捕获系统范文

2024-06-26

捕获系统范文（精选7篇）

捕获系统第1篇

大型客机是典型的复杂产品系统, 开发成本高、规模大、研发周期长、技术含量高、管理复杂。需求作为大型客机研制及其所有关键系统的设计输入, 需求是否正确、完整直接影响设计研发活动的有效性和研发产品的质量。但由于大型客机系统设计的复杂性, 系统需求的完整性需要经过多次确认验证迭代过程之后才会得到满足。根据需求管理的相关概念, 结合飞机系统研制工作的特点, 分析系统需求的来源, 有助于更全面的挖掘出所有的系统需求, 减少了设计研发过程中的迭代和反复, 对缩短研制周期起到关键的作用。

1 需求管理概述

需求是功能规范的可识别要素, 可以对该要素进行确认, 且可以验证对应的实施过程[1]。飞机所有研发设计均是以需求作为基础, 飞机级的需求不断分解并分配给系统级。系统级根据飞机级分配的需求, 形成系统级需求作为开展设计研发工作的输入。在系统级需求的捕获和分配过程中, 系统级需求的详细设定和系统衍生需求逐渐被确定。系统级通过设计过程落实需求, 并在需求具体实施后展开相应的验证工作, 以保证最终的产品是满足需求的。

2 系统级需求捕获体系

需求捕获是指获取飞机或系统需求的过程, 是所有设计工作的基础, 决定了最终设计产物是否满足用户需求。需求捕获的基本框架是根据功能建立起来的。功能是与具体实施过程无关, 而以一系列规定要求为依据的对产品预期的特性。

系统级需求捕获体系是一个立体的网状结构, 在横向上可以分为三条线:一条线是功能线, 主要文件包括系统功能定义及分解文件, 它的来源是飞机级的功能定义文件;一条线是安全性分析线, 主要文件是系统级功能风险分析文件以及初步安全性分析文件, 它的来源是飞机级功能风险分析文件以及初步安全性分析文件, 同时系统功能定义文件也是系统级功能风险分析文件的依据;第三条线是需求线, 主要文件为系统需求文件。系统需求由功能性需求和非功能性需求组成, 功能性需求包括安全性需求, 性能需求, 操作需求, 接口需求等。功能性需求来源于系统级功能定义文件和安全性分析文件, 是系统功能的量化体现。非功能需求是从行业规范和通用技术规范中捕获。飞机级需求也是系统级需求的主要来源之一。

针对每一条需求, 会根据其所对应的功能的失效状态对飞机飞行安全的影响而被赋予不同的研制保证等级。拥有较高过程保证等级的需求会被赋予更高的安全性要求, 以及更高的需求确认和验证的严酷度等级。功能, 需求以及相关支持文件的链接关系共同组成了完整的需求捕获体系, 如图1所示。建立完整的需求捕获体系能够明确需求及其支持性文件之间的关系, 减少系统需求捕获过程中重复, 遗漏的情况发生, 提高设计人员的工作效率。

3 结论

针对民用飞机的研制特点和研制需求, 概述了需求管理过程, 并详细介绍了系统级需求捕获体系的建立。明确系统需求的来源以及系统需求与其支持性文件之间的关系有助于系统需求的完整性和正确性, 这对提高系统设计的质量和效率有着很大的意义。

参考文献

新测量船测控系统目标捕获策略探讨第2篇

目前我国共有三艘用于海上测控的航天测量船,分别承担了我国运载火箭、卫星、神舟飞船海上测控任务,任务密度大、要求高。船载测控系统受船摇因素的影响不停运动,能否快速、准确、稳定捕获目标直接影响任务的完成,所以针对不同任务的捕获方案选择尤为关键。故本文进行了一些分析讨论,提出了我船测控系统对目标捕获的一些新的认识及据此确定的根据不同型号任务选择最佳跟踪捕获方案。

1 影响目标捕获的主要因素

影响目标捕获的因素主要有环境因素和目标特性因素。环境因素是指海况及船摇,目标因素是指目标运动特性和目标信号质量。

1.1 环境因素对目标捕获的影响

1.1.1 海面的绕射与海水的透射

当微波信号在传播过程中遇到障碍物时,有一部分能量会饶过障碍物前进,尤其是在信号的波长与障碍物的尺寸相近时比较明显,绕射角度越大,能量损失也较大;同时在遇到海水时,也会有一部分能量会透过海水前进(如图1所示)。综合这两个因素,即使目标处于海平面以下,仍然会有一部分目标信号能量饶过海平面前进,从而被测控天线所接收。

1.1.2 海平面的反射

在信号入射到海平面时,会有一定的信号反射出去,尤其是在入射方向与海平面的夹角较小时反射较明显。另外大气折射指数在海面附近的水平层状突变也会造成反射。

1.1.3 低空不规则湍流小气团的散射效应

在海平面上存在一些不规则的湍流小气团,当其大小与传播信号的波长相比拟时,信号遇到它们时会发生向各个方向的散射现象。

以上几种效应常常是伴随发生的,整体而言,在海上当目标处于海平面以下时,也会有相当强的一部分信号能够超视距传播。

1.2 目标自身因素对捕获的影响

1.2.1 目标信号强度

根据目标信号强度,可推算出天线对准目标时跟踪接收机锁定后天线主瓣和各级副瓣的AGC电压大小。AGC电压的大小直接影响伺服操作手能否正确判断目标的主副瓣,进而快速捕获目标。

1.2.2 跟踪目标的姿态

跟踪目标的姿态不正常时天线接收的信号可能是目标上发射天线旁瓣的信号。在这种情况下,目标刚出地平时雷达可能发现不了目标,当仰角稍高时接收到的信号较小,但此时接收机线性良好且目标落在雷达天线的主波瓣内,这时才对捕获跟踪比较有利。

1.2.3 卫星天线交替覆盖测量船

由于卫星在飞行过程中的姿态和轨道的特点决定了卫星天线的对地覆盖情况有较大的变化,在以往的任务实战中,有受卫星调姿影响,从而出现了对称安装的两副下行天线交替覆盖测量船的现象,因而测量船测控设备跟踪过程中将出现一个下行点频的信号由强到弱、再由弱到强的变化过程,影响伺服操作手对目标的判断和捕获。

1.2.4 跟踪高仰角目标

目标仰角较高时,方位角速度、俯仰角速度、加速度变化都较大,加上船摇加速度,如果合成后加速度大于伺服系统加速度后,跟踪将产生滞后,严重时将导致目标丢失。而且天线工作在高仰角时,电机、伺服驱动、天线结构都处于满负荷工作状态,对其寿命将造成极大的损害。

2 现有目标捕获跟踪方式优缺点分析

捕获跟踪方案的科学性、合理性和有效性将对操作手的判断与操作非常关键。以下对各种捕获策略的特点和对影响目标捕获的主要因素等方面进行了深入探讨。

2.1 等待点手动搜索捕获方式

从前文1:1:1小节分析可知,等待点手动搜索捕获,目标尚未出地平时,其信号就已经能被我们的天线接收了,当然,此时很大一部分信号是沿着海平面传输的(如图2),简单来说可以认为最终到达天线时海平面反射与海平面附近大气反射的信号占主流,考虑我们的天线接收和波瓣宽度比较宽,可以选择大地仰角0度作为等待点,这里有以下几个方面的理由:

2.1.1 可以充分接收信号

主波瓣的上沿约在大地仰角0度左右,加上天线三轴中心离水平面约20米,基本可以充分接收到空间传播的信号,同时也能很好地接收到经海平面传播的信号。我们可认为在大地仰角0度以下发现目标的概率最大。

2.1.2 可以确保天线的安全

一般海况在测量船放减摇鳍后船摇造成仰角变化小于1.5度,而测控系统天线的俯仰下终限在-4度左右,选择0度作为一般情况下的等待点不会造成任何安全上的问题。

2.1.3 增加了分析判断与应急反应时间

目标自大地仰角0度左右到信号稳定一般有10~20S以上的时间,而这个多出来的可反应时间对我们稳定、快速捕获目标非常宝贵。一方面可对目标情况进行合理分析判断,可以与数引数据仔细比较,判断数引数据满足使用要求即可安心挂数引。另一方面对设备的工作情况或可能出现的问题多了应急反应时间,也可以更好地证明设备状态的正常。从而使总体人员对设备的整体状态能够有更好的把握。

2.2 中心机数引叠加中心修正捕获方式

数字引导一般由相关计算机系统向伺服控制系统提供数字化的目标角位置信息,直接引导主天线电轴对准目标,接收目标信号进而进行角度捕获跟踪(如图3所示)。一般情况下,中心机数引精度较高,伺服主控易于实现目标捕获跟踪。不足之处在于,中心机数引计算中要考虑大气折射的影响,目标出地平后,要对模型进行修正,改变大气折射参数,此时,数引俯仰角将会存在0.6°的阶跃,对天线不利,并对目标捕获造成一定的干扰。

实际进行目标捕获跟踪时,中心机数引通常需要叠加中心修正方式,两者结合捕获应用。中心机数引叠加中心修正捕获跟踪方式是新测量船设备的新技术、快速捕获目标的新手段,老型号的测控设备不具备此项捕获跟踪功能。

2.3 小天线自引导跟踪捕获方式

由于大型测控系统主天线波束宽度很窄,为了便于捕获目标,一般都配备一个宽波束的引导小天线,其尺寸为其主天线的1/10~1/5,其波束宽度一般为主天线的5倍以上(如某波段微波统一测控1系统约为6倍),小天线通常安装到主天线的一侧,与主天线采用同一套伺服系统控制。捕获时,一般情况首先控制小天线电轴对准目标,进而引导主天线进行角度捕获跟踪。

