信号测量范文（精选8篇）
信号测量 第1篇
将三角调频脉冲信号的时域和调制域参数测量相结合,时域分析时采用统计脉冲信号包络数值的方法估计判决门限,进行脉冲个数、脉冲宽度等时域参数的测量。在时域测量结果的基础上,对三角调频信号的脉内调制参数进行测量。脉内调制参数测量采用相位差分法来得到信号的瞬时频率曲线,并进行线性拟合来获得线性度等调制域参数。其中,相位差分法首先通过反正切函数计算信号的瞬时相位,再对瞬时相位进行差分运算,直接得到信号的瞬时频率,相对于STFT,运算量大幅减小,且无窗函数,也不受测不准准则的限制。此外,相位差分法不存在Wigner - Vile分布的“交叉项”干扰问题。最后进行了Matlab仿真,仿真表明,高信噪比下该方法相对于其他方法,测量参数运算量少、误差小,适合于工程实践。
1 三角调频脉冲信号模型
三角调频脉冲信号是一种脉内频率调制信号,其指的是在脉冲宽度内频率连续线性变化,信号频率先向上后向下或先向下后向上扫描脉冲宽度。其信号表达式为
式中,rect( t) 为矩形脉冲; A为三角调频信号的幅度; f0为中心频率; μ为调频系数; f0+ μt或f0- μt为瞬时频率。
2 脉冲时域参数测量
脉冲时域参数是描述雷达信号特征的重要参数, 主要包括脉冲宽度、脉冲周期、上升时间、下降时间、关闭时间、占空比、脉冲幅度、幅度90% 、幅度10% 、顶值、底值、过冲、下冲等,各参数定义[2]。
脉冲时域参数的测量以脉冲包络为基础,设脉冲实、虚部信号分别为I( t) 和Q( t) ,计算信号包络的表达式为
以信号包络y( t) 来估计脉冲的近似幅度,关键要估计脉冲波形的近似顶值和近似底值,以获得判决门限。估计算法主要有两种: ( 1) 密度分布平均法[3]; ( 2) 密度分布众数法[3]。
文献[2]指出,当测量采样点数越多,在脉冲包络最大值和最小值之间均分的区间个数越多,所求得的近似底值和近似顶值越精确; 通常密度分布平均法能比密度分布众数法得到更好的精度,但其运算量也偏大。
2. 1 脉冲个数测量
估计出脉冲的 近似顶值topvalue' 和近似底 值basevalue'后,近似幅度ampvalue'表达式为二者之差。
以10% ampvalue'作为上升沿下降沿检测门限,测量脉冲个数的步骤为:
( 1) 脉冲个数初始化为N = 0,从信号的起始位置开始查找第一个近似上升沿,查找成功标志位为flag = 1,否则标志位为flag = 0。
( 2) 查找到近似上升沿后,继续往后查找近似下降沿,查找成功标志位为flag =1,否则标志位为flag =0。
( 3) 查找到近似下降沿后,继续往后查找近似上升沿,查找成功后脉冲个数N = N + 1,并将标志位赋值flag = 1,否则标志位flag = 0。
( 4) 重复步骤( 2) 至步骤( 3) 直到标志位flag = 0, 则结束。
2. 2 脉冲宽度测量
在测量脉冲个数过程中,记录所有近似上升沿、近似下降沿判决时刻,对信号的某个脉冲,近似上升沿判决时刻为t'升,近似下降沿判决时刻为t'降,则计算脉冲宽度表达式为
2. 3 脉冲其他参数测量
在每个脉冲的脉冲宽度内,运用密度分布平均法, 计算每个脉冲精确的顶值top和底值base。并求得每个脉冲精确幅度amp为二者之差。
求出每个脉冲包络的最大值max和最小值min,则过冲overshoot为最大值max和顶值top之差,下冲undershoot为底值base和最小值min之差,幅度的90% ( 记为amp90%) 和幅度的10% ( 记为amp10%) 表达式为
然后通过幅度的90% 和幅度的10% 这两条脉冲幅度参考线,在脉冲宽度τ内查找这两条参考值所对应的时刻值,即可计算出脉冲的上升时间tr、下降时间tf,脉冲周期T,关闭时间toff及占空比dt等参数。其计算表达式为
其中,tr90是上升沿幅度90% 所对应的时刻; tr10是上升沿幅度10% 所对应的时刻; t't10是相邻下一次上升沿幅度10% 所对应的时刻; tf10是下降沿幅度10% 所对应的时刻; tf90是下降沿幅度90% 所对应的时刻。由脉冲宽度τ和脉冲周期T,可计算关闭时间toff和占空比dt。
3 脉内调制参数测量
基于已估计出三角调频脉冲信号的脉冲宽度及脉冲周期,可测量其脉内调制参数,主要包括分析调频方向和测量最小频率、最大频率、中心频率、带宽、左调频系数、右调频系数、左线性度和右线性度。首先,应提取三角调频信号每个脉冲的频率,即要对信号进行时频分析。常用的时频分析方法有短时傅里叶变换方法 ( STFT) 、Wigner - Vile分布方法和相位差分法等,本文采用相位差分法。
3. 1 短时傅里叶变换
STFT利用一个时间有限的窗函数来截取信号,然后对截取信号采用傅里叶变换进行分析,以确定在这一窗时间段内存在的频率,再沿着时间轴移动窗函数, 最终得到信号的瞬时频率随时间的变化关系图。研究表明STFT算法简单,且为线性时频分布,不会在频率分量之间产生交叉项干扰,但采用傅里叶变换,需多次进行积分运算,运算量较大,且由于窗函数的影响,窗长和窗函数选择困难,也无法克服时间分辨率与频率分辨率之间的矛盾[4]。因此,STFT不适合工程上三角调频信号时频分析。
3. 2 Wigner - Vile 分布
Wigner - Vile分布是实函数,设某实信号的解析形式为x( t) ,则其Wigner - Vile分布为
从上式可看出,Wigner - Vile分布中x( t) 出现了两次,且不含任何窗函数,是双线性变换,不存在时间分辨率与频率分辨率的矛盾,故具有较好的时频聚集性。但其不满足可加性,且为了得到时频曲线,需进行多次积分运算,运算量较大。经研究表明,其还会在时频平面上虚假分量的位置产生分量之间的交叉项干扰。交叉项会产生有限的能量,其反映了两个相关项之间的相关性并高度震荡,难以克服[5,6]。因此,该方法不适与多分量信号三角调频信号的时频分析。
3. 3 相位差分法
假定单一分量连续时间信号s( t) 解析表达式为
其中,A( t) 为信号的幅度;为信号的相位; H[s( t) ]为信号s( t) 的希尔伯特变换。
对于采集的离散信号可通过信号的相位差分来估计信号的瞬时频率。采用中心有限差分估计信号的瞬时频率fc( n) 表达式为
其中,fs为信号的采样率; φ( n) 为第n点的瞬时相位。
根据中心有限差分估计的特点,可看出其对信号的频率是无偏估计,且群时延为零,对应时频分布的一阶矩。相对于STFT,算法简单,无多次复杂的积分运算,仅有一次反正切运算和差分运算,运算量大幅减小,且无窗函数,也不受测不准准则的限制。此外,相位差分法不存在Wigner - Vile分布的“交叉项”干扰问题,后续的仿真结果将对此验证。故利用中心有限差分估计三角调频信号频率是有效的。
首先给出信号的相位计算方法,但直接由此公式计算的相位范围和在此基础上计算的相邻相位差值均可能超出( - π,π) ,因此需要将相位值变换到此范围。
