甚低频测量范文

甚低频测量范文（精选7篇）

甚低频测量 第1篇

随着相位测量技术广泛应用于国防、科研、生产等各个领域,对相位测量的要求也逐步向高精度、高智能化方向发展。在低频范围内,相位测量在电力机械等部门有着尤其重要的意义,通过采用PROTEL、MAX+PIUS I I等工具,完成了系统相位测量仪、数字移相信号发生2部分的功能,使其能够自动产生正弦信号,同时可以实现相位、频率的测量,并且具有独自的控制功能和数字显示功能。

1 系统硬件设计

总体要求:

(1)具有相位测量功能,即相位测量仪的功能。其技术要求指标:频率范围20Hz~20kHz;相位测量绝对误差≤2°;具有频率测量及数字显示功能;相位差数字显示,相位读数为0~359.9°,分辨率为0.1°。

(2)具有信号发生功能,即数字式移相信号发生器的功能,用以产生相位测量仪所需的输入正弦信号。其技术要求指标:频率范围2 0 H z~2 0 k H z,频率步进为20Hz,输出频率可预置;相位差范围为0~359°,相位差步进为1°,相位差值可预置;数字显示预置的频率、相位差值。

(3)数字式移相信号发生器与相位测量仪2部分要具有彼此独立的控制与显示单元。

(4)具有自检功能,即用数字移相信号发生器校验相位测量仪,可任选几个频点、相位差值和不同幅度进行校验。

(5)具有设定保存功能。

1.1 系统硬件结构

首先将被测2列正弦信号A、B经平滑滤波后,输入过零比较电路,经过过零比较后信号转变为方波信号(如图1所示)。波形变换电路如图2所示。为了判断输出的2列方波波形超前或滞后,将波形整形电路的2路输出方波送入D触发器进行极性判别,然后将2路方波进行异或后一路输出T0,另外一路输出T,然后检测哪一路先到,输入到C P L D实现测频、测相及频率和相位的显示功能。系统硬件结构如图3所示。

1.2 单元电路设计

(1)数字移相原理:将所需的正弦波量化存入高速STC89C58单片机,然后访问存储器地址,利用时间差产生2列具有相位差的阶梯波,再经D/A转换后滤波整形输出。DAC0832的输出电压为AD7452提供基准电压,从而通过DAC0832的置数控制波形输出的幅度,MC1403为基准源,为DAC0832提供基准电压。这样可以提高信号幅度的稳定性。波形发生结构图如图4所示。

(2)数字移相信号发生器键盘显示电路:通用键盘显示电路采用Intel公司生产的通用可编程键盘和显示电路的接口电路芯片8297,8297可以实现对键盘和显示器的自动扫描,识别闭合建的建号,完成显示器的动态显示,可以节省C P U处理键盘和显示器的时间,提高C P U的工作效率。

(3)键盘设置:0~9数字键;A-频率输入;B-频率步进;C-相位输入;D-相位步进;E-幅度调整增大;F-幅度调小。

2 软件部分设计

系统采用硬件描述语言VHDL和MCS-51单片机汇编语言,采用模块化程序设计,主要由数字式移相信号发生器波形产生程序、波形发生幅度控制子程序、键盘/显示处理子程序、相位测量仪子程序、中断服务子程序、运算控制子程序和主程序组成。波形发生器程序流程图如图5所示。

波形产生部分程序如下:

3 结语

对于低频相位的测量,用传统的模拟指针式仪表,显然不能够满足所需的精度要求。随着电子技术以及微机技术的发展,数字式仪表因其高精度的分辨率以及高度的智能化、直观化的特点得到越来越广泛的应用。本方案基于复杂的CPLD和高速单片机STC89C58,与常用的方法相比,较好地解决了在高频时精度低、易受干扰的问题。

参考文献

[1]何立民.MCS-51系列单片机应用系统设计[M].北京:北京航天航空大学出版社

[2]李华.MCS-51系列单片机实用接口技术[M].北京:北京航天航空大学出版社

[3]白英彩.微型计算机常用芯片手册[M].上海:上海科学技术出版社

[4]谢宜仁.单片机实用技术问答[M].北京:人民邮电出版社

[5]刘必虎.中小规模集成电路的原理与应用[M].上海:上海科技出版社

基于MSP430的低频频率测量计 第2篇

1 测量原理

本设计所用单片机为TI公司生产的MSP430F149, 它是一种超低功耗处理器, 常用于便携式仪器仪表的设计中。它具有两个定时器, 即定时器A和定时器B, 均有强大的中断功能。通过设置相应的寄存器, 使定时器A工作在上升沿捕获模式, 且计数方式为增计数模式, 就能测量出信号周期。具体方法是:在第一次上升沿到来时, 定时器A开始计数, 第二次上升沿到来时, 停止计数。定时器A的计数值X就是两个上升沿之间的时间值。若定时器计数的时钟选择为3.6864MHz, 则测量到的信号周期T为

那么对应的频率f为

2 系统设计

2.1 硬件设计

如图1所示, 为MSP430单片机的最小系统, 外部时钟选择3.6864MHz。引脚13作为低频信号的输入口。由于MSP430的数字信号为3.3V逻辑, 因此外部进入的低频信号也应使3.3V逻辑。若高电平超过这个值, 则有可能烧坏单片机。

