解调系统范文（精选9篇）
解调系统 第1篇
1 光纤光栅传感信号解调方法
1978年加拿大的Ken Hill首次发现掺锗石英光纤紫外光敏特性,即布拉格(Bragg)光栅效应并采用驻波法制造出世界上第一根光纤光栅[1]。此后Melt又于1989年发明了光纤光栅紫外写入技术,并观察到强紫外干涉从侧面照在掺锗光纤上能引起相应位置纤芯的折射率发生变化[2]。光纤光栅[3]是指折射率沿光纤轴向呈周期或准周期性变化的一类光纤器件。通过适当设计光栅的折射率调制结构,可以制作出各种具有独特滤波和色散特性的光纤光栅器件,可广泛应用于光纤传输系统中的光学信号处理、光纤激光器技术和光纤传感等领域。
图1为光纤光栅传感器解调系统的框图,其中图1a为反射式检测法,图1b为透射式检测法[4]。解调系统由光源(如宽带谱、谐调谱、脉冲、激光等)、连接器(如耦合器、环行器等)、传感光栅(光纤Bragg光栅、长周期光纤光栅等)和光电探测器等部分组成。
在传感过程中,光源发出的光波由传输通道经连接器(或直接)进入传感光栅,传感光栅在外场(如应变场、温度场等)的作用(静态、准静态或时态)下,对光波进行调制;接着,带有外场信息的调制光波被传感光栅反射(或透射),由连接器(或直接)进入接收通道而被探测器接收解调并输出[5,6]。由于探测器接收的光谱包含了外场作用的信息,因而从探测器检测出的光谱分析及相关变化,即可获得外场信息的细致描述。相比而言,基于反射式的传感解调系统比较容易实现。
在光纤光栅传感系统中,信号解调一部分为光信号处理,完成光信号波长信息到电参量的转换[7];另一部分为电信号处理,完成对电参量的运算处理,提取外界信息,并以人们熟悉的方式显示出来[8]。其中,光信号处理,即传感器的中心反射波长的跟踪分析是解调的关键。
光纤光栅传感器中心反射波长最直接的检测仪器是光谱仪[9],其工作原理参见图2。在光谱仪中,通过调节衍射光栅的角度,使衍射光栅分离出不同的波长,分离出来的特定光波由反射镜聚焦到光阑孔/探测器;旋转衍射光栅可对波长范围进行扫描,分辨率可达0.001 nm。这种方法的优点是结构简单、使用方便。缺点是精度底、价格高、体积大。
若需要更精确的波长测量,可选用多波长计[10],其工作原理参见图3。在多波长计中,利用光波的干涉效应将同相位的光信号加强的原理来对不同的光波进行区分。从光纤来的光信号在通过分束镜后,一部分由于反射到固定反射镜,然后返回;另一部分透射到固定可移动的反射镜,然后返回,这两束同源但不同路径的光束,在重新汇合时,某些特定波长的光信号将由于同相位而产生干涉、光强增加,被探测器捕获。对可移动反射镜进行微调,可改变两束光的光程差,以此来选择对不同光波的扫描。多波长计对波长的测试非常精确,分辨率可达到0.000 4 nm,能看到系统的噪声平台,但在功率测量方面不如光谱分析仪。
光谱仪和多波长计不能直接输出对应于波长变化的电信号。因此,不能满足实用化自动控制的需要[11,12]。为此,人们研究并提出了多种解调方法,以实现信号的快速、精确提取。总体上可以归纳为三大类,即滤波法、干涉法和可调光源扫描法。其中,每类解调方法还可以细分多种不同实现方式。现介绍其中几种常用的解调方法。
1.1 可调谐F-P滤波器解调法
可调谐滤波器解调法基于Fabry-Perot(F-P)干涉仪[13]。可调谐Fabry-Perot滤波器的滤波特性是基于人们所熟悉的多光束干涉现象,如图4所示。
其透射特性可表示为
式(1)及式(2)中,Ai,Ii、分别为入射光场的振幅和光强;Aτ、Iτ分别为出射光场的振幅及光强;δ为相邻两束光的相位差
式中,R、T分别为镜面的反射率和透射率(在理想状况下,R+T=1);n为腔中介质折射率;L为腔长。当光波长λ使得d满足δ=2π·m,m为正整数时,有极大透过峰。这就形成了Fabry-Perot腔的具有波长选择性的透过特性,从而达到滤波的效果。
F-P腔发生谐振的条件为
式(4)中,n为介质的折射率;L为腔长;θ为入射角;λ为中心(谐振)波长;N为干涉级数。
由式(4)可以看出,通过改变中间介质层的折射率n,改变入射角θ或改变F-P腔的腔长L,都可以改变滤波器的中心波长,达到调谐的目的。
1.1.1 角度调制
将式(4)两边对θ微分可得
式(5)中,△λ为由入射角变化△θ引起的中心波长的偏移量。这种调制法实现起来比较简单,但存在着严重的缺点和不足,实际应用不多。
1.1.2 腔长调制
将式(4)两边对L微分可得
式(6)中,△λ为由腔长变化△L引起的中心波长的偏移量。其主要问题是,当改变L时两平板必须严格保持平行,这样滤波器的精细度才不会下降,这对传动装置的精密性提出了很高的要求。当F-P腔内填充的不是双折射材料时,与偏振无关,这是腔长调制的特点。
用压电陶瓷调节腔长L,其调谐范围宽、响应线性好,缺点是对温度、振动比较敏感,稳定性不高。
1.1.3 折射率调制
当θ=0,L固定时,若n变化△n,则λ也跟着变化△λ,由式(4)可得两者的关系为
当在电光晶体(如Li Nb O3)或液晶材料两端加电压时,其折射率将发生变化,这样滤波器的中心波长也随之变化。
目前世界上所研究的可调谐Fabry-Perot滤波器可分为如下几类:微型电动机械系统(MEMS)F-P腔滤波器;波导F-P腔滤波器;光纤光栅F-P腔滤波器;液晶F-P腔滤波器;固体腔F-P腔滤波器;光纤F-P腔滤波器(FFPF)。此外还有独立多腔光纤F-P腔可调谐光滤波器,角度可调谐F-P腔光滤波器等。
在一定波长范围内,若以平行光入射到F-P腔干涉仪,则只有满足相干条件的某些特定波长的光才能发生干涉,产生相干极大。通过检测相干光强的最大值而获取满足条件的波长。当F-P腔长变化时,满足条件的相干光波长会变化。因此,可以将F-P腔滤波器固定于压电陶瓷时,调整压电陶瓷的驱动电压,若F-P腔的透射波长与光纤光栅的反射波长重合,则探测器能探测到最佳光强,此时给压电陶瓷施加的电压就对应着光纤光栅的反射波长,进而得到被测物理量。
将一个光纤光栅置于恒温环境中,保持其波长稳定,作为波长参考,称之为参考光栅。宽带光源发出的光经光隔离器进入传感光纤光栅阵列,其中满足Bragg条件的光被反射后经3 d B耦合器进入可调光纤F-P腔滤波器,在可调谐滤波器上锯齿波扫描电压调节其腔间隔,当可调谐滤波器的光谱与传感光纤光栅波长相匹配时,滤波器的透射光强最大,此时通过光电探测器探测到的光信号经放大后由数据采集卡输入计算机处理,可转换为传感光纤光栅的波长。如图5所示。
该解调方案具有体积小、价格低的优点,能够在测量系统成本较低的前提下提高光纤光栅波长的测量精度,且可以直接输出对应于波长变化的电信号,是一种较好的解调方案,利用该方法也可同时对多个光纤光栅的波长进行解调。
1.2 基于边缘滤波器的波长解调
边缘滤波器就是一个光强度随波长变化单调上升或单调下降的滤波器,当光信号通过该滤波器时,光的波长变化会被直接映射为强度变化,因此,通过检测光强就能够直接得到波长变化的信息。其基本结构如图6所示。
当边缘滤波器的强度-波长曲线的斜率为k时,波长漂移量λ-λ0时,波长漂移引起的强度变化为