由瞬时频率曲线可得出调频方向。根据调频方向,可确定频率曲线中心为频率最大值或是最小值。以频率曲线为中心将曲线分为左、右两半部分,分别进行直线拟合,求得左、右线性度和左、右调频系数。求得脉冲宽度τ,瞬时频率最大值freq Max,频率最小值freq Min。带宽B为二者差值,中心频率f0为二者之和的1/2。
4 仿真结果
为验证时域测量方法的有效性,以三角调频脉冲信号进行Matlab仿真,参数设置为调频方式为向上调频,脉冲宽度为6μs,脉冲重复周期为16μs,完整脉冲个数为4,采样率为50 MHz,带宽10 MHz,信噪比为20 d B。根据上述方法,测得的时域参数如表1所示。
从表1中可看出,测量的脉冲个数为4,脉冲宽度约为6. 1μs,重复周期为16μs,上升时间为0. 04μs, 下降时间为0. 02μs,与实际设定的参数基本上一致, 测量误差小。用STFT、Wigner - Vile方法分析三角调频脉冲信号,时频分布如图1所示。
图1( a) STFT采用窗长为30的矩形窗,每次滑窗均在时频图上有明显的痕迹,STFT方法受窗长影响较大。如图1( b) 所示,采用Wigner - Vile分布方法,三角调频的时频分布中间出现了“虚假”,有用的时变谱图变得模糊,因此STFT和Wigner - Vile分布均不适合分析三角调频信号。
图 1 不同方法下三角调频脉冲信号的时频分布
与STFT方法仿真相同信号,信噪比为20 d B和7 d B时,相位差分法拟合曲线和理想曲线图对比如图2和图3所示。
图 2 SNR = 20 d B 时三角调频相位差分法曲线
图 3 SNR = 7 d B 时三角调频相位差分法曲线
由仿真结果可看出,直接根据瞬时频率的定义展开的相位差分法,具有算法简单、运算量小等特点。不存在“交叉项”干扰,尤其适合工程实践上的大数据量测量,但抗噪性能并不理想,当信噪比较小时,测量性能较差,因此更适用于高信噪比的信号。
将算法用Matlab仿真200次,测量所得各脉内调制参数如表2所示。其中,B表示带宽; u1、u2分别表示左、右调频系数; freq Max、freq Min分别表示脉内最大频率和最小频率。通过测量数据可以看出,调频方向为上三角调频拟合后参数值与理想值相比,测量误差 < 1% ,测量效果良好。实际仿真时,Matlab仿真200次,用相位差分法, 与使用STFT、Wigner - Vile分布相比,得到时频曲线的时间大幅减小。因此,相位差分法具有更小的运算量。
5 结束语
无线随钻测量泥浆脉冲信号传输浅析 第2篇
【关键词】泥浆脉冲；传输；噪声
无线脉冲随钻测斜仪是以钻井液作为信号传输介质，使井下探管所测数据能够以压力脉冲的形式在钻杆内部传输到地面，但泥浆脉冲信号传输过程容易受到钻井泵活塞运动、井下动力钻具、钻头切削等噪声的影响，其频率越接近于脉冲信号的频率，就越容易对地面信号的解码产生影响，因此对钻井液的性能、钻进参数及钻井设备的要求较高。
1.泥浆脉冲信号的产生及传输
钻井液压力脉冲传输是将被测参数转变成钻井液压力脉冲，由钻杆内部自井底传输到地面，国内基于泥浆脉冲传输信号的MWD有正、负脉冲等类型。以国产海蓝YST-48R为例，当井下定向探管的流量开关判断停泵后，定向探管开始测量停泵数据，当流量开关判断开泵后，定向探管将测量的数据变成电信号，发送到脉冲发生器，由它控制仪器脉冲发生器的伺服阀阀头。当伺服阀阀头不工作时，由于钻井液在循环套和限流环的斜坡处产生反冲，将驱动头总成最下端的主阀头顶起，阀筒内弹簧被压紧，这时钻井液可顺利通过限流环。当伺服阀阀头向上提起时，泥浆将流入驱动头总成的内孔，使驱动头总成内外压力平衡，阀筒内弹簧释放，使在主阀头与限流环处泥浆的过流面积减小，这样就产生一个正的钻井液压力脉冲，类似的还有负脉冲传输系统、连续波传输系统。
2.影响钻井液脉冲信号传输的因素
最影响钻井液脉冲无线随钻仪器信号传输的是传输介质不稳定，压力脉冲在钻井液中传输衰减严重，且易受到外界噪声干扰。若要在地面成功捕捉到脉冲信号，就要尽量提高压力脉冲的初始信号强度，降低外界噪声干扰，控制噪声频率，提高信号传输信噪比。
（1）井深对脉冲信号的影响：泥浆脉冲信号传输过程是自身压能与动能的转化，传输路径越长，丢失能量越多，最终被接收到的信号就越弱。对海蓝YST-48R仪器而言，传输的频率范围为0.5-1Hz，在井较深时可选择0.5Hz作为信号传输频率，以提高信噪比。
（2）钻井液中的杂物造成的衰减：钻井液中有杂物，当累积到一定程度时，会使泵压不稳定，干扰仪器脉冲信号传输，还会堵塞脉冲发生器阀筒内腔，使驱动总成内的主导杆不能做满行程运动，从而降低初始脉冲的幅度，降低信噪比，甚至造成信号丢失。在施工过程中，必须使用钻杆滤清器，以防止此类事情发生。
（3）钻井液含气量对信号传输的影响：钻井液的含气量对压力脉冲的传输有直接影响，含气量达到7%时会对压力脉冲产生较大的衰减，甚至使地面无法接收到脉冲信号，因此要处理好泥浆，降低泥浆中的含气量。
（4）钻井泵空气包的影响：由于钻井泵凡尔的往复运动使泥浆流动呈周期性变化，所以立管处的压力也是正弦周期性变化。空气包的用途就是减少压力变化和机械震动，使泥浆流动平稳，同时也会影响井下脉冲发生器传上来的压力脉冲信号，造成对泥浆脉冲信号的干扰。为避免这状况，空气包充压压力应为立管压力的1/4～l/3。同时，单泵钻进时，其它泵应被隔离。
（5）压力传感器的安装对信号的影响：压力传感器的安装位置对于在低的信噪比情况下也很关键，应安装在主管线上，距离方钻杆越近越好，避免安装在管线末端、阀门和其它传感器附近；压力传感器应水平安装，以免混入空气和泥浆结饼堵塞压力传感器。
3.噪声对脉冲信号传输的影响
由于钻井施工中有许多噪声，要想减少噪声强度，就要清楚噪声产生的根源，同时了解脉冲信号和噪声的频率特性，进而采取相应措施消除、压制噪声，以获取高信噪比。
（1）钻井泵噪声的特性：一般情况钻井泵工作良好时，在立管上产生的噪声，一是较弱的泵冲程噪声，可忽略不计；二是较强的凡尔往复运动噪声。泵工作不正常时，若发现异常杂波，应及时排除泵的故障。另外若用两个三缸泵，应使冲程大小一致，若工作在不同的冲程速率，将产生一个和脉冲信号频率接近的、严重的活塞运动噪声干扰。
（2）扭矩噪声的特性及采取的降噪措施：坚硬岩层、高陡构造、PDC钻头、稳定器都有可能产生扭矩噪声，如果钻头的剪切力是主要的扭矩噪声源，提起钻具时噪声将消失。如果稳定器是主要的噪声源时，只有停止转盘转动，噪声才会消失。当扭矩噪声严重干扰脉冲信号接收时，应改变钻进参数，使扭矩噪声频率远离泥浆脉冲信号频率，以排除噪声干扰，或者改变仪器脉宽，提高信号传输频率。
（3）螺杆噪声及采取的降噪措施：一般情况下螺杆失速可能造成脉冲信号错误，从而造成地面解码失败。当地层加在钻头上的阻力大于螺杆所能产生的最大扭矩力时，螺杆将停转，这时地面立管压力将突然升高，淹没了压力脉冲信号或者产生错误的脉冲波形，导致地面解码错误，所以钻进时应平稳加压。