2.2 软件设计

在软件设计过程中, 需要注意的是定时器A工作时钟的选择。若选择的时钟太慢, 而所测脉冲频率太快, 就会导致漏掉脉冲, 导致测试结果出现错误。因此时钟的选择就显得格外重要。同时, 考虑到计数器A最大计数为65535, 因此运用此方法能测量的最大的信号周期TMAX为

超过此周期的低频信号测不能用此方法测量。软件设计流程如图2所示。

3 实验结果及结论

实验采用信号发生器输出相应频率到I/O口P1.2, 高电平为+3V, 低电平为0V。

从实验结果可以看出, 所测低频信号与理论值的误差均在0.6%以内, 精确度比较高。由于定时器工作时钟为3.6863MHz, 若测量3.6864MHz以上的频率, 则出现错误。因此, 此方法仅适合低频频率的测量。若要测量更高的频率, 则应选用其它方法。

参考文献

[1]沈建华, 杨艳琴.MSP430系列16位超低功耗单片机原理与实践[M].北京航空航天大学出版社, 2008年.

甚低频测量 第3篇

关键词：低频振荡,WAMS,prony算法,GPS

0 引言

电力系统中出现的低频振荡(又称功率振荡或机电振荡)问题已成为危及电网安全稳定运行和制约电网传输能力的最主要因素之一[1]。至今为止,电力系统稳定器(Power System Stabilizer,PSS)仍是抑制电力系统低频振荡最有效的措施,然而传统的PSS受本地信号反馈的约束,不能很好地反映区间的振荡模式,对区间模式的可观性不好[2,3],从而导致传统PSS抑制区间低频振荡的效果不如抑制局部的效果明显。随着计算机技术和通信技术的发展以及基于全球定位系统(Global Position Systen,GPS)的相角测量单元(Phase Measurement Unit,PMU)的研制成功,构建了可以为全网提供高精度同步运行的广域测量系统(Wide Area Measurement System,WAMS)[4,5]。WAMS能够对电力系统动态过程进行同步在线测量,尤其是能够快速测量与发电机机电暂态密切相关的量,如发电机的内电势、功角、角速度和母线电压等,并能够将信息及时地传送到调度中心,为实现全网在线分析低频振荡提供了信息平台。然后根据辨识结果配置PSS参数,进而有效地抑制低频振荡。

本文利用WAMS提供的高精度同步信息,通过改进的prony算法在线辨识全网的振荡模式,为PSS的参数配置提供了可靠的依据。36节点的仿真证明该方案能够有效地抑制电力系统低频振荡。

1 基于prony算法的低频振荡模式识别

1.1 prony算法的改进

prony算法是用指数函数的线性组合来拟合等间隔采样数据,从中分析出信号的频率、衰减因子、幅值和相位[6]。但传统的prony算法对输入信号的要求较高,而实际系统中输入的信号总会有噪声信号,这样会影响prony算法的精度。本文在高斯白噪声背景下,依据信号的统计量及线性化处理,对传统的prony算法进行改进,该方法相对简单且精度高。

首先,定义新的数学模型为:

式中:x(n)为观测数据;εn为高斯白噪声;(n)为x(n)的近似,也正是我们要研究的prony模型。

用此模型来拟合等间隔采样数据,从而分析出信号的频率、衰减因子、幅值和相位,具体表达式如下:

式中:Ai为信号的幅值,θi为初相,αi为衰减因子(阻尼),fi表示振荡频率,Δt为采样间隔。

Prony算法的关键是认识到式(2)的拟合是一常系数线性差分方程的齐次解,又由最小二次估计得出最小二乘的误差方程为:

经过一系列的数学变换[7],可推出差分方程。

令

根据prony算法的基本原理和最小二乘原则有如下迭代算法:

(1)由方程Da=0解出a的初始值,即得到系数a1,a2…ap的估计值,进一步可求出特征方程的根z:

由式(4)计算出根zi(i=1,2,…,p),并用式

递推计算出(n),其中。再根据式(2)即可计算出b1,…,bp。

(2)由式(4)、(5)求出zi、bi的初值。

(3)由式(3)求出Q的初值,并由式(6)求出a的迭代新值。

(4)重复(2)、(3)循环迭代直至Q值趋于零。最后由式(4)、(5)即可求出幅值Ai、相位θi、频率fi和衰减因子(阻尼)αi。

1.2 prony算法模型阶数的确定

prony算法的计算速度与实际选取的模型阶数及信号长度直接有关[7],因此模型阶数的选取成为在线分析的关键。

本文采用文献[8]提出的方法来确定选取的模型阶数,该方法按照每个指数项分量对误差平方和的贡献进行排序,从n为1开始,取出对误差平方和贡献最大的一项,增加n直到误差平方和的减少速率显著降低为止,此时的n就作为prony分析使用的阶数。一旦模型阶数确定后,只要系统结构不发生剧烈变化,以后就直接使用该值作为在线prony模型辨识的阶数。

