微处理器控制单元（精选8篇）
微处理器控制单元 第1篇
该机床在自动工作中, 系统因瞬间跳闸而停机, 恢复供电后, 重新通电开机, 系统既发生05、07号故障报警。
故障检查与分析:05号报警系急停信号起作用, 故障排除后, 即可恢复正常。07号ALARM系速度控制单元异常故障报警。首先应按步骤检查, 发现Z轴逆变交流输入回路熔断器 (30A) , 控制信号熔断器 (1.3A) 同时断两相的严重故障。一般主回路 (30A) 熔断器熔断, 该相上的控制信号熔断器 (1.3A) 也会同时熔断。这一点请予注意。按常理保护回路应存在严重的相间短路或相对地短路故障, 但经实际检测, 并没有发生此类短路故障。更换上述管芯, 重新通电启动, 当伺服速度控制单元启动接触器 (MCC) 刚一吸合 (无法保持) , CRT显示07号ALARM (但不断保险) , 系统无法投入运行。
参照“FANUC-BESK7CM维修手册”07号ALARM处理方法逐项检查, 把怀疑重点放在了“速度控制单元以及控制印刷电路板的故障”这一栏中。在不断报警状态下, 打开NC柜门检查速度控制单元时, 发现Z轴控制单元PCB板上的“OVC”警示LED发光, 提示该单元有异常。经查“FANUC-BESK7CM”直流伺服单元维修说明书得知, “OVC”报警其故障原因如下:a.异常负载检测报警 (RV12设定) ;b.直流电动机负载过重;c.电动机的运动有震动倾向或发生移动与晃动;d.负载惯性过大, 位置环增益过高;e.交流输入电压过低。
经分析, 由于伺服速度控制单元启动接触器 (MCC) 此时尚未吸合, Z轴直流电动机尚未得电转动, 故上述直流电动机负载过重, 电动机运动中震动或晃动及负载惯性过大等原因引起的故障报警不可能存在, 同时检测交流输入电压也正常, 故第5项故障原因不成立。因此继续检查的重点依然放在第1项 (异常负载检测报警) 故障原因上。
首先检查伺服速度控制单元PCB板上的异常负载检测设定报警电位器RV12及其相关电路无异常, 并根据速度控制单元电路原理及调整方法, 反复调节RV12进行报警设定, 无法排除报警。
然后, 根据Z轴与Y轴同是不带电源速度控制单元 (PCB板) 电路这一原理, 采用轴向交换法, 将Y轴与Z轴功率驱动板相互交换。然后通电试机, 即可判定故障部位在Z轴速度控制单元的功率驱动板上。功率驱动板主要由两块三相大功率晶闸管模块 (型号:A50L-5000-0017-50A/400V) 组成。其主回路电路原理详见图1所示。
为进一步确诊故障部位, 检查速度控制单元及其它电路是否正常。可采用暂时拆除保险电路管芯。通电实验以判断“OVC”报警是否消除的方法。实验结果表明, NC通电启机后, MCC吸合, “OVC”报警解除, 进一步说明此故障部位仅仅局限在两块模板上。
拆卸功率驱动板, 用500型万用表“R×1K”电阻档检测晶闸管模块时, 发现有一块大功率逆变可控晶闸管模块击穿短路。经分析引起逆变模块烧损的原因, 不外乎是电源电压瞬间过压, 模块的触发电路异常, 负载过重或短路及组件质量欠佳。由于有些问题一时难以下结论;例如:逆变组件的质量, 电源瞬间过压等, 又不能轻易更换价格昂贵的逆变模块, 以免造成不必要的损失。再分析, 该模块使用多年无异常, 器件质量欠佳可排除。电网因故瞬间跳闸问题, 以前也时有发生, 估计还有其他问题。从速度控制单元主回路连接图中可知, 并接在直流电动机两端的启动接触器 (MCC) 的常闭触点, 是为直流电动机断电后, 通过续流电阻 (DBR) 使该电动机形成放电回路而设计的, 具有电源瞬间断电时, 防止直流电动机反电势脉波对晶闸管模块的冲击影响。经观察发现MCC接触器的放电触点存在严重的烧蚀现象。估计此触点在断电瞬间因粘连不易脱开, 从而引发负载电路的短路故障可能性极大。实际上启动接触器MCC触点的烧蚀有一个劣化过程, 当其不太严重时, 虽然也会导致系统中断, 引发05、07号ALARM, 但还不至于烧损模块, 这就是上述故障现象中所示的, 故障有时发生且能恢复的原因。当然, 久而久之必然导致上述恶果。因此, 检修中对MCC触点的检查应是一个不应忽视的环节。
故障处理:更换新的晶闸管模块后, 同时将接触器MCC也更换了。“OVC”报警消除, 系统恢复正常。
参考文献
[1]蒋洪平.数控设备故障诊断与维修[M].北京:北京理工大学出版社, 2006, 8.[1]蒋洪平.数控设备故障诊断与维修[M].北京:北京理工大学出版社, 2006, 8.
[2]严峻.数控机床常见故障快速处理86问[M].北京:机械工业出版社2009, 4.[2]严峻.数控机床常见故障快速处理86问[M].北京:机械工业出版社2009, 4.
