直流电压法范文

2024-06-05

直流电压法范文（精选7篇）

直流电压法第1篇

输电线路发生故障造成停电,对国民经济中的各个行业均造成较大影响,对于一级负荷,一般设有后备电源,如果后备电源也失去,将会造成重大的财产损失和人生伤亡事故,或者造成重大的政治影响;对于二级负荷,将会造成较大的经济损失和较大政治影响,停电也会对人民生活造成诸多不便。由于城市街道、院校、医院、工厂等利用电力电缆供电的情况越来越普遍,因找不到故障点而导致整条电缆线路报废的情况,在供电区域中时有发生。这种情况不仅造成难以估计的停电损失,而且还带来重新更换,敷设电缆的巨大经济损失[1,2]。因此,故障点的快速、准确定位对提高供电可靠性具有重要的实际意义。有的农网线路甚至翻山越岭,延伸十几公里,多处“T"型连接,使查找工作更为困难。因此,如果能快速定位故障点的大致位置,将大大减少查找故障点的工作量,也将减少停电时间。现有的低压电力电缆故障检测装置存在一些不足,无法满足低压电力电缆故障检测的需要,配网架空线路故障测距装置也是一项急待研究的领域[3]。本文主要针对故障点直流电压补偿法在配电线路故障测距装置中应用问题进行分析讨论。

1 配电线路故障测距的故障点直流电压补偿法

1.1 低压电力线路数学模型的建立

要测量输电线路故障距离,首先应做模拟试验,而模拟试验应先建立低压电力线路的数学模型。输电线路的模型可用图1表示,线路的参数分别有电阻、电抗、电导和电纳,这些参数是沿线路长度均匀分布的,为了计算方便,当线路长度在300 km以内时,常将常将分布参数用集中参数R、X、G、B表示,中、低压电力线路与高压电力线路相比,有以下特点:

1)电压等级较低,不存在电晕损耗,故可以认为电导G≈0,可以忽略不计;

2)线路长度较短,一般为几公里到十几里,电容很小,对应的电纳B≈O,可以忽略不计;

3)中低压架空配线路参数一般可用简化等值电路模型表示,用集中参数电路模型来计算架空线路的故障距离,可以反映配电线路故障的真实情况。

1.2 直流电压补偿法及误差分析

故障点直流电压补偿法就是在测量故障点的距离时,利用数学计算的方法,补偿故障点的电压,使故障点存在的电阻电压降不对测量结果构成影响的一种方法。

理论上分析,直流电压补偿法故障测距产生误差的原因,主要有下列几种:

1)故障点电阻太大,测距电流过小,故障线路上的压降过小,使测距造成误差。

2)故障点太近,线路电阻太小,故障线路上的压降过小,使测距造成误差。

3)线路上存在感应的交流电,使测距造成误差。

4)测量时,环境温度不等于250C而造成的误差。

5)测量时,元件参数变化造成误差。

1.2.1 故障点电阻过大造成的误差及消除方法

测距时的外加电动势E一定,若故障点电阻Rf很大时,电流I很小,故障线路的电压Ir0Lx=UBA≈0,很难测出故障参数。解决办法就是增加电源电压,使线路电流增大,从而使故障线路电压降增大,测量出故障距离。另外,使用高灵敏度的测量装置,也是解决办法之一。

1.2.2 故障距离太近造成的误差及解决措施

故障点太近时,线路电阻很小,Ir0Lx≈0,而测距装置电源提供的电流是有限的,因而故障线路的电压Ir0Lx=UAC-UBC=UAB≈0,很难测出故障参数。解决办法就是出现这种情况时,直接判断故障点就在距测量点10米之内。

1.2.3 线路存在感应交流电造成误差的解决措施

目前,我国的农村和城市的配电线建设步伐加快,电网星罗棋布,每条线路都有机会与其他同电压等级或不同电压等及的线路交叉,以及同杆架设,这会造成当一条线路由于故障退出运行后,虽然经过放电,仍会存在一定的感应交流电压,这对线路故障测距造成较大误差,因此必须想方设法消除感应交流电对测量误差的影响。解决的措施有两种:一种是采用模拟的低通滤波电路,滤掉交流感应电压,另一种是采用数字滤波技术,滤掉交流感应电压。采用模拟的低通滤波电路时,其优点是原理简单,容易实现,但由于需用到电容和电阻,使整个装置的体积变大,电路结构也变得复杂。如果采用数字滤波技术,会提高测量的精度,同时也会装置的结构得到简化,因而应优先考虑采用这种方法。

1.2.4 温度变化对测量误差影响及解决措施

温度变化对测量误差的影响有两方面:一方面是由于环境温度变化,使得线路参数随之发生一定的变化,造成测量误差,这部分误差可以通过查线路的电阻温度系数,在编写程序加以考虑,计算的时候加以补偿,测量时,只需输入即时温度,测距装置便可自动补偿。另一方面是由于仪器在使用时,温度变化,造成一些元件的参数发生相应的变化,从而影响到测量结果,对这部分误差,在实际中,主要是通过开机预热,使仪器温度达到稳定温度后再进行测量,从而减小温度变化对测量的影响。

2 故障点直流电压补偿法的配电线路故障测距装置研制

2.1 故障测距装置的构成

基于故障点直流电压补偿法的配电线路故障测距装置,主要由测距部分和电源部分组成,测距部分包括信号输入、Atmegal6单片机、显示器、按键等组成。故障测距装置的电源主要是由两部分组成,一部分是提供测量用的加在故障线路上的电源电压,另一部分是给测距部分提供的工作电压。测距部分的单片机、显示屏以及测量电源的控制电路均由5V电源供电,测量用的电源电压主要由12V直流蓄电池供电,经变换后得到连续可调的0-200V的直流电压,以满足测距的需要。测距部分由信号输入、低通滤波、Atmegal6单片机、显示屏、按键等组成。

2.2 测距部分

2.2.1 信号输入

由于Atmegal6单片机只能接受0-+5V之间的电压,必须把测量的输入量变换后才能送到单片机。测量时,线路的电压降可通过装置的电压表来监测,保证其值不超过5v。电流量必须变换成电压量,才能输入。

为了减小测量误差,标准电阻可以实测,然后再通过按键输入到单片机,易于修改。另外,建立了输电线路各种规格型号电阻的数据库,在测量时,只须输入线路型号,程序即可调出该型号导线电阻r0,当然,也通过按健直接输入电阻值,在程序中计算出线路的电阻及相应故障点的距离,测量结果可显示在液晶屏上。

2.2.2 低通滤波

因离线测量时,线路大多数存在50Hz感应交流电,这对测量造成很大干扰,使测量造成误差。因此,要考虑把感应交流电过滤掉的低通滤波电路。传统的低通滤波电路,针对某一频率,一般选50Hz。

直流电压衰减很小。采用传统的低通滤波电路时,具有容易实现的优点,但电路结构复杂,同时由于采用到电容和电阻,这将会使装置体积增大,且不能滤除50Hz以上频率的感应交流电。如果采用数字滤波技术,用软件的方法在单片机中实现滤波,这样会提高测量的精度,同时也会减小装置的体积和重量,因而本装置采用数字滤波技术。

由于交流感应电压的频率一般为50Hz,与无线通信的感应电阻远大于50 Hz,即在停电线路上,交流感应电压频率一般均在50 Hz以上,因此,要将交流感应电压完全过滤,而对直流分量没有衰减,可设计低通滤波器的指标为:

采样周期:T=0.00166666(采样频率;600Hz):

