永磁同步电机控制（精选11篇）
永磁同步电机控制 第1篇
在现代交流调速系统领域中, 速度传感器由于存在降低系统可靠性, 增加系统成本等问题, 已经大大制约了交流传动系统的发展, 所以采用无速度传感器的调速方案是当今国内外研究的趋势。
永磁同步电机无速度传感器的研究方法主要有基于磁链位置的估算法、基于反电动势法、滑膜观测器法、扩展卡尔曼滤波法、高频注入法、人工智能估算法、模型参考自适应法 (MRAS) 。因为模型参考自适应法具有控制相对简单而且精度高的优点, 所以本文将模型参考自适应法应用到永磁同步电机调速系统当中。将永磁同步电机本身作为参考模型, 将含有转子转速的模型作为可调模型, 采用并联型结构进行速度辨识, 两个模型的输出量物理意义相同。利用可调和参考模型输出量所构成的误差, 计算出合适的比例积分自适应率, 并以此来调整可调模型的参数, 满足Popov超稳定性定理, 使系统逐渐稳定, 最终使可调模型的状态能稳定、快速地逼近参考模型, 即让误差值趋近于零, 进而使转速估计值逐渐逼近实际值, 实现转速的识别。
1 永磁同步电机数学模型
建立dq坐标系下的数学模型, 可以得到定子电压、电流均为直流的永磁同步电动机的电压方程式, 利于分析永磁同步电动机控制系统的瞬态性能和稳态性能。d轴作为基波磁场方向, q轴的位置则是在d轴方向上顺时针超前90°。
1.1 电压方程
1.2 磁链方程
1.3 转矩方程
其中, R为定子电阻;ud、uq为电机的定子电压在d、q轴上的分量;id、iq为定子电流在d、q轴上的分量;ψd、ψq为定子磁链在d、q轴上的分量;Ld、Lq分别为直轴和交轴同步电感;ωr为转子旋转角速度;ψf为转子永磁体磁链;Pn为电机极对数;p为微分算子。
2 SVM-DTC
永磁同步电机直接转矩控制的基本思想是在电机运行时, 转子磁链的数值基本恒定, 保持定子磁链幅值稳定在额定值上, 通过改变转子和定子磁链夹角的大小来改变电机转矩的大小, 进而进行达到调速的目的。
永磁同步电机调速系统中, 传统的直接转矩控制系统使用的是滞环控制器和开关表, 在一个周期内选择和发出单一的空间电压矢量来同时控制定子磁链和转矩的误差方向, 这样很难完全补偿当前定子磁链和转矩的误差, 会使定子磁链和转矩的脉动过大。同时, 在系统运行过程中, 如果两个置换控制器的输出信号和定子磁链位置信号在多个采样周期内保持不变, 则逆变器的开关状态会在多个采样周期内保持同一个值, 使得系统的开关频率不恒定。空间电压矢量调制 (SVM) 系统采用SVM单元来取代传统DTC系统的开关表, 并用PI调节器来代替传统DTC系统的滞环环节。在每个控制周期内该系统都能计算出磁链和转矩的误差, 然后选择相邻的非零矢量和零矢量, 计算出各矢量的作用时间, 最后利用线性组合的方式合成任意方向的空间电压矢量, 这样就大大增加了对电压矢量的选择机会, 更精确的补偿了磁链和转矩的误差, 降低了电机磁链和转矩的脉动, 输出的PWM波形会保证逆变器开关频率恒定, 图1 为SVM-DTC系统结构图。
3 模型参考自适应系统
根据永磁同步电机在d、q轴上的数学模型来建立MRAS系统的可调模型和参考模型。本文选择电机的电流模型, 根据公式 (1) 可得:
本文的永磁同步电机采用的是隐极式, 即直轴电感和交轴电感相等, 所以Ld=Lq=L。将式 (4) 、 (5) 合并可得:
由式 (7) 可得出可调模型的公式:
定义e为系统的状态广义误差。
用式 (7) 减式 (8) 可得到误差方程为
要根据波波夫超稳定性定理构建一个非线性反馈系统, 需要将式 (10) 化为:
非线性反馈系统由线性定常前向回路和非线性反馈回路组成, 误差系统要达到渐进稳定的条件是线性定常前向回路严格正实, 而且反馈回路要满足波波夫积分不等式:
式 (11) 的传递矩阵为严格正式矩阵, 即满足第一个条件;将式 (11) 代入 (12) 中可证实满足波波夫不等式, 同时得出自适应率为:
当广义状态误差e趋于0时, 转速估计值将与真值基本相等, 则系统渐进稳定。
4 仿真与试验结果
用Matlab-Simulink软件构建总体系统的仿真图, 如图2 所示。
本系统仿真采用的参数设置为:定子电阻为0.81Ω;绕组电感为2.59m H;极对数为4;给定定子磁链为0.1827Wb。
接下来设置参数为给定转矩2N•m, 给定初始速度为800r/min, 在0.06s时将转速提高到1000r/min, 在0.13s时将转速变为-200r/min, 通过图3- 图5 观察估算速度的跟踪情况。
图3 为定子磁链圆轨迹图, 定子磁链轨迹近似为圆且扰动很小, 运行良好;图4 为电机转矩图, 当速度在0.06s和0.13s突变时, 转矩的波动比较大, 但是在很短的时间里就能够平稳达到稳态, 说明系统对外界的干扰有较好的鲁棒性;图5 为电机转速图, 估计转速在速度突变时有很小的波动, 在很短的时间内又会平滑的跟踪到参考转速, 达到新的稳态, 表明系统的动态响应较快, 调速性能良好。
5 结语
本文采用SVM-DTC对永磁同步电动机进行调速, 对传统的直接转矩控制进行了改进, 同时采用了基于模型参考自适应法对电机转速进行辨识, 并通过理论分析和仿真验证得出, 该系统鲁棒性强, 动态响应较快, 具有良好的调速性能。该方案结构比较简洁, 可行性较强, 可为永磁同步电机的无速度调速控制提供参考。
参考文献
[1]李永东, 朱昊.永磁同步电机无速度传感器控制综述[J].电气传动, 2009, 39 (9) :3-10.
[2]Zhiqian Chen, Mutuwo Tomita, Shinji Doki.An extended electromotive force model for sensorless control of interior permanent-magnet synchronous motors[J].IEEE Transactions On Industrial Electronics, 2003, 50 (2) :288-295.
[3]French C, Acarnley P.Direct Torque Control of Permanent Magnet Drives[J].IEEETrans.on IA, 1996, 32 (5) :1080-1088.
[4]韩如成, 潘峰, 智泽英.直接转矩控制理论及应用[M].北京:电子工业出版社, 2012.9.