浅谈大众车系安全气囊控制单元编码 第2篇
关键词：安全气囊，控制单元编码
安全气囊弹出后，其控制单元必须更换。更换时需要注意，新控制单元的零件号及控制程序版本号与原控制单元必须一致。此外，还要将原控制单元中的编码数据抄写到新控制单元中。
获取编码数据的方法有2种。一是通过故障诊断仪直接从旧控制单元中读取：二是通过旧控制单元的标签获取。由于通过这2种方法获取的编码数据都是ACSⅡ码，所以必须将其转换成十进制数后才能使用。
通过故障诊断仪获取编码
通过故障诊断仪进入地址15——安全气囊控制单元（图1），在“常数化的识别”一栏中的第2个数据就是编码数据（ACSⅡ码）。
从标签上获取
如果安全气囊控制单元已经损坏（如进水腐蚀），则无法通过故障诊断仪来获取编码数据，这样就要另辟蹊径。笔者通过实践和观察，总结出了大众车系安全气囊编码的另一获取方法。其实编码数据就印在控制单元的标签上（图2），它是控制单元索引号的最后2位数。
ACSⅡ码的转换
查询ACSⅡ码转换表（图3），先将已获取的编码转换成十六进制数，然后再将十六进制数转换成十进制数。这里以图2为例，说明代码的转换方法。图2中控制单元的编码数据为DB，该数据为ACSⅡ码。查图3可知，D和B分别对应十六进制数44和42，那么用十六进制数表示的编码数据便为4442。用WlNDOWS操作系统中的科学型计算器（图4）将其转换为十进制数，变为17474。这便是该控制单元最终可以使用的编码数据。
4 编码的输入
微处理器控制单元 第3篇
关键词：RISC,S 盒,分组密码,密码处理
采用通用微处理器实现密码算法虽然灵活性好,但性能不佳,实现速度也较慢。而采用专用ASIC针对特定密码算法进行加速,灵活性不高。RISC结构密码专用微处理器设计是面向通用微处理器与高效密码处理器的结合,在RISC结构中整合了一个密码运算单元,并且这些运算单元是基于可重构的,对它配置不同的信息可以完成不同的算法,该运算单元与算术运算单元ALU并行工作,并访问同一个寄存器文件[1]。RISC体系结构作为计算机设计策略的一种类型己愈来愈多地应用于计算机的体系设计中。RISC结构的指令系统中,采用大量的寄存器——寄存器操作指令,但只有load/store指令可以访问内存。从内存中取出的数据要送到寄存器,在寄存器之间对数据进行快速处理,从而避免了由于频繁访问内存而降低执行速度[2]。RISC指令寻址模式和指令操作都相对简单,这虽然有利于简化微结构实现,但是在进行大量数据流处理特别是密码运算时,由于它需要存储较多的数据,所以必须频繁地利用load/store指令控制数据的进出,这需要占用较多的指令和较多的时钟周期。因此,针对上述问题,本文在32位RISC密码专用微处理器中设计了一个专用存储单元用来存放密码运算的相关数据,在密码运算时可以对其直接访问,大大减少了指令条数,提高了密码运算效率。
1 应用分析
通过对DES、RIJNDAEL、SERPENT、RC6、IDEA等分组密码算法的分析,很多不同分组密码算法具有相同或相似的基本操作运算,或者说,同一基本操作运算在不同的算法中出现的频率也不相同,如表1所示。
在表1所示常见操作中:S盒变换需要用到查找表LUT数据,算法不同,S盒查找表的大小也不相同,例如,DES是8个6～4的查找表,AES是1个8～8的查找表;位置换操作需要用到相关的控制信息,不同的置换其控制信息也不相同,例如,DES算法就用到了六种置换的控制信息;有限域乘法运算中需要对不可约多项式和乘数多项式进行配置;密码运算中还有密钥及运算生成的子密钥数据。由此可见,密码运算中需要存储大量的不同类型的数据,每种数据的存储量大小也各不相同。这就决定了基于RISC结构的密码专用微处理器需要具有较灵活的存储结构。
因此,为了提高密码运算的执行效率,在密码微处理器中可以设计一个内部的专用存储单元,用来存储密钥和一些特定的配置数据。对专用存储单元的访问要结合密码运算单元的特点才能具有较好的灵活性。因此在本设计中,微处理器完成密码运算时使用专用存储单元,而完成其他运算时则使用数据存储器。这样,既具有了其专用性又保留了其通用性,能够高效地实现密码算法[3]。
2 专用存储单元的设计
2.1 整体结构
密码专用微处理器在支持原load指令和store指令访问数据存储单元的基础上,硬件上又加入了专用存储单元的访问逻辑。专用存储单元与数据存储单元分离独立地存储相应的数据,这样就减少了大量RISC结构中难以避免的寄存器与存储单元交换数据的指令[4]。密码专用微处理器的整体结构如图1所示。
专用存储单元放置于IF/ID极间寄存器之后,在进行密码运算时,操作数从寄存器堆中取出,对于密码运算的配置信息,则从专用存储单元中取出直接进入IU运算单元完成配置。
专用存储单元共分为三个模块:S盒模块、密钥模块、bit置换和有限域模块,每一个模块又由一些地址位宽和数据位宽各不相同的RAM组成,如图2所示。
图2中,存放S盒LUT数据部分由8个28×8的RAM构成,存放密钥部分由1个27×32的RAM构成,存放置换和有限域配置信息部分由6个24×32的RAM构成。三个存储模块统一编址,对于S盒存储模块前2bit进行译码,后8bit进行寻址;对于密钥存储模块前3bit进行译码,后7bit进行寻址;对于存储置换和有限域模块,前6bit进行译码,后4bit进行寻址。访问专用存储单元时由Opcode及指令字中其他字段参加译码来控制对不同数据的访问。
2.2 S盒存储模块
通过对DES、AES、IDEA等41种分组密码算法分析可知,有30种算法使用了S盒替代操作,共计十种不同类型的S盒,十种S盒中为二种以上不同算法所使用的仅有4×4、6×4、8×8、8×32四种S盒,其他六种不同类型的S盒查表操作可以采用以上四种S盒查表操作或逻辑运算实现[5]。本设计的S盒实现方式是基于查找表LUT (Look Up Table)的实现方式,将S盒查找表存储在RAM中,操作数作为读地址。这种方法占用较多存储单元,但运算速度快,最主要的是它具有可配置性,能满足当前多种密码运算的需要,并且不进行配置时它本身不带有任何算法信息,使得本身更具有安全性。S盒电路结构如图3所示。
S盒代替电路在设计上考虑支持8×8、8×32、4x4、6×4四种查表模式,采用RAM组的设计方式,为支持32bit的数据路径,采用了4个双端口28×8的RAM组并联电路,即2个28×8的RAM构成一个RAM组。
2.3 密钥存储模块
密钥存储模块是由一个27×32的RAM组成,通过对如表2所示的多种分组密码算法密钥容量的统计和分析可知,深度为128的存储容量可以满足密码运算中密钥的存储要求。