因此,波长检测的精度主要取决于边缘滤波器的强度-波长曲线的斜率k,另一方面,精度也受到强度检测的精度,包括A/D转换的精度和系统的信噪比等因素的影响。为了提高波长解调的精度和灵敏度,斜率k越大越好,有人专门设计了三角形的啁啾光纤光栅来进行波长解调,但是,其缺点是带宽范围小,只能对一个光纤光栅进行波长解调,这就失去了光纤光栅传感器的最重要的波分复用特性。长周期光纤光栅也可以作为边缘滤波器,它的带宽可以覆盖几十纳米,但是,由于它的带宽很大,因此,强度-波长曲线的斜率k很小,波长解调的精度和灵敏度都很低。
基于边缘滤波器的波长解调的优点是能够直接将波长漂移转换为强度变化,不需要进行波长扫描,在各种解调方法中,它的速度是最快的。但是,它的主要问题在于波长解调的精度和检测范围的矛盾。
1.3 非平衡M-Z干涉仪法
为了克服波长解调的精度和检测范围的矛盾,使用波分复用器(WDM)和波动阵列光栅(AWG)取代单波长的边缘滤波器,但是,目前它的主要困难在于这种滤波器并不是线性的,这就造成了不同波长处的灵敏度不同;或者,需要使用温度或机械调谐的方法用滤波器进行波长扫描,这就降低了检测的速度。
干涉法是利用干涉仪将反射光的波长量转化为易于探测的光信号参量(如强度、相位)来进行检测。最有代表性的就是非平衡M-Z干涉法。此种方法是利用非平衡M-Z干涉仪将传感光栅的波长变化转化为相位变化△f,对干涉仪输出的相位信号进行检测,△λ和△f之间的关系可以表示为
式(9)中,n为光纤光栅折射率;d为干涉仪臂长差;λ为反射波长。由探测器探测到△f便可得到FBG波长的变化量。其结构如图7所示。
A.D.Kersey等人于1992年提出非平衡Mach-Zehnder(M-Z)干涉解调法,宽带光源通过耦合器入射到FBG上,其反射光经过耦合器进入不等臂长的M-Z干涉仪,当传感光纤光栅受到外界作用时,其中心波长的变化导致非平衡M-Z干涉仪的相位发生变化,解调出相位变化量即可得到波长偏移量,实现了在500 Hz下达到0.6 nε的分辨率。
非平衡M-Z干涉解调法具有响应速度快、分辨率高的特点,但局限于动态应变测量,且测量范围非常有限(因干涉仪相位只能变化2π),不适合于绝对应变的测量,极易受应变、温度等外界因素的干扰。
2 基于CCD的波长解调
将光纤光栅反射回来的光通过准直器入射到衍射光栅等色散器件中,利用衍射光栅的角色散将不同波长的光在空间中展开,再经过透镜准直后就可以在傅里叶平面上得到光谱的线性分布,利用线阵CCD(charge-coupled device)就可以检测光栅的波长变化。其原理如图8所示。
其中,最为主要的元件是衍射光栅。衍射光栅的色散原理为:平行光束入射到平面光栅上,每条划痕起衍射作用,衍射角的正弦与波长成正比,而与每条划痕的同一波长的衍射光栅的方向一致。这样不同波长的光就被衍射至不同方向,达到了分光的目的。光栅的种类繁多,但不论是何种光栅,其必须满足光栅方程
式中,划痕间距d被称为光栅常数;而1/d为光栅的划痕密度;i为入射角。
衍射光栅的基本特征可以用“分辨本领”和“色散率”来表征。
(1)分辨本领(又称分辨率)R,定义为两条刚可被分开的谱线的波长差△λ除它们的平均波长,即
按照瑞利条件,两条刚可被分开的谱线规定为:其中一条谱线的极强正好落在另一条谱线的极弱处,由此条件可以推得(从略)光栅的分辨本领
式中,k为光谱的级数,N为光栅的总刻痕数,因为级数k不会变,所以光栅的分辨本领主要决定于狭缝数目N。
(2)角色散率(简称色散率)D,光栅的色散率D定义为同一级两条谱线衍射角之差△θ与它们的波长差△λ之比,即
将式(13)两端微分得到dcosθ=kdλ,代入D的定义式得
由式(14)不难得出光栅光谱的以下几个特点:
光栅常数d愈小,则光栅的色散率D愈大;
高级次光谱比低级次光谱有较大的色散;
(3)当衍射角很小时,色散率D可看作一个常数,此时衍射角θ与λ成正比。
光栅是微型光谱仪的色散元件,决定了系统的理论分辨率,直接影响到系统的光谱分辨率。光栅的选择要根据光谱仪的工作波段确定,并且在设计要求的光谱分辨率下选择合适的光栅常数。一般来说,对于600线光栅,在不同的闪耀角下,其工作光谱范围为650 nm左右;而1 200线光栅的光谱范围为200~300 nm。以此类推,1 800线光栅的光谱范围更短。由此并结合光栅方程分析,在一定的系统相对孔径和成像谱面长度下,光纤光栅光谱仪的工作波段宽度与光栅常数和起始工作波长有关。刻化密度越大,起始波长越大或光谱级次越高,光谱仪的工作波长范围越窄。光栅的选择至关重要,所以在光学平台设计中,要根据实际情况选取合适的光栅才能达到理想的结果。
经色散后的光线需经成像镜聚焦至线阵探测器探测面。成像镜焦距的选择关系到光学系统与光电探测器的匹配。设计时应控制成像镜焦距,使成像光谱长度和探测器像元长度匹配。基于以上考虑,初始设计时,成像镜焦距f2应根据光谱仪工作波长范围、探测器像元长度和光栅线色散率来确定。
式中,为光栅的线色散率,LCCD为CCD探测器像元长度。其中光栅的线色散率为
式中,δ1是成像镜物距与焦平面法线方向的夹角。在设计时选定光栅的情况下,可以利用式(16)确定成像焦距。
电荷耦合器件(charge coupled devices,CCD)的突出特点是以电荷作为信号,这不同于以电流或者电压为信号的其他大多数器件。CCD的基本功能是存储电荷和转移电荷。因此,CCD工作过程的主要问题是信号电荷的产生、存储、传输和检测。
在本系统中,采用可编程逻辑器件进行CCD驱动电路的设计,这种设计方法就是使用与器件对应的基于Windows的开发软件,这类软件一般都支持电路图、VHDL或Verilog HDL输入方式及仿真。首先按CCD时序发生器的原理将其分成高低几个逻辑关系层,利用模块化的设计方法,对各部分逻辑关系,混合使用原理图与硬件描述语言(ABEL-HDL)进行描述;并进行逐级仿真,以确保时序的正确性,最后将编译生成的JEDEC文件下载到可编程芯片上。Altera,AMD,Lattice和Atmel公司均有PLD产品,虽然不同公司的产品在结构上差异较大,但都能实现可重复编程开发的功能。
该方法的优点是静态检测,没有机械扫描机构,因此性能稳定;响应速度也较快。该方法的主要缺点是波长的分辨率受到衍射光栅分辨率的限制,不能用于高精度的波长解调。
3 结论
《数字解调技术》实验报告 第2篇
班级：
学号：
姓名：
一、实验目的
1.掌握BPSK相干解调的原理。
2.熟悉BPSK数字解调过程实现方法。
二、实验原理
1)2PSK信号的采用的解调方法是相干解调法。由于PSK信号本身就是利用相位传递信息的，所以在接收端必须利用信号的相位信息来解调信号。在图1-1中给出了一种2PSK信号相干接收设备的原理方框图。图中经过带通滤波的信号在相乘器中与本地载波相乘，然后用低通滤波器滤除高频分量，再进行抽样判决。
（图1-1 BPSK信号相干解调器工作原理图）
2)实现难点：
a)难于确定本地载波的相位。因为通常在接收端从接收信号中提取载波的方法是用倍频—分频法，即将接收信号做全波整流，滤出信号载波的倍频分量，再进行分频，恢复出载频。但是，在分频时存在相位不确定性，即分频得到的载波相位有两种可能性，它依赖于分频器的初始相位等一些随机因素。这样就有可能把相位0和π颠倒，从而把信号码元“1”和“0”颠倒,做出错误判决