[5]田淳, 胡育文.永磁同步电动机直接转矩控制系统理论及控制方案的研究[J].电工技术学报, 2002, 17 (1) :7-11,
永磁同步电机控制 第2篇
关键词：永磁同步电机直接转矩控制DSP
中图分类号：TM3文献标识码：A文章编号：1007-3973(2010)012-091-02
1引言
由于永磁同步电机所具有：简单的结构、高能量的密度、高转矩惯量比、维修性好等优点。使其成为工业领域研究热点。而且近年来，直接转矩控制技术也受到了世界各国的学者和专家的重视，它可以避免相对比较复杂的解耦、坐标变换的计算。该控制结构简洁，易于数字化的实现。近年来，国内外学者开始将直接转矩控制技术开始用于永磁同步电机上。但是应用起来存在着一些问题，所以基于DSP永磁磁同步电机的直接转矩控制研究有十分重要的现实意义。
2永磁同步电机直接转矩控制理论
永磁同步电机直接转矩控制理论的指导思想是：保持定子磁链幅值饱和，便于利用电动机铁心：永磁同步电机转子的磁链幅值为恒定值，我们通常是改变定子和转子磁链的夹角大小，来改变电动机转矩的大小。
永磁同步电机直接转矩控制理论基础是：在保持定子的磁链幅值不变条件下，通过控制定子和转子磁链之间夹角达到控制电机转矩的目的。快速改变转矩角获得快速的转矩响应。
3基于DSP对永磁同步电机直接转矩控制系统硬件系统设计
本文设计的永磁同步电机直接转矩控制的硬件平台主要包括：(1)永磁同步电机；(2)上位机：(3)以TMS320F2812DSP为核心的控制系统及电压源逆变驱动器三个部分。其中上位机是模拟现代络筒机的主要的控制中心，它是由CAN总线向DSP控制系统进行发送指令，在此，DSP控制系统主要负责内容是实现本课题所提出的控制算法。使用的永磁同步电机是带有2000线的光电增量式编码盘，它可以用来反馈得到电机实际的转速值，更加便于进行结果的观察和对比。
3.1DSP2812控制系统介绍
永磁同步电机直接转矩控制系统的核心部分，本文采用美国TI公司的TMS320F2812芯片，它的外设资源非常丰富，系统的研发周期就可以得到缩短。同时系统的开发成本得到降低，因此，它的可靠性非常稳定。另一方面，TMS320C2000系列DSP芯片成本价格比较低，在控制领域不但得到广泛的应用，而且有着极高的功能。TMS320F2812的性能是TMS320C2000系列中用于数字控制领域在质量和性能方面都俱佳的DSP芯片。TMS320F2812芯片内部应用32位的定点DSP内核，可以达到150MIPS的速度，单个指令周期内，如此快的速度能够完成32位的乘法累加等复杂的运算，多种先进的外设在器件上得到了有效的集成，为实现电机的有效地的运动控制提供了硬件平台。
3.2主电路设计
控制系统的主电路部分是由整流电路、逆变电路以及滤波电路等组成的，根据电机的参数设置，输入功率部分选用的是基于三相桥式整流电路；由于整流输出经过中间环节的大电容滤波，来获得平滑的直流电压以便输出到逆变部分的开关器件。
3.3检测电路设计
为了直接转矩控制和相应保护功能的实现，检测电路设计主要包括：定子相电流检测和转速检测。
(1)定子相电流的检测电路。在控制系统中，控制器要准确及时测出绕组中实际电流的大小，以便于实现电流保护电路以及电流控制的设计。电流采样实现控制性能标准是：实时性、准确性、可靠性。在进行电流测量时，我们尽量使用方法简单、价格性能较好的电阻器测量。在此，我们使用电磁隔离霍尔元件来对电流进行检测。
(2)转速的检测。
对于转速的测量有多种方法，其中光电编码器是其中性能与精确性方面较好的一种方法，DSP芯片中QEP电路是专门接受光电编码器的输出信号。本论文使用的永磁同步电机带有2000线的光电增量式编码盘，该编码器有A、B、c三相电路输出，并且，A与B相之间的相位差是90度，主要作用是测速；其中z脉冲是转一圈输出的一个脉冲，它是主要作用是伺服控制系统的定位。
3.4时钟与复位电路
DSP数字信号处理器的工作以时钟为基准，要确保系统的可靠性、稳定性，就必须选用高性能的时钟。否则，就不能保证系统的稳定性以及可靠性。为了提高系统的稳定性、可靠性、抗干扰能力，本文选用有源晶振为数字信号处理器提供时钟信号。
对于DSP系统来说，上电复位电路的质量好坏直接影响着系统的可靠性与稳定性。另外，系统运行过程中，干扰等一些因素可能导致系统崩溃。对于这个缺点，本文选用了看门狗与复位电路，使系统在发生故障时，可以重新复位及时恢复正常工作。
4基于DSP对永磁同步电机直接转矩控制系统软件系统设计
本文设计的永磁同步电机直接转矩控制系统的软件部分的主程序，主要实现以下一些功能是：完成对全局变量与CPU和DSP外设的初始化，随后等待定时的中断，主程序是一个无限循环的过程。整个软件系统的核心部分是中断服务程序。中断服务程序的主要功能是：对转速进行辨识、对磁场的定向进行算法控制、对电机的电流与电压进行采样并进行模数的转换，进行电流环与速度环的算法控制以及CAN总线通信的显示等等。本文的软件设计采用以c语言为主的开发环境。
5系统控制效果测试
在系统构建结束之后，本文进行了实验测试。电机的参数如下：定子相绕组电阻Rs为1.2欧姆，定子d轴电感Lq是7.1e-3H，q轴电感Lq为5.5e-3H，转动惯量J是2.1e-3kg.m2，极对数pn为4，转子磁通uf大小为0.936Wb，粘滞摩擦系数Bm为零。另外，速度外环PI调节器的仿真参数Kp、Ki经过调解后选择的数值为18及0.4。从相关实验结果来看，本文构建的电机直接转矩控制系统真实有效，控制效果良好。
6结语
永磁同步电机控制 第3篇
永磁同步电机 (PMSM) 因具有结 构简单、运行 可靠、转矩惯性比和能量密度高等特点[1]而在一些高性能 的调速系 统和伺服系统中得到了广泛的应用。但由于永磁同步电机是 一个多变量非线性强 耦合时变 系统, 同时调速 驱动系统 一般采用PWM控制的电力电子功率器件作为执行单元也进一步加强了整个系统的非线性, 加之系统通常无法运行在理想的环境 下, 系统中还存在各种各样的扰动, 因此常规控制策略很难满足高性能调速控制系统的控制要求[2]。
传统的PMSM矢量控制 系统通常 采用比例 积分 (PI) 控制, 在一定程度上PI控制器可以满足调速系统的基本要求, 但由于算法本身是建立在精确数学模型的基础之上, 依赖于电机本体参数, 使得其鲁棒 性较差。而且 实际的PMSM控制系统中被控对象会随运行情况而变化, 对一些精度要求高的场 合, 固定增益的PI控制器无 法获得满 意的控制 效果[3]。模糊 (Fuzzy) 控制是一种能够模拟人类思维的 智能控制 方法, 它降低了对被控对象数学模型精确度的要求, 可以有效地降低系统的非线性, 具有较好的鲁棒性。模糊控制被广泛地应用于自然科学与社会科学的许多领域[4]。
本文综合利用模糊控制和PI控制器的 优点, 提出并设 计了智能模糊PI控制器, 通过建立满足一定性能 要求的模 糊控制规则, 使得永磁同 步电机调 速系统获 得了良好 的动静态 性能。最后通过Matlab仿真和实验平台验证了基于模糊PI控制器的PMSM调速系统算法的可行性和可靠性。
1PMSM数学模型
因永磁同步电机的转子是一个永磁体, 转子磁场正常情况下为一个恒定磁场, 因此在进行矢量坐标变化时按转子磁场方向定向来确定d轴正方向, 得到dq坐标系下的数学模型[1]。
(1) dq坐标系下的定子磁链方程:
式中 , Ld、Lq分别为定 子电感的d、q轴分量 ;isd、isq为在按转子 磁场定向 后经坐标 变换得到 的定子电 流d、q轴分量 ;ψsd、ψsq为定向后 经坐标变 换得到的 定子等效 磁链的d、q轴分量 ;ψf为永磁同 步电机中 转子永磁 体建立的 磁链的幅 值。
(2) dq坐标系下的定子电压方程:
式中, usd、usq为定子电压在d、q轴上的分量;ωr为电机转子旋转的电角速度 (rad/s) ;Rs为永磁同步电机定子绕组中的等效集中参数的电枢电阻。
2模糊 PI控制器设计
由于矢量控制引入传统的PI调节算法, 在交流电 机调速控制领域得到了广泛的应用。比例控制器在一定程度上最大限度地保证了系 统的动态 响应速度, 而积分控 制的加入 则使得调速系统的静态 性能得到 了大幅提 升。但是其参 数固定, 使得控制器只能在小范 围内满足 高性能要 求, 一旦控制 系统在整个运行范围内遇到自身参数变化或者外部运行条件扰动时, 动态性能就会下降。这使得PI控制系统 很难达到 预期的目标[4]。
模糊控制器是一种能够简单模拟人的思维方式, 以模糊集合和模糊规则为基础的控制方法, 它具有一定的参数在线调整能力[3]。但是单纯的模糊控制却牺牲了系统的快速性, 在负载产生扰动和控制指令发生变化时系统无法快速跟踪。本文 就是结合PI调节器跟踪速度快、动态响应能力 强和模糊 控制参数在线自调整的能力, 提出采用模 糊PI复合控制 方法。基于模糊PI的控制系统结构如图1所示, 通过对输入误差值以及输入误差值变化率的判断, 用模糊控制规则来 在线整定PI调节器的KP、KI, 从而使控制系统在不牺牲快速响应能力和动态跟踪性能的前提下, 在整个运行范围内具有较高的抗扰动能力和一定的自适应能力。
模糊规则是整个模糊控制器的设计核心, 模糊规则设计的好坏也直接影响到整个控制系统的动、静态性能。模糊控制规则通常使用一系列的专家知识语言进行表达, 它利用知识库的信息模拟人类的推理决策过程, 给出合适的控制量。