2.4 互引导跟踪捕获方式

互引导是指,某合建测控系统(指某波段微波统一测控2系统和某波段脉冲雷达测控系统的合建系统)和某波段微波统一测控1系统的天线控制子系统实时相互传送角度信息进行互引导。在某合建测控系统和某波段微波统一测控1系统两套系统同时参加任务中,如有一套系统跟踪过程中目标丢失,另一套系统可优选挂互引导后视情转自跟踪,实现重新捕获目标。互引导捕获具有快速、可靠、稳定的特点。

3 根据不同型号任务选择最佳跟踪捕获方案

操作手执行任务需要扎实的理论基础、清晰的思路、过硬的心理素质,但执行任务的特点和难点又不尽相同,这些都将对岗位人员捕获目标造成考验。所以在制定方案时就要分清主次,在尽可能详细的同时也要突出重点,根据不同型号任务的特点选择最佳跟踪捕获方案。

3.1 跟踪精轨目标

在参加精轨目标任务中,一般只有某波段微波统一测控1系统参加任务,因为其具有精轨轨道根数,而且数引数据送出的目标出地平时间和位置都比较准确。经过论证分析,决定某波段微波统一测控1系统采用以中心机数引加中心修正捕获为主、等待点捕获为辅,如果引导天线先发现目标则利用引导天线辅助主天线捕获目标的捕获策略。

3.2 跟踪高仰角目标

在跟踪高仰角目标任务中,应尽量保持自跟踪,在海况恶劣并危机天线安全的情况下,视情退出自跟踪,优先选择挂中心机数引跟踪目标,待目标处于天线安全的跟踪角度后,视情转自跟踪,继续跟踪目标。

在本船参加校飞和实战任务中,针对多次跟踪高仰角目标的实际情况全面分析制定了以上跟踪方案,保证了设备安全并获得有效数据,从而圆满完成了雷达高仰角弧段的跟踪任务。

3.3 某合建合建测控系统跟踪过程中工作方式的切换

某合建测控系统是有两套测控系统共用一套天线设备,在跟踪星箭分离段、卫星入轨段等任务时必须在跟踪过程中进行工作方式的切换,要先后对目标进行切换跟踪。根据设备自身特点,制定了以下跟踪捕获方案:若在火箭末速修正关机至星箭分离期间,脉冲雷达下行信号稳定,则以中心机数引叠加中心修正捕获目标为主,以某波段微波统一测控1系统互引导叠加中心修正捕获目标为辅;若某波段统一测控2系统下行信号正常,亦可保持自跟踪状态,由某波段脉冲雷达工作方式直接切换至统一系统工作方式。

3.4 三套测控系统同时捕获跟踪目标

如果三套测控系统同时参加任务的情况下(例如:火箭主动段任务、星箭分离、卫星入轨段等),则某波段微波统一测控1系统系统采用在第一等待点以手动搜索捕获为主,第一等待点后以中心机数引加中心修正捕获为主的跟踪捕获方案;某合建测控系统采用以中心机数引叠加中心修正捕获为主,采用等待点手动搜索捕获为辅的跟踪捕获方案。对于某波段微波统一测控1系统和某合建测控系统而言,若一系统先捕获目标,另一系统可通过互引捕获目标;若目标先进入小天线波束,则由小天线引导主天线捕获目标;若目标直接进入主天线波束,则由主天线自行捕获,视情转自跟踪。

某波段微波统一测控1系统和某合建测控系统根据本身设备特性采用不同的捕获策略,在跟踪捕获目标时可以实现互补,通过互引导等手段增加了捕获跟踪的新方法和增强快速、准确、稳定跟踪目标的可靠性。

4 结束语

在确保天线安全的前提下,目标捕获应遵循早发现、快捕获、稳跟踪的原则。在执行多次海上测控任务中,岗位人员按照不同型号任务特点结合本身设备特性所制定的捕获跟踪策略,经过实践检验,方案切实有效,目标捕获快速、稳定,岗位人员操作熟练,确保了新测量船圆满完成了所有的海上测控任务。同时对新上岗操作手能够有效地缩短训练时间,提高训练效率,减少了设备损耗,加强技术骨干队伍训练,稳步提高测控水平,快速生成试验能力。

参考文献

[1]杨成林等.统一微波测控系统测角分系统讲义.电子三十九所,1998.

[2]李连升.现代雷达伺服系统[M].北京:国防工业出版社,2003.

捕获系统第3篇

WCDMA反向链路随机接入信道(PRACH)由前缀部分和消息部分组成[1]。传统的RACH捕获算法分为两种。第一种是已知上下行定时关系,确定随机接入过程的时序,切换到上行频点后在接入时隙起始处检测并确定前缀。该方法的难点在于获得上下行精确的时间关系[2]。但实际工程中指令运行时间误差、硬件工作稳定精度等非可控因素都会影响SFN准确性,导致不能准确获取随机接入过程的时序,进而无法准确同步PRACH。第二种是未知上下行定时关系盲搜前缀[3],通过对接收的上行数据进行逐码片滑动相关的方法确定前缀的位置和序号。该方法的弊端在于计算量大、耗时长。本文针对现有的第二种搜索算法进行改进。通过能量累加的方式完成前缀粗同步,通过最大似然算法完成准确捕获PRACH前缀和消息。该方法规避了上下行定时的难点,最大限度减少计算量,实现快速捕获PRACH。

WCDMA系统码片速率较快、传输频段较高,导致信号衰落较快,捕获到消息体后基于前缀的传统频偏估计算法[4]不能够准确实时地估计出系统频偏。根据消息的帧结构特点,本文设计一种基于控制部分的频偏估计算法,经实测数据验证该频偏矫正算法能最大限度恢复原始信号,达到准确解码TMSI信息的要求。

第三方探测系统目标身份获取算法基本思想是结合改进后的前缀同步方法和基于控制部分的频偏估计算法,共同完成PRACH精确同步,实现目标身份获取[5,6]。

1 PRACH帧结构及特点

随机接入的发射模式如图1所示,即先发前缀再发消息[7]。由此产生了现有的通过前缀估计出信道频偏和本文设计的基于控制部分的频偏估计方法。

前缀码部分长度为4 096码片,包括一个长度为16码片签名(SINGNATURE)的256次重复。总共有16个不同的签名[8]。1个10 ms消息部分由1个无线帧组成,而1个20 ms的消息部分由2个连续的10 ms无线帧组成。

图2是PRACH消息的帧结构。随机接入的10 ms消息被分作15个时隙,每个时隙的长度是2 560个码片。每个时隙包括两个部分,一个是数据部分,RACH传输信道映射到这部分;另一个是控制部分,用来传送L1控制信息。根据该帧结构数据部分和控制部分时分复用的特点,要求目标信号捕获应充分利用扩频码的正交性提取数据部分,利用控制部分对信道进行估计,进而完成后续的解码过程,捕获到用户身份信息。

2 PRACH捕获算法设计

2.1 快速捕获前缀

针对随机接入结构的特点、前缀与消息部分发送的先后顺序及其时间间隔的稳定性(图1),以及前缀签名自相关性好的特点,设计出一种快速捕获前缀的算法。

快速捕获的设计思想是将前缀捕获分为前缀粗同步和前缀精确同步。前缀粗同步运算简单、计算量小,因此能快速确定前缀的大致位置;精确同步则是在粗同步位置基础上确定前缀的最终位置及序号。

2.1.1 前缀粗同步

如图3所示为WCDMA系统现网上行实测信号,此时设置接收机接收增益为35 dB,如图所示前缀部分的功率值明显突出,通过能量累加的方式初步确定前缀的位置。

WCDMA系统中一个接入时隙是5 120个码片,前缀占用接入时隙的前4 096个码片,每次累加的码片数chips=4 096/N,N=2n(n=0,1,…,12)。

定义接收到的信号为

{r}=(r0,r1,r2,…) (1)

每次直接累加chips个码片

$a c c (i) = \sum_{j = 0}^{c h i p s} r_{i + j} (2)$

所得的累加值acc(i)可以理想还原真实的前缀时域信号,在前缀出现位置处其累加值明显高于非前缀位置处,直接相加的元素是每个样点的幅值,直接相加的过程实质上就是能量累加的过程,经多组数据验证后,其能量累加结果与图4一致。图4是当接收机的接收增益为35 dB时,对WCDMA上行信号进行能量累加后的结果,由此证明能量累加确定前缀初步位置的可行性。

2.1.2 前缀精确同步

精确同步就是在初搜位置基础上确定前缀的准确位置。根据前缀粗同步时所选n值,开设对应窗长为W的滑动窗,窗长的选取原则W=4 096/2n-1(n=0,1,…,12)。在滑动窗范围内运用最大似然的判决门限确定前缀的精确位置和序号。

滑动窗内的信号来源是如图3所示的实测上行数据,即

{rw}=(rw0,rw1,rw2,…) (3)

可能的16个前缀为

{p $_{i}^{(l)}$ }=(p $_{0}^{(l)}$ ,p $_{1}^{(l)}$ ,…,p $_{15}^{(l)}$ ) (4)