（4）活动钻具产生的噪声：活动钻具过于猛烈，将会在钻具内产生一个较强的压力波动，从而造成泥浆脉冲信号丢失，一般情况下活动钻具时要轻提慢放，使泥浆信号能有效传输。
（5）电磁干扰噪声：一般出现在使用电磁波传输井下信号的无线随钻仪器中，可以不考虑它，除非有损坏，造成局部无法屏蔽，影响信号在电缆中的传输，因此对有破损的电缆应进行修复或尽量使用全新无伤的电缆。
4.实例分析
（1）孤东6-斜20井：该井为一口大斜度定向井，采用国产YST-48R正脉冲无线随钻仪进行随钻测量，应用大庆Ⅱ-130钻机施工，设备性能较差，在钻至1200m时，发现仪器波形明显变小，且由“单峰型”变为“双峰型”，仪器不能进行数字解码。起钻更换脉冲发生器后，在井口测试波形仍然为“双峰型”。排除仪器因素后，在检查钻井设备时发现空气包有破损，更换新的空气包并且调整好压力后，仪器恢复正常工作。
（2）陈气12-斜30：该井为一口小井眼气井，采用国产YST-48R无线随钻仪进行随钻测量，在钻至467m时发现泵压突然下降，仪器信号减弱，检查时发现，循环罐内钻井液含气量已达50%，加入消泡剂处理钻井液4h后，泵压、仪器信号恢复正常。
（3）苏6-13-5H：该井为一口水平气井，二开为复合型井眼，定向段井眼尺寸215.9mm，采用YST-48R进行随钻测量，在钻至2800m时，因甲方要求提高钻井液粘度及比重，加入4t钠土后发现仪器信号杂乱，地面无法正常解码，经检查为加入药品未充分搅拌就进入钻杆，造成泥浆性能突变，循环3h后信号恢复正常。
5.结束语
在无线随钻现场施工中，提高信号传输的信噪比是成功获取随钻参数的关键，在整个过程中应注意影响信噪比的各种因素，并采取措施提高信噪比，保证施工的顺利进行；在仪器使用过程中，既要保证仪器本身的保养、组装和配件的组合，还要把钻井液性能，设备运行情况、钻井参数结合起来。因此，保证泥浆脉冲无线随钻仪器的正常使用，使井下数据快速、准确的传输到地面，为定向施工提供保障。
【参考文献】
[1]刘修善，苏义脑.钻井液脉冲信号的传输速度研究[J].石油钻探技术，2000.
[2]鄢泰宁，郭香芬.定向斜井与水平井地质导向技术[M].石油工业出版社，2003.
用于气压测量的微弱信号检测电路 第3篇
1 总体设计框图
被测气压由压力传感器变换为电压信号, 经数据放大器放大到设定电平, 由MSP430F149单片机的A/D转换器转换成数字信号, 最后由显示器显示出与气压成线性关系的电压读数。
2 硅压阻传感器
采用集成电路的扩散工艺, 把硼杂质掺入硅片而形成力敏电桥制成桥式硅压阻器件。桥式硅压阻器件受到力的作用后, 电阻率发生显著的变化, 这种效应称为压阻效应。硅单晶材料在受到外力作用产生极微小应变时, 其内部原子结构的电子能级状态会发生变化, 从而导致其电阻率剧烈变化。这种硅压阻器件是将输入的机械量应变ε转换为电阻变化的转换器件[1]。
本设计选用ic-sensors 1210型桥式硅压阻器件作为测量系统检测部件。1210型是经过温度补偿的硅压阻式传感器, 采用双列直插封装结构。适用要求成本低, 性能优越, 长期稳定性好的应用领域。通过激光修正的电阻实现了0～50℃的温度补偿, 还提供一个激光修正的电阻用于调节差动放大器的增益来校正传感器的压力灵敏度变化, 使具有良好的互换性, 互换性误差仅为±1%。其性能为±0.1%非线性、±0.5%温度误差、±1%互换量程范围 (须接增益调节电阻) 、温度范围0～50℃, 参照温度+25℃、固态结构、性能可靠、低功耗。激励电流为1.5 mA。
桥式硅压阻器件是一个由四臂电阻应变计构成的惠斯登电桥, 其中, 各臂电阻R在压力作用下, 一组对边电阻变为R +ΔR, 另一组对边电阻变为R -ΔR。而在温度变化作用下, 所有电阻均变化为R +ΔRT。
若采用恒压激励, 则输出为:
undefined
式中E为弹性模量, Pa。可以看出:输出电压V与温度有关, 且为非线性, 所以, 用恒压源供电时, 不能消除温度的影响。
若采用恒流激励, 则输出:
undefined
式中I为恒流源电流, mA。可以看出:输出电压V与温度无关, 这就消除了温度对传感器输出信号的影响。通常直流电桥采用恒压源激励, 考虑桥式硅压阻器件的温度系数较大, 采用恒流源激励可以进一步提高电桥输出精度[1]。桥式硅压阻器件激励电路如图2所示。
在图2中, C1对电源起去耦作用, 减少电容耦合。A1为电压跟随器, 起阻抗变换作用, 输入阻抗较大, D1为稳压管, 其电压为E0, 运放的两个输入端之间的电压为ε0。根据基尔霍夫定律, Ri两端的电压URi=E0-ε0, ε0相对于E0非常小, 假设流过电桥的电流为I0, 由于运放的输入电流非常的小, 因此流过Ri的电流几乎等于I0, 得到I0= (E0-ε0) /Ri≈E0/Ri=1.5 mA[2]。
3 AD623仪表放大器
电阻r为增益调整电阻, 与后续放大模块AD623组成性能较好的放大器。AD623放大器的内部结构如图4所示。AD623是一种在三运放仪表放大器基础上经过改进的仪表放大器以保证单电源或双电源工作, 甚至能工作在共模电压或者低于负电源电压 (或单电源工作时低于接地电位) 。AD623能满足高共模抑制比、高输入阻抗、低噪声和低漂移的放大器要求。对于任意的增益, 1、8引脚间的增益调节电阻RG可用以下公式计算:undefined。
4 前置电路总体电路图
通过精确选定r阻值以及相关参数, 使得1大气压下AD623显示的电压值为1.013 V。气压与OUT端的电压值呈线性关系。
5 单片机与软件实现
其上为气压计的模拟部分, 数字部分以单片机MSP430F149为核心的数字处理系统。MSP430F149是TI公司2000年底推出的超低功耗flash型的16位RISC高性能单片机, 有60k 的ROM、有8个外通道、4个内通道12位A/D转换器;采样频率可达200 kHz, 在8 kHz时钟时可得到125 ns的指令周期;具有16个快速响应中断, 能及时处理各种紧急事件, 几乎不需要外围器件, 大大节约了成本。故能满足一般实时处理的要求。其特有的超低功耗特性, 尤其适用于野外作业仪器[4]。
6 结语
根据icsensors 1210压力传感器的原理以及如何选择恒流源和数据放大器的同时对气压计的系统电路进行了设计。经过传感器和放大器后的信号通过低功耗、高性能的MSP430F149为核心单片机数字处理系统, 从而显示气压值。
摘要：简述了压力传感器的选择以及恒流源和数据放大器的选择, 重点对气压计的系统电路进行了设计。并对其原理和性能实行了分析, 结果得到好的研究效果。
关键词：大气压力,压力传感器,运算放大器,单片机
参考文献
[1]祝宇虹, 纪军红, 孙宁.桥式硅压阻器件在气压测量中的应用[J].传感器技术, 2005, 24 (5) :74-76.