隶属度函数是确定精确变量与模糊变量间所 属程度的 表示方法, 将偏差量e和偏差变化率ec及其输出量ΔKP和ΔKI量化到 (-1, 1) 区域内, 相邻模糊子集交集的最大隶属度的大小对控制器的效果影响较大, 为简化运算, 一般使用三角形 或梯形的隶属度函数。本文结合永磁同步电机调速系统特 殊性能要求, 提出非等幅 对称隶属 度空间, 隶属度函 数曲线如 图2所示。
根据图2给出的隶属度函数曲线, 对输入变量的精确值进行模糊化之后, 输出语言 变量的语 言值均取 为“负大” (NB) 、“负中” (NM) 、“负小” (NS) 、“零” (ZO) 、“正小” (PS) 、“正中” (PM) 、“正大” (PB) 7种。
本设计中所用的模糊规则是根据电机精确数学 模型建立母版, 然后按照控制经验与仿真测试进行局部规则修正得 出, 将这些语言控制规则用表1、表2表示出来[4]。
表1、表2表述了通 过输入量 差值和输 入量差值 变化率如何 在线对ΔKP和ΔKI进行调整 的模糊控 制规则。 例如 , 当控制量的 误差为正 大 , 而且误差 变化率也 为正大 , 那么根据控 制规则要 对KP, KI的值进行 在线修改 。KP应当取较 大值 , 以提高响 应的快速 性 , 而KI在控制过 程的引入 原目的是消除 稳态误差 , 但其对控 制系统的 动态性能 也存在影 响 , 为防止瞬时 过大控制 超调 , KI应该取值 很小 , 使得电机 转速迅速向 给定值靠 拢。
利用Matlab中的三维绘图工具可以将表1、表2中的模糊控制规则拟合成更为直观的三维模糊控制输出曲面进行标示, 三维模糊控制输出曲面如图3所示。
模糊量需要转换为精确量才可以对系统进行控制, 把模糊量转换为精确量的过程称为解模糊[5]。常用的解 模糊方法 包括最大隶属度法和重心法。本文采用重心法, 该方法相比于其他解模糊算法输出更为平滑, 且计算方法更有利于数字 实现, 其计算公式如下[6]:
3仿真及实验分析
在Matlab环境下搭 建本文提 出的基于 模糊PI控制的PMSM调速系统仿真模型并进行仿真验证, 参数为:直流侧采用理想直流电压源供电, 母线电压设定为540V, 约为采用有效值380 V的标准进 线电压, 永磁同步 电机定子 电阻Rs=0.78Ω, d轴等效电 感Ld=5.5 mH, q轴等效电 感Lq=8.5mH, 转子磁链ψf=0.3 Wb, 转动惯量J=0.00107kg·m2, 极对数Np=2。
图4给出了模糊PI控制下永磁同步电机调速系统仿真波形。图4 (a) 为负载发生变化时d、q轴电流解耦的控制效果, 图4 (b) 表述了启动、负载扰动和转速指令突然变化时速度的跟踪情况, 因此不难看出模糊PI控制具有良好的 动态响应 和解耦控制效果。
在仿真的基础上搭建实 验平台, 对基于模 糊PI控制的永磁同步电机调速系统算法的可行性进行进一步实验验证。图5给出了实验波形。
CH1—转速给定值CH2—A 相定子电流值CH3—转子位置角CH4—转速反馈实测值
4结语
本文主要研究基于模糊PI控制的永磁同步电机矢量控制系统, 将传统矢量调速系统中的PI控制器改为 模糊控制 与PI控制相结合的方式。根据模糊控制的基本原理分别对控 制系统的转速外环和电流内环的模糊PI控制器的设计做了详细分析。仿真和实验结果表明, 采用模糊PI控制的永 磁同步电 机调速系统获得了较好的动、静态性能。
参考文献
[1]唐任远.现代永磁电机理论与设计[M].机械工业出版社, 2000
[2]王树青.先进控制技术及应用[M].化学工业出版社, 2001
[3]张井岗, 吴聚华, 曾建潮.模型参考自适应内模控制及其仿真研究[J].系统仿真学报, 1997 (2)
[4]张小新.高性能永磁同步电机矢量控制系统的研究[D].哈尔滨理工大学, 2009
[5]杨向宇, 蔡晓铭, 姚佳.基于模糊PI控制的永磁同步电动机伺服控制器设计[J].华南理工大学学报:自然科学版, 2004 (11)
永磁风力发电机核心技术 第4篇
发电机工作原理：和电动机一样在定子铁芯槽内放有A、B、C三相并且线圈匝数相等的线圈，在转子铁芯槽上也有线圈分N极和S极，当外面的直流电经电刷、滑环通入转子线圈后在转子线圈上会产生磁力线，这磁力线的方向从N极到S极，发电机转子被汽轮机转子带动以n1(3000转每分钟)速旋转时，相当于该转子磁力线也以n1的速度在旋转，这过程被定子线圈所切割在定子线圈中产生感应电动势（感应电压），发电机和外面线路上的负载连接后输出发电，这是基本的原理。
螺杆式单级压缩空压机工作原理：是由一对相互平行齿合的阴阳转子（或称螺杆）在气缸内转动，使转子齿槽之间的空气不断地产生周期性的容积变化，空气则沿着转子轴线由吸入侧输送至输出侧，实现螺杆式空压机的吸气、压缩和排气的全过程。空压机的进气口和出气口分别位于壳体的两端，阴转子的槽与阳转子的齿被主电机驱动而旋转。
由电动机直接驱动压缩机，使曲轴产生旋转运动，带动连杆使活塞产生往复运动，引起气缸容积变化。由於气缸内压力的变化，通过进气阀使空气经过空气滤清器（消声器）进入气缸，在压缩行程中，由於气缸容积的缩小，压缩空气经过排气阀的作用，经排气管，单向阀（止回阀）进入储气罐，当排气压力达到额定压力
永磁同步电机控制 第5篇
关键词降阶线性卡尔曼；永磁同步电机；无速度传感器
中图分类号TM3文献标识码A文章编号1673-9671-(2011)042-0132-02
卡尔曼滤波算法是由美国学者Rudolf E.Kalman提出的一种最小方差意义上的最优预测估计方法，它提供了直接处理随机噪声干扰的解决方案，将参数误差看作噪声以及把预估计量作为空间状态变量，用递推法将系统及测量随机噪声滤掉，得到准确的空间状态值。
1扩展卡尔曼滤波器
卡尔曼滤波算法是一种线性最优递推滤波算法，能够在系统的状态方程和测量方程中具有噪声时，对系统状态变量的最小方差估计。
在α-β坐标系下PMSM数学模型可以表示为：
（1）
其中：
，（2）
上述数学模型中，系统状态变量x为[iα，iβ，ω，θ]T，输入变量u为[uα，uβ]T，输出变量为[iα，iβ]T。uα，uβ分别为定子α轴、β轴电压，iα，iβ分别为定子α轴、β轴电流，Rs为定子电阻，Ls为同步电感，ψf为转子磁通，ω为转子机械角速度，θ为转子机械位置，w（t）系统过程噪声，
v（t）为系统测量噪声，w（t）与v（t）协方差阵分别为Q、R。
取采样时间为T，将（1）离散化，得到离散化的系统状态方程：
（3）
基于离散化的PMSM状态方程，扩展卡尔曼滤波实现算法如下：
①状态预估：
（4）
（5）
2降阶线性卡尔曼滤波器
EKF估计算法的不足就在于系统的协方差矩阵和增益矩阵必须在每个采样时刻进行更新。如果系统方程能被完全线性化，系统方程的协方差序列在每一个采样时刻是时不变的，那么这种Kalman滤波器称为线性卡尔曼滤波器（LKF）。
如果LKF应用于PMSM无速度传感器控制，首先PSMM电机模型必须线性化，其次系统协方差序列是时不变的。
基于LKF理论的PMSM模型为：
（6）
其中：
，
， （7）
选取系统状态为[θ，ωr，ρ']，θ是转子位置，ωr是转子角速度，ρ是白噪声序列，ρ'是白噪声序列的导数。∑(k)为过程噪声矩阵，Δ(k)为测量噪声矩阵，λ为可调参数，R1为∑(k)的协方差矩阵，R2为Δ(k)协方差矩阵。
如果输出信号y（k）相位相差π/2，则系统的协方差pk会成为一个时不变Riccati差别矩阵，可以通过MATLAB-DLQE计算得到。这使得系统Kalman滤波器增益矩阵可以通过下式计算得到：
（8）
本文选取定子侧电压信号作为输出变量，如式（9）所示，k为信号增益。
（9）
综上所述，应用于PMSM无速度传感器控制的RLKF方程如式（10）所示。
与EKF方程（1）-（5）相比，LKF方程结构大大简化，在运算过程中占用更少的存储空间，更加易于数字化实现。
（10）
3仿真分析
本文的仿真和建模是在Matlab7.0的simulink环境下完成的，图1所示为基于EKF算法的PMSM无速度传感器控制系统的结构图，基于RLKF算法的PMSM无速度传感器控制系统与图1相同，kalman观测器的输入为ualpha、ubeta输出为ωr、θ。
永磁同步电机的运行参数如表1所示。
图2所示为基于EKF（a）和RLKF（b）的电机转子估计转速与实际转速之间的误差。
图2结果显示，两种转速检测方法在低速情况下都存在较大误差，这是由于电机参数变化与低电压信号测量的不确定性引起的。
4结语
本文介绍Kalman滤波算法的基础上，提出了一种新的基于降阶线性卡尔曼滤波算法的永磁同步电机无速度传感器控制方法，并与通过MATLAB仿真，与传统的扩展卡尔曼滤波算法进行了比较，实现结果表明，新算法不仅延续了传统扩展卡尔曼算的优势，而且算法更加简单，减轻了繁重的参数调节任务，易于数字化实现，为永磁同步电机的无速度传感器控制提供了一种新的控制方式。
参考文献
[1]王成元,夏加宽,杨俊友,等.电机现代控制技术[M].北京:机械工业出版社,2006,
[2]江俊,沈艳霞,纪志成.基于EKF的永磁同步电机转子位置和速度估计[J].系统仿真学报,2005,17(7):1704-1707.
