T型逆变器论文

2024-05-13

T型逆变器论文（精选7篇）

T型逆变器论文第1篇

多电平逆变器在电压应力、功率容量和供电质量等方面较两电平逆变器有很大优势。采用RBIGBT进行中点箝位的T型三电平拓扑是一种改进型的三电平中点钳位( NPC) 电路( 如图1 所示) ,与目前应用较多的二极管NPC拓扑相比,器件更少、损耗更小、输出电压谐波更小、功率损耗分布更加均衡[1],在光伏、分布式发电以及交流调速领域具有广泛的应用前景。

然而,T型三电平逆变器的共模干扰问题并未得到改善。一方面,开关器件动作时较大的dv/dt会给系统带来很大的电压冲击和共模干扰[2,3]; 另一方面,PWM调制无法保证三相输出电压之和为零,产生幅值和变化率都较大的共模电压。共模电压和电流会对系统变换器和负载产生不利影响,甚至可以严重影响系统可靠性和使用寿命[4,5]。而且,由于T型三电平逆变器更加复杂的拓扑结构和调制方法,其共模干扰的生成和传播机理更加复杂。

国内外学者对电力电子变换器共模干扰的产生机理、传播通道、抑制方法等问题进行了深入研究,但多是针对Buck电路和PWM调制算法[6,7,8,9,10],对T型逆变器的共模干扰及高频模型的研究较少。建立包括主要无源元件和主电路连接导体在内的高频等效电路模型,是研究该型逆变器电磁兼容问题的重要基础,是实现变换器电路优化设计、抑制变换器EMI的重要条件。

2 工作模态分析

假设图1 所示单相T型逆变器的负载为阻感负载,其输出电压、电流及驱动信号波形如图2 所示,一个工作周期内输出电压电流存在四种相位关系,每种相位关系包含两种交替变换的工作模态。

当开关管S1、S4的驱动为正,S2、S3的驱动为负,并且变换器的输出电流流向负载( 定义为正方向) ,此时开关管S1导通,逆变器输出电压为Vdc/2,尽管S4驱动信号为正,但其由于承受反压而处于关断状态,该工作状态定义为模态1,如图3( a) 所示。

将S1的驱动由正变负,其余驱动信号保持不变,开关管S1由导通变为截止,由于驱动为正,S4导通以保持输出电流持续流向负载,此时逆变器输出电压为0,该工作状态定义为模态3,如图3( b) 所示。

如果输出电流方向保持不变,S2、S3的驱动为正,S1、S4的驱动为负,电流通过S2的反并联二极管D2续流,此时逆变器输出电压为- Vdc/2,该工作状态定义为模态5,如图3( c) 所示。

如果输出电流的方向为负,在不同的驱动信号组合下,逆变器输出可以工作在模态2、4、6,其分析与模态1、3、5 类似,不再赘述。

在上述六种工作模态中逆变器的输出电平只有Vdc/2、0、- Vdc/2 三种,分别称为P、O、N状态,相应的开关状态如表1 所示,其中S1和S3、S2和S4互补导通。

3 共模电压

带三相对称阻感负载的三相T型三电平逆变器如图4 所示。

以O为参考点,则:

对于三相对称电路,总有:

代入式( 1) 可得:

在三相PWM逆变器中,共模电压为逆变器输出中点N对参考地的电位差[10,11],则三相T型逆变器的共模电压为:

三相T型三电平逆变器的每个桥臂有P、O、N三种开关状态,因此三相桥共存在33= 27 种开关状态,各开关状态下的共模电压如表2 所示。

输出端A、B、C相对于参考点O的电压由调制方式决定,为减小共模电压,可以采用正负反向层叠式( POD) 调制方式,一般选择载波比为3 的整数倍,并令载波与调制波同步,驱动信号及单相输出电压如图5 所示。

由图5 可见,一个工作周期内,输出相电压VAO波形关于点( Ts/2,0) 成镜像对称,根据贝塞尔函数可得VAO的傅里叶级数表达式为:

式中,M为调制比; N为载波比; Jn为第一类贝塞尔函数。同样地,B、C相的波形也为镜对称,也可以得到类似的表达式。因此,此时的共模电压:

可见,共模电压的频谱中不存在开关频率次谐波及其m次开关谐波( m = 1,2…) ,而只存在其边频带。边频带的幅值为:

开关频率fs为15k Hz时共模电压uCM的频谱分析如图6 所示,其中m N ± 3 次谐波的幅值较大。

4 共模高频等效电路模型

开关管开关过程中产生的dv/dt是三相T型逆变器主要的共模传导EMI干扰源,它通过电路中的各无源元件与导体、电机以及对地之间的杂散电容进行充放电,形成了共模电流,从而对电网或其他设备形成共模干扰。

4. 1 高频等效电路模型

直流输入端包含简化LISN电路的单相T型逆变器如图7 所示,其中Cn1、Cn2、Cp和Cg为直流母线正负极、开关管发射极和负载对参考地的寄生电容。共模电流通过寄生电容Cn1、Cn2、Cp和Cg到达参考地,通过线性阻抗网络的两条回路回到直流侧。

当输出电流io> 0 时,逆变器在一个工作周期内存在二、三两个工作区间,下面以区间二的模态1、3 为例进行分析。

模态1 时,开关管S1导通,电流由S1流向负载,这与Buck电路中S1的导通效果是一致的,区别在于此时Buck电路中P点电位为Vdc,而T型逆变器中U点电位为Vdc/2; 模态3 时,S1关断,S4导通,负载电流通过S4续流,这与Buck电路中D导通续流的效果是一致的。所以单相T型逆变器的1、3 模态就构成一个Buck电路,产生的共模电流及相应的等效电路与Buck拓扑是相似的[11],如图8 所示。

图8 中,Rcab、Lcab为LISN到直流电容的等效电阻和电感,Rcm、Lcm为散热器、地线及LISN间连接线的等效电阻和电感。

当输出电流io< 0 时,逆变器在一个工作周期内存在一、四两个工作区间,下面以区间四的模态4、6 为例进行分析。

模态4 时,开关管S2导通,电流由S2流向负载,这与Buck电路中S1的导通效果是一致的; 模态6 时,S2关断,S3导通,负载电流通过S3续流,这与Buck电路中D导通续流的效果是一致的。所以单相T型逆变器工作区间四内的模态4、6 也构成Buck电路,它与工作区间二内模态1、3 的等效Buck电路区别在于其开关管( S2) 的位置位于下方,但这样的结构对Buck的功能没有影响,相应的共模干扰传播通道及等效电路如图9 所示,其余工作区间内各模态的分析与此类似。

在一个工作周期内,单相T型逆变器在四种不同的工作模态下具有不同的共模电压,但都可以用U点对O点的电压表示,则共模电压为:

当逆变器负载为纯电阻或阻感负载时,负载对地寄生电容Cg可忽略,此时逆变器的高频等效电路如图10 所示。

但当其负载为电机等交流负载时,此时三相交流负载对参考地的寄生电容Cg已不可忽略,必须将电机的高频模型及寄生Cg考虑在内。感应电机的高频等效电路模型如图11 所示,其中W、N和G分别为三相感应电机的输入端子、中性点和接地端子;Re、Ld、Ca,b,c和Cg分别为电机的铁心损耗等效电阻、绕组漏电感、输入端子对地杂散电容和绕组中性点对地杂散电容[12]。则带电机负载的三相T型逆变器传导干扰等效模型如图12 所示。

4. 2 仿真分析与实验验证

负载为纯电阻条件下,共模电压的仿真及实测波形如图13 所示,其中Va、Vb分别为LISN两个50Ω电阻的电压,共模电压VCM= ( Va+ Vb) /2,它与逆变器的开关器件的导通关断动作密切相关,随开关状态的变化周期呈现周期性的变化。