[2]林琳, 陈金岭.便携式气压计的电路与系统设计[J].成都气象学院学报, 2000, 15 (1) :93-99.
[3]仪表放大器应用工程师指南.第2版.Charles Kitchin和Lew Counts著www.analog.com.
水下声信号激发表面波衰减系数测量 第4篇
1 实验装置
实验装置如图1所示，包括:水槽、信号源、光源、探测系统以及数据存储预与处理系统。样品池是一个有机玻璃水槽，里面盛有水。声信号系统包括低频信号发声器、功率放大器以及水下扬声器。液体表面距水下扬声器的距离为6.0 cm，信号发声器产生的低频声信号被功率放大器放大后传到水表面，在水面上形成了表面声波。光源为He-Ne激光器，波长为632.8 nm，光束直径约为2.3 mm。激光束斜入射到水表面在水面形成一个椭圆光斑，且表面波沿着椭圆光斑的长轴方向传播。其中，激光束的入射角为1.54 rads，椭圆光斑的短轴长2.3 mm，长轴长66.6 mm。实验中光屏到入射点的距离约为5 m,CCD作为探测系统用来采集图样，采集到的数据直接输入到计算机，用计算机来存储与处理图样。
2 实验及结果
实验装置如图1所示，为了得到稳定、清晰的衍射图样实验前必须先调节激光束的入射角。实验时直接用CCD对衍射图样进行成像，调节CCD与观察屏的距离以及CCD的焦距。当通过CCD观察到的衍射图样达到理想状态时，开始对衍射图样拍照成像，并用计算机记录相应的衍射图样。实验中光屏到入射点的距离约为5 m，当光屏与CCD的位置确定后就可以来确定CCD像素和衍射图样宽度的比值关系。实验中在光屏上放置一个具有标准宽度的物体，得到该标准物体成像的宽度与像素数就可以得到距离与像素的比值，称之为距离与像素比。实验时，改变信号发声器的频率，用计算机记录相应频率的衍射图样。本实验中，低频声信号的频率间隔为2 Hz，频率在50～66 Hz发生变化，得到了一系列与其频率相应的衍射图样，如图2所示为频率为50 Hz时的衍射图样。从图中可以看到衍射图样的对比度是非常高的，且具有明显的不对称性。
3 理论分析
由于液体表面波在传播的过程中存在衰减，因此，可以把液体表面波看作一个带衰减的正弦位相型光栅，其反射函数为:
式(1)中，Λ为表面波波长;α是表面波衰减系数;n为衍射图样光斑级次;u为相位延迟峰峰值，将激光入射到液体表面的椭圆光斑近似为矩形，其中椭圆光斑的长轴，短轴分别是矩形的长边l1，短边l2。x1,y1是激光入射到液体表面波上的位置坐标，反射光沿着光栅的光场分布等于f(x1,y1)，即U(x1,y1)=f(x1,y1)。在考虑平移定理与卷积定理的情况下对式(1)进行傅里叶变换有:
当激光束斜入射时，液体表面相当于位相型光栅，发生的是光栅衍射，夫琅禾费衍射条件是成立的。因此，衍射图样中衍射光斑的振幅分布为:
式(3)中，z为光屏到入射点的距离，x0,y0是光屏上的坐标位置。因次，光屏上衍射图样光场强度分布为:
在衍射图样中正级激光斑n为正，负级光斑n为负，z是定值。因次，衍射图样中正级光斑到中央光斑的距离为负激光斑到中央光斑的距离为所以，相同级次正光斑到中央光斑的距离是小于负级次光斑到中央光斑的距离，衍射图样呈现出明显的非对称性。从式(4)中可以看出，衍射图样的非对称分布不但与表面波波长有关，而且和表面波的衰减系数有关，因此式(4)可作为测量表面波衰减系数的新依据。在以往测量液体表面波衰减系数时，需要改变水下声信号的位置来实现对不同位置处表面波振幅的测量，在测量某一频率的衰减系数时需要拍摄6幅衍射图样，得到不同位置处的表面波振幅，从而进一步的得到液体表面波的衰减系数。而根据本文的理论在测量液体表面波衰减系数时只需要测出衍射图样中衍射光斑到中央光斑的距离就可以测出表面波的衰减系数，使得测量过程变得十分的便捷。
用Matlab对图2进行扫描与拟合，结果如图3所示。衍射图样中央光斑的位置与图3上凸位置相对应。在这里我们定义衍射图样中央光斑的上，下方分别是衍射图样的正，负级。从图3中容易得到，衍射图样正级光斑到中央光斑的像素是小于负级光斑到中央光斑的像素的，且负级光斑间距的像素大于正级光斑间距的像素。实验中根据之前建立好的比例关系:1相素=0.025 3 mm很容易得到衍射图样各级光斑到中央光斑的距离。计算得到中央光斑到正一级光斑的距离为0.986 4 cm，中央光斑到负一级光斑的距离为1.024 4 cm;中央光斑到正二级光斑的距离为1.991 9 cm，中央光斑到负二级光斑的距离为2.143 6 cm;中央光斑到正三级光斑的距离为2.826 5 cm。正级光斑到中央光斑的距离是小于负级光斑到中央光斑的距离，理论和和结果是吻合的。在进行衰减系数的测量时，算出各级光斑到中央光斑的距离，算出各级光斑的衰减系数，最后取平均值就可得到衰减系数。通过计算得到当低频声信号的频率为50 Hz时，表面波的衰减系数为0.289 21cm-1，和之前工作在50 Hz时的测量值0.291 cm-1相比是十分吻合的。通过计算得到了不同频率下表面波的衰减系数，用Matlab对计算结果进行拟合，结果如图4所示，其中虚线是之前工作得到不同频率下衰减系数，实线是本次实验得到不同频率下衰减系数，从中可以看出两次实验所得结果是十分吻合的。
4 结论
示波器在信号测量中的应用 第5篇
1 示波器的原理及组成
1.1 基本种类