作者简介
刘祖全（1983—），男，助理工程师，获硕士学位，2009年毕业于山东大学控制科学与工程学院电力电子与电力传动专业，现从事核电自动化专业设计工作。
永磁同步电机控制 第6篇
由于永磁同步电动机具有结构简单、体积小、重量轻、功率因数高等优越性能,其在工业界得到了广泛的应用[1]。永磁同步电机转速与定子电流频率的同步性使得矢量控制非常适用于永磁同步电机变频调速领域。永磁同步电机矢量控制可以采用SPWM技术的电压法和采用滞环电流控制的电流法实现。近年来,直接转矩控制技术也扩展到永磁同步电机调速领域,并受到了广泛的关注[2,3,4,5]。本文在一台表面式永磁同步电机实验平台基础上,实验对比了采用电压法和电流法实现的永磁同步矢量控制以及直接转矩控制的控制性能,分析了各自的特性,为不同应用场合具体控制策略的选择提供了参考。
1 永磁同步电机矢量控制
在转子磁链参考坐标系下,永磁同步电机数学模型如下:
由转矩方程可知,当d轴电流为零,电磁转矩由q轴电流唯一确定。因此,永磁同步电机矢量控制一般设定d轴参考电流为零,q轴参考电流为转速外环的输出。
永磁同步电机矢量控制电压法和电流法分别如图1和图2所示。
图1表明永磁同步电机矢量控制电压法根据参考d-q轴电流与实际d-q轴电流的误差使用 2个PI调节器得到参考d-q轴电压,再通过旋转坐标变换得到参考三相电压,最后根据直流电压母线电压采用SPWM技术得到逆变器的三相开关信号。
图2表明永磁同步电机矢量控制电流法根据参考三相电流和实际三相电流误差,采用3个滞环电流比较器直接输出逆变器的三相开关信号。
2 永磁同步电机直接转矩控制
在定子磁链参考坐标系下,永磁同步电机转矩方程如下:
由转矩方程可知,保持定子磁链幅值恒定,则电磁转矩由转矩角δ(定子磁链与转子磁链之间的夹角)唯一确定。因此,通过选择适当的电压矢量改变转矩角即可实现对转矩的控制。永磁同步电机直接转矩控制如图3所示。
图3表明永磁同步电机直接转矩控制根据参考定子磁链幅值与实际定子磁链幅值的误差及参考转矩与实际转矩的误差,使用2个滞环比较器得到定子磁链幅值与转矩的控制信号。根据定子磁链幅值和转矩控制信号及定子磁链扇区信号,通过开关表选择所施加的电压矢量,即逆变器三相开关信号。因此,直接转矩控制本质上也是采用滞环控制实现的。永磁同步电机直接转矩控制开关表如表1所示,其中电压矢量以及定子磁链扇区如图4所示。
3 实验
3.1 实验平台
实验平台如图5所示。
实验所用电机为1台3相2对极表面式永磁同步电机,电机参数为:电机极对数p=2,定子电阻Rs=1.3Ω,d轴电感Ld=0.00454 H,q轴电感Lq=0.00454 H,永磁体磁链Ψf=0.146 Wb。
逆变器采用3组SEMIKRON SEMIX 202GB066HDs单相IGBT模块搭建而成,电流传感器采用LEM HCF-80,电压传感器采用AD628,转子位置传感器采用AD2S1200。程序执行芯片采用DSP F2812。执行程序由Matlab直接下载到DSP芯片。加载系统由一台感应电机驱动的直流发电机所供电的直流电动机构成。
3.2 实验结果
转速环采样周期为0.01s。矢量控制下电流环采样周期为0.00015s。矢量控制电压法PWM信号产生器的载波频率为20kHz。矢量控制电流法三相电流滞环宽度均为0.02A。直接转矩控制采用电流法估计定子磁链,电流环采样周期为0.0002s。实验设定定子磁链幅值滞环宽度为0Wb,转矩滞环宽度为0N·m。
本文使用定位法将转子位置预固定在A相位置,从而实现了永磁同步电机从静止状态顺利启动。
3.2.1 矢量控制电压法
电机空载,电机由静止状态加速至100r/min以及100r/min下稳态时,A相定子电流波形如图6所示。
当永磁同步电机转速为100r/min稳态,直流加载电机静止,此时闭合图5中的S1给永磁同步电机加载,动态和稳态下的A相定子电流波形如图7所示。
3.2.2 矢量控制电流法
电机空载,电机由静止状态加速至100r/min以及100r/min下稳态时,A相定子电流波形如图8所示。
当永磁同步电机进入100r/min稳态,直流加载电机静止,闭合S1给永磁同步电机加载,动态和稳态下的A相定子电流波形如图9所示。
3.2.3 直接转矩控制
电机空载,电机由静止状态加速至100r/min以及100r/min下稳态时,A相定子电流波形如图10所示。
当永磁同步电机进入100r/min稳态,直流加载电机静止,闭合S1给永磁同步电机加载,动态和稳态下的A相定子电流带载波形如图11所示。
4 比较分析
比较图6~图11可知,采用SPWM控制的矢量控制定子电流较为平滑,而采用滞环电流控制的矢量控制以及直接转矩控制定子电流脉动较大。这是由滞环控制特性所决定的。
当电机转速为100r/min时,永磁同步电机矢量控制电压法和电流法以及直接转矩控制下的A相定子电压分别如图12~图14所示。
比较图12~图14可知,采用SPWM控制的矢量逆变器开关频率恒定,即为PWM信号产生器的载波频率,而采用滞环电流控制的矢量控制以及直接转矩控制逆变器开关频率不恒定。
从实现角度上分析,采用SPWM控制的矢量控制需要1个位置传感器,2个电流传感器,1个直流母线电压传感器以及3个PI控制器。采用滞环电流控制的矢量控制需要1个位置传感器,2个电流传感器和1个速度外环PI调节器。而采用电流法估算定子磁链的直接转矩控制同样需要1个位置传感器,2个电流传感器和1个速度外环PI调节器,同时需要d-q轴电感和永磁体磁链参数进行磁链和转矩估算。
5 结论
本文实验实现了采用SPWM控制和滞环电流控制的永磁同步电机矢量控制及直接转矩控制,并比较了各自的特性。实验结果表明采用SPWM控制的矢量电流波形光滑,开关频率恒定,但需要直流母线电压传感器以及3个PI调节器,实现较为复杂。采用滞环比较控制的矢量控制及直接转矩控制电流脉动较大,开关频率不恒定,但无需电压传感器,仅需1个PI调节器,易于实现。由于直接转矩控制本质上也是滞环控制,因此其控制性能与采用滞环电流控制的矢量控制类似。
参考文献
[1]李钟明,刘卫国.稀土永磁电动机[M].北京:国防工业出版社,1999.
[2]Zhong L,Rahman M F,Hu W Y.Analysis of Direct TorqueControl in Permanent Magnet Synchronous Motor Drives[J].IEEE Trans.on Power Electronics,1997,12(3):642-828.
[3]Zhong L,Rahman M F,Hu W Y.A Direct Torque Control-ler for Permanent Magnet Synchronous Motor Drives[J].IEEE Trans.Energy Conversion,1999,14(3):637-642.
[4]Casadei D,Profumo F,Serra G.FOC and DTC:Two Via-ble Schemes for Induction Motors Torque Control[J].IEEE Trans.Power Electron.,2002,17(5):779-787.
