电磁辐射功率范文

电磁辐射功率范文（精选8篇）

电磁辐射功率 第1篇

在探测系统中，由于材料技术的发展，与背景的能量相比，很多目标信号的回波能量微弱，例如隐身目标等，这造成了在很大噪声的背景下，有用信号的检测难度。因此，在大噪声背景下，提取微弱的有用信号的检测技术，受到许多学者的重视。微弱目标的检测过程经常涉及电子学、物理学和数学等方法。而微弱信号检测的基本思路是通过分析噪声干扰背景和目标信号的差异性来进行检测，这种差异性常常体现在它们各自不同的统计特性或相关特性上[1]。

在雷达系统中，针对主动雷达的检测，学者们提出了很多的算法[2,3,4,5]，而针对被动雷达，特别是辐射计探测，检测算法的研究很少。微波辐射计是一种高灵敏接收机，是被动微波遥感的主要仪器[6]。而遥感是环境监测、资源勘查等信息获取的重要手段。随着遥感技术的发展，无源微波遥感的应用越来越广泛。微波辐射计作为遥感仪器，由于它不受时间和气象条件的限制，可以穿透云雾，对目标全天候、全天时的监测，因此，越来越得到人们的重视。

根据物理学的定义，凡是温度高于绝对零度(-273℃)的物体，都会向外界辐射电磁波。这部分能量包含了物体的材料、空间位置、几何形状等信息。辐射计可对这部分电磁能量进行探测。在微波辐射计探测系统中，主要的探测方法仅是对接收信号进行平方律检波判断，并没有充分利用到信号的统计特性，根据检测理论的基本思路，可以针对背景和目标统计特性差异进行分析，并通过基于它们的不同之处来进行微弱目标信号的检测。

因此，本文先对背景和目标信号的统计特性进行分析，对全功率辐射计各阶段输出信号的统计特性给出理论分布的描述，并对最终输出信号的统计分布特性进行仿真验证，再基于统计分析结果，采用恒虚警准则，辐射计对微弱目标进行探测，采用仿真分析，给出了辐射计的检测性能结果。

1 全功率辐射计信号统计特性理论分布

所有的物质在某一有限的绝对温度时都能辐射电磁能，按普朗克(Planck)黑体辐射定律，一切处在绝对零度以上的物体，在所有频率上都向外辐射能量。黑体在所有方向上均匀辐射，其谱亮度B f为：

在此普朗克表达式中，黑体谱亮度B f单位为，W⋅m-2⋅sr-1⋅Hz-1普朗克常数h=6.6 3×1 0-34J，频率f单位为Hz，玻尔兹曼常数k=1.3 8×1 0-23 J⋅K-1，绝对温度T，单位为K，光速c=3×1 0 8 m⋅s-1。

若hf/k T<<1，可以利用近似计算，简化普朗克表达式，因此，在微波波段，黑体的辐射功率谱密度可由瑞利-琼斯（Rayleigh-Jeans）定律来表示：

可见在微波波段，黑体的微波辐射亮度与温度的一次方成正比。最为常用辐射计为全功率辐射计，其接收机系统的流程框图如下所示：

辐射计的前端天线A输入类热噪声的随机信号，在仿真中，接收通道的输入信号可用计算机模拟[7]，基于瑞利-琼斯定律，同时根据文献[8]，可计算得到，全功率辐射计天线A的输入信号为：

式中，B表示带宽，Tin表示输入信号的温度，Pin表示输出信号的功率。

低噪声放大器(LNA)处于辐射计接收机的前端，其主要的功能是将来自天线的微弱信号，进行小信号的放大，同时，可抑制各种干扰信号，提高系统的灵敏度。混频器作为频率变换的关键器件，其目的是将高频的信号转化成低频的信号进行处理，为方便处理，这里假设采用一级下变频。中频放大器的带通特性决定了系统的带宽B。检波器是辐射计系统的核心器件，通常的检波器是一个平方律器件，其输出的电压正比于输入信号的功率。为提高辐射计的灵敏度，在平方律检波之后放置一个积分器，当积分时间与低通滤波器的截止频率满足一定倒数关系时，积分器可以看成是一个低通滤波器[7,9]，用来滤除信号中的高频起伏分量，可平滑噪声功率中短期的变化。

根据物体辐射的基本原理[9]，接收机的输入功率和通道噪声都是热噪声形成的，因此，可假定输入信号是服从高斯(Gaussian)分布的随机信号，而高斯分布的概率密度函数表达式为：x2

其中，σ为高斯分布的标准差。

接收机的I通道和Q通道接收到的热辐射信号表示为SI和SQ，两通道的信号正交不相关，采样点间可以认为是相互独立的，两通道的和信号表示为：

信号S1经过低噪声放大器的输出信号S2，经过混频器/本振的下变频处理后为信号S3，再经过中频放大器处理后为信号S4，这些信号均为复高斯的信号，其中，S 4=ϑS 1，ϑ为接收机的电压增益。而信号S4的包络满足瑞利分布，其分布函数表示为：

p(U)=Uσ2e-2Uσ22(6)

信号经过平方律检波器，其统计分布由瑞利分布变为指数分布，平方律检波器的灵敏度常数（每瓦特伏特数）为Cd，而平方律检波器输入信号的包络U与输出信号S5之间的关系是[8]:

信号S5服从指数分布，其指数，平方律检波器的功率灵敏度常数可设定为C d=5 0 0 V/K[10]，而指数分布的概率密度函数为：

p(S 5)=S15e-SS 55(8)

积分器实际上是用来平滑噪声功率中的短期变化。积分器的处理可以看成是对n点输入信号的求和运算。因此，信号S6可以看成是信号S5的n点采样求和运算的结果。而信号S5的各采样点可以认为是不相关的，且采样点同指数分布。根据同指数分布且相互独立的n个随机变量之和服从Γ(n,λ)的Gamm分布，因此，信号经过积分器，由指数分布变为Gamma分布[11]，而Γ(n,λ)的表达式为：

其中，n为形状参数，λ表示尺度参数，λ=S 5。

2 全功率辐射计信号统计特性仿真

对辐射计的检测，考虑采用以下的二元假设检验：

其中，目标信号s和背景噪声干扰信号d。

在天线的输入信号中，背景噪声干扰信号和目标信号都服从高斯分布，根据高斯分布的特性，其和信号也服从高斯分布，因此，同时存在目标和干扰时，天线的输入信号也满足高斯分布。根据上文的分析，在H0假设下和H1假设下，在输入高斯信号的方差不同时，输出的待检测单元的信号为尺度参数不同的Gamma分布信号。

为验证积分输出信号的分布类型，采用仿真拟合方式，主要的仿真参数设定为：低噪声放大器增益为1G=2 0 d B，中频放大器增益2G=2 0 d B，仿真结果如图2所示。

从图中可见，辐射计输出信号满足Gamma分布。采用理论分析的Gamma分布的概率分布函数，与对采样数据拟合的概率密度函数进行对比，形状参数和尺度参数的相对偏差可小于1%。同时，由于当自由度n较大时，Gamma分布可近似为高斯分布，从图中，可以看出，在误差允许的情况下，可采用高斯分布函数，对全功率辐射计的输出信号进行拟合。

因此，在H0假设下，对于门限的选择，可考虑两种情况：基于Gamma分布门限的设定方法和基于高斯分布的门限设定方法。基于这两种分布的门限设定方法，主要是考虑到虚警概率(Pfa)的计算式与概率密度函数的累积分布函数的计算式一致，Gamma分布的累积分布函数表示为：