式中:p $_{i}^{(l)}$ 是16个参考前缀分别经过短扰码加扰后的集合。每个参考前缀长度l为4 096,由一个长为16的签名(SINGNATURE)重复256次所得。构成前缀的签名有16种,实质上是扩频因子为16的16种扩频码,具有良好的自相关特性,能够抵抗一定范围内频偏带来的影响,由此以下相关算法暂时不考虑频偏的影响。

将每个签名等分为前后两部分,经分析发现:第i个签名与第i+8(i=0,…,7)个签名的前半部分一样,后半部分则互为相反数。利用签名序列的这一规律,在现有逐码片相关进行精确同步的基础上进行改进。

利用签名序列规律,把滑动窗内的信号{rw}和前缀{p $_{i}^{(l)}$ }中每个签名序列的前半部分做相关运算,首先确定使用的签名i(i=0,…,7),则有

$c_{j}^{(i)} = \sum_{k = 0}^{7} r w_{j + n \times 16 + k}^{*} \times p_{n \times 16 + k}^{(i)} (5)$

$c_{\hat{j}}^{(\hat{i})} = \max_{0 \leq j < W} {\max_{0 \leq i < 7} [c_{j}^{(i)}]} (6)$

式中:n是前缀签名重复次数,取值范围是(1,256)。信噪比影响n值的大小,信噪比越大,n值的选取越小。得到式(6)中的值要经过j×i×(n×16+k)次复数乘,由于滑动的码片数j、前缀种数i和k值已经确定,n值决定计算量大小和判断序号正确与否的精度,所以其值的确定是前缀精确同步的关键,需经多组实测数据测试验证。式(6)中的 $c_{\hat{j}}^{(\hat{i})}$ 可以确定一组 ${\hat{j}, \hat{i}}$ 值,其中 $\hat{j}$ 即为前缀精确同步位置, $\hat{i}$ 取值为为0～7。在精确位置 $\hat{j}$ 处取 ${r w_{\hat{j}}, \dots, r w_{\hat{j} + 4 095}}$ 分别和前缀 ${p^{(\hat{i})}, p^{(\hat{i}) + 8}}$ 中的签名的后半部分相关,则有

$d_{}^{(i)} = \sum_{k = 0}^{7} r w_{n \times 16 + 8 + k}^{*} \times p_{n \times 16 + 8 + k}^{(i)} (7)$

D=max{d $_{}^{(i)}$ } (8)

此时D所对应的i值就是最终判定的前缀签名号。

2.2 精确同步PRACH消息

2.2.1 PRACH message同步

协议规定最后一个前缀位置d与message部分间隔固定距离Δd,理论上确定了最后一个前缀位置,就可同步message。然而在实际工程应用中,最后一个前缀位置的确定可能会产生数个样点的误差,为进一步准确搜索message,避免前缀同步可能产生的误差,在理论message起始位置开设滑动窗,以适当冗余计算换取精确同步message。由此,可确定message精确起始位置,如图5所示。

为了满足后续解码的需求,需对接收的消息部分数据进行频偏估计。

2.2.2 PRACH频偏估计

PRACH现有频偏估计算法是利用前缀估计出频偏值进而校正消息部分[6]。

设Mi为接收到的前缀中各元素,mi为本地前缀中各元素[9],其中i=1,2,…,4 096,那么

angle(Mi×m*i)=2πfoffseti·tc+φ+Δφ (9)

式中:angle(Mi×m*i)表示Mi×m*i的相角;φ为初始相偏;Δφ为相位差。

$Δ Φ_{1} = \sum_{k = 1}^{2 048} a n g l e (Μ_{k} \times m_{k}^{*}) / 2 048 (10)$

$Δ Φ_{2} = \sum_{k = 1}^{2 048} a n g l e (Μ_{k + 2 048} \times m_{k + 2 048}^{*}) / 2 048 (11)$

式中:ΔΦ1即为前缀前2 048码片的平均相角;ΔΦ2即为前缀后2 048码片的平均相角。ΔΦ=ΔΦ2-ΔΦ1即为前缀前后2 048码片的相位差。显然ΔΦ=2π×foffset×2 048×tc,ΔΦ即为频偏foffset在时间上积累的结果,foffset=ΔΦ/T,其中T=tc×2 048×532.48μs为2 048个码片的传输时间。

考虑到实际工程应用中需要实时进行频偏估计。结合WCDMA系统中PRACH特有的帧结构,设计了一种基于控制部分的频偏估计算法。上行链路中的PRACH控制部分和数据部分以I,Q方式合并后并行传输。当发送第i个时隙中的第m个数据符号时,其发射的基带信号可表示为

S=[dd(i,m)Cdch(n)+jρdc(i,k)Ccch(n)]Cscr(n) (12)

式中:dd(i,m)和dc(i,k)分别为用户第i个时隙中第m个数据部分符号和第k个控制部分符号;Cdch(n)和Ccch(n)分别为数据部分和控制部分的实信道码(扩频码)的第n个码片,Cscr(n)=CI(n)+CQ(n)为信道复扰码的第n个码片。基站接收到的基带信号可表示为

$y (t) = \sum_{l = 1}^{L} ξ_{l} (t) s (t - τ_{l}) + n (t) (13)$

式中:L为可分辨的路径数;ξl(t)和τl分别为第l条路径的衰落因子和时延,在这里假设τl为码片周期的整数倍;n(t)为其他用户的多址干扰和背景噪声构成的加性高斯白噪声。

假设已经准确估计得到接收信号中每条路径的时延,且信道衰落因子在一个控制部分符号周期内保持不变,则对PRACH控制部分和数据部分解扩[10]得

rc(l,i,k)=ξl(i,k)dc(i,k)+vc(l,i,k) (14)

rd(l,i,k)=ξl(i,m)dd(i,k)+vd(l,i,m) (15)

式中:rc(l,i,k)和rd(l,i,m)分别为第l条路径第i个时隙第k个控制部分符号和第m个数据符号的解扩输出;vc(l,i,k)和vd(l,i,m)为相应的解扩干扰项。如果忽略干扰的影响,PRACH消息中数据部分的频率偏差估计为

$\bar{ξ}_{l} (i, k) = \frac{r_{c} (l, i, k)}{d_{c} (i, k)} = ξ_{l} (i, k) + \frac{v_{c} (l, i, k)}{d_{c} (i, k)} (16)$

原始信号经过无线信道传播后,所得信号与原始信号存在偏差,这个偏差包含了幅度和相位的变化,但其形成的本质是由频率偏差造成,频偏在时间上的积累造成了信号失真,影响信号解调,因此将频偏估计值实时地补偿给数据部分,为后续信号处理提供可靠数据。

3 实测数据验证及性能分析

3.1 数据采集平台

数据采集设备USRP N210,USRP(Universal Software Radio Peripheral,通用软件无线电外设)旨在使普通计算机能像高带宽的软件无线电设备一样工作。该平台时钟晶振是76.8 MHz,分频后对WCDMA信号进行2倍采样,每秒采集61.44 Mbyte数据,通过千兆网口传输到计算机内存,经过基带算法进行实时处理。

3.2 算法验证及性能分析

3.2.1 PRACH 前缀捕获验证及分析

图6是设定合理判决门限后的前缀初步同步的实测数据验证图。合理的判决门限不是一个绝对值,而是一个相对值,当前位置累加值是前一位置累加值的两倍及两倍以上时停止搜索,即找到前缀大致位置。分析发现:能量累加初搜前缀只进行了1 125×chips次加法;若用传统的相关遍历法处理相同数据长度则要进行1 125×16次相关运算,每次相关运算需要的复数乘法运算次数为4 096次,而每一次复数乘法运算可以分解为4次实数乘法运算,故总共需要进行1 125×16×4 096×4=294 912 000次乘法运算。

已知本文中WCDMA实测上行信号使用的8号签名,快速捕获前缀方法验证第1个前缀采用的也是8号签名,如图7所示,由此说明快速捕获前缀方法的可靠性。在前缀粗同步位置起始处,开设了窗长为15的滑动窗,在窗内第10个码片处完成前缀精同步,捕获的前缀位置偏离初同步位置10个码片,证明前缀粗同步的精度较高。

表1是传统的逐样点相关同步方法和快速捕获前缀方法运算时间的对比分析。

表1说明同样的数据长度,快速同步前缀耗时明显少于传统前缀同步方法。测试平台为Microsoft Visual C++ 6.0,计算机使用Pentium(R)D处理器,主频分别为2.80 GHz和2.81 GHz,内存512 Mbyte。

表2分析了前缀捕获是否满足实时性。测试平台同上,实时性即处理时间少于数据传输时间,如表2所示,前缀同步的实时性得以验证。

3.2.2 PRACH message信道估计验证及分析

图8是原始消息部分数据的星座图表示,由于PRACH消息中的数据和控制部分均是BPSK调制,两路信号分别作为I,Q路一起发送出去,理论上,出现的星座图应该集中在4个相位。

图9、图10分别是两种信道估计算法处理后的PRACH消息的星座图。

图9所示相位分布虽已呈现一定规律,但信号集中性较差,这会给后期信号处理带来偏差。图10所示信号相位集中分布在4个象限,与理论的消息部分信号调制相位图一致,其聚合性和规律性优于图9。由此,可以论证基于控制部分的频偏估计算法较基于前导的频偏估计算法更加准确的估计出信道参数,并恢复原始信号,为后续信号处理提供准确数据。

4 结束语

第三方探测系统目标信号快速捕获的关键在于快速捕获前缀和准确解码获取身份信息。本文针对现有逐码片相关实现前缀捕获运算量大、实时性不高的弊端,提出能量累加粗搜前缀与按前缀签名规律滑动精搜前缀相结合的方式,进行准确、快速的前缀捕获;针对现有PRACH频偏估计算法不能有效估计参数的缺点,给出一种基于控制部分的频偏估计算法,通过星座图对比论证了后者频偏估计的准确性。WCDMA第三方探测系统目标信号快速捕获算法可以解决上行数据实时同步问题,满足实际工程应用,同时能准确估计消息部分频偏,提高解码正确率。

摘要：针对第三方探测系统对WCDMA系统中上行PRACH捕获的实时性要求,分析传统前缀同步算法的不足,设计了一种基于能量累加和最大似然相结合的前缀快速捕获算法,并根据消息的帧结构特点设计了一种基于控制部分的频偏估计算法。快速捕获和频偏估计共同构成第三方探测系统目标信号快速捕获算法,经实测数据验证,该算法能够快速、准确地对目标手机用户RACH信息进行捕获和解码。

关键词：能量累加,快速捕获前缀,频偏,探测

参考文献

[1]孙宇桐.WCDMA空中接口技术[M].北京:人民邮电出版社,2011:128-134.