模拟指标:fc=1Hz:δc≤3d B,fst=10Hz:δst≥40d B

数字指标:ωc=0.0033Π;δc≤3d B,ωst=0.033Π,δst≥40d B

如果频超过50Hz,则衰减的分贝更大。可见,经过数字低通滤波后,50Hz及以上交流电压基本可以过滤,交流感应电对测量结果几乎没有影响。

2.2.3 ATmegal6型单片机

ATmegal6有一个10位的逐次逼近型ADC。ADC与一个8通道的模拟多路复用器连接,能对来自端EIA的8路单端输入电压进行采样。单端电压输入以OV(GND)为基准。器件还支持16路差分电压输入组合。两路差分输入(ADCI、ADCO与ADC3、ADC2)有可编程增益级,在A/D转换前给差分输入电压提供0d B(1x)、20d B(10x)或46d B(200x)的放大级。七路差分模拟输入通道共享一个通用负端(ADCl),而其他任何ADC输入可作为正输入端。如果使用1x或10x增益,可得到8位分辨率。如果使用200x增益,可得到7位分辨率。ADC包括一个采样保持电路,以确保在转换过程中输入至UADC的电压保持恒定。

2.2.4 抗干扰措施

装置采取了一些抗干扰的措施,这些措施分为硬件措施和软件措施。干扰窜入系统的渠道主要有三条,即空间干扰(场干扰),通过电磁波辐射窜入系统;过程通道干扰,干扰通过与主机相联的前向通道、后向通道及与其它主机的相互通道进入。抗干扰措施有硬件措施和软件措施。硬件措施如果得当,可将绝大部分干扰拒之门外,但仍然会有少数干扰进入微机系统,故软件措施作为第二道防线必不可少。由于软件抗干扰措施是以CPU为代价的,如果没有硬件消除绝大多数干扰,CPU将疲于奔命,无暇顾及正常工作,严重影响系统的工作效率和实时性。因此,一个成功的抗干扰系统是由硬件和软件相结合构成的。

硬件抗干扰措施中,空间干扰可用良好的屏蔽与正确的接地、高频滤波加以解决。主要是电源抗干扰、光电隔离抗干扰、配置去耦电容等措施,电源抗干抗措施是采用独立的直流电池供电。在输入和输出通道上采用光电隔离器来进行信息传输是很有好处的,它将微机系统与各种传感器、开关、执行机构从电气上隔离开来,很大一部分干扰将被阻挡。软件抗干扰采用了人工复位、指令冗余、采用Watchdog等措施。对于失控的CPU,最简单的方法是使其复位,程序自动从0000H开始执行。为此只要在单片机的RESET端加上一个高电平信号,并持续10ms以上即可。

3 结束语

本文分析了低压架空配电线路和电缆线路参数特点,提出了低压配电线路故障测距的新方法一故障点直流电位补偿法。并在此基础上,制定出了低压配电线路相间短路和接地短路故障点的测距方法,对于装置各个部分进行详细设计分析,指出测距装置不仅可用于低压输电线路故障测距,也可用于高压输电线路电阻参数的测量,且带有数字低通滤波,可抵抗线路感应电压的影响,测量精确度较高。

摘要：本文分析了架空配电线路和电缆线路参数特点,提出了配电线路故障测距的方法-故障点直流电压补偿法。并在此基础上,制定出了配电线路相间短路和接地短路的故障点测距方案,设计了测距装置电路图,包括测距板和电源部分。

关键词：配电线路,故障测距,故障点直流电压补偿法

参考文献

[1]周雪松,张书瑞,马幼捷.静止同步补偿器(STATCOM)原理及性能分析研究[J].机械设计与制造,2009(12).

[2]李维赞,王吉岱,孙爱芹.输电线路巡检机器人的设计与控制系统研究[J].制造业自动化,2008,30(11).

直流电压法第2篇

天广 (天生桥至广州) 直流输电系统2001年6月建成投运, 2007年4月极Ⅰ直流线路电压开始出现波动现象, 广州换流站极Ⅰ直流线路电压波动范围约20 k V, 较正常值偏低, 天生桥换流站极Ⅰ直流线路电压波动范围约15 k V, 较正常值偏高。持续的电压波动造成系统运行不稳定, 并可能会引起相关保护或控制功能的误动[1]。近年来高肇直流输电系统极Ⅱ直流线路电压也出现了类似的电压波动现象[2]。天广直流输电系统和高肇直流输电系统使用的直流电压互感器均为进口产品, 参考文献[1]和参考文献[2]的研究表明直流电压互感器传感模块故障是引起直流线路电压波动的主要原因, 参考文献中同时提出了更换传感模块解决直流线路电压波动的措施。本文以天广直流输电系统极线直流电压互感器为例进行分析, 天广极线直流电压互感器配置了11个传感模块, 11个传感模块同时并接于直流分压器低压分压板的同一信号输出端, 当一个传感模块发生故障导致其输入阻抗变小时, 会引起其它传感模块的输出信号均产生异常, 使直流电压互感器的测量信号出现整体波动的异常现象。本文设计了一种二次阻容分压电路, 使多个传感模块的输入信号相对独立, 一个传感模块故障不会引起其它传感模块测量信号的波动, 较好地解决了天广直流电压互感器存在的多个传感模块采样信号相互影响的问题, 提高了直流电压互感器的稳定性。

1直流电压互感器的原理

天广直流输电系统使用的直流电压互感器为进口产品, 其原理如图1所示。直流电压互感器由直流分压器、二次分压板及传感模块等部件构成, 直流分压器将被测一次高电压V1变换为中压信号V2 (V2额定值为50 V) , 二次分压将中压信号V2变换为低压信号V3 (V3额定值为5 V) , 传感模块就地采集二次分压板的输出信号并将其转换为数字信号通过光纤输出给控制室的直流控保装置使用, 直流电压互感器根据直流控保装置的配置需求需要配置多个传感模块, 多个传感模块并接于二次分压板的同一个信号输出端。传感模块的工作电源由直流控保装置内的激光器提供, 激光器发送的激光通过光纤送至传感模块, 传感模块内的光电转换器将激光能量转换为电能给传感模块提供工作电源。

2缺陷分析

由图1可见, 多个传感模块并接于二次分压板的同一个信号输出端, 当一个传感模块故障引起其输入阻抗发生变化时, 必然会使二次分压板的输出信号V3发生变化, 从而使其它各传感模块的输出信号均发生波动, 使接至此直流电压互感器的所有直流控保装置得到的直流电压信号均出现异常波动, 这样不仅易引起直流保护或控制误动, 而且不利于快速定位故障原因。

下面以天广极线直流电压互感器为例进行具体分析, 如图2所示为天广极线直流电压互感器原理图, 极线直流电压互感器配置了11个传感模块, 其中5个模块的输出信号分别接至极Ⅰ直流控制和直流保护的5个装置, 还有5个模块的输出信号分别接至极Ⅱ直流控制和直流保护的5个装置, 传感模块的输入电阻为500 kΩ, 输入电容为2.5 n F。根据图2的器件参数, 假设直流分压器一次电压保持500 k V不变, 有1个传感模块发生故障, 其输入电阻在0~500 kΩ之间变化, 二次分压板的输出信号会随着故障模块输入电阻的变化而变化, 其变化关系如图3所示, 图中横坐标为故障传感模块的输入电阻, 纵坐标为二次分压板输出信号。由图3可见, 二次分压板的输出信号会随着故障传感模块输入电阻的降低而降低, 当故障模块输入电阻变至140 kΩ时, 各模块输出的直流电压测量值约475 k V (95%UN) , 当故障模块输入电阻变至75 kΩ时, 各模块输出的直流电压测量值约450 k V (90%UN) , 当故障模块输入电阻变至40 kΩ时, 各模块输出的直流电压测量值约为400 k V (80%UN) , 严重时, 当故障模块输入端短路, 则所有模块均无输出信号, 会导致直流控制保护误动。单一传感模块故障将导致所有传感模块输出值一同波动, 很难定位故障模块, 必须停电更换所有传感模块以解决单一模块损坏导致的电压波动问题。