仿真及实测共模传导干扰电压VCM的FFT分析如图14 所示,对比分析结果如下。

( 1) 在0 ~ 10MHz的范围内,两条频谱曲线的峰值和变化趋势基本一致,在50k Hz ( 开关频率为5k Hz) 处都存在一个55d B左右的峰值点。

( 2) 在10 ~ 50MHz的高频段内,实测频谱与仿真频谱存在误差,仿真频谱出现了一个幅值较小的拐点和峰值点。由于测量仪器测量精度和采样点个数的局限,未能对部分高频信号进行有效提取,导致实测频谱未能如实反映10 ~ 50MHz频段内部分高频信号的实际情况。但在此频段内,共模电压频谱的幅值较小,两条频谱曲线的误差也不超过5d B,对传导EMI频谱分析和预测的影响较小,仿真频谱仍能较为准确地反映传导共模干扰的实际状况。

负载为三相感应电机时,不同开关频率和对参考地寄生电容条件下共模传导干扰电压VCM的FFT分析结果如图15 所示。

( 1) 由图15( a) 与图14( a) 对比分析可知,由于三相与单相逆变器共模干扰传播通道的不同( 三相为电机负载,其对参考地有较大的寄生电容) ,使其频谱与单相时的共模干扰具有较大差异。

( 2) 由图15( a) 、图15 ( b) 、图15 ( c) 对比分析可知,共模传导干扰幅值随开关频率的增加而略有增加,但不同频率下干扰频谱的第一个拐点都在5MHz左右,说明其不受开关频率的影响。5MHz以上高频段的频谱与开关频率密切相关,这是由于共模电压中包含开关频率的高次谐波,开关频率越高,谐波频率也越高,高频段的拱形波峰也越多( 密集) 。

( 3) 由图15( a) 、图15 ( d) 对比分析可知,在开关频率不变的情况下,电机对地寄生电容扩大10倍,其共模干扰的幅值增加了10 ~ 20d B,说明共模传导干扰与电机对地寄生电容值紧密相关,寄生电容越大,共模干扰越严重。

5 结论

本文研究了T型三电平逆变器中共模电磁干扰的产生机理,提出了相应的共模高频等模型,实测的共模电流频谱与基于高频等效模型仿真得到的共模电流频谱具有很高的一致性,说明该模型可以准确地描述T型三电平逆变器的共模电流。该模型为T型三电平逆变器的共模电磁干扰抑制提供了重要的基础和依据。

摘要：通过对T型三电平逆变器拓扑结构和工作模态的分析,得出逆变器共模电压的主要产生原因,推导了传统正弦PWM控制下共模电压的傅立叶表达式,并分析了其谐波成分。提出了T型三电平逆变器的共模传导电磁干扰高频等效电路模型,将基于该模型的共模电流频谱仿真结果和在T型三电平逆变器实验样机上获取的实测结果进行了对比分析,二者相互吻合,验证了本文提出的高频等效电路模型。本文的研究成果为T型三电平逆变器的共模电磁干扰抑制提供了重要的基础。

关键词：T型逆变器,共模干扰,共模电压,高频等效模型

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前馈型电压模式控制逆变器第2篇

关键词：逆变器,前馈,电压模式,比例反馈,动态性能

0 引言

为了获得高性能的逆变器,设计控制器的控制目标包括提高输出电压的稳态和动态性能2个方面。目前,有关逆变器的控制方法除了工程应用成熟的PID控制[1,2]外,主要还有重复控制[3,4]、滑模控制[5,6]、无差拍控制[7,8]、模糊控制[9,10]及各种复合控制[11,12,13,14]等,这些控制方法在提高输出电压的稳态精度和负载变化时的动态响应方面,取得了一定的研究成果。然而以上控制方法主要从输出端考虑,很少考虑输入端对输出的影响,以电压源逆变器为例,以上控制方法在设计时一般都把直流输入电压看作恒定不变的。实际情况是,直流输入电压由于前级不可控整流或本身输入电压不稳定的影响并不是恒定直流,另外负载电流中若含有谐波也会在直流输入电压上产生谐波电压[15]。此外,以上控制方法中除了PID控制,大部分控制方法由于其复杂控制算法只能用数字控制来实现,且因条件限制不能很好地广泛应用于实践。

为此,本文以常见的单相全桥逆变器为例,在传统电压模式基础上,提出了一种前馈型电压模式控制方案,控制原理上利用开关变换器稳态输入/输出占空比关系构造变换器的控制方程,引入输入电压前馈使得其波动不会对输出电压产生影响,同时在无积分反馈环节下输出电压就能稳定跟踪参考信号,避免了PID控制中为提高稳态精度而引入积分环节造成系统稳定性下降和动态性能滞后的影响。控制实现上采用输入电压积分电路来求解方程中的开关占空比,控制电路结构简单,便于用模拟电路实现。进行了性能分析并与采用传统PID控制的逆变器模型进行比较,理论分析表明前馈型电压模式控制逆变器具有稳态跟踪性能好、抗输入电压扰动以及对负载跳变动态响应好的优点。进行了仿真对比并设计了2种控制方法的模拟电路进行实验验证,结果表明理论分析的正确性和前馈型电压模式控制的有效性。

1 前馈型电压模式控制逆变器原理

本文研究的对象为单相全桥电压源逆变器,如图1所示。4只功率开关管分为2组,其中VT1和VT4为一组,VT2和VT3为一组,输入直流电压ui经2组开关交替导通和关断,得到输出交流方波电压ud,再经LC低通滤波器后得到交流正弦输出电压uo。假设负载为纯电阻负载,同时忽略电感和电容的串联等效电阻。

要使输出电压uo跟踪参考电压信号uref,最基本的控制方法是电压模式闭环反馈PID控制,一般需要引入积分环节来提高稳态精度,仅有比例环节很难实现输出电压稳定跟踪,但是引入积分环节又会带来一些问题,如降低系统稳定性和影响动态性能。此外,在输入端由于实际逆变器中直流输入电压并不是恒定不变的,在仅有反馈的情况下输出电压受输入电压波动的影响。为此,在传统电压模式结构基础上,考虑在无积分环节时仍能保证输出电压的稳态精度,同时引入输入电压前馈来消除其波动对输出电压的影响。

本文所提前馈型电压模式控制原理如图2所示,在PWM时引入输入电压前馈,由于稳态时输入/输出电压在一个开关周期存在固有的占空比关系,因此由输入/输出电压可以利用PWM比较器和积分复位电路得到稳态占空比,即稳态时可得d=g(ui,uo),从而确保稳态时输出电压的偏差e经比例微分环节得到的控制信号ucon1恒为零,即在引入输入电压前馈的同时使得在无积分反馈环节时输出电压仍能保证较好的稳态精度。在动态调节时,d=g(ui,uo)+f(ucon1),输出电压偏差得到的控制信号ucon1不为零,从而起到反馈调节占空比的作用。

具体控制原理推导如下。如图3中电压模式PWM波形图所示,锯齿波周期为Ts。设在一个开关周期内,开关VT1和VT4导通时间为ton,则开关VT2和VT3导通时间为Ts-ton,开关占空比为d=ton/Ts。

假设开关频率足够高,则当图1中逆变器工作在稳态时,在一个开关周期Ts内,电感L电压可近似看作伏秒平衡,可得:

由于开关频率足够高,则在一个开关周期内输入电压ui和输出交流电压uo近似不变,为简单起见,仍用其符号表示其一个开关周期的平均值,则式(1)可变为:

化简可得:

其中,d的范围为0≤d≤1。式(3)即逆变器工作在稳态时输入/输出占空比关系,又由式(3)成立,可以构造控制方程为:

其中,β为输入/输出电压采样系数,ucon1为输出电压的偏差e经比例微分环节得到的信号,kp为比例项系数,kd为微分项系数,则稳态时由式(3)成立则可以保证ucon1为零成立。