无轴承永磁同步电机启动控制研究 第7篇
无轴承永磁同步电机是具有无轴承技术的永磁同步电机。它的出现不仅拓展了高速电机的应用领域如微型化、大功率等, 其独具的悬浮机理和结构特点使之在一些高新技术领域具有传统电机无法实现和替代的技术和经济优势。
转子磁场定向控制方法是实现无轴承永磁同步电机有效的解耦控制方法。而精确检测无轴承永磁同步电机转子初始位置是实现转子磁场定向控制系统的基础。为了实现无轴承永磁同步电机的可靠启动, 前人提出了许多控制方法。文献[1]提出了利用电动机的反电动势, 检测定子电压和电流值来估计转子磁链和转速。这种方法的优点是比较简单和有效的, 但是在低速时对定子电压和电流值的变化十分敏感, 而在静止时由于转速为零, 反电动势也为零, 不可能估计出转子的初始位置。高频注入法通过向电机定子绕组施加高频电压信号, 检测相应定子电流幅值, 利用电流幅值在空间上的各向差异性, 估计出转子实际位置[2]。这种方法可以应用于凸极和隐极式同步电动机, 但是需要复杂的数学模型推导。
本文首先利用霍耳位置传感器进行无轴承永磁同步电机转子初始位置的粗测, 再运用二分搜索法精确定位, 在此基础上采用转子磁场定向控制方法实现电机的快速稳定启动。该启动定位方法软件实现简单, 使无轴承永磁同步电机快速、稳定启动, 具有安全、可靠的优点。本文实验是在未加入径向悬浮力的二自由度无轴承永磁同步电机启动控制实验平台上完成的, 目的在于实现电机的稳定运行, 为电机的悬浮奠定基础。仿真和实验结果验证了该方法的可行性。
2 无轴承PMSM转矩绕组数学模型
无轴承永磁同步电机转矩绕组的数学模型是一个多变量、非线性、强耦合的系统, 根据交流电机的解耦思想, 将电机的三相定子绕组坐标系 (ABC) 等效变换为两相静止坐标系 (αβ) , 再经过Park变换, 变换为dq坐标系, 其d轴和永磁转子N极同向。经过以上变换, 就完成了电机转矩绕组的解耦过程, 如图1所示。θ为d轴和α轴之间的夹角, 为转子初始位置角。
无轴承永磁同步电机转矩绕组的电压方程、磁链方程与电磁转矩方程分别为[3]
式中:ud, uq为转矩绕组d, q轴电压分量;id, iq为转矩绕组d, q轴电流分量;Ld, Lq为d, q轴电感;Rs为定子绕组每相电阻;ω为转子旋转的电角速度;ΨPM为永磁体等效励磁磁链;pM为电机转矩绕组极对数。
3 无轴承PMSM启动控制
首先, 霍耳位置传感器上电后, 其U, V, W相输出信号对应电机转子初始位置所处扇区, 完成对转子初始位置的粗测。然后结合矢量控制方法设计转子磁极搜索方法, 完成对转子位置的精确定位。最后完成无轴承永磁同步电机的启动控制。
3.1 转子初始位置粗测
位置初测采用霍耳位置传感器, 传感器的对数与电机极对数保持一致。它输出3路彼此相差120°, 占空比为0.5的脉冲信号U, V, W。这三相中的任一相在转子旋转一周中, 发出与极对数相同的脉冲个数。在360° (电角度) 范围内, 该三相信号输出6种不同的状态, 每个状态宽度为60°, 由此判断转子所处扇区。U, V, W三相霍耳脉冲信号与电角度的关系如图2所示。
3.2 二分搜索法精确定位
通过霍耳位置传感器获得电机转子所处扇区后, 可采用二分搜索法完成对转子磁极位置的精确定位。
二分搜索法确定磁极过程如下。
1) 通过霍耳位置传感器, 确定转子磁极所在区间为[θmin, θmax]。
2) 设转子初始磁场位置角θ1= (θmax+θmin) /2, 按照θ1给电机一个电流矢量Is, 产生特定方向的定子磁场, 记录当前电机转子的初始位置φ0。
3) 在电流矢量Is的作用下, 电机产生微小转动, 记录此时转子位置φ1, 计算φ1和φ0的差值:
Δφ=φ1-φ0 (4)
此时将出现下列3种情况:
①如果Δφ>0, 电机顺时针旋转, 说明当前Is产生的定子磁场牵引转子顺时针方向旋转, 则θ处于[θ1, θmax]之间, 对应情况如图3a所示。其中, A轴为静止坐标系坐标轴, α-β轴为两相静止坐标系, Is为定子电流矢量, θ1为定子电流矢量Is与A相轴线之间的夹角 (电角度) , ΨPM和A相轴线轴的夹角即为转子磁场空间电角度θ。
②如果Δφ<0, 电机逆时针旋转, 说明当前Is产生的定子磁场牵引转子逆时针方向旋转, 则θ处于[θmin, θ1]之间, 对应情况如图3b所示。
③如果Δφ=0, 电机停转, 说明当前定子磁场方向与转子磁极位置中心线重合, 对应情况如图3e所示。
4) 如果出现第①种情况, 那么令θmin=θ1, 如图3c所示;如果出现第②种情况, 那么令θmax=θ1, 如图3d所示。然后重复第2) 步和第3) 步, 直到电机转子停止转动;如果出现第③种情况, 那么搜索过程结束。则当前所通的电流矢量的电角度就是转子的电角度。
二分搜索法的结束条件是电机转子静止在某一位置不再转动, 或者转子估计角满足精度要求。若磁场角精度或最小分辨率为ε, 则最多查询次数为
3.3 无轴承PMSM启动控制
无轴承永磁同步电机转子初始定位完成后, 如图3e所示, 转子d轴在转子气隙空间位置角θ位置上 (转子d轴方向定义为转子表面永磁体N极所指的方向) 。采用转子磁场定向控制, 转矩绕组矢量控制的Park逆变换公式为[4]
4 无轴承PMSM启动控制系统
本启动控制系统控制器采用TI公司的TMS320F2812, 它是TMS320C2000平台下的一种定点DSP芯片, 广泛应用于电机的数字控制领域, 其内部集成的正交编码QEP模块能够方便地处理正交编码信号输入及Z脉冲信号。主回路采用智能功率模块 (IPM) , 用于驱动三相定子绕组。霍耳传感器和增量式光电编码器用于转子的位置检测。实验样机参数为:额定功率P=1 kW, 额定转速n=6 000 r/min, 转矩绕组极对数pM=2。图4为无轴承永磁同步电机启动控制系统结构框图。
5 仿真和实验研究
仿真分析通过Matlab实现, 利用m语言模拟电机启动转子定位过程, 假定转子初始位置角 (空间电角度) 为50°, 误差容限为0.01°。对应的转子空间位置角和搜索次数关系曲线如图5所示。由图5可以看出经过11次搜索, 电机转子完成初始定位。
图6给出了电机转速n=400 r/min时U, V相的线电压波形。从图6中可以看出, 采用转子磁场定向控制, 无轴承永磁同步电机在完成转子精确定位后能稳定运行 (悬浮力绕组未通电) 。
6 结论
本文通过转子初始位置粗测和二分搜索法完成对无轴承永磁同步电机转子的精确定位后, 采用转子磁场定向控制方法完成电机的启动。仿真和实验结果表明, 该启动方法能够保证无轴承永磁同步电机快速启动, 并进入稳定运行状态, 为电机的悬浮运行奠定了良好的基础。
参考文献
[1]Ertucrul N, Acarnley P.A New Algorithm for SensorlessOperation of Permanent Magnet Motors[J].IEEE Trans.on Industry Applications, 1994, 30 (1) :126-133.
[2]郭熠.永磁同步电动机转子初始位置检测方法[J].微电机, 2004, 34 (5) :12-14.
[3]苏奎峰, 蔡昭权, 吕强, 等.TMS320X281x DSP应用系统设计[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2008.
[4]陈伯时.电力拖动自动控制系统:运动控制系统[M].第3版.北京:机械工业出版社, 2003.
[5]张军, 林家泉, 王旭, 等.矢量控制永磁同步交流伺服电动机初始磁极位置搜索方法[J].控制与检测, 2006, 8 (4) :63-66.
[6]Jung D h, Ha I J.An Efficient Method for Identifying theInitial Position of a PMSM with an Incremental Encoder[J].IEEE Trans.on Industrial Electronics, 1998, 45 (4) :682-685.