b)信道存在不稳定性，使接收信号的相位产生随机起伏，若接收端产生的本地载波的参考相位不能及时跟踪其变化，也会造成同样的相位颠倒。第二，在随机信号码元序列中有可能出现信号波形长时间地为连续的正(余)弦波形，致使在接收端无法辨认码元的起止时刻。这样抽样判决时刻也就随之不能正确决定
三、实验步骤
1、事先运行原实验二的仿真波形，确认正确的情况下，即在实验二的基础上，继续操作
（图3-1 仿真波形图）
2、增加乘法器IP核（此处输入信号均为10bit位）用于混频操作。
（图3-2 乘法器——混频）
3、将输出信号经过由软件系统设计的低通滤波器。
4、将输出的调制信号与位同步信号，进行相干解调。
5、最后进行进行抽样判决，得到解调输出信号。
（图3-4 抽样判决）
6、
代码设计无误后，完成综合实现并烧录bit流上电运行，根据学号拨动拨码开关，得到解调输出信号波形
代码设计无误后，完成综合实现并烧录bit流上电运行，根据学号拨动拨码开关，得到解调输出信号波形
（图3-5 输出波形）
四、实验总结
1.设计乘法器混频操作时，一定要注意数据位的一一对应，否则可能将导致输出信号严重失真。
2.必须注意设置合理的判决门限，因为判决门限对应的则是信号的高低电平转换，一旦出错则是对应bit位的信号出错。
3.烧录比特流后注意将拨码开关SW0上拨，触发时钟信号产生，才能得到信号。
4.根据实验数据显示，解调信号与调制信号波形变化基本一致，仅存在时间上的相位差。
基于边缘滤波的FBG解调系统 第3篇
多种物理量,如温度、应变、压力、加速度及强磁场等,均可采用光纤光栅传感器进行检测[4],原理是相同的,即光纤光栅的中心波长偏移由待测的外界参量变化引起。基于这一思想,设计了基于边缘滤波的FBG解调系统,结构简单,光强探测,具有成本低、易使用、响应快、功耗小等特点。
1 原理
1.1 FBG传感原理
光纤光栅的中心反射波长λB可表示为
式中,neff为光栅的有效折射率,Λ为光栅的周期。
当应变、温度等外界环境因素变化时,相应的参数Λ和neff会发生相应改变,从而引起λB的偏移。假定温度和应变引起的中心反射波长λB变化是独立的,则光纤光栅的中心反射波长λB变化为[5]
其中,αε为光纤光栅的应变灵敏度系数;αT为温度灵敏度系数;Δε为应变的变化量;ΔT为温度变化量。外界温度变化信号作用于光栅时,就会导致光栅反射波长的变化,温度信息通过检测光强信号前后的变化即可得到[6,7]。
1.2 解调原理
对于FBG解调,本系统采用边缘滤波检测法,这种方法利用边缘滤波器对光波长响应函数的线性,使得波长信息转变为强度信息。耦合器将传感光栅反射光等功率分成两部分,其一在进入探测器前先进入边缘滤波器,另一部分直接进入探测器放大,作为参考信号,其滤波曲线为
式中,A为线性滤波器斜率;λ0为零输出时的波长;即F(λ0)=0。当光纤光栅反射谱的移动范围处于滤波曲线线性区间内时,可根据式(3)得到传感光栅中心反射波长[8,9]。
边缘滤波基本原理如图1所示。FBG的反射谱近似可以用高斯函数表示,光电探测器可探测到图1b中阴影部分信号的面积,即光强。外界温度发生变化时,FBG反射中心波长将发生变化,从而光电探测器探测到的光强也将随之变化[10]。
图2所示即为系统解调原理框图,系统所用的宽带光源带宽为1 520~1 570 nm,其发生的光经过隔离器,再经过3 d B耦合器1后经过FBG,FBG反射的光信号再经由3 d B耦合器2分为两束,一束直接送入光电探测器作为参考信号,得到参考光强信号;另一束通过边缘滤波器再送入光电探测器,得到变化的光强信号。当被测量温度发生变化时,FBG反射波长会发生变化,同时通过边缘滤波器后的光强也会发生变化,再通过光电转换转变成电信号,然后利用NI USB-6361对两路电压信号进行采集,模数转换后采用上位机上LABVIEW进行处理,得到所要温度值。
2 解调系统硬件设计
整个系统分为光路部分和电路部分。光路部分有宽带光源、隔离器、耦合器、光纤光栅传感器、边缘滤波器;电路部分包括光电转换与滤波放大部分,NI USB-6361,最后系统采用上位机进行数据处理。
2.1 光电转换及放大滤波电路
由光电探测器探测到的光功率信号非常微弱,需要通过电路的放大和滤波处理,才能被送到后级电路进行处理,光电转换前置放大电路的作用就是将光探测器输出的微弱电信号进行预处理,从噪声中提取有用信号并将其放大到所要求的电压幅度继续由后续处理器处理。系统中采用In Ga As PIN光电二极管作为光电探测器,在1 100~1 650 nm范围内其都具有良好的线性输出,封装为FC/APC拔插式;一级运放采用宽带单J-FET运算放大器LF356,其具有低失调电压漂移、低失调电压和低噪声等性能特点,光电转换前置放大电路如图3所示。
如图3所示,光电二极管D1和运算放大器LF356N的反向端相连,使得光电二极管处于无偏置的光伏模式,提高了灵敏度。
二级放大电路采用低噪声J-FET双运算放大器TL072,具有高转换速率,低输入偏置及失调电流,以及低失调电压温度系数等性能,主放大及有源滤波电路如图4所示。
如图4所示,主放大电路采用同向比例放大电路进行两级放大,电阻R6和R10为反馈电阻,为了便于调试,R6采用阻值可调的电位器,通过调节电位器R6的阻值可以改变U2A运放电路的电压放大倍数[11,12]。
光电探测电路须用金属外壳屏蔽,同时为了减少泄漏电流,还应注意线路板布线,必要时可悬浮PIN光电二极管及反馈电阻,直接连接运放,从而减小泄漏电流,提高检测灵敏度。光电探测电路完成的是对微弱信号的放大,因此所需要的电源电路应具有高稳定度、低纹波等特性。
2.2 数据采集
USB总线具有很多优点,如传输速度快、连接灵活、携带方便等,因此非常适合于现场测试,系统中,数据采集设备采用美国NI USB-6361数据采集模块,将探测处理的模拟信号转换为数字信号,这是一款X系列的数据采集模块,支持16路模拟输入通道输入,和2路模拟输出,2.86 MS/s,16位分辨率,±10 V;NI-DAQmx驱动程序和测量服务软件提供了简单易用的配置及编程界面,以USB-6361为硬件平台,借助其提供的USB接口和NI-DAQmx驱动软件,采用Labview图形化编程语言编程,完成数据采集功能[13]。
3 上位机处理及实验初步结果
在系统中,光纤光栅解调系统的程序采用Labview来编写,宽带光源的波长范围为1 520~1 570nm,光源功率设置为208.96 m W,并在系统中使用光分束器,系统选用的光纤光栅中心波长为1 540 nm,采用电热恒温干燥箱对FBG进行加热,当边缘滤波器所处环境温度为15℃时,可得到实验初步结果如图5所示。
信号经过NI USB-6361的采集后,由Labview处理,图6所示即为参考信号与探测信号的比值随光纤光栅波长变化的关系,这两路信号是由耦合器等功率分成,一路经过滤波器后被探测电路探测放大,作为探测信号,另一路直接经过探测电路,作为参考信号,而如图6所示,光纤光栅波长的变化是随着温度的变化而变化的,因此可以由其对应关系得出所测环境温度。
4 结束语