3改进措施及分析

针对天广直流电压互感器的设计缺陷, 南京南瑞继保电气有限公司与南方电网超高压输电公司广州局联合对天广直流输电系统的直流电压互感器进行了改进。

为了解决单一传感模块故障导致各传感模块的测量值均出现异常波动的问题, 本文对直流电压互感器的二次分压板进行了改进设计, 将二次分压板设计为11个独立的阻容分压单元, 每个阻容分压单元的输出端只接一个传感模块, 如图4所示, 这样可使各传感模块的输入信号相对独立, 从而解决单一传感模块故障引起其它传感模块测量值均出现异常波动的问题。

阻容分压单元器件参数的选择一方面要保证传感模块的输入信号不变, 另一方面要保证二次分压板的等效输入电阻和等效输入电容不变, 同时阻容分压单元的高压臂和低压臂应具有相同的时间常数, 这样才能使改造后直流电压互感器的分压比及频率特性保持不变。

图5给出了改造后直流电压互感器单一传感模块输入电阻变化对故障传感模块输入信号及正常传感模块输入信号的影响, 图中横坐标为故障传感模块的输入电阻, 纵坐标为传感模块输入信号电压, 曲线1反映了故障传感模块输入电阻变化对其输入信号的影响, 曲线2反映了故障传感模块输入电阻变化对正常传感模块输入信号的影响。

由图5可见, 当故障传感模块的输入电阻在0~2 000 kΩ范围变化时, 故障传感模块的输入信号会随其输入电阻的变化而出现较大的波动, 相应的故障传感模块输出的测量值亦会出现较大的波动, 但正常传感模块的输入信号受故障传感模块的影响很小, 即使故障模块输入端短路, 其它正常模块的输出信号也不会出现明显变化, 不会导致直流控制保护误动。

改造后的直流电压互感器能够保证各传感模块相对独立, 避免了单一传感模块故障导致各模块输出的测量值均出现异常波动的问题, 同时可以快速定位故障。实际运行表明改进措施有效地解决了直流电压互感器的设计缺陷, 解决了系统直流电压异常波动的问题。

4结语

天广直流输电系统极线电压波动的异常现象暴露出进口直流电压互感器的设计缺陷, 本文对直流电压互感器的设计缺陷进行了分析, 并提出了改进措施。2010年4月, 南京南瑞继保电气有限公司对天广直流输电系统的直流电压互感器进行了全面改造, 改造后的直流电压互感器运行3年多来, 未再出现因单个传感模块故障导致系统电压异常波动的问题, 系统运行稳定性得到明显提高。天广直流电压互感器的缺陷及其造成的后果表明, 今后在直流电压互感器的设计及选型时应注意二次分压板的设计, 避免因单一传感模块故障引起其它正常传感模块测量值整体波动, 从而导致产生系统运行不稳定的异常现象。

参考文献

[1]张海凤, 朱韬析.天广直流输电系统极Ⅰ电压异常波动原因及其影响分析[J].电力系统自动化, 2007, 31 (24) :102-104.

直流电压法第3篇

从经济性、控制的复杂程度、系统性能等方面综合考虑,二极管箝位(NPC)三电平变流器在工程中得到了较广泛的应用。在多电平变换器的控制中,SVPWM技术除按参考矢量生成输出电压外,还必须考虑抑制中点电压偏移与波动问题[1,2,3]。

目前,大量的对中点电压偏移与波动的分析均以直流电压恒定为前提,即直流电压为外部恒压源[4,5,6,7,8]。对于中线无引出的三电平变流器,当三电平变流器的闭环控制系统不需控制并稳定直流母线电压时,即直流电压由外部电源提供,基于此前提的分析过程与结论是适用的;当其直流电压由其自身的闭环系统控制时,直流电压不再是一个外部恒压源,而是一个电流控制电压源,若再以直流电压为恒压源作为分析此类变流器中点电压的前提,是不正确的。

由于电容电流的变化直接反映了电容电压的变化,因此,本文以直流电压为受控电压源作为前提,分析并推导出了直流电压自控制三电平变流器应用标准SVPWM与虚拟矢量合成SVPWM技术时的电容电流表达式,并得到了2种方法的中点电压平衡控制能力随调制比m与功率因数变化的规律。理论分析与仿真结果均表明,在直流电压自控制三电平变流器中,2种SVPWM技术均会使电容电流产生3次谐波,而直流母线电压波动与采用的中点电压平衡控制无关;2种方法的中点电压平衡控制能力均受功率因数与调制比影响,但标准SVPWM技术在调制比(m=U/Udc)m>0.5时的部分区域会失去瞬时控制能力;虚拟矢量合成SVPWM技术在电容C1与电容C2上产生的3次谐波同相,在m>0的整个区域内,均具有中点电压平衡的瞬时控制能力。

1 中点电压平衡控制策略

三电平电压空间矢量图的每个扇区内部有2种划分模式,以扇区Ⅰ为例,一种是标准的划分方式[9,10,11,12,13],见图1(a),将扇区中的基本矢量相连,可得到4个子区域;另一种是将中矢量U3用虚拟矢量U′3代替[14,15],见图1(b),其优点在于通过开关模式的合理选择,可使SVPWM具有中点电压的自平衡能力。

中点电压平衡控制的基本思想依然是通过实时、动态地调制短矢量的作用时间,控制电容充放电,实现中点电压平衡。常用的滞环控制是一种定性的、较粗略的控制[1],考虑算法的简化与控制效果,借鉴文献[2-3]的思路,本文在滞环控制中引入控制系数k实现对中点电压的定量控制。其基本原理是:在保证短矢量在每个开关周期内总作用时间不变的前提下,根据检测到的中点电压和交流电流方向,实时调整正、负短矢量的作用时间,实现中点电压的平衡控制。

以扇区Ⅰ为例,令k=Δudc/ΔUmax(-1≤k≤1),则正、负短矢量作用的占空比可按表1计算。其他扇区正、负短矢量的占空比也可按同样方法推出。其中,d1、d2与dm分别为短矢量U1、U4与中矢量U3的占空比。

2 标准SVPWM技术中点电压平衡能力

2.1 直流电压自控制变流器工作状态分析

直流电压自控制三电平变流器的电路见图2。

由于直流电压由变流器闭环控制系统实时控制,直流电压相对变流器是一个电流控制电压源,同时,大矢量对中点电压无影响,故以扇区Ⅰ为例,根据图2与各矢量作用定义,只画出对中点电压有影响的短矢量与中矢量对应的等效电路,如图3所示。

从图3中可以看出,电容电流由负载电流与电源电流决定,同时,根据该等效电路可得电容C1与电容C2在各矢量作用时的电流表达式(表2);iC=iC1+iC2则直接反映了直流母线电压的变化。

2.2 标准SVPWM技术电容电流分析

根据标准SVPWM技术原理与表2,可写出参考矢量在扇区Ⅰ时,流过电容C1与电容C2的电流iC1_Ⅰ与iC2_Ⅰ(大矢量产生的电流对中点电压无影响,故在式中略去)。

同理,可得到参考矢量在其他扇区时的电容电流。通过推导与分析可知,iC1、iC2均为3次谐波。

为得到标准SVPWM中点电压平衡控制能力的理论极限,可假设中点电压始终偏低,需对C1放电、对C2充电才能使中点电压平衡,只需分析iC2在一个基波周期中的最小值iC2_min与平均值iC2_av,即可得该理论极限。图4为iC2_min与iC2_av随调制比m和功率因数角φ变化的三维图(电流均为标幺值,图5同)。