常用的示波器按技术原理可分为模拟示波器和数字示波器, 模拟示波器可以分为通用示波器、多束示波器和取样示波器。而数字示波器可分为数字存储示波器和数字荧光示波器。
1.2 通用示波器的组成原理
通用示波器是示波器中应用最广泛的一种。通用示波器通常指采用单束示波管, 除取样及专用或特殊示波器外的各种示波器。它主要由示波管、垂直通道和水平通道组成。此外, 还包括电源电路, 以及由它产生示波管和仪器电路中需要的多种电源。通用示波器中还常附有校准信号发生器, 可以确定被测信号中任意两点间的电压或时间关系。
(1) 示波管。示波管是示波器的核心部件, 普通示波管的基本结构包括三部分:电子枪、偏转系统和显示部分 (荧光屏) 。这三部分被整个密封在玻璃壳内, 就其用途而言, 它是把电信号变成光信号的转换器。电子枪的作用是发射电子并形成很细的高速电子束。偏转系统是用电场来控制的, 通过所加电压的大小来控制电子束的偏转方向和大小。荧光屏一般为圆形曲面或矩形平面, 其内壁沉积有荧光物质, 形成荧光膜。它的受到电子轰击后, 将其动能转化为光能, 形成亮点。当电子束随信号电压偏转时, 这个亮点的移动就形成了信号的波形。
(2) Y通道。示波器的Y通道的任务是将被观测的信号尽量不失真地加到示波管Y偏转板上, 通常包括探头、输入衰减器、Y前置放大器、延迟线和Y输出放大器等部分。
(3) X通道。X通道包括扫描电路、触发同步电路及X轴放大电路等, 主要任务是形成、控制和放大锯齿波电压, 使屏幕上稳定而准确地显示出被测信号的波形。
2 示波器在信号测量中的应用
2.1 电压的测量
利用示波器测电压有它独特的特点, 除了可以测量各种波形的任何瞬时值 (如电压幅度, 包括测量脉冲和各种非正弦电压的幅度) , 还可以直接测量非正弦波形, 这是其他电压测量仪表无法做到的。如利用示波器, 可以测量一个脉冲电压波形的各部分的电压幅值, 例如上冲量、顶部下降量等。
使用示波器测量交流电压的最大优点是可以直接观测到波形的形状, 可看到波形是否失真, 还可读出其频率和相位。但是, 使用示波器只能测量交流电压的峰-峰值, 或任意两点间电位差值, 其有效值或平均值是无法直接示得的。
2.2 时间、周期和频率的测量
用示波器测量时间与用示波器测量电压的原理相同, 只不过测量所关注的是X轴系统。将扫描微调旋钮置于校准位置, 选用合适的Y轴输入耦合方式。
用示波器测量信号频率的方法基本上可分为两大类。一种是利用扫描工作方式;另一种是用示波器的X-Y工作方式。由于这种方式采用的是频率比, 因而它的测量准确度取决于标准信号发生器的频率准确度和稳定度。这种方法一般适用于被测信号频率和标准频率十分稳定的低频信号, 而且一般要求两频率比最大不超过10, 否则图形过于复杂而难以测量。
时间间隔的测量与周期的测量方法完全相同, 只不过X为波形两点 (根据被测定具体的两个点) 之间的水平距离。基于此方法, 利用双踪示波器可测出两输入信号之间的时间差。
2.3 脉冲的测量
在脉冲和数字电路中, 实际的脉冲 (或方波) 可能存在各种不完美的情况, 理论上脉冲应是矩形, 而在实际中并不完全如此。脉冲顶端并不完全平坦, 有些倾斜, 脉冲顶部的倾斜量叫做衰减 (或SAG) 。在波形中的电压陡变叫做尖脉冲, 这在数字电路中尤为普通。尖脉冲足以大到使数字信号进入未明确规定的区域, 严重时甚至使逻辑状态发生变化, 破坏电路正常工作。利用示波器可观察、测量脉冲的上升、下降时间、测量脉冲的上升时间和测量时间间隔, 可采用测量电压的方法进行, 需注意的是测量所用的示波器的带宽和上升时间必须足够, 以免影响测量脉冲。
2.4 频率响应的测量
利用示波器与信号发生器配合可以测量电路的频率响应。一种方法是利用示波器测量交流信号电压的方法逐点测出被测电路在不同频率点上的响应电压大小, 然后据此绘出被测电路的频率响应曲线, 这就是点频率测量法。它虽然是有效的, 但由于测量点不可能很多, 因而测量结果的细节不会很好, 特别是有可能正好漏掉某些关键的转折点, 并且测量时间较长, 不利于自动测量。另一种利用示波器测量频率响应的方法是, 运用扫频信号发生器加快测量速度。示波器以X-Y方式工作, 扫频信号发生器输出的扫频正弦波连接到被测电路的输入端, 被测电路的输出端被接到示波器的垂直信号道。扫频信号发生器的扫描电压驱动示波器的水平轴, 当扫频信号发生器进行频率扫描时, 该扫频信号发生器的扫描电压与频率成比例地迅速上升, 示波器即显示被测电路的输出。用这种方法可将电路的全部频率响应迅速地显示在示波器上。
3 结语
总的来说, 示波器在各种信号的测量上有着十分重要的地位。被广泛地应用于测量电压、同时、周期、频率、相位、脉冲、频率响应等方面, 有着不可替代的作用。随着科技的进步, 数字存储示波器也被广泛地用于测量, 与模拟示波器相比, 数字存储式示波器进行测量时不仅比较方便, 而且有许多测量内容是模拟示波器达不到的, 例如捕捉尖峰干扰信号, 测量被测信号的平均值、频谱, 测量和处理高速数字系统信号等。掌握示波器的使用, 对于电路中的各项指标的测量是十分重要的, 在电子测量中有着广泛的用途。
参考文献
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[4]祁丹.浅谈示波器幅度测量误差的校准[J].科协论坛, 2010 (11) .