FBG解调方案各有其优缺点,可根据场合的不同需要选择使用。在基于边缘滤波的FBG解调系统中,光源本身的强度波动及所处环境温度的变化会给系统测量带来不必要的影响,系统中通过引入参考光路消除了这种影响,同时系统体积可以做得很小。但它的分辨率不高,而且滤波曲线的线性近似会造成一定的误差,同时系统及实验过程中其他器件也会造成一定的影响,从而导致所得结果精度不高。文中所介绍的解调方案还需要在实验中不断改进和完善,以达到最优解调效果。
摘要：实现了一种基于边缘滤波的FBG解调系统,系统采用宽带光源、隔离器、分束器、FBG、耦合器及边缘滤波器等光学元件,来采集变化的光信号,同时设计光电探测器进行光电信号转换及放大滤波处理,并采用NI USB-6361进行数据采集,将模拟信号转换为数字信号,最后采用Labview进行处理,最终得出所要测量值。
县司法局人民解调工作总结 第4篇
100%。这样，就充分发挥了“大调解”在增进人民团结、维护社会安定、促进经济建设和基层民主法制建设中的作用。
一、“大调解”工作的主要作法
（一）强化“大调解”工作基础建设
一是加强网络建设。在巨龙层面，成立了以党委书记任组长，镇长、分管政法的领导任副组长，司法所、党政办、综治办、派出所、信访办、民政所、计生办等各个职能部门共同参与的矛盾纠纷调处工作领导小组，建立“矛盾纠纷调处中心”。在村、社区层面，调整充实村、社区调解委员会组织。在村、居民小组建立维护稳定群众义务调解员，发挥老党员、老干部、老教师、治安积极分子的积极作用，排查反馈存在基层群众中的各种不稳定信息，积极化解矛盾，从而形成上下联动，协调一致的工作网络；
二是加强阵地建设。在司法所建立了“大调解”接待室、调解室、档案室，添置了各项办公设施，做到了有办公桌椅、电脑、电话等良好办公条件。在村、社区，则普遍形成了“信访、人民调解、司法调解”三位一体的运行机制；
三是加强队伍建设。为避免出现当事人“申诉无门”而引发上访闹事现象，有效防止纠纷激化和群众性事件发生。该镇着重加强信访信息阵地、调解人员队伍建设，让群众来访有门进，群众意见有处讲，矛盾纠纷有人调。为此，巨龙镇专门成立信访办，并配足信访人员：其中专职信访人员2名，司法所兼职信访人员2名，每天安排1—2名信访人员接待来访群众，倾听群众意见和要求；
四是加强制度建设。该镇的人民调解委员会均建立起了矛盾纠纷登记制度、共同调解制度、矛盾纠纷排查制度、岗位责任制度、文书档案管理制度等，促进了人民调解不断规范化、制度化发展。
（二）建立人民调解与行政调解的结合机制
一是加强行政调解，充挥发挥行政调解的职能作用。在构建社会主义和谐社会的新形势下，贯彻和谐行政理念，增强行政调解意识，切实做好了办理行政事项施政过程中引发的矛盾纠纷调处工作，注重运用调解手段化解行政争议，努力实现以调促和。在该镇设置了行政调解机构，配备了专职调解人员，重点化解城镇房屋拆迁、农村土地征用、土地承包、医疗卫生、涉法涉诉上访户、消费者权益保护以及社会公共服务等方面的突出矛盾纠纷；
二是建立人民调解与行政调解的结合机制。建立健全了行政复议与人民调解有效结合的衔接机制，对发生的行政的争议，在不损害国家利益、公共利益和他人合法权益的前提下，在双方当事人自愿的基础上，进行调解处理，增进有关当事人与行政机关之间的相互理解和信任。同时积极为当事人自行和解创造条件。在该镇矛盾纠纷多发领域及部门建立了人民调解委员会和人民调解工作室，建立健全了人民调解与征地拆迁纠纷、物业纠纷、医患纠纷的调处联动工作机制，积极控索了联合接待、联合调处、联合管理等多种形式。对法律关系单一的纠纷，由一个职能部门负责调解或委托人民调解委员会调解；对于交通事故、土地承包、产品质量等领域纠纷的处理，由相关的行政部门可以运用专业知识优势进行调解，即达到解“法结”，更解“心结”的效果。
（三）建立健全矛盾纠纷排查调处运行机制
1、预防机制。一是坚持信息预防。各村、社区、部门从抓早、抓小、抓快着手，及时把握信息，解决问题，消灭隐患，防止形成矛盾纠纷。二是坚持普遍预防，采取因人、因地、因时、重点普遍等预防方法，通过在广大群众中开展经常性的普法宣传，举案说法等多种形式，增强广大群众守法意识和道德观念及明辨是非能力，对纠纷的自我控制，解决能力，从源头上减少纠纷的发生。三是采取“四超前”措施，减少矛盾纠纷的发生，即围绕党委、政府中心工作超前介入，猜测工作建在预防前，预防工作建在调解前，调解工作走在激化前；
2、排查机制。对辖区内突出的矛盾纠纷，采取定时、定人、定点、定责的办法，开展“拉网式”专项排查调处，做到不漏村、社区，村、社区不漏组，组不漏户，户不漏人。各级调处组织都能建立矛盾纠纷档案，对排查发现的各类矛盾隐患，按性质和轻重缓急进行梳理分类，具体记入档案；
基于FBG的输电线路温度解调系统 第5篇
FBG温度解调关键在于对光纤光栅中心波长漂移的解调。利用光谱仪直接观测, 价格昂贵, 分辨率低, 不适用于实际工程。目前, 国内外光纤光栅解调方法很多, 常用的主要包括:匹配光纤光栅滤波器法, 可调谐F-P滤波器法, 边缘滤波器法等, 其中可调谐F-P滤波器法的波长扫描范围典型值为几十纳米, 分辨率可达皮米量级, 在国内外应用广泛, 技术较为成熟, 本文采取此方法进行解调。此外, 为了降低成本, 采用单片机作为解调的核心控制器件, 同时采用3根FBG作为参考光纤光栅, 通过曲线拟合降低F-P腔腔长漂移和压电陶瓷非线性的影响。
1.解调原理
1.1 FBG传感原理
由耦合模理论可知, 当宽带光在FBG中传输时, 中心波长满足公式 (1) 的光将被反射回来:
式中:neff是纤芯的有效折射率, ∧是光栅周期。其中应变和温度分别通过弹光效应和热光效应影响neff, 通过长度改变和热膨胀效应影响∧, 进而使λB发生移动。
温度和应变变化引起的波长漂移关系为:
式中:△λ为FBG波长变化量, ε为应变量, △T为温度变化。
本文中, FBG传感器采用特殊封装, 不受应力影响, 波长漂移仅由温度变化引起。
1.2解调系统原理图
解调系统原理如图1所示, 系统所需电源直接由输电线路取得。宽带光源发出的光经隔离器、耦合器, 进入FBG传感器, 中心波长满足公式 (1) 的将被反射, 其余光透射。反射光经耦合器进入可调谐F-P滤波器。可调谐F-P滤波器相当于一个特殊的光学滤波器。给压电陶瓷PZT施加一个三角波扫描电压, 压电陶瓷产生伸缩, 从而改变F-P腔的腔长, 使透过F-P腔的光的波长发生改变。若F-P腔的透射波长与FBG的反射波长重合, 则透射光强最大, 光电探测器 (PIN) 能探测到最大电压, 此时给压电陶瓷施加的扫描电压V就对应着FBG的反射波长。因此通过检测电压信号即可得到反射波波长, 进而得到所测变量的信息。
1.3 F-P腔腔长漂移及压电陶瓷非线性
利用可调谐F-P滤波器进行FBG解调时有两个因素会影响解调精度, 即F-P腔腔长漂移和压电陶瓷 (PZT) 的非线性。当温度发生变化时, F-P滤波器的腔长会发生漂移, 此外, 压电陶瓷PZT的伸长量和电压并非成严格的线性关系, 直接用电压代表伸长量将引入误差。