1.3 prony算法分析信号的选取

电力系统中任一电厂、变电站均可接收GPS发来的准确时间脉冲给当地测量信号波形加以时间标记,通过光纤或微波通信系统将各变电站、电厂的测量数据传送到调度中心的中央实时处理系统。由于低频振荡问题主要是由机电振荡模式引起的,因此本文选择由WAMS测量获得的与机电振荡模式强相关的发电机功角信号,应用prony算法进行低频振荡分析。

2 WAMS体系结构

WAMS体系由PMU子站、调度中心站(主站)和电力数据网组成,其中PMU子站由GPS、测量、监控和通信4个主要功能模块组成。PMU将不同厂站的数据精确同步地传送到中心站,这样在实时数据库能取得同一时标下的数据。基于本文的研究,构建了如图1所示的基于WAMS体系的prony分析结构。进行在线低频振荡监视和分析时,首先从实时数据库读取系统中所有发电机组时间长度为N的数据,由启动单元、数据预处理单元、prony分析单元以及振荡模式提取单元完成数据分析。

启动单元是根据选择的参考轴将所有机组功角转换成基于参考轴的值,故采用如下判据:

式中:p为发电机组数;K为数据长度的取值范围;C为给定的最小值。当上式满足时,说明系统中所有机组功角均没有发生明显的波动,即无低频振荡出现,不需要进行prony分析,仍返回实时数据库继续读取下一个时段的数据,否则要进行prony分析。

在实际工程应用中,由WAMS系统送到实时数据库中的数据中可能含有直流分量和高频杂散分量,这些数据都会影响辨识结果的精度。所以在进行prony分析之前,要对数据进行预处理,对信号进行低通滤波和去除直流分量等预处理。

数据预处理后就进行prony分析,找出与阻尼控制相关的主导模式,提取出局部模式和区间模式,然后进入综合分析模块,进而求出幅值、相位、频率和衰减因子(阻尼)。

3 仿真算例

由于目前没有WAMS测量到的实际数据,在仿真中采用综合稳定分析程序(Power System Analysis Soft Package,PSASP)仿真计算的结果来代替WAMS的测量数据。

以WEPRI-36节点系统为例对系统中大扰动情况的功角信号进行分析。

设母线之间支路0 s发生三相短路接地故障,0.12 s切除故障,不采取任何措施计算各发电机功角相对7号发电机的功角曲线。时间总长度为20 s,步长为20 ms。通过PSASP仿真后将各机组相对于7号机组的功角信号作为prony算法的输入信号,在进行prony算法时,首先要进行模型阶数的估计,根据文献[8]知,模型阶次的估计值为62。

通过使用prony算法辨识得到的各机组主导特征值如表1所示,由于初始相位与辨识振荡模式没有直接的关系,故在表1中没有列初始相位。

表1中所有机组的功角信号输出均包括0.77 Hz和0.98 Hz的低频成分,属于区间振荡模式。1、2号机组0.77 Hz的低频对应的阻尼最弱且振幅最大,是主导振荡模式;3-6号机组仍是0.77 Hz的低频对应的阻尼最弱,但振幅较小,而0.98 Hz对应的振幅较大,故3-6号机组振荡模式为0.98 Hz,但比0.77 Hz的模式衰减得快;由于一台机组仅存在一个振荡模式,故1-6号机组属于区间振荡模式。8号机组虽然包括0.77 Hz和0.98 Hz的振荡模式,但其振幅较小,而1.2Hz的振荡模式的振幅相对较大,属于局部振荡模式,且功角变化较小。

为了进一步验证prony算法的正确性,应用PSASP中的小干扰稳定程序中的同时迭代法,直接求解该运行方式下的特征值,见表2。

由表2可知,0.77 Hz对应的特征值的实部最小,且阻尼比最小,其次为0.98 Hz模式。由此可见,使用prony算法能够辨识获得系统的主导特征根,并且辨识结果与精确结果基本一致。通过prony分析知,1、2号机组的功角振荡较大,且0.77 Hz为主要振荡模式,3-6号机组的振荡模式次之,0.98 Hz为主要振荡模式且衰减较快,随后的振荡模式属于0.77 Hz。这与PSASP仿真得到的结果是一样的,如图2所示。

由prony和PSASP分析知,此种扰动方式下,0.77 Hz和0.98 Hz作为主导振荡模式。下面通过PSASP仿真结果的曲线与prony算法辨识所得主导模式特征值的预测结果进行比较,见图3。

从图4可以看出,只取两个主导模式就可以大致拟合真实测量值了。而图4为prony估计值,只取了0.77 Hz模式与PSASP的仿真值进行比较,结果表明0.77 Hz振荡模式在整个时段都占有较大的比重。

通过以上的分析可知,系统中存在着区间振荡和局部振荡模式,且区间振荡模式较为严重。从表1中可以看出,区间振荡模式中1、2号机组0.77 Hz振荡模式的振幅较大且阻尼较小,故1、2号机组的振荡模式在区间振荡模式中占主要地位;对8号机组而言,主导模式3下的幅值相对较大,故主导模式3占主导地位,8号机组属于局部振荡模式。

