滤波分析范文（精选12篇）
滤波分析 第1篇
高通滤波器是对输入信号的频率具有选择性的一个二端口网络,它允许输入信号中高于某频率的信号通过,而衰减或抑制小于此频率的信号。THKSS - D型信号与系统实验箱[1]中有一个无源和有源滤波器的实验,其中无源滤波器由RC元件构成的,有源滤波器由相同RC元件及有源器件(集成运放)共同构成的,实验中需要分析滤波器的频率特性,并计算其截止频率。在实验教学中笔者发现,学生在实验前不能灵活运用所学知识分析滤波器特性。利用信号与系统中的S平面几何分析法[2]对高通滤波器的频率特性进行分析并计算其截止频率,并用Matlab软件对其特性进行仿真。
1 无源高通滤波器
图1所示为无源高通滤波器的电路,其系统函数为
1.1 S平面的几何分析
由于其极点都在做半开平面,所以该系统的频率响应函数为:
当w=0时,B=0,A1=2.62×105,A2=0.38×105,ψ=90°,θ1=θ2=0°,|H(jw)|=0,ϕ(w)=180°。
当w=2.62×105时,
当w=-∞时,B=∞,A1=∞,A2=∞,ψ=90°,θ1=θ2=90°,|H(jw)|=1,ϕ(w)=0°,按照上述分析绘出幅频、相频特性曲线如图5的b曲线,图6的c曲线。
1.2 通带截至频率
该系统的频率响应
根据通频带的定义,令
2 有源高通滤波器
图3所示为无源高通滤波器电路,其系统函数为
2.1 S平面的几何分析
由于其极点都在做半开平面,所以该系统的频率响应函数为:
当w=0时,B=0,A=1×105,ψ=90°,θ=0°,|H(jw)|=0,ϕ(w)=180°。
当w=1×105时,
当w=∞时,B=∞,A=∞,ψ=90°,θ=90°,|H(jw)|=1,ϕ(w)=0°,按照上述分析绘出幅频、相频特性曲线如图5中a曲线和图6中d曲线。
2.2 通带截至频率
该系统的频率响应
令
3 仿真分析
本文利用Matlab软件将无源、有源高通滤波器的幅频、相频特性曲线分别绘在同一幅图上进行比较,如图7所示。可以看出该实验模块具有高通特性,有源高通滤波器的通带截止频率比无源高通滤波器通带截止频率低,无源高通滤波器的过渡带较宽而且平坦,而有源高通滤波器的过渡带比较窄而且陡。
4 性能比较
无论是理论分析还是仿真结果都表明,对于RC参数相同的高通无源、有源滤波器,在通带内其电压放大倍数相同(电压放大倍数为1),有源 高通滤波器通带截止频率比 无源高通滤波器通带截止频率低,无源高通滤波器的过渡带较宽而且平坦,而有源高通滤波器的过渡带比较窄而且陡。因此,有源高通滤波器的选择性好,滤波特性更接近理想特性,其原因是有源高通滤波器在f=f0附近引入了正反馈,使通带截止频率大幅度降低,通频带变宽。同时,利用Matlab软件仿真的无源、有源高通滤波器幅频、相频特性曲线同样也验证了上述分析结果。
摘要：分析了THKSS-D型信号与系统实验箱的高通滤波器实验模块,用S平面分析法给出其幅频特性和相频特性,根据通频带定义给出该滤波器截止频率,对有源和无源高通滤波器进行比较,并用Matlab软件对其频率特性进行仿真。
关键词：高通滤波器,相频特性,幅频特性
参考文献
[1]杭州天煌电器设备厂.THKSS-D型信号与系统实验箱使用说明书[Z].
[2]吴大正.信号与线性系统分析[M].北京:高等教育出版社,2000.
谐波滤波器的设计方法和建模分析 第2篇
谐波滤波器的设计方法和建模分析
电力电子技术在电力推进船舶上的大量应用,带来了日益严重谐波问题.简述了无源滤波器的`设计步骤,给出了无源滤波器的参数设定方法和具体计算过程,建立了12脉冲交直变流器和三相谐波滤波器的SIMULINK仿真模型,比较启用三相谐波滤波器前后流入母线的电压和电流波形,并利用FFT分析工具比较启用三相谐波滤波器前后流入母线电流谐波成分的结果.仿真结果表明,该谐波滤波器的设计方法是可行的,能有效地抑制电力推进系统谐波.
作 者：宋艳琼 SONG Yan-qiong 作者单位：广州航海高等专科学校,轮机系,广东,广州,510725刊 名：钦州学院学报英文刊名：JOURNAL OF QINZHOU UNIVERSITY年，卷(期)：24(3)分类号：U665.12关键词：三相无源滤波器 谐波抑制 电力推进船舶电网谐波 FFT
滤波分析 第3篇
【关键词】电容器；烧毁；技术归零
一、概述
2012年，从外场返回一台蓄电池组主充电器，反映该住充电器通风管口有焦糊味，且在地面电源上电时主蓄绿灯闪亮，导致飞机发电机上的交流配电盒断路器跳开。在开盖检查后发现，该充电器内部的某型交流滤波器被烧毁，导致产品停止工作、不能充电，经该交流滤波器研制生产单位分析认为，该滤波器实效是由其内部的X电容引脚与PCB的焊接点虚焊引起的。今日，工厂再次收到外场返修产品，且该返修产品故障现象与上次故障类似，经了解查明，充电器内部的交流滤波器再次出现烧毁的故障现象。
二、原因和机理分析
问题发生后，相关部门高度重视，按照返修流程向相关部门进行了情况通报，组织人员对产品进行了检查和原因分析，并将该交流滤波器返回研制生产单位进行实效分析，同时选派技术和质量人员一起参加相关工作。
该交流滤波器是由A、B、C三相组成，内部有共模电感及X电容等组件。在对该交流滤波器进行开盖前后，工厂对产品的外观进行了仔细检查，测量了其直流电阻、电感量、电容量等值，发现A相和C相之间的三只X电容中的其中两只电容的封装外壳已出现部分损坏且该两只电容器已失效，另一只X电容已全部碳化，只剩两根电容引脚，其下方PCB板烧穿约6×6mm，A相输出端周围壳体焊缝处焊锡已融化，共膜电感A相绕组已烧断，其磁芯外壳被烧坏。通过以上现象说明，交流滤波器内部PCB出现了大面积的碳化现象，并引起严重的短路现象，使得A、C相电流比B相电流大，导致A相漆包线烧断。为彻底查明故障原因，工厂再上次分析的基础上，借鉴前期其他产品故障分析的经验，重新对X电容出现碳化的现象进行了分析，对电容碳化可能存在的因素进行了逐个分析：
1.固有缺陷。如果电容器内部存在一定程度的空隙等固有微缺陷，该类缺陷会使电容器抗电强度下降，并在一定强度的电场作用下就可能引起电容器击穿，从而造成电容器短路烧毁。另外，固有缺陷会使电容介质损耗增大，空隙处在电场作用下产生漏电而使电容器发热量增加，在电场和热量的不断积累作用下，造成电容器热击穿，短路烧毁。
2.外应力作用造成裂纹损伤。外应力作用通常可分为热应力和机械应力两大类。在焊接或安装过程中，由于外应力作用，电容器内部可能会出现裂纹，从而使得电容参数出现异常。一般情况下，电容器内部裂纹的产生可能导致其产生短路的现象；但当在电场、潮气等综合环境作用下，裂纹处就会逐渐形成漏电通道，导致电容器绝缘电阻和抗电强度下降，从而发生电容器短路、击穿甚至烧毁等现象。由于X电容的工作电压为交流275V，远高于交流滤波器的工作电压115V。而从印制板烧毁的情况来看，印制板底烧毁面积明显大于安装元器件一面的面积，即烧毁现象首先发生在印制板底板。因此，综合上述现象及分析，该交流滤波器短路是由于X电容在装配过程中出现损伤或存在固有缺陷，经过长时间使用后，该电容形成漏电通道，并最终形成短路产生热量，导致焊孔周围PCB板碳化，短路产生的热量导致相应位置的电容温度升高，当超过其允许的最高温度时发生电容击穿烧毁，从而产生上述的A相共模电感的漆包线烧断及X电容烧毁等现象。
三、改进措施
为避免类似问题的重复发生，根据实际情况，制定了相应的解决措施：