为解决上述两个问题, 试验中采用3根参考光栅, 并保持其中心波长不变, 用二次曲线拟合PZT的伸长量和电压的关系, 用解方程的方法同时解决同一温度下的腔长漂移和PZT非线性问题, 以提高精确度。压电陶瓷的伸长量L, 影响透射中心波长的大小, 可以用透射中心波长λ代替L列方程求解。
式 (3) 中U0~U3为PIN探测器探测到的电压脉冲极大值对应的三角波电压值, 这些电压值可以通过单片机采集系统采集获得, λ1~λ3为参考光纤光栅的中心波长值, 这3个值通过光谱仪或其他解调设备获得, λ0是待测光纤光栅的中心波长值, a, b, c为二次系数。
2.单片机解调硬件电路
单片机解调电路采用两块单片机, 一块D/A和一块A/D芯片, 分别构成D/A和A/D模块进行扫描电压输出和采样。
2.1扫描三角波输出
本实验中的F-P滤波器自由光谱范围 (FSR) 为93.3nm, 三角波每半个周期将扫描完一个自由光谱范围。单片机2芯片采用STC11F60XE, 为了提高系统分辨率, 采用16位D/A芯片AD669。单片机2中利用16位计数器循环加1计数, 控制D/A芯片输出, 构成三角波上升沿, 计数器从1至最大值计数输出时, 线性对应三角波0至最大值。因此一个FSR将被分为216, 即65535个电压台阶, 系统分辨为93.3nm/65535=1.4pm, 实现高分辨率解调。计数器输出最大值后减1输出, 构成三角波下降沿。AD669输出三角波电压范围为0~10V, 经后端放大电路放大为0~22V, 送入F-P滤波器。
3.试验结果
3.1试验波形
利用单片机产生的扫描三角波波形和PIN探测器探测到的电压脉冲波形如图2所示。
实际输电线路温度变化缓慢, 低频解调可满足测量系统的实际要求。系统中三角波每个电压台阶维持时间20us, 周期2.62s, 频率0.38Hz。
3.2温度解调结果
试验中3根参考光栅采用波分复用串接置于恒温环境中, 保持其中心波长λ1~λ3不发生变化, 采用水浴法改变光纤光栅温度传感器的温度, 温度解调结果与二等标准水银温度计进行结果的比对。二等标准水银温度计精度为0.04℃。
单片机将采集到的脉冲峰值对应的三角波值经无线发送到后台, 经方程求解得到中心波长数据。由表1可见, 本解调系统的误差可达到±1.2℃以内, 满足输电线路温度的工程实测要求。
结论
为了进行输电线路覆冰监测, 研制了基于FBG的输电线路温度解调系统。采用单片机作为核心控制元件, 大大降低了系统成本。利用可调谐F-P滤波器解调方法实现高精度高分辨温度解调。由于温度变化率缓慢, 采用低频解调, 三角波扫描频率为0.38Hz, 解调系统分辨率1.4pm, 温度精度±1.2℃, 满足输电线路温度测量要求。该解调系统还可应用于其他FBG传感器测量场合, 具有广泛的实用性。
摘要：温度监测是输电线路覆冰监测中的重要组成部分。本文研制出基于单片机的低成本高分辨率高精度光纤Bragg光栅 (FBG) 温度解调系统。该系统利用可调谐F-P滤波器法对温度传感器反射光谱进行波长解调。为降低F-P腔腔长漂移和压电陶瓷非线性的影响, 采用3根FBG作为参考光纤光栅, 对波长-温度曲线进行二次拟合求解。试验结果表明, 该解调系统分辨率达1.4pm, 精度达1.2℃, 具有广泛实用性。
关键词：FBG,输电线路,单片机,温度监测
参考文献
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解调系统 第6篇
目前,大气激光通信、无线红外通信以及新兴的紫外光通信技术[1]发展迅猛,是现代通信技术研究的一个热点。尤其是新兴的紫外光通信技术,它工作在通常所说的紫外光“日盲区”,利用该波段的紫外光进行通信其背景噪声可视为零,也使得紫外光通信具有低窃听率、低位辨率、全方位、高抗干扰能力等优点[2,3,4,5]。光通信系统大多采用设计为强度调制/直接检测(IM/DD)的系统[6],应用于强度调制/直接检测光通信系统中的调制方式有很多种,脉冲位置调制(PPM)是一种正交调制方式,相比于传统的开关键控(OOK)调制,它具有更高的光功率利用率和频带利用率[7],并能进一步提高传输信道的抗干扰能力。此外,PPM降低了光辐射平均功率的要求,小辐射功率对延长发射光源工作寿命特别重要,能有效提高整机系统的使用寿命。
本文从工程应用出发,根据PPM的基本原理和数学模型,对PPM调制解调系统进行了设计,并用Verilog HDL语言在Quartus上完成了系统仿真。
1 PPM的基本原理与数学模型
根据脉冲形式,脉冲位置调制可分为三种:单脉冲位置调制(L-PPM),差分脉冲位置调制(L-DPPM)以及多脉冲位置调制(Multi-PPM)。从带宽利用率、传输速率以及工程实际应用上综合考虑[6],选择L-PPM作为PPM实现的具体方式。
L-PPM是将一个n位二进制数据组映射为由2n个时隙组成的时间段上的某一个时隙处的单个脉冲信号。易知,一个L位的PPM调制信号传送的信息比特为log2L。如果将n位数据组写成m=(m1,m2,…,mn),而将时隙位置记为l,则此单脉冲位置调制的编码映射关系可以写成如下数学关系:l=m1+2m2+…+2n-1mn,n∈{0,1,…,n-1}。根据此关系式,得出16-PPM的示意图,如图1所示。
2 PPM调制系统设计
由上述讨论,不难发现PPM的调制过程本质上是一个计数过程[8]。程序需计算并行数据中的数值,并在相应的时隙位置输出一个高脉冲,其他位置不输出脉冲,从而保证信号的一一映射。
本文基于Verilog HDL语言设计,以16-PPM为例,其设计思路为:由图1所示PPM调制原理,PPM调制是将并行输入数据进行计数,故在调制之前应将串行输入的数据进行串/并转换,由于是16-PPM,一帧时间内时隙个数应为16个,每次对4位数据进行串/并转换,故触发串/并变换的时钟信号是时隙时钟的四分频。转换后的4位并行数据需与16进制计数器进行比较从而确定高脉冲在这一帧中的时隙位置,这要求并行数据能维持一帧时间使之与计数器产生的计数值进行比较,故由锁存器控制输出并行数据。当并行数据与计数器的输出值相等时,就输出高电平“1”,否则输出低电平“0”,这样就产生了所需的PPM信号。具体流程如图2所示。
3 PPM解调系统设计
本文已详细介绍了PPM的调制过程,PPM信号的解调过程从本质上讲就是PPM调制的逆过程,故对其详细解调过程在此省略。但在PPM解调过程中需要解决一个非常关键的时钟同步问题,具体包括位同步和帧同步。
3.1 PPM的位同步
位同步与帧同步建立的效果与效率关系到整个PPM解调过程的成功与否。而位同步又是帧同步的基础,实现位同步的方法有插入导频法和直接法[9]。插入导频法是在基带信号频谱的零点处插入所需的位定时导频信号;直接法则是在发送端不专门发送导频信号,而直接从接收的数字信号中提取位同步信号。从PPM调制过程中发现PPM信号中包含有时隙时钟信息,即位同步信号,宜采用直接法。直接提取位同步的方法又分滤波法和锁相环法,现在通常采用数字锁相环提取位同步信号,数字锁相环解决了模拟锁相环的直流零点漂移、器件饱和以及易受电源和环境温度变化影响等缺点,而且具有可靠性高、体积小、易于集成等优点。文献[10,11]已详细阐述,本文限于篇幅不在此赘述。