在AES算法中每轮要进行轮密钥加,即“异或”运算;在DES算法中,密钥要进行64位减至56位的置换,然后每一轮都要进行移位和压缩置换;在IDEA算法中,在每一轮运算中其子密钥要进行多次的“异或”、模加、模乘。可见密钥或子密钥在密码运算中参与了多种运算。为了减少硬件设计的复杂度,本设计将取出的密钥放入寄存器堆中,以便能灵活地和其他数据进行各种运算。
2.4 置换及有限域存储模块
置换作为扩散的首要手段,在密码算法中得到了广泛应用。例如:在DES中有六种不同种类的置换;Twofish和Serpent中有两种不同种类的置换。本设计的bit置换单元是基于64×64的omegaflip网络,该网络共有11级,在进行数据置换之前,要先对每一级的开关逻辑进行配置。一级omega-flip网络需要N/2bit(即32bit)控制信息决定该级开关的状态(交叉或直通),所以该置换网络进行一次置换需要11个控制信息。如果用通用指令实现这些控制信息,则至少需要6条指令才能完成配置。
分组密码应用中,有限域乘法运算主要在GF(28)、GF(27)及GF(29)域上。其中,在GF(28)域上的乘法运算最为常见,占到了全部有限域乘法的54.14%。有限域乘法电路运算前需要对乘数多项式和不可约多项式进行静态配置,每组136bit,其中128bit为乘法矩阵配置数据,8bit作为不可约多项式配置数据。
由以上分析可知,本设计的bit置换和有限域模块由6个24×32的RAM组成,它一次可以存放六种置换所需要的控制信息,四种有限域运算所需的128bit乘法矩阵配置数据和8bit不可约多项式配置数据。6个RAM都是双端口(即2个读端口),所以给出2个相同的读地址,6个RAM就可以同时读出12个配置数据。64位的bit置换一次需要的11个控制信息只用一条指令就可以完成配置,大大提高了密码运算速度。
2.5 指令设计
密码专用微处理器扩展了指令集,增加了密码指令。加入专用存储单元后,由于专用存储单元存放的主要是配置数据,结合运算单元的特点,在扩展的专用密码指令中对原指令格式进行了改进,使之更适合于密码算法。改进后该指令字中的低11位被作为5位的shift域和6位的func域,其指令格式如表3所示。三个模块的数据都由CONFIGURE指令存储到专用存储单元中,密钥和S盒可以直接参与运算,对于置换和有限域乘法,在其密码运算指令的shift域中添加专用存储单元的地址,运算时再将配置信息动态配置到IU运算单元中,这样配置和运算用一条指令就可以完成。
表3中:Op为操作码,Rd为目的寄存器地址,Rsl和Rs2为源寄存器地址。type(1)作为区分bit置换和有限域。addr(4)为置换和有限域模块4bit地址,该4bit地址与该地址加1为bit置换和有限域模块6个RAM的2个读地址,读出的数据直接送入运算单元内部对相应模块进行配置。sboxtype(2)2bit为S盒类型选择,用来区分8×8、8×32、4×4及6×4四种S盒。Sboxa/b(1)这1bit是访问S盒时用来选择RAM组a或RAM组b。
3 性能分析
指令条数是影响性能的关键因素,设计专用密码处理指令的目的就是减少实现过程中的指令条数。由于本设计所基于指令的CPI都为1,故可以通过算法所需的指令数来反映系统处理明文的效率。表4给出了与其他两种处理器所需指令条数的对比情况,表中的1386为32位指令编码的通用处理器,PVCP[6]为国防科技大学研制的一款向量结构的密码处理器。
从表4可以看出,本设计的指令条数与通用处理器指令条数相比减少了78%～90%,与功能相似的向量处理器相比,指令条数也减少了许多。
通过对RISC结构进行研究可以发现,寄存器一寄存器的指令特性极大地降低了微处理器对大量存储器中数据的处理效率。因此,结合密码运算的特点及系统需求,本设计将重点放在RISC结构密码专用微处理器在实现密码算法过程中如何减少指令条数上。本文在RISC密码专用微处理器中加入了专用存储单元,用来存储和密码处理相关的数据,如密钥、S盒运算中的LUT数据、有限域乘法中的配置数据及bit置换所用到的控制信息,并扩展和改进了其相应的指令集,减少了指令条数,提高了运算效率。
参考文献
[1] 曲英杰.可重构密码协处理器的组成与结构.计算机工程与应用,2003,39(23) .
[2] 徐东,刘志军,王立华.32位 RISC 结构体系的性能优势.电子工程师,2006,32(8) .
[3] YANGA H Y,MERTOGUNO S J,BOURBAKIS N G.Design of the kydon-RISC processor.Microprocessors and Microsystems,2001,(25) .
[4] 贾琳,樊晓桠.32位 RISC 微处理器流水线设计.计算机工程与应用,2005,41(14) .
[5] 李声涛,分组密码中 S 盒的设计与分析.国防科技大学硕士毕业论文,2004．
微处理器控制单元 第4篇
FDTD算法是1966年K.S.Yee发表在AP上的一篇论文建立起来的, 后被称为Yee网格空间离散方式。核心思想是把带时间变量的麦克斯韦旋度方程转化为差分形式, 故中文称之为“时有限差分法”。麦克斯韦方程如下:
其中H是磁场强度, E是电场强度, D是电位移, B是磁通量密度。
上述两个矢量方程描述了麦克斯韦方程中磁场与电场复杂交错的关系。由于在三维空间中每个矢量方程又可以分解为三个标量方程, 因此该方程组可以化为6个标量方程如下所示:
这样的话便将问题的几何空间离散为空间网格, 电场和磁场的分量便被置于空间离散的网格点上。而这是FDTD计算的前提。我们再用差分近似替代麦克斯韦这6个标量方程中的时间和空间导数, 构造一系列方程, 均以前一时间步电磁场瞬时值来“预测”后一时间步电磁场的瞬时值, 由此构造时间不断向前推近的算法, 来模拟时域中的电磁场变化过程。
1966年, Yee首次给出了麦克斯韦旋度方程的一组差分形式, 这组方程在空间和时间上一离散的形式给出, 使用的是中心差分法。对空间 (X轴方向) 的中心差分法离散公式如下:
对Y轴, Z轴方向的中心差分离散以此类推。
对时间的中心差分离散公示如下:
图1为Yee单元网格的结构:
我们根据6个麦克斯韦标量方程, 结合上述中心差分法, 便可以得到三维问题下的FDTD更新方程如下:
其余的五个方程也如法可以写出, 因此任何时刻可一次算出一个点, 并行算法可计算出多个点。通过这些运算可以交替算出电场磁场在各个时间步的值。