从图4可看出以下几点。

a.对于同一调制比,iC2_min随功率因数增大而增大。功率因数越高,中点电压平衡的控制能力越强;功率因数越低,中点电压平衡的控制能力越弱。

b.对于同一功率因数,调制比m=0.5时,iC2_min最大,中点电压平衡能力最强;m减小时,iC2_min减小,但iC2_min≥0;m增大时,iC2_min减小,并且在m增大到一定值后的部分区域,iC2_min变为负值,此时三电平变换器失去了瞬时控制中点电压平衡的能力,中点电压将出现低频纹波,故m>0.5的中点电压平衡能力弱于m<0.5的中点电压平衡能力。

c.由于iC2_av≥0,故三电平变换器在全区域范围内,能在一个基波周期内控制中点电压达到平衡。

3 虚拟矢量合成SVPWM技术中点电压平衡能力

同样以扇区Ⅰ为例,当参考矢量不在A1子区域时,只有虚拟矢量U′3会对中点电压的平衡产生影响,其对电容电流的影响由短矢量100与221、中矢量210共同决定,结合图3的等效电路,可写出虚拟矢量作用时电容电流的表达式:

由式(3)可知,在虚拟矢量的作用下,上电容C1与下电容C2流过的电流相等,对中点电压无影响。在扇区Ⅰ中的电容电流(略去大矢量产生的电流)为

同理,可推得其他扇区电容电流的表达式。

通过推导与分析可知,电容电流iC1、iC2同频同相,均为3次谐波。

采用同样的假设与分析方法,分析虚拟矢量合成SVPWM中点电压平衡控制能力的理论极限,图5为iC2_min与iC2_av随m与功率因数角φ变化的三维图。

从图中可看出:

a.由于iC2_av≥0且iC2_min≥0,故三电平变换器在全区域范围内,具有很强的中点电压瞬时平衡控制能力;

b.对于同一调制比,功率因数越高,中点电压平衡控制能力越强;

c.对同一功率因数,调制比m=0.5时的中点电压平衡控制能力最强,当m≥2/3时,iC2_min=0,但iC2_av≥0,说明变换器并没有失去对中点电压的瞬时控制能力,但m>0.5的中点电压平衡能力弱于m<0.5的中点电压平衡能力。

在直流电压自控制三电平变流器中,虚拟矢量合成SVPWM比标准SVPWM具有更好的中点电压瞬时控制能力。

4 仿真分析

变流器参数:直流电压1000 V,C1、C2为10 mF,系统容量1 MV·A,ΔUmax为10 V,采样频率9 kHz,开关频率1.5 kHz,死区5μs,控制系数k[-0.5,0.5]。整流器出口与电网之间接LCL滤波器。

以m>0.5为例,对变流器工作在单位功率因数与零功率因数时,采用2种SVPWM技术的情况进行了对比分析,图6为仿真波形(n为采样点)。

从图6可看出,2种方法产生的uC1、uC2、udc特点及规律与理论分析一致。由于udc与中点电压平衡控制无关,故在同样系统参数条件下,2种调制技术产生的直流电压波动范围基本相同,但虚拟矢量合成SVPWM产生比标准SVPWM更小的中点电压波动。

5 结论

直流电压自控制三电平变流器的直流母线电压相对该变流器是电流控制电压源,故不能以直流电压恒定为前提分析此类变流器的中点电压平衡问题。

直流电压变换电路的分析与调试第4篇

一、直流斩波的概念

直流斩波就是利用电子开关的通断使直流电时通时断, 通过改变电路通断的时间比例, 来可以改变其直流平均电压的大小, 如图1所示。将直流电压部分导通, 来实现有效值变化。由于这种控制方式好像是将直流电压波形斩去一些, 所以称为“斩波”。图 (1b) 导通时间为一个周期T的

1/2, 所示平均电压 (U为直流电压) 。

UUav21=图 (1c) 导通时间为一个周期T的1/4, 所以。

Uav=直U1流斩波波形的特点是方波脉冲的幅值相同, 而其宽度不同。取其有效值作为输出电压。

图1直流斩波电压波形及平均值 (Uav)

直流斩波输出电压变化规律:

0<α<1/2时为降压电路, 1/2<α<1时为升压电路。

二、直流斩波升压电路

(1) 图 (2a) 为直流斩波升压电路。

图中U为直流电源, 电压为U, L为储能电感, VT为开关管 (此处为双极晶体管, 也可以改用场效应管或IGBT管) , C为储能电解电容, VD为隔离二极管, 为负载。

(2) 由图可见, 直流电源通过L和VD向电容C充电, 直至电容电压升至U, 充电过程才结束。电容及负载上的电压极性为上正、下负。

(3) 当开关管VT导通时, 电流流过电感L, 使电感储存磁能。 (这时虽然VT管两端电压很小, 但因二极管VD的隔离作用, 电容不会对它放电) 。

(4) 当开关管VT突然截止 (关断) 时, 已储能的电感L, 将通过二极管VD对电容C充电 (电感释放能量) , 使电容电压在原来的基础 (=U) 上, 继续升高。由于开关管的触发脉冲电压频率较高, 因此电容C上将维持高于U的电压。整定触发脉冲波形的占空比, 即可调节电容电压 (亦为输出负载电压) 的大小。

三、直流斩波升、降压电路

对照图2b) 与图2a) , 不难发现:图中VT管与电感L的位置互换了, 而且二极管VD的极性也相反了。由图可见, 在初始情况下, 开关管VT不导通时, 电容C上是没有电压的。

(1) 当VT管导通后, 就有直流电流i通过电感L, 使电感储存磁能。此时, 由于二极管VD的阻断作用, 此时直流电源对电容C不构成通路。

(2) 当VT管截止时, 由于电感L的续流作用, 将有通过二极管VD向电容C充电。由图不难看出, 此时电容电压的极性已与电源电压相反。此时电容上的电压的大小, 将由开关管VT的触发脉冲的占空比来决定, 增加电感L的通电时间, 就会在电容上产生较高的电压, 此电压可以高于电源电压U, 也可以低于电源电压, 从而构成升、降电路。

4. 由DC-DC集成电压变换模块构成的电压变换电路

由于通常DC-DC变换电路所需元件较多, 电路较复杂, 因此, 在DC-DC变换电路中常使用专用的集成电路。专用集成DC-DC电压变换电路模块有多种, 如DC-DC变换器MC34063A就是其中常用的一种。

图3为MC34063A的内部结构组成示意图

MC34063A共有8个引脚, 内有开关管及激励管, 有带温度补偿的1.25V基准电压源, 有比较器和能限制电流及控制周期的振荡器。其主要参数为:最大电源电压40V, 比较器输入电压范围为-0.3~40V, 驱动管集电极电流为100mA, 开关电流为1.5A。

5. MC34063A的应用

(1) 升压式DC-DC变换器

图4所示是由MC34063A组成的升压式DC-DC变换电路。

图中电路的输入电压为+12V, 输出电压+24V, 输出电流可达80mA。图中, L1是储能电压, VD1是续流二极管, L1和VD1与VT1组成并联型升压它激式开关电源电路。升压变换原理如前所述:若开关管VT1饱和导通, 则电流线性增大, 电流方向如图中实线所示, 此时VD1截止, 储存磁场能量;若管截止, 则由于中的电流不能突变, 此时导通, 电流方向如图中虚线所示, L1释放磁场能量, C1被充电, 产生+24V直流电压。于是电路完成了12V和24V的变换。

图中C2是振荡定时电容。R4电阻为过流检测电阻, 过流检测信号从 (7) 脚输入, 通过控制芯片内部的振荡器, 可达到限制电流的目的。输出电压经RP和R2分压后, 反馈到 (5) 脚内部比较器的反相端, (参见图3) , 以保证输出电压的稳定性。本电路的效率可达89.2%。如果需要, 本电路在加入扩流管后, 输出电流可达1.5A以上。

(2) 电压极性反转式DC-DC变换器

图22-5所示是由MC34063A组成的电压极性反转式DC-DC变换电路。

图中电路的输入电压为4.5~6V, 输出电压为-12V, 输出电流可达100mA。图中L1和VD1及组成并联型反转它激式开关电源电路。反转变换原理如前所述:若开关管饱和导通, 则电流线性增大, 电流方向如图中实线所示, 储存磁场能量, 此时截止:若管截止, 则由于L1中的电流不能突变, 此时VD1导通, 电流方向如图中虚线所示, L1释放磁场能, C1被充电, 产生-12V直流电压输出。于是, 电路完成了电压极性的反转变换。