3.2 PPM的帧同步
实现帧同步可采用插入法或直接法,插入法即在每帧的帧头部插入特殊的码元,用以辨别每帧的起始位置,比如插入巴克码。但这样会让PPM的调制与解调过程复杂化,并且插入的码元占用了原本传输信息的时隙,会降低整个系统的传输速率,本文采用直接法提取帧同步信号。
实现PPM解调时的帧同步传统上多采用基于锁相环的方法。即采用锁相环锁住“肩并肩”的两个光脉冲,如图1所示,帧3与帧4之间的两个光脉冲即为“肩并肩”光脉冲。很明显出现这种光脉冲的情况相对较少,尤其是随着调制阶数的增大,出现的概率势必减小,严重影响了实现帧同步的速度。此外,由于PPM信号的连“0”码过长,使用锁相环不能很快锁住,而且很易失锁。这里利用PPM信号自身特性,采用数字逻辑电路提取出字同步时钟。
由16-PPM示意图,发现PPM信号有三个特点:其一,每个PPM帧由16个时隙组成,但其中有且只有一个时隙是高电平,其余的都是低电平;其二,若连续出现16个低电平,说明这16个低电平一定不处在同一个PPM帧当中,而是在相邻两个帧中;其三,若连续出现2个高电平,说明这2个高电平只能在相邻的两个帧当中。
基于PPM信号上述三个特点,在FGPA中设计提取帧同步信号过程如下:接收到的PPM调制信号输入到串/并转换单元,在同步时隙时钟的控制下,将串行的PPM调制信号以16位并行输入,这个过程实际上就是一个16位数据移位的过程。再对并行输出的16位数据进行逻辑判断,若这16位数据中有且只有一个高电平“1”,则输出高电平,其他情况则输出低电平“0”。与此同时,计数器对时隙时钟进行计数,计数器每计16个次产生一个进位高电平“1”,其他时候则输出为“0”。将计数器输出与逻辑判断输出进行相与。若两者都为高电平,相与结果为“1”,则输出一个帧同步信号,其他情况下则不输出帧同步信号,但若逻辑判断结果为“0”,而计数器输出为“1”时,需将此时与门输出的低电平与计数器输出的高电平进行同或运算,得到低电平“0”,并将此低电平跟控制计数器的时隙时钟相与,使计数器暂停计数一次,从而通过扣除时隙时钟的方式逐渐达到帧同步。具体设计流程如图3所示。
4 系统仿真
整个系统在Quartus 8.0平台进行仿真,图4为PPM调制仿真图。ser_in为串行输入的数据,parr为串/并转换后的并行数据,data_out即为PPM调制后的输出信号,从图中可以看到PPM调制正确。为了更好地展现程序逐渐同步的原理,选择从4-PPM信号中恢复帧同步,如图5所示,从仿真中,不难看出帧同步输出framclk_out逐渐同步的过程。
图6为PPM解调仿真图,图7为系统整体仿真,即串行输入数据经PPM调制后,解调程序从已调信号中提取帧同步,并解调出原有串行输入数据,从图7中看到串行输入数据与串行输出数据之间存在一定的延迟,一方面是因为硬件系统自身存在延迟,更主要的原因是由于在PPM调制时,比较器需等待第一次串/并转换完成再进行比较,并输出PPM信号,而解调是在基于调制后PPM信号进行的,从而导致了仿真中的延迟,但在实际运用中这个延迟并不存在。
5 结 语
用Verilog HDL语言设计完成了基于FPGA的PPM调制解调系统,并在Quartus 8平台上对调制过程、帧同步过程和解调过程以及整个系统进行功能仿真和时序仿真,从仿真中可以看出整个系统达到了预期的目标,能够高效稳定地完成PPM调制与解调过程,为将来的实用化打下了基础。但另一方面,也在仿真中发现帧同步时间偏长,需要进一步改进。
摘要：光通信技术的蓬勃发展对调制解调技术提出了更高的要求,脉冲位置调制(PPM)有较高的平均功率利用率,传输速率以及较强的抗干扰能力,能够很好地满足实际需求。从脉冲位置调制的基本原理出发,基于FPGA对PPM调制解调系统进行设计,特别是对PPM的帧同步进行详细说明,并用Verilog HDL语言对系统进行时序仿真,验证了设计的正确性。
关键词：脉冲位置调制,帧同步,FPGA,Verilog HDL
参考文献
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解调系统 第7篇
关键词：受激布里渊散射,VBOTDA系统,相位解调,频谱算法
0 引 言
基于SBS(受激布里渊散射)的BOTDA (布里渊光时域分析)系统能够实现温度/应变的长距离、高空间分辨率测量[1,2],在石油管道、电力电缆等的温度/应变监测领域得到了广泛应用。BOTDA系统中泵浦光与探 测光发生SBS作用,产生能量 转移,同时探测光的相位也发生了变化,这种相位的改变称为布里渊相移[3,4]。传统的BOTDA系统入射光功率受非线性效应的限制,导致系统性能无法进一步提高,且采用直接检测无法获得布里渊相移。针对上述问题,A.Zornoza等人提出了基于自外差和射频同步解调技术的BOTDA系统,SNR(信噪比)提高了10.75dB,实现了布里渊相移的分布式测量[4],有效地减小了非本地效应,提高了测量精度,拓展了传 感距离[5]。 Michel Dossou等人提出VBOTDA (矢量布里渊光时域分析)系统,成功地测量了布里渊相移[6]。涂晓波等人在VBOTDA系统基础上提出用 正交解调 算法解调 系统相位,在1.6km单模光纤上测得布里渊增益谱和相移谱[3]。
本文通过对VBOTDA系统的原理和组成进行研究,利用Labview较强的数据处理能力[7],在PC和Labview数据处理平台上,设计了叠加平均去噪算法[8]与FFT(快速傅里叶变换)分析法[9]相结合的频谱算法解调系统相位,并搭建实验平台对频谱算法的可行性和有效性进行了验证。
1 VBOTDA系统及相位解调算法设计
1.1 VBOTDA系统原理
与传统的BOTDA系统采用 直接检测 不同,VBOTDA系统利用外差检测实现了信号幅度和相位的同时测量,其原理如图1所示。图中,ES、EP和ER分别为探测光、泵浦光和本振光的光场幅度,νS和νP分别为探测光和泵浦光的频率,νB为布里渊频移,f0为探测光 和本振光 之间的频 差。 其中,νP>νS,当两束光发生SBS作用时,泵浦光向探测光转移能量,探测光被放大,同时探测光相位发生变化;本振光频率νS-f0在泵浦光的布里渊增益谱之外,故其不与泵浦光发生SBS作用。携带SBS信息的探测光与本振光外差后的信号经解调,即可获得布里渊增益和相移信息。
1.2 VBOTDA系统组成及相位解调算法设计
基于频谱算法解调的VBOTDA系统如图2所示,图中虚线框部分为设计的运用频谱算法的相位解调系统。激光器发出的连续光经OC(耦合器)后分成两路:上支路信 号进入由 微波信号 源驱动的EOM (电光调制 器)产生移频 双边带光 信号,经FBG1(光纤布拉格光栅)滤除下边带,经EDFA (掺铒光纤放大器)放大并由FBG2滤除ASE (放大自发辐射)噪声后经PS(扰偏器)作为泵浦光进入传感光纤;下支路信号经OC1分为上下两支路,其中一路光信号经AOM (声光调制器)后产生200 MHz下移频作为本振 光,另一路为 探测光信 号,经PC(偏振控制器)保持两路信号偏振态一致,两路信号经OC2合成后又分为两路,一路信号进入PD2(光电检测器),经混频器(Mixer2)降频为1 MHz,作为数据采集卡(DAQcard)的触发信号和相位解调的参考信号;另一路进入被测试光纤,探测光与相向传输的泵浦光在光纤中发生SBS作用。携带SBS信息的探测光和本振光信号通过环行器进入PD1进行外差检测,经Mixer1降频为1 MHz,由数据采集卡送入Labview软件处理平台进行解调,获得外差信号的相位信息。
