高。

二、改进的遗传算法

在简单遗传算法中，当进化满足一定的条件时，按适应度函数将最优的个体保存下来，而适应度低的个体被淘汰，以新的随机个体代替。由于全新个体的引入，扩大了搜索范围，新个体同保留的最优个体进行交叉运算，更优秀的个体就可能会产生。实现遗传操作的时候，对典型算法作一定的修改，完整的实现过程如下：

（一）编码。首先需要完成的是对遗传基因的编码，采用实数编码技术。自然界中生物基本遗传单位是基因，在遗传算法中，基因染色体相对应的是有限长字符串。本文采用浮点（实数）编码技术，每一个个体 表示成包含 的向量 ，即：

（4）

（二）适应度函数设计。比较自然界中适者生存的规律，在遗传算法中，为使种群中的个体最适应环境，对于优化问题，一般要选择目标函数作为评价函数或者适应度函数。以 表示滤波器的实际频率响应与理想的频率响应间的加权误差，选择下面的式子作为适应度函数：

（5）

（三）选择的设定。依据论达原理，适者生存不适者淘汰，种群中各个个体为避免淘汰相互斗争，只有适应度高的才能生存下来，而适应度低的则被淘汰。本文中采用轮盘赌选择方法的作为竞争生存策略。

（四）交叉方法。交叉是遗传算法的一个重要特点，是有性繁殖的显著特征。通过交叉产生后代，把随机选择的两个个体作为亲本，将基因进行交换，产成与亲代有一定程度相似的两个后代。交叉算法最好还是与具体问题结合，尽量争取使算法有较高的几率产生比父代更好的子代。本文中采用整体交叉和单亲繁殖相结合的方法。

（五）变异的设定。根据一定的概率，将个体染色体上固定位置上的基因进行变动，使其产生突变，以其产生适应度高的新个体。本文采用均匀变异的方法。

三、应用举例

对于物理上可实现的滤波器，需要在通带与阻带之间设置一个过渡带，且在通带和阻带内都给以较小的容限，分别以 、 来表示衰减。

这里给出一个具体的设计实例：设计一个阶次N为37， =0.3π， =0.4π， 的低通1-D实数FIR滤波器。它的理想频率特性描述如下

（6）

其中 =1， =0， =5。

按改进的遗传算法进行滤波器设计，取交叉概率0.9，变异概率0.05，采用轮盘赌选择，均匀交叉，单点变异。结果如下图所示。

四、结论

有别于传统的FIR滤波器设计方法，利用遗传算法进行寻优，并对算法做了改进，以实例进行检测，仿真结果表明了算法的有效性。

参考文献：

[1]孔锐睿,仇汝臣,周田惠.单纯形的加速算法[J].南京理工大学学报,2003,27,2:209-213

FIR数字滤波器的优化设计 第11篇

FIR滤波器的设计方法有许多中, 如窗函数设计法、频率取样法和最优化设计法等等。而随着MATLAB软件尤其是MATLAB的信号处理工具箱和Simulink仿真工具的不断完善, 不仅数字滤波器的计算机辅助设计有了可能, 而且还可以使设计法达到最优化。

1. FIR数字滤波器的优化设计方法

滤波器的窗函数法和频率抽样法, 都易于理解和实现, 但是这两种方法也存在不足, 即设计结果不能精确地实现指标。优化设计方法可以解决这一问题, 其基本思想是反复设计滤波器系数直到某一个特定的误差最小化, 因此, 也称为最大最小化问题。常用的方法有:

(1) 加权契比雪夫近似法; (2) 频域最小均方误差设计; (3) 最大波动FIR滤波器的非线性等效法; (4) 最大波动FIR滤波器的多项式内插法。

本文主要用加权契比雪夫近似法来设计低通数字滤波器。

2. 加权契比雪夫近似法

定义Hd (w) 为滤波器的期望 (实际) 频率响应;H (w) 为设计滤波器的频率响应;W (w) 为加权函数的频率响应。

使用加权函数可以在不同的频带中选择误差的相对长度, 将频率响应表示成:

利用三角关系, 可将H (ω) 改写成为:

加权误差定义为:

因此, 契比雪夫近似法的求解包括找到系数, 在估计的频带内最小化E (ω) 的最大值。契比雪夫近似问题的数学表达式为:E (ω) =min[max E (ω) ] (5)

Parks和Mc Clellan提出了解决这种问题的方法, 提出了用rmez交替算法导出的迭代算法。在Parks-Mc Clellan算法中, 设已知滤波器长度N和通带容限δ1、阻带容限δ2, 但实际中, 三者之间是相关的, δ1和δ2可以根据给出的技术指标计算,

而N是未知的, 因此需要估计和设定。凯泽提出了一个简单的公式设定N, 即

3. 基于MATLAB的设计实例

MATLAB信号处理工具箱提供了比基于窗函数法的FIR滤波器设计工具箱函数firl更为通用的函数:firls, remez。函数firls是firl和fir2的扩展, 基本准则是利用最小二乘法使期望的频率响应和实际的频率响应间的误差最小。在MATLAB中, Parks-Mc Clellan算法的形式为rmez函数, 这种算法利用remez交换算法和Chebyshev近似理论来设计滤波器, 使实际频率响应拟合期望频率响应最优。最常用的调用句法为:

下面用以上两种函数来设计最优的FIR滤波器, 技术指标为ωp=0.2π, Rp=0.25d B;ωs=0.35π, Ar=60db;M=75

利用MATLAB软件进行仿真以后, 窗函数方法设计的低通滤波器的程序运行结果 (程序略) 为:Rp=0.0031;Ar=75。当M=75时设计的滤波器满足要求, 特性如图1。

利用Parks-Mc Clellan算法设计的低通滤波器的程序运行结果 (程序略) 为:N=30;实际阻带衰减, Asd=52.8325;图2是Parks-Mc Clellan算法设计的滤波器波形图。

比较两种设计方法得到结果可知, Parks-Mc Clellan算法设计的滤波器要好于窗函数方法设计的滤波器。

4. 结束语