1.在供方对发生的问题进行严格归零。一是完善交流滤波器设计，采用金属化过孔处理的PCB电路板，优化焊盘，同时改进降温、散热设计，加强交流滤波器壳体散热速度，降低内部温度，使得电容器不会因短路而烧毁；二是完善工艺文件，将焊接要求操作时间T<10S更改为5S 2.工厂加强对供方的过程控制。一是对供方的特殊过程进行确认；二是派人前往供方对交流滤波器在出所前的温度冲击和振动试验进行全过程检查；三是对供方交付的交流滤波器进行X光抽样检查。 3.做好举一反三工作。一是按照更改后的工艺文件要求，对目前在厂的交流滤波器进行X光检查；二是对在厂装有该交流滤波器的产品进行复查，并对外场产品使用情况进行了解。 当前，随着电子装备科学技术的迅猛发展，元器件的技术、工艺和质量等级都等到了很大提高，而在科研生产过程中，很多承制单位仍存在着“边研制、边生产、边交付”现象，由于经费、进度等各方面的原因，一些产品仍然沿用以前选用的低质量等级元器件，从而影响了产品质量。因此在质量监督过程中，要以可靠性为关注焦点，督促工厂在研制过程中要严格贯彻可靠性设计思想，落实可靠性设计准则，认证开展可靠性预计、分配与分析等工作，加强对产品设计和元器件选型的控制，在生产和使用过程中要加强可靠性管理工作，开展可靠性摸底与鉴定试验，重视元器件二次筛选和质量控制，注重收集产品可靠性数据，进行数据统计分析，适时组织进行可靠性增长，不断提高装备可靠性水平。 1 Multisim简介 Multisim的前身是加拿大Interactive ImageTechnologies公司 (简称IIT公司) 20世纪90年代初推出的EWB软件, 从EWB6.0开始, 专用于电路仿真与设计的模块更名为Multisim, 在2006年年初被美国NI (National Instrument) 公司收购后, 推出了Multisim 9, 功能得到了极大的提升和转变, 实现了Multisim 9与LabVIEW 8的完美结合。2007年8月又发行了NI系列电子电路设计软件, Multisim 10成为其中一个极具特色的组成部分, 成为全球独一无二的交互式电路仿真软件。Multisim软件有着无可比拟的易用性和独特的强大功能, 能够快速、轻松、高效地对电路进行设计和验证。工程师们可以使用Multisim交互式地搭建电路原理图, 并对电路行为进行仿真。 Multisim整个操作界面如同一个实验工作台, 有虚拟电子元器件库、虚拟仪器仪表库和进行仿真分析的各种操作命令。该软件提供的元器件品种齐全、内容丰富, 包括各种分立元件库、模拟集成电路库、数字集成电路库以及混合集成电路库等, 提供的虚拟仪器有常用的电压表、电流表、万用表、示波器等仪器以及不常用的甚至实验室没有配备的如波特图仪、逻辑分析仪、频率计等仪器, 且与实际仪器外型和操作基本一致, 使用者使用虚拟仪器对电路进行仿真实验, 如同置身于实验室使用真实仪器调试电路一样, 非常真实。 2 整流滤波电路分析 整流电路输出脉动的直流电, 其中含有很大的交流成分, 为了使输出电压接近于理想的直流电压, 滤除它的交流成分, 此过程称为滤波, 完成这一任务的电路称为滤波电路, 也称滤波器。 滤波器通常由电容器、电感器和电阻器按一定的方式组合成多种形式的滤波电路。本文以桥式整流电容滤波电路为例进行相关研究。 1) 利用瞬态分析功能分析电容滤波电路原理 首先利用Multisim仿真软件绘制整流滤波电路, 选用参数RL=1kΩ, C=47uF的元器件, 设置交流电压源的电压为20v, 频率为50HZ, 绘制如图1的整流滤波电路。然后通过“放置”菜单命令在滤波之前的变压器二次侧和滤波后放置节点1和节点3, 执行“仿真”→“分析”→“瞬态分析”命令, 在弹出的对话框中设置仿真参数开始时间和终止时间等参数, 关键是在“输出”选项卡中将节点1和节点3设置成待分析的节点, 然后单击“仿真”按钮, 即出现瞬态分析的结果也即电路中节点1和节点3的波形。即可观察到如图2的电容滤波的波形图。通过观察波形图可以得出电容滤波的工作原理如下: 当输入电压u2为正半周时, VD2、VD3导通, VD1、VD4截止, u2给负载供电的同时对电容C充电, 充电电压uc与上升的输出电压u2一致, uc和u2一起达到最大值, 而当u2按正弦规律下降, 电容通过负载电阻放电, uc按指数规律放电而逐渐下降, 当u2的负半周幅度大于uc时, VD1、VD4导通, VD2、VD3截止, u2再次给电容C充电, uc上升到u2的峰值后开始下降, 下降到一定数值时, VD1、VD4截止, 电容C又通过负载电阻放电。电容滤波电路就是在不断的充放电过程中使输出电压趋于平滑。 2) 通过观察示波器的波形变化来研究元件参数变化对桥式整流电容滤波电路的影响 从图2中可以看出, 虽然通过电容滤波使输出电压变得较平滑, 但与平直的稳恒直流电压波形相去甚远, 设想在负载电阻和U2不变的情况下, 增大和减少电容量, 通过示波器观察输出电压的波形来研究电容元件参数变化对桥式整流电容滤波电路的影响。 为了与图2的C=47uF形成可比性, 分别修改电容参数为4.7uF和470uF, 观察到波形的变化如下: 对比图2、3、4电容量从4.7uF→47uF→470uF的波形变化, 随着电容量的增大, 可以看出输出电压波形越来越平滑, 当电容量为470uF时可以从示波器显示的波形上看出输出电压波形基本接近理想的稳恒直流电压波形。这是因为随着电容量增大, 放电时间参数RLC增大, 放电逐渐变慢, 所以输出电压波形越来越平滑。滤波电容C的取值, 工程上一般按经验公式计算, 应当取RLC= (3~5) T/2 (T为变压器二次电压u2的周期, T=0.02s) 。在已知负载RL的情况下, 滤波电容C的取值一般在几百至几千微法。具体滤波电容的电容量选择还应根据参考负载电流的大小进行选择。下表即在桥式整流电容滤波电路参考负载电流的大小且电压参考值UL=12~36V时的滤波电容的选择表。 由于滤波电容较大, 需采用电解电容。使用电解电容时要注意它的极性, 不能接错, 否则电解电容会被击穿。滤波电容在电路中承受最高电压, 所以电容的耐压值一般取整流输出电压的1.5倍左右。 电容滤波一般用大小两个电容, 大电容用来稳定输出, 可以使输出平滑;小电容用来滤除高频干扰, 使输出电压纯净。 3) 利用Multisim仿真软件推导输出电压计算公式 通过观察示波器波形, 可以直观的看到随着电容量的增大, 输出电压波形越来越平滑, 提高了输出电压平均值, 教材中会直接给出桥式整流电容滤波前和滤波后的输出直流电压平均值的经验估算公式, 或是利用微积分知识给出计算公式, 缺乏事实依据或数据支持, 学生难以接受。而在Multisim仿真软件中, 可以利用瞬态分析中的将数据“导出到Excel”功能, 将电压值数据导出到Excel表格后, 求解其在设定的瞬态分析时间参数段内的平均值, 即可得到输出电压的平均值。图5和图6即是在输入电压最大值为20V, 对输出节点3进行瞬态分析, 设定时间参数为0.1s, 自动生成时间步长即为100个时间取样点, 点击“导出到Excel”命令, 即得到图6的对应100个时间取样点的输出电压值, 然后利用平均函数求解输出电压的平均值为16.77 V, 刚好与输出直流电压平均值的经验估算公式UL≈1.2U2吻合。Multisim仿真软件能以事实依据说服学生, 加深学生对公式的印象。 3 结语 同样的研究方法可以推广到其他电路的性能研究, 例如通过修改元器件参数调整不同的静态工作点, 利用示波器等虚拟仪器可以实时动态的观察到静态工作点的变化而引起共射级放大器的输出波形的失真。利用Multisim仿真软件, 可以快速的创建原理图, 通过虚拟仪器观察电路波形图, 可以通过任意修改元器件参数来研究参数变化对电路的影响, 即方便快捷又直观可信, 在提高课堂教学效率同时, 也激发学生的学习积极性, 把学生的感知过程、理解过程、运用过程融为一体。 摘要：Multisim是一种仿真软件, 简单介绍了利用Multisim的瞬态分析方法进行电容滤波电路原理分析、输出电压计算公式直观推导, 以及通过观察示波器的波形变化来研究元件参数变化对桥式整流电容滤波电路的影响。 