变频器回馈制动

变频器回馈制动（精选7篇）

变频器回馈制动 第1篇

在一般的异步交流电动机传动中,电动机大都处于电动状态,电动机需要向电网吸收能量,但是由于负载的不同,在有些负载需要电动机快速制动,如轧钢中的辊道电机;或者负载具有一定的位置势能时,如天车钓钩的电机;异步电动机就有可能处于发电状态。如果电动机直接接到电网时,电机发出的电向电网回馈,但是这样对电网有较大的影响,如果电机由变频器拖动时由于变频器有中间储能环节,其储能是有限的,故电机发电状态时对变频器有较大的威胁。变频器在处理电机的再生发电时,有多种制动方法,如能耗制动、储能制动、回馈制动等。对能耗制动方法,电机发出的电会白白的浪费,同时能耗电阻会经常损坏;储能制动方法中储能也是有限的,同样对变频器有威胁,能量回馈是处理再生发电的好方法,又是制动的好方法。它保证了变频器的安全、节约了能量、同时增强了电机的制动功能。本文将对能量回馈的技术问题作一些讨论[5]。

2 简单的实施方案

系统结构如下图1所示,由LC滤波、整流块A、母线电容C、逆变块B和逆变块A的控制系统组成。电机一般工作在电动状态下,逆变块A作为整流用,在发电状态下,作为逆变回馈用,电机发电时,通过逆变块B中IGBT反并联的二极管整流,整流电压加在母线电容C上如果发电功率较大时,母线电压就会上升,直接威胁到整个系统的安全,这样就需要启动整流块A将多余的能量经过电感电容回馈到电网。电感将承受直流母线电压和电网线电压的差值,同时电感将缓冲谐波的无功功率。

要完成回馈制动,需要完成三方面的工作:1)检测电压何时开始回馈;2)保持回馈制动时与电网同频同相;3)回馈制动时限制回馈电流的大小[2]。

2.1 电压的检测

在电压检测中,主要检测直流母线电压和电网电压,检测电网电压时,一般需要考虑电网的波动,根据变频器的中间环节所能承受的直流电压,再利用回馈制动时,电网允许向上波动+20%,由此在直流电压检测时,在电压值为(1.2*√2)倍的电网线电压有效值时可以启动逆变块A工作,进入回馈制动状态[4]。

2.2 电网频率和相位检测

在回馈制动中,是否有效地回馈能量,关键是保证与电网同频、同相,并且回馈时要保证电网输出正电压时,输出负电流。其次,在回馈时要尽量选取电网线电压的高电压段,如图2所示,这样当回馈电流一定时可以获得较大的能量回馈功率[1]。

设定整流块A中的功率器件的开关状态要求与电网同步,同步信号如图2中(B)所示,下面是一种简单的同步信号控制方式,可以简单的得到V1-V6的同步方波脉冲。

2.3 回馈电流的控制

在回馈制动中,合理的控制回馈电流大小也是至关重要,回馈电流的大小必须满足能量回馈功率的要求,如果系统回馈功率小于电机在发电状态时的输出功率,在变频器的直流母线上电压就会继续升高。由于电网电压是一定的,系统回馈功率的大小是由回馈电流的大小决定的。另外回馈电流的大小必须控制在所使用的IGBT的额定范围内[3]。

回馈制动时,回馈电流变化速度较快,就需要采用有效的控制方式,一般采用滞环电流比较法控制,见如下框图4所示:

3 工程应用

这种回馈制动方法的变频器,从现场应用看:在回馈支路中通过使用一台自耦变压器来提高电源电压,以使在回馈过程中中间回路电压不会降低;在整流运行时使具有相位角控制的中间回路电压恒定降低,以使能进行回馈;降低中间回路电压仅仅是为了能通过一个尾部命令进行回馈,以使能在整流时充分使用电源电压并且不必为回馈而使用自耦变压器;回馈制动时变频器采用滞环电流比较法回馈制动的方式,母线电压比设定的基准电压高出多少即回馈多少,当高于2 0%时启动回馈制动,让能量回馈到电网从而保证了变频器安全工作。通过检测母线电压,看不到有较大的电压波动。回馈到电网波形比较好,采用适当的LC滤波后,对电网基本造成不了污染,滤波效果较好。节能效果也明显,与工频比较,综合节电率约在3 0%左右。10*18.5KW的辊道电极用变频后可直接采用变频电机拖动,可以平滑的进行调速,而可以不用绕线式电机,同时变频电机的使用寿命要比绕线式电机长2-3倍,因此可降低用户的维护费用,维护起来也比较方便。采用变频调速后,甩掉了原工频用的速度段切换交流接触器及调速电阻,使工人的操作环境大为改善,调速平滑,减轻了对电网及换挡的冲击,电流变化平稳,这是原工频状态所无法比拟的。