控制实现上关键是如何求解式(4)中的占空比,不难想到式(4)左边项可采用输入电压在一个开关周期内积分得到,并作为PWM比较器的负输入端,右边项则作为反馈控制信号接到PWM比较器的正输入端,当正、负输入端相等时,即得到满足式(4)的占空比。具体实现过程如下。

在一个开关周期对输入电压的采样βui乘以系数2,经积分复位再与βui相减即得到PWM比较器的负输入端信号u-,其中复位信号为每个周期末到来的窄脉冲信号,即:

其中,mod为取余数运算。当开关频率足够高,即输入电压在一个开关周期内近似为恒值时,式(5)可变为:

由式(6)可知,负输入端信号u-在一个开关周期内以斜率2βui/Ts线性上升,在周期末又复位到零,由此得到图3中所示锯齿波信号usaw,即usaw=u-,由式(6)易得锯齿波信号usaw在一个开关周期内由-βui上升到+βui,则图3中所示其幅值为UM=βui。

对于PWM比较器的正输入端信号,即图3中的控制信号ucon为:

其中,βuo为对输出电压以相同的采样系数β采样得到的信号,则当控制信号ucon与锯齿波usaw相等时,由式(6)和式(7)可得:

整理即得式(4)。由此得到前馈型电压模式控制器如图4所示。

对式(4)控制方程进行分析,在稳态时微分项为零,不影响稳态精度。在动态调节时,由于设计PD时kd远小于kp,则分析时可以将微分项忽略,当e>0时,占空比d将增大,相应的输出电压uo增大,则输出电压偏差e趋向于零;反之,当e<0时,占空比d将减小,相应的输出电压uo减小,则输出电压偏差e趋向于零。以上定性分析说明,本文控制方法能实现输出电压对参考信号的稳定跟踪。

2 性能分析

分析稳态时控制方程式(4),其推导是在假设开关频率足够高的情况下进行的,由于实际输出为工频交流,则电感L电压伏秒平衡不严格成立,即式(3)不严格成立,实际等式左右两边存在微小偏差。为了使稳态时尽量满足e=0,则由式(4)可知应使偏差项e的比例系数kp相比β尽可能大。但kp很大又会带来系统不稳定的问题[16],所以kp的取值应在满足系统稳定的前提下取尽量大的值,以保证系统输出电压具有很好的稳态精度。

为了分析系统在稳定工作时外加扰动对其的影响,由前文开关频率足够高的假设,可以建立小信号模型来分析。

对于图1所示的单相全桥Buck型逆变器,当开关频率足够高时,在一个开关周期内同DC/DC Buck变换器类似,不难得到其主电路输出电压的小信号模型为:

其中,A(s)=LCs2+Ls/R+1;D、Ui分别为稳态时平衡点的值,在一个开关周期内可以看作为恒值。又由图3中PWM波形可知锯齿波的幅值为UM=βui,可得开关占空比为:

则可推导得小信号关系为:

又由式(7)可得:

将式(12)代入式(11)可得:

则可作出前馈型电压模式控制逆变器的模型框图,如图5所示。其中,GPD(s)=kp+kds,Gvi(s)=(2 D-1)/A(s),Gvd(s)=2 Ui/A(s),Zout(s)=Ls/A(s)。

根据模型框图可以推出前馈型电压模式控制逆变器输出电压的传递函数为:

由式(14)可以看出,由于引入了输入电压前馈,使得输入电压扰动项对输出的传递函数为零,表明输入电压扰动对输出没有影响,本文控制方法具有很好的抗输入电压扰动性能。电路上也不难理解,如图4控制器原理图所示,锯齿波信号由输入电压在一个开关周期内积分得到,输入电压的改变将立刻引起锯齿波斜率变化从而改变占空比,使得输出电压不受影响。

为了对比分析,不难得到相同逆变器电路采用传统的PID控制时输出电压的传递函数为:

其中,GPID(s)=kp+kds+ki/s,ki为积分项系数;K=Ui/UM,UM为PWM比较器负输入端锯齿波信号幅值。

由式(15)可以看出传统PID控制时输出电压的传递函数中包含输入电压扰动项,故输入电压扰动对输出有影响。此外,由于控制器GPID(s)在基波频率处增益并不是无穷大,所以与采用PD控制时一样也存在稳态偏差,同时引入积分环节后会使系统动态性能变差,且由于系统闭环特征方程变为3阶,设计参数时还要考虑系数ki对系统稳定性的影响。

3 仿真与实验研究

根据上述理论分析,本文分别采用前馈型电压模式控制和传统PID控制对图1所示单相全桥逆变器进行仿真对比研究。仿真时2种控制方法的控制参数分别根据式(14)和式(15)按工程方法设计,具体主电路和控制参数如下。

主电路参数:输入直流电压Ui=200 V;开关频率fs=20 kHz;电感L=0.5 mH;电容C=20μF;额定负载电阻R=20Ω;输出交流电压幅值Uo=110 V;输出交流电压频率fo=50 Hz。

前馈型电压模式控制参数:系数kp=1;系数kd=10-5;系数β=0.05。

传统PID控制参数:系数kp=1;系数kd=10-5;系数ki=1 000,锯齿波幅值UM=10 V。

对稳态和动态性能分别进行了仿真研究,动态包括负载跳变和输入跳变,其中负载跳变是负载电阻在20Ω和空载之间跳变,输入跳变是输入电压在150 V和250 V之间跳变。仿真对比结果如表1所示,由于在实验验证结果中会给出波形,为节省篇幅,此处不再给出仿真波形。

由表1仿真对比结果可以看出,2种控制方法稳态输出电压THD几乎相同,但前馈型电压模式控制比传统PID控制在负载跳变时输出电压的最大超调小且调节时间短,说明前馈型电压模式控制具有更好的负载跳变动态性能;在输入电压大幅度阶跃跳变时,前馈型电压模式控制比传统PID控制输出电压的最大超调小很多且调节时间也短很多,说明前馈型电压的模式控制具有更好的抗输入电压扰动性能。

为了进一步验证本文控制方法的有效性和理论分析的正确性,搭建了逆变器的实验平台,设计了2种控制方法的模拟电路,为保持一致,主电路和控制参数与仿真时相同。

前馈型电压模式控制的模拟电路设计如下:输入、输出电压通过2个电压传感器LV25-P采样,参考正弦电压信号由信号发生器产生;运放选用高速宽带宽的LF347来提高开关频率工作范围和减小谐波失真,用高速光耦6N137来隔离控制电路和功率主电路,驱动电路采用2只自带死区时间的半桥驱动芯片IR2103驱动4只功率开关管IRFP460;积分复位电路的双向可控开关选用CD4016芯片,窄脉冲信号由NE555芯片和非门CD4049产生,PWM比较器采用LM393芯片,整个控制模拟电路相对简单。传统PID控制的模拟电路类似。

图6为2种控制方法下稳态时输出电压uo和参考信号0.05 uref波形。图6(a)为传统PID控制波形,图6(b)为前馈型电压模式控制波形,可以看出前馈型电压模式控制与传统PID控制一样,稳态时输出电压能很好地跟踪参考信号。图7为负载电阻从空载到20Ω跳变时输出电压uo和电流io的波形。图7(a)为传统PID控制波形,图7(b)为前馈型电压模式控制波形,比较可以看出在负载跳变时前馈型电压模式控制动态性能要优于传统PID控制。图8为输入电压在150 V和250 V之间大幅度阶跃跳变时输出电压uo和输入电压ui的波形。图8(a)为传统PID控制波形,可以看出输出电压超调较大,调节时间也较长;图8(b)为前馈型电压模式控制波形,可以看出输出电压超调很小且调节时间也很短,说明采用前馈型电压模式控制具有很好的抗输入电压扰动性能。综上,实验结果与仿真结果基本吻合。