上述方法运行时忽略了两个很重要的问题, 一是数值色散, 就是该方法会产生一定误差, 如何维持该方法可行的精度问题, 二是计算机中模拟的无限过程与计算机本身储存内存有限相矛盾的问题。
解决数值色散的关键是空间网格大小的选择, 时间步长△t, 空间步长△x, △y, △z必须满足一定的关系, 否则就使得数值表现不稳定, 表现为:随着计算步数的增加, 计算场量的数值会无限的增大, 这种增大不是由于误差积累造成的, 而是由于电磁波的传播关系被破坏造成的。所以△t, △x, △y, △z必须满足一定的关系以保证稳定性, 其数值稳定条件为如下:
我们可以软件设置吸收边界来解决第二个问题。时域有限差分网格将在某处被截断。这要求在网格截断处不能引起波的明显反射。不完善的问题空间截断会引起数值反射, 在计算空间经一定的模拟时间后会恶化计算结果。所以添加吸收边界及如何添加合适的吸收边界也已成为FDTD算法研究中的热点问题。
综上所述其程序流程图算法如图2。
2 基于matlab的FDTD算法仿真
基于上述算法流程图, 采用matlab语言来进行FDTD算法的仿真。其部分代码如下:
图3中间为正弦激励源, 随着时间不断把电磁场向前推进, 由于计算机存储空间限制, 在两边设置吸收边界, 抵达吸收边界的波形会被吸收掉。
3 CPU与GPU加速的选择
CPU的知名度远大于GPU, 然而此次FDTD算法的加速却更加青睐GPU。众所周知, CPU (中央处理单元) 是计算机的核心设备, 用来完成各种复杂的计算任务, 应用范围广泛。而GPU (图形处理单元) 的工作目的只有一个, 就是为计算机提供图像处理所需指令和数据。由于其执行任务单一, 设计周期相对较短, 技术突破十分迅速。不仅如此低成本高性能的GPU是一种高度并行的数据流处理器, 显性结构的数据并行是GPU不在需要大量复杂的逻辑控制。数据流经过高速内存接口时不再需要大量缓存。这样就可以空出大量存储空间用于计算单元。对于解决FDTD这样需要大规模计算的算法十分有利。虽然GPU的设计主要是进行图像处理, 并不是用于计算。但图像处理过程与矢量运算极为相似, 为GPU进行电磁场矢量计算奠定了基础。下表给出两者之间的性能比较。
图4为GPU和CPU最大理论处理速度: (单位:/GFlops)
然而在众多的GPU中, 进行FDTD算法研究的学者一直选择了与FDTD天然并行结构不谋而合的NVIDIA显卡。要想在这种类型上的GPU进行FDTD计算的编程, 必须首先熟悉它的硬件操作语言CUDA。因为要在GPU上进行数学运算, 需要先对GPU中的着色单元进行编程。CUDA语言是一门低级语言, 对于掌握了C语言和Matlab这些高级语言的人来说低级语言要复杂的多, 这也阻碍了GPU的进一步应用。总之, GPU在FDTD计算方面有着巨大的应用前景。
4 结论
本文简明扼要的介绍了FDTD算法的由来, 基本原理, 数值色散和吸收边界问题。并且给出了基于Matlab语言的仿真过程。进一步分析了GPU和CPU加速FDTD算法的优劣情况, 指明了基于GPU加速的可行性。FDTD算法作为一种重要的电磁场计算方法, 需要占据大量储存空间并且有这天然的并行结构。而GPU这个本来运用于图像处理的显卡, 由于其并行数据流结构可以提供大量计算空间, 使得计算速度相对于CPU有了极大提升。相信GPU还会在未来的FDTD计算道路上发挥自己更大的作用。
参考文献
[1]葛德彪, 闫玉波.电磁波时域有限差分方法[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2005.
[2]沈琛.基于GPU加速的FDTD算法对电磁辐射与散射问题的研究[D].安徽大学硕士学位论文, 2010 (04) .
[3] (美) Atef Elsherbeni, Veysel Demir.Matlab模拟的电磁学时域有限差分法[M].北京:国防工业出版社, 2013.
[4]杜文革.基于多GPU的FDTD并行算法及其在电磁仿真中的应用[D].山东大学博士学位论文, 2011 (03) .
[5]张波.基于图形处理器的时域有限差分算法研究[J].电波科学学报, 2011 (12) .
微处理器控制单元 第5篇
NAVTEX接收机自动接收海岸电台发射的航行告警、气象告警以及其它安全导航信息, 为船舶安全航行提供重要信息保障, 是全球海上遇险和安全系统的重要组成部分[1]。传统的NAVTEX接收机的信息解调部分采用模拟硬件电路, 由于模拟电路易受环境影响的特点, 导致传统的接收机灵敏度下降, 进而使其不能正确接收报文。本文介绍了基于DSP和软件解调的方法, 实现了信号的数字化和软件解调, 提高了接收机的环境适应性和工作可靠性。
1 NAVTEX接收机原理和信号特点
1.1接收机工作原理
NAVTEX接收机主要由射频接收模块和信息处理模块组成, 其组成和信号流图如图1所示, 信号经天线接收以后送入射频接收模块, 射频接收模块完成滤波、低噪声放大, 并将信号下变频至中心频率为1700Hz的模拟音频信号, 该信号经滤波放大后送入信息处理模块, 其中解调单元完成信息解调, 恢复出数字信号后送入信息处理单元, 信息处理单元完成协议编解码, 送信息显示单元完成信息显示。
1.2 NAVTEX信号特点
根据IEC61097国际规范, NAVTEX系统的工作频率为518KHz、490KHz或4209.5KHz, 其中518KHz用于接收英文信息, 4 9 0 K H z或4209.5KHz用于接收本地语言播发的信息。其采用F1B的调制方式, 即2FSK调制方式, 载波频率f±85Hz表示数字0或1, 调制速率100Bd。
传统的NAVTEX接收机采用硬件电路以锁相解调原理实现信号解调, 硬件解调电路中的锁相环路跟踪输入信号, 并通过正交相位检测、滤波和比较器后实现信号解调[2]。但由于锁相环路中的VCO的震荡频率会随着外部环境的变化发生100Hz左右的漂移, 导致了NAVTEX接收机灵敏度会随着温度的变化而下降, 甚至在低温时出现完全不能正确解调数据的问题。
2软件解调原理[3]
众所周知, 2FSK信号的实质是采用信号频率随着时间做二值变换的方式完成信息的传输[4], 如果能获知既定时间内信号的频率, 完成既定的一段短时间内信号的频谱分析即可实现2FSK信号的解调。
通过时域信号的傅立叶变换可实现信号的频域分析, 获取信号的频谱分布、能量大小和延迟等信息[5], 但其与时间维度没有确定的关系, 而短时傅立叶变换在频谱分析的基础上, 引入了时间维度, 具有在既定短时内完成信号频谱分析的特点, 特别适合2FSK信号的解调。
2.1短时傅立叶变换