4 结束语

变频器如果所驱动的是辊道类负载,变频器应具备多种制动手段,回馈制动是重要的一种。我公司轧钢的辅传动变频装置上成功地应用了回馈制动,取得了很好的效果。回馈能量的波形必须好,回馈相位必须准确否则回馈会对电网造成冲击,技术关键在于此。

参考文献

[1]黄俊主编.半导体变流技术[M].北京:机械工业出版社,1986.

[2]林渭勋等编著.电力电子技术基础[M].北京:机械工业出版社,1990.

[3]陈伯时,冯晓刚等.电气传动系统的智能控制[J].电气传动,1997,27(1):3-8.

[4]陈伯时主编.自动控制系统[M].北京:机械工业出版社,1981.

变频器回馈制动 第2篇

第一章

直流电动机工作原理

图1-1 直流电动机工作原理示意图

图1.1是一台直流电机的最简单模型。N和S是一对固定的磁极，可以是电磁铁，也可以是永久磁铁。磁极之间有一个可以转动的铁质圆柱体，称为电枢铁心。铁心表面固定一个用绝缘导体构成的电枢线圈abcd，线圈的两端分别接到相互绝缘的两个半圆形铜片(换向片)上，它们的组合在一起称为换向器，在每个半圆铜片上又分别放置一个固定不动而与之滑动接触的电刷A和B，线圈abcd通过换向器和电刷接通外电路。

将外部直流电源加于电刷A(正极)和B(负极)上，则线圈abcd中流过电流，在导体ab中，电流由a指向b，在导体cd中，电流由c指向d。导体ab和cd分别处于N、S极磁场中，受到电磁力的作用。用左手定则可知导体ab和cd均受到电磁力的作用，且形成的转矩逆时针方向旋转，如图1-1(a)所示。当电枢旋转180°，导体cd转到N极下，ab转到S极下，如图1-1（b)所示，由于电流仍从电刷A流入，使cd中的电流变为由d流向c，而ab中的电流由b流向a，从电刷B流出，用左手定则判别可知，电磁转矩的方向仍是逆时针方同。

由此可见，加于直流电动机的直流电源，借助于换向器和电刷的作用，使直流电动机电枢线圈中流过的电流，方向是交变的，从而使电枢产生的电磁转矩的方向恒定不变，确保直流电动机朝确定的方向连续旋转。这就是直流电动机的基本工作原理。

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第二章

直流电动机的分类

根据励磁方式的不同，直流电机可以分为他励、并励、串励和复励四种。

图2-1 直流电动机按励磁方式的分类

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第三章

他励直流电动机的机械特性

在他励电动机中，Ua,Ra,If保持不变时，电动机的转速n与电磁转矩T之间的关系称为他励电动机的机械特性。根据公式：

TCTIa

ECEn

UaEIaRa

可得，他励电动机的转速与转矩之间有如下关系：

UIRUIRURaEnaaaaaaaTn0T

CECECECECECECT2当Ua、Ra、为常数时，nfT为一条向下倾斜的直线，如图3所示：

图3-0 他励直流电动机的固有特性

Ua 称为理想空载转速； CERa  称为机械特性的斜率，大小反映软特性与硬特性； 2CECTRaT 称为负载时的转速降。

nTCECT由于电枢电路电阻Ra很小，所以机械特性的斜率很小，硬度很大,固有特性为硬特性。其中： n0 3

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3.1 固有机械特性

UUN、N电枢回路不串电阻时的机械特性。其方程式为：

UIRUIRURaE naaaaaaaTn0T

CECECECECECECT2由于Ra较小，特性的斜率小，所以他励直流电动机的固有机械特性是一条稍稍向下

倾斜的直线，如3-2所示：

图3-1 他励直流电动机的固有特性

固有特性称为硬特性，其额定转速变化率为：

nn0nNN%n100%

N3.2 电枢串接电阻时的人为机械特性

将电枢回路串接电阻，而保持电源电压和励磁磁通不变其机械特性如图3-2所示： 4

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图3-2 电枢串接电阻时的人为机械特性

与固有机械特性相比，电枢串接电阻时的人为机械特性具有如下一些特点:

1、理想空载转速与固有特性时相同，且不随串接电阻Ra的变化而变化；

2、随着串接电阻的加大，特性的斜率加大，转速降落n加大，特性变软，稳定性变差；

3、机械特性由与纵坐标轴交于一点nn0但具有不同斜率的射线族所组成；

4、串入的附加电阻越大，电枢电流流过附加电阻所产生的损耗就越大。

3.3 改变电源电压时的人为机械特性

此时电枢回路附加电阻Rka0，磁通保持不变。改变电源电压，一般是由额定电压向下改变。

由机械特性方程，得出这时的人为机械特性如图3-3所示。

与固有机械特性相比，当电源电压降低时，其机械特性的特点为：

1、特性斜率不变，理想空载转速n0降低；

2、机械特性曲线平行下移，机械特性由一组平行线所组成；

3、不变，机械特性的硬度不变。

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图3-3 改变电源电压时的人为机械特性

3.4 减小励磁电流时的人为特性

减小励磁电流I，则磁通减小，n0增加，增加，减小，人为特性如图3-4所示：

图3-4 减小励磁电流时的人为特性

第四章 他励直流电机的制动

为了满足生产和生活的需要，电力拖动系统往往需要使电动机尽快停转或者由高速运行迅速转为低速运行，为此需要对电动机进行制动，同时对于位能性负载的工作结构，为

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了获得稳定的下降速度也需要对电动机进行制动。

制动是电动机一个重要的运行状态，其运行的特点是电磁转矩Tm的方向与旋转方向n相反。

4.1 他励直流电动机的制动种类

他励直流电动机的制动方法包括能耗制动、反接制动和回馈制动三种。

4.2 回馈制动

他励电动机回馈制动的特点是：使电动机的转速大于理想空载转速，因而EUa，电机处于发电状态，将系统的动能转换成电能回馈给电网。

回馈制动又分为以下两种类型。

4.2.1 正向回馈制动——电车下坡

电车在平地行驶或上坡时，负载转矩TL阻碍电车前往行驶。如图4-1所示：

图4-1 回馈制动电车下坡过程

系统工作在机械特性与负载特性2的交点a上。电车下坡时，TL反向变成帮助电车向下加速行驶，负载特性变为特性3。在T和TL的共同作用下，n加速，工作点由a点沿特性1向上移动。到达n0时，T0，但TL0，即-TL与n方向相同，在TL作用下，电机继续加速，工作点越过n0继续向上移动。这时T反向，成为阻止电车下坡的制动转矩。但

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TLT，工作点继续上移，直至机械特性1与负载特性3的交点b为止，TTL，电车恒速往下行驶。自从工作点越过n0后，nn0，使得EUa，电动机就进入了回馈制动过程，到达b点后，电机便处于回馈制动运行。由于这种回馈制动，电枢电压方向没有改变，故称正向回馈制动。正向回馈制动与电机状态相比，虽然n、E、Ua的方向都未改变，但因EUa，使得Ia以及T反向，两者的区别如图4-2所示：

（a）电动状态（b）制动状态

图4-2 正向回馈制动时的电路图

正向回馈制动在调速过程中也时常出现，当电动机减速时，若减速后的理想空载转速低于减速前的转速，电机便会在调速过程的某一阶段处于正向回馈制动过程。如图4-3所示：

（a）改变电枢电压调速（b）改变励磁电流调速

图4-3 调速时出现的正向回馈制动

在改变电枢电压调速和改变励磁电流调速时，工作点都要从a点平移到b点，然后经c点到达d点稳定运行。在bc阶段，nn0，电机处于正向回馈制动过程中。它的存在，有利于缩短bc短的时间，加快调速过程。