4 结论

本文首先对前馈型电压模式控制单相全桥逆变器原理进行了介绍,然后进行了性能分析并与采用传统PID控制逆变器的模型比较,仿真对比结果表明2种控制方法稳态输出电压THD几乎相同,但前馈型电压模式控制要比传统PID控制具有更好的负载跳变动态性能和抗输入电压扰动性能。搭建了实验平台并设计了2种控制方法的模拟电路进行了实验验证,实验结果与仿真结果基本一致。

电流型阻抗源逆变器电机调速系统第3篇

因为应用电流源逆变器,这种传动系统有两种局限和问题:1)电流源逆变器是一种升压变换器,可以得到的输出电压只能高于输入电压。例如,图1中,输入电压是三相、线电压为380 V,二极管整流器产生大约510 V的直流电压,逆变器只能输出最小值为380 V(线电压)的交流电压,限制了系统的低速特性。在许多需要电机工作在低速的应用中,这是不能令人满意的;2)二极管整流器的浪涌和谐波电流对电网造成污染。

电流源逆变器供电的电机调速系统的另外一种结构如图2所示,包括晶闸管可控整流器,直流电感和逆变桥。通过控制晶闸管的导通角,它可以得到低于输入电压的输出电压,能够克服前述的第一种缺点,但是输入电流波形畸变太大。

文献[1,2]提出阻抗源变换器的思想。而电流型阻抗源逆变器的控制思想由作者提出[3],本文介绍由电流型阻抗源逆变器供电的新型电机调速系统——电流型阻抗源逆变器电机调速系统,它可以克服传统的电流源逆变器电机调速系统的不足,下面给予分析说明。

1 电路拓扑和工作原理

图3为这种电机调速系统的主电路结构。

与传统的电机调速系统类似,电流型阻抗源逆变器电机调速系统的主电路包含3部分:二极管整流器,直流环节——阻抗源网络,以及逆变器桥。唯一不同的是直流环节电路(或阻抗源网络C1,C2,L1,L2)和接到二极管整流器的小输入电感(La,Lb,Lc) 。由于阻抗源逆变器可以使流过直流电感(L1和L2)的电流升高,高于整流器的输入电流,当需要较低的输出电压或在低速运行条件下,通过应用开路零状态,不管输入电流大小,我们总是能够得到一个希望的输出电流。理论上讲,直流电感电流可以升高到任意值。

由于逆变器的工作频率远远高于输入电压频率,在一个开关周期内,输入电感电流可以看作定值。在图3所示的阻抗源逆变器电机调速系统中,二极管整流器和输入电感(La,Lb,Lc) 构成直流电源向阻抗源网络供电。输入电感用来抑制由于接线寄生电容的存在和逆变器的开路零状态而导致的二极管换流期间的浪涌电流,因而只需要很小的电感量。

在非开路零状态下,只有具有最大的电压差的两相的二极管才能导通,电流自交流侧流向直流侧;在开路零状态下,整流桥的6个二极管都导通,以提供更大的电流满足电路的需要,这时可以视为电源被暂时短路。

图4给出整流桥每个电源周期内6个可能的导电区间,开路零状态的情况也含在其中。两个二极管Dpa,b,c和Dnb,c,a作为一对同时导通,和相应的电感(La,b,orc,Lb,c,ora)构成一个整体,向阻抗源网络供电。因此,从阻抗源网络看进去,二极管整流桥可以等效为直流电流源串联两个二极管。注意到下标的顺序对应于6种组合,如Dpa和Dnb作为一对同时导通,相应的电感为La和Lb;Dpb和Dnc作为一对同时导通,相应的电感为 Lb,Lc等。

以一个区间为例来进一步解释这种新型电机调速系统的工作原理和工作模式。当线电压Vab为6个线电压中最大值时,二极管Dpa和Dnb作为一对同时导通,和相应的电感La,Lb串联,如图5所示。其余的二极管承受反向电压而关断。因此,c相无相电流(或者仅有很小的线路电容和电感Lc的谐振电流)。忽略c相的微小电流。在这个区间内,根据逆变器的开关状态的不同有3个工作模式。

1)逆变器工作于传统的6种有效状态的一种,从阻抗源电路看,相当于一个电流源(ii)。2个二极管(Dpa和Dnb)导通并且流过电流。图6a给出了这种模式下的等效电路。由于电路的对称性,2个电感具有相等的电流。

2)逆变器工作于传统的3种零状态的一种,通过同一个桥臂的2个器件短路,因此,自阻抗源电路看相当于短路。由于输入电感的作用,二极管

Dpa和Dnb被强制导通,并且流过电流。图6b给出了这种模式下的等效电路。在这种模式下二极管Dpa和Dnb被迫导通并且流过和模式1)大小相近的电流,这对于输入电流谐波的减少非常有益。

3)逆变器工作于开路零状态。在这种模式中,整流桥的6个二极管均导通。图6c给出了这种模式下的等效电路。这是每个开关周期中在传统的零状态中间插入的开路状态。根据需要多大的升电流比,可以决定开路时间T0或它的占空比(T0/T)。可以看出开路时间仅为开关周期的一部分,因此只需要很小的电感来抑制电流的波动。

总而言之,根据输入电压的情况,每个电源周期有6个二极管导电/整流区间。每个区间有3个工作模式,决定于逆变器的工作状态。共有10个开关状态:6个传统的有效状态,3个传统的零状态,1个开路零状态。

根据前面的论述和分析,得到电流型阻抗源逆变器电机调速系统的公式如下:

undefined

式中:IL1,IL2为流过直流电感的电流,由于电路的对称性,二者相等;PZO为阻抗源网络输出侧的有功功率,也即逆变桥输入的有功功率;VLL为交流输入侧线电压有效值;Io为整流桥输出电流的直流成分或其平均值;T0为一个开关周期T内的开路时间;undefined为逆变器输出的相电流峰值;B为升电流因子;M为逆变器的调制因数。

需要注意,当升电流因子大于1时,加在逆变器直流侧的等效直流电流Idc与直流电感电流IL1或IL2是不同的,可以表示为

undefined

其中undefined

式中的B是加入开路零状态以后的升高因子,它可以通过控制开路零状态的持续时间相对于开关周期的比率来调节。

应当注意,开路零状态的插入并没有影响逆变器的PWM控制,因为它等效地在负载端产生零电流。能够实现最大的开路时间受到逆变器工作于零状态的时间的限制,而后者决定于调制因数M。

显然,电路瞬时的输入和输出功率是相等的,既然输出电流可以被升高,则输出电压可以成比例的降低,这样电机就可以工作于低速状态了。

2 仿真实验及结论

为了证实所提出电路的工作原理,本文进行了仿真,仿真电路如图7所示。为了更清楚地看出输出电压的大小,在逆变器和负载之间加入了滤波器。仿真参数为:三相电压380 V,负载三相10 kW,R-L负载,输入滤波电感La=Lb=Lc=1 mH,阻抗源网络,L1=L2=2 mH,C1=C2=100 μF,开关频率10 kHz。

图8给出了正常输入线电压AC 380 V下的仿真波形。经过低通滤波后,输出线电压变成正弦380 V rms 。可以明显看出由于阻抗源网络电感和输入电感的存在,输入相电流含有较少的谐波。传统的电流源逆变器供电的电力传动系统是不可能有这样的特性的。在这里,调制因数设定为M=1.15,采用3次谐波注入控制方式。图9给出了输入电压为正常值120 %时的仿真波形。在这里,调制因数设定为M=1.0,采用3次谐波注入控制方式。而当电源电压跌落时,由于电流型电路本身就是升压型电路,所以采用传统的控制方法即可,不需插入开路零状态。此时我们假定输入电压跌落至正常值的50 %,仿真结果如图10所示。这里,调制因数为M=0.64。