通过在线辨识出了系统的振荡模式后,就要及时地配置和优化PSS参数。在1号和8号机组上装设PSS,PSS的框图如图5示。

根据极点配置方法[9],希望区间低频振荡的阻尼比达到0.15。用极点配置法得到1号机组PSS的参数如下:

同样用极点配置法得到8号机组PSS的参数,此时希望局部阻尼比达到0.1。具体参数如下:

具体传递函数如下,1号机组PSS模型参数为:

8号机组PSS模型参数为:

限幅环节均取为0.2 p.u.,可以使PSS在系统发生较大摆动时能产生较大的作用。加入了PSS后的功角曲线如图6所示。

所以说,prony算法虽然不能完全拟合真实的测量数据,即不能辨识出所有的振荡模式,但能够辨识出系统的主导模式,动态拟合效果也较好,能够实现在线低频振荡模式的辨识。采用辨识结果对PSS进行参数配置,可以有效地抑制低频振荡。

4结论

根据广域测量系统提供的实时同步测量信号进行在线prony分析,给出了基于WAMS在线研究低频振荡的实现方案,WEPRI-36节点仿真验证了基于WAMS的prony算法对低频振荡主导模式进行辨识的有效性和可行性。采用辨识结果对PSS进行参数配置,可以有效地抑制低频振荡。

参考文献

[1]袁野,程林．采用广域测量信号的2级PSS控制策略[J]．电力系统自动化,2006,30(24):11-16．

[2]常乃超,兰洲,甘德强,等．广域测量系统在电力系统分析及控制中的应用综述[J]．电网技术,2005,29(10):46—50．

[3]刘红超,雷宪章,李兴源,等．互联电力系统中PSS的全局协调优化[J]．电网技术．2006,30(8):1-6．

[4]黄莹,徐政．基于同步相量测量单元的直流附加控制器研究[J]．中国电机工程学报,2004,24(9):7—12．

[5]袁野,程林,孙元章,等．广域阻尼控制的时滞影响分析及时滞补偿设计[J]．电力系统自动化,2006,30(14):6—9．

[6]张贤达．现代信号处理[M].北京:清华大学出版社,1995．

[7]肖晋宇,谢小荣,胡志祥,等．电力系统低频振荡在线辨识的改进PRONY算法[J]．清华大学学报:自然科学版,2004, 44(7):883-887．

[8] HOCKING RR, LESLIE L L. Selection of the Best Subset in Regression Analysis [J].Technometrics, 1967,(9): 537-540.

甚低频测量 第4篇

本次设计主要研究20Hz~20k Hz频率范围内的信号的频率和相位差显示, 相位测量绝对误差≤1°。

1、原理及总体设计

本设计采用等精度测量原理, 即用异或鉴相方法在上升和下降沿分别测出时间差, 继而求出其平均值。首先, 将两路输入信号异或后, 产生一个时间差信号, 并以此作为门信号;然后, 用标准脉冲信号对其填充, 并测量宽度, 与标准脉冲信号“逻辑与”之后, 输出一簇标准脉冲信号;再在特定的时间内对其进行计数, 平均之后则可求出两路信号的时间差。该电路异或后的门信号, 还可用于同步平均时间的门控信号。同时, 该电路还可以进行相位超前和滞后的判断。

根据设计要求, 本系统可分为数据采集电路、数据运算控制电路和数据显示电路三大基本组成部分[2]。系统采用单片机和FPGA相结合的结构, 构成整个系统的测控主体。其中, FPGA主要负责采集两个同频待测信号的频率和相位差所对应的时间差, 并传送给单片机;而单片机负责读取FPGA采集到的数据, 并根据这些数据计算出待测信号的频率及两路同频待测信号之间的相位差, 最后在显示器上显示计算结果。由于FPGA对脉冲信号比较敏感, 而被测信号是两路频率相同、相位不同的正弦波信号, 因此为了准确测出两路信号的相位差和频率, 必须要对输入的波形进行整形处理, 使正弦波信号变成方波信号。

2、硬件设计与分析

2.1 信号整形电路的设计

由于输入信号幅值、频率都是变化的, 所以必须对信号进行整形处理。最简单的信号整形电路就是一个单门限电压比较器。当输入为正弦波时, 信号每过一次零, 比较器的输出端会产生一次电压跳变, 但由于它的正负幅值均受到供电电源的限制, 因此输出的电压波形是一个具有正负极性的方波, 这样就完成了电压波形的整形。但该整形电路抗干扰能力比较差, 会在信号过零点时发生多次触发的现象, 从而影响FPGA计数, 使单片机无法准确计算出数值。为避免发生干扰, 本系统使用两个引入正反馈网络的施密特触发器组成的整形电路, 可以有效地提高抗干扰能力。其中为保证输入电路对相位差测量结果不带来误差, 这里必须保证两个施密特触发器的门限电平是相等的[3]。