F(T;n,λ)=1λnΓ(n)∫0Ttn-1e-tλdt(11)其中，门限为T。

其中，门限为T。

但该计算式不是一个闭合表达式，在实际计算中，需采用数值计算。根据恒虚警检测，在给定的虚警概率下，通过累积分布函数可以获得门限T，即：

式中，λ0为H0假设下的尺度参数。

而后，根据数值计算的门限，在假定的信噪比（SNR）下，可采用如下的表达式，来计算恒定虚警下的检测概率（Pd），表示为：

式中，λ1为H1假设下的尺度参数。

3 全功率辐射计检测性能

在自然界中，真实的物体通常表示为灰体，或选择性辐射体。实验表明：只要黑体辐射的表达式中，增加一个与特定物质和其表面状态有关的因子就可以定量描述任何物体的辐射。这个因子为发射率，用表示，发射率是一个无量纲的量，取值在0～1之间，而所谓黑体(绝对黑体)，被定义为完全的吸收体和发射体(没有反射)。它的吸收率和发射率全为1，则仿真中，天线输入信号的温度参数，其中，表示黑体温度。实际上自然界并不存在黑体，它只是一个物理学上的理想体，它的光谱辐射量和温度之间存在精确的定量关系，在辐射度学中起到了基准的作用。而发射率一般由材料性质决定，通常在较大的温度变化范围内为常数，故常不标注为温度的函数[12]。在下表中给出了一些常用的材料在各自温度下的发射率[13]。

此外，对于全功率辐射计的信号，其信噪比(SNR)可定义为：

其中，表示当目标存在时，接收到的信号功率，而相比于噪声背景增加的功率值表示为∆p。仿真中可设定虚警概率P fa=1 0-2，而对于在给定虚警下的门限值，文中可采用基于Gamma分布的门限设定方式。在数值计算的门限和不同的SNR下，可以仿真得到检测性能的曲线，如图所示：

从图中可以看出，辐射计是一种对微弱信号良好的检测器，在较低信噪比的情况下，可以获得较高的检测概率。因此，在辐射计的应用中，不仅可以采用传统的检波方式进行输入信号的判断，还可以考虑采用信号处理的检测算法，进行微弱目标与背景干扰噪声的判断，其可以灵敏的对出现的微弱目标进行判断，可为进一步目标识别提供一定的基础。

4 结束语

本文对全功率辐射计采用基于检测理论的分析，对系统各模块的输出信号的分布特性进行理论说明，而后采用仿真方式，对输出信号的分布特性进行拟合分析。而后对输出信号进行恒虚警检测性能的分析，从结果可以看出，辐射计具有良好的微弱信号检测性能。

电磁炉主谐振电路研究与功率控制 第2篇

由电力电子电路组成的电磁炉（Inductioncooker）是一种利用电磁感应加?原理，对锅体进行涡流加热的新型灶具。由于具有热效率高、使用方便、无烟熏、无煤气污染、安全卫生等优点，非常适合现代家庭使用。电磁炉的主电路是一个AC/DC/AC变换器，由桥式整流器和电压谐振变换器构成，本文分析了电磁炉主谐振电路的拓扑结构和工作过程。

图1

当电磁炉负载（锅具）的大小和材质发生变化时，负载的等效电感会发生变化，这将造成电磁炉主电路谐振频率变化，这样电磁炉的输出功率会不稳定，常会使功率管IGBT过压损坏。针对这种情况，本文提出了一种双闭环控制结构和模糊控制方法，使负载变化时保持电磁炉的输出功率稳定。实际运行结果证明了该设计的有效性和可靠性。

(本网网收集整理)

1 电磁炉主电路拓扑结构与工作过程

1．1 电磁炉主电路拓扑结构

电磁炉的主电路如图1所示，市电经桥式整流器变换为直流电，再经电压谐振变换器变换成频率为20～30kHz的交流电。电压谐振变换器是低开关损耗的零电压型（ZVS）变换器，功率开关管的开关动作由单片机控制，并通过驱动电路完成。

电磁炉的加热线圈盘与负载锅具可以看作是一个空心变压器，次级负载具有等效的电感和电阻，将次级的`负载电阻和电感折合到初级，可以得到图2所示的等效电路。其中R＊是次级电阻反射到初级的等效负载电阻；L＊是次级电感反射到初级并与初级电感L相叠加后的等效电感。

1．2 电磁炉主电路的工作过程

电磁炉主电路的工作过程可以分成3个阶段，各阶段的等效电路如图3所?。研究一个工作周期的情况，定义主开关开通的时刻为t0。时序波形如图4所示。

图4

1.2.1 [t0，t1]主开关导通阶段

按主开关零电压开通的特点，t0时刻，主开关上的电压uce=0，则Cr上的电压uc=uce－Udc=－Udc。如图3（a）所示，主开关开通后，电源电压Udc加在R＊及L＊支路和Cr两端。由于Cr上的电压已经是－Udc，故Cr中的电流为0。电流仅从R＊及L＊支路流过。流过IGBT的电流is与流过L＊的电流iL相等。由图3（a）得式（1）。

可见，iL按照指数规律单调增加。流过R＊形成了功率输出，流过L＊而储存了能量。到达t1时刻，IGBT关断，iL达到最大值Im。这时，仍有uc=－Udc，uce=0。iL换向开始流入Cr，但Cr两端的电压不能突变，因此，IGBT为零电压关断。

1.2.2 [t1，t2]谐振阶段

IGBT关断之后，L＊和Cr相互交换能量而发生谐振，同时在R＊上消耗能量，形成功率输出。等效电路如图3（b）及图3（c）所示，我们也将其分为两个阶段来讨论。波形如图4中的iL和uc。

由图3(b)、图3(c)的等效电路可得到式（3）方程组。

L＊(di/dt)＋iLR＊＋uc=0

Cr(duc/dt)=iL   （3）

由初始条件iL(t1)=Im，uc(t1)=－Udc，

解微分方程组式（3）并代入初始条件，可得下列结果：

IGBT上的电压

式中：δ=R*/2L*为衰减系数；

φ是由电路的初始状态和电路参数决定的初相角；

β是仅由电路参数决定的iL滞后于uc的相位角。

由上面的结果可以看到，当IGBT关断之后，uc和iL呈现衰减的正弦振荡，uce是Udc与uc的叠加，它呈现以Udc为轴心的衰减正弦振荡，其第一个正峰值是加在IGBT上的最高电压。首先是L＊释放能量，Cr吸收能量，iL正向流动，部分能量消耗在R＊上。在t1a时刻，ω（t－t1a）=?＋β，iL=0，L＊的能量释放完毕，uc达到最大值Ucm，于是，IGBT上的电压也达到最大值uce=Ucm＋Udc。这时Cr开始放电，L＊吸收能量，当ω(t－t1)=φ时，uc=0，Cr的能量释放完毕，L＊又开始释放能量，一部分消耗在R＊上，一部分向Cr充电，使uc反向上升，如图4所示。

然后，Cr开始释放能量，使iL反向流动，一部分消耗在R＊上，一部分转变成磁场能。在uc接近0之前，ω(t－t1)=φ＋2β之时，iL达到负的最大值。当ω(t－t1)=π＋φ时，uc=0，Cr的能量释放完毕，转由L＊释放能量，使iL继续反向流动，一部分消耗在R＊上，一部分向Cr反向充电。由于Cr左端的电位被电源箝位于Udc，故右端电位不断下降。当ω(t－t1)=ω(t2－t1)，即t=t2时，uc=－Udc，uce=0，二极管D开始导通，使Cr左端电位不能再下降而箝位于0。于是，uc不再变化，充电结束。但是，L＊中还有剩余能量，iL并不为0，t2时刻iL(t2)=－I2。这时，在主控制器的控制下，主开关开始导通。因此，是零电压开通。

1.2.3 [t2，t3]电感放电阶段

如图3(d)所示，可得方程：L＊＋iLR＊=Udc初始条件为：iL(t2)=－I2。

解此微分方程并代入初始条件，可得：

L＊中的剩余能量，一部分消耗在R＊上，一部分返回电源，iL的绝对值按指数规律衰减，在t3时刻，iL=0，L＊中的能量释放完毕，二极管自然阻断。在uc=－Udc即uce=0时，主开关已经开通，在电源Udc的激励下，iL又从0开始正向流动，重复[t0，t1]阶段的过程。

2 仿真与实验波形

主谐振电路仿真波形如图5所示，实验波形如图6所示，试验参数为：L=144μH，C=0.27μF。

3 功率控制

通过上面的分析我们可以看到当负载变化，也就是锅具的等效电感和电阻变化时，电磁炉的谐振频率会发生变化，电磁炉的输出功率会不稳定，实验测得不锈钢锅和铁锅功率可以差别300W，为此，我们采用模糊控制技术来控制电磁炉的输出功率，取得了满意的效果。图7是电磁炉的控制结构图。图8是电磁炉模糊控制器的结构图，控制器的输入分别为给定功率与输出功率的误差信号X和误差的变化量Y。为了提高实时响应速度，采用控制表方式的模糊控制器。