[2]何琴,吴俊.WCDMA随机接入过程的一种优化实现方案[J].测控技术,2010,29(3):52-54.

[3]范伟飞.一种实用的WCDMA随机接入信道前缀码捕获方案[J].电子工程师,2004,30(2):24-26.

[4]中兴通讯股份有限公司.WCDMA系统接入信道频偏估计方法:中国,200410009620.8[P].2006-04-05.

[5]邬丽芬,张治中,代琦.WCDMA网络Iub接口只能猜测配置技术的研究[J].电视技术,2010,34(10):67-70.

[6]GANSMAN J A,FITZ M P,KROGMEIER J V.Optimum and subopti-mum frame synchronization for pilot-symbol-assisted modulation[J].IEEE Trans.Communications,1997,45(10):1327-1337.

[7]3GPP TS 25.213,Spreading and modulation(FDD)[S].2010.

[8]3GPP TS 25.214,Physical layer procedures(FDD)[S].2010.

[9]3GPP TS 25.211,Physical channels and mapping of transport channelsonto physical channels(FDD)[S].2010.

一种直扩系统中伪码的二维捕获方法第4篇

关键词：直接序列扩频,伪码捕获,多普勒频移,FFT,非相干累加,蒙特卡罗仿真

直接序列扩频系统具有抗干扰, 减小多径衰落, 码分多址等特性[1]。在直接序列扩频通信系统中, 对伪码的捕获是得到输入信号瞬时码相位的过程, 也是接收机可以解调信息的前提[2]。伪码的捕获是通过判断接收伪码与本地伪码相关运算产生相关峰对应的时延完成的。在有噪声或干扰的情况下, 相关峰会随着噪声或干扰的增加而变得越来越难以识别。这个问题可以通过非相干积累来解决[3], 即增加相关运算的伪码周期, 然后将多个周期的结果非相干累加。

因为噪声是不相关的。因此累加的结果使相关峰幅度的增量要大于噪声幅度的增量, 进而相关峰就变得易于识别。然而, 增加相关运算的时间会带来一个问题。那就是对由于发射机与接收机相对运动而产生的多普勒频移或振荡器不稳定产生的频差变得敏感。

这一问题可以通过对频率进行补偿来解决。频率补偿后, 再作相关运算来找到相关峰。时域相关相当于频域相乘, 因此可以通过将伪码变换到频域进行相乘运算, 变换采用快速傅里叶变换 (FFT) 来减少运算量[4]。最后通过对相关的结果分析, 得到伪码相位的信息。

一、系统模型

图1系统的原理框图

提出的方法的框如图1所示。接收到得中频信号r (t) 通过模数转换, 数字下变频得到基带信号r (n) 。然后进行M路并行的频率补偿。对补偿后的信号进行基于FFT的捕获。将多个捕获结果进行非相干累加, 最后判决捕获结果。接收中频信号的模型为

其中, P为信号幅度, C (t) 为接收到的扩频伪码;Tc是单个码片的时间间隔;τ是与本地伪码相对的延迟码片数;ф0为初始相位, 在[0-2л]内服从均匀分布;fIF为中频载波频率;f为在t=0时刻的多普勒频移;n (t) 为零均值, 方差为N0/2的高斯白噪声 (WGN) 。假设在一个总的捕获时间内, 接收机和发射机的相对速度不发生变化, 即多普勒频移fd不变。因为, 所以接收信号可以简化为

通过A/D, DDC的信号为

其中i是采样时刻。

二、捕获原理及分析

本节对各部分的原理作说明。

2.1基于FFT的伪码捕获

基于FFT的伪码捕获算法是利用信号在时域上的卷积对应于频域上的乘积的变换关系, 通过计算接收信号与本地信号在频域上的乘积, 再将结果进行傅立叶反变换, 即可得到相关值[5]。设求周期都为L的序列x (n) 和y (n) 的相关函数。由定义可得

其中, Rl (l) 为长度为L的矩形窗。

循环相关公式量变作DFT, 有

则

结构框图如下

简单起见, 一个码片采样一个点。一个伪码周期有L个码片, 那么就作L点的FFT, 最后得到的相关结果有L点, 其中的一个点的幅值在低信噪比的情况下, 明显高于其它点。该点对应的时延即为接收信号的时延。

2.2非相干累加

平方根器的输出Ym (i) , i=0, 1, ......, L-1, 共L点, 其中一个点为本地伪码与接收伪码同步的相关峰值, 其它点则为不同步的相关峰值。

判断是否同步是一个假设检验问题, 假设H1表示存在同步时的相关峰, H0表示不存在同步时的相关峰。则

其中r (0) 表示同步情况下, w (i) 伪码的相关峰值;表示噪声与非同步情况下伪码相关峰之和。

H0假设下, Ym (i) 服从瑞利分布, 其PDF为

其中

H1假设下, Ym (i) 服从莱斯分布, 其PDF为

因为每次相关的结果, 相关峰的位置是不变的, 而每次的噪声之间是不相关的, 那么, 叠加的结果为, 随着叠加次数的增加, 相关峰的幅度对于噪声会逐渐增高。

2.3并行频率补偿

为了解决低信噪比的问题, 需要进行较长时间的相关运算。如果频率搜索采用串行搜索, 时间方面的消耗将无法在实际系统中使用, 所以采用牺牲硬件资源, 也就是并行搜索的方法。

假设最大的频差为△fmax, 那么, 总共要搜索的频率范围为2△fmax。设系统在频差△f≤fthreshold范围内有较好的性能, 那么, 所需的并行搜索的单元的数量

其中, [.]是向上取整运算符。

三、仿真验证

仿真的参数为:Rc=1MHz伪码速率;

接收机与发射机的相对速度v≤120km/h=33.3m/s;

则多普勒频移;fd≤v/c·fc=8.89Hz

伪码周期N=1023。

判决准则为:相关结果有N个点, 取其中的最大值对应的码相位与实际的码相位进行比较, 相同则捕获成功, 不同则捕获失败。

图3是103次蒙特卡罗仿真得到的不同频差△f条件下, 发现概率Pd随累加次数增加的变化曲线。

图3发现概率随积累次数的变化

从图中可以看出, 积累50个伪码周期, 频差为1Hz时, 系统有较高的检测概率。这样频率的步进可以选择2Hz, 即。9个并行模块可满足要求, 并且消耗的时间为51.2ms。补偿的频率如图4所示。这样可以保证并行搜索的单元中至少有一路的频差小于等于1Hz。

图4频率补偿示意图

四、结束语

本文提出了一种直接序列扩频无线通信中伪码的二维捕获方法, 对该方法的原理作了阐述, 并通过蒙特卡罗计算机仿真对其进行了验证。结果表明当伪码速率时, 频率搜索步进选择2Hz, 累加50次可以得到较好的检测概率。

参考文献

[1]Huang Ping, Zu Bing-fa W H, Pseudo Noise Code Acquisition Using Fast Fourier Transform.2008, p 788~792

[2]Seung-Hyun Kong B K, Two-Dimensional Compressed Correlator for Fast PN Code Acquisition.2013

[3]冯彦芳.直扩通信中的伪码捕获技术研究[D].西安电子科技大学, 2010

[4]刘瀚达.大多普勒频偏下统一扩频测控体制的伪码捕获技术[D].哈尔滨工业大学, 2012

[5]冯永新, 刘芳, 潘高峰.直接序列扩频信号同步新机理[M].国防工业出版社, 2011

捕获系统第5篇

低轨(LEO)直扩卫星通信为特种人员提供覆盖全球的保密话音及数据业务、低轨卫星全球定位导航系统(GPS)的开发及机载或弹载定位导航接收机的研发等,这些直接序列扩频技术新的应用领域及应用要求的提高使得直扩技术的工作环境趋于复杂多变,但总的一个特点是由于多普勒效应的影响,接收信号的频率会产生较大的频偏,因此很多相关研究文献将此工作条件统称为“大频偏条件”。要使直扩系统在如此复杂恶劣的环境下仍能稳定可靠的工作,关键一环是系统必须具有良好的码同步能力,而码同步必须首先完成码捕获,然后才能进行码跟踪。本文仅讨论与研究直扩系统的码捕获技术,关于码跟踪依然采用延迟锁定环(DLL)技术。