关键词：Multisim,瞬态分析,整流电容滤波电路 参考文献 [1]陈晓平, 李长杰.电路实验与仿真设计[M].南京:东南大学出版社, 2008年 [2]董玉冰.Multisim9在电子电工技术中的应用[M].北京:清华大学出版社, 2008年 [3]周金球等.基于Multisim软件的项目式教学[J].西安:民办教育研究, 2009年第9期 简要介绍了滤波器的一般原理与Butterworth低通滤波器、高通滤波器和带通滤波器在高台地震台日常工作中的应用. 作 者：陈建军 许玉红 李兴坚 陈军 李东生 CHEN Jian-jun XU Yu-hong LI Xing-jian CHEN Jun LI Dong-sheng 作者单位：陈建军,许玉红,李兴坚,李东生,CHEN Jian-jun,XU Yu-hong,LI Xing-jian,LI Dong-sheng(甘肃省地震局高台基准地震台,甘肃,高台,734300) 陈军,CHEN Jun(甘肃省地震局,甘肃,兰州,730000) 关键词：开关电源；无源滤波器；传导性电磁干扰 中图分类号： TN713.92 文献标识码： A 文章编号： 1673-1069（2016）24-223-2 0 引言 现在电子设备中越来越多的应用到了开关电源，其具有效率高、自重轻、体积小的优点，但是在应用的过程中也发现，开关电源的高频化容易带来噪声，而且在传导和辐射的作用下，开关电源的高频化还会对周围的电磁环境造成污染，不利于周围其他电子设备的运行。因此，在开关电源设计中应该充分考虑设备间的电磁兼容问题，电源产品的电磁兼容已经成为了该产品的重要性能参数。 1 开关电源的传导性电磁干扰 可以将开关电源的传导性干扰分为两个类别，分别为共模干扰、差模干扰，开关管的关断和开通期间产生的干扰为共模干扰，其是一种非对称性噪声，叠加在电源的正负之间。开关管关断与开通期间还会产生差模干扰，差模干扰是对称性噪声，叠加在电源的正负之间。为了使开关电源的电磁干扰得到有效遏制，当前使用的主要方法是噪声源平衡技术、调频——非恒频的PWM技术等。通过具有互异性能的无源滤波器，能够对电源传入开关电源的干扰进行有效抑制，同时也能够对开关电源反向传输电源的干扰进行有效抑制，因此将滤波器加入电源的输入端是一种对传导性干扰进行抑制的有效方法[1]。 图1为传导性干扰模型，反映了典型的反激式开关的传导性干扰问题。图1中的VT为开关管，在关断和开通开关管的过程中，就会产生id（差模干扰电流），差模干扰电流会从输入电源Vs中流过，并且受到电源内阻Zs的阻碍，产生传导性差模干扰电压，主要作用于电源的两端，用ud表示。屏蔽地和散热器是直接连接的，屏蔽体与铁氧体通常也是连接的，铁氧体和变压器之间的分布电容、散热器和开关管底板之间的分布电容与屏蔽地之间的分布电容Cb和A点有关。A点对地之间的电压差会随着VT的开关状态变化而变化，该电压差用uA表示，在uA变化的过程中，Cb上会出现位移电流，用ic1和ic2表示。位移电流会通过负端电源线和正端电源线，然后受到负端接地电阻和正端接地电阻的影响，从而产生共模传导性干扰电压，用u1和u2表示。为了使id、ic1、ic2的影响减小，就必须使开关电源传导性电磁干扰减小[2]。 id可以通过Cd2、Cd1、Ld获得低阻抗通路，从而使id中流过的电源减小，达到使ud减小的目的。降低共模干扰电路图中，降低共模干扰主要是通过虚线框内的Cc2、Cc1、Lc2、Lc1组成的电路来完成的。共模电流的低阻抗通路主要是通过Cc2、Cc1提供的，达到了使u1、u2减少的目的。共模回路是屏蔽地和电源线共同构成的，通过Lc2、Lc1能够使回路的阻抗增大，此时的共模电感Lc2、Lc1流过ic1时，就会出现方向相反、大小相等的电动势，两个电动势的相互抵销，会有效地减小共模电流ic1。与此同时还要对结构和电路进行合理设计，这样能够使Cb进一步减小，从而使ic2得到减小[3]。 2 无源滤波器 2.1 无源滤波器的结构和原理 无源滤波器是一种无源网络，其包括电子元件、电容和电感，其目的在于对线路中干扰信号的传播进行抑制和衰减。作为一种低通元件，电源线滤波器隶属于无源滤波器，不同的电源线无源滤波器能够抑制不同的频率。 在电源开关中，电磁干扰主要是通过电源线来传出和传入设备的，为了避免电磁干扰在设备中的传出和传入，应该将无源滤波器安装在设备电源接口处。只有电源频率才能通过无源滤波器，而电磁干扰的频率高于电源频率，这样就可以很大程度地衰减和抑制电磁干扰。 传导发生问题可以通过无源滤波器来解决，但是在原线上的传导发射还会对导线的辐射发射造成影响，所以为了减小设备的辐射发射，也可以使用无源滤波器。图2为无源滤波器原理结构图，在零线和火线之间跨接差模滤波电容（CX），对于差模电流而言，差模滤波电容能够起到旁路的作用，此时取0.1-1LF为电容值。在机壳地与零线或火线之间跨接共模滤波电容（CY），对于共模电流而言，共模滤波电容能够起到旁路的作用。此时要注意对共模滤波电容的电容值进行控制，一般情况下不超过10000pF，这是由于相关安全标准，对漏电电流具有一定的限制。 一般滤波器中往往只安装共模扼流圈，其作用在于通过漏电感来产生一定的差模电感，从而抑制差模电流。如有需要涉及时还可以对共模扼流圈的漏电量进行适当地增加，从而使差模电感量提高。应该根据所需滤除的干扰频率来确定共模扼流圈的电感量，干扰频率越高，所需的电感量越小，共模扼流圈的电感量最小为1mH，最大能够达到几十mH。要对开关电源电路产生的低频，高强度干扰问题进行解决，就应该提供大于CX差模衰减的衰减，这就需要使用到差模扼流圈。 2.2 无源滤波器的器件选择 2.2.1选择无源滤波器的电容器 电容器的频率范围会受到其材料的影响，应该尽量选择频率高、特性好的电容器。当前常见的电容类型主要有铝电解电容、电解电容、纸介电容、聚酯树脂电容、高介陶瓷（独石）电容、云母低损陶瓷玻璃电容、聚苯乙烯聚丙乙烯电容。其中铝电解电容和电解电容属于低频电容，纸介电容、聚酯树脂电容、高介陶瓷（独石）电容为中频电容，高介陶瓷（独石）电容介于中频和高频之间，云母低损陶瓷玻璃电容、聚苯乙烯聚丙乙烯电容属于高频电容。 除此之外，还应该选用残余电容小的电容，这是由于插入损耗会随着跨接电容CX的增大而增大，因此在对差模噪声进行滤除时，还要同时滤除通路中旁路电容的高频噪声。此时应该注意到电容引线对滤波效果会产生一定的影响，电容器的频率和容抗成反比关系，因此应该在地线和信号线直接并联电容，从而对高频噪声进行旁路。 C和等效电感等效电感（ESL）共同组成了电容的谐振频率，电感值或电容值的增大会降低谐振频率，从而降低电容的高频滤波效果。因此电容的引线长度是电容器的重要参数，引线的长度与电感成正比，加长电容引线有利于降低电容的谐振频率，因此应该尽量选用以前较短的电容器。有两种基本的方法可以使电容器对高频干扰旁路的效果得到提高，一种方法是在电容安装时尽量缩短电容的引线，电容引线的长度也包括线路板上等效到电容引线的轨线长度。另一种方法是选择合适的电容种类，尽量使用具有较小电感的电容。 当前用最广泛的电容器是陶瓷电容器，这种电容器比较适合射频滤波，尽管陶瓷电容器的独石电容并非专业干扰滤波器件，但是陶瓷电容器的一个重要特性就是有较好的高频特性，而且没有引线。 2.2.2选择电磁干扰抑制铁氧体 在开关电源，电磁兼容性设计中一般选择软磁材料作为磁性材料，要求软磁材料必须具有较高的饱和磁感应强度、电阻率和磁导率，具有狭窄的磁滞回线和较小的矫顽力。一般情况下在铁氧体上绕制共模扼流圈，从而获得较大的电感量，并且排除了磁心饱和的风险。在铁粉磁芯上绕制差模扼流圈，其具有较低的磁导率，但是不易出现饱和。还有一些情况下，为了避免磁心饱和，要在磁路开放的磁心上绕制差模扼流圈，这样可以使磁芯中的磁通密度减小，尽量避免磁心饱和的现象。