4 结语

电磁辐射功率 第3篇

关键词：高功率微波,COBRA天线,TE01模,辐射

0 引 言

许多高功率微波源以同轴TEM模、圆波导TM0n或TE0n模作为其输出模式。例如, 磁绝缘线振荡器 (MILO) 高功率微波源最初会在同轴结构中提取微波能量[1], 然后把能量从同轴TEM模转换成圆波导TM01模。相对论速调管振荡器 (RKO) 也使用了一种类似的微波提取结构[2]。如果这类轴对称模式微波直接辐射, 会产生一个轴向为零的圆环状方向图。通常, 模式转换技术用来改变这种不理想的模式[3,4], 使它转变为其他辐射具有轴向峰值的模式, 如圆波导TE11模或矩形波导TE10模。但是, 模式转换的同时也增加了系统的功率损耗 (模式转换效率常介于50%～75%之间) , 同时转换器本身也增加了系统 (包括源、转换器和天线) 的重量和长度。另一种方法就是使用vlasov辐射天线[5,6], 但这种天线辐射增益较低, 最大值方向不在轴向上而且还随着频率而改变。所以, 对于高功率应用来说, 怎样使轴对称模式的微波源辐射产生高增益及轴向具有最大值的方向图便成为研究的热点。

本文介绍的COBRA (the Coaxial Beam-Rotating Antenna) 天线[7], 可以直接采用轴对称模式的微波源产生一个高增益的任意极化方向图, 轴向具有最大值。同时, COBRA结构可以与许多高功率微波源相兼容, 并能适应这些源输出区域所存在的强电场。另外, COBRA天线可以产生圆极化场, 有效地增加了与潜在目标口径进行能量耦合的概率。

1 COBRA天线的工作原理

图1描述了一个以终端开口圆波导为馈源的抛物反射面天线。馈源位于抛物反射面的焦点上, 产生轴对称模式的微波。馈源照射到抛物反射面上, 如果反射面是传统的旋转抛物面, 虽然增益相比其他天线来说有所提高[8,9,10], 但辐射产生的依然是空心圆环状的方向图。如果适当调整抛物反射面的结构, 使各部分在到达口径面的路径不同, 就可以达到调整各部分口径面上相位的目的。如图1所示, 反射面下半部分有一个按照角度变化的凸起, 这样上下部分路径长度不同所带来的相差, 可以使得各部分在到达口径面上时具有相同的相位。可见, 关于口径面上下对称的两点电磁场大小和方向都相同, 辐射将产生轴向具有最大值的线极化波。

如图2所示, 抛物反射面被等分为四部分, 第一象限为参考部分不作调整, 到达第二、三、四象限所经历的路径长度与到达参考部分所经历的路径长度之差分别为λ/8, λ/4, 3λ/8, 由此可以使关于口径面中心对称的两点相位相同, 辐射将产生轴向具有最大值的圆极化波。

2 COBRA天线辐射场的数值分析

因为入射场为轴对称模式, 所以大小应与角度无关。假定入射场电场只有aφ分量 (分析结果同样适用于只有aρ的情况) , 则在柱坐标系中电场可以写为E (ρ, φ) =E (ρ) aφ。根据柱坐标与直角坐标之间的转换关系aφ=-axsin φ+aycos φ, 入射波在口径面上的电场可表示为:

$\{\begin{array}{l}\mathit{E}{}_x^A=-\mathit{E}(\rho )\sin \phi \text{e}{}^{-\text{j}\psi (\phi )}\\ \mathit{E}{}_y^A=\mathit{E}(\rho )\cos \phi \text{e}{}^{-\text{j}\psi (\phi )}\end{array}(1)$

相位ψ (φ) 取决于微波从馈源到反射面再到口径面之间的距离, 是φ的函数。设口径面的直径为D=2a, 被均分为N等分, 相位φ为:

$\begin{array}{l}2\text{π}(n-1)/{\rm N}=\phi {}_{n-1}\le \phi \le \phi {}_n=2\text{π}n/{\rm N},\\ n=1,2,\cdots ,{\rm N}\end{array}$

则口径面第n部分的电场和第1部分的电场相位之差为:

$\psi (\phi )=\frac{2\text{π}(n-1)}{{\rm N}},n=1,2,\cdots ,{\rm N}(2)$

此式表明, 口径面的相位随阶梯的变化相位逆时针增加。

在球面坐标系中, 辐射电场可以由矢量电位表示:

$\mathit{E}(r)=\text{j}\omega \epsilon \eta \mathit{a}{}_{\text{r}}\times \mathit{F}(r)(3)$

其中矢量电位为:

$\mathit{F}(r)=\frac{\text{e}{}^{-\text{j}kr}}{4\text{π}r}{\displaystyle {\int }_{S{}_A}2}[\mathit{E}{}^A({\rho }^{\prime },{\phi }^{\prime })\times \mathit{n}]\text{e}{}^{\text{j}k{}_{x}x+\text{j}k{}_{y}y}\text{d}{s}^{\prime }(4)$

式中:ω为工作频率;ε为介电常数;$\eta =\sqrt{\mu /\epsilon }$为空间波阻抗;SA表示对口径面的积分;n为口径面的法向向量;kx=ksin θcos φ, ky=ksin θsin φ。根据口面场分布, 考虑到式 (2) 的相位表达关系, 可以写出矢量电位的两个直角分量的具体表达式:

$\begin{array}{l}\mathit{F}{}_x=\frac{\text{e}{}^{-\text{j}kr}}{2\text{π}r}{\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}}\text{e}}\text{x}\text{p}\left[\text{j}\frac{2\text{π}(n-1)}{{\rm N}}\right]{\displaystyle {\int }_{\phi {}_{n-1}}^{\phi {}_n}{\displaystyle {\int }_0^a\mathit{E}}}({\rho }^{\prime })\cdot \\ \cos {\phi }^{\prime }\text{e}{}^{\text{j}k{\rho }^{\prime }\sin \theta \cos (\phi -{\phi }^{\prime })}{\rho }^{\prime }\text{d}{\rho }^{\prime }\text{d}{\phi }^{\prime }(5)\\ \mathit{F}{}_y=\frac{\text{e}{}^{-\text{j}kr}}{2\text{π}r}{\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}}\text{e}}\text{x}\text{p}\left[\text{j}\frac{2\text{π}(n-1)}{{\rm N}}\right]{\displaystyle {\int }_{\phi {}_{n-1}}^{\phi {}_n}{\displaystyle {\int }_0^a\mathit{E}}}({\rho }^{\prime })\cdot \\ \sin {\phi }^{\prime }\text{e}{}^{\text{j}k{\rho }^{\prime }\sin \theta \cos (\phi -{\phi }^{\prime })}{\rho }^{\prime }\text{d}{\rho }^{\prime }\text{d}{\phi }^{\prime }(6)\end{array}$

式中:ρ′, φ′为口径面坐标系;r, θ, φ为辐射场坐标系。如图3所示。

3 计算与仿真结果

本文取圆波导TE01模为入射波模式, 工作频率为34 GHz。圆波导馈源半径为6 mm, 长为20 mm, 抛物反射面焦距F=45 mm, 直径D=120 mm, 段数N=4, 计算与模拟的结果只在xoz平面 (φ=0°) 上。

图4为反射面使用传统的旋转抛物面天线与COBRA天线的对比图。从图4可见, 旋转抛物面天线增益可达25.8 dBi, 但最大值方向偏离中心轴3.6°;COBRA天线增益可以达到27.3 dBi, 而且轴向取得最大值, 主瓣宽度为4.6°, 旁瓣电平为-10.2 dB。

图5为辐射场的θ极化和φ极化方向图。在轴向上两个极化分量相等, φ极化方向的主瓣窄, 旁瓣高, 而θ极化方向的主瓣宽, 旁瓣低。从图5可知, 数值计算结果与软件模拟结果在±15°区域内基本一致, 说明了结果具有较高的准确性。

4 结 语

COBRA天线在Ka波段内能够实现对TE01模的圆极化轴向辐射, 比使用一般的传统天线辐射具有更高的增益, 更好的方向性, 它可以当作高功率微波轴对称模式辐射天线使用。

参考文献

[1]ASHBY E T F D, EASTWOOD WJ, ALLEN J, et al.Comparison between experi ment and computer modeling forsi mple MILO configurations[J].IEEE Trans.on PlasmaScience, 1995, 23 (6) :959-969.