永磁同步电机控制 第8篇
空间矢量控制技术优点众多, 近几年发展非常迅速, 尤其在永磁同步电机中的使用, 更是再次凸显了它的好处。本论文通过对空间矢量控制技术和永磁同步电机的学习及分析, 在熟练掌握相关数学模型的建立和Matlab/Simulink的使用后, 将建立两种不同坐标系变换的数学模型和基于SVPWM控制技术的永磁同步电动机系统模型, 并在Matlab/Simulink环境中进行仿真。最终与理论分析相比较, 验证仿真结果的正确性。
1 控制系统结构模型
根据对永磁同步电机SVPWM控制系统的理解及前期研究, 可得到永磁同步电机空间矢量脉宽调制控制系统设计框图如图1所示。
本控制系统采用的是双闭环控制, 即速度环和电流环, 由图1可看到, 其主要构成为:
三个PI控制器 (PIController) 、两相旋转 (dq) 和两相静止坐标系 (αβ) 坐标变换的变换器 (dq/αβCoordinate Converter) 、三相静止 (abc) 和两相旋转坐标系变换的变换器 (abc/dq Coordinate Converter) 、逆变器 (Inverter) 、空间电压矢量调制器 (Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM) 。
系统运行过程:给电机输入一模拟三相定子电流ia、ib、ic, 当传感器检测到这一电流时, 该三相电流通过abc/dq坐标变换器被变换为实际定子的直轴电id和交轴电iq。
参考定子交轴电流iq*通过比对实际转速和参考转速, 再经PI控制器处理后获得。将参考定子直轴电流id*设为0, 把上述id、id*、iq、iq*四个变量比较过后交由PI控制器处理, 从而分别产生定子直轴、交轴电压Vd和Vq。将得到的电压量通过dq/αβ坐标转换器处理后输入空间电压矢量调制器, 从而产生一系列触发脉冲, 以控制逆变器, 驱动其产生三相电压, 最终驱动永磁同步电机。
2 控制系统仿真分析
永磁同步电机空间矢量脉宽调制控制系统仿真模型如图2所示, 模型仿真环境为Matlab/Simlink。
如图所示, 系统主要仿真模块为:
坐标转换模块、速度控制器模块、电流控制器模块、矢量控制模块、空间电压矢量控制模块、电压逆变器模块、永磁同步电机模块。
系统部分参数为:总仿真时间为0.3S;系统零时段负载起动转矩TL=5N·m。
(1) 速度环闭环时, 系统定子三相相电流、转速、转矩、矢量切换时间、矢量所处扇区响应情况。
由图4仿真波形, 可以得到结论如下:
a.系统在0s~0.05s之间转速响应以斜率20000上升, 延迟时间Td=0.025s、上升时间Tr=0.046s、调节时间Ts=0.05s, 无超调量, 系统动态响应快。系统起动时, 带动负载速度快, 转速在0.05s内稳定在设定值n=1000r/min。
b.系统在稳态运行时, 0.05s后都进入稳态阶段, 系统稳态输出误差已趋近零, 反应出该模拟系统控制精度较高, 稳态特性良好, 波形与理论分析结果相符, 静态性能稳定。
c.系统起动时, 定子起动转矩6.7N·m, 系统稳定运行后, 定子转矩稳定在设定值5N·m。转矩脉动控制在0.2N·m内, 系统运行稳定。
(2) 速度环开环时, 在系统空载情况下给定幅值为±5A的方波参考交轴电流iq*信号时, 系统交轴电流、转速和转矩响应。
由图5仿真波形, 可得出结论如下:
在参考交轴电流±5A切换时, 转矩响应时间为0.00035s, 转矩动态响应快速。波形符合理论分析, 具有较好的动态特性。
3结束语
本论文通过对矢量坐标变换、逆变器、空间电压矢量脉宽调制等技术的原理分析及建模仿真, 主要设计了一个基于空间电压矢量脉宽调制技术的永磁同步电机控制系统, 并在Matlab/Simulink对其进行仿真模拟。系统设计步骤为:系统构架、模块设计、系统设计和系统仿真结果分析。在这次完成论文的过程中, 我对所学的电力电子技术、自动控制原理、电机与拖动以及控制系统的MATLAB仿真与设计等知识有了更深层次的理解, 并在学习过程中积累了许多宝贵经验。从仿真结果的数据和波形来看, 系统的设计完全符合前期设计要求, 验证了理论的正确性。
参考文献
[1]李静, 程小华.永磁同步电机的发展趋势[J].防爆电机.2009, 44 (05) :17-19.
[2]谭蒂娃.永磁同步电机的发展[J].伺服控制.2010, 22 (11) :20-22.
[3]唐介.电机与拖动[M].高等教育出版社.2007:32-34.
[4]张佳.变频器的相关研究[J].电气电子教学报.2009, (05) :11-15.
[5]李志武.异步电机矢量控制系统的研究与实现[J].哈尔滨工程大学学术论文期刊.2010:44-46.
[6]洪乃刚.电力电子、电机控制系统的建模与仿真[M].机械工业出版社.2010:188-191.
永磁同步电机控制 第9篇
在电力电子技术、新型电机驱动控制方法和稀土永磁材料的高速发展背景下,永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor,PMSM)得到了越来越多的重视,并在各个领域的应用前景愈加广阔。相比传统电励磁同步电机,永磁同步电机的结构简单,损耗较小[1,2]。
在传统的永磁同步电机控制中,电机转子的位置信息或者速度是控制的基础,这就需要在电机的转轴上安装机械式的位置编码器或磁式解码器[3]等传感器元件,这就使得电机在很多工作场合系统可靠性降低,噪声敏感度增强,并且相应的电机成本也会增加,电机本身的结构更加复杂。基于无传感器控制技术的永磁同步电机控制系统,具有体积小,成本低的特点,这也就使永磁同步电机可以在更多的应用领域中得到使用,与此同时,也提高了控制系统的可靠性。
转子位置对于永磁同步电机无传感器控制来说起着至关重要的作用,如果转子位置判断不精确,可能导致电机失步而启动失败,还有可能使得电机反转,造成对控制系统更大的影响。而当永磁同步电机处于静止状态时,采用反电势控制方法时,电机转子的反电势很小,难以检测造成启动失败,人们通过研究提出了高频注入法,利用电机的凸极性[4],对电机转子初始位置进行精确检测,从而实现永磁同步电机静止启动控制。
文献[5]采用了向电机中注入幅值相同,但方向不同的电压脉冲,检测转子的初始位置,再根据非线性磁化特性判断磁极极性,但是,如果注入电压幅值很大,则在整个检测过程中会使转子发生转动,如果电压幅值很小,则检测到的电流很小,估算精度不够;文献[6]出了基于高频电压注入法的转子初始位置检测方法,通过分析电机定子电流和d轴磁链关系,根据定子铁心非线性磁化特性获得判别N/S极极性的新方法,但此方法判断转子初始位置比较复杂;文献[7]提出了基于瞬态有限元分析的转子位置检测的方法,利用能计和铁心饱和,以及空间高次谐波[8,9]影响的瞬态有限元分析计算方法,能够判断电机转子的位置和永磁极极性,此方法需要电机本身的转子的磁导率等相关资料信息,通用性不强。
1 高频注入法的原理
高频注入法,基本思想是向电机注入一个三相平衡的高频电压(或电流)信号,利用永磁同步电机本身内部磁路的不对称而产生的凸极效应,通过检测电机的响应高频电压(或电流)信号,再分析响应信号来得到电机转子的位置信息[10]。正是因为此原理,不再依赖于传统通过反电势来获取转子位置,也与电机转速无关,能够在电机静止或者低速时准确判断电机转子的位置,而且对电机本身参数变化不敏感。
2 高频激励下PMSM的数学模型
永磁同步电机在dq坐标轴中的数学模型如式(1)表示:
式中ud、uq、id、iq分别是电机在dq坐标下的电压和电流分量;ωr是电机转子的角速度;ψpm是电机转子永磁体的磁链;Ld、Lq是电机定子在dq轴的电感;Rs是定子电阻。
将式(1)转换到αβ坐标系下,则电机的数学模型为:
式中uα、uβ、iα、iβ分别是电机在αβ坐标系下的电压和电流分量;θr是电机转子磁极位置角度;定义共模电感L1=(Ld+Lq)/2,差模电感L2=(Ld-Lq)/2。将式(3)带入到式(2)中得:
高频信号同样适用于以上的电磁关系公式,高频信号的频率处于基频和PWM载波频率之间,即高频电压频率远大于基频,远小于载波频率。对于高频电压信号[uαuβ]T,上式中的第三项是对高频电流信号求导数,所以其值远大于其他项,故上式可以简化为:
上式中包含了电机转子的位置信息,高频电压注入法是将高频电压叠加到基频旋转电压矢量之上的,表示为:
将式(6)带入到式(5)中得到高频电流响应:
由式(7)可以看出,高频电流响应分为两个部分:(1)旋转速度为2ωr-ωh的反向矢量;(2)旋转速度为ωh的正向矢量。然而,电机转子位置信息θr=ωrt存在于反向旋转矢量之中,响应电流之中包含了基波电流、高频电流和PWM载波频率电流,所以提取响应电流中的反向旋转矢量至关重要。