1.3 VBOTDA相位解调算法原理
VBOTDA外差检测信号为I1(t)=2ESER(1+gSBS)cos(2πf0t+φSBS),式中,gSBS为布里渊 增益,且gSBS1;φSBS为布里渊相移。
引入参考信号I2(t)=2ESERcos(2πf0t)。
高速数据采集卡将I1(t)、I2(t)经ADC(模/数转换器)转换成离散信号,解调系统利用频谱算法对这两路信号进行叠加平均处理,并利用FFT分析法对其进行频谱分析,计算两路信号在主频处的相位差,获得系统外差信号的相位信息,即布里渊相移。
假设输入信号 为f ( t ) =I ( t ) +n ( t ), 式中 ,I(t)为有用周期信号;n(t)是均值为0 、方差为σ2的随机白噪声。 若以tk为时间起点,T为取样周期,则某定点的第i次取样值为
f(tk+iT)=I(tk+iT)+n(tk+iT) 。
经过m次采样叠加平均后信号和噪声分别为
式中 ,为每次取样噪声有效值的均值 。 由于叠加平均后噪声方差为 σ2/ m , 而有用信号的方差保持不变 , 故经过m次叠加平均后 , SNR提高了倍 。
经过叠加平均处理后的信号I(t)在任一周期内可以展开成傅里叶级数:
式中,傅里叶系数; φn为n次谐波的初始相位 ,其中基波的初始相位为 φ1=arctan ( a1/ b1)。
如果周期函数I1(t)和I2(t)的一个周期内有N个采样点,则进行叠加平均后它们的基波傅里叶系数和初相位分别如下:
得到I1(t)和I2(t)的基波相位差,即布里渊相移为Δφ=φ11-φ21= arctan(a11/b11)-arctan(a21/b21)。
2 相位解调算法实验验证
利用信号源、高速数据采集卡、PC和Labview软件处理平台搭建图3所示的实验系统,用于验证频谱算法的可 行性和有 效性。 信号源产 生Ch1、Ch2两路初相可以设置的同频正弦信号来模拟实际系统的信号;设置高速数据采集卡的参数,如采样率、采样点数、最小记录 长度和输 入阻抗等,实现Ch1、Ch2两路信号的同步采集;通过Labview编写解调系统程序,对采集的两路同步信号应用叠加平均处理与FFT分析相结合的频谱算法进行解调,获得两路信号的相位差,解调系统软件界面如图4所示。
2.1 小噪声信号实验
设置Ch1、Ch2两路正弦波幅值均为0.3V,频率为1MHz,且均加有标准偏差为0.04V的高斯白噪声;设置相位差以5°为步进,从0°到120°变化;设置数据采集卡的Channel0、Channel1两通道采样频率均为100MHz,采样数为1 000,输入阻抗均为50Ω,最小记录长度为1 000。
图5所示为加有0.04V噪声时去噪前后相位差的测量结果。其中频谱算法测量的相位差及其拟合曲线均为100次叠加平均的值。由图可知,FFT分析法测得相位差在标准值附近有较大波动,其拟合曲线与标准曲线有偏差;而采用叠加平均和FFT分析相结合的频谱算法测得的相位差波动较小,其拟合曲线与标准曲线基本重合。
2.2大噪声信号实验
为了进一步验证该解调系统频谱算法的抗噪声性能,设置Ch1、Ch2两路正弦波幅值均为0.3V,且均加有标准偏差为0.5V的高斯白噪声;设置相位差为90°,改变不同的叠加平均次数,分别进行9次测量,其结果如表1所示。
从表1可知,用FFT分析法测得的相位差误差很大,而经过不同次数叠加平均的频谱算法解调的相位相对测量误差较小;随着叠加平均次数的增加,相对测量误差不断减小,100次平均频谱算法的相对测量误差为7.181%,而500次和1 000次平均频谱算法的相对测量误差分别为1.243%、0.71%。
不改变其他设置,仅将相位差以5°步进从0°变到120°,对该信号采用500次叠加平均频谱算法解调,解调后的相位差与普通FFT分析法测量的相位差如图6所示。由图可知,FFT分析法测量的相位差与设置的标准值偏差很大,无法应用;频谱算法解调的相位差与设置的标准值相差不大,其拟合曲线与标准值曲线基本重合。
3 实验结果分析
分析实验结果可知,本文提出的相位解调算法能够解调系统相位,对小噪声信号和大噪声信号均有较好的解调效果,且可通过增设平均次数来提高测量精度,此方法可有效地应用于VBOTDA系统的相位解调。
但是由于实验中数据采集卡的ADC采样位数为8位,模拟输入范围为±25mV~±25V,分辨率约为0.195 mV,精度不够高,使得采集信号的幅值与理论值之间存在误差,对解调出的相位信息有一定的影响。此外,FFT分析法在 对连续信 号采样时,时域无限长的信号数据序列需要截断,相当于原函数乘以矩形窗,窗外时域信息全部损失,从而导致时域频谱丢失(即泄漏)[9]。不同长度的窗函数,泄漏的情况也不同,为了防止泄漏引入的误差,应使窗长等于信号周期的整数倍。
4 结束语
解调系统 第8篇
关键词：四相差分相位键控,QuartusⅡ,FPGA,调制解调系统
QDPSK是四进制差分移相键控技术,具有频谱利用率高、抗干扰能力强的特点,在移动通信、卫星通信中得到了广泛应用,本文在QuartusⅡ环境下对QDPSK系统进行了设计仿真。
1 系统总体设计方案
本设计采用的QDPSK调制解调方案为:采用选相法进行调制,采用波形译码进行解调。
系统整体设计原理框图如图1所示[1,2]。
调制时首先将得到的基带原始码序列x经过串并转换得到绝对码AKBK,再对其进行差分编码,得到相对码akbk。用所得的相对码去调制载波,就得到了已调信号。解调时:根据调制的载波信号翻译出相对码组。相对码经过差分反变换,得到绝对码。将所得到的绝对码经过并/串转换,就可恢复出原始信号x。
2 在QuartusⅡ下QDPSK调制解调系统各模块设计
2.1 信号发生模块设计
该模块产生一串数字序列作为系统基带码。通常可采用M序列发生器或PN码发生器。此次设计采用直接赋值的方法,即在给定频率clk4下,计数器每计一次,给定一个值,此值作为一个码元输出。计数器总共计16次,计够次数后进行循环,产生有16个码元的循环序列。
在QuartusⅡ下进行信号发生模块的设计仿真,得到其封装图如图2所示,时序仿真图如图3所示。
2.2 串/并转换模块设计
根据串/并转换原理,该模块程序设计流程如图4所示。同时输入串行序列X和clk8。先对clk8进行判定,当其为高电平时,就将此时刻所对应的X赋给a,若为低电平,就将对应的X赋给b。根据流程图编写串/并转换模块程序,并在QuartusⅡ环境下编译,通过后对其进行封装,得到该模块封装图如图5所示[3]。
将信号发生模块和串/并转换模块进行连接。其中信号发生模块所用时钟为clk4,其输出信号x作为串/并转换模块的输入。串并转换模块采用时钟clk8,并将输入端信号x转换为两路并行信号A和B。其时序仿真如图6所示。
2.3 系统分频电路