作为高效的磁场接收器件，电感会收集周围的干扰，形成新的干扰，因此必须采取相应的屏蔽措施。共模滤波是最常用的电磁兼容，这是由于大部分电磁干扰都是从空间向线缆上耦合的。但是共模滤波会形成共模电压干扰电压，必须对干扰电压低频噪声进行滤除，对于低频段传导干扰的抑制作用会随着电感值的增大而增大。 2.3 无源滤波器的电路设置 本文将反激式开关电源传导干扰模型中的开关源等效作为一个负载RL，把开关电源输入端等，正负端接地电阻并入RS，电源输入端加入的无源滤波器原理图，电源输入端加入的滤波器开关电源电路图。对差模噪声的抑制主要通过Cd、Ld来完成，选择具有良好的M-F特性以及不容易饱和的铁芯材料来作为Ld的铁芯。使用聚酯薄膜电容或陶瓷电容心作为Cd，保障其具有一定的耐压值。共模噪声的抑制主要通过Cc和Lc来完成，可以以实际噪声源的特征为依据对参数进行相应的调整。 3 无源滤波器在开关电源中的具体应用 在轨道交通的空调开关电源电路中，可以用无源滤波器，并取得较好的应用效果，对轨道交通空调开关电源中的电磁干扰进行有效地滤除，具体应用方式如下。 在车用牵引逆变器的IPM驱动电源电路中应用无源滤波器，将单端反激式电流控制型的UC2843驱动芯片安装于IPM驱动电源电路之中，并使用断续式的电流工作模式，具有良好的过流保护功能和输出稳压。 将无源滤波器加入开关电源的输入端，本文选择的无源滤波器的参数为Cc：0.047μF，Lc：10mH、Cd： 0.1μF、Ld：0.1 mH。，将输出端滤波器放置在次级电源中，能够对输出端的差模干扰进行有效抑制，其中Cd2： 1μF、Lc2：0.1 mH。 6.13μs为干扰信号的周期，与之相对应的IPM开关频率应该是16.3kHz，滤波器输入端的电压用Vin表示，其波形为曲线W1，干扰电压的幅值约为2V。滤波器输出端的电压用Vo表示，其波形为曲线W2，此时干扰信号的幅值为0.2V左右。由于无源滤波器具有双向性的特点，能够对IPM开关反馈的干扰信号和输入电源的干扰信号进行同时滤出，因此开关电源的电磁干扰能够得到有效地抑制和削减，具有良好的应用效果。 4 结语 在现代电子设备中，开关电源的应用越来越广泛，而开关电源高频化带来的大量噪声，也对开关电源的应用造成了不利的影响。当前各国都对电器产品的电磁兼容提出了一定的标准和规定，将电源产品的电磁兼容指标作为其重要的性能参数。通过对开关电源传导性电磁干扰机理进行分析，本文认为要减少开关电源的传导干扰，可以使用无源滤波技术，可以使用无源滤波技术元件特性，通过选择合适的元件能够提高无源滤波器的应用效果。 参 考 文 献 [1] 汪力，程剑兵，王显强，张伏生.基于多目标粒子群算法的无源电力滤波器优化设计[J].电力系统保护与控制，2011（08）. [2] 褚元好，孙文栋，康锦鹤，高军伟，姜志彬.开关电源系统设计[J].电子制作，2013（14）. 常见的多频段滤波器设计方法有两种:第一种，由多个滤波器通过不同方式组合构成，包括:(1)宽通带滤波器与带阻滤波器串联的组合[1,2,3];(2)工作在不同频率处的多个带通滤波器的并联组合[4,5,6,7,8,9,10]，这种方法设计的滤波器一般体积较大，损耗也不小。第二种方法是利用谐振器的寄生谐振频率来设计多频滤波器[11]，这种形式的滤波器存在的缺憾是两个通带特性是相互关联的，设计的滤波器不够灵活，两个频带不能进行独立控制。 本文提出一种新颖的谐振结构，由于结构类似于汉字“凸”，因此起名为“凸”型谐振器，通过对该结构的谐振模式进行分析，最后选用合适的馈电结构和物理参数设计双频滤波器。 1 双频滤波器的结构 在多频滤波器的设计中，高性能谐振器主要是指谐振器具有良好的谐振特性，尤其是前几个谐振频率较容易控制，直接关联到多频滤波器通带频率的可控性。采用的谐振器结构如图1所示，它由两个相同的平行耦合线和两段不同长度的微带线组成，其中谐振器两端的耦合线长度均为第一个通带频率处的λ1/4，另外两段微带线长度为第二通带频率处λ2/4,3λ2/4，主要起着调节滤波器第二个通带的作用。馈电方式采用同方向侧面耦合馈电的形式，也可以把馈线弯折从左右两面进行馈电。 2“凸”型谐振器分析 采用弱耦合的方式对图1的谐振器进行分析，在仿真过程中考虑金属损耗和介质损耗，介质板是Rogers 4350B的板材，介电常数是ε=4.38，介质厚度是h=0.762 mm，损耗角正切δ=0.003 7。利用三维电磁仿真软Ansoft HFSS进行建模，耦合线长度是13 mm，线间距离为0.15 mm，线宽为0.35 mm，谐振器中间微带线长度为9 mm，线宽为0.35 mm，通过弱耦合馈入电磁波信号，得到谐振器的频率响应，图2给出了仿真的谐振器的传输模式曲线，可以看到谐振峰的位置分别为2.25 GHz、2.6 GHz、3.79 GHz、4.1 GHz。其中，谐振峰中f1、f2靠得较近，f3、f4相邻，这样的频率响应使得可以利用该谐振结构设计双频滤波器，使f1、f2处于滤波器的第一通带，f3、f4处于第二通带。设谐振器两端的耦合线长度为l，研究谐振器的传输模式随耦合线长度l的变化，图3给出了l分别为13 mm、15 mm、17 mm的谐振模式分布曲线。经过图中的观察分析，随着谐振器两端耦合线长度的增加，4个模式的谐振频率整体向低频率移动。此时推断参数不只是仅仅改变了滤波器的第一通带的选频特性，第二通带的频率位置也会受到影响，变化会比较大。 在仿真时选用侧面馈电的形式，考虑到实际制作工艺的限制，耦合线间距太小不易实现，同时要考虑到馈源与负载间只有得到充分的耦合，能量才能更好地进行传递，综合考虑，选取耦合馈线和谐振器的距离为0.15 mm。馈线与负载耦合线的长度通过电磁仿真确定，如图4所示，分别给出了耦合馈线长度为l2=9 mm,L2=13 mm时滤波器的频率响应曲线，图中显示，滤波器对第一通带和第二通带间的频段抑制效果良好，但谐振峰f1、f2并没有形成滤波器的第一个通带。图5给出了未加载开路枝节的滤波器仿真结果。这就需要寻求一种方法把f1、f2组合到一起的办法，通过在滤波器结构上作一些变化，最终选取在谐振器底部中间位置加载一段开路枝节的办法解决。 在谐振结构下方加载开路枝节后的滤波器结构如图6所示，设开路枝节的长度为L;宽度为W，如何选择加载的开路枝节的长度和宽度，枝节太长会影响通带频率的位置，太短对滤波器的性能没有改善，图7给出了当W=2.0 mm,L=2.5 mm和W=1.5 mm,L=3.0 mm时滤波器的频率响应，有图中的仿真结果发现，两种情况下均不能达到设计要求。运用HFSS的参数优化功能，经过多次仿真优化分析，最终选取W= 3 实物和测试结果 为验证该滤波器结构，进行了实物加工测量验证，加工采用的介质板是Rogers 4350B的板材，介电常数ε=4.38，介质厚度h=0.762 mm，损耗角正切δ=0.003 7。滤波器的实物结构如图6，其中所标记得参数尺寸为，w=2 mm,L=3 mm,L3=11 mm,L1=35 mm,L2=13 mm,g1=g2=0.15 mm，滤波器S参数测量采用Agilent N5230C矢量网络分析仪，稍加一个开路枝节进行微扰，为使信号源负载间无反射传输，采用合适的耦合馈电的办法，测试结果如图8所示，工作频率是2.4 GHz和4.0 GHz，其中第一通带的3 d B带宽为260 MHz，第二通带的3 dB带宽为270 MHz，在两个通带之间的频率部分抑制效果良好，实验证明文中提出的谐振器确实可以实现双频带的带通滤波器响应。 4 结束语 失效定位 通过对4个产品测试数据分析、曲线对比确认是输入曲线的高频端, 传输曲线下陷, 造成插入损耗和通带波动指标超差, 即插损与波动指标超差是造成整机增益下降的主要原因。 机理分析 图1为该产品的总装结构图, 图2为该产品相关部分工作等效电路图。 