短时傅立叶变换首先使用随时间滑动的分析窗对信号进行加窗截断, 然后用傅立叶变换分析各短时信号的频谱, 并通过窗函数的时间平移来覆盖整个时域, 完成信号的频谱分析[6]。
设s (t) 为原信号, h (t) 为窗函数, 则式1为原信号在时刻t处τ时段内的截断信号,
对截断信号st (τ) 进行FFT快速傅立叶变换, 如式2
通过式2可获得时间窗内原信号的频谱分析情况, 当时间窗函数移动时, 信号随时间的先后进行FFT分析, 从而得到信号频谱随时间变化的规律。且由于信号截断在时刻t处的τ时段, 当τ足够小时, 可视为信号在t时刻的频率, 这正是2FSK信号解调所需要的基本条件。
2.2基于短时傅立叶变换的2FSK解调算法
典型的2FSK离散数字信号可表示为[7]:
其中ai是第i个码元, N是码元宽度, f1和f2时是2FSK信号的两个频率, fs是采样频率。
离散2FSK信号经过式2短时离散傅立叶变换后, 可获得2FSK在确定时刻内的频谱情况, 由2FSK信号的特点可知, 经短时傅立叶变换后, 其频谱分量中f1和f2的幅值比其他频率分量的幅度值大, 且当频谱分量中f1大于f2的幅值时, 表明当前时间窗口内为频率f1, 其解调后对应数字1, 反之, 则解调后应为0。
2.3比特同步和码元判决
根据2.2介绍, 每1个码元内解调出Nf个数据比特, 取Nc个码元作为比特同步窗, 当Nc足够大时, 采用下述方法实现码元同步, 步骤如下:
(1) 计算第1个码元内Nf个数据比特中0和1的个数, 设0的个数为N0, 1的个数为N1, 则
其中假设Ne为当前码元中错误比特的个数,
(2) 如步骤1的算法, 分别计算Nc-1其余码元中的Ne。
(4) 比特同步窗左移或右移1比特, 按照步骤1-3的方法计算Nsum2, 并比较Nsum和Nsum2。
当Nsum2>Nsum时, 向相反方向移动, 并循环1-3的步骤;
当Nsum2<Nsum时, 继续原移动方向, 并循环1-3的步骤。
(5) 移动Nf个数据比特, 可计算出min (Nsum) , 即实现了比特同步。
(6) 计算比特同步后每个码元的为N0和N1, 实现码元判决。
3新型NAVTEX信号处理单元设计
基于上述的软件解调原理, 改进了传统NAVTEX接收机的信号处理模块, 采用基于DSP处理器的信号处理电路, 通过上述软件算法, 研制了新型的NAVTEX接收机。
3.1硬件设计
硬件设计主要包括A/D转换和DSP数字处理器电路, 采用高保真音频采集芯片TLV320AIC23B进行A/D采集, 将1700Hz的模拟音频信号进行A/D转换, 并通过数字信号处理芯片 (TMS320VC5402) 进行数据处理, 完成软件解调, 并将解调的NAVTEX报文输出至显示单元进行信息显示。
3.2软件设计
NAVTEX模拟音频信号两个载频分别为1615Hz和1785Hz, 数据码元长度为10ms, 即
f1=1615Hz;f2=1785Hz;N=10ms;
根据奈奎斯特采样定律, 结合采样芯片TLV320AIC23B, 选取采样频率fs=8000Hz;则每个码元长度内采样点的个数Ns=10ms×8000Hz=80个。
取信号截取长度80, 即截取80个采样点进行短时傅立叶变换, 为了提高频率分辨率, 设计采用256点FFT, 除80个采样点外, 其余点补0, 则计算
取Nc=5, 即使用5个码元长度作为作为比特同步窗, 即50个比特作为比特同步和码元判决窗。软件解调流程图见图2。
4结论
本设计采用基于短时快速傅立叶变换的软件解调算法, 对传统NAVTEX接收机的硬件解调电路进行了改进, 解决了传统解调所固有的随环境变化而灵敏度下降的缺点, 现改进后的NAVTEX接收机已进入批量生产阶段, 工作效果达到预期效果。
摘要：本文提出采用DSP和软件解调技术实现NAVTEX接收机的方法, 应用基于短时快速傅立叶变换的方法实现了NAVTEX信号软件解调, 克服了传统NAVTEX接收机硬件相干解调所具有的受环境、温度等外界因素影响而导致误码率升高等问题, 有效地提高了NAVTEX接收机的环境适应性和工作可靠性。
关键词：NAVTEX,短时傅立叶变换,软件解调,2FSK
参考文献
[1]庞福文.汉字奈伏泰斯系统论[M].大连:大连海事大学出版社, 2001
[2]樊昌信, 等.通信原理[M].北京:国防工业出版社, 2001
[3]杨小牛.软件无线电原理与应用[M].北京:电子工业出版社, 2001
[4]王兴亮.数字通信原理与技术[M].西安:电子科技大学出版社, 2009
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[7]李伟光, 李静, 葛临东.一种基于DSTFT解调FSK信号的改进方法[J].现代电子技术, 2006, (6)
密封油控制单元功能分析 第6篇
机械设计领域, 目前了解的密封方式有硬密封和软密封两类, 第一类硬密封主要指金属直接接触或者通过粉末类耐磨材料接触密封, 主要用于高压高温等恶劣环境下的密封方式, 它是材质比较硬的金属与相对较软金属接触, 也有在中间涂抹耐磨耐高温的材料间接密封;工程师接触最多的是另一种密封方式, 即软密封, 不同于橡胶类的密封圈密封, 油封也是机械设计中密封技术中的一种常用的方式。
1 密封油控制单元功能简介
MAN 60MEC上所用的密封油控制单元其功能作用为阀杆处的阀杆轴套三道密封中油封位置实时填充密封用的密封油液, 此处泄漏出油液的多少也可以检验出阀杆与轴套密封圈的密封性能, 同时此处的密封主要是防止排气腔内废气往上渗漏与空气缸内的空气外泄, 以免造成排气阀开启关闭的故障, 废气渗漏也能影响空气缸内空气的压力, 但此处的密封油泄漏只需要满足一定的泄漏要求即可, 如图1所示。
2 密封油控制单元结构及功能原理分析
结构如图2所示。
1) 密封油控制单元功能的实现取决于液压油压力的变化。在排气阀上升阶段油液从高压油控制单元进入初始节流孔和节流螺钉进入连通密封油控制单元的通道。
在缓存内腔中的油液在出口处的二次节流孔和螺塞的安装使得在连接油孔的位置压力缓缓增加, 不受高压力的冲击作用, 这样就形成了周期性压力变化, 如图3。
1.壳体6.弹簧杆7.导杆8.螺栓 (位于滑块9外部安装在滑槽内, 对其做安全定位) 9.滑块10, 11.弹簧12.密封圈13.轴22.制动螺杆23.制动螺杆24, 25.螺栓
2) 在流道中液压油低压时垂直方向切面图如图4, 此时弹簧行程变大, 压缩针轴油槽中的油液, 针轴连接出口 (滑块中的油槽) , 油液从滑块中的油槽进入密封油出口。