3 PMSM转子位置信息检测
高频响应电流是随着时间不断变化的,将得到的高频响应电流通过常规的带通滤波器(Band-Pass Filter,BPF),过滤掉低次谐波电流和基频电流;利用同步轴系高通滤波器(Synchronous Frame Filter,SFF),过滤掉高频电流中的正序分量,等效于响应电流为:
此时,高频正序分量已通过高通滤波器滤除,得到负序分量:
利用外差法得到转子位置的误差信号:
误差ε为位置调节器的输入,令Δθ=θ^-θ,sin2Δθ≈2Δθ,则上式变为:ε=2InΔθ。外差法可以得到与相位误差成正比的跟踪误差信号,通过调节使跟踪的误差信号趋近于0,则能够保证转子位置估计角趋近于真实值。
4 PMSM转子N/S极性检测
由式(9)可知,从负序分量的相位得,则。此时估算位置角进行反三角函数运算时使得θr存在多解的情况,即转子位置可能与实际位置相差π。由于转子位置估算结果有可能存在反向的问题,此时可以根据定子铁心非线性磁化特性,通过判断旋转电流矢量isi幅值变化来判断永磁体N极。
当电机空载时,转子永磁体主磁路已有一定的饱和度,绕组电感在平均分量上叠加有一个二次谐波分量,当三相绕组合成电流矢量与转子d轴夹角θ=0时,因绕组磁势起到了增磁的作用,d轴磁路趋于饱和,电感变小;当θ=π时,绕组磁势起到了去磁的作用,d轴磁路饱和度下降,电感变大;当时,绕组磁势独自作用在2交轴,对电感影响很小。电感值L与夹角θ的关系曲线如图1。
图1 永磁同步电机L-θ曲线
通过分析可得,因为阻抗的波动,恒幅值电压矢量施加在转子不同方向上,电流响应的两个极值分别在电压矢量掠过N极和S极时出现,且N极处的极值比S极的极值大。所以,检测电流矢量幅值达到最大时,计算出电流此时的相位即可判断出转子永磁体的N极的位置θN,将θN与求得的转子凸极位置做差,差值的绝对值若小于π/2,则转子的初始位置估计θr值跟实际位置相同;若差值绝对值大于π/2,则转子的初始位置估计值θr跟实际位置相反,把θr加或减π即可得到转子的位置。图2为转子位置估算流程图。
图2 转子位置估算流程图
5 高频注入法控制PMSM验证
在PSIM软件中搭建永磁同步电机的模型,电机控制部分采用MATLAB建模,将PSIM与MATLAB相结合的方式。采用空间矢量调制(SVPWM)的方式对PMSM进行控制,选用的PMSM参数如表1所示。
表1 仿真选用PMSM参数
主回路模型选择在PSIM中进行搭建,如图3所示。
图3 PSIM主电路设计
电机的控制模型则在MATLAB中进行搭建,在矢量控制的模型基础之上,将高频正弦和余弦信号加入在IPARK变换前的电压之中,经过IPARK变换产生SVPWM波形输送至PSIM的主电路模块,控制逆变器产生正弦电压控制电机。通过来采样电机的响应电流来判断电机的转子位置;利用电机的电流进行速度的估计作为电机控制的反馈量,将电机电流进行CLARKE变换并送至速度估计模块,并将估计量与实际量作比较。
高频注入的信号的频率的大小要合适,若频率过低,从PMSM数学模型可知电阻的压降的比例会增大,从而影响转子的检测精度;若频率过高,阻抗就会太大,响应电流很小不利于采集,易受其他信号干扰,而且对磁路饱和状况影响不大,凸极效应不会很明显。一般来讲,高频注入的信号频率大约为0.4~1 kH z。本次仿真采取的高频注入信号频率为500 Hz。
图4中电流是进入到PMSM之前的调制信号,此电流信号包含了基波电流、高频注入电流和高频响应电流。因此,从图4中可看出电机运行初,电流波形不再是规则的正弦波电流。将此得到的电流经过第3、4节所分析,经过带阻滤波器、同步轴系高通滤波器,得到含有转子位置信息的响应电流,再进行永磁体极性分析得到转子的实际位置。
图4 PSIM仿真高频响应电流曲线
仿真电机启动时间长度大约为3 s的转子角度值,如图5所示。从电机转子的实际位置与利用高频注入法估测转子位置的对比图看出,当注入高频旋转电压时,判断转子随机不确定,可能会出现如图5中0.5 s之前的不准确情况,随着不断纠正转子位置,大约0.8 s时刻基本与电机转子实际位置相符。
图5 MATLAB转子实际位置与估测位置对比图
6 结束语
本文通过分析PMSM在高频激励下的数学模型,分析了PMSM的主磁路饱和度及其对电感大小的影响,对高频注入法在PMSM启动时的转子初始位置检测进行了理论研究,并使用PSIM和MATLAB进行了实验仿真和验证。
(1)在PMSM无传感器控制启动时,利用高频注入法可以准确判断出转子初始位置;
(2)通过高频注入法的电流响应能够方便准确地实现永磁体的N/S极判断;
(3)若与其他控制方法相结合,能够实现PMSM从静止到高速运行的全范围无传感器控制。
参考文献
[1]葛永强,马赫.基于高频电压信号注入凸极PMSM无传感器控制的仿真研究[J].微电机,2011,44(9):41-47
[2]刘军,俞金寿.永磁同步电机控制策略[J].上海电机学院学报,2007,21(3):180-185.
[3]M BOUSSAK,许俟峰.内置式永磁同步电机无传感器速度控制和转子初始位置估计方法的应用及实验研究[J].大功率变流技术,2006,29(3):24-32.
[4]贾洪平,贺益康.基于高频注入法的永磁同步电机转子初始位置检测研究[J].中国电机工程学报,2007,27(15):15-20.
[5]梁艳,李永东.无传感器永磁同步电机矢量控制中转子初始位置的估算方法[J].电工技术杂志,2003,22(2):10-13.
[6]蔡名飞,周元钧.基于高频注入法的永磁同步电机转子初始位置检测[J].电力电子,2011,9(2):21-24.
[7]刘慧娟,傅为农.基于瞬态有限元永磁同步电机静止位置检测策略[J].北京交通大学学报,2012,36(5):1-6.
[8]FU W N,ZHOU P,LIN D,et al.Modeling of solid conductors in twodimensional transient finite-element analysis and its application to electric machines[J].IEEE Trans Magn,2004,40(2):426-434.
[9]FU W N,LIU Z J,BI C.A dynamic model of the disk drive spindle motor and its applications[J].IEEE Trans Magn,2002,38(2):973
永磁同步发电机电压调整方法 第10篇
【摘 要】针对永磁同步发电机输出电压随内部磁场的变化产生变化[1]，影响供电质量的缺点，提出一种永磁同步发电机电压控制的方法，通过将多抽头双绕组变压器高压边绕组串联接入发电机输出端，利用电压测量装置控制高低压绕组变比实现发电机输出电压的稳定。仿真结果表明，该方法可将变化明显偏离要求的输出电压调整到指标范围之内，使电压满足要求。
【关键词】永磁同步发电机；电压调节；变压器绕组；无触点开关
【中图分类号】TB857+.3【文献标识码】A【文章编号】1672-5158（2013）07-0384-01
1、引言
永磁同步发电机机采用永磁体取代电励磁，在运行中不存在励磁损耗，不需要从电网吸取滞后的励磁电流，大大节约了无功。永磁同步发电机并具有结构简单，运行可靠，体积小，质量轻等众多优点。近几年在汽车电源以及其他移动电源应用场合比传统的电励磁发电机有更多的优势，在移动电源领域永磁同步发电机越来越多的取代传统同步发电机。但是随着使用时间的变长，永磁总存在失磁现象，磁场变弱，导致输出电压不能满足要求。
目前，永磁同步发电机通过主要采用混合励磁中的电励磁部分来调节电机内部的磁场[2]，从而调节发电机的输出电压，使之满足电压调整率要求。但是，混合励磁发电机结构较为复杂，成本较高。
本研究利用变压器原理，在发电机外部进行电压调节[3]。当永磁同步发电机输出电压偏离额定要求时，通过控制装置调节变压器的变压比，对负载电压进行调节，使发电机到负载的输出电压满足要求。
2、带电压调整的永磁同步发电机[4]系统结构
利用双绕组变压器调节永磁同步发电机的系统结构如图1所示，主要由原动机，永磁同步发电机，多抽头双绕组变压器，变比控制器组成。抽头开关的关断采用晶闸管[ 5]实现。主要是利用晶闸管关断额定电流大，额定电压高，无电弧产生，并且可以实现高频变换的众多优点。
3、 电压调节工作原理
如图所示，三相双绕组变压器的高压边连接永磁发电机的输出端，将高压绕组不同的抽头通过控制开关接到输出端上。当发电机输出电压高于负载的额定电压时，将此变压器的高压边绕组通过控制开关增加绕组匝数；否则，通过控制开关减少绕组匝数。从而实现的不同变比的调节。