[2]MERKLE L D, Luginsland J W.Design opti mization for anovel class of high power microwave sources[C].Canberra:the 2003 Congress on Evolutionary Computation, 2003.

[3]KOSLOVER R A.Compact, broadband high power circularTM01to TE11Mode converter:US, 4999591[P].1991-03-12.

[4]牛新建, 李宏福, 喻胜, 等.高功率圆波导TE0n-TE11模式变换研究[J].强激光与粒子束, 2002, 14 (6) :911-914.

[5]DAHLSTROM R K, HASWIN L J, RUTH B G, et al.Reflector design for an X-band vlasov antenna[J].Int.Sym.Digest.IEEE, 1990, AP:968-971.

[6]钟哲夫.圆波导劈形端口辐射器的数值分析[J].强激光与粒子束, 1999, 11 (6) :733-736.

[7]COURTNEY C C, BAMMC E.The coaxial beam-rotatingantenna (COBRA) :theory of operation and measured per-formance[J].IEEE Trans.on Antennas and Propagation, 2000, 48 (2) :299-309.

[8]COURTNEY C C.Design and numerical si mulation of coax-ial beam-rotating antenna lens[J].Electronics Letters, 2002, 38 (11) :496-498.

[9]徐福锴, 周海京, 丁武.改进型COBRA透镜天线的设计[J].强激光与粒子束, 2005, 17 (8) :1256-1258.

电磁辐射功率 第4篇

关键词：小功率,电磁发射器,螺线管

相比较于大功率电磁发射器, 小功率电磁发射器具有能耗低、易携带、应用范围广的优点。本文主要研究小功率磁发射能力和磁发射距离以及磁驱动电流之间的关系, 并用螺旋发射装置来代替直线磁发射装置。在螺旋发射装置中, 要改变原始由一个线圈驱动磁发射状态方式, 而采用间歇、多线圈的方式, 并要解决线圈磁场之间相互干扰, 摩擦系数增大等诸多问题。

1 理论分析

电磁发射器就是一种运用电磁驱动发射的装置, 它的基本原理是:在磁场中洛仑兹力推动导体向前运动。常见的电磁发射装置综合起来能够划分为重接型、导轨型以及线圈型三类。线圈型电磁发射器通常就是指在交流电流或者是序列脉冲的作用下生成的运动磁场驱动磁性材料弹体或者是带线圈弹体发射的一种装置, 它的本质属于直线电动机, 其工作原理模型如下图图1所示, 通过螺线管线圈产生推射磁场, 这样弹体就相当于一个电流圆环, 磁场就能够对电流产生作用力 (电磁力) 。

在导线环选取电流元, 该电流元所受到的力为把d F分解为横向与竖向的两个磁力的分量之和。因为磁场与电流的分布存在关于x轴的对称关系, 这样导线环上各电流元所受到磁力x轴方向分量的矢量之是0。而因为各个电流元受到y轴方向上的磁力都一样, 因此, 电流环受到磁力的大小分为以下两种情况。第一种就是当电流圆环在X轴方向上移动时, 取上图图一虚线圆柱高斯面, 利用磁通连续性定量可计算出;第二种就是通过分析电流圆环在磁场中的受力情况可以得出当电流圆环和螺线管线圈的电流两者的方向不同时, 电流圆环收到磁场中径向压缩力与轴向排斥力两者的共同作用。但要注意的是, 轴向排斥力是提供线圈发射的主要加速力, 在螺线管内部周围的磁场中, 圆环收到的轴向的加速力要远小于径向的压缩力。

磁场的形态是由线圈种类以及形状两者共同决定的。通常情况下发射器或是驱动器的线圈是紧密缠绕的直螺线管, 他们的磁场大致分布为:位于螺线管中心周围轴线上的磁场大致都是呈均匀分布形态的, 随着逐渐接近管口, 其磁感应的强度也会呈缓慢减小的趋势, 出口后磁场就会迅速的减弱。

2 设计线圈型电磁发射器的基本规范

在设计线圈型电磁发射器结构的过程中应该将线圈结构以及弹体等各方面与之有关联的因素统统考虑进去, 使设计出的发射器能效的到优化和提高。

2.1 感应装置

如图2所示, 为感应装置电路原理图。电路由两部分组成, 一部分为控制电路, 另一部分为感应电路。首先是控制电路, 单片机输出小电流通过驱动电路输出大电流控制线圈电流的加载。

2.2 弹体材料对发射系统的影响

为探究弹性材料对整个发射系统的影响效果, 现在使用铁、铜、铝以及锌四种材料进行仿真实验。

通过对表1的观察可以得知铝的出口速度是最快的。虽铜所受到的电磁力要远大于铝, 但又因为铜的密度是铝的二倍还要多。因此, 铝所受到的加速度要其他三种材料高出许多, 最终获得的速度也要远大于其他三种材料。

线圈结构参数要对弹体间的间隙、轴向长度以及径向厚度三个方面进行综合考虑。

所采用的仿真手段是在系统参数要求范围内的模型基础上, 对每个单项参数进行优化。线圈的轴向长度对线圈型电磁发射系统的能效影响有着十分突出的作用, 在150~250mm间做五级仿真。

3 结论

本次课题通过研究小功率电磁发射器, 得出了许多有关线圈型电磁发射器的设计构想和参数设计, 为以后的实验提供了重要的实验数据。相信小小功率电磁发射器将在未来的生产、生活以及娱乐方面起到了重要的作用。

参考文献

电磁辐射功率 第5篇

1 国内外高功率微波系统中脉冲辐射天线的研究现状

国外在高功率微波系统中脉冲辐射天线研究方面起步较早,全世界最早的无线电链路通信是1887年Hertz在实验室内完成的,其中采用的馈电单元术无线电传播中的偶极子天线,非封闭圆环属于无线电传播中的环天线,此后,有不同的学者相继对脉冲辐射天线进行了深入研究,此时关于天线的概念以及天线的形状都得到了快速发展,双圆锥偶极子结构、菱形板结构以及三角形平面天线结构均是天线结构方面的创新。当前的取样技术、计算机技术以及高速脉冲形成技术都为新型脉冲天线的研究奠定了基础。其中Vlasov天线可以将TM0,1模式的电磁波转化成脉冲,并且辐射出去,在辐射功率峰值稳定工程中不需要模式转化器,因而在高功率微波系统中得到了广泛应用。

我国在高功率微波技术方面的研究开始的时间较晚,而且研究进展较为缓慢,在研究过程中出现了一定的接收脉冲信号装置、出现了不同类型的脉冲天线,其中就有专门在高功率微波辐射中应用的脉冲天线,不过由于我国技术较为落后、研究起步迟,在不同的研究领域与国际上其它国家相比,存在着明显的不足,因此在今后较长时间内还需要不断地开拓创新。

2 时域脉冲天线理论的性能参数研究

时域天线属于超宽带天线中的一个分支,狭义上的时域天线指的是脉冲天线或者是瞬态天线,下面就时域脉冲天线理论的性能参数分析如下:

2.1 能量方向性系数

时域脉冲天线在总电磁能能力方面,需要使用应用信号能量进行定义,其计算式如下:

上式中的前半部分表示的是天线辐射的能量,后半部分表示的是天线辐射的总能量,整个式子表示的是能量方向性系数,根据上式可知,脉冲的持续时间与能量方向性系数有关系,不过,大多数情况下,脉冲持续时间过长并不是有益的,因而通过波形畸变指标的研究反映出天线的保真度。

2.2 天线增益

天线增益可采用下式表示:

上式中Etrans(t)表示的是天线的辐射电场,单位为V/m,Z0表示的是自由空间中的波阻抗,单位为Ω,t0表示的是脉冲波前馈入天线的时刻,单位为s,由于脉冲信号具有时域性,通常计算的天线增益仅限于某一空间位置,在具体的实验中,某一方向的辐射能力可以采用某一位置上接收的天线辐射电场Etrans(t)表示。

2.3 波形的保真度

脉冲持续时间过长并没有多大的益处,大部分情况下还需要采取措施改变这一现状,所时域脉冲天线辐射需要具备一定的信号保真度,也就是脉冲与辐射场波形间的差别。在信号保真度研究中,重要的两个参数就是相位中心以及群延迟。具体的如下:

2.3.1 相位中心

相位中心反映出的是无线模型在脉冲信号不失真情况下接收以及发射的能力,但是大多数情况下,脉冲发射的宽度较小,一般处于微秒级别,部分甚至处于纳秒数量级,由于数量级非常小,天线相位中心出现的微小变化对于整个系统而言影响较大,最终造成了天线辐射完成的时域波形出现了失真。

2.3.2 群延迟

信号波形在传输过程中传输系统存在有分布参数,而且在分布参数中包含电容、电感等分布网络,这样在传输过程中,不同的传输分布参数在到达接收装置的时间上会存在差异,造成了信号接收的相位差,当然,不同分布网络到达接收装置的时间差越大、信号之间出现的相位差越大、系统接收信号出现的失真也较为严重。因此,将群延迟控制在一定的范围内,可以保证脉冲信号电线的辐射场的不失真,保证了脉冲信号良好的收发能力。

当前条件下天线的相位中心以及群延迟参数并不是很容易就能得到的,也就是在理论研究方面,这两个参数有着重要的意义,但是实践应用中还存在较大的难度。鉴于这种情况,需要通过相关性系数,从理论的角度对脉冲辐射天线保真度进行定量研究,而相关性系数的提出为时域信号特性研究提供了新的方法。经过多名学者的研究结果显示,信号与功率谱密度函数之间符合傅里叶变换过程,相关性系数的表示如下:

如果相关系数为0,则表明信号的相似度最差,不存在相关性,如果相关系数为1,表明两个信号之间没有误差的存在,属于线性相关,相似度较好,通过相关性系数的引进,可对两个信号之间的相似度进行定量研究,同时为其它的研究工作提供重要参考。

3 高斯信号激励下的天线性能研究

3.1 高斯脉冲源

高功率微波系统脉冲辐射天线的研究需要一定的实验为依据,电磁软件以及现代高等数学的发展有力的促进了实验的顺利进行。

高斯函数的表达式如下:

结合上式,想要把整f(t)属于合适的脉冲,则时间参数a属于关键,由于a对脉冲波波形的幅度以及宽度都能产生影响,将a称为脉冲波形的形成因子,a值越大,脉冲波的宽度将会增加,对应的脉冲波幅度会减小,根据上述函数,可将高斯脉冲波形函数用下式表示:

从上式可以看出,在

高斯脉冲波形在空间传播,也就是在发射以及接收的过程中,对上面的式子进行求导的过程,上式一阶导数为

根据已有的文献报道,天线辐射源可以采用高斯脉冲的相关性质完成对天线的研究,上述的相关表达式也是进行相关研究的关键。

3.2 高斯脉冲激励天线

本次研究中的天线激励源采用的是高斯脉冲波,同时采用的是电测仿真软件,通过对几种常见的超宽带天线仿真实验,明确不同超宽带天线辐射脉冲的能力。

在此以高斯脉冲波形峰值幅度为1V的为例进行分析,仿真期间,在不同天线中心位置约10m处设置探针,通过探针接收不同类型天线超宽带辐射信号形,通过电磁仿真计算分析,不同类型的天线辐射出的波形信号之间有一定的差异。图1与图2所示分别为对数周期天线探针接收到的波形图与阿基米德螺旋天线探针接收到的波形图。此外还有圆片单极子微带天线、心形TEM喇叭天线、有限长双锥天线等,不同的波形结果均显示,高斯脉冲波激励形成的天线辐射波与正弦震荡波较为相似,而且表现出逐渐衰弱的趋势。但是在波形的被展宽方面,不同天线类型较为明显,对数周期天线与阿基米德螺旋天线表现出的波形出现了急剧下降,存在着严重的谐振以及拖尾现象,因而在高保真方面较差,但是其它几种类型的天线的高保真较为理想。出现这种差异的原因主要是对数周期天线与阿基米德螺旋天线虽然属于超宽带天线,但是隶属于频变天线,尺寸的不同限制了频率的不同,尺寸越大,对于低频率的限制较为严格,尺寸越小,高频率的限制越严格。频率的升高造成了相位中心的变化,表现出了的振荡越变化越急剧,这说明脉冲辐射天线与传统的超宽带天线之间存在的差异,脉冲的辐射装置不能采用早期的辐射装置。

3.3 圆片单极子天线的时域性能指标分析

在上述的实验中,圆片单极子天线的振荡较小,脉冲辐射能力较为理想,这种天线类型中的阻抗带宽低于30倍频程。图3所示为圆片单极子天线的反射性系数,图中可明显看出,圆片单极子天线的带宽较宽,阻抗带宽可以从2HGz-10GHz,而且还能继续延伸。通过对该天线类型的群延迟Fenix,在某一工作频段内,群延迟数据相对恒定,几乎没有波动,对应的信号在传播过程中的相位差较小,保证了信号传播的稳定性,信号波形发生畸变的概率较小。虽然圆片单极子天线的脉冲时域性能较好,但是它要求的频率较大,在频率较小的情况下,相应的尺寸就需要增加,尺寸的变化会造成相关数据的变化,对应的应用范围也会受到限制。

4 结束语

当前我国在高功率微波系统中脉冲辐射天线方面的研究资料有限,相关的研究工作尚不成熟,通过上文的分析表明脉冲时域天线需要具备特殊的性能参数,其中信号保真度就是一个较为重要的参数,群延迟以及相位中心会影响到信号保真度,进一步的研究还需要后期的深入分析。

参考文献

[1]徐刚,陆巍,丁恩燕,等.紧凑型宽谱高功率微波辐射器仿真设计[J].强激光与粒子束,2015(04).

[2]刘敏,刘小龙,晏峰,等.小型L波段高功率微波辐射场测量系统接收天线[J].强激光与粒子束,2015(04).

[3]郑生全,邓峰,王冬冬,等.电子设备和系统射频通道高功率微波电磁脉冲场—路综合防护方法综述[J].中国舰船研究,2015(02).

[4]徐刚,李才阳,张现福,等.X波段极化可重构高功率微波辐射器仿真设计[J].强激光与粒子束,2015(10).

激光功率计电磁兼容抗扰度研究 第6篇

关键词：激光功率计,电磁兼容,抗扰度,氦氖激光器,光学纤维喉镜

0前言

随着YY 0505-2012《医用电气设备第1-2部分 :安全通用要求并列标准 :电磁兼容要求和试验》于2014年1月1日正式实施,医用电气设备全面进入电磁兼容考量时代。在电磁兼容试验医用电气设备抗扰度试验中,需要考核设备在被施加干扰的情况下会发生什么样的基本性能的变化。要确定一台医用电气设备在电磁兼容测试中的基本性能,一般需结合设备的预期功能、设备预期在何种电磁环境下运行、风险分析结果等来确定。进而通过风险分析,评估特定性能可能发生危害的风险,而如果该性能的缺失或降级将导致不可接受的风险,则该性能可以判定为基本性能。

在医用电气设备的电磁兼容抗扰度试验中,对其基本性能进行检测时,需要对检测设备也进行试验。YY0505-2012指出,电磁抗扰度一共有7个项目,其中静电放电、电快速脉冲群、浪涌、在电源供电输入线上的电压暂降、短时中断和电压变化、工频磁场等[1]主要针对测试设备进行试验,对辅助检测设备影响不大。但是射频电磁场辐射需要在电波暗室中进行,被测设备和辅助检测设备均需放在电波暗室中共同承受电磁干扰,因此对于辅助检测设备的抗干扰能力要求比较高,其准确性和稳定性相当重要。