2 低轨卫星通信中影响码捕获的主要因素

要成功在低轨卫星通信中进行码捕获必须首先分析影响码捕获的各种因素,在此基础上采用相应的解决方法,下面就影响码捕获的主要因素分别加以介绍。

2.1 码相位的不确定性

码相位的不确定性是影响码捕获的一个普遍因素。由于发送信号在传播过程中可能会遭受各种影响,例如电离层、大气及降雨等都会影响信号的传播,这使得接收信号会产生随机时延。对于直扩信号,随机时延等效为接收信号的码相位存在不确定性,因此为完成码捕获一般是在L个码相位上进行搜索,L通常取值为PN码的码长。

2.2 载波频偏的不确定性

载波频偏主要指载波多普勒频偏。在LEO卫星通信中,由于收发双方相对运动状态的快速变化导致接收信号存在一个变化的多普勒频偏,从而使得载波频偏不确定。载波频偏会使接收到的直扩信号的极性发生翻转,在码捕获期间,会大大降低信号的相关峰,使检测概率明显下降。图 1是载波频偏对接收信号的影响情况。

可见载波频偏对基带接收信号产生了幅度调制,这会改变信号的极性。另外由于收发时钟源的不稳定也会造成一定载波频偏,但随着高精度晶体振荡器及原子铷钟的应用其影响可忽略不计。

2.3 码频频偏的不确定性

码频频偏主要指码多普勒频偏。由于多普勒效应对信号所有频率成份作相同的改变,在其造成载波频偏的同时也导致了码多普勒频偏。码频频偏会使接受到的直扩信号的码片宽度发生变化,当其为正值时,码片宽度会变窄,为负值时,码片宽度变大。是否考虑码频频偏对捕获性能的影响主要取决于捕获系统驻留时间的长短。若捕获系统在码相位不确定值内的搜索步进是半个码片宽度,当在驻留时间内由于码频频偏造成的抽样时刻漂移量小于半个码片宽度,则可不考虑码频频偏的影响,否则要采取码频频偏补偿技术。

2.4 调制数据

调制数据即待传数据,扩频信号是用PN码与调制数据相乘产生的。图 2是调制信号及调制前后的扩频信号。

可见调制信号会改变码片极性,这会使捕获系统相关运算的相干长度变小,调制数据速率越高,相干长度越小,进而导致扩频系统处理增益的下降。

2.5 噪声、干扰及其他因素

噪声及干扰(有意或无意)是每个通信系统普遍存在的问题。严重的噪声及干扰会降低码捕获系统的检测概率,甚至导致通信中断,因此采用相应的信号处理技术,例如:天线自适应调零技术、自适应干扰抑制技术及干扰模式识别技术等是有必要的。另外当直扩信号通过衰落信道时,接收信号会引入衰落因子,这会造成信号幅度及相位的失真,并影响捕获性能。本文只考虑加性高斯白噪声的影响。

3 低轨卫星通信中的码捕获技术

针对以上影响码捕获的主要因素,文献[1]最早提出了在由码相位不确定值τ、载波频偏不确定值fd及码频频偏不确定值D组成的三维空间(τ,fd,D)进行并行搜索的最大似然算法,利用此算法得到平均捕获时间最小,然而它过于复杂,不适于物理实现。为了在捕获性能与实现复杂度间进行折中选择,文献[2]提出了一种基于FFT辅助的串并搜索的码捕获算法,算法基本思想是利用FFT消除载波频偏的影响,相当于在载波频偏不确定值内同时搜索,文献[3]就其关键参数及平均捕获时间进行了研究,然而FFT所能处理的载波频偏范围有限,当频偏过大时,算法性能会大大下降;文献[4]提出了一种基于分段匹配滤波的码捕获技术,它将全相关分成若干个部分相关实现,与未分段的匹配滤波器码捕获系统相比,抗载波频偏性能提高了Q倍,Q表示所分段数,另外这种捕获技术对调制信号不敏感,文献[5]、[6]对其捕获性能进行了研究,但所抗的频偏范围依然有限;文献[7]提出利用频域相关法进行码捕获,其优点是运算量小、捕获速度快,然而对硬件资源有较高的要求,特别是要求有较高的处理速度。这三种码捕获技术都存在一定缺点,也未考虑码频频偏的影响,因此有必要对其加以完善,以下是不考虑码频频偏下改善后的三种码捕获技术及码频频偏补偿技术。

3.1 频率扫描结合基于FFT辅助的串并搜索的码捕获技术

基于FFT辅助的串并搜索的码捕获技术抗载波频偏的能力有限,图 3是PN码码长L=1024、符号速率Rb=4kbit/s、部分相关长度X=128、FFT点数为64、载波频偏不确定值为0～50kHz(典型的低轨卫星通信造成的载波频偏)时,FFT处理与未经过FFT处理归一化相关值随载波频偏的变化比较,可见载波频偏在RbL/X=32kHz时,即便FFT处理相关值也下降为零,因此在基于FFT辅助的码捕获前,首先进行频率扫描,此时码捕获系统的结构如图 4所示。

捕获系统工作过程:接收信号经下变频,进行码片的匹配滤波。开始捕获时,频率合成器输出扫描频率f1,并与匹配滤波器输出信号复乘,之后信号进入基于部分匹配滤波器的串并相关运算电路,得到每个码相位的M个部分相关值,FFT处理模块对每个码相位的M个部分相关值分别作N点的FFT,经平方电路,与前次所计算的相应基本搜索单元(搜索的码相位及载波频偏都相同)的相关值相加,完成非相干累加,将非相干累加值与门限比较,若大于门限则捕获成功,否则控制电路输出控制信号,将频率合成器输出频率改变为f2,重复以上步骤,直到成功捕获为止。

码捕获系统结构图

3.2 频率扫描结合基于分段匹配滤波的码捕获技术

基于分段匹配滤波码捕获技术的最大优点是实现简单,然而与基于FFT辅助的串并搜索的码捕获技术相比,捕获系统的处理增益有所下降,可通过多次非相干累加进行补偿。图 5是这两种捕获技术所得相关值随载波频偏的变化情况,所取仿真参数与3.1中相同。这种捕获系统的结构图与图 4相似,只要将其中的串并相关电路、FFT处理模块、平方电路改换为基于分段匹配滤波的码捕获电路即可,因此工作过程也基本相同。下面仅对基于分段匹配滤波的码捕获技术给予简单介绍,图 6是其结构图,其基本工作原理是将整个匹配滤波器分为Q段,在每段内接收信号与本地PN码进行相关运算,得到Q个分段相关值,并对其平方,最后将Q个平方值相加,得到一次完整相关运算。

3.3 频率扫描结合频域相关的码捕获技术

频域相关的码捕获技术最大优点是捕获速度快,但受器件性能限制,这种捕获技术一直没有得到广泛应用,然而随着光电技术的发展,电光相关器的出现将会使这种捕获技术有很大的应用前景,特别是在全球定位系统(GPS)接收机的精确码(P码)直接捕获方面应用价值更大。图 7是这种码捕获系统结构图。

捕获系统工作过程:开始捕获时,来自码片匹配滤波器的信号与频率选择器输出频率f1进行复乘,从而消除载波频偏对PN码相关值的影响,之后作N点的FFT,N一般等于码长L,同时对本地PN码也进行N点的FFT处理,并取共轭,将接收信号的FFT处理与本地码FFT处理的共轭值相乘,通过IFFT变回到时域,得到L个码相位的相关值,最后经平方进入检测及控制电路,若大于检测门限,则捕获成功,否则输出控制信号将频率合成器输出频率改变到f2,重复以上步骤,直到捕获为止。图 8是利用频率扫描结合频域相关在码相位不确定值τ及载波频偏不确定值fd组成的二维空间进行搜索时,相关值的变化情况。

3.4 码频频偏补偿技术

当扩频系统工作在电磁环境相当恶劣的条件下时,为了提高捕获系统的检测概率,必然要增大驻留时间,这会使得在驻留时间内由于码频频偏造成的采样时刻漂移量超出半个码片宽度,因此要消除码频频偏的影响。以下就载波频偏辅助的码频频偏补偿技术及利用时移相加的短时相关法进行补偿的技术分别给予简介。

3.4.1 载波频偏辅助的码频频偏补偿技术

这种码频频偏补偿技术的基本思想是依据多普勒效应对载波频率及码片速率造成相对改变量相同,在频率扫描期间,利用估计的载波频偏计算得到码频频偏,继而通过增加/扣除脉冲调整本地PN码发生器的时钟源,使得本地码速率与接收信号的速率在一个较长时间(若干个驻留时间)内基本保持一致,最终使采样时刻漂移量小于半个码片宽度。但由于补偿精度有限,因此捕获系统驻留时间不能太大。

3.4.2 时移相加的短时相关法

为了消除码频频偏对相关值的影响最佳的捕获算法是最大似然法,然而此算法对每个搜索的码频频偏值都要重新进行相关运算,因此运算量很大。文献[8]提出将时移短时相关法应用于捕获系统,其大大减小了相关运算的计算量,算法是次最优的,图 9是算法示意图,其中假设接收信号受码频频偏的影响使得码片宽度变窄,使得每5个本地码片时间,接收信号就超前本地码一个码相位,因此搜索码相位1、2、3所得相关值只分别在1～5、7～11、13～17码片内有效,即为短时相关值,为了增大扩频系统的处理增益,将三个码相位的短时相关值相加,从而消除了码频频偏的影响。由于时移相加的短时相关法良好的性能及较低的实现复杂度,美军新一代导航定位信号——M信号的直接捕获中采用了这种码频频偏补偿技术。

4 结束语

从低轨卫星通信中的码捕获技术发展看,影响码捕获的主要因素基本都得到了解决,但是或多或少都存在缺点,还有以下问题有待于进一步研究:

(1) 码捕获过程中,如何对载波频偏及码频频偏进行精确估计。

(2) 恶劣电磁环境下,如何减小噪声及干扰影响。

(3) 衰落信道下,码捕获系统性能的研究。

(4) 如何进行特长码,如P码的成功捕获。

(5) 码捕获技术硬件实现的优化。

成功解决以上问题,将会大大提高捕获系统的性能。

摘要：研究了用于低轨卫星通信的直接序列扩频系统的码捕获技术。首先,分析了低轨卫星通信中影响码捕获的主要因素,在此基础上,综述了码捕获技术的研究发展过程,针对当前码捕获技术用于LEO卫星通信时存在的两个主要问题,即抗载波频偏能力有限和对码频频偏考虑不足,就三种典型的码捕获技术进行了研究,最后指出了码捕获技术的研究方向。

关键词：直接序列扩频,码捕获,载波频偏,码频频偏,频率扫描

参考文献

[1]Unjeng Cheng,William J.H.Spread-spectrum code ac-quisition in the presence of Doppler shift and data modu-lation[J].IEEE Transactions on Communication,1990,38(2):241-250.