此电路外接扩流管可将输出电流增加到1.5A。电路效率为64.5%。

通过介绍直流变压的原理, 和通过直流变压电路的分析。让我们对直流电压的转换有了一个清晰的认识。为分析电子产品工作原理提供基础。

参考文献

[1]施良驹《集成电路应用集锦》电子工业出版社, 1988, 6

[2]何希才, 白广存《最新集成电路应用300例》科学技术文献出版社, 1995

直流电压法第5篇

关键词：直流输电,双极闭锁,降压再启动,控制保护系统

0 引言

龙政直流输电系统是三峡输电主通道及华中、华东直流联网线路,在跨区输电中发挥着极为重要的作用。2003年6月双极投产,额定容量为3 000 MW,输电线路西起湖北省宜昌市龙泉换流站,东至江苏省常州市政平换流站,途经湖北、安徽、江苏3个省, 全长 860 km[1,2,3,4,5]。控制保护采用MACH2系统,由瑞典ABB公司设计制造,为分层分布式控制系统,分为站级和设备级2层。根据控制区域的不同,MACH2系统由极控(PCP)、交流滤波器控制(AFP)等几套相对独立又相互关联的双重化系统组成[6,7,8]。

龙政直流输电系统于2011-07-30T15:37:44发生极Ⅱ和极Ⅰ相继非正常闭锁事件。本文在整理现场运行人员和ABB公司技术人员分析资料的基础上,通过研究故障录波文件和ABB控制保护软件极控层的逻辑,详细分析极Ⅱ非正常闭锁及极Ⅰ降压再启动不成功的原因,并提出针对控制保护系统相关控制逻辑环节的优化措施,以抑制降压再启动过程中的直流电压偏高现象。

1 事件过程分析

1.1 过程描述

事件发生在2011-07-30T15:37:44。事件发生前,龙政直流输电系统运行在双极功率控制模式下,输送功率为2 700 MW,方向为龙泉→政平,双极平衡运行。图1为极Ⅰ和极Ⅱ闭锁过程的现场录波图。图中:Ud1为整流站极Ⅰ直流电压;Id为直流电流;Ud2为逆变站极Ⅱ直流电压;Id2a和Id2b分别为极Ⅱ阀厅低压母线电流和中性母线电流。

图1中,0.2 s时,极Ⅰ检测到线路故障,行波保护、突变量保护动作,执行第1次全压再启动。0.35 s左右,极Ⅱ中性母线差动保护动作,极Ⅱ闭锁;极Ⅰ一次全压再启动不成功,再次执行紧急移相。正常情况下,双极运行时,线路保护执行2次全压和1次降压再启动;单极运行时,线路保护执行1次全压和1次降压再启动。而本次故障中,在极Ⅰ执行第1次全压再启动时,极Ⅱ闭锁,因此控制逻辑转而执行1次全压和1次降压再启动。极Ⅰ执行降压再启动仍不成功,极Ⅰ闭锁。安全稳定控制系统切除三峡3台机组,极Ⅰ故障测距显示故障距离龙泉站795.6 km。

1.2 极Ⅱ闭锁原因

直流工程的中性母线冲击电容器有2个功能:①用于滤除换流器产生的谐波;②用于接地极线路遭受雷击时释放雷电冲击电流。由于极Ⅰ发生线路故障,直流输电系统由双极平衡运行变为单极运行,接地极线路电流上升,中性母线电压UDN=Ldi/dt(L为等效电感)突升,导致极Ⅱ中性母线上的冲击电容器(事件前已老化)发生击穿并损毁。冲击电容器损毁后,部分直流电流经由电容器入地(空间位置在Id2a与Id2b之间)。如图1所示,Id2a和Id2b出现差流,由于中性线差动保护的计算中,电容器电流也在保护区内,故在故障初始阶段并未出现保护计算的差流。随后,直流电流流过电容器造成发热,现场发生绝缘油膨胀引起爆炸起火事件,对支架和地形成短路通道,由此产生保护差流,达到中性母线差流保护动作定值后保护正确动作,极Ⅱ闭锁。

1.3 极Ⅰ闭锁原因

现场事件列表显示极Ⅰ检测到线路故障,行波、突变量保护动作。对相关线路进行巡视,发现1857号极Ⅰ导线侧均压环及导线上有放电痕迹,导线、绝缘子极横担上有新鲜鸟粪,判断故障原因为悬垂绝缘子附近的鸟粪导致放电间隙不足,构成放电通道,造成闪络,导致极Ⅰ一次全压和一次降压再启动不成功,极Ⅰ闭锁。

分析图1可知,极Ⅰ由于闪络导致控制保护系统检测到线路故障,执行紧急移相,经过150 ms去游离时间,执行全压再启动。在直流电压升至400 kV以上之后缓慢上升的过程中,再次发生放电,直流系统执行第2次紧急移相,200 ms去游离后,执行降压再启动。但录波显示,此时直流电压仍然上升至500 kV,而不是降压启动的电压指令值350 kV,由于直流电压升得太高,导致再次发生放电,降压再启动失败。如果按照控制保护系统设计的初衷,降低直流电压有利于闪络点绝缘恢复,直流电压升至350 kV即停住,这样很可能会避免再启动失败,不会发生极Ⅰ闭锁,极Ⅱ闭锁后损失的功率也会部分转移至极Ⅰ,这能大大降低这次事件的影响。

运行相关资料显示,三陕(江陵)—广东(鹅城)直流输电工程在2009年也曾出现过类似情况,当时极Ⅱ降压再启动失败导致闭锁。

根据以上分析,需要对直流控制保护系统中降压再启动的控制逻辑进行研究,以便找出再启动过程中发生电压偏高的原因并提出改进措施。

2 控制逻辑分析与优化

2.1 事件再现

为了重现现场故障并对控制保护系统的逻辑进行分析,基于PSCAD/EMTDC平台建立了与龙政直流实际控制保护系统中PCP逻辑基本一致的电磁暂态仿真模型,一次系统的模型参数也与实际工程保持一致,包括换流器、换流变压器、平波电抗器、直流线路、接地极线路、交直流滤波器等关键设备,两侧交流系统为无穷大电源带一定的等值阻抗[9,10,11]。双极运行输送总功率3 000 MW工况下,在极Ⅰ直流线路距整流站795 km处进行0.65 s金属性接地故障试验,仿真结果如图2所示。

图2中:α_ORD和VCA_α_ORD分别为电流调节器和电压调节器输出的触发角指令;Udref1和Udref2分别为整流站和逆变站的直流电压指令值(标幺值)。

本仿真的故障设定为金属性接地故障并持续0.65 s,故第1次和第2次全压再启动过程会与现场存在差异,但降压再启动时故障已清除,可以等效为与实际现场降压再启动的情况一致。由仿真可见:直流系统降压再启动后直流电压上升过程中,电压会升高至500 kV左右,该现象与现场录波一致,之后开始下降,最后稳定在350 kV,即0.7(标幺值)上;但电压调节器的电压指令值在执行第3次紧急移相后就下降了,整流站的电压指令值下降至0.86,逆变站的电压指令值下降至0.664,可见在电压上升过程中,2个站的电压都没有由电压调节器控制在指令值,导致电压升到500 kV左右。

综上所述,需要对直流控制保护系统的特性和调节器配合策略进行相应分析。

2.2 调节器配合分析

直流控制系统中电压和电流调节器配合控制逻辑如图3所示。

整流站电流调节器输出触发角指令α_ORD的下限为电压调节器的输出角度指令VCA_α_ORD,而逆变站α_ORD的上限为VCA_α_ORD,由逆变站状态信号INVERTER控制选择器的选择通道。电压调节器的上限在正常状态下为最大触发角调节器(AMAX调节器)的输出角度,但在直流电流持续较低即满足ID_LOW条件时,电压调节器的上限变为由电压控制指令UD_REF通过一系列计算得到的角度值[12,13]。