2.2 FPGA数据采集电路的设计

FPGA数据采集电路测量正弦波信号频率的原理是:在正弦波信号整形后得到的方波信号的一个周期内, 对周期为Tc秒的数据采样信号进行计数, 将其计数结果除以Tc, 得到的就是被测正弦波信号的频率, 单位为Hz。测量正弦波信号周期的原理是:同样在整形得到的方波信号的一个周期内, 对周期为Tc秒的数据采样信号进行计数, 其计数结果乘以Tc, 就是被测正弦波信号的周期, 单位为秒。FPGA数据采集电路的功能是实现将待测同频正弦波信号的周期、相位差转变为19位的数字量。测量两个同频正弦波信号的相位差, 关键是要测出两个同频信号起点之间的时间差Δt, 则根据Δφ=Δt×360°/t即可求出相位差Δφ, 因此测量正弦波信号相位差原理与测量周期的原理相似。

根据以上设计思想, FPGA数据采集电路可设计成时钟信号分频模块FPQ, 测量控制信号发生模块KZXH, 被测信号有关时间检测模块SJJC, 数据锁存模块SJSC和输出选择模块SCXZ五个模块, 整个系统组成框图如图1所示。

2.3 单片机数据运算电路的设计

单片机数据运算控制电路的硬件可由单片机、晶振电路、按键及显示接口电路等组成。该电路的工作原理及整体设计思路是:FPGA收到数据传送指令, 将采集到的数据按要求发送给单片机;单片机连续读取收到信号的周期和同频两个信号a、b的相位差所对应的时间差, 并将读取的数据进行相关计算;最后通过单片机串口, 将数据信息传送到数据显示电路, 实现相位差和频率的显示。单片机在获取FPGA的数据时, 开始的是一般的读取指令MOV指令, 分别从单片机的P0口、P2口、P1口的低3位读入数据, 组合为一个19位的二进制数据, 通过控制口线P1.3、P1.5控制FPGA释放数据。经过多次测试, 采用这种方法可获得比较好的效果。单片机从FPGA读取信息后, 对信息进行计算, 算出信号a的频率。由于a、b信号是两路频率相同、相位不同的正弦波信号, 因此经过整形电路后形成频率相同, 时间上不重合的两路信号, 这样, FPGA可以计数出两路信号的时间差从而计算出a、b信号的相位差。最后单片机需要将信号送到输出端显示出来, 即单片机通过显示子程序将信息送到显示电路显示出来。

2.4 数据显示电路的设计

本系统数据显示电路的设计采用静态显示的方式。这种显示方式不仅可以得到较为简单的硬件电路, 而且还有稳定的数据输出。对单片机而言, 这种显示连接的方式不仅占用端口少, 而且充分利用了单片机资源, 简化软件编程, 操作时也体现出较高的可靠性。

3、系统仿真

本系统比较复杂, 因此采用自底向上, 模块化设计方法, 图2是FPGA数据采集电路VHDL程序设计仿真图[4]。

4、设计分析

(1) 中、低频段的测量会有一定误差, 并且频率越低, 误差越大。为实现中低频测量精度的要求, 本系统采用10MHz数据采集信号对两个待测信号的周期和相位差所对应的时间差值进行循环计数测量。

(2) 本系统中数据显示电路是由8个共阳极七段数码管和1个74LS164芯片组成, 通过这种显示方式能得到较为简单的硬件电路, 同时获得稳定的输出数据, 具有很强的实用性和较高的可靠性。

(3) 通过扩展计数器位数和提高时钟频率的方法能够进一步提高低频信号的测量精度和扩大频率测量的范围。

摘要：本文设计了一种基于单片机和FPGA的低频数字相位测量仪。系统采用等精度的测量方法可以较精确的测量出两个相同频率信号的相位差。系统中的FPGA部分进行数据采集, 单片机部分对数据进行处理, 并在数码管上显示待测信号的相位差。与传统相位测量仪相比, 本系统有处理速度快、稳定性高、性价比高等优点。

关键词：单片机,FPGA,低频相位差设计

参考文献

[1]孟庆海, 张洲.VHDL基础及经典实例开发[M].西安:西安交通大学出版社, 2008:399-400.

[2]周润景, 图雅, 张丽敏.基于QuartusⅡ的FPGA/CPLD数字系统设计实例[M].北京:电子工业出版社, 2007:1-12.

[3]辛春艳.VHDL硬件描述语言[M].北京:国防工业出版社, 2002:1-8.

甚低频发信系统工作性能仿真研究 第5篇

甚低频天线规模巨大,但与波长相比仍为电小天线,电小天线输入容抗大、电阻小,天线Q值高, 天线固有带宽窄,通信容量小,通信速率低,是限制对潜通信保障能力提高的一个重要因素。甚低频发信系统包括发信机功放、匹配网络、调谐系统及天线等,文献[1]中仅研究了通过动态调谐的方式来提高甚低频发信天线带宽的方式,没有考虑发信机匹配网络及调谐系统对调谐性能的影响,本文对电子管发信机匹配网络和天线调谐系统进行了整体动态调谐下的研究,并对甚低频发信系统工作在固定载频调谐方式与动态调谐方式的性能进行了仿真计算。