由产品相关部位原理图可以看出, 产生此类现象的主要相关因素有:晶体、电容、电感三种元件。以下主要是对相关元件的测试分析与确认。 晶体元件 晶体元件是属于该产品的核心元件, 它的加工质量和长期工作能力直接决定了成品滤波器的各种电气特性。由于反馈的产品问题主要在插入损耗和通带波动上, 根据滤波器设计相关理论, 在晶体指标中有以下几种指标会影响到这两项指标: a.晶体频率长期累计漂移b.晶体等效电阻累计漂移。 根据晶体长期工作的特性, 有以下理论: (1) 绝大多数晶体元件产品频率老化曲线为对数曲线, 在一定时间 (一个月) 后, 晶体的频率漂移接近于很小的数值, 一般小于2ppm/年。 (2) 晶体等效电阻的长期老化曲线为无变化或少量波动。 (3) 晶体长期工作时, 发生频率和电阻大的漂移原因为产品密封不符合要求。 根据以上理论对反馈产品的晶体元件进行了以下检查: (1) 晶体元件电气特性检测 使用石英晶体元件检测系统:250Bπ网络测试系统, 对反馈产品使用石英晶体元件进行检测, 并与设计要求进行比较, 未发现频率偏移与等效电阻有超规现象。 (2) 密封特性检测 使用气密精密检测法:氦质谱检漏法对反馈产品使用石英晶体元件检测, 以确定该元件的气密特性。经检测, 未发现石英晶体元件有气密不良情况存在。 通过以上分析与检测, 初步判定产品不良原因与石英晶体元件无关。 电容元件 电容元件在电路中的主要作用为:调节石英晶体元件负载电容, 使其工作在设计的谐振频率段, 与电感元件共同作用, 展宽滤波器产品的工作频率。使用不同温度组别的产品, 补偿石英晶体滤波器的温度工作特性。 由以上理论, 结合产品出现的异常现象为:产品在各个温度几乎同步出现异常, 初步排除电容类产品可能出现异常。经检测拆解元件, 测试值与设计要求基本一致。 电感元件 电感元件在电路中的主要作用为:与电容元件共同作用, 展宽石英晶体滤波器产品的工作频率;在输入、输出过程中, 完成阻抗匹配;调整和匹配石英晶体元件的负载。 由于石英晶体元件为特殊定制产品, 对电感匹配特性要求敏感。滤波器使用电感产品加工量小, 规格复杂多, 难以采购。由以上原因, 该成品使用的电感元件为手工加工, 使用具有一定磁通量的磁芯绕制。 电感线圈生产处理过程如下: 分析电感线圈对产品长期工作特性中插入损耗和通带波动的影响, 主要有: (1) 电感线圈的电感量漂移, 造成产品频率传输特性漂移。 (2) 电感线圈的互感量漂移, 造成阻抗匹配异常, 影响传输效果。 造成电感线圈电感量/互感量漂移的主要原因有: (1) 使用磁芯磁通量的长期变化。 (2) 手工绕制品, 线圈固定松动。 鉴于以上理论分析和测试, 初步判定异常原因为:电感线圈在长期工作后电感量/互感量漂移。为判明产品漂移发生点, 对产品开启后, 进行了以下试验: (1) 调节替换输入输出匹配线圈, 观察产品传输图形变化, 未发现传输图像有明显变化, 仍为异常。 (2) 调节原理图中的C4电容容量, 发现匹配容量加大后, 传输曲线有恢复正常的现象。由此判定, 组合中的元件C4//L4存在变异。对拆解品进行电感量复测, 虽然测试结果符合设计要求, 但接近设计下限。经了解该批产品加工过程得知, 06年该批产品加工周期紧急, 产品开发周期短, 在线圈老化时间上, 没有后期加工采用的时间长, 个别产品可能存在不充分的因素, 在长期工作后, 线圈电感量变化, 导致成品测试传输曲线异常。相关过程分析图如下: 机理分析结论:手工绕制的电感线圈L4在长期 (8年) 工作/储存后, 自然老化, 匹配失谐, 导致成品测试异常。 3问题复现 使用测试值OK的L4产品替换反馈异常产品的C4//L4组合中的L4, 调整C4, 同时观察传输曲线, 可以发现, 传输曲线有从轻微不合格到合格再到轻微不合格的变化, 证明C4的覆盖范围正常。将反馈异常产品的L4替换到传输曲线正常的产品上, 再测试其传输曲线, 曲线有恶化趋势, 调整C4加大后, 传输曲线可以恢复正常。 通过上述试验, 确认电感线圈L4的电感量变化是导致晶体滤波器指标超差, 整机增益下降的主要器件。 结语 此次反馈异常为2006年生产, 其后, 根据生产情况和认知提高, 已于2008年~2010年, 两次调整生产准备时间:精心挑选性能稳定的磁性材料, 将磁芯老化时间加长, 增加温度冲击循环次数。 1 已有的交通拥堵分析方法 交通拥堵分析是认识和治理交通拥堵的前提和基础。在拥堵治理阶段，交通拥堵分析主要是利用既有的数据成果，对城市交通拥堵的分布规律和发展趋势进行研究，为制订应对方案缓解和解决城市交通拥堵问题服务。在这一阶段，早期的研究成果侧重于从管理学的角度对个别城市交通拥堵的成因[2,3]、治理对策[4,5]、治理途径[6,7]等进行研究。其中，“成因分析+对策建议”是这一阶段的主要研究模式，研究方法主要以实证分析等定性分析方法为主，定量分析明显不足，成为科学治理交通拥堵的短板。 交通拥堵是在特定时间、特定地点发生的交通量大规模无序聚集的异常事件。从长期的跟踪分析来看，其在时间上具有特定的分布规律，这于开展针对性的交通流疏导和相关人、物治理资源的有效配置是有力的。交通拥堵在工作日早、晚高峰期间集中发生的特点已被管理者和研究者广泛认同，但是对全年交通拥堵的分析方法及分布规律的研究却鲜有成果出现。本文以交通拥堵指数数据为例，利用信号滤波技术重点对全年交通拥堵变化规律的分析方法进行了探讨。 2 交通拥堵指数的分析方法 在当前交通拥堵治理不断推进的背景下，除限制车辆使用的管理措施外，其他治堵措施的成效往往是短暂的，且同时受到激增的汽车保有量的抵消，使得交通拥堵治理措施对交通拥堵水平的长期影响相对较小，因此在一定的日期长度上交通拥堵水平更多地受常规因素(如气候、节假日、路网结构和容量等)的影响而保持一定的稳定性。 2.1 数据样本 以杭州市交通拥堵指数实时监测平台2011～2014年间的日交通拥堵指数数据为分析样本，统计周期共计1 461 d，其中有效数据1 362条，数据有效率为93.22%。 日交通拥堵指数是对全天交通拥堵路段分布长度、持续时间、严重程度等数据的综合度量，能够有效反映全天的交通拥堵水平。相应的交通拥堵指数由市区近万辆出租车的GPS数据和约300条道路上的车辆微波检测器数据，通过对实时数据及历史数据的挖掘分析计算得出。指数采用0～10的评分机制，数值越高表明道路交通拥堵越严重，具体分级标准如表1所示。 滤波分析 第4篇
滤波分析 第5篇
无源滤波器在开关电源中的应用分析 第6篇
“凸”型谐振结构双频滤波器分析 第7篇
LST晶体滤波器失效分析与控制 第8篇
滤波分析 第9篇
2.2 散点图分析
利用散点图对全年交通拥堵指数的变化规律进行初步分析。以天为单位，分别作2011～2014年的日交通拥堵指数散点分布图，可以发现数据随日期的变化呈现一定的趋势，但是短期内数据变化相对频繁，不同日期的交通拥堵水平差异较大;以4年内同日期的日交通拥堵指数平均值为分析样本作变化趋势线，则交通拥堵水平的逐日变化趋势更加明显，但是波动频率和幅度仍然较大，不利于变化趋势的深入分析。
2.3 信号滤波分析方法的实现
虽然日交通拥堵指数平均值的变化曲线振荡性比较严重，但从长期来看也表现出明显的变化趋势，符合信号处理的基本特性。为保证日交通拥堵指数平均值取样周期与信号处理需求的一致性，在此约定以天(d)为周期的时间单位，而频率则表示为周期的倒数，即
式(1)中fTPI为日交通拥堵指数的变化频率，当量Hz;TTPI为日交通拥堵指数的变化周期，d。
2.3.1 定义信号序列
以全年日交通拥堵指数平均值为样本序列(简称日交通拥堵指数序列)，则可以认为得到一组以1d为采样周期的时域离散信号，采样频率为1当量Hz。该组信号序列可以表示为
nT代表采样日期，同时表示交通拥堵指数采样值的前后顺序，记为k，得到