依照图2和图3以及原程序中的相关逻辑,对降压再启动后电压偏高的根本原因进行分析。全压运行时,分接开关处于额定挡位附近,而降压70%运行时,分接开关应处于1挡。故障前,直流系统处于全压运行状态,分接开关挡位高,阀侧空载线电压Udi0高;出现故障进入降压再启动过程时,由于分接开关调节较慢,在数秒之后才会开始台阶式缓慢下调,故在再启动过程中Udi0仍维持全压时的值不变。Ud1和Ud2可表示为:

Ud1=Udi01cos α-dr1Id (1)

Ud2=Udi02cos γ-dr2Id (2)

式中:Udi01和Udi02分别为整流站和逆变站的换流变压器阀侧空载线电压的有效值;dr1和dr2分别为整流站和逆变站的等值换相电抗;α为整流站触发角;γ为逆变站关断角。

由式(1)和式(2)可知,整流站相同触发角下,Udi0越高,对应的直流电压越高,而逆变站关断角与电压的关系也是如此。

由图2可见,紧急移相指令消失后,整流站触发角由164°下降至80°,而逆变站触发角由于下限的存在,始终维持在110°不变,关断角将近70°。随着电流调节器的不断作用,整流站触发角下降,提升直流电压以建立电流,而逆变站随着电流的上升,换相角增大,关断角不断减小。由于Udi0较大,直流电压快速升高,又导致整流站为了升高电流而不断降低触发角,造成直流电压持续上升,在2个站调节器的互相作用下,直流电压上升至500 kV左右。

因此,Udi0值相对过高,无法瞬时改变,这是引起直流电压偏高的根本原因。

再对整个过程中调节器的相互制约情况进行分析。根据实际直流系统的控制逻辑,逆变站在降压再启动过程中,由于满足直流电流低(ID_LOW)条件,电压调节器最大值为UD_REF计算得出的角度 (原程序的计算过程未考虑式(2)中dr2Id这一项,故计算得到的角度限值偏大)。电流调节器的输出角度指令α_ORD在实际电流超过电流定值之后才开始由110°往上升,直到等于VCA_α_ORD后才进入电压控制,时间比较长。而整流站在降压再启动过程中,电流调节器的触发角在紧急移相指令消失后进入再启动过程,降至80°左右后一直下降以建立电流。由于电压定值高于实际电压,电压调节器的期望输出角度为下降趋势,无法为电流调节器触发角的下降提供限制作用,整流侧的直流电压会随着电流调节器输出角度的下降一直处于上升状态,达到接近500 kV的水平,这是造成直流电压偏高的直接原因。

2.3 逻辑优化策略

根据以上分析可知,造成电压偏高的根本原因是Udi0相对过高。但分接开关调节比较缓慢,在降压再启动这个暂态过程中无法改变,故考虑从调节器的计算环节和控制参数上对整流站和逆变站的逻辑分别进行优化。

1)整流侧逻辑优化

由于整流站触发角过调导致直流电压上升过高,考虑通过限制触发角的方式限制直流电压,而触发角优化限值应根据实际的Udi01,Id,dr1,Udref1来实时计算,即

$α_{\lim} = \arccos \frac{U_{d r e f 1} + d_{r 1} Ι_{d}}{U_{d i 01}} (3)$

式中:αlim为直流系统恢复过程中整流站触发角的下限值;Udref1=350 kV;Udi01由网侧电压及分接开关挡位决定的变比计算得出。

根据式(3)得出整流侧修改逻辑,如图4所示。图中:虚线框内为增加的计算环节;U1为整流侧换流变压器网侧线电压的有效值;TC为整流侧分接开关挡位对应的变比;Idiff为电流调节器输入的电流偏差值;αmin1和αmin分别为电流调节器触发角原下限值及最终输出触发角下限值;P为比例系数;T为时间常数;DIV表示除运算;MAX表示取最大值运算。

ORD_DOWN为线路故障紧急移相指令,U_REDUCE为降压运行指令,两者相“与”得到REDUCE指令,并进行一定的延时和展宽处理,使紧急移相过程中不会过早触发新逻辑,且在ORD_DOWN消失后,本控制功能还能在一段时间内有效。经过与逻辑,此新增逻辑只有在线路故障紧急移相后且再启动为降压再启时才生效,触发角的下限为计算得出的αlim,否则仍为原程序逻辑得出的αmin1和αmin。

2)逆变侧逻辑优化

直流电流是靠整流侧和逆变侧直流电压的差值建立的,为了保证直流电流在整流站直流电压较低的情况下也能快速升至定值,需要控制逆变站触发角的上限以限制直流电压上升,并使之尽早进入电压调节器控制。逆变侧电流调节器的上限为电压调节器,考虑通过限制电压调节器的上限来限制电流调节器的输出,以限制触发角的大小。逆变站超前触发角优化限值βlim由式(4)实时计算得出:

$β_{\lim} = \arccos \frac{U_{d r e f 2} - d_{r 2} Ι_{d}}{U_{d i 02}} (4)$

逆变侧电压调节器修改后的逻辑如图5所示。

图中:虚线框内为增加的计算环节;U2为逆变侧换流变压器网侧线电压的有效值;TC2为逆变侧分接开关挡位对应的变比;R为直流线路等效电阻;αmax为电压调节器触发角原上限值;Udiff为电压调节器输入的电压偏差值。计算得出βlim为β的下限值,再通过α+β=180°的关系得到逆变侧触发角的上限值αlim,在指令REDUCE(同样进行一定的延时和展宽处理)有效的状态下,作为电压调节器的上限值来限制直流系统恢复过程中的直流电压,并使逆变侧尽早由电压调节器控制。

3 仿真验证

根据前文提出的措施对控制逻辑进行相应修改,然后同样在双极输送功率3 000 MW工况下进行极Ⅰ直流线路0.65 s金属性接地故障仿真,仿真结果如图6所示。

将图6与图2进行对比,整流侧由于αlim的限制,触发角下降至与降压指令值350 kV对应的触发角42°左右之后即被限制住,在整流站和逆变站调节器的配合控制下,抑制了再启动过程中的电压过高问题,直流电压稳定在350 kV。

为了进一步验证本优化逻辑的正确性,分别在直流系统双极运行和单极运行模式的不同输送功率水平下进行了大量测试工作,仿真波形在本文中不再一一列出。仿真结果说明,这些逻辑的优化,不仅解决了降压再启动直流电压过高的问题,而且对其他控制保护功能没有不良影响,验证了本优化逻辑的可行性、有效性和安全性。但考虑到实际系统可能出现不可预测的故障形式,在实际工程应用前可进行更全面的出厂试验。

4 结语

本文分析了龙政直流输电系统极Ⅰ和极Ⅱ非正常闭锁的不同原因。通过实测数据实时计算触发角限值以调整整流站触发角下限和逆变站触发角上限,能够抑制直流电压偏高并使逆变侧更早由电压调节器控制。通多种工况下的验证,证明此优化逻辑有效、可行,能够大大提高直流系统在直流线路故障时降压再启动的成功率,降低故障扰动对交直流系统的影响,此优化逻辑可应用于实际直流输电系统。

直流电压法第6篇

关键词：电压源型换流器,多端直流,电压裕度控制,电压降控制,多端直流/交流潮流

0 引言

基于电压源型换流器的高压直流(VSC-HVDC)输电技术近年得到了广泛关注和研究,与传统的基于电流源型换流器(CSC)的直流输电相比,其有功和无功功率可独立控制,不存在换相失败问题[1],潮流翻转控制灵活,在多端直流(MTDC)输电中易于扩展,对交流电网系统强度要求较低,尤其适合向偏远地区供电以及消纳孤岛风电或海上风电[2,3]。1997年建成并运行的赫尔斯扬工程是世界首个VSC-HVDC输电工程,此外,瑞典的哥特兰工程、美国的Cross Sound Cable直流工程、挪威的Troll A工程等相继投运。国外在建的多端柔性直流工程有美国的Super Station、瑞典—挪威的South-West Southern工程等[4]。国内南汇柔性直流示范工程、南澳风电四端柔性直流输电工程、舟山五端柔性直流输电工程已投运[1,5]。目前投运的VSC-HVDC输电工程多为点对点连接,而基于VSC的MTDC(简称VSC-MTDC)输电工程还为数不多。