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4.2.2 反向回馈制动——下放重物

制动时，将电枢电压反向，并且在电枢回路中串联一个制动电阻Rb。制动前后的电路图如图4-4所示：

（a）电动状态（b）制动状态

图4-4 反向回馈制动时的电路图

这时，电动机拖动的是位能性恒转矩负载。如图4-5所示：

图4-5 回馈制动下放重物过程

制动前，系统运行在机械特性1与负载特性3的交点a上。制动瞬间，工作点平移到人为特性2上的b点，T反向，n迅速下降。当工作点到达c点时，在T和TL的共同作用下，电动机反向起动，工作点沿特性2继续下移。到达d点时，转矩等于理想空载转矩，T0，但TL0，在重物的重力作用下，系统继续反向加速，工作点继续下移。当工作点到达e点时，TTL，系统重新稳定运行。这时的电动机在比理想空载转速高的转速下稳定下放重物。

在上述制动过程中，bc段电机处于电压反向反接制动过程，cd段电机处于反向起动过程，de段电机处于回馈制动过程，在e点电机处于回馈制动运行。由于这种回馈制动是

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在电枢电压反向后得到的，故称反向回馈制动。

反向回馈制动运行时，与图4-4（a）的电动状态时相比，如图4-4（b）所示，由于n反向，E反向，且EUa，Ia方向不变，T方向不变，但与n方向相反，成为制动转矩。电机处于发电状态，将系统的动能转换成电能送回电源。

回馈制动的效果也与制动电阻Rb的大小有关。Rb小，则特性2的斜率小，转速低，下放重物慢。

由图4-4（b）可知，回馈制动运行时，为简化分析，只取各量的绝对值，而不考虑其正负，则

RaRbEUaCEnUaCT（CEnUa）

TIaTCT可见，若要以转速n下放负载转矩TL的重物，制动电阻应为

RaCT（CEnUa）Ra TLT0忽略T0，则

RaCT（CEnUa）Ra TL采用回馈制动下放重物时，转速很高，超过了理想空载转矩，要注意转速不得超过电机允许的最高转矩（产品目录或电机手册中可以查到）。同时还要注意有上式求得的Rb还要满足Rb

UaEbRa的要求。Iamax

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结论

他励电动机回馈制动就是使电动机的转速大于理想空载转速，因而EUa，电机处于发电状态，将系统的动能转换成电能回馈给电网。如果直流电源采用电力电子设备,则需要有逆变装置才能将电能回馈给电网.回馈制动主要分为一下两种:正向回馈制动—电车下坡.电动机车下坡时，重力加速度将使车速增高，为了安全需要制动限速。当电动机转速升高而增大的电枢感应电动势大于电网电压时，电动机便变为发电机运行，它的电枢电流和电磁转矩的方向都将倒转，就限制了转速进一步增高，起了制动作用。电枢电流方向倒转，电功率回馈到电网，故称为回馈制动，回馈的电功率来源于电动机车下坡时所释放出来的位能。反向回馈制动—下放重物.辽宁工程技术大学电机与拖动课程设计

心得体会

我们通过学习电机与拖动，对他励直流电动机有了一些初步了解，但那都是一些理论的东西。通过这次他励直流电动机的课程设计，我们才把学到的知识与实践相结合。从而对我们学的知识有了更进一步的理解，使我们进一步加深了对所学知识的记忆。

在此次的他励直流电动机的设计过程中，我更进一步地熟悉了电动机的结构及掌握了各组成部分的工作原理和其具体的使用方法。也锻炼了自己独立思考问题的能力和通过查看相关资料来解决问题的习惯。虽然这只是一次简单的课程设计，但通过这次课程设计我们了解了课程设计的一般步骤，和设计中应注意的问题，同时我们也掌握了做设计的基本流程，为我们以后进行更复杂的设计奠定了坚实的基础。设计本身并不是有很重要的意义，而是同学们对待问题时的态度和处理事情的能力。至于设计的成绩无须看的太过于重要，而是设计的过程，设计的思想中的每一个环节，设计中各个部分的功能是如何实现的。各个部分能够完成什么样的功能，使用材料时应该注意那些要点。同一个部分可以用哪些材料实现，各种材料实现同一个功能的区别。另外，我们设计要从市场需求出发，既要有强大的功能，又要在价格方面比同等档次的便宜。