1甚低频电子管发信系统组成

甚低频电子管发信系统由发射机功放、匹配网络、耦合网络、天线调谐系统和天线等组成,固定调谐下的等效电路如图1所示,电子管功放工作于丙类状态、匹配网络和耦合网络由 π—Г 网络组成,主要起到阻抗变换和滤波的作用。由高频功率放大器的原理可知,计算放大器的首要任务是求出功放的板流ia和栅流ig,以及帘栅流ig2的波形,这样就可以利用谐波分析、板回路和栅回路的能量关系来计算板流、帘栅流的直流分量和基波分量,计算放大器的输出功率、耗散功率和效率等。

如把电子管等效为一个电压源和一个电阻串联,电子管用具有电动势 μUg和内阻Ri的电源来代替。用这个等效电路,如果电子管工作在线性区域, 则 μ 和Ri为常量,用此等效电路进行计算是可行的。若工作在非线性区域,则 μ 和Ri是时变的,用这个等效电路进行计算就很困难。由于主要关心的是电子管工作在非线性区的板流输出和帘栅流,因此就设想把谐振功率放大器的电子管等效为非线性电流源。

非线性的电流源ia,其中包含了电子管工作在线性区的 μ 和Ri恒定的性质,也包含了当电子管工作在非线性区时的 μ 和Ri的时变特性,ia是栅极电压ug和板极电压ua的函数。这样就不必通过 μ 和Ri来对电子管的各种工作状态进行计算。

2甚低频电子管发信系统仿真

通过对某甚低频发射机电路进行研究后,对其高频放大部分建立了电路的数学模型,利用数学模型设计出一套仿真软件,它不但能够对电路进行稳态分析,而且还可进行瞬态分析,如图2所示。

不论是调机过程,还是最终调好后的电流表、电压表及功率表中的仿真计算值,与实际发射机的实测结果基本一致,并且可从该仿真软件中得到机器面板上所没有的一些机器特性,例如负载阻抗、天线阻抗及天线电流的准确值等,从这些信息可以知道整个发射机系统工作在谐振和失谐情况下状态,因此可以利用该仿真软件掌握甚低频发信机工作于固定调谐和动态调谐方式下的电路参数,可以从这些参数上来比较固定调谐和动态调谐方式下的性能好坏。

3甚低频电子管发信系统性能分析

甚低频发信系统工作时,往往都是使系统调谐于载频f0上,由于甚低频发信天线带宽在频率低端很窄,因此都是利用频带利用率较高的MSK调制方式。工作在MSK调制方式时,在一定的码元速率fs下,“传号”频率f1和“空号”频率f2分别与载频f0相差 ± fs/4,且码元速率越高,偏离载频的程度越严重,利用仿真软件定量分析当系统工作于固定调谐方式下时匹配网络失谐及天线失谐对整个发信机系统性能的影响。

3.1固定调谐方式下匹配网络性能分析

为了衡量 П - Г 型匹配网络工作在不同速率下对系统性能的影响,使发射机系统接假负载进行工作,假负载是一个宽带化的电阻器件,频率变化时假负载不做变化,即如图1中开关接在1的位置,此时系统接假负载工作。当激励大小相同的条件下,载频不同时,仿真计算出不同码元速率下的系统性能, 计算结果如表1所示。发射机接假负载时不同载频、不同码元速率时的输出功率曲线如图3所示。

从表1和图3可以看出,在载频相同情况下,随着码元速率的提高,由于系统失谐越严重,输出功率越来越小,但输出功率变化并不大,且载频越高,随码元速率的提高输出功率变化越小,说明该 П - Г 型匹配网络在整个甚低频工作频段对400 bit/s以下的码元速率都是宽带的,匹配网络的传输效率可以做到97% 以上,因此对系统传输性能的影响可以忽略不计。

3.2固定调谐方式下发射系统性能分析

当图1中开关接在2的位置时,此时假负载断开,接天线工作。当激励相同的条件下,计算出载频不同,码元速率不同下的系统输出功率,计算结果如表2所示。固定调谐下不同载频、不同码元速率时的输出功率曲线如图4所示。

从表2和图4可以看出,在同一载频下,码元速率越大,发射系统对“传号”及“空号”频率失谐越严重,则输出功率越小,系统传输效率越低,尤其是在频率低端,天线Q值高,带宽窄,码元速率不能很高,否则反射回发射机功放的能量会很大,对功放造成损害,由于甚低频发信机功率大,因此对传输效率的要求较高,若传输效率不能低于95%,则载频为15 k Hz时通信速率最高只能为50 bit/s,因此对于固定调谐方式的甚低频发信系统在频率低端速率很低。

3.3动态调谐方式下发射系统性能分析

动态调谐方式即在天线回路的调谐电感Lt合适的位置上并联一个小电感Lt1,通过开关K1来控制Lt1的接入或断开,K1断开时天线回路谐振于频率f1,K1闭合时天线回路谐振于频率f2,K1由激励器的键控信号来实时控制,使天线实时谐振于“空号”与“传号”频率上。当激励相同,计算出载频不同、码元速率不同下的系统输出功率,计算结果如表3所示。动态调谐下不同载频、不同码元速率时的输出功率曲线如图5所示。