测量信号电平所用几类仪器的比较 第6篇
关键词：电平,测量接收机,频谱分析仪,功率计
信号电平指的是信号幅度的大小。在计量测试中, 测量信号电平是最普遍的一类工作。为了获取高精度的电平值, 常用功率计、测量接收机和频谱分析仪等高端仪器作为测试工具。
1 信号电平的测量仪器及其特性
1.1 功率计和频谱分析仪的特性
使用高精度功率计测量信号电平是业界普遍认同的较为准确的方法, 其测试误差通常小于0.1 d B, 线性误差小于0.02 d B, 适合高精度电平的测量。不过功率计的动态范围较低, 常用的功率计其动态范围大约只有50 d B左右。
频谱分析仪可以在频域内对信号进行分析, 测量频率值和电平值。频谱分析仪的测量下限由噪声决定, 上限由1 d B压缩点或由频谱分析仪过载而造成的失真决定, 因此动态范围都可达到100 d B以上。同时, 频谱分析仪的另一个优势在于可以将信号的谱线呈现于屏幕上, 能够直观的表现出一个信号。
然而频谱分析仪的测试精度相对较低, 受到包括绝对电平测量、频率响应、衰减器转换、参考电平、对数显示刻度、显示线性度和带宽转换等多项指标的影响。
1.2 测量接收机的特性
测量信号电平还可以使用测量接收机。如上文所述, 功率计的精度高、动态范围小, 而频谱分析仪动态范围大、精度低, 若将这两类仪器结合, 取各自的优势, 则不失为一种更合适的测量方法。例如, 对于一个固定的电平值 (例如0 d Bm) , 用功分器将信号分成两路, 用功率计测量其中一路电平, 作为基准, 用频谱分析仪测量另一路电平, 将两个测量值相减, 所得的差值作为修正值;然后改变被测电平 (例如-10 d Bm) , 用频谱分析仪测量降低后的电平值, 用修正值对这个读数加以修正;当被测电平降低到一定数值时 (例如-40d Bm) , 重新使用功率计和频谱分析仪进行测量和修正。这便是测量接收机的基本工作原理。
以8902A型测量接收机为例, 仪器采用了功率计与中频替代技术相结合的测量方法, 同时还采用选择射频增益和中频增益的不同组合, 使混频器和中频检波器工作在最佳线性区。当测量射频调谐电平时, 测量接收机通常将电平测量范围分为几段量程。测量时, 由信号发生器输出0 d Bm的电平值, 通过功率传感器的测量, 显示读数, 然后将输入信号转至接收机的输入端, 再显示另一读数, 同时得到这一量程的校准系数, 用于此量程下测量值的修正。当信号降低至-40 d Bm和-80 d Bm时, 射频衰减和射频增益换挡。换挡时, 中频衰减器用于校准和修正射频衰减和射频增益, 从而得到相应量程的校准系数, 这样, 测量接收机便能够实现在较大的动态范围内进行精确的测量。
功率计、频谱分析仪和测量接收机的性能比较如表1所示。
2 电平信号的测量实例
2.1 功率计测量信号电平实例
测量3 d B同轴衰减器的衰减量时, 可以采用功率计作为测量标准器, 连接方式如图1所示。此类衰减器的技术指标较高, 而3 d B的衰减量又使得信号电平的动态范围相对较低。采用频谱分析仪测量, 无法满足测量精度的要求;采用测量接收机, 虽然测量精度可以得到保证, 但是测量过程中信号电平的动态范围远小于测量接收机的测量能力范围, 同时仪器连接、操作等有略显复杂, 因而采用功率计测量最为合适。
2.2 频谱分析仪测量信号电平实例
测量屏蔽室屏蔽效能时, 可以采用频谱分析仪作为测量标准器, 连接方式如图2所示。屏蔽室的屏蔽效能通常都会达到100 d B以上, 甚至更高, 远超过功率计所能达到的动态范围。测量接收机虽然在动态范围上能够满足要求, 但是由于信号经过了屏蔽室, 其电平值一般都会降低至-110 d B以下, 甚至更低, 其信号十分不稳定, 若采用测量接收机测量, 接收机的读数同样会频繁闪跳, 甚至有可能会由于信号电平的跳动太过频繁而造成接收机无法正常显示读数。而采用频谱分析仪测量, 则会在屏幕上显示出当前的信号频谱线, 再通过频谱分析仪的曲线平滑、增加平均次数等功能使得能够捕捉到信号谱线的峰值, 进而得到测量值。
2.3 测量接收机测量信号电平实例
依据JJG 173—2003《信号发生器》对标准信号发生器进行检定或者校准, 应采用测量接收机作为测量标准器, 连接方式如图3所示。测量标准信号发生器的信号电平参数时既要求有较高的测试精度, 又要求在20d Bm至-120 d Bm整个电平范围进行测试, 动态范围可达140 d B以上, 此时不论是功率计还是频谱分析仪都无法同时满足测试要求, 因而测量接收机成为标准信号发生器检定或者校准的首选仪器。
3 结束语
综上所述, 功率计、频谱分析仪、测量接收机都可以用于信号电平的测量, 各有各的特点, 功率计的准确度高;频谱分析仪可用于多类信号 (例如标准正弦信号、调制信号、视频信号、扫频信号等) 的测量;而测量接收机则成为标准信号发生器检定和校准的首选仪器。测量时, 可以依据所测信号的类型及测试精度要求的不同来选择最合适的仪器, 从而更好地保证测量结果的准确性。
参考文献
[1]张睿, 周峰, 郭隆庆.无线通信仪表与测试应用[M].北京:人民邮电出版社, 2012.
[2]陈峰.高精度电平测量及分析[J].计量技术, 2007 (1) .
信号测量 第7篇
关键词：非同步取样,同步化算法,Hermite插值算法
0引言
准确的谐波分析是对电网进行有效控制和保护的前提,FFT算法因为能快速地分析谐波参数而在电力系统的数字信号处理技术中被广泛使用,在同步采样的前提下,能够满足工程上实时测量的要求。但是当信号频率发生偏移时,应用传统的FFT直接对电网信号进行检测时,将造成一定的误差。这是因为均匀采样频率和信号周期之间不再存在整数倍关系时,所截取的数据长度也不再是严格的整数倍信号周期。此时若直接对采样序列用FFT算法来分析谐波将会发生比较严重的频谱泄漏现象,频谱和其他相关电参量的测量结果也随之存在很大的误差。此外,还有一种更为恶劣的情况,即待测信号是基波频率不断变化的非稳态周期信号,由于信号频率不仅仅发生了偏移,还处在振荡之中,这对谐波测量的实时性有很高的要求。 以微网为例,随着化石燃料等常规资源的日渐枯竭以及人们对环境污染问题的进一步关注,环保、高效、灵活的微网成为了电力系统未来的一大发展方向[1,2]。 但是当微网处于孤岛运行时,因为内部发电和负荷以及储能元件的不平衡和电力电子器件等非线性元件的大量使用,微网内部的谐波信号往往是实时变化的,具有随机性、分布性、非平稳性等特点,对其的控制和保护带来了很大的困难。因此,寻找一种能够准确测量一般电力网络信号且适用于微网等时变信号测量的谐波测量方法是很有必要的。
一般来说,当电力系统频率发生变化时,需要保证采样频率和系统频率的同步。应用于FFT方法的同步技术大致可以分为两类—重采样和插值。对于重采样法,第一步在于测量电力系统的基频,然后根据测量结果控制模数转换器( ADC) 来对信号进行重新采样。 为了保证频率同步,可以应用过零检测、频域插值法、 线性调制Z变换、牛顿法、锁相环( PLL) 等技术来防止谱泄漏[3,4,5,6,7,8]。
当频率失去同步时,可以应用一些窗函数来减少谱泄漏,譬如Hanning窗、Hamming窗、Blackman窗等。 然而,这类技术在谐波分析中通常只能减少计算误差[9,10,11]。而参数估计的方法是在非同步情况下的另外一种解决方案,和基于FFT的方法对比,该方法往往拥有更高的频率分辨率。