在光学医用电气设备的检测中,激光功率计是常用的测量设备,具有自动化程度高、测量精度高、重复性和线性好、响应时间快等优点[2]。激光功率计在电磁干扰的条件下是否能够正常工作、在不同频段骚扰下工作特性如何等问题就变得非常重要。但是此类设备的性能基本基于正常使用的条件下,其在电磁干扰条件下的抗扰度性能一般不会包含在产品的说明与介绍中,因此也无从知晓此类设备的抗扰能力。

鉴于此,本研究分别对氦氖激光器[3]和光学纤维喉镜两种医用电气设备进行电磁兼容辐射抗扰度测试,使用两种常用激光功率计进行输出光测量,观察不同激光功率计在不同输出条件下的功率检测情况,旨在为提高医用电气设备电磁兼容抗扰度测试的准确性提供参考。

1 试验条件和设备

光学医用电气设备主要用于诊断和测量,其定义属于非生命支持设备,根据YY0505-2012对射频电磁场辐射的要求,非生命支持设备和系统应在80 MHz~2.5 GHz的频率范围内,在3 V/m的抗扰度电平上符合要求,由此激光功率计应同时在此条件下保持稳定。

1.1 试验设备

采用两种稳定光源输出光,光源1为氦氖激光器,标称输出功率为3.0 m W ;光源2为光学纤维喉镜,标称输出功率为2.0 m W。

输出光测试设备也使用两种常见激光功率计,功率计1的测量不确定度为 :U=2%(k=2),功率计2的测量不确定度为U=5%(k=2),二者的检测范围均覆盖以上光源的标称输入功率范围,测量不确定度均能满足相应要求。

1.2 试验布局

将光源1和光源2分别放置在电波暗室中,转台中心距离发射天线3 m。分别将功率计1和功率计2放置于输出光路上,对光源输出功率进行测量。具体试验布置图见图1。

注:EUT:电子装置的试验用金属壳体。

1.3 试验条件

测试前将设备静置在电波暗室中15 min,待设备稳定后将测量所得的功率数值作为原始参考标称数据,并将暗室内的背景光控制在0.1 m W以内,以减少背景光的影响。然后用天线施加电磁干扰,具体参数设置为:电磁干扰场强:3 V/m; 频率范围 :80 MHz~2.5 GHz ;干扰信号应在规定的调制频率上进行80% 的幅度调制 ;频率步长不超过基频的1%(下一个试验频率≤前一个试验频率的1.01倍),最小驻留时间应 ≥ 1 s[4]。

2 检测结果及数据分析

2.1 光源不输出情况下功率计的抗扰情况

分别在光源没有输出的情况下,对两个功率计在不施加任何电磁干扰以及施加上述电磁干扰的情况下进行背景光读数。结果发现,在未施加干扰的情况下,两个功率计表现一致: 读数都很低,非常稳定,无明显上下波动,平均功率分别为0.03和0.02 m W,这也说明测试环境背景光稳定在较低水平。

而当功率计在承受3 V/m的80 MHz~2.5 GHz范围内的干扰时,表现非常不同 :功率计1的读数与未施加干扰时基本没有差异 ;而功率计2在受到干扰时,在80~200 MHz频段内的波动非常大,基本处于无法正常工作的状态。具体结果见图2。这说明不同功率计本身的抗扰度有非常大的差异, 在进行基本性能测量时,必须关注所选用的测量设备的性能。

2.2 对不同光源进行测量情况下功率计的抗扰情况

分别在两种光源有输出的情况下,对两个功率计在不施加任何电磁干扰以及施加上述电磁干扰的情况下进行背景光读数。结果发现,在未施加干扰,运行时间20 min(与施加干扰工作时间相同)时,两个功率计的表现一致 :读数稳定,无明显上下波动,光源1平均功率为3.04 m W, 波动标准差为0.017 ;光源2平均功率为2.08 m W,波动标准差为0.009。这说明两个光源长时间工作的稳定性比较好, 可以排除下一步干扰试验中光源本身变化的影响。

而当功率计在承受3 V/m的80 MHz~2.5 GHz范围内的干扰时,表现也非常不同 :功率计1在两种光源输出情况下,读数与未施加干扰时的差异都较小,最大波动度标准差为0.057。而功率计2在两种光源输出情况下受到干扰时, 在80~200 MHz频段内的波动非常大,最大波动度标准差为2.004,变化极值为7.88 m W,这相对于标称输出2.0 m W来说是无法接受的,如果按照一般功率变化不超过 ±20%的准则,则可能把符合抗扰度要求的设备误判为不符合。也就是说,功率计2基本处于无法正常工作的状态。具体结构见图3。这说明使用不符合抗扰度要求的功率计对设备进行测量时,会造成试验结果错误。

3 结果与讨论

通过试验研究发现,不同激光功率计的辐射抗扰度差别较大,但这应该不是一个个案,因此在医用电气设备的电磁兼容试验中,为保证测试数据的准确性,应在试验前对检测设备进行抗扰度摸底测试,以避免检测时因检测设备本身受到电磁场的影响而引发的对实验结果的误判[5]。

在本研究中,表现较差的功率计2只是在某一特定频段内所受干扰较大,并不是全频段受扰,因此可能是这一频段内该功率计中接收信号的电路板与辐射产生的电磁波耦合而干扰到功率计的正确采样[6]。从结构上看,该激光功率计外壳是金属的,但是主面板并不是金属,而且整个设备缝隙较大,这都给电磁耦合干扰提供了条件。而功率计1在整个频段内基本不受干扰,抗扰能力很强,主要是整个设备的密封性能很好,设备抗干扰措施做得比较规范, 能够达到具有稳定输出的目的。因此,在对医用电气设备进行测量的时候,可以考虑采用屏蔽技术对配合使用的检测设备进行金属隔离,以控制电场、磁场和电磁波对检测设备的感应和辐射,比如将检测设备或系统用屏蔽体包围起来,防止受外界磁场的干扰。因为屏蔽体对来自外部或内部的电磁场有着吸收能量、反射能量和抵消能量的作用, 从而达到减弱干扰的目的。例如当干扰电磁场频率较低时, 吸收损耗较小,屏蔽作用以反射损耗为主,可采用高导磁材料做屏蔽层,使磁力线限制在屏蔽体内,防止向外扩散。 当干扰电磁场频率较高时,吸收损耗随频率上升而增加, 反射损耗随频率上升而下降,则宜采用导电良好的金属材料做屏蔽层,利用高频干扰电磁场,在屏蔽金属内产生涡流, 形成对外来电磁波的抵消作用[7,8]。

电磁辐射功率 第7篇

关键词：混合仿真,误差原理,等值方式,功率源

0 引言

电磁—机电混合仿真是一个既传统又新颖的话题,其提出之初是为了将外部的系统做合理的动态等值以研究电磁系统的动态行为[1]。通过混合仿真,可以在节省计算资源的前提下进行大规模的系统暂态仿真而不失局部系统的仿真精度。近年来借助频率相关网络等值(frequency dependent network equivalent,FDNE)技术,机电侧的仿真也可以体现对电磁侧谐波电流的响应并可以研究系统在谐振方面的行为[2,3,4]。与机电侧等值相比,电磁侧在机电侧的等值主要分为电流源、诺顿电路和功率源等值三种形式。电流源等值[5,6,7]是将接口处由电磁侧向机电侧注入的电流以相量形式传递给机电侧求解。电流的幅值和相位通过对接口处三相电流进行快速傅里叶变换或者曲线拟合[7]等方法获得。然而,电流相位具有相对属性,相角取决于信号采样数据窗的起始时刻,因而对相量提取算法的选用有一定限制。诺顿等值方式[8,9,10]更能体现电磁侧系统的属性,然而,进行诺顿等值的前提是获得电磁侧所有节点的节点导纳矩阵和注入电流,这种方式不适用于成熟的商业电磁暂态仿真平台与机电暂态仿真平台构成的异构混合仿真平台(实时数字仿真器(RTDS)+并行机)。功率源等值方式无需相位信息,并且对电磁侧的电网参数没有特定要求,因而在一些混合仿真方案中被广泛采用[11,12,13,14,15,16,17]。在目前的文献中,尚没有开展对这种等值方案的误差方面分析,这种方案作为一种工程实现方式,其可行性有必要进一步探讨。