考虑日交通拥堵指数的计量误差及天气、交通治堵措施、临时交通管控等因素对交通拥堵水平的影响，日交通拥堵指数序列可以表示为
式(4)中xADTPI(k)为第k个采样日期的日交通拥堵指数平均值;x0(k)为消除计量误差和其他临时性因素对交通拥堵水平的影响后的日交通拥堵指数，表征了年内交通拥堵水平的变化趋势;w(k)为计量误差及天气、交通治堵措施、临时交通管控等临时性因素对交通拥堵的影响，在此统称为干扰;k为采样周期序号，即全年的日期序号。
通过以上分析，日交通拥堵指数序列主要由日交通拥堵指数的变化趋势和干扰组成，引入信号分析理论对日交通拥堵指数序列中的干扰进行处理。
2.3.2 信号谱频分析
信号的频谱分析是将信号序列按信号频率顺序展开，得到频率的函数及其变化的规律。通过对日交通拥堵指数序列进行频谱分析，可以明确日交通拥堵指数序列中干扰信号产生的高频波动的频率范围，为过滤干扰信号做准备。
离散傅里叶变换(discrete fourier transform,DFT)是进行信号频谱分析和处理有限长序列的有效方法，可以完成信号的时间函数与频谱函数之间的正反变换。傅里叶变换将时域信号分解为不同频率的正弦信号或余弦函数的叠加，在离散情况下，该变换一定存在。傅里叶变换的基本原理[8]如式(5)所示。
式(5)中f(m)为在某时间段等距取N个抽样时间m处的样本值;F(k)为f(m)的一个离散傅里叶变换或离散频谱。
通过傅里叶变换对信号频域进行分解，频率越大说明原始信号的变化速度越快;频率越小说明原始信号的变化越平缓。高频分量解释了信号的突变部分，而低频分量则决定了信号的整体变化趋势。对于日交通拥堵指数序列，高频分量对应干扰产生的高频波动，而低频分量则表征了交通拥堵的变化趋势。在此以能量谱表示频率的分布，可以表示为
利用Matlab软件对日交通拥堵指数序列进行频谱分析，以能量谱表示的结果如图2、图3所示。由图可知，日交通拥堵指数序列的主要能量分布在低频分量部分，但是高频分量却严重影响了交通拥堵指数分布曲线的平滑性，因此需要过滤该序列的高频分量，以还原交通拥堵的变化趋势。
2.3.3 高频分量的滤波方法
滤波技术是将检测信号中特定波段频率滤除的操作，是抑制和防止干扰并获取有用信号的重要手段。在以上对日交通拥堵指数序列进行频谱分析的基础上，利用巴特沃斯低通滤波器对该信号序列进行过滤，以获取交通拥堵的有效变化趋势。该滤波器的幅频特性[9]可以表示为
式(6)中G(jω)为幅频响应;ω为输入频率;n为滤波器的阶数，n=1,2，…，ωp为通带截止频率，即频率高于ωp的谐波基本上不能通过滤波器，rad/d;其n阶传递函数可以表示为
为确定滤波器的主要参数，假设日交通拥堵指数以周为周期发生短期的周期性变化。在数据样本中按周进行统计得到148个数据完整周和123个完整工作周(不含节假日)。相应的交通拥堵指数分布如图4所示，周一至周日期间日交通拥堵指数的变化趋势明显且相对比较稳定。所以，在不考虑其他因素的影响时，交通拥堵指数以周为周期呈现周期性变化的假设是合适，符合交通拥堵指数的实际分布。
在此取日交通拥堵指数变化趋势与干扰信号的临界周期为7 d，则可接受的日交通拥堵指数的最小变化周期为7 d，变化频率为0.14当量Hz，因此取通带截止频率ωp=0.14×2πrad/d、阻带截止频率ωs=0.15×2πrad/d;而通带最大衰减和阻带最小衰减取一般值:αp=1 dB、αs=14 dB，则该巴特沃斯滤波器的频率响应曲线可以表示为图5。
2.3.4 交通拥堵变化趋势的提取
利用Matlab软件设计巴特沃斯低通滤波器进行日交通拥堵指数序列的低通滤波，得到滤除干扰后交通拥堵指数的变化趋势，结果如图6所示。在该图中，日交通拥堵指数的高频波动被滤除，其随日期的变化趋势更加显著，全年比较大的波动期主要分布在1月、2月、10月、12月等，3～9月之间日交通拥堵指数相对更为稳定，指数主要分布在4～6之间。
2.4 信号滤波分析方法的应用
基于以上建立的日交通拥堵指数的信号滤波分析方法，以2013年的日交通拥堵指数数据为例，对该年度交通拥堵指数的变化趋势进行处理，结果如图7所示。
为保证滤波结果的有效性，日交通拥堵指数滤波前后的容差值应控制一定的范围内。在此以均方根误差指标进行衡量，其计算公式为[10]
式(8)中xi为第i个日交通拥堵指数样本数据;为滤波后的第i个日交通拥堵指数样本数据;n为样本中数据的个数。
经计算，2013年度日交通拥堵指数滤波前后样本数据的均方根误差为RMSE=0.211 1，小于日交通拥堵指数的容值差0.5，能够满足数据分析的需要。
3 结论
通过对年度交通拥堵指数分析方法的研究，基于信号滤波技术，提出了交通拥堵指数数据序列的定义、谱频分析和滤波器的构建方法，滤波后交通拥堵指数年度变化曲线平滑，变化趋势清晰，能够反映全年交通拥堵的分布规律，可以为交通拥堵治理决策和相关人、物治理资源配置提供支持。当前城市交通拥堵治理工作已经进入精细化阶段，在结合交通拥堵空间分布规律开展定点防治的基础上，还应根据交通拥堵的时间分布规律和发展趋势建立交通拥堵防治的长效机制，这是保障交通拥堵治理成效的重要途径。
参考文献
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滤波分析 第10篇
直流电容是有源电力滤波器APF(Active power filter)中逆变器的重要电气器件,它实现直流母线电压的稳定和APF能量的储存与交换。直流电容的损坏将破坏能量的交换,使APF丧失谐波抑制和无功优化功能[1]。文献[2]从电容器的设计、工艺和运行环境方面对电容器的损坏进行了普遍性分析,并提出了相应的解决方法,华东电力试验研究院研究得出滤波电容器的损坏与工艺缺陷、电容器设计场强过低有关的结论,但都没有分析直流电容器纹波电流对电容器损坏的影响。
1 现场现象
配电网系统中,非线性负荷、冲击性负荷会产生大量的谐波电流和无功功率。为了优化电网系统的用电环境,应用并联接入式APF对非线性负载产生的谐波进行抑制、对无功进行优化[3]。三相三线并联电压型APF的主电路结构图如图1所示。APF的直流母线总电容C由15个5 600μF的电容器5并3串组成;均压电阻由3个2kΩ电阻串联构成。
2009年7月12日,某工厂中频炉运行的混合式有源滤波器(HAPF)的4个直流电容爆炸,用兆欧表测量得知,APF的直流电容共有4个损坏。
2 问题分析
2.1 电容参数
APF机柜采用爱普科斯直流电容,其型号为B43310-A5568-M,主要参数见表1。
2.2 均压电阻分析
工程中,APF电容的均压电阻理论设计值[3]为:
实际APF电容的均压电阻为6kΩ,大于理论设计值,说明电容的损坏与均压电阻关系不大。
2.3 现场工况分析
中频炉控制系统如图2所示。混合式有源滤波器HAPF综合优化中频炉产生的谐波和无功,混合补偿时,系统有时会发生谐振现象,故在APF控制软件中进行了抑制系统谐振算法处理。当DSP检测到负载电流波动斜率较大,认为系统即将发生谐振时,APF闭锁PWM,1秒后再启动PWM。反复启停PWM,以致直流母线电压出现波动。直流母线在1秒放电和0.01秒充电情况下的电压示波图如图3所示。
APF的直流电容充电方程为:
求解得:
由图3可得方程式:
求解得τ为0.007 9s。
电容充电时电流为:
计算得充电电压、时间、电流值见表2。
从爱普科斯电容频率与电容纹波电流的关系可知,当直流母线的充放电频率为0.99Hz时,电容容许的纹波电流约为额定电流的0.1倍。由表1可知,85℃/120Hz条件下的额定纹波电流为13.3A,因此本文电容容许的纹波电流约为1.33A;而表2显示电容电流大于1.33A,因此对电容的损坏很大。
2.4 初步结论
由以上的分析可以得出如下结论:
(1)3个2kΩ电阻串联符合设计理论要求,对电容影响不大。