从上述仿真结果可以看出,在输入交流侧电压为任何值的情况下,通过适当的控制方法,可以得到期望的输出电压。

本文提出一种基于阻抗源逆变器的新型电机调速系统,适用于许多电力传动场合,它的特点是:1)可以输出任何需要的交流电压,甚至低于输入电压的电压;2)电路结构简单,系统体积、重量减少;3)可以减小浪涌和谐波电流。

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单相非隔离型并网光伏逆变器研制第4篇

光伏发电有离网型和并网型两种发电形式。相对于离网型,并网型由于其负载为大容量的电网,正常工作时可以时时最大发挥太阳能电池的光电转换能力,有更低的成本和维护费用,为光伏发电系统的主要发展趋势[1,2,3]。由于光伏电池输出特性比较软,输出电压变化较大,这就要求后级光伏逆变器能适应输入电压,并能够进行MPPT,以提高光伏电池利用率,降低系统成本。光伏逆变器有单级式和多级式结构,单级式具有较高的效率和功率密度[4],但较难满足宽输入电压要求,需要采用多级式或者双模式[5,6]工作的功率拓扑。双模式拓扑成本低,但控制相对复杂,且只适用于非隔离型逆变器。论文以一个输出功率为1.5k W,MPPT的电压为150~500 V并网逆变器为例,深入研究了单相非隔离型并网光伏逆变器系统方案、MPPT、并网控制等关键技术,并研制出性能优良的样机。

2 系统方案与控制

2.1 系统方案

由于单相并网光伏逆变器MPPT电压范围为150~500 V,而并网的电网电压为194~256 V,逆变器主拓扑需要能实现升降压,因此需要采用两级功率电路结构或者双模式功率电路结构才能满足这种输入电压和输出电压要求。综合考虑性能指标、效率、成本等因素,样机采用如图1的基于双CPU系统方案。在系统方案中,并网逆变器功率电路采用准两级式电路拓扑,由DC/DC和DC/AC两部分构成,即当光伏电池电压Upv<380 V时,此时前级Boost升压电路工作,把Upv升压并稳压到410V,再经过DC/AC逆变并网,工作于两级模式。当Upv≥380 V时,Boost电路不工作,此时Upv直接供电给DC/AC,然后并网,工作于单级模式。采用该方案不仅满足宽输入电压范围要求,且控制简单,提高系统效率。

对于控制部分,光伏并网逆变器的MPPT、并网控制、孤岛保护等关键技术由DSP Freescale MC56 F8323主控制器完成实现。对于并网系统的监控、显示、人机界面等监测、通信子模块采用的是Freescale 8位单片机MC9 S08 JM60作为从控制器。监测子模块通过SPI跟DSP MC56F8323通信,从MC56 F8323获得监测需要的逆变器主电路一些指标量用于LCD显示,与上位PC机采用RS485通信。监测子模块还提供最大可达到10个光伏电池板电压监测的功能,通过该监测功能,当并网系统出现故障时可以容易区分判断是光伏电池板故障还是逆变器故障,从而减小逆变器的维护工作量和成本。

并网逆变器主功率电路拓扑如图2所示,其中前级DC/DC采用Boost电路,DC/AC采用单相桥。由于主电路工作于准两级结构,为确保当Upv≥380 V,Boost电路不工作时光伏逆变器也能实现MPPT,所以逆变器MPPT放在后级DC/AC级实现,即在DC/AC级实现MPPT、并网控制和孤岛保护等逆变器的三个核心控制,这样不受限于DC/DC级是否工作。

2.2 系统控制

在并网逆变器核心控制中,并网电流采用高性能的无差拍控制方法[7],孤岛保护采用有源频率漂移法加过电压、欠电压方式实现[1],MPPT采用一新型的改进变步长扰动观察法。

系统中孤岛保护和MPPT是通过改变并网或电感电流iL的频率和幅值实现的。iL的无差拍控制方程,即逆变桥开关管占空比D(k)为:

式中,第k个开关周期电网电压珚Ugrid(k)、逆变器母线电压Udc(k)、iL(k)由采样得到。开关周期Ts、电感L由设计确定。iref(k+1)为iL的跟踪参考电流,其幅值由图3的MPPT扰动确定,即iL幅值随iref变化而改变。iL的频率随有源频率漂移法微扰动改变D对应的频率而改变。

扰动观察法以结构简单,观测参数较少等优点而应用广泛。但存在由于寻优步长固定而导致MPPT寻优时振荡的缺点。本系统采用的新型改进变步长扰动观察法不仅可以减小传统扰动观察法在最大功率点附近存在的振荡,且在稳态情况下可达到无振荡损耗,同时也适用于环境变化的场合。其控制过程为:给定一个扰动,通过扰动前后功率和电压的变化决定下一个扰动的方向和步长。使其向最大功率点靠近,最终实现MPPT。改进变步长扰动观察法的算法流程如图3所示,即先设定逆变器并网参考电流Iref、扰动步长step以及常数cons等的初始值;接着采样光伏电池的电压电流,算出光伏电池输出功率变化量ΔP和电压变化量ΔU。ΔP决定了扰动步长是否改变,如果ΔP≥0,则步长保持不变;反之当ΔP<0,将扰动步长减小。然后ΔP*ΔU的值决定了扰动的方向,如果ΔP*ΔU>0,保持原扰动方向;如果ΔP*ΔU<0,改变扰动方向;如果ΔP*ΔU=0,则停止扰动。如此循环,直到step为零,最终实现MPPT。当环境发生变化时,即检测到ΔU发生变化,step赋初值,然后重复以上的步骤,从而可以适用于环境变化场合。

3 系统设计与实现

3.1 关键参数设计

输出滤波电感要满足

取直流母线电压Udc=410 V;开关频率fs=20 k Hz;电感电流纹波20%,则ΔiLm ax=1.3 A。求得L≥3.9 m H。实际应用中,选用两个滤波电感L2=L3=2 m H,两电感同时构成一个共模滤波器,具有更好EMI滤波效果。每个电感选用High Flux磁芯CH467060,使用2个磁芯叠加绕制,匝数为105匝,选用线径为1.2mm的漆包线。

无差拍控制效果对系统精确模型依赖性较强,当理想模型与实际对象有些差异或者系统参数稍有变化时,其剧烈调节作用往往会使系统输出电压振荡,脱离稳定状态。由于滤波电感是由High Flux磁芯绕制,其感值会随着直流偏量变化而变化,如图4所示。由于在一个工频周期内,电流值是由零到峰值变化的,电感感值也会随之变化,故采用插值方法计算出不同直流偏量值时电感的感值,然后通过软件对电感感值进行补偿,以满足控制方式对系统模型精确度的要求。实验证明,采用这种插值方法可有效地保证控制模型中电感的精度,保证了系统稳定性。

3.2 系统建模仿真

根据上述系统方案、控制以及设计,建立基于Matlab Simulink的1.5 k W/230 V单相光伏并网发电系统仿真模型,模型包含光伏电池、MPPT、孤岛保护、无差拍并网控制以及Boost电路的峰值电流控制等5个模块。模型主要参数为:光伏电池开路电压Uoc=262.6 V,短路电流Isc=7.86 A,最大功率点电压Um=204.4 V,最大功率点电流Im=7.34 A,最大功率Pm=1500 W。Boost变换器和全桥逆变电路的开关频率均为20k Hz。仿真结果如图5和图6所示。由图5可见,并网电流iL不断增大,输出功率也不断增大,当逆变输出电流保持不变时,系统输出的功率达到最大,实现MPPT。当取图3中的cons=0.01时,MPPT精度为99.9%。由图6可见,当电网在0.1s时刻断电后,逆变器输出频率f不断增大,系统经过若干个周期检测出频率f超出并网标准50.5 Hz,认为发生孤岛,随即将逆变器与电网断开,停止逆变器工作,快速有效地防止了孤岛效应。在样机中,孤岛保护扰动频率定为0.1Hz。