由于基于CSC的直流输电技术较为成熟,以往对MTDC输电潮流计算方法的研究中对基于CSC的潮流求解方法的研究较多,对VSC-MTDC输电的潮流方法的研究在国内外也有不少报道。对VSC-MTDC输电的潮流方法中常将直流注入到交流系统公共连接点(PCC)的功率作恒功率处理,从而简化MTDC潮流求解方法[6]。文献[7]建立了基于VSC的换流器损耗简易模型和二次型模型,文献[8-9]提出了考虑换流器损耗的MTDC输电潮流求解方法,但没有考虑换流器容量限制。文献[10]提出了考虑交流滤波器和换流器容量限制的MTDC输电潮流求解方法。

交直流潮流求解中通常采用统一迭代法或者顺序或交替迭代法[7,11,12],统一迭代法收敛快,迭代次数少,顺序或交替迭代法将交流电网潮流和直流电网潮流分别迭代求解,易于扩展[13,14,15,16]。针对统一迭代法和交替迭代法的不足,文献[17]利用双向迭代法改善了潮流收敛问题。

本文对基于VSC的多端直流/交流系统潮流求解考虑了电压控制的影响,提出了一种考虑换流器损耗、换流器容量限制以及交流滤波器的多端直流/交流系统通用潮流计算方法。

1 VSC-HVDC的电压控制特性

VSC的电压降控制特性如图1所示,为了VSC的控制灵活性,可预留一定的电压死区。当换流器功率达到功率极限或在电压死区控制范围时换流器切换为定功率控制模式。

以带电压死区控制的电压控制特性为例,其电压/功率的关系为:

式中:P*和V*分别为直流给定功率和电压;VH和VL分别为死区电压的上下限;kH和kL分别为电压功率线性上段区间和下段区间的控制斜率;K为控制区间段。

其中,控制斜率表达式为:

式中:ΔPdc和 ΔVdc分别为直流换流变压器的功率和电压微变量。

P*和V*的选取需根据实际柔性直流系统工程的站级控制参数和控制策略,由此形成控制方程并决定潮流方法。直流电压水平根据实际电网的设计决定,功率水平根据交流系统和负荷水平决定。MTDC输电的控制策略如式(1)所示,调度系统可根据各换流器容量和系统负荷水平等因素确定电压水平和功率分配,使得直流电网潮流分布达到平衡。

VSC直流控制特性可表示为:

式中:Pζ为直流功率给定值;kζ为VSC直流控制灵敏度系数,在直流系统潮流迭代计算中,kζ根据运行场景可调整为电压功率线性控制上段kH、下段kL以及正常段kv。

电压裕度控制为电压降控制的一种特殊方式,当1/kH以及1/kL均为0时,即为电压裕度控制特性。控制区间K为2和4段时,控制器为定电压控制方式。对于无死区的电压降控制特性,式(1)也同样适用描述其特性,此时V1和V2相等。

电压控制特性中控制斜率反映了电压调节功率的能力[18],当其较大时,意味着电压调节功率能力强。当1/k为0时,换流器为恒电压模式,此时对直流电网的电压支撑能力也最强。因此,对控制优先级较高的换流器可采用较大的控制斜率,设置不同的控制斜率可有效协调各个换流器间的电压控制能力。

2 多端直流/交流系统潮流模型

2.1 直流系统潮流模型

直流电网的注入功率为:

式中:Ydc,ik为直流电网的导纳矩阵元素;ndc为VSC个数。

直流电网的功率平衡方程为:

式中:f(Vdc,V*,P*)为VSC的电压控制函数;Idc为直流电流。

直流电网潮流平衡方程的雅可比矩阵的元素为:

对于电压降控制方式,当控制段K为线性控制区间(2,4)时,则雅可比矩阵的元素为:

当控制段K为2和4时,ki分别为ki,H和ki,L,当控制段K为1,3,5时,为0。

直流方程中雅可比矩阵可由式(7)和式(8)计算,潮流计算中若换流器控制区段越限,则需要更新换流器的电压控制区段后更新雅可比矩阵重新计算潮流。

2.2 基于VSC的多端直流/交流系统模型

VSC-HVDC输电通过换流站与交流系统进行功率交换,如图2所示。

换流器在PCC处注入交流系统的电流为:

式中:Pdc,pcc和Qdc,pcc分别为换流器注入PCC处的有功和无功功率;(·)*表示取共轭。

Pdc,pcc由换流器的电压控制特性和换流站损耗确定。若换流器为PQ节点类型,则Qdc,pcc为已知量;若换流器为PV节点类型,该节点接入的直流系统相当于虚拟发电机,Qdc,pcc可由下式计算:

式中:Qac,pcc为PCC处注入无功功率;QD,pcc为负荷无功功率;QG,pcc为发电机注入无功功率。

若PV类型换流器无功功率越限,则需将其转换为PQ类型。

交流滤波器侧的节点电压为:

式中:VF为交流滤波器接入点电压;ZT为换流变压器阻抗;Idc,pcc为直流注入PCC处的电流;Vpcc为PCC处电压。

则可得到直流系统换流器侧电流为:

式中:BF为交流滤波器导纳。

换流站损耗主要包括换流变压器损耗、换流电抗损耗和换流器损耗:

式中:Ploss,T为换流变压器损耗;Ploss,L为换流电抗损耗;Ploss,conv为换流器损耗。

其中,换流变压器损耗为:

式中:rTi为换流变压器i电阻。

换流电抗损耗为:

式中:rLi为换流电抗i的电阻。

换流器损耗的模型主要有简单模型和二次型模型[7],分别如式(17)和式(18)所示,本文采用二次型换流器损耗模型。

式中:βconvi为换流器i的损耗常数;ra为换流器空载损耗;rb和rc分别为换流器的线性损耗因子和二次损耗因子。

直流系统注入交流系统的功率为:

多端直流/交流系统的功率平衡方程为:

式中:PD,QD,PG,QG分别为负荷和发电机有功和无功功率,交流侧注入功率可由附录A式(A1)计算;前两式为交流侧的功率平衡等式,在PCC处计入直流注入功率的影响;第三式为直流电网的功率平衡等式,可由式(1)和式(5)计算。

直流潮流求解中的雅可比矩阵中的元素可由式(7)和式(8)计算。

2.3 换流器容量限制

VSC容量将受到直流接入点输出电压Vc的影响,换流器容量需要满足下面的条件[19]:

式中:Pc和Qc分别为直流输出有功和无功功率;Vc和Ic分别为直流接入点电压和电流;Xc为交流滤波器的电抗。

本文电流上限设为1.05(标幺值),电压上限和下限分别设为0.85(标幺值)和1.20(标幺值)。

VSC控制方式主要有定直流电压定交流无功控制、定直流电压定交流电压控制、定交流有功定交流无功控制、定交流有功定交流电压控制方式[18]。当采用定直流电压定交流无功控制或定直流电压定交流电压控制时,可通过Pdc=f(Vdc,V*,P*)计算出直流的功率分布,然后间接得到直流系统接入点的注入有功功率进行潮流迭代计算。因此,容量越限后可降低有功或无功功率进行调节。