本文选取功率源等值方式作为研究对象,分析了单接口方式下机电侧计算误差产生的机理,讨论了机电侧计算对电磁侧信息的限制性需求,并提出一种新的等值方案,借助该方案,可以使机电侧在电磁侧发生故障之后能够较功率源模式更准确地进行网络求解,并且该方案可以推广到电磁侧与机电侧存在多个接口的情况。

1 功率源等值方式下机电侧误差产生机理

本文以单机—无穷大系统为例进行分析,其系统如图1所示。

在N3处对系统进行划分,左侧为“机电”侧,包括发电机、变压器和线路;右侧为“电磁”侧,包括故障电路、无穷大电源及内阻抗。机电侧得到电磁侧的信息为从N3注入的有功功率P和无功功率Q。

首先分析接口仅传递功率信息时的网络解的情况。

发电机考虑凸极效应,采用五阶模型,忽略发电机内阻,则发电机注入网络中的电流为:

式中:Igr为发电机注入电流的实部;Igi为发电机注入电流的虚部;Ur(1)和Ui(1)分别为发电机端口节点N1电压的实部和虚部;xd″和xq″分别为发电机直轴和交轴次暂态电抗;Ed″和Eq″分别为发电机直轴和交轴次暂态电势;δ为发电机功角。

在每个机电步长计算过程中,Ed″,Eq″和δ 变化较为缓慢,因此,在进行机电暂态相邻步长计算过程中,可以认为K1,K2,Ar,和Ai近似为常数。式(2)的推导过程见文献[18]。

在接口节点N3采用功率源等值,其注入网络的电流表达式为:

式中:Ilr为接口节点注入网络的电流实部;Ili为接口节点注入网络的电流虚部;Ur(3)为N3电压的实部;Ui(3)为N3的电压的虚部。

机电侧网络方程如下:

式中:Gij+j Bij=Yij,Yij为节点导纳矩阵元素。

将式(1)代入式(4),可得

对式(5)进行线性变换,由于其右侧除了Ilr,Ili之外其余均为常量,消去常量并将左侧系数矩阵乘到右侧,经变换最终可得:

式中:a1和a2为与Ar和Ai有关的常量;k1,k2,k3,k4为与接口有功功率P和无功功率Q有关的常量,对于一组确定的P和Q,k1,k2,k3,k4也是确定的。

此时,机电侧网络解的问题就转化为式(7)所示非线性方程组的解的分布问题。

设cosθ=x/r,sinθ=y/r,其中,于是

先假设是正交矩阵,不妨记A[cosθ sinθ]T/r=ρei(α+θ)/r。由于k1,k2,k3,k4均为常数,所以这里ρ和α也是常数。设x-y坐标系下,式(8)的解对应的矢量为对应的矢量为对应的矢量为,则式(8)可以用图2表示。

根据余弦定理,有

式(9)中除了r外,其余均为常数,可以解得:

分析式(10)可知,由于等号右侧恒大于零,因此,r存在两个解,记为r1,r2(r1>r2)。根据正弦定理,有

式中:α,ρ和γ 为常数,θ可确定。

对于一般情况,A为一般可逆矩阵时,它作用在[cosθ,sinθ]T时仅是仿射变换,不妨设Ae1=ε1,Ae2=ε2,这里e1= [1,0]T,e2= [0,1]T,则A[cosθ,sinθ]T=(cosθ)ε1+(sinθ)ε2,所以,若设ρei(α+θ)=A[cosθ,sinθ]T,则ρ和α 均为θ 的常数,不再赘述。

根据以上分析可知,当机电侧系统只接收从接口传递过来的功率信息时,对于特定的一组功率值,其解并不唯一:就电压的幅值而言,存在两个解。

当电磁侧发生故障后,接口电压幅值降低,而机电侧采用迭代初始值为上一个步长的结果。机电侧网络方程主流的求解方法,如牛顿—拉夫逊迭代法在迭代的过程中往往从初始位置出发,以特定的斜率逼近结果。当电磁侧系统发生故障,接口处的电压幅值降低(对应r2),以至于使r1落在迭代初始值和r2中间,那么机电侧经过迭代后其结果将落在r1,造成求解错误,其误差为r1-r2。该过程如图3所示。

2 机电侧仿真对电磁侧限制性信息要求

从第1节的分析可知,电磁侧在机电侧的等值如果仅采用功率源等效,尤其在电磁侧发生故障后,是不能总是得到正确结果的,因此有必要进一步分析机电侧仿真精确计算对电磁侧信息的需求。

机电侧网络方程的求解格式为:

式中:Y为机电网络导纳矩阵;U为节点电压矩阵;I为节点注入电流矩阵,均为复数形式。

将其写为实数形式如下:

对增阶的节点导纳矩阵求逆,可得:

首先讨论机电和电磁侧系统只有一个接口的情况。设机电侧网络有N个节点,第k个节点是接口节点,除第k个节点外第1到第J个节点有注入电流,则对于节点k有:

式中:RLk和XLk分别为节点L,k的互电阻和互电抗;Rkk和Xkk分别为节点k的自电阻和自电抗。

式(15)等号右侧第1部分可以视作上一个迭代步长计算得到的机电网络其他节点注入电流所决定的戴维南电势,认为已知,因此可以写成如下形式:

式中:Ukdwnr和Ukdwni分别为节点k的戴维南电势的实部和虚部。

节点k的注入电流可以用电压表示为:

其中

根据功率定义P=UrIr+UiIi,Q=UiIr-UrIi可得:

整理可得:

从式(19)等号右侧项可知,当接口为单接口时,对于接口节点的求解,其唯一解的条件是其注入功率P和Q及电压的幅值为已知。如果只已知功率(即功率源等值),则可能造成电压不能得到准确解,进而影响到接口节点注入电流和网络其他节点的求解,造成整个机电网络求解的错误。

扩展到含多个接口的情况,设第1到第N个节点是接口节点,对于第k个节点,有

式中:

式(20)的具体推导过程见附录A。

由式(20)可见,当接口节点多于1个时,接口所需的信息增加了接口节点电压的相位。需要注意的是,该电压相位虽然是电磁侧测得的绝对相位,但是在机电侧计算过程中仍利用的是相对大小(相位差),不再要求电磁侧相位的测量参考相位与机电侧一致。

如上所述,可得到以下结论:①当只有一个接口时,需要的接口信息有接口注入有功、无功功率和接口电压幅值;②当存在多个(2个及以上)接口时,需要的接口信息除了有功、无功功率和接口电压幅值之外,还需要接口电压的相角差。

由于机电程序处理的是基波正序信息而不考虑谐波和负序分量,因而所提及的信息均是基波、正序分量。

3 功率源等效改进算法

第2节讨论了机电侧精确计算对电磁侧的限制性信息需求,本节将具体讨论针对此需求的算法实现。

根据信息需求,电磁侧系统等值信息的获取步骤如下。

1)在同一时刻,提取各接口电压和电流的基波正序相量,记为Uk∠θk,Ik∠φk。

2)根据电压和电流的基波正序相量,计算接口注入有功功率Pk和无功功率Qk,如式(21)所示。

3)将Pk,Qk,Uk(对于多端口,还有θk)作为第k个接口的等值信息传递给机电侧用于机电侧计算。

为了与上述传递信息相适应,机电侧系统网络方程求解可以采用一种新的迭代格式,如图4所示。

上述迭代方式有2个特点:①C矩阵在计算中只要机电侧网络不发生变化即可重复调用,从而减少了计算量;②对于每个接口节点电压的求取转化为二元一次方程的求解,故而不存在收敛和初值选取的问题。

同时需要指出的是,上述迭代方式虽然需要接口的功率和电压的幅值及相位,但是与电流源等值存在差异,具体表现在该方式下的电压相位并不直接参与电流的求取,而是以相位差的形式直接参与电压的计算。

4 算例验证

本节采用图1所示的系统对第1节的理论和第3节的方法进行说明和验证。发电机采用5 阶模型,参数采用IEEE次同步振荡第一标准模型中发电机参数[19],不计多质量块和调速器作用,认为机械转矩恒定。励磁采用IEEE AC4A系统并采用典型参数[20]。