3) 在流道中液压油高压, 滑块向左移动, 弹簧压缩, 压力推动指示销 (导杆) 向左侧划出, 指示滑块的动作, 使得针轴连接出口 (滑块中的油槽) 关闭, 油液进入针轴的暂存槽内, 如图5。
4) 在流道中液压油压力下降过程中, 同时弹簧渐渐恢复预压缩状态, 滑块移动, 使得密封油出口连通, 释放槽内油液, 如图6。
5) 在流道中液压油压力低时, 同时弹簧恢复预压缩状态, 滑块移动, 针轴连接出口 (滑块中的油槽) , 油液从滑块中的油槽进入密封油出口, 完成一个循环。如图7。
详细参数说明:针轴传输能力取决于抵抗来自油液的表压为0.4 MPa左右, 这个需要充分考虑到排出到槽内传输排出压力最大为0.23 MPa。
滑块9移动距离为6 mm, 即在油液高压作用下, 由右侧进入的油液压力作用下推动滑块移动, 导杆7、移动6 mm, 即弹簧10此时压缩6 mm, 由预压缩的32 mm变为26 mm, 弹簧负荷F1= (36.4±2.5) N变为F2= (98.8±7) N (弹簧技术参数图样中已明确) , 需要增压承受的力为F0=F2-F1=62.4 N;轴13与弹簧6杆压缩弹簧2.5 mm, 此时高压油存留在此处, 低压下传递的油压, 即弹簧11此时压缩2.5 mm, 由预压缩的13 mm变为10 mm, 弹簧负荷F11= (2.1±0.2) N变为F22=3N, 需要增压承受的力为F00=F22-F11=0.8 N。
3 系统功能分析
图8中, A处滑块上有两个键槽, 前部一个键槽为滑块定位用, 用于限定滑块的移动距离, 下部能与芯轴连通的为存油输送槽, 此滑块的公差精度直接影响油液的输出量, 油液槽中的油液通过滑块运输到节流孔然后进入油液管路中, 最终油液经过止回阀进入轴套位置的内外油封环槽中, 以达到油密封的作用;B处内部的轴与弹簧杆装配起来, 轴的端部存油液量为0.035 m L;C处油液起两处密封作用, 即阀杆轴套内侧与阀杆接触油封和轴套与空气缸接触的油封;D处止回阀流量6 L/min, 开启压力为0.02 MPa, 最大压力为700 MPa, 即密封油控制单元没有起作用, 高压油直接从顶部泄漏下来, 此处的止回阀仍然起作用。
4 常见的问题
1) 初始节流孔大小限制问题, 需要充分考虑到油液排量大小, 在孔直径大小为0.7 mm时油液排量为50~70 m L, 如果此处的节流螺栓孔大小为1.3 mm那么排量变为98 m L, 出口处泄压节流螺塞同样如此;2) 切屑堵塞节流螺塞孔;3) 二级节流螺塞孔公差为上公差时孔太大;4) 二级节流螺塞孔位置的O形圈被破坏, 用碾磨球去毛刺;5) 二级节流螺塞未安装;6) 针轴在滑槽孔内不能正常工作 (自由滑动) , 其表面和孔都必须满足公差要求;7) 导向的指示销即导杆错位导致静摩擦, 滑块延迟复位, 这时针轴中传输的油液不能进入滑块暂存槽内, 即滑块错位, 功能不能实现;8) 滑块的加工精度要求未达到, 引起滑块不动作或者动作延迟, 间隙过大, 使得油液从泄油孔和泄油槽直接流出, 达不到预期排放密封油的作用。
摘要：MAN柴油机排气阀机构密封油控制单元, 根据其泄漏出油液的多少也可以检验出阀杆与轴套密封圈的密封性能, 同时此处的密封主要是防止排气腔内废气往上渗漏与空气缸内的空气外泄, 以免造成排气阀开启关闭的故障, 废气渗漏也能影响空气缸内空气的压力, 但此处的密封油漏漏只需要满足一定的泄漏要求即可。但设计方并未给出具体的泄漏量, 为此文中进行一些功能分析, 研发相关测试平台, 最终测算出泄漏量大小, 解决实际生产过程中配套合格的问题, 并掌握MAN设计理念, 比较间隙配合对于泄漏量的影响。
微处理器控制单元 第7篇
2009 年5 月国家电网公司提出了建设坚强智能电网的目标, 智能变电站是实现目标的重要环节。而电子式互感器又是智能变电站核心技术之一, 是智能变电站信息化、数字化、自动化、互动化的基础, 解决了传统互感器体积大、成本高、暂态性能差的难题。但是随着一次设备向小型紧凑化方向发展, 留给互感器的空间越来越小。为节约空间, 二次厂家倾向于取消互感器出口的二次变换器, 将其移至合并单元内部, 使互感器输出的模拟信号通过电缆直接进入合并单元。在没有试验验证该做法可行的情况下, 设备接收方担心由于暴露在电磁干扰环境中的二次电缆较长, 导致信号中噪声大, 进而使合并单元输出数据的误差超过规范要求范围, 影响互感器的数据可信度。
2 采用傅里叶变换的误差计算
根据GB/T 20840.8- 2007 中电子式互感器的误差定义, 分析电子式电流互感器的幅值误差及相位误差计算方法如下:
ip (tn) 和is (n) 皆为周期性信号。这些信号数字化后的离散傅里叶变换如下所示:
式中, ip为一次电流幅值, is为被测互感器的二次电流数字量输出, T为一个工频周波的时间, n为数据集计数序号, tn为一次电流第n个数据集采样完毕时间, k为叠加周期数, Ts为一次电流两个样本之间的时间间隔。
对于额定频率的相位和幅值误差, 用以下2个复数系数表示:
幅值误差:
式中, krd为额定变比。
相位误差:
3电子式电流互感器误差校验仪结构介绍
3.1试验电流源
作为校验过程中的信号源, 电流源具备足够的容量及调节精度, 频率调整范围为[49.5, 50.5]Hz。
3.2标准电流互感器
铁芯线圈的电流互感器准确度较高, 且不受一次载流导体位置影响, 适合作为标准电流互感器。本系统采用的标准电流互感器额定变比为1000A/1A, 准确度为0.05级。被测电子式电流互感器准确度为0.2S级。标准电流互感器的准确级比被测电子式电流互感器的准确级高2级, 符合规范要求。
3.3信号调理电路
通过电阻分压电路将标准电流互感器低压侧的电流信号转换成电压信号, 便于计算机处理。
3.4标准信号通道与被试信号通道
标准信号使用的数据传输通道有完善的屏蔽措施, 可以忽略来自外界的干扰。被试信号使用的数据传输通道使用普通二次电缆, 暴露在电磁干扰环境中, 考虑工程实际中开关柜体尺寸, 长度定为4m。
3.5数据采集卡
选用美国NI公司的PCI-4474完成标准电流互感器与被试电子式电流互感器的模数转换工作。其分辨率为24位, 最小误差为6×10-8, 满足校验仪在准确级方面的要求。在同步采样方面, PCI-4474使用外加时钟实现信号同步。由于基准信号和被试信号使用同一个数据采集卡完成信号处理, 所以可以保证二者的采样同步性。
3.6基于Lab VIEW的误差分析平台
计算机使用Winpcap软件捕获PCI-4474发出的数据包, 通过Lab VIEW建立的分析平台, 在后台计算出电子式互感器的比值差、相位差;在前台实现标准、被测信号的波形显示等功能。