(2) APF抑制系统谐振时,PWM反复间歇1秒输出,导致大于1.5A的低频纹波电流产生,加速了电容器的损坏,使电容器发热而爆炸。
3 解决方案
为确保中频炉的正常运行,防止APF抑制谐波电流时配网系统发生谐振,采用自适应法利用学习机对历史数据进行分析,预测控制PWM输出,实现有源滤波和无功补偿功能,达到抑制中频炉系统谐振的目的。APF自适应控制算法方框图如图4所示。自适应控制系数,指令参考电流和参考节点电压u的关系为:
根据中频炉的运行状况,通过分析指令电流历史数据,DSP自适应调节PWM输出条件的阀值。当中频炉系统谐振为大概率事件时,闭锁PWM,APF退出电网系统;当系统电流为正常范围内时,APF实时抑带制谐波电流。
APF系统采用自适应调节阀值算法,有效减少了PWM闭锁现象,从而抑制纹波电流,防止APF直流电容损坏。
参考文献
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并联有源滤波器与无源滤波器的研究 第11篇
关键词:有源滤波器;无源滤波器;混合型有源电力滤波器
在各种有源电力滤波器中单独使用的并联型有源电力滤波器是最基本的一种,也是工业中应用最多的一种。与无源滤波器相比有源滤波器有很多优点,但由于使用电力电子开关,因此有源电力滤波器成本高,要在配电系统中广泛推广还有困难。有源电力滤波器的成本的与容量成一定的比例关系,因此对于一定容量的非线性负载,如果能减小有源电力滤波器的容量就可以减低成本。为此人们提出了将无源滤波器与有源滤波器结合起来组成混合型有源电力滤波器(Hybrid Active Power Filter-HAPF),其基本思想是利用LC滤波器分担有源滤波器的部分补偿任务。它一方面克服了单独使用无源或有源滤波器的不足,另一方面又可以有效降低有源滤波器的容量,从而可以有效降低成本。
一、并联有源滤波器与无源滤波器的连接方式
并联型有源电力滤波器与LC滤波器混合使用的方式又可分为两种:一种是有源电力滤波器与LC滤波器并联;另一种是有源电力滤波器与LC滤波器串联。
图1所示为并联有源电力滤波器与LC滤波器并联方式的两种形式。图1(a)的方式中,有源电力滤波器与高通滤波器均与谐波源接入并联电网,两者共同承担补偿谐波的任务,高通滤波器主要补偿较高次的谐波。这里,高通滤波器,一方面用于消除补偿电流中因主电路中器件通断而引起的谐波,另一方面它可消除补偿对象中次数较高的谐波,从而使得对有源电力滤波器主电路中器件开关频率的要求也可以有所降低。
这种方式中,由于LC滤波器只分担了少部分补偿谐波的任务,故对降低有源电力滤波器的容量起不到显著的作用。图1(b)的方式,LC滤波器包括多组单调谐滤波器及高通滤波器,承担了绝大部分补偿谐波和无功的任务。有源电力滤波器的作用是改善整个系统的性能,其所需的容量与单独使用方式相比可大幅度降低。但是从理论上讲,凡使用LC滤波器均存在与电网阻抗发生谐振的可能,因此在有源电力滤波器与LC滤波器并联使用的方式中,需对有源电力滤波器进行有效的控制,以抑制可能发生的谐振。
图2所示为并联有源电力滤波器与无源滤波器串联方式。该方式中,无源滤波器由调谐在5、7和11等次的单调谐滤波器,或者一个高通滤波器并联构成,谐波和无功功率主要由无源滤波器补偿,有源电力滤波器的作用是改善LC滤波器的滤波特性,它只需补偿LC滤波器未能补偿的谐波,并克服LC滤波器易受电网阻抗的影响、易与电网阻抗发生谐振等缺点。然而,在这种方式中,有源电力滤波器不用承受交流电源的基波电压,而且只需要提供很小的补偿电流,因此,其所需装置容量不是很大。
二、并联混合型有源电力滤波器的补偿原理与补偿特性
根据图2,可以画出并联混合型有源电力滤波器的单相等效电路[10],如图3所示,其中ZS为系统阻抗,ZF为LC滤波器的总阻抗(为讨论方便,下面将系统和LC滤波器的基波阻抗记为ZS和ZF,而谐波阻抗记为ZSH和ZFH),uS、uAF分别表示系统电压和APF输出电压,iS、iL、iF分别表示系统侧电流、负载电流和滤波器支路电流。
采用电流比例控制,控制APF的输出电压等于系统侧谐波电流的K倍,即
uAF=KiSh
这里将有源滤波器等效为一个受控电压源,则整个电路为线性电路,可以利用迭加原理对图4进行分析。
在理想情况下,通过控制混合型滤波器中有源部分的输出电压即可达到补偿谐波的目的。此时,由于无源滤波器在谐波下的阻抗很小,使得有源滤波器的输出电压uAF也很小,使其容量仅占整个滤波器容量很小的一部分,整体的成本得以下降。同时,当无源滤波器和电力系统之间的并联阻抗在某次谐波下接近无穷大时将会发生并联谐振,有源滤波器的投入使得无源滤波器支路对各次谐波阻抗均为零,不会达到并联谐振的条件,可以抑制并联谐振的发生;当无源滤波器和电力系统之间的串联阻抗在某次谐波下接近零时,只要它们之间有一定的谐波电压就会导致谐波放大,发生串联谐振,有源滤波器的投入使无源滤波器和电力系统串联阻抗之间的谐波电压为零,可以有效地抑制串联谐振。
滤波连接器可靠性分析及对策 第12篇
1 滤波连接器发展现状
在国外,滤波连接器从20 世纪60 年代开始起步,至今已有50 年的历史。产品最先应用于军事领域。随着工业生产自动化及计算机的高速发展,通信、医疗等民用领域已经大量使用了滤波连接器,目前主要应用领域有机载数据链系统、无线电通讯设备、敌我识别系统、地面指挥系统、卫星导航等,在民用领域主要应用在通讯基站、民用飞行导航、医疗等设备上。
国内滤波连接器起步较晚,从上世纪80 年代开始兴起,经过多年的发展,生产工艺和质量水平有了较大提升,部分产品的技术水平已经达到国外同期水平。但是与国外相比,产品的总体应用水平滞后,产品用量少,且应用领域集中,大部分产品都用于电台通讯、航电系统、卫星通信等领域,在民用领域只有通信领域有少量应用。国内几个主要生产厂家的滤波连接器均未形成较大的规模和生产能力,相对于国外的情况,国内还有很大的市场潜力有待挖掘。
近几年,随着GB 9254《信息技术设备的无线电骚扰限值和测量方法》等标准的发布和实施,国内军民用领域对电磁兼容要求越来越严格,用户对电磁兼容检测、技术服务及配套产品的需求快速增长,滤波连接器的市场需求量也越来越大。这些因素为国产滤波连接器提供了一个良好的发展契机。
2 滤波连接器面临的可靠性问题
国内市场对滤波连接器的需求正在快速增长,但与市场行情截然相反的,近两年国产滤波连接器的发展速度却有所放缓。各种电磁兼容解决方案提供商的涌现,加剧了市场竞争的激烈程度,同时,不断出现的质量可靠性问题也影响着产品的推广应用和发展,滤波连接器正面临着前所未有的困难和挑战。
与传统电连接器相比,滤波连接器内部集成电容、电感等元器件结构相对复杂,产品可靠性有所降低。对于航空、航天等要求高可靠性的应用领域,可靠性是决定产品是否被采用的决定性因素。
滤波连接器的生产工艺过程比较复杂,主要包含零部件生产、焊接、组装、灌封和筛选测试等工序。生产过程中任何一个环节控制不当,或者使用方式不合适,都可能对质量可靠性造成影响。
2.1 元器件质量缺陷
滤波连接器使用的元器件主要有电容和电感。电感一般采用镍锌铁氧体磁芯,这种材料耐环境性能好,装入连接器后性能稳定。常用的滤波电容一般有板式电容、管式电容和贴片电容,这三种电容都是陶瓷基体电容。
陶瓷电容质量的优劣取决于加工工艺水平的高低,如果电容烧结过程失控或材料受到污染,可能造成材料空洞、分层,甚至形成烧结裂纹等缺陷,见图1。电容是多层陶瓷材料堆叠共烧结构,基材主要是由Ba、Ti、Ca等氧化物及有机粘合剂等构成,电极的内浆主要是金属粉(成分为钯银或镍)、树脂、溶剂、无机添加物等构成。陶瓷与内浆在排胶和烧结过程中的收缩率不同,内浆的收缩率大于陶瓷膜,并且内浆先于陶瓷收缩,这样在烧结成陶瓷过程中由于两者之间收缩率的差异,导致电极与陶瓷体之间形成内应力,严重的可能导致分层或者裂纹。[1]