从表3和图5可以看出,采用动态调谐方式时, 在频率低端系统的传输效率比固定调谐方式得到了大幅提高,载频为15 k Hz时,通信速率为50 bit/s、 100 bit / s时系统的传输效率接近100% ,通信速率为200 bit / s时系统的传输效率达到了98% 以上,因此采用动态调谐后频率低端的通信速率比固定调谐方式可以得到大幅提高,对于传输效率95% 的要求, 在甚低频通信中可以做到低频端的通信速率达到200 bit / s以上。

甚低频动态调谐发射系统等效电路图如图6所示。

4结束语

甚低频天线缩比模型研究 第6篇

理论上确定缩比模型大小的因子m可以任意选定, 但实际上是以使模型有适当的尺寸和合适的测量仪表为准的。一般模型的缩比比例为1:200, 1:300, 可以将实际的工作频段:15-40KHz缩比到短波频段进行试验, 实际中一个200米高的铁塔在模型建设时只需要1米 (1:200模型) 或0.67米 (1:300模型) 。通过缩比模型实验可以直接得出天线的输入阻抗、静态电容和场强等参数, 对测试数据处理计算可以得出天线的关键指标有效高度和相对带宽, 改变天线的状态并对相同的数据进行对比, 得出的结果具有较高的精度和工程指导作用。

1 缩比模型基本原理

电磁系统模型可分为定性的几何模型与定量的的真实模型两种, 几何模型只是要求场力线的几何结果相似而无需实际系统的功率成特定的比例, 几何模型能直接得到与功率无关的系统特性资料。甚低频天线缩比模型为电磁系统模型中的定性模型即几何模型, 缩比模型能够直接得到的物理量与实际天线相应量的转换关系如表1。

2 T型天线模型的建立和测试

根据甚低频天线模型的缩比原理和各物理量的转换关系, 参照俄罗斯伯力台甚低频T型天线, 建设一组缩比因子为1:200的T型天线模型, 如图1所示。模型天线尺寸6.2米 (长) ×2.5米 (宽) ×1.17米 (高) , 天线线网部分由11根顶容线和3根吊索悬挂于六座支撑塔上, 馈线由5根下引线连接于一根高压馈线上。地网部分由于缩比后地网线之间的距离太小, 因此将天线投影部分地面全部金属化来模拟地网系统。

按照天线模型的缩比比例, 实际中工作于15-40KHz的天线, 模型的工作频率为3-8MHz, 使用网络分析仪、短波发射机、场强计等仪器设备可以测出天线的输入阻抗和远区场强。

针对天线支撑塔接地, 支撑塔纤绳接地 (状态A) ;天线支撑塔接地, 支撑塔纤绳绝缘 (状态B) ;天线支撑塔和支撑塔纤绳全部绝缘 (状态C) 三种天线状态, 测试天线的输入阻抗和远处场强, 将结果进行对比。

天线模型测得的场强在测试结果中是一个过程参数, 最终需要转换为有效高度来表达天线辐射性能的强弱, 因此我们将天线的场强直接转化为天线的有效高度进行对比, 转换公式如下:

其中:E-场强 (mv/m) ;

l-波长 (m) ;

D-距离 (Km) ;

IA-天线底部馈入电流 (A) 。

天线输入阻抗和天线有效高度的测试数据对比如表2、3所示。

3 结论

理论上分析, 甚低频天线支撑塔和天线的纤绳接地, 当天线辐射时, 将产生感应的反向电流, 消弱天线的辐射能力。特别是天线的纤绳, 由于甚低频天线支撑铁塔较高, 一般都需要多层纤绳才能使其安全竖立, 因此数量众多的纤绳将在较大程度上降低天线的辐射能力, 降低天线的有效高度。

通过对缩比模型三种天线状态测试数据的分析和对比我们可以看到, 不同天线的状态下天线的输入阻抗变化甚微, 即对天线的谐振频率等参数影响很小, 对应天线设计时对天线改变这两种状态对天线发射机和调谐系统影响较小, 但当天线纤绳绝缘和天线支撑铁塔绝缘后, 天线的有效高度有了明显提升, 分别提升为原来的114%和116%。

甚低频天线由于其工作频率很低, 天线的实际高度远小于其波长, 因此均为电小天线, 辐射效率一般较低, 为了实现远距离通信, 在天线状态不变的情况下只有加大天线的输入功率, 但随着功率的不断加大将会产生新的问题, 如天线底端承载电流和顶部承载电压将增大, 这就对发射机、调谐网络、天馈线提出了更高的要求。因此通过对甚低频天线铁塔绝缘和对铁塔拉绳进行绝缘来提升天线的辐射能力进行研究是很有意义的。

摘要：从理论上阐述了甚低频天线缩比模型实验原理, 并根据该原理建设典型的T型甚低频天线缩比模型。验证了天线铁塔纤绳绝缘、天线支撑铁塔绝缘等措施对甚低频天线电气参数的影响。

关键词：甚低频,T型天线,电气参数

参考文献

[1]《舰船无线电通信》.编辑部.舰船无线电通信.内部.[1]《舰船无线电通信》.编辑部.舰船无线电通信.内部.

[2]Watt A D.甚低频无线电工程[M].北京:国防工业出版社.[2]Watt A D.甚低频无线电工程[M].北京:国防工业出版社.