4合并单元主流数据处理算法分析
由于被试互感器的二次电缆暴露在强电磁干扰环境中, 信号中含有大量噪声及谐波成分。因此要求合并单元算法能准确地提取出信号中的基频分量, 这就需要分析不同信噪比背景下, 合并单元常用的几种数据处理算法的优劣, 得出能否克服干扰获得正确信号基频分量的结论。
合并单元常用的数据处理算法有:Blackman窗、Blackman- Harris窗、4 项3 阶Nuttall窗、4 阶矩形卷积窗和4 阶三角自卷积窗函数。考虑到三角自卷积窗优良的旁瓣性能, 本文重点介绍其实现流程, 并就试验数据与其他窗函数对比、给出评价。
4.1基于三角自卷积窗的基波参数分析方法
4.1.1算法流程
(1) 对离散信号做截短处理, 即进行长度为N的三角自卷积窗运算; (2) 对加窗序列做傅氏变换, 获得其离散频谱; (3) 在得到的频谱中搜索基波附近局部幅值最大谱线k1 和次大谱线k2; (4) 利用LSM插值多项式求解频率偏移量 λ; (5) 由 λ 计算基波频率、幅值和初相角等参数。
4.1.2 离散频谱插值算法
以频率单一的信号x (t) 为例, 经采样频率为fs的模数转换器后, 得离散序列如下:
式中, A0、f0、φ0分别为信号的幅值、频率和初相角。
对离散后的信号加长度为N的p阶三角自卷积窗w Tri- p (n) (n=0, 1, …, N- 1) 进行截短, 然后对截短序列进行傅氏变换, 得到离散频谱为:
式中, k0=f0N/fs代表频率f0在离散频谱中的位置。在工程应用中, 模数转换的采样频率fs为常数值, 而电力系统的基波频率f0往往存在波动。所以就算采用锁相环技术, 采样频率fs也无法与基波频率f0保持严格的整数倍关系, 即k0为非整数, 位于离散频谱幅值最大谱线k1和次大谱线k2之间 (k1≤k0≤k2=k1+1) 。因此非同步采样在所难免, 如下图所示。
在频率f0附近采用局部峰值搜索策略找到局部幅值最大和次大的谱线位置, 分别为k1和k2。两条谱线幅值分别为y1和y2。定义系数 α 为:
定义系数 β 为:
由y1和y2可以计算出 β, 再利用频谱插值多项式计算出相应的 α。此时, 频率f0的计算式为:
幅值为:
初相角为:
式 (13) 的arg表示求离散谱线的相角。
4.2噪声影响下的基波参数提取试验
令信号源产生电子式电流互感器的额定电流信号, 该信号同时含有基波、2次和3次谐波, 使电子式电流互感器输出信号的时域表达式为:
为分析合并单元常用的算法在噪声的影响下, 提取基波参数的准确度, 我们将校验仪置于工频、辐射混合电磁场中, 使被试信号通道中产生噪声。令信噪比以10d B为步长, 在[10, 100]d B的范围内变化, 对被试信号持续采样。分别采用长度为N=512 的Blackman窗、Blackman- Harris窗、4 项3 阶Nuttall窗、4 阶矩形卷积窗和4 阶三角自卷积窗处理信号, 并采用离散频谱插值校正算法求取信号的基波频率、幅值和初相角。各算法获取的基波参数随噪声强度变化的曲线分别如图4~ 图6 所示。
图4展示了合并单元的几大常用算法在不同信噪比的噪声环境中, 提取基波频率的绝对误差分布曲线。4阶矩形卷积窗与Blackman窗所采集的基波频率误差相似, 略高于其他三类算法的测量误差;4项3阶Nuttall窗和Blackman-Harris窗在信噪比大于50d B后的测量结果准确度得到明显提高;使用4阶三角自卷积窗测得的基波频率准确度最高, 且其优势在信噪比大于20d B后体现得淋漓尽致。
图5 给出的是合并单元各常用算法在噪声环境中, 提取基波幅值的比差分布曲线。在信噪比小于50d B时, 各算法测得的基波幅值比差随信噪比的增大而迅速下降, 但在[50, 60]d B之间, Blackman- Harris窗、4 项3 阶Nuttall窗、4 阶三角自卷积窗测量值的比差会有小幅上升, 在信噪比大于60d B后, 4 阶矩形卷积窗与Blackman窗测量值的比差趋于常数, 其他算法的误差则继续降低。在所有算法中, 4 阶三角自卷积窗的基波幅值比差最小。
图6 给出了合并单元各常用算法在噪声环境中, 提取基波初相角的绝对误差分布曲线。当信噪比不大于40d B时, 4 阶矩形卷积窗与Blackman窗、Blackman- Harris窗、4 项3 阶Nuttall窗的误差相差不大, 但均大于采用4 阶三角自卷积窗测得基波初相角的绝对误差。当信噪比大于40d B时, Blackman窗、Blackman- Harris窗、4 项3 阶Nuttall窗较4 阶矩形卷积窗有明显优势, 但准确度均低于采用4 阶三角自卷积窗的情况。由图6 可见, 采用4 阶三角自卷积窗的基波初相角准确度最高。
综上所述, 4 阶三角自卷积窗算法利用其优良的旁瓣性能, 能够有效克服不同信噪比的噪声对基波参数分析的影响, 其准确度高于采用Blackman窗、Blackman- Harris窗、4 项3 阶Nuttall窗、4阶矩形卷积窗的情况, 特别当信噪比大于30d B后, 采用4 阶三角自卷积窗进行基波参数提取的准确度明显高于其它4 种窗函数。
5 结语
本文介绍了电子式电流互感器误差校验仪的组成结构, 建立了基于三角自卷积窗的FFT算法, 还给出了基于三角自卷积窗的基波参数分析方法, 并通过试验验证了合并单元各主流算法在基波参数分析中的有效性及准确性。
试验数据显示, 合并单元各主流算法在不同强度的噪声影响下, 测得的基波频率绝对误差变化范围为[3.8×10-9Hz, 5.9×10- 4Hz];基波幅值比差变化范围为[3.1×10- 8%, 0.08%];基波初相角误差范围为[2.3×10-5’, 3.1’]。符合GB20840.8- 2007 规定的0.2S级计量用互感器误差限制要求。故对于计量用电子式电流互感器, 可以取消出口处的二次转换模块, 合并单元的信号处理算法可以消除电磁干扰对数据精确度的影响。
摘要：设计了一种基于Lab VIEW的电子式电流互感器校验仪, 详细分析了三角自卷积窗算法的实现流程。模拟合并单元各类常用的数据处理算法, 并在不同信噪比条件下, 进行基波参数提取试验, 对测试数据进行了误差分析。实验结果显示, 在取消电子式电流互感器出口端二次转换模块的条件下, 合并单元可以通过软件算法消除电磁干扰的影响, 提供误差范围符合规范要求的数据。
微处理器控制单元 第8篇