空洞、分层及裂纹的产生极易导致局部漏电,而局部漏电又会引起器件内部局部发热,进一步降低陶瓷介质的绝缘性能,从而导致漏电增加。该过程循环发生,不断恶化,严重时导致电容击穿短路、甚至燃烧等严重后果。这些缺陷一般不容易在前期测试中被发现,当电容装入滤波连接器后,在特定使用环境下使用一段时间才会出现故障。
2.2 陶瓷电容焊接应力裂纹
滤波连接器的电容与金属接触件之间常采用焊接固定形式。目前普遍采用的工艺方法是在电容电极与接触件之间填充焊锡膏,经过回流焊整体加热焊接。在此过程中,陶瓷电容、焊锡以及金属插针需在较短的时间内,从常温升温到250℃,然后再冷却至常温。滤波连接器常用原材料线膨胀系数见表1。
由于陶瓷、铜材和焊锡三种材料的线膨胀系数差异较大,材料膨胀和收缩率无法匹配。当温度升高时,焊锡、金属插针膨胀率明显高于陶瓷电容,焊接部件将受到膨胀应力的作用。反之,当温度降低时,将受到收缩应力的作用。温度变化的越剧烈,产生的应力越大。陶瓷材料的强度相对较低,无法通过自身形变有效释放应力,就会在电容的边角及与焊接结合处形成裂纹,见图2。陶瓷电容的裂纹将会给滤波连接器质量可靠性留下严重隐患。
2.3 陶瓷电容银离子迁移
陶瓷介质为多孔隙结构,容易吸收空气中的水分,这些水分在陶瓷内部细小裂纹处的内壁上形成水膜,电容电极中的银就溶解在水膜中。溶解后的银离子在电场的作用下向反向电极移动,还原成金属银,这个过程就是陶瓷电容的银离子迁移过程。从银电极到陶瓷内部,银呈树枝状延伸,导致电极间短路的发生。造成短路的银被瞬间电流产生的热量蒸散而消失,但这样的过程反复发生时,在陶瓷内部就散布着大量的银,陶瓷就不再是绝缘体。
通常情况下,陶瓷电容银离子迁移是一个缓慢的过程,在整个产品使用周期内都不会发生故障。但当陶瓷电容内部存在空洞、分层或焊接应力裂纹,电极之间加载电压时,银离子迁移速度将会成倍加快,陶瓷电容成了陶瓷加热器,可能在某个无法预知的时间发生绝缘降低、短路,甚至烧毁等故障。
2.4 灌封产生的应力裂纹
滤波连接器广泛采用环氧胶灌封进行封装,以达到固定元器件、抗振,防止外力损伤、水分进入、有害气体侵蚀的目的。环氧胶是多种成分的混合物,一般以环氧树脂为主、添加固化剂、促进剂等材料组成。从表1 中可以看出,环氧树脂的线膨胀系数约为铜材的5 倍,陶瓷的20 倍。灌封胶在固化和使用环境温度发生变化时,不可避免的产生内部应力。
根据材料力学知识,材料内部应力可以表示为:
其中,σI为内应力;σs为固化收缩应力;σh为热应力; Es为环氧胶弹性模量;ΔLs为环氧胶固化收缩变形;ΔLa为环氧胶与铜材接触件线膨胀系数差异产生的变形;ar为环氧胶的线膨胀系数;am为铜材接触件的线膨胀系数; Th为环氧胶在高温状态下的温度; Tr为室温。[2]
由公式(1)~(3) 可知,材料内应力主要由环氧胶在固化过程中的收缩应力和热应力组成。其中,收缩应力包括环氧胶由液态到固态过程中的化学收缩以及降温过程中的物理收缩。而热应力受材料线膨胀系数以及灌封温度的影响较大。
环氧胶与插针电容组成的焊接部件包裹成一个整体,如果环氧胶的内应力得不到有效释放,将会通过插针,最终传递作用到电容焊接点上。当应力强度超过电容承受范围时,电容将受到应力损伤,反之,也可能造成环氧胶开裂。无论是电容损伤还是环氧胶的裂纹,都将对滤波连接器的可靠性造成严重影响。
2.5 使用过程中焊接对产品可靠性的影响
滤波连接器常采用焊线杯和印制板焊接两种端接方式,产品交付后需要经过用户手工焊线或波峰焊。这个过程很可能造成滤波连接器陶瓷电容焊点再次融化和固化,如果焊接方式不当,升降温速度过快,温度过高,陶瓷电容将再经历一次剧烈的温度变化,并最终形成内部应力甚至裂纹。即使是出厂合格的滤波连接器,也可能因再次焊接而留下可靠性隐患。因此,使用过程中的焊接应该和生产过程中的焊接受到同等重视。
3 解决可靠性问题的对策
3.1 加强元器件生产过程和筛选控制
滤波连接器内部集成的元器件数量多,甚至一个产品集成的元器件都可以达到几百个,这就意味着元器件百分之一的失效将会造成滤波连接器百分百的失效。因此,必须加强元器件特别是陶瓷电容的过程质量控制。
陶瓷电容的生产工艺对质量可靠性影响最大。目前,国际上主流的工艺方法分为干法流延和湿法印刷两种。湿法印刷工艺所用介质浆料中的粘合剂及树脂含量大大降低,烧结后的陶瓷体内有机物残留量低,陶瓷介质层和内电极层的结合强度高,空洞、分层等缺陷明显降低,电容耐电压和绝缘电阻更高。滤波电容的生产应优先选用湿法印刷工艺。
为了进一步提高电容质量可靠性,防止个别存在质量缺陷的电容进入下道工序,对电容器件进行筛选,剔除有缺陷的元件是非常必要的。滤波电容的筛选可以借鉴多层片式陶瓷电容的成熟经验,进行外观检查、温度循环、高温老炼、参数测试等。具体筛选项目以及试验条件,应根据器件规格和滤波连接器的性能指标及使用环境来确定,避免过度筛选或者漏筛选。
3.2 产品结构创新
通过前面的分析可以看出,焊接和灌封是造成滤波连接器可靠性降低的主要原因。采用这种结构的产品无法从根本上杜绝电容应力裂纹的产生,给产品质量留下隐患。目前,个别滤波连接器厂家采用弹性接触结构替代焊接结构,即在电容电极和接触件之间放置弹性簧片来实现导电接触,电容和接触件之间没有焊接点,避免了刚性连接,弹性簧片还可以缓冲部分机械应力,避免电容裂纹的产生。但弹性簧片尺寸小,且精度高,加工难度大,模具投入成本大。同时,还有厂家采用无灌封结构,或者在电容和灌封层之间增加橡胶缓冲零件,避免或减少灌封应力。经过大量试验和用户使用证明,这些结构创新可以大幅提高产品的可靠性,降低使用风险。
3.3 可维修、可取卸设计
滤波连接器的焊接灌封结构,使得产品失效后不具备维修和调整滤波参数的可能性。产品失效后,只能重新生产,整体更换。从用户的角度考虑,重新生产将造成周期延误和成本浪费,希望可以在调试现场进行参数调整,及时更换失效孔位滤波元器件。如果采用可取卸结构设计,滤波连接器将可以像传统电连接器一样,对个别孔位的元器件在使用现场进行维修、更换和参数调整,这样将会极大地方便用户使用,提高产品的使用可靠性和提高效率。
3.4 加强滤波连接器成品的出厂老化筛选
电子产品在使用初期和末期的失效率最高,滤波连接器也符合此规律。由于零部件及元器件的个体差异,难免个别存在缺陷的零部件装入产品,器件也可能在生产加工及测试过程中受到内部应力、机械外力损伤,这些因素都是导致滤波连接器早期失效的主要原因。在产品出厂前,对成品进行老化筛选可以有效剔除缺陷产品,降低早期失效风险,提高产品可靠性。老化筛选试验的严酷程度应比元器件宽松一些,通常包含温度冲击、高温负荷和电性能测试三个环节,具体参数需根据使用条件来具体确定。
3.5 从元器件生产到系统解决方案
在实际电磁兼容工程应用中,任何电磁兼容问题都不是独立存在的,传导与辐射、发射与敏感度经常同时发生。近些年,各领域用户对产品雷电防护、抗核电磁脉冲的性能越来越关注,各设备制造商纷纷要求在连接器接口处增加尖峰电压、浪涌、EMP抑制等功能。滤波连接器功能较单一,无法解决所有的电磁兼容问题,更不具备防雷、防浪涌等功能,不能给用户提供一套整体的解决方案。
为了适应市场需求,滤波连接器的生产模式必须进行相应的调整,从元器件生产逐步向系统解决方案过渡。一方面,各连接器厂家需要拓展滤波连接器的功能,在产品上增加用户要求的功能,同时拓展电磁兼容相关的产品种类,如电源滤波器、屏蔽材料等;另一方面,研发人员需要深入用户的产品研发和测试,了解用户设备的整体性能要求。这样可以掌握市场主动权,为用户提供完整的、最经济有效的系统解决方案,最终带动滤波连接器及相关产品的发展。
参考文献
[1]刘锐,陈亚兰,唐万军,等.片式多层陶瓷电容失效模式研究[J].微电子学,2013,43(03):449-452.