2.4 多端直流/交流潮流求解收敛性的改善

潮流计算收敛性影响因素主要有潮流算法和潮流迭代中VSC切换控制策略问题。

1)潮流算法的改进

交直流潮流求解中交替迭代法的收敛性问题可通过双向迭代法、改进交替迭代法等方法进行改善,本文采用改进交替迭代法以增强潮流求解的鲁棒性。

交直流潮流计算中对耦合变量作为常数迭代计算可能导致不收敛,为此,可对交流部分潮流中的雅可比矩阵中的和进行修正。基于式(12)—式(19)可推导得出:

式中:XT为换流变压器电抗;XL为平波电抗器电抗。

采用修正后的雅可比矩阵可有效减小交替迭代次数,并有效改善交直流潮流计算中的收敛性问题。

2)VSC切换控制策略

由于VSC具有电压调节控制特性,为防止潮流迭代中控制特性反复切换的问题,VSC的切换控制策略如下。

步骤1:潮流初始化中,将Vdc初始值设为给定值V*,带死区的VSC控制器灵敏度系数kζ初始值设置为3。

步骤2:根据控制区间计算直流控制特性方程,然后对直流系统潮流进行计算,得到Vdc,并根据式(3)计算Pdc。

步骤3:根据Pdc和Vdc判断控制特性是否在设定的控制区间kζ内,若是,则迭代结束;反之,则找出不在设定控制区间的m个直流端,将灵敏度最高的直流端一次调节一个控制区间段,其他直流端控制区间保持不变,转入步骤2继续潮流迭代计算。

为防止第i个VSC控制区间在多次潮流迭代计算中来回切换,可设置切换次数为2,当出现来回切换问题时,可将控制区间固定,并根据灵敏度排序调整次高优先级的直流端控制区间重新迭代求解。

3 多端直流/交流系统潮流求解流程

基于VSC的多端直流/交流系统潮流采用牛顿迭代法顺序迭代求解,潮流求解流程如下。

步骤1:确定VSC的初始控制方式,可将直流控制电压和功率设置为P*和V*,此时控制区段K为3。

步骤2:判断直流换流器的控制区段,当VSC为电压线性控制区段(K为2或4)时,根据式(7)—式(9)更新直流方程组的雅可比矩阵,根据直流电网的功率偏差计算直流电压偏差。

步骤3:更新Vdc并判断换流器的电压控制区段,根据式(1)更新Pdc。

步骤4:若更新后的直流功率误差大于设定精度时,则转入步骤2继续迭代求解。否则,根据直流电压和功率分别检测换流器是否在合理的电压控制区段内,若超出本次迭代过程的电压控制区段时,按照换流器的控制优先级更新电压控制区段K,转入步骤2重新进行直流迭代计算。

步骤5:计算换流器损耗Ploss,conv、换流电抗损耗Ploss,L和换流变压器损耗Ploss,T,根据式(19)计算直流电网注入PCC处的有功功率Pdc,pcc。根据式(22)、式(23)对交流部分雅可比矩阵进行修正和更新。

步骤6:根据交流电网的功率偏差迭代计算和更新交流侧节点电压Vac和θac,更新发电机和换流器无功功率,计算平衡节点的有功功率。

步骤7:判断交流电网功率偏差是否达到收敛精度,若没达到收敛精度则转步骤5继续迭代求解,否则,检测发电机或换流器是否发生无功功率越限,若发生越限,则将越限的节点类型修正为PQ节点类型,并转入步骤5重新迭代计算,若无越限发生,则潮流计算结束。

当运行状况改变后,直流系统潮流分布可根据其电压控制特性进行调节,该潮流计算方法能够更接近实际情况。

4 算例分析

4.1 基于IEEE 9节点系统的扩展系统算例

基于IEEE 9 节点系统的MTDC扩展系统如图3所示,直流电网消纳风电功率,换流器WF1和WF2初始时为整流侧,运行于定功率模式,VSC1,VSC2,VSC3 为逆变侧,VSC1 为电压裕度控制模式,VSC2和VSC3为电压降控制模式。

算例中所使用的控制参数和线路参数如表1所示,其中:换流器损耗参数ra=0.016 8,rb=0.005 5,rc=0.002 82;损耗电阻rT=rL=0.000 2(标幺值);控制参数P1= -1.0,P2=0.3,V*=1.05,Q*=0.5,均为标幺值;WF2风电注入功率为1.0(标幺值)。

直流电网外来电的变化会引起换流器电压控制区段的改变,图4为随WF1的变化各换流器的功率和电压变化情况。当WF1在逆变器模式下输出功率大于0.85(标幺值)时,此时VSC1和VSC2为整流器模式,VSC1的直流电压较低,其换流器的电压控制区间K为5,VSC1 的注入功率达到最大,VSC2和VSC3的电压控制区间K =4,处于电压功率线性控制区段内。随着WF1 的输出功率减小,VSC1,VSC2,VSC3 均进入逆变器模式,其直流电压逐渐升高,VSC1 进入定电压控制模式(K =4),VSC3进入定功率控制模式(K =3)。当WF1进入整流器模式后,随着其注入直流电网的功率增加,当功率在0.30~0.65(标幺值)范围时,VSC1 进入定功率控制模式,此时控制区段K =3,而VSC3从定功率控制模式转为电压功率线性控制模式,其控制区段K由3变为2。当WF1的注入功率大于0.65(标幺值)时,VSC1转入定电压控制模式,其控制区段K为2。由于VSC2的电压功率控制斜率较为平坦,而且控制区段K为3时的控制电压范围较窄,因此其主要工作在电压线性控制区间内。

MTDC系统在N -1 故障下的潮流(PWF1=PWF2=0.5(标幺值))如表2所示,分别给出了换流器故障、外接风电故障和线路故障的潮流情况。在基态时,VSC1,VSC2,VSC3均工作于逆变器模式。当VSC1故障后,则其原有的输入功率将会转移到VSC2和VSC3,故其直流电压会升高。当WF2故障后,由于外部注入到直流电网的功率减少,直流电网的电压将降低,此时VSC1VSC2,VSC3的电压控制区段均进入第4段。与一般线路故障相比,换流器故障对直流电网造成的影响较为严重。

4.2 基于IEEE 118节点系统的扩展系统算例

基于IEEE 118 节点系统的多端直流/交流扩展系统如图5所示,图中只表示出了IEEE 118节点系统的部分节点,该系统中共有5个VSC,其中WF换流器用以消纳外来电,VSC1 至VSC4 分别从IEEE 118节点系统的节点5,38,63,79接入。

本算例中VSC1 为电压裕度控制,VSC2,VSC3,VSC4为电压降控制,控制电压Vcon均为1.03(标幺值),VSC4给定功率P*为0.2(标幺值),WF1为定功率控制,其注入功率为1.0(标幺值),其他主要控制参数如表1 所示。扩展系统的潮流如表3所示。

考虑VSC的电压控制特性后的多端直流/交流潮流算法的迭代次数和时间如表4所示,直流系统潮流和交流系统潮流的迭代次数均较少。以基于IEEE 9节点系统的扩展系统为例,采用本文的改进交替迭代法,迭代次数由7次减小为5次,有效提高了潮流收敛速度。因此,本文所提的考虑VSC-MTDC系统电压控制特性的交直流潮流算法具有快速和高效的特点。

5 结论

基于VSC的多端直流/交流系统潮流常见求解方法将直流电网注入交流电网的直流功率在换流器交流侧或PCC处以定功率的方式简化处理,本文研究了基于电压控制特性的多端直流/交流系统潮流求解方法。

1)建立了考虑VSC-MTDC系统电压控制特性下的潮流模型,模型中考虑了交流滤波器、换流器损耗和换流器容量限制的影响。

2)对换流器的电压控制特性建立了模型,对单一电压控制模式或混合电压控制模式下的多端直流电网潮流求解均具有适用性。本文基于VSC的多端直流/交流系统潮流算法通用性较强,算法扩展简易,而且算法求解速度快。

在直流电网注入功率改变或N -1故障后,本文的潮流方法可检测换流器的电压控制特性的变化并进行调整,更加符合实际电网的潮流控制特点,具有更好的合理性。