[2]C.Spillard.A Serial-Parallel FFT Correlator for PNCode Acquisition from LEO Satellites[J].IEEE SSSTA1998,South Africa,September 2-4,1998,pp.446-448.

[3]Sascha.M.S and Gordon.J.R P.Code acquisition forLEO satellite mobile communication using a serial-paral-lel correlator with FFT for Doppler estimation[A].IEEFifth International Conference on Satellite Systems for Mo-bile Communications and Navigation[C],13-15 May1996.

[4]D.Dodds,R.Mason,R.Schmitz.A segmentedmatched filter for CDMA codephase acquisition[A].InCanadian conference on electrical and computer engi-neering[C],May,1998.

[5]B.Persson,D.E.Dodds,R.J.Bolton.A segmentedmatched filter for CDMA code synchronization in systemswith Doppler frequency offset[J].Proceedings IEEE Glo-becom,San Antonio,Texas,November 2001.

[6]B.Persson.CDMAcode synchronization using segmentedmatched filter with accumulation and best match selection[A].Proceedings of the institute of Navigation GPSMeeting,Protland,September 2003[C].

[7]Chun Yang.Fast code acquisition with FFT and its sam-pling schemes[A].Proceedings of the 1996 NationalTechnical Meeting[C].USA:ION,1996.

捕获系统第6篇

近年来,以多点触控和互动投影为代表的基于投影显示的交互展示系统得到广泛应用。典型的系统包括Surface互动投影桌[1]、FTIR多点触控系统[2]和GestureTek、Luminvision Ltd和 EyeClick等公司构建的互动投影系统[3,4,5]。这类系统通常使用一台PC来驱动单台投影设备,画面尺寸不够大,分辨率也不高。随着数字媒体显示与交互技术的发展,多媒体内容及形式更加复杂,用户对交互展示体验的要求也越来越高,主要表现为超大画面尺寸和超高显示分辨率。

多投影无缝拼接技术提高了画面尺寸和显示分辨率[6,7]。工业界和学术界也将此技术引入交互展示系统中[3,5,8]。GestureTek和EyeClick公司构建了高分辨率地面互动投影系统[3,5],文献[8]构建了T3高分辨率交互投影桌。T3采用一台PC驱动的架构,受操作系统和硬件设备限制,针对三维图形应用最大支持8192×8192分辨率桌面。

为提升交互展示系统的画面分辨率,文献[9]构建了一套可伸缩的交互投影显示墙,采用分布式的系统架构,使用多台PC增加画面面积和显示分辨率。系统由多个即插即用投影(PPP)单元拼接而成。每个PPP单元包含一台投影机,一个捕获相机和一台PC,对其负责的交互显示区域投影画面,拍摄手势图像、分析手势语义。这种基于部分手势图像,进行全局手势语义分析的方法,即使手势语义分析算法没有错误,也无法检测出正确的手势语义。

如何开发交互展示程序,是交互展示系统需解决的另一问题。依托WPF和Flash平台控件资源和开发环境,国内外研究团队和公司提出多个交互展示程序开发工具集。有代表性的工具集包括:基于WPF平台的Surface SDK[10],基于Flash平台的GestureWorks[12] 和Community Core Vision(CCV)[11]等。但WPF和Flash平台没有提供动画和控件特效同步机制,难以应用在分布式交互展示系统中。

现有的互动投影系统将所有投影机排成一行,分辨率还不够高,画面区域还不够大。针对现有系统的不足,本文给出一种面向超高分辨率、超大显示面积的分布式互动投影系统,具有如下特点:(1) 采用分布式系统架构,提高系统扩展性,由中央总控结点进行交互分析,保证子结点接收到的交互事件一致;(2) 使用多投影无缝拼接技术,支持M行N列的投影排列方式,增加画面面积和显示分辨率;(3) 使用基于自由网格的相机校正方法,标定红外相机,获得更精确的交互分析结果;(4) 利用视频帧之间的连贯性,设计了区域更新机制减少网络带宽需求,提高系统可伸缩性;(5) 设计并实现了分布式交互展示程序开发工具集,开发人员使用此工具集将单机版展示程序修改为分布式版本。本系统已成功应用于2010年上海世博会西藏馆超大尺寸互动投影系统等实际项目,经过6个月的展出,系统运行稳定、效果流畅。

1系统实现

1.1系统整体架构

本系统采用分布式架构,包括一个中央总控结点和多个捕获渲染子结点,通过局域网络相互连接。子结点连接多台投影机,利用多投影无缝拼接技术进行显示,同时安装多路相机,扩大视频捕获范围。

基于相机的交互事件生成包含视频捕获、视频处理和交互分析三个主要步骤。在文献[9]设计的可伸缩性交互投影显示墙系统中,PPP单元完成全部交互处理流程,中央结点仅保存交互事件,不进行全局交互分析。与该架构不同,本系统子结点只完成视频捕获和视频处理两个步骤,由中央总控结点接收汇总子结点视频处理结果后,进行全局交互分析。解决了PPP单元因拍摄部分交互画面,而引起的交互分析不准确问题。

系统处理流程如下:(1) 子结点同步捕获多路视频数据,并处理捕获结果,将处理结果发送到总控结点;(2) 总控结点汇总所有子结点视频处理结果,进行交互分析,将播放控制时间戳与交互事件发送到运行于子结点上的交互展示程序;(3) 交互展示程序在接收到交互事件后,根据交互逻辑,使用分布式交互展示程序开发工具集生成展示画面,经多投影拼接校正后显示出来。综上,系统流程及硬件架构如图1所示。

基于以上论述,本系统共包含下述几项关键技术:视频同步捕获、红外相机标定、多路视频拼接、子结点视频处理、视频处理结果发送,子结点数据同步和分布式开发工具集,后续篇幅将分别针对这几部分内容作出说明。

1.2视频同步捕获

本系统包含多个子结点,每个子结点外接多个相机,进行异步视频捕获。为保证视频捕获结果时序一致性,需要对相机进行视频捕获同步控制。相机捕获同步控制分为硬件同步控制和软件同步控制两种方法。硬件同步控制方法由系统统一发出捕获信号到各个相机,保证所有相机同时开始拍摄画面。但这类相机价格昂贵,需要额外安装捕获信号线路,故在实际应用中多根据视频捕获卡特性,采用软件同步方法。

本系统使用海康威视DS-4004HC视频捕获卡,共有四个数字信号处理单元。直接使用捕获卡SDK抓取当前相机拍摄图像效率低,因此,系统使用异步视频流回调方式捕获视频图像。具体方法为:生成四个线程,每个线程处理一个数字信号处理单元回调结果,四个线程通过视频流异步回调的方式,并行捕获相机拍摄画面,提高处理效率。

基于以上论述,视频捕获帧同步的基本步骤为:(1)异步捕获四路相机拍摄画面,将捕获结果标记帧号后存入各自的数据帧队列;(2) 待四路相机全部捕获完成后,从各个队列中依次取出相同帧号捕获数据,保存入捕获图像缓冲区;(3) 若缓冲区为空,直接填入数据;若缓冲区中已包含数据,则替换已有数据;(4) 视频处理线程从缓冲区中获取并删除捕获图像数据,若缓冲区中无数据则保持等待状态,直到有数据填入缓冲区。图2给出视频同步捕获示例:捕获图像1进入缓冲区前,缓冲区内无捕获图像数据,直接填入;捕获图像3准备进入缓冲区时,缓冲区内包含未处理的捕获图像2,将其替换;视频处理线程请求依次获得捕获图像1和捕获图像3;当视频处理线程再次请求捕获图像时,当前缓冲区为空,线程将等待四路相机全部获得拍摄画面后生成捕获图像4,填入缓冲区,再对其进行处理。

1.3红外相机标定

由于制造工艺的局限性,相机镜头大多存在变形,影响交互分析结果。为提高系统检测精度,需要标定相机镜头,国内外研究小组对这一问题已经给出了比较成熟的解决方案,其中有代表性的是基于黑白网格的相机标定方法[13]。为避免可见光干扰,本系统使用红外捕获相机,感应850nm波长附近的一段红外光,不易通过算法从捕获结果中准确识别黑白网格(图3(a)、(b)),难以应用传统的相机标定方法。若拆除红外滤光片标定相机镜头,则容易触碰相机位置、改变焦距,相机安装位置高,实际操作困难(图3(c))。