甚低频信号全向接收方法研究 第7篇

关键词：甚低频,全向接收,机动载体

1、引言

利用甚低频无线电信号进行通信与导航有近一个世纪的历史。随着技术进步与发展, 现代化技术被广泛运用到通信和导航领域中[1]。但是到目前为止, 甚低频无线电信号仍然是对远距离水面舰船、空中飞行器, 特别是水下潜艇通信与导航的最为成熟、有效和可靠手段。磁性天性体积小、重量轻、易于安装, 对其机动载体无航速及空情和海情的要求, 适合在舰船、潜艇、飞行器等机动载体上接收甚低频无线电信号[2]。磁性天性接收信号具有方向性, 通常使用两副或多付磁性天线来提高收信的可靠性, 收信前要选择接收效果好的一副天线进行甚低频信号接收, 此时需要尽量保持机动载体运动方向不变。在有些场合下, 几副磁性天线接收效果都不佳, 此时需要调整机动载体运动方向, 以达到较好接收效果[3]。无论是保持机动载体运动方向, 还是调整机动载体运动方向, 以达到较好接收效果的方法, 都降低了机动载体的机动能力和其他任务完成能力。本文以接收甚低频信号广泛使用的磁性天性为研究对象, 提出了甚低频信号全向接收方法, 以解决单副磁性天线接收信号时必须对机动载体运动方向有所要求的缺点。

2、磁性天线的方向特性

磁性天线实质上是铁氧体加载的环形天线, 它是将接收线圈绕在磁性材料铁氧体支架上, 外加耐压封闭外壳构成。磁性天线结构示意图如图1所示。

将磁性天线平行于地面放置, 并接收垂直极化波、电波的磁场方向必定垂直于电波方向与地面平行。图1中, u为磁性天线的输出电压, 其表达式如下[4]:

式 (1) 中, n为线圈匝数, S为线圈截面积, λ为工作波长, E为接收点电场强度, µA为铁氧体材料的导磁率, , ϕ为天线环平面与电波传播方向的夹角。

公式表明, 磁性天线的接收电压大小与来波方向和天线环平面夹角ϕ有关, 具有方向特性, cosϕ为方向函数。当天线的参数n、S、λ和µA一定时, 只考虑方向幅度特性, 其水平上归一化方向函数为

可以得到如图2所示的类似8字形的归一化方向图。

来波方向与天线环平面平行 (ϕ=0°或ϕ=180°) 时, 天线感应电压最大;来波方向与天线环平面垂直 (ϕ=90°或ϕ=270°) 时, 天线感应电压最小 (理论值为零) 。

3、甚低频信号全向接收方法

磁性天线具有方向特性, 使用单副接收甚低频信号时, 接收信号大小受机动载体运动方向影响较大。本文提出的磁性天线甚低频信号全向接收方法, 其接收甚低频信号幅度大小与机动载体运动方向无关, 其方法是:利用两副空间安装正交的磁性天线, 对一副天线接收的信号进行相位移相处理后, 与另一副天线接收的信号进行合成作为系统输出, 其原理方框图如图3所示。

为了讨论问题方便, 假设天线A1东西 (EW) 放置, 天线A2南北 (SN) 放置, 来波方向取真方位ϕ。假设两磁性天线的电夹角为α, 它可以实际测量出[5], 要求两磁性天线安装时使α接近两磁性天线空间夹角 (90°) 。根据式 (1) , 可得合成的系统输出u。

当取ψ=180o-α时

式 (3) 表明, 该方法接收信号大小只与两副天线的电夹角α、磁性天线结构和接收点的场强有关, 而与信号来波方位ϕ无关, 也就是接收信号幅度大小与机动载体运动方向无关。当两幅天线安装位置一旦确定, 两副天线的电夹角α就确定了, 因此本方法中, 天线系统在水平方向上的方向图为一个园, 实现了全向接收。

为了提高接收信号强度, 两副天线尽量要正交安装, 使α=90°, 或α≈90°, 此时, 移相角ψ=90°, 或ψ≈90°, 水平上归一化方向函数为

此时, 在水平方向上实现最大全向接收。

4、结语

使用两幅正交安装的磁性天线, 对一副天线接收的信号的相位进行处理, 然后与另一副天线接收的信号进行合成, 系统输出的合成信号与信号来波方向无关, 即实现了信号的全向接收。信号移相大小与两副天线的电夹角α有关, 为了保证系统输出最大, 两副天线要正交安装。使用该方法接收信号时, 无需人工选择天线, 接收信号幅度大小与信号来波方向无关, 在所有方向上均能对同一信号进行同等幅度接收, 提高了甚低频收信的可靠性, 而且, 对机动载体运动方向没有要求, 提高了机动载体的机动能力, 特别适合在不影响机动载体其它任务执行, 而又要求甚低频信号接收质量较高的场合。

参考文献

[1]杨林.罗兰.C接收机用磁性天线的研究[J].探测与定位, 2004 (2) :84～88.

[2]方传顺.现代舰船通信技术[M].海潮出版社.2003.8.

[3]李华辉, 孙亚东.航空通信干扰问题浅析[J].信息技术.2007 (10) .

[4]李斌颖.天线原理应用[M].兰州大学出版社, 1993.