设定N2为接口母线,左侧系统采用机电暂态程序进行仿真,利用C语言进行编制;右侧系统采用电磁暂态程序进行仿真,在PSCAD/EMTDC环境下进行。

机电侧每个步长结束后,计算N2处开路电压(戴维南电势)的幅值和相位及N2的自阻抗(戴维南阻抗)并传递给电磁侧,后者通过受控电压源和可变电阻和电感模块对机电部分作戴维南等效。在每个交互时刻,电磁侧通过基于单相变换平均值法的dq-120变换算法[14]计算流入接口的正序有功功率、无功功率及接口节点电压幅值,将相应的信息传递给机电侧,后者利用参数在机电程序中进行功率源或按本文中的方法(这里记为“新模式”)进行等值。接口模型示意图见附录B。

设置电磁侧10s时在N2发生三相经电抗接地短路。以全电磁仿真结果为基准,对两种等值方式进行比较。新模式与电流源等值方式的比较见附录C。发电机机端电压幅值如图5所示。为了便于与机电仿真结果比较,对发电机机端电压的三相电磁仿真结果进行基波正序提取处理,所显示的结果为发电机机端基波正序电压幅值。

从图5可见,当电磁侧发生故障之后,系统电压降低,采用传统的功率源等值方式,由于给定的初始值为上一步的迭代结果,所以经迭代后电压仍停留在较高的水平,不能准确体现电磁侧故障的影响;而采用本文所提的新模式后,由于引入了对侧的电压信息,所以能够比较准确地反映故障的影响,在故障期间与全电磁仿真更为接近。另外比较发电机无功功率如图6所示。

从图6可见,采用新模式后,故障期间无功功率与全电磁仿真基本吻合,相对于功率源等值,新模式对机电侧仿真精度的改良明显。

5 结语

本文从功率源等值方式出发,分析了电磁侧发生故障后机电侧计算误差的产生机理,讨论了机电侧仿真计算所需接口提供的电磁侧必要信息,指出仅提供接口有功功率和无功功率的信息是不能为机电侧正确求取网络解提供必要条件的。对于单接口而言,机电侧所需信息有接口的正序基波有功功率、无功功率和电压幅值,而对于多个接口情况,除了上述信息还需要接口节点间的相对电压相位,并提出了一种新的等值模式及计算方法。PSCAD/EMTDC与C程序进行的混合仿真算例证明本文所提的方法对改善故障期间机电侧的仿真精度具有明显作用。

电磁侧发生非对称故障和本文中所提方法的误差原理分析作为后续工作,将会在下一步研究中开展。

电磁辐射功率 第8篇

1、高功率电磁脉冲的产生。

高功率电磁脉冲产生源目前有三种:一是最常见的雷暴雨, 它是带有不同电荷的雷云之间或雷云与大地凸出物之间相互接近, 其电场强度超过25~30KV/cm时, 空气绝缘会因被击穿而剧烈放电, 出现耀眼强光, 同时强大的放电电流所产生的高达2000℃高温, 周围空气或其它介质急剧膨胀, 强大的雷电流产生强烈的电磁效应, 形成辐射场。二是高空核爆炸, 它是高功率超宽带电磁式武器辐射。是利用了核裂变形成五大危害之一电磁冲击波产生的强大的电磁脉冲, 可瞬间摧毁或使远方地区电子设备失灵一段时间。这在冷战时期前苏联核试验中影响到美国西部地区得到了验证。高空核爆炸电磁脉冲 (HEMP) 属高功率电磁脉冲。三是高功率脉冲高能微波武器。这种新式武器是利用定向发射的高功率微波去损坏电子设备的一种定向能武器, 其辐射频率一般在1~100GHZ, 功率可达100MW~100GW, 脉冲宽度1us左右。其特征是:将高功率微波源产生的微波经高增益定向天线向空间发射出, 形成功率高, 能量集中且具有方向性的微波射束, 能够破坏敌方电子设备的元器件, 从而起到破坏其正常工作能力。

2、高功率电磁脉冲的危害。

1) 引起电气设备内绝缘内击穿和外绝缘闪络。高功率电磁脉冲感应过电压侵入变压器。可能引起变压器绕组间绝缘击穿。通过变压器高压侧耦合到低压侧的过电压仍有很高的数值, 会引起低压电气设备, 特别是测量, 保护等二次设备绝缘的损坏。产生强大电磁场, 使附近线缆和导电设备出现闪电的特征。2) 引起保护装置误动作, 造成停电、解列等事故。随着电子器件、微型计算机等微电子设备在电力系统中的广泛应用, 这一危害日益严重。3) 浪涌电流使地电位上升, 对通信系统的造成强干扰。

二、通信供电系统对高功率电磁脉冲的防护

1、采用直埋电缆。它是实施供电系统对核武器电磁脉冲防护的一项重要措施。

2、加强绝缘和采用不平衡绝缘措施。

在雷电活跃地区, 加强绝缘指利用不平衡绝缘方式, 在受到雷击次数较多的地段、大跨越和变电站进线段, 可采用增加绝缘片数方式, 提升绝缘性。另外, 对于同塔双回线路, 在其中一回线路加装绝缘子片数, 也能减少双回线路同时闪络的概率。

3、采用屏蔽技术。通信供电系统由于大量使用电子器件, 特别是智能控制技术等广泛应用。因此, 二次设备的核武器电磁脉冲防护, 既要限制线路上的过电压, 也要使空间的电磁环境满足要求。使用屏蔽系统, 如所有导线经由电缆屏蔽槽或穿屏蔽金属管引入, 系统网络设备与计算机等置入屏蔽室。其中屏蔽机房中电源滤波器的选择尤其重要, 必须按技术规范接入电源滤波器, 否则达不到屏蔽效果。

4、安装避雷器 (SPD) 。

防护雷电过电压和HEMP过电压。在变压器前、低压配电屏和交流直流配电柜 (箱) 按分断能力设三级避雷器。配合原则为: (1) 供助于限压型避雷器具有的稳压限流特性, 不加任何去耦元件 (如电感L) 。 (2) 是采用电感或电阻作为去耦元件 (可分立或采用防雷区设备间的电缆具有的电阻和电感) , 电感用于电源系统, 电阻用于通信系统。一般选用10KV普通阀式避雷器和氧化锌避雷器 (MOA) 均可防护雷电过电压和HEMP过电压, 后者是作为防雷和防核电磁脉冲的电压限幅器, 是防护HEMP过电压的最佳选择。10/0.4KV配电变压器作为10KV市电供电系统的关键设备, 是核电磁脉冲防护的重点对象。

5、采用联合接地和等电位联结。

联合接地是指将工作接地、保护接地、防雷接地等各种接地连接在一起的接地。联合接地可组成低接地电阻值的均压网, 具有以下优点: (1) 地电位均衡, 同层各地线系统电位大体相等, 消除危及设备的电位差。 (2) 公共接地母线为全局建立了基准零电位点。 (3) 消除了地线系统的干扰。 (4) 电磁兼容性能变好。

等电位联结主要是从人的安全角度考虑。分总等电位联结 (MSN) 和局部等电位联结 (LEB) 。高功率电磁脉冲条件下, 人体接触的设备与地面间可能存在很高的电压差, 给人造成伤害。总等电位联结是大范围的等电位, 该电位与大地电位相等, 其作用是降低建筑物内间接接触电压和不同金属部件间的电位差, 并消除自建筑物外经电气线路和各种金属管道引入的危险故障电压的危害。而局部等电位联结是小范围的等电位, 是指在伸臂范围内的某些外露可导电部分与装置外可导电部分之间, 再用导线附加连接, 以7使其间的电位相等或更接近, 实际上的作用就是在一个人体可触及的小范围内制造一个等电位环境, 至于它是否和建筑的基础钢筋网联结并不十分重要, 该电位不一定为地电位, 局部等电位联结作用范围越小越安全, 一般钢筋网焊成0.6×0.6网格, 这样人体承受的跨步电压低。两者不应混同。

参考文献

[1]周鹤良主编电器工程师手册北京:中国电力出版社, 2011。