对于另一类应用于同步化的方法—插值法,其原理为先计算出信号的基波频率进而得到同步化的采样频率。然而该频率并不一定能够灵活适用于一些低成本的ADC,在这种情况下,采样数据将基于同步化的理想采样频率进行插值重组。在该过程中,要用到一些插值算法,例如牛顿法、多项式法、多次样条法等[12]。应用插值法时不会发生失去同步的情况,但会引入额外的计算量。
本研究主要讨论基于傅里叶变换的谐波计算方法,而非同步采样信号的同步化是FFT算法能够对信号频谱进行高精度分析的有力保障,通过信号的同步化,可以使得频率分辨率和信号的谐波分布取得一致, 能尽可能地减小频谱泄漏等问题带来的误差。对于重采样法,需要先测量电力系统的基频,再根据测量结果对采样部分进行反馈控制以调整采样频率重新进行采样。但是若待测信号是一个时变信号时,其基波频率一直处于变化之中,该方法很难实现对基波频率的实时跟踪,一旦失去同步,还是会受到谱泄漏等问题的影响。
所以本研究采用插值以重构采样数据的方法,即通过对采样序列的插值或自适应算法,实现采样数据的重构,使得重新得到的数据逼近理想化,再进行参量的运算和分析。这种方法可以适用于一些低成本的ADC,且不会发生失去同步的情况,适用于时变信号的同步化。
本研究将在其基础上采用Hermite插值的方法对非同步采样序列进行同步化处理,并用变频率信号进行仿真计算以验证其可行性。
1非同步数据的重定位
对于非同步数据的同步化,首要的工作应该是确定信号的周期[13]。因为周期信号的数字化处理存在一定的延迟以及电网实际频率的偏移所产生的非同步,文献[14]对于不含直流分量的周期信号采取信号过零检测的方法来确定其周期,一般情况下,信号周期的计算分为中间部分的若干个完整采样周期和首尾的小数部分,即:
式中: T1—一个信号周期中间的整数个采样周期部分, 可以依据两个相同特征的过零点之间的采样点数来计算得到; TP1,TP2—信号始端和尾端的周期小数部分, 可以通过对过零点附近的采样点进行插值来逼近信号在采样点附近的函数值,然后通过解函数方程来计算得到该小数部分。
一个含有最高谐波次数为30次的周期信号,在过零点附近用一阶线性方程插值计算其周期,误差在0. 009% 以内[15],足以满足一般工程上的精度需求。
设x1( k) 是包含一个完整信号周期的非同步采样序列,在计算出信号周期T之后,便可以由T得到理想的同步采样周期Tsi,为了后续FFT的方便,一般将T除以2的幂次方。因此,理想同步序列x2( i) 中的第i个同步采样点在实际采样序列中的下标为:
式中: INT []—取整算子,Tsi—理想同步采样周期, Ts—实际采样周期,tp1—实际采样序列和同步采样序列始端的时间差。在计算得到下标ki后,就能够根据ki和ki+ 1点的实际采样值来构造插值函数得到同步化处理后的理想序列。
2Hermite插值同步化算法
本研究提出一种基于Hermite算法的插值同步化算法,因为实际电网中的信号波形大致上近似于三角函数,其二阶导数大致上也和三角函数一样呈周期变化。在信号的过零点附近往往其斜率变化率不大,用线性插值便有足够高的精确度; 而在信号的波峰和波谷附近,信号的二阶导数在一般情况下也到达极值,在图像上看,这段信号也拥有较大的曲率,此时若用线性插值算法则不大妥当,会产生很大的误差,故本研究考虑采取Hermite插值算法来对信号进行拟合。
已知两节点三次Hermite插值公式如下:
在计算得到ki后,由ki和ki+ 1点的函数值和一阶导数值代入式( 3) 并化简后可得构造两点的Her- mite插值函数如下:
式中: x'1( ) —x1( ) 的一阶导数,可以用插值点前后的采样值差商运算近似求得:
x'1( ki+ 1) 同理,将式( 5 ) 代入式( 4 ) 就是对于采样序列的Hermite插值同步化公式。再对该算法的误差进行分析,设同步化的取样点ti处于实际采样序列的点tki和点tki+ 1之间,则在ti点上有理论截断误差为:
式中: ξ—tki和tki+ 1之间的某值,实际上由于tki和tki+ 1充分接近,以至于x1(4)( ξ) 在区间内单调,可以用x(14)( tki) 和x1(4)( tki+ 1) 中的较大者来代替x1(4)( ξ) 来得到在ti点上最大的理论截断误差:
值得一提的是,抛物线插值算法的截断误差为:
通过对比式( 6) 和式( 8) 不难发现,Hermite插值的截断误差比抛物线插值的误差拥有更高的阶数,所以R3较之R2要更小,即在采样序列采用Hermite插值可以提高插值的精度。
3仿真实验
3. 1固定频率信号仿真
考虑到电网中的实际信号的谐波成分多为奇次谐波,同时出于方便观察的目的对谐波幅值进行设定,有一信号如下:
式中: f—电网的基波的实际频率,取f为49. 5 Hz, 49. 7 Hz,50 Hz,50. 3 Hz,50. 5 Hz作为频率测试点。在仿真计算时,本研究取采样频率为6 400 Hz,为保证选取的信号至少包含一个完整周期,共取256个采样点。
本研究通过对该函数进行采样后得到x1( k) ,通过Hermite插值同步化算法处理后得到x2( i) 后再对其进行FFT变换计算谐波幅值,结果如表1所示。
由仿真结果可知,在49. 5 Hz ~ 50. 5 Hz的电网基波范围内,该同步化算法在小于等于9次以下的谐波幅值有较高的精度,其相对误差都在0. 08% 以内,且伴随着谐波次数增加其相对误差并没有明显的增加。
可见该算法在处理一般的非时变的频偏信号时已有足够高的精度,完全可以适用于一般情况下的电网谐波分析。
3. 2变频率信号仿真
由于负荷和发电量处于动态的平衡状态,微网中的实际信号的基频并不是一成不变的,供需关系的实时变化带动着基波频率的变化。除了微网中的谐波信号以外,还存在快速变动的过程信号等非稳态周期信号,其特征即为基波频率在一定范围内快速波动,只有单周期的测量结果才有实际意义,在这种前提下,对算法的实时性有了较高的要求,且要求对单个周期的采样信号即可进行计算。基于FFT的重构法仅需一个完整采样周期即可完成数据的二次同步,能够适用于这种特殊场合。为了更好地对该类信号进行仿真,本研究将构造一个频率偏移实时变动的信号对分段插值同步算法进行验证:
式中: f = 50 × [1 + 0. 01sin( 2π × 5t) ]。为了便于计算,用一正弦变化的频率来模拟非稳态周期信号中实时变化的频率,其变化范围在49. 5 Hz ~ 50. 5 Hz之间, 变化的周期为0. 2 s。
在采样频率为6 400 Hz,256个采样点的前提下对信号进行取样后,分别用线性插值算法、抛物线插值算法、Hermite插值算法对其进行同步化并FFT后结果如表2所示。
4结果分析
由仿真结果可以看出,当用变频率信号对3种不同的插值算法进行验算时,在3次谐波上线性插值算法拥有最高的幅值精度,但是在其他次谐波幅值的计算上,其精度明显不及另外两种算法。抛物线插值算法在3次谐波的计算上误差较大,但是在其他谐波幅值的计算上有较高的精度。Hermite插值算法在低次谐波幅值的计算上和抛物线插值算法精度大致相近, 但是在高次谐波的计算中拥有较抛物线插值算法更高的精度,其9次谐波幅值的相对误差仅为0. 12% ,明显优于另外两种算法。
不妨进一步加大频率的波动范围以模拟微电网在特殊环境下的非稳态周期信号来测试分段插值算法的性能,在信号不变的前提下,设:
基波频率的变化范围在48 Hz ~ 52 Hz之间,变化的周期为0. 2 s。在采样频率为6 400 Hz,256个采样点的前提下对信号进行取样后,用Hermite插值算法对其进行同步化并FFT后结果如表3所示。
由表3结果可见,即使是频率在48 Hz ~ 52 Hz的较大范围波动的非稳态周期信号,在经过Hermite插值算法的二次同步化之后,其谐波测量的结果也具有相当的精度,其中相对误差最大的是9次谐波,为1. 26% ,满足GBT 17626. 7—2008国标要求,在对精度要求不是太高的场合具有一定的应用价值。
5结束语
本研究提出了一种基于Hermite插值的时域插值算法用来对非同步采样序列进行同步化处理,并对固定频率偏移和变频率偏移两种情况下的非同步序列进行了仿真和对比。因为本研究对信号采用了截断误差高达四阶的两点Hermite插值公式进行计算,充分保证了计算精度。同时因为在理论上只需一个完整周期的采样序列就能进行插值同步化计算,该算法也具备了很高的实时性,可以适用于非稳态周期信号等特殊信号的同步化计算。
基于脉冲涡流信号的金属膜厚测量 第8篇
金属厚度的检测在机械加工、电气应用等方面的应用十分广泛,如金属板轧制过程中的厚度检测、精密机械加工,甚至集成电路生产等[1,2,3,4,5]。目前,常用的金属厚度测量方法有:超声法、射线法和电涡流检测等。超声波测厚在检测薄金属厚度时,检测精度不高;射线测厚存在射线源防护问题,易对操作人员身体造成伤害;涡流检测方法具有结构简单、数据采集速度快、响应信号便于解释、设备造价低和穿透更深等优点[6]。
传统的电涡流采用正弦电流作为激励,而脉冲涡流的激励电流为具有一定占空比的方波。传统涡流检测对感应磁场进行稳态分析, 即通过测量感应电压的幅值和相角来获得信息,而脉冲涡流则对感应磁场进行时域的瞬态分析,以直接测得的感应磁场对传感器的影响来获取信息。在理论上,脉冲涡流比单频正弦涡流能提供更多信息,因为脉冲涡流可提供某一范围的连续多频激励[7]。
基于电磁涡流原理,本研究采用脉冲涡流激励研制厚度测量系统。
1 工作原理
利用电磁涡流传感器测量金属膜厚度的理论依据在于:不同厚度的金属膜对电磁场的反射和透射率不同。从涡流的角度看,在激励线圈两端施加脉冲激励,由法拉利电磁感应定律可知,变化的脉冲电流会在线圈周围产生一个激励磁场,该磁场又会在处于其中的导电金属中感应出涡流磁场,所激发的涡流磁场在检测元件上就会感应出随时间变化的电压信号。
由于涡流磁场的大小与被测试件的本身特性密切相关,如果导电试件的特征发生变化,最终使检测元件上的电压信号发生变化,该变化的信号中就间接包含了与被测导电试件有关的特征信息(如厚度)。
1.1 涡流传感器
该系统中所用的涡流传感器为差动式涡流传感器[8],如图1所示。
该传感器由1个H形的铁磁块、5个线圈绕组组成。其中,1个中心线圈是激励线圈,其余4个是感应线圈。这个结构可以看作是由2个U形的铁磁块背对背构成的,二者具有共同的中间激励绕组,其中一端为主动感应端, 另一端为参考端。该设计方案有效地提高了传感器的灵敏度,降低了背景信号及传感器对外界环境变化的敏感性。
差动式涡流传感器测量原理图如图2所示。
激励线圈通入激励信号后,产生激励主磁场,为一次磁场;由于电磁感应样品上形成涡流磁场,为二次磁场。测量端接收一次磁场和二次磁场的感应;参考端主要接收一次磁场的感应(二次磁场的影响可以忽略)。测量电路从传感器上测量得到测量端与参考端的差压信号。该信号直接反映了二次磁场对传感器的影响。二次磁场的强度随导电材料厚度的变化而变化,因此检测到的感应差压信号的变化也就反映了导电材料厚度的变化。对差压信号进行放大、滤波后即可得到与导电材料厚度有关的特征信号。
1.2 传感器仿真
传感器的仿真实验使用软件ANSOFT来实现。为增大传感器的灵敏度,降低环境温度及外磁场变化对传感器的影响,该系统采用H型铁磁芯传感器。H型传感器的铁磁芯由一个高为115 mm、宽为100 mm、切面为25 mm×25 mm的H形铁磁块构成,其结构如图1所示。
仿真中传感器的模型如图3所示。
金属板的电导率设为3.8×107 (铝板),提离距离为5 mm,激励为单位阶跃信号。分别测试参考端、测量端及两端之间的差值信号,仿真结果如图4所示。
根据仿真的结果图4(a)可以看出,随着测试金属板厚度的增加,测量端的信号会明显减小。这是由于测试金属板产生的涡流场方向与主磁场正好相反,在测试端的感应与主磁场产生一个反向的叠加,金属板越厚产生的涡流场越强。
图4(b)为测量端与参考端做差后的差值信号,即实际电路中测得的值,由图可以明显看出差压信号相对于厚度变化的3个特征信号[9]:正峰值,过零时间和峰值时间。随着测试金属板厚度的增加,正峰值变大,过零时间及峰值时间均延长。这一变化规律与实验所得规律完全一致。
2 实验系统及测量
2.1 实验系统
该实验系统是基于DAQ-2205采集卡进行设计的。系统结构图如图5所示,系统主要包括:电涡流传感器、激励通道、采集通道、采集卡、PC机。
其中,DAQ-2205为凌华64通道高性能多功能数据采集卡[10],它具有32位PCI总线、64个单端以及32个差动模拟量输入通道、2路带波形发生功能的D/A输出通道;它的A/D分辨率为16位,最高采样频率可达500 kHz,完全满足系统需要。
系统的控制主要是通过在PC机中编程控制采集卡来实现的。首先编程使采集卡内部实现一个数字形式的脉冲电压信号,再经过A/D转换变为模拟信号;然后输出的电压信号经过激励板变为相应的激励信号,用于驱动激励线圈;最后通过采集板检测感应差压信号,经过放大和滤波后由采集卡的第0通道采集,再通过D/A变换为数字信号,经PCI总线存入PC机中。
2.2 实验测量
本实验采用铝箔作为测试样品,铝箔胶带单层厚度为30 μm,分别测量2、5、9、14、16、18层铝箔。由于在样品中产生的主要是在水平面内的涡流,层与层之间的界面对电磁场分布的影响可以忽略。实验中采集卡输出幅值为2.5 V的阶跃信号,采集通道放大倍数为20,低通滤波的截止频率是10 kHz,采集卡的采样率为100 kS/s。对不同厚度的样品分别记录100个点。6种厚度下测得感应差压信号如图6所示。
3 结果和分析
本节将分析上述得到的感应差压信号数据,找出特征信号与样品厚度之间的对应关系。特征信号主要受样品厚度和激励信号的影响,实验时保证激励信号不变,只改变样品的厚度。由图6中实际测得的数据波形可以清晰的看出与厚度相对的3个特征信号:正峰值、过零点和峰值时间。
本研究应用正峰值这一特征信号来确定金属膜厚。由于测量的差压信号点为离散的,很难精确地从测得的变化曲线区分各厚度铝箔所对应的正峰值。应用具有光滑性的三次样条插值法可得到逼近原曲线,并通过全部给定离散点的连续曲线[11,12],拟合后的曲线如图7所示。
本研究设定差值步长为0.1,找出每条曲线在该步长下的正峰值,则获得了具有插值步长精度的正峰值。
本研究利用插值之后获得的对应于不同厚度铝箔的正峰值与厚度值再运用3次样条插值进行标定,可以得到拟合出铝箔厚度与正峰值的一条光滑关系曲线,如图8所示[13,14]。
本研究将此标定后的关系曲线对应的数据存入到上位机程序中,测量时只要测出厚度对应的正峰值即可得出厚度值。当标定用的数据点多时,测量时产生的相对误差就会越小,准确性越高。
6组数据标定关系曲线后记录的测量结果和相应的误差如表1所示,产生的相对误差不超过5%。
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