广州地铁一号线A1型车为上世纪90年代产品, 由德国西门子制造。A1型车110 V控制电路是采用继电器控制的有节点电路, 继电器数量达到500个/列[1]。继电器触点控制布线多, 易出错, 无法进行系统故障的记录和诊断, 不易维护, 同时, 在使用过程中继电器容易出现触点接触不良、定位销卡滞、线圈发热量大等缺点, 其故障具有突发性和重复性。由于继电器故障率较高, 检修维护工作量大, 对列车正常运营造成很大影响。
为减少A1型车110 V控制继电器的应用, 降低110 V控制回路故障率, 根据LCU的开关量逻辑控制特性, 可取代传统继电器控制, 实现逻辑控制和顺序控制。广州地铁采用成都运达科技股份有限公司研发的LCU逻辑控制单元对A1车110VV控制电路进行改造。
2 改造方案设计特点
广州地铁一号线A1型车110 V控制电路LCU改造所采用的控制器是成都运达科技股份有限公司为铁路机车、地铁车辆和动车组研制的专用可编程控制器。它采用高性能16位高速单片机系统作为硬件基础, 研制成适合电力机车110 V直流电源的专用输入输出控制电路。用软件实现原有控制电路逻辑关系;用现代电力电子器件和微机控制技术构成的无触点控制电路替代传统的继电器有触点控制电路, 是用于铁路机车、地铁车辆及动车组的新一代智能型逻辑控制装置。
2.1 主要技术参数[2]
主要技术参数如表1所示。
2.2 主要技术特点
2.2.1 可靠性高
(1) 一列车共取消了364个控制继电器, 减少了110 V控制电路节点, 有效降低有节点电路故障。
(2) 采用冗余设计, AB两组之间能相互切换, 一组出现故障不影响另一组正常工作, 安全性更高。
(3) 采用光电隔离的开关量信号输入, 抗干扰能力强, 能准确、快速的接收输入电信号指令。
(4) 采用隔离控制场效应晶体管输出开关量, 具有短路保护功能。
(5) 输入输出延迟不超过30 ms, 响应时间快。
2.2.2 维护性好
(1) LCU系统具备自诊断能力和报警显示, 故障查找方便。
(2) 模块化设计, 受外部环境影响小, 日常维护简单。
(3) 各节车LCU彼此独立工作, 但所有接口保持一致, 控制板件可互换使用, 备件采购单一, 使用方便。
(4) 箱体式结构设计, 空间占用率低。
2.2.3 节能性好
每套LCU自身功耗小于100 W, 可节约能耗。
3 LCU改造硬件设计
3.1 硬件结构组成
LCU的机箱采用铝合金材料制成, 用于安装和实现EMC防护, 机械结构上实现安装对外接口插座和紧固控制插件板。LCU的硬件结构如图1所示。
电源插件板和控制插件板并排安装在机箱中, 左边第一块插件板是电源插件板, 其他插件板均为控制插件板。控制插件板从左到右依次排列, 奇数位为A组, 偶数位为B组, 依次为1/A、1/B、2/A、2/B、…、10/A、10/B。
3.2 硬件结构原理
广州地铁一号线A1型车110V控制电路LCU改造取消了部分继电器控制, 集成为LCU模块化逻辑控制, 控制板采取双备份系统, 设置一个“三位”转换开关, 以A组为主控制板和B组为备份控制板, 正常工作时“自动位”默认为主控制板A组工作, 并自动检测A组控制板工作状态, 若检测A组控制板存在异常, 会自动切换到B组备份控制板工作, 如图2所示。
DC110V通过LCU电源开关分别送入到电源插件板和控制插件板, 其中控制插件板通过“三位”转换开关送入A组和B组。
电源插件板设计实现从DC110V (77~137.5) 到DC5V的电源转换, 为控制插件板提供DC5V工作电源, 同时实现故障诊断相关功能。
控制插件板采用光电隔离的DC110V开关量信号输入, 其隔离电压为DC1000V。输入信号电压小于75 V定义为“0”;输入信号电压大于等于75 V定义为“1”。当某路负载出现短路时, 该插件会提示并自动将该路输出断开, 当短路消失后能及时自动的恢复。同时控制插件能对自身的工作状态进行检测, 当出现异常时能通过控制板LED闪烁等手段进行提示。
4 LCU改造软件设计
4.1 软件控制原理
LCU软件控制主要是通过CPU完成逻辑运算、延时控制、软件抗干扰、保护及各插件之间的通信, 根据列车的实际工况确定输入信号和状态信号来决定各个输出的状态。LCU的输出电路采用高速光耦和CMOS管等元件实现光电隔离, 从而解决高低电压的隔离和驱动功率的放大, 实现了可靠地驱动各类机车负载, 如图3所示。
4.2 软件逻辑设计原理
由于地铁车辆电路控制复杂多样, 以下仅以司机台主控电路的逻辑设计原理进行说明。如图4所示, 在蓄电池DC110V供电正常时, 激活司机台主控开关2A01-S01, 2K01、2K02、2K03将通过2K07常闭触点得电, 同时2K01将自锁保持供电, 2K01得电后2K04、2K05将得电闭合。而在无人自动折返司机台主控开关断开时, 则通过4K03折返继电器闭合给2K01、2K02、2K03供电, 使司机台继电器激活[3]。
通过LCU改造后, 取消了部分继电器控制, 如图4所示, 虚线框中继电器控制电路已由LCU控制板替代, 三角形标记的2K01、2K04、2K05为保留继电器, 当蓄电池供电正常LCU输入信号I_20100为“1”时, 激活主控开关LCU输入信号I_20101为“1”, 则LCU输出信号O_20103、O_20104、O_20105为“1”。
其中软件逻辑设计如下:
5 LCU应用效果
广州地铁一号线A1型车110 V控制电路LCU改造共完成两列车, 改造取消了大部分继电器控制, 减少了110 V有接点电路, 有效降低控制电路故障率, 提高列车可靠性, 减少维护成本。如图5所示LCU模块化控制取代了继电器控制。
改造完成后正式载客运营至今已将近两年, 累计运行公里数达到37万公里, 期间没有发生LCU逻辑控制故障, 运行状态良好。
LCU逻辑控制单元稳定性高、节能性好、使用寿命长、便于维护, 相较于传统继电器控制的故障率高、维护困难等缺点, LCU的应用减轻了车辆日常维护工作量, 降低了车辆维护成本, 每年每列车直接经济维护可节约数万元。同时, 通过LCU改造的列车可靠性得到有效提高, 减少了运营故障影响, 赢取列车应用效益可达数十万元。
6 结束语
广州地铁一号线A1型车110V控制电路LCU改造, 实现了无触点控制代替传统继电器有触点控制, 在地铁车辆技术创新运用上有着重大突破。通过LCU在地铁车辆控制中的应用研究论述了逻辑控制单元替代传统继电器控制的可行性和优越性, 为地铁车辆传统控制技术升级改造探明了新方向。
参考文献
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