变压器高压绕组各抽头均用晶闸管控制通断，电压检测装置把输出电压反馈到控制器中，控制器在不同范围的电压下提供给相应的晶闸管门极电压信号，晶闸管触发导通即抽头实现了换接，利用变压器变比实现电压调节，使电压在可接受的范围内变化。
当检测到的输出电压U在以下范围时，所相对应的变压器变压比K如下所示：
通过上述控制装置，当发电机的电压为额定电压的0.87至1.25倍时，通过利用变压器高压绕组抽头的切换的调节功能，使二次侧电压稳定在Un2（1±2.5%）范围内，即实现率输出电压的调节。
4、系统仿真实验
为验证本文方案的可行性，按照上述思路，在matlab平台下利用Simulink工具箱建立了系统的数学模型，进行仿真实验。由于三相电压的对称性，此次仿真只对一相电压进行仿真实验。为了使模型简化，永磁同步发电机采用一个交流电压源代替，实验中通过调节交流电压源的电压有效值，来模拟永磁同步发电机因磁场变化而导致输出电压的变化。
在实际中，永磁同步发电机使用时间过久后，永磁体的磁场会变弱，导致输出电压变小。但也有可能使用时收到外界磁场的干扰导致磁场增强。最终会出现两种结果：随着时间的推移，输出电压的有效值在逐渐变小；随着时间的推移，输出电压的有效值在逐渐变大。所有的这些变化都是较长时间累计的结果，就某次短时间使用永磁机而言，其输出电压一般不会变化，但输出电压会偏离额定值较大。两个图分别反映了在两种情况下，有调节装置和无调节装置时，负载电压有效值的变化趋势。仿真实验中，我们以380V作为额定电压。（见图2、3）
观察图像可得，随着输出电压的变化。有调节装置时，通过调节装置来实现不同的变比，从而实现与额定电压380V相差甚小，最大相差不到30V（相差小于10%）实现了调压作用。无调节装置，输出电压随着时间的推移变化幅度很大，这种情况下，负载往往由于电压过高或者过低而不能正常工作。
通过对比可以得知，本文所设计的电压调节装置可以使输出电压调整离额定电压偏差较小的范围内，起到了电压调节的作用。
5、结论
利用本文提出了永磁发电机输出电压外部调节控制的方法，采用了多抽头变压器与发电机串联的方式，通过调节变压器的抽头方法来改变输出电压，避免了采用价格昂贵、结构复杂的混合励磁机。利用晶闸管来实现无触点切换抽头，使切换时不会出现电弧危险，并且可以实现高频率的变化。最后对该方法进行了仿真，验证了该方法的可行性。
参考文献
[1] 刘林，吴强.永磁发电机电压变化率的研究[J].船电技术，2011， 31（8）：2-3
[2] 付兴贺，邹继斌，齐文娟，FU Xinghe，ZOU Jibin，QI Wenjuan.混合励磁同步发电机电压控制原理分析与实现[N].西南交通大学学报， 2010，45（1）：2-5
[3] 吴义勇，孙旭东，柴建云，WU Yi-yong，SUN Xu-dong，CHAI Jianyun. 永磁磁阻发电机的电压控制[J].电工电能新技术，2006，25（4）：1-3
[4] 胡雪松. 直驱永磁同步风力发电系统功率平滑策略的研究与控制系统设计[D].重庆： 重庆大学博士学位论文， 2010.5
永磁同步电机伺服系统的模糊控制 第11篇
永磁交流伺服系统具有稳定性好、速度快、精度高的特点,广泛应用于机床、机械设备、搬运机构、印刷设备、装备机器人、加工机械、高速卷绕机、纺织机械等场合,满足了传动领域的发展要求[1,2]。
永磁交流伺服系统包括永磁同步交流伺服电动机及全数字交流永磁同步伺服驱动器两部分。伺服驱动器由两部分组成:驱动器硬件和控制算法。控制算法是决定交流伺服系统性能好坏的关键技术之一。
模糊控制技术是近代控制理论中的一种高级策略和新颖技术。三维模糊控制器[3]拥有良好的控制效果及性能,但需要巨大的计算机容量,并且由于设计的复杂性无法适应于在线计算。二维模糊控制器相当于变系数的PI或PD控制器[4,5],当系统模型或参数改变时,二维模糊控制器不能自动调整,导致其控制效果不够好。
基于以上原因,本文提出了一种新的自适应模糊PI+模糊ID控制器,如图1所示,该控制器具有快速性、在线计算简单、且能够降低稳态误差的优点。
1 自校正模糊控制器
具有三个控制器输入的常规线性PID控制器,其控制器输出信号可由公式(1)给出。
其中,KP、KI、KD为控制器比例、微分及积分常数;TS为采样时间;Δe(n)及Δ2e(n)为误差变化及误差变化率,由式(2)确定。
式中,r(n)为理想输入采样;y(n)为实际输出采样。
根据公式(2),能够构造以下结构:
基于公式(3),本文提出了一个新的PID模糊控制器,其结构如图2所示。该控制器由模糊PI控制器FC1和模糊ID控制器FC2组成。r(kt)为参考输入,y(kt)为过程输出;控制器输入变量包括误差e(kt)、误差变化ec(kt)及误差变化率ed(kt)。Δu(kt)为控制器输出量。G1为误差增益,GP为误差变化增益,GD为误差变化率增益,Gu为输出增益。
本文提出的模糊PI+模糊ID控制器输入级输出按式(4)及式(5)进行模糊化:
模糊PD控制器FC1的控制规则为:
R1:若G1e(kt)为正,且GPec(kt)为正,则Δu1(kt)为正。
R2:若G1e(kt)为正,且GPec(kt)为负,则Δu1(kt)为零。
R3:若G1e(kt)为负,且GPec(kt)为正,则Δu1(kt)为零。
R4:若G1e(kt)为负,且GPec(kt)为负,则Δu1(kt)为负。
模糊ID控制器FC2的控制规则为:
R5:若G1e(kt)为正,且GDec(kt)为正,则Δu2(kt)为正。
R6:若G1e(kt)为正,且GDec(kt)为负,则Δu2(kt)为零。
R7:若G1e(kt)为负,且GDec(kt)为正,则Δu2(kt)为零。
R8:若G1e(kt)为负,且GDec(kt)为负,则Δu2(kt)为负。
2 仿真及讨论
利用本文提出的自校正模糊PI+模糊ID控制规律,对永磁同步电机伺服系统进行了仿真。其控制系统如图2所示,包括永磁同步电机,空间矢量脉宽调制器、电压逆变器、磁场定向装置、坐标变化模块、速度控制环。
系统仿真结果如图3所示。其中,控制器的参数分别选取为:①对于传统的PID控制器,KP=9,KI=40Ts,KD=0.5/Ts,TS=0.001。②对于模糊PID控制器参数选取为:GP=1.6,GI=0.008,GD=90.0,Gu1=100,Gu2=100,L=1,TS=0.001。
永磁同步电机的参数如表1所示。
http://moviebox.baofeng.net/newbox1.0/movie/comic/p2p/list-type-3-ishot-1-sid-2-p-1.shtml 仿真时,考虑了轴及负载转矩扰动的变化,且速度控制系统工作在额定状态。负载转矩初始值为4N·m,0.8s时上升到10N·m。由图3可以看出本文提出的控制器无论在跟踪及负载调整方面均具有显著的效果。
转动惯量取为额定值的十倍,同时运用自适应模糊PI+模糊ID控制器及传统PID控制器对电机控制系统进行了仿真。仿真结果如图4所示。其中曲线A为自适应模糊PI+模糊ID控制器仿真结果,曲线B为传统PID控制器的仿真结果。 由图中 可以看出,自适应模糊PI+模糊ID控制器的作用效果较传统方法明显改进。
对于永磁同步电机伺服系统,本文提出的自适应模糊PI+模糊ID控制器在电机低速运行时,对于预防参数变化及负载扰动具有良好的效果。
3 结束语
自适应模糊PI+模糊ID速度控制器具有速度快、在线计算简单及降低稳态误差的特点。仿真结果表明本文提出的控制规律不仅能够提高系统的跟踪能力,而且能够提高永磁同步电机伺服系统的鲁棒性。
参考文献
[1]Vas P.Vector Control of AC Machines[M].New York:OxfordUniversity Press,1990.
[2]刘刚,王志强,房建成.永磁无刷直流电机控制技术与应用[M].北京:机械工业出版社,2008.
[3]HE S Z,Tan S,Xu F L.Fuzzy gain scheduling of PID controller[J].IEEE Transaction System Man Cybern.1993,8(23):1392-1398.
[4]Yanan Z,Collins E G,Jr..Fuzzy PI control design for an industrialweigh belt feeder[J].Fuzzy Systrms,IEEE Transactions on.2003(11):311-319.
【永磁同步电机控制】相关文章：
永磁同步电机非线性控制策略研究09-13
永磁同步电机06-05
永磁同步直线电机06-09
异步起动永磁同步电机08-01
永磁同步电机驱动系统效率分析论文02-01
现代永磁电机技术07-26
永磁直流电机09-11
永磁风力发电机06-27
永磁汽油发电机09-02
永磁机构07-07