针对此问题,本文使用基于自由网格的红外相机标定技术。为完成相机标定,需首先找到红外相机可识别的标记点。根据实践经验,常使用贴有细颗粒反光布的硬纸板作为标记点。为方便调试人员识别,标记点一般为正方形,尺寸约为相机拍摄区域宽度的2%。

相机标定具体步骤为:(1) 按M行N列的方式,在实际投影区域内均匀设置标记点,参见图4(a)中红点;(2) 同样按照M×N的方式,在相机拍摄画面中生成网格,手动拖动网格顶点与原始投影画面中标记点重合(图4(b));(3) 通过线性插值方法,将步骤(2)中对应的区域内容映射到标定结果画面中(参见图4(b)、(c)的映射过程)完成全部的标定过程。

在实际应用中,可根据相机变形情况调整M和N的数值。当M与N设定的数值越大,步骤(2)中网格区域形变越小,插值映射结果越准确。此方法虽然在精度上不及传统相机标定方法,但操作简单,不需要取下红外相机滤光片,经实际测试能满足交互应用检测精度要求。

1.4多路视频拼接

视频捕获标定结果与最终显示区域应尽量对齐,而在实际应用中,由于多投影拼接、投影机镜头变形及安装角度的影响,首先需要对投影机进行几何校正,调整实际显示区域。以图5(a)为例,方框内为不同投影机投影区域,其中下方深色网格为投影机几何校正网格,该网格确定了投影机拼接显示区域。

视频捕获相机数目和投影机数目属“多对多”关系,只需确保相机拍摄画面能够完全覆盖投影拼接显示区域。考虑到相机焦距和实际安装过程中供电与布线等因素,一般采用和多投影拼接一致的排列方式安装视频捕获相机。在完成多投影机几何校正后,按照相机安装方式将显示区域划分为X×Y个部分,每个部分对应一台相机。为保证相机标定结果与实际投影区域能够准确对齐,依照投影几何校正网格点设置相机标记点,按照1.3节介绍的相机标定方法,完成相机标定。以图5(b)为例,系统按2×2方式安装视频捕获相机,同样按此排列方式将画面划分成四个部分(图中网格线),每个相机捕获其中一个部分,最后依照几何校正网格标定相机捕获区域。在实际应用中,可根据应用精度要求,选取部分几何校正点设置相机标记点,减轻相机标定工作量,参见图5(b)左上角区域中选取的5×4个标记点。

1.5子结点视频处理

多点触控类交互展示系统常采用 DI、FTIR或LLP的光学成像原理,用户点触交互平面将产生白色亮斑。但受外界环境光干扰,以及红外补光不均匀等问题的影响,需要经过一系列图像处理操作才能计算出触点的准确位置。经理论研究和实践经验总结[17,18],图像处理过程一般包含以下几个步骤:相机标定拼接、平滑处理、背景剔除、亮度对比度调整和整体效果放大。特别地,如果交互展示程序只需要判断交互区域内是否有触点或物体,可增加二值化操作,节省视频处理结果占用空间,减少带宽需求。发送方法原理及细节见1.6节。

对于地面互动投影系统,当用户经过交互区域时将产生黑色阴影而不是白色亮斑,故需在子结点视频处理过程的背景剔除操作前增加反色操作,将阴影区域调整成白色亮斑。使用2.1节描述的方法,在640×480分辨率的捕获结果内仿真16名用户运动情况。用户运动路线图及子结点视频处理中间结果如图6所示。

1.6视频处理结果发送

子结点视频处理结果需发送到中央总控结点,由总控结点拼接成完整视频画面后进行交互分析。若直接将处理结果灰度图像发送到总控结点,将占用大量带宽。经理论分析和实际测试可得,在1000Mbps局域网环境下,若直接发送处理结果,系统大约支持10个子结点,需要使用恰当的视频数据发送方法,减少网络带宽需求,提升系统可伸缩性。

子结点视频处理操作后得到灰度图,每个像素点占用1个Byte的储存空间。程序可根据灰度图中像素点的亮度,推测该像素点与交互平面间的距离,实现悬空操作等特殊交互行为。一般的多点触控和互动投影类型交互展示系统,主要依据灰度图中黑白两种结果判断交互区域内是否有触点或物体。针对这样的应用,可在视频处理过程最后可增加二值化操作,只保留黑白结果,并使用Bit代替Byte作为每个像素存储单元,节省视频处理结果占用空间,减少网络带宽需求。

在实际应用中,用户交互行为并不迅速,每两帧捕获图像内容变化小。根据这一特点,在发送视频处理结果前,系统将比较前后两帧视频处理结果的差异,仅发送变化的区域,减少网络带宽需求。基本步骤为:(1)将视频分割为多个区域块,参见图7(a)中网格;(2) 记录前一帧视频处理结果,用当前视频处理结果与之进行比较,只发送有变化的区域块,参见图7(c)中灰色区域;(3) 总控服务器在接收到变化的视频区域块后,同样根据前一帧视频处理结果和变化的区域块内容,生成当前帧视频处理结果。不同发送方法性能详见2.3节。

子结点使用区域更新方法发送视频处理结果的核心算法示意如下:

void SendCaptureFrameData(NetTransPacket* pPacket){

pPacket->Write(rect); //视频拍摄区域

pPacket->Write(row); pPacket->Write(col); //区域块横列和纵列数目

for (r = 0; r < row; r++)

for (c=0; c < col; c++)

// 遍历发送需要更新的视频块

if (IsChanged(pLastFrame, pCurrentFrame, row, col, r, c)) {

pPacket->Write(TRUE);

pPacket->Write(GetGridData(pCurrentFrame, row, col, r, c));

} else { pPacket->Write(FALSE); }

CopyImage(pLastFrame, pCurrentFrame); // 更新上一帧数据

pPacket->SplitAndSend(); // 拆包发送视频数据

}

总控结点使用区域更新方法拼接子结点视频处理结果核心算法示意如下:

Image* VideoStitch (CaptureVideoData* pData){

int iCameraId = pData->iCameraId;

// 遍历并更新变化的视频区域快

for (int i = 0; i < pData->iGridNum; i++) {

if (IsUpdatedGrid(pData->IsUpdatedGrid(i)))

CopyGrid(pLastFrames[iCameraId], pData->pGridData, i);

}

// 将当前帧视频处理结果更新至完整视频拼接结果中

CopyImageByRect(pStitchImage,pLastFrames[iCameraId],pData->rect);

return pStitchImage;

}

1.7子结点数据同步

子结点视频处理结果发送操作基于UDP协议,并使用 “一次数据包两次ACK反馈”的发送策略,提高系统响应速度、保证数据完整性。基本思想为:当总控服务器收到子结点数据包后,先发送ACK.PAK反馈至对应子结点;待总控服务器收到所有子结点处理结果后,再发送ACK.FINISH反馈到各个子结点,结束此次发送操作。

子结点发送步骤包括:(1) 检查需要发送的数据包长度,如果超过UDP包长度限制,则将数据包拆分成若干个子数据包;(2) 发送子数据包到总控服务器,并等待ACK.PAK和ACK.FINISH反馈,若等待超时,再次发送对应子数据包;(3) 当收到ACK.FINISH反馈后,结束发送操作,执行下一次视频处理流程如图8所示。

总控结点还将通过发送播放控制时间戳,对子结点交互展示程序进行播放控制。为保证动画一致性和连贯性,时间戳将按60fps的速率通过UDP广播发送到各个子结点。总控结点发送结束后,保持等待状态,直到获得所有子结点ACK反馈,再进行下一次发送。当总控结点接收到所有子结点视频处理结果后,按相机排列方式拼接成完整视频图像,执行用户交互分析,生成交互事件,并把交互事件放入队列,并与时间戳捆绑发送。具体方法为:每次发送时间戳前检查交互事件队列中是否包含未发送的交互事件,如果存在则绑定该交互事件一起发送,反之仅发送时间戳如图9所示。

1.8分布式开发工具集

本系统提供分布式交互展示程序开发工具集,开发人员使用此工具集将单机版交互展示程序修改为分布式版本。分布式开发工具集由投影区域控制、数据接收处理、多点触控手势库和多投影拼接几个模块组成。投影区域控制模块根据用户指定的虚拟桌面尺寸以及当前显示区域,计算视点位置,生成透视关系矩阵,并依据此透视关系将物体全局坐标变换至绘制窗口坐标。数据接收处理模块处理播放控制时间戳和交互事件两类型数据,展示程序依据时间戳播放动画,同时根据交互事件和交互逻辑生成交互展示画面。多点触控手势库包含拖拽、双击、旋转和缩放四种基本手势,开发人员既能直接调用或继承四种基本手势,也能根据需要自定义特殊手势,完成复杂的应用。多投影拼接模块按投影机排列方式,将生成的交互展示画面分割成不同区域,对每个区域画面进行几何校正和颜色校正,最终完成无缝投影显示。

图10给出了分布式应用程序开发工具集的使用流程。分布式交互展示程序开发工具集功能丰富,其数据接收处理模块兼容TUIO Ver1.1[16]通讯协议,还可传递物体详细轮廓信息,并为互动投影类型应用设计了区域阴影消息协议扩展。本开发工具集支持图片浏览、多人图画等典型多点触控类应用和超大尺寸互动投影应用。