4 实验

样机中,图2功率电路主要器件参数为:T5选用两个MOS管STW25NM60N并联,D5选用IXYS DSEI30-06 A,C2选用3个470μF/500 V的电解电容并联,全桥电路的4个开关管选用IXYS的IGBT IXGH30 N60 B2,逆变器电感电流采样选用霍尔传感器LEM的LA25-NP。为提高并网锁相稳定性和抗干扰能力,样机采用带滞环比较的过零检测电路。

图7(a)为样机开机波形。开机时采用了软启动控制。在锁相完成后,先发出继电器闭合信号使并网继电器闭合,然后发出逆变驱动开通信号使逆变器并网工作,从而输出并网电流,并网电流逐渐增大,从而实现软启动,避免了开机时瞬时大电流对系统冲击带来的破坏。

图7(b)为样机关机波形。关机时,先发出逆变驱动关闭信号来使逆变器停止工作,间隔一定时间后再发出继电器断开信号使并网继电器断开,完成输出滤波电感L2、L3放电,从而使逆变器与电网断开,实现安全关机。

图8为样机两级功率电路工作模式,且Boost电路输入为直流电源360V,逆变母线电压410V,并网电压230V时并网电压与电流波形,可见并网电流波形正弦度良好,在额定载时仅为1.4%。当功率电路工作于一级DC/AC模式时,并网电压电流波形与两级时基本一样。图9和图10为样机工作于两级功率电路THD与效率,电流THD充分小于并网要求的额定载时5%规定,有较高效率。实验表明样机性能优良,运行稳定。

5 结论

针对宽输入光伏电池电压的单相光伏并网逆变器,提出了一个采用准两级式主电路拓扑和双CPU控制的系统方案。准两级式主电路拓扑方案不仅可以满足宽输入电压要求,且控制简单。双CPU结构确保了系统并网输送电能的高质量性和高可靠性,以及有良好的人机界面和通信功能。实验表明样机性能优良,运行稳定。

新的改进变步长MPPT扰动观察法,不仅减小了传统扰动观察法在最大功率点附近寻优时存在的振荡,而且通过检测光伏电池板输出电压ΔU变化情况来重新寻优,使新方法适用于环境变化的场合。采用基于电感安匝特性曲线插值求电感的方法可以有效满足无差拍电流控制对输出滤波电感模型精度要求较高特点,克服粉芯类磁芯电感感值随电流变化大的缺点,提高并网的稳定性和可靠性。

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三相电压型逆变器的模型预测控制第5篇

三相电压型逆变器被广泛的应用于新能源发电，智能电网能，电动汽车等领域。近年来，许多学者对三相逆变器的控制策略提出了许多新颖，复杂的控制策略。如电压定向控制[1]，模糊控制，自适应控制[2]，模型预测[3]等方法。

模型预测是建立包含控制量和被控量的预测数学模型，根据模型计算不同控制行为下的预测结果，在系统有限集中选择最优控制动作，并用于下一个采样周期，由目标函数评估控制行为的优劣[4]。具有快速动态响应、内部完全解耦，较强的抗负载扰动能力，易于引入非线性约束条件等优点。

针对传统预测电流方法中存在程序计算量大，导致计算延时等问题提出了改进策略。参考值为恒定值或者采样频率大于参考变量频率时，未来参考值与实际参考值相等[5]。但在瞬时及正弦参考时，受控变量与参考变量将出现延时，所以要对参考变量进行外推计算[6]。在传统预测电流控制方法和改进方法进行了仿真对比，仿真结果显示，该算法能够准确跟踪参考电流，解决延时问题。

1 三相电压型逆变器的数学模型

1.1 三相电压型逆变器的模型

图1所示是三相电压型逆变器主电路图，Sa、Sb和Sc表示开关信号状态，可定义如下:

其中y=a,b,c。

其中Sg为开关矢量。

逆变器输出电压矢量为:

式中va N、vb N和vc N为逆变器的中性点电压。

负载电压的矢量和开关矢量的关系为:

其中Vdc为直流母线电压。

将式(2)代入(4)则负载电压矢量和开关矢量的关系为:

这些开关状态产生了8个矢量电压，其中有两个电压矢量为零。如图2所示V0=V7，在复平面只产生7个不同电压矢量的有限集合。

1.2 负载模型

由图1电路可得负载电流空间矢量和反电势空间矢量的公式如下:

由(2)～(5)负载电流动态方程由矢量差分方程描述:

式中v为逆变器产生的电压矢量;i为负载电流矢量，e为负载反电动势矢量。

2 预测电流控制策略

2.1 预测模型的离散化

采样时间Ts下，式(8)的负载电流公式描述离散过程。使用离散时间模型预测从第k个采样时刻的电压和所测得的电流中得到未来的负载电流值[7]。通过前向欧拉逼近代替负载电流导数通过下式逼近导数:

将式(9)代入式(8)，得到由逆变器产生的7个电压矢量v(k)值中的任一值都能预测其在k+1时刻的电流值[8]。其表达式:

式中为估算的反电动势，上标p为预测变量。

由负载电压和负载电流的测量，通过式(8)计算反向电势。其表达式如下:

式中的估计值。假设在一个采样时刻内反电动势不会发生很大变化，可以假设

目标函数由矢量形式表示，并用来衡量参考值和预测值之间的误差。

式中iαp(k+1)和iβp(k+1)是对于给定电压矢量下预测的负载电流矢量ip(k+1)的实部和虚部。参考电流iα*(k+1)和iβ*(k+1)是参考电流矢量i*(k+1)的实部和虚部。假设在一个采样时刻内的参考电流不会产生很大变化，则i*(k+1)=i*(k)。

2.2 预测控制策略的实施

三相逆变器预测电流控制的控制策略如图3所示。整个预测控制的实现过程分为5个部分;

(1)在tk-1时刻将测得负载电流，由式(11)估算出反电动势的值

(2)在tk时刻，由式(10)可以得到tk+1时刻预测电流值ipk+1。

(3)将给定的参考电流值和预测电流值ipk+1，由目标函数式(12)计算出使目标函数最小的一组电压矢量。

(4)将最优电压矢量转换为对应的开关信号，更新开关状态。

(5)等待下一时刻，返回步骤(1)。

2.3 延时补偿的计算

MPC预测电流控制在每一个采样周期对负载电流和目标函数都进行多次的计算，计算时间比较长。在采样时间足够小时，采取的近似io*(k+1)≈io*(k)。当采样周期较大时，采取的近似造成较大的输出纹波[9]。测量电流时刻与应用新开关状态时刻之间存在延时。两个时间间隔将持续应用前一个开关状态。采样补偿延时方法[10]，对参考变量进行外推，与下一时刻的预测变量进行计算。

根据矢量角变化来估算未来参考值。io*(k)=I*(k)ejθ(k)。稳态时，假设该矢量以角速度ω旋转且保持不变，tk+1时刻的参考矢量角为:

式中Ts为采样时间。I*(k+1)=I*(k)，则未来参考矢量:

同理，可得:

在测得负载电流后，将最优电压矢量应用在系统中。对tk+1时刻的负载电流进行估算:

将估算的负载电流计算在tk+2时刻预测负载电流:

将估算的参考电流和预测的负载电流代入新的目标函数:

3 模型仿真

为验证上述预测控制算法的有效性，用MAT-LAB/Simunlink搭建三相逆变器电路仿真模型，电路主要参数:直流电压Vdc=520 V，负载电阻R=10Ω，负载电感L=10m H，反电动势e=100 V。频率f=50 Hz，输出参考电流的幅值Im=10 A(5A～10 A)，频率f=50 Hz。