该系统中采用三个时钟以保证信号同步:clk2、clk4、clk8,可利用D触发器和非门组成逻辑电路进行时钟分频[4]。将clk接入D触发器时钟输入端,其输出经过一个非门再反接回触发器D输入端,此时经过非门的输出信号就是clk的二分频clk2;同理可得到clk4和clk8。分频电路图如图7所示,分频电路时序仿真图如图8所示。
2.4 并/串转换模块设计
并/串模块原理图如图9所示:并/串转换是将反码变换后的双比特码元恢复成基带序列。选用周期为码元宽度1/2的时钟(码元宽度为一个clk8周期,故此时所选时钟为clk4);定义一个计数次数为2的计数器q,当q计‘0’时,提取a路信号并进行存储;当q计‘1’时提取b路信号并进行存储。时钟周期为码元宽度的1/2,故当在第二个时钟周期内(q=‘1’)所提取的b路信号仍然是与a路同时刻的信号。根据图9所示原理进行并/串转换程序设计,并在QuartusⅡ环境下进行编译、封装得到该模块封装图如图10所示。
给出a、b两路信号,码元宽度均为时钟周期的2倍,a路信号为00110011,b路为101010。将使能端“enable”置为1,对程序进行结果仿真,仿真时序如图11所示。
2.5 差分编码模块设计
进行软件仿真时,在QuartusⅡ环境下,先进行模二加电路、一码元延迟电路和交叉直流电路三个部分的程序编译。程序编译通过后将各个电路封装。在图形编辑器中连接模二加电路、一码元延迟电路和交叉直流电路。其顶层模块如图12所示[4]。
将图12所示电路编译后对其结果进行仿真。仿真结果如图13所示。
2.6 码反变换模块设计
码反变换模块电路图如图13所示:两路信号c和d经过xor模块异或后将其得出的结果ak经过EX3延迟一个码元宽度后成为ak-1,再将其送入EX1的A1端口,同时信号c和d经过xor模块异或后将其得出的另一个结果bk-1也经过EX3延迟一个码元宽度,再送入EX1的B1端口。aor模块将cd进行同或,得出的结果送入EX1模块的Z端口。EX1根据z的值判定:当z为0时,就将A1端口输入的ak-1赋给C1,同时将B1端口输入的bk-1赋给D1。此时c1端口输出的值就是ak-1,D1端口的值为bk-1。再将ak-1反送到xor模块的A端口,bk-1反送到xor模块的B端口。则ak-1与B端口输入的值(此时为ak)进行异或即可得到绝相对码AK,bk-1与B端口输入的值(此时为bk)进行异或即可得到绝相对码BK。当Z为1时,EX1就将A1端口输入的ak-1赋给D1,将B1端口输入的bk-1赋给C1,此时C1端口输出的值就是bk-1,D1端口的值为ak-1。再将bk-1反送到xor模块的B端口,ak-1反送到xor模块的A端口。则bk-1与A端口输入的值(此时为ak)进行异或即可得到绝对码AK,ak-1与B端口输入的值(此时为bk)进行异或即可得到绝对码BK[5]。
将图14所示电路编译后对其结果进行仿真,得到码反变换时序仿真如图15所示。
3 QuartusⅡ下QDPSK调制解调系统总体设计及仿真
3.1 QuartusⅡ下QDPSK调制解调系统总图连接
QuartusⅡ下系统总图如图16所示:各模块编译通过后,在原路图编辑器中进行总图连接。
3.2 QDPSK调制解调系统时序仿真
在QuartusⅡ环境下,在波形编辑器中新建波形文件对系统总电路进行结果仿真。其仿真时序如图17所示。图上可以读出A0为01011011110011110.B0为0101010001010100010.通过图上比较发现,A0序列与A序列相同,同时B0序列与B序列相同。这是因为A和B序列经过差分编码、调制,再解调、差分解码,这样就将其恢复出来了,但从图17上看,恢复出的A0和B0有一定的延迟。
4 系统测试与分析
对总图进行仿真后,将其下载在FPGA芯片上,用示波器测试系统输入输出点,如图18所示:第一行波形为输入数据波形data,第二行波形为通过过所设计的QDPSK系统后输出的波形out;out输出波形相对data波形经过6个码元周期的延迟后完全相同,说明所设计的系统对信号经过QDPSK调制解调后能够恢复原信号。
5 结束语
本次设计根据QDPSK调制解调系统基本原理在QuartusⅡ下进行系统的设计,首先对系统设计所需的各模块进行设计及仿真。在得到正确仿真结果后将各模块在原理图编辑器中进行拼装,构成系统总图。对总图进行仿真后,将其下载在FPGA芯片上,用示波器测试输入输出管脚。示波器所测结果显示,输出波形相对输入波形经过6个码元周期的延迟后完全相同,说明设计的系统能正确工作。
参考文献
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[2]喻应芝.QDPSK调制解调的FPGA实现[D].北京:北京理工大学,2002
[3]冯璐.QDPSK信号的数字化生成及解调方法研究[D].长沙:中南大学,2007.
[4]李红岩,赵艳杰,张丽娜.基于CPLD的QDPSK数字调制码变换器的设计[J].内蒙大学学报:自然科学版,2010,41(3):351-355.
解调系统 第9篇
QPSK信号可以看成是两个载波正交的2PSK信号调制器构成。可将发射信号定义为:
其中,i=1,2,3,4;E是发射信号的每个符号的能量,T为符号的持续时间,载波频率f等于nc/T,nc为固定整数。
2 QPSK的解调
QPSK解调器由两个相关器组成。这两个相关器分别提供本地产生地相干参考信号φ1(t)和φ2(t)。
3 A W G N信道、瑞利模型
AWGN信道模块可以将加性高斯白噪声加到一个实数的或复数的输入信号。模块继承它的输入信号的采样时间。比特错误率统计使用Error Rate Calculation模块,该模块可自动比较发送序列与接收序列并作出比较,进行错误统计,使用display模块显示将比特错误率输出。由于采用buffer会产生时延以及误码率较高,因此在设计中调用QPSK调制模块QPSK Modulator baseband和解调模块QPSK Demodulator Baseband对信号进行调制和解调,信号源采用随机信号源Random Integer Generator,搭建出QPSK的调制解调仿真图。
4 仿真数据和结果
如果仿真时示波器采样时间过少时会造成波形失真,而信号频率很高时仿真时间过长,所以采用数据低传输速率,载波也采用低频信号进行模拟仿真。
上面结果显示,QPSK信号在高斯通道上的调制、传输和解调过程,调制过程中采用上变频进行调制后再在高斯通道上传输,然后解调出QPSK调制信号。根据结果表明,信道噪声的功率谱密度越大,信号信噪比越小,误码率越高,与理论一致。
参考文献
[1]沈辉.SIMULINK系统仿真与控制.北京大学出版社,2003年.
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[3]薛定宇.基于MATLAB/Simulink的系统仿真技术及应用.清华大学出版社,2011年.
[4]樊昌信,曹丽娜.通信原理.国防工业出版社,2010年.
[5]李晓峰.通信原理.清华大学出版社,2008年.
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