多点触摸手势库为分布式开发包中的重要组成部分,其中旋转手势操作核心代码示意如下:

2实验结果

2.1实验说明

本文实验部分PC使用Intel Pentium 2.8GHz双核CPU,2GB内存,nVIDIA GeForce 7600 GT显卡,Windows XP系统,海康威视DS-4004HC四路视频捕获卡,每路相机捕获分辨率均为320×240,按2×2方式拼接成640×480分辨率捕获结果,通过1000Mbps局域网络相互连接。

为能够重复测试,并保证每次测试数据一致,本文在相机拍摄画面内,按“漫步(Wander)”模式[14]仿真多名用户运动过程,生成视频捕获内容。生成视频依照世博会西藏馆实际现场尺寸,每路相机拍摄4.5m×3.0m区域,区域内随机生成4名用户,按1.0m/s～1.5m/s速度自由走动,每名用户产生0.16m2～0.25m2的暗色阴影。

2.2相机标定

根据1.3节中描述的相机标定方法,系统中每个相机独立依照标定点进行相机校正,故本节实验通过一台红外相机测试系统标定误差。测试使用1.08m×0.81m大小背投显示投影桌,红外相机安装2.8mm～12mm变焦镜头,使用320×240分辨率拍摄画面,标定点为2cm×2cm贴有细颗粒反光布的正方形硬纸板。按6×5的排列方式均匀分布30个测试点。对不同数目的相机标记点,记录测试点中的最大误差,并统计全部测试点的平均误差。标定误差测试结果参见表1。

镜头边缘区域形变明显,误差较大的数据点也主要集中于此区域,但在标定网格划分足够细的情况下,误差影响小。例如,若使用5×4的标定网格,平均误差为0.81%,按照西藏馆4.5m×3.0m的互动空间计算,平均误差绝对值为4.37cm,比较人体产生的0.16m2～0.25m2阴影面积,误差影响小。

注:误差百分比计算方法:误差值/对角线长度(1.35m)

2.3数据发送

使用三种发送方法对不同数目子结点,统计子结点发送视频处理结果占用带宽和总控服务器处理帧数。测试使用2.1节描述的方法,在640×480分辨率的捕获结果内仿真16名用户运动情况。同时以西藏馆地面互动投影应用为参考,依照人体阴影相对交互区域面积大小,将视频结果划分为16×12个视频区域块,使用区域更新方法发送视频内容,效果参见表2。

实验结果表明,在1000Mbps局域网络环境下,以640×480分辨率,按局域网络最高使用率约为70%推算,若直接发送子结点视频处理结果,大约支持10个子结点;Bit编码方法和直接发送方法相比,占用的带宽为后者的12.5%左右,支持约80个子结点;若结合使用区域更新方法,根据用户运动速度和用户阴影面积,每一帧数据约有40个区域块需要更新,和Bit编码方法相比,占用带宽为该方法的20%左右,系统能够支持约500个子结点,极大提升分布式系统可伸缩性。

2.4系统延迟

网络传输及视频处理过程所产生的延迟,对系统响应速度的影响至关重要。系统延迟测试按2.1节中描述的方法,在640×480分辨率的捕获结果内仿真16名用户运动情况,将视频内容划分为16×12个视频区域块,使用区域更新方法发送视频处理结果。对不同数目子结点,执行100次延迟测试后统计出系统平均延迟,延迟测试结果参见表3。

由测试数据可知,系统网络带宽占用低,增加子结点数目对系统延迟影响小。当系统包含4个子结点时,平均响应延迟为1.85帧和2.25帧,用户感觉不明显。

2.5实际系统

本系统已成功应用于2010年上海世博会西藏馆序厅的超大尺寸互动投影系统中。系统主机使用Intel Core2 Quad 2.66GHz CPU,2GB内存,nVIDIA GTX 260显卡,包含1个中央总控结点和2个捕获渲染子结点,由2排4列共8台投影机进行无缝拼接显示,交互展示面积约108m2。

西藏馆超大尺寸互动投影系统包含 “幸福格桑花”、“高原无鳞鲤鱼”和“雪山足迹”三个交互展示程序(如图11所示)。当观众经过交互区域后,用户走过的区域将逐渐开放格桑花;观众接近无鳞鲤鱼时,鲤鱼快速游走;在观众走过的雪地上留下脚印。2.4节实验数据及用户反馈表明,系统响应迅速,运行流畅。三个交互展示程序图形绘制帧率量化结果如图12所示。

3总结与展望

本文提出一种基于多路视频捕获的分布式互动投影系统,采用分布式系统架构和多投影无缝拼接技术,提高系统可扩展性,增加画面面积和显示分辨率。使用基于自由网格的方法标定红外相机,获得更精度的交互分析结果。使用区域更新方法,减少网络带宽需求,极大提升分布式系统可伸缩性。提供分布式互动投影程序开发工具集,帮助开发人员将单机版交互展示程序修改为分布式版本。实验及西藏馆实际应用表明,系统响应迅速,运行流畅,具有很强的实用性。随着深度感应技术成熟和深度摄像头产品普及[15],未来,我们也将使用深度摄像头,在三维空间内进行用户交互行为分析,甚至能够脱离显示平面,直接隔空操作。

捕获系统第7篇

同步是直扩通信系统的基础, 只有完成了伪码同步, 使本地伪码序列与接收信号的伪码序列完全同步, 系统才能对接收信号进行正确解扩从而接收信息。通常伪码同步分为捕获和跟踪两个阶段, 完成伪码捕获后系统才能转入跟踪。

扩频伪码捕获最常用的方法是滑动相关法, 它的基本原理如图1所示, 将本地伪序列与输入信号进行相关, 相关值与设定的门限比较, 如果没有超过门限则改变本地序列的初相, 重复上述步骤直到相关值超过门限, 表明捕获完成, 转入跟踪过程。

图1是一种最基本的串行滑动相关方法, 虽然系统资源消耗小, 但同步捕获时间长。在工程实践中大多采用并行捕获或串并接合的捕获方法, 可以缩短捕获时间。然而不论采用哪种滑动相关捕获方法, 在低信噪比条件下要获得高捕获概率必须使用长同步伪码, 这样一方面系统资源消耗大, 另一方面系统频偏较大时相关器输出无相关峰, 无法实现捕获。因此一般的滑动相关捕获方法不适合需要工作在很低信噪比条件下的直扩系统。

2 快速伪码捕获方法

快速伪码捕获的方法是在滑动相关捕获的基础上构建的, 它的原理模型如图2所示。可以看出这个方法在滑动相关之后加入了一个反馈环路, 这个反馈环路起到对相关值进行累积的作用, 它将长度为M的同步伪码的自相关特性进行了累加。当累加次数为N时, 相关峰值相当于N×M长度伪码的相关峰值, 并且有效的避免了长伪码在大频偏时相关峰值的抵消效应。

3 仿真分析

下面对传统滑动相关伪码捕获方法和2中快速伪码捕获方法 (下称快速伪码捕获方法) 进行仿真比较。仿真所用伪码长度为128, 频偏为采样频率的0.02%。

我们先来看看在信噪比为0dB条件下的仿真结果。首先观测相关峰值, 如图3所示, (a) 是使用传统滑动相关方法产生的相关峰值, (b) 是使用快速伪码捕获方法产生的相关峰值 (下同) 。可以看到, (a) 和 (b) 都有明显的峰值, 但 (a) 的相关峰值受频偏影响较大。在随机初相条件下进行1000次同步捕获, 两种捕获方法的捕获时间都是<10T (T为单个伪码持续时间) , 捕获概率都为100%。

再来看看在信噪比为-10dB条件下的仿真结果。图4 (a) 、 (b) 是两种方法产生的相关峰值观测图, 可以看到 (a) 的相关峰值明显没有 (b) 中的相关峰值容易辨识。同样进行1000次同步捕获, 传统滑动相关方法的同步时间为10T～100T, 用固定门限来捕获时, 捕获概率为90%, 使用自适应门限方法捕获概率可以提高到99%;而使用快速伪码捕获方法的同步时间为10T左右, 捕获概率为100%。

最后我们比较一下信噪比为-20dB条件下的仿真结果。可以看到, 图5 (a) 中已经不能观测到明显的相关峰值, 而 (b) 中的相关峰值在20T以后已经较为明显。同样进行1000次同步捕获, 传统滑动相关方法不能实现同步捕获, 而快速伪码捕获方法的捕获时间为20T左右, 捕获概率为99.9%, 通过改进捕获方法, 捕获概率可以提高到100%。

4 总结

从3中的仿真结果可以看出, 快速伪码捕获方法在低信噪比同步捕获时优势十分明显, 有效降低了同步捕获时间, 提高了捕获概率。可广泛应用于直序扩频等对抗干扰能力、可靠性要求比较高的通信系统中, 如军事通信、卫星通信、宽带无线网络等。

摘要：伪码捕获是直扩通信系统的关键技术之一, 伪码捕获时间、捕获概率抗干扰能力直接影响系统性能。本文在传统的滑动相关捕获方法基础上提出了一种快速伪码捕获方法, 它利用反馈环路来进行相关累积, 可以在相同伪码长度及信噪比下获得更加尖锐的相关峰值。通过仿真可以看出, 这种方法相对传统方法具有捕获时间短、抗干扰能力强、捕获概率大、虚警率低等特点。

本文来自 99学术网(www.99xueshu.com)，转载请保留网址和出处

【捕获系统】相关文章：

数据捕获06-06