采样时间Ts=25μs，系统的模型仿真分析:图4加延时补偿的预测电流控制算法中，参考电流幅值为10 A，三相电压型逆变器输出电流正弦度较好，能够快速的跟随给定电流的变化，图5中，THD=2.04%。负载电流的动态响应良好，无超调。传统电流预测控制输出的电流，图7中THD=2.43%;加延迟补偿的改进策略，其负载电流的THD=2.04%。改进算法的性能更好。

在图6和图8中，t=0.1 s时刻，参考电流由10 A降到5 A，负载电流能够快速跟踪参考电流的变化，具有很好的动态性能。在有延时补偿的情况下电流跟踪效果好于传统的电流预测控制的情况。

4 结束语

本文以三相电压型逆变器为研究对象，搭建三相电压型逆变器的仿真模型，针对传统的模型预测控制算法，存在的计算延时问题，改进预测控制算法，提出了延时补偿模型预测电流控制策略。该策略所设计的模型预测控制在三相电压型逆变器运行中具有良好的静，动态控制性能。能够准确跟踪参考电流，解决了存在的延时问题。仿真结果验证了该算法对三相电压型逆变器的有效性及优越性。

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开关电感型Quasi-Z源逆变器第6篇

关键词：逆变器,开关电感型Quasi-Z源逆变器,电路拓扑,升压能力,改进的空间矢量控制

0 引言

近年来,对Z源逆变器[1]的研究主要集中在对其控制策略与拓扑的改进[2,3]。Quasi-Z源逆变器克服了传统Z源逆变器输出电流不连续的缺点,而且在相同的升压倍数下降低了器件的应力。Quasi-Z源逆变器在升压原理与升压倍数的计算方面与传统Z源逆变器完全相同。

在传统Quasi-Z源逆变器的基础上,提出了一种新的阻抗源拓扑,用开关电感代替传统Quasi-Z源逆变器的电感,即开关电感型Quasi-Z源逆变器。通过理论分析与仿真实验证明了该拓扑在相同直通占空比的情况下具有更高的升压倍数。而且在较小的直通占空比范围内即可实现直流电压的任意比升压,给调制因子M更大的取值空间以提高逆变器输出的电压质量,而且小的直通占空比提高了系统的稳定性。开关电感型Quasi-Z源逆变器特别适用于光伏、燃料电池[4,5]等新能源大功率的并网系统[6,7]。

1 传统Quasi-Z源逆变器

图1为传统Quasi-Z源逆变器拓扑,与传统电压型逆变器存在8种开关矢量不同,Quasi-Z源逆变器多了1种直通零矢量状态,因此共有9种矢量,即6个有效矢量、2个传统零矢量和1个直通零矢量。直通零矢量和传统零矢量一样不会对输出电压有影响,它是在传统零矢量中插入,通过同一桥臂的上下管同时导通而得到。而这种状态在传统电压型逆变器中是不允许的。Quasi-Z源逆变器就是通过特有的直通零矢量而得到了升压能力。

由文献[8]可知,Quasi-Z源逆变器的电容电压可表示为

其中,D(D<1/2)为直通时间t0与开关周期T的比值,即为直通占空比;为升压因子。

由式(2)可以看出Quasi-Z源逆变器输出电压峰值高于直流源电压,实现了升压功能。因此逆变器输出的相电压峰值可表示为

其中,M为PWM逆变器的调制因子。

由式(3)可以看出,逆变器的输出电压是由升压因子D和调制因子M共同决定的,而且D和M之间存在约束关系:

由式(4)可以看出D不能无限制地增加,因为当D增大时,M的调制范围会随之减小,而小的调制因子会对输出电压质量产生不良的影响,因此限制了Quasi-Z源逆变器的升压能力。

2 新型Quasi-Z源逆变器的拓扑与升压原理

开关电感型Quasi-Z源逆变器拓扑结构见图2。与传统Quasi-Z源逆变器不同的是将传统Quasi-Z源中的电感L1用由L1、L2、VD1、VD2、VD3所组成的开关电感代替。传统Quasi-Z源中的L2用由L3、L4、VD4、VD5、VD6所组成的开关电感来代替。

开关电感型Quasi-Z源逆变器与传统Quasi-Z源逆变器的升压原理是相同的,都是通过桥臂的直通而获得升压能力。开关电感型Quasi-Z源逆变器有直通和非直通2种工作状态。当处于直通状态时,VD1、VD3、VD4、VD6导通,VD0、VD2、VD5关断,等效电路图如图3所示。

为了方便分析,假设在开关电感型Quasi-Z源逆变器中,L1=L2=L3=L4=L,电容C1=C2=C。由阻抗源网络的对称性可以得出直通状态下开关电感型Quasi-Z源逆变器的电路方程如下:

在非直通状态下,VD0、VD2、VD5导通,VD1、VD3、VD4、VD6关断,等效电路图如图4所示。

在非直通状态下,逆变桥等效为一电压源,由电路的对称性可得到在非直通状态下开关电感型Quasi-Z源逆变器的电路方程如下:

由式(6)可得到根据伏秒平衡原理,在一个开关周期中,电感两端的电压对时间的积分为零,设开关电感型Quasi-Z源逆变器的直通占空比为D,可得:

化简得到:

由Udc=Uin-2UC可得:

其中,即为开关电感型Quasi-Z源逆变器的升压因子。由式(2)和式(9)可以看出开关电感型Quasi-Z源逆变器在相同D的情况下具有更高的升压倍数。而且在较小的D范围内即可实现直流电压的任意比升压,给调制因子M更大的取值空间以提高逆变器输出的电压质量,而小的直通占空比提高了系统的稳定性。传统Quasi-Z源逆变器和开关电感型Quasi-Z源逆变器的升压能力比较图如图5所示。由图5可以清楚地看出,在相同D的情况下开关电感型Quasi-Z源逆变器比传统Quasi-Z源逆变器具有更高的升压因子。由于光伏、燃料电池等新能源发电方式的电压等级较低,所以开关电感型Quasi-Z源逆变器更适用于光伏、燃料电池等新能源的大功率发电并网系统。

3 控制策略分析

对Z源阻抗网络的控制策略主要集中在如何在传统的逆变控制方法中加入直通时间。近年来的控制策略主要有恒直通占空比控制[9]、最大升压比控制[10]、基于空间矢量的控制[11]、单周控制[12]、滞环控制[13]等控制策略。开关电感型Quasi-Z源逆变器较传统Quasi-Z源逆变器只增加了6只二极管与2个电感,并没有增加可控器件,而且升压原理和传统Quasi-Z源逆变器完全相同,都是在传统零矢量中加入直通矢量。所以对传统Quasi-Z源逆变器适用的控制策略完全可以用于开关电感型Quasi-Z源逆变器控制中。基于空间矢量的控制策略具有直流侧电压利用率高、谐波畸变率低、动态响应快、易于数字化实现等优点[14],本文采用改进的空间矢量实现对开关电感型Quasi-Z源逆变器的控制。在传统逆变器中定义桥臂上管导通为1,下管导通为0。逆变器的3个桥臂共组成了8种矢量状态,其中,2个状态矢量输出电压为零,定义为零矢量,其余6个矢量为有效矢量,将空间矢量分成6个扇区,每个扇区相差60°,如图6所示。

任意给定的参考电压矢量均可由与其相邻的基本空间矢量与零矢量合成而得到。如图6中的参考矢量Uref处于扇区Ⅰ时(处于其他扇区时分析类似),与其相邻的基本空间矢量是U1和U2,假设一个开关周期的时间为T,U1、U2的作用时间分别为t1、t2,t0=T-t1-t2为零矢量作用时间。根据平行四边形等效原理,有

根据文献[14]可以得出:

其中,m为调制系数,并且有为逆变器直流侧峰值电压。

开关电感型Quasi-Z源逆变器允许同一桥臂的上下管同时开通,即构成直通状态而获得升压能力,而传统的SVPWM控制方法中同一桥臂的上下管是严格互补导通的。为了将空间矢量控制方法应用到开关电感型Quasi-Z源逆变器中,需要在其零矢量中加入直通零矢量。改进后的空间矢量在一个开关周期被分为有效矢量、传统零矢量和直通零矢量。为了减少开关切换次数及降低逆变器输出谐波含量可将直通时间块平均地加入传统SVPWM中,以扇区Ⅰ为例,为了不改变有效矢量的作用时间及对称地加入直通零矢量,需要对有效矢量进行平移[15],使上下管的导通与关断不再互补而是存在同时导通的情况。改进后的开关时序图如图7所示,图中的斜线阴影部分即为插入的直通时间块。由于传统空间矢量控制的上下管的开关是严格互补的,所以只给出了上管的驱动信号,见图7(a)。由图7(b)可以看出直通时间的插入并没有改变有效矢量的作用时间。

4 仿真结果分析

为了验证所提拓扑结构的升压效果与控制策略,建立了基于Matlab的传统Quasi-Z源逆变器与开关电感型Quasi-Z源逆变器的仿真模型。仿真参数如下:直流电压源Uin=48 V,开关电感型中的电感L1=L2=L3=L4=0.5 m H,电容C1=C2=C3=C4=4 700μF,传统Quasi-Z源逆变器中的电感L1=L2=0.5m H,电容C1=C2=4 700μF,两者的直通占空比都为0.15,三相阻感负载均为电阻R=0.6Ω、电感L=1 m H。根据理论分析开关电感型和传统的Quasi-Z源阻抗网络输出电压峰值u赞dc分别为100.36 V与68.57 V。仿真波形如图8~11所示。

由仿真波形可看出,开关电感型与传统Quasi-Z源的阻抗网络输出电压与理论分析一致。验证了开关电感型Quasi-Z源逆变器在相同的直通占空比下具有更强的直流链升压能力、更大的负载电流。

5 实验验证

为了能够进一步验证开关电感型Quasi-Z源逆变器具有更高的升压能力,搭建了以TMS320F2812为控制核心的小功率实验平台,实验参数与仿真中一致。实验波形如图12和图13所示。

从实验波形可以看出,由于直通时间的存在,开关电感型Quasi-Z源逆变器能够实现直流侧的升压,并且在相同直通占空比的情况下比传统Quasi-Z源逆变器具有更高的升压能力,实验结果与仿真结果基本一致。

6 结论

离网型三相光伏逆变器控制策略研究第7篇

光伏发电是太阳能开发利用的主要形式之一[7],光伏发电系统按照是否与电网连接可以分为并网型[8,9]和离网型[10,11]两大类。其中,离网型光伏发电系统可以独立运行,为负载提供稳定的直、交流电压。在距离电网较远的偏僻山区、无电区、海岛、通讯基站和路灯等场所,离网型光伏发电系统具有重要的理论意义和工程应用价值。

电力电子功率变换单元作为光伏电池阵列与用户负载的接口单元,是实现光伏发电系统的核心[12,13]。其中,逆变环节连接系统的直流母线和交流母线,实现直流-交流变换,并且逆变器作为直接面对用户负载的输出单元,其工作性能直接会影响到系统的供电质量,是发电系统功率变换的关键。

本文以离网型光伏发电系统的输出逆变单元为研究对象,首先分析其电路拓扑与数学模型,然后研究光伏逆变器的控制策略,最后通过仿真和实验验证研究内容的正确性与有效性。

1 系统结构

离网型光伏发电系统的基本结构如图1所示,由光伏阵列、升压斩波器、充放电变换器、储能单元和逆变器等部分组成。光伏阵列由太阳能电池组件构成;升压斩波器一般由Boost电路构成,完成最大功率跟踪和升压功能;充放电变换器为双向变换器,和储能单元合起来完成能量缓冲。

逆变器连接系统的直流母线和交流母线,实现DC/AC变换,并且作为直接面对用户负载的输出单元,其工作性能直接影响到系统的供电质量,是系统功率变换的关键。逆变环节一般采用半桥电路拓扑,交流输出侧通过滤波器与三相负载相连,如图2所示。三相半桥拓扑的功率器件由IGBT(V1-V6)和与之反并联的电力二极管(VD1-VD6)组成。

图3为输出滤波环节的示意图,采用LC低通滤波器,由三相平波电感和滤波电容通过星形接法构成,连接逆变器三相桥路输出端与三相负载端。图中,uU、uV、uW表示逆变器输出电压;ua、ub、uc表示负载端电压,也为系统输出电压。

2 数学模拟

假定图2所示的逆变器主电路三相平衡,滤波电感均为L,滤波电容均为C,功率器件和滤波器电感的寄生电阻等效为r。由电压、电流基尔霍夫定律(KVL、KCL),可以得到三相光伏逆变器的电压方程和电流方程分别为:

式(1)(2)中,ia、ib、ic分别为流过三相滤波电感的电流,ioa、iob、ioc分别为流过三相负载的电流。

由公式(1)(2)可以看出,逆变器交流侧电压、电流三相之间没有耦合关系,是相互独立的。因此,这里只绘制出三相静止坐标系下电压型逆变器的a相电路模型框图,如图4所示。由此可得,在控制策略上,可以对三相逆变器的三相输出电压分别采用三相相互独立的控制策略。

3 控制策略

离网型光伏逆变器三相输出电压为交流信号,直接对交流信号进行控制很难实现输出幅值、相位的无静差控制。在类似应用场合通常采用增加硬件有效值计算模块的方法,对三相输出电压有效值进行闭环控制。在此,为节约系统成本,降低硬件系统的复杂性,提高系统可靠性,通过坐标变换,采用纯软件的方法计算输出电压的峰值,并以交流输出电压峰值作为外环调节变量进行闭环控制。

图5为逆变器闭环控制策略的原理结构图,包括输出电压采集电路、电感电流采集电路、输出电压峰值计算模块、电压峰值PI闭环调节器、交流电压给定生成模块以及PWM波形生成模块和开关管驱动模块。在实际工作中,采集输出电压,经过峰值计算模块,获得实际的输出电压峰值,再与给定的峰值做差,其结果经过PI调节器后传送到三相交流输出电压给定信号生成模块。在这一模块中,PI调节器的输出信号UPIO与三相标准正弦波信号相乘,其结果再与电感压降jω1Li相减,如公式(3)所示,获得逆变器a相输出电压的调制波信号u*cona。其他两相输出电压的参考信号可以通过公式(3)类比得出。

式(3)中,ω1表示输出电压的角频率。

PWM波形生成电路中,逆变器输出电压调制波信号u*con与三角波相比较,其输出取反后,经过开关管驱动电路传送给逆变器的对应的功率开关管,用于控制其导通与关断。

图6为电压峰值PI闭环调节器的原理框图,参考给定信号u*(t)与采集到的反馈信号u(t)做差后,得到误差信号e(t),然后经比例、积分环节后,作用到被控对象上,从而得到输出信号u(t)。

输出信号u(t)与误差信号e(t)之间的表达式为

式(4)中,Kp为比例系数;Ki为积分系数;e(t)为变量给定值与反馈值的偏差,有:

为避免电流调节器进入饱和状态,保证调节器的线性调节作用,在此,在传统PI调节器的基础上加入退饱和函数,以改善电压峰值调节器工作过程的线性度,加快系统的响应时间。

取退饱和函数sat(x)为:

式(6)中,k、r为正实数;x取为公式(4)传统PI调节器,即有:

从而得到改进后的PI调节器表达式为:

4 仿真结果与分析

为验证离网型三相光伏逆变控制策略的正确性与有效性,在MATLAB/SIMULINK环境下搭建系统仿真模型,进行仿真研究。仿真参数如表1所示。

图7为按照图5所示的控制策略,得到的三相光伏逆变器输出电压测量值的仿真波形。由图7可以看出,系统三相输出电压变化平滑,平衡稳定,其幅值和频率能够跟踪其给定值。