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参考文献

【1】.唐介

《电机与拖动》

高等教育出版社 【2】.汤蕴

《电机学》

西安交通大学出版社 【3】.刘启新

《电机与拖动基础》

中国电力出版社 【4】.唐介

【5】.李晓竹

高等教育出版社

中国矿业大学出版社 13 《控制微电机》

地铁再生制动能量回馈装置设计 第3篇

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本文根据地铁再生制动能量回馈装置的工作原理, 对列车再生制动能量回馈装置进行了分析, 其具有反馈电流强、时间短、功率冲击大等特点, 为再生制动能量吸收装置的设计提供了理论依据。并基于地铁再生制动能量回馈装置具有反馈电流强、时间短、功率冲击大等特点, 采用电压型逆变回馈系统和空间矢量脉宽调制技术, 提出了基于逆变回馈的再生能量回馈装置并应用于将能量回馈到低压网侧, 从而稳定直流网压以保证地铁的安全稳定运行和节省电能。

伴随着世界范围内的城市化进程, 行车难、乘车难, 不仅成为市民工作和生活的一个突出问题, 而且制约着城市的经济发展。此外, 道路上汽车排放的废气、汽车产生的噪声等环境污染问题也越来越引起人们的重视。在这样的背景下, 地铁作为城市轨道交通的最佳代表在缓解交通压力中发挥着越来越重要的作用。

由于地铁多穿行于市区或者地下隧道, 电气牵引线路的走廊空间有限, 不适合高电压等级的牵引系统。且车辆运行密度大, 运行间距短, 起动、加速、运行和制动频繁等特点, 因此, 国内外城市地铁均选用直流供电牵引方式。通常直接从城市电网取得电能为地铁车辆提供电能。而牵引供电系统作为地铁的动力来源, 其可靠性影响着整个地铁交通系统的安全稳定运行。伴随着地铁的发展, 直流牵引供电系统在其运营过程中也出现了一系列的问题, 如地铁运行中电力损耗过大、直流牵引电压抬升过高、交流侧谐波过大等尤为显著。

地铁列车在运行中电力消耗成本约占整个运营成本的40%以上。因此, 如何降低运营中的电力损耗对轨道交通具有非常重要的现实意义。当前, 地铁牵引供电系统一般采用24脉波整流, 回馈到直流牵引网的能量无法被吸收会引起直流网压抬升影响列车的安全稳定运行且牵引系统会对交流电网产生谐波的影响。基于以上问题, 本文提出在直流牵引网侧加装再生制动能量回馈装置, 从而稳定直流网压保证列车安全稳定运行和节省电能。

再生制动能量回馈装置工作原理

再生制动能量回馈装置最核心的部分就是能够将直流侧能量逆变回馈到交流侧的变流器, 选择在原来的牵引供电系统中装设该能量回馈装置, 其并联原理图如图1所示。

通过变流装置将能量回馈到集中式供电的中压网侧, 本文以回馈至中压35k V为例进行再生能量回馈装置的研究。作为回馈装置的核心部分要满足功率要求, 同时还必须满足回馈到交流中压网侧的谐波含量要求。因此, 作为大功率器件的二极管钳位式 (NPC) 三电平逆变器可以满足上述要求, 相比于两电平逆变回馈其更适合在高压大容量场合应用。其优点有耐压等级更高、输出效率更高、谐波含量更少等。

本文依据二极管钳位式三电平逆变电路, 建立基于三电平的再生能量回馈系统模型, 分析其工作原理, 建立数学模型, 设计控制策略。

能馈式逆变回馈装置是在直流牵引网上列车制动时产生的制动能量回馈到交流中压网侧, 既能够实现能量的循环利用, 又可以稳定直流网牵引电压。因此, 了解回馈装置的工作原理时实现其回馈能量的关键, 从能量流向分析其工作过程, 如图2所示。

由IGBT和二极管组成的二极管钳位式三电平变流器本身的特点可知其既可以实现逆变回馈能量, 也可以实现整流向直流网馈入能量, 实现能量的双向流动。因此, 按照工作状态能量回馈装置可以分为整流状态、逆变状态和待机状态。

整流状态

在正常牵引状态下, 中压网络将能量通过整流装置将能量馈送到直流牵引网供机车正常的牵引运行。在特殊情况下, 例如发车密度较高时, 有可能会使直流牵引网压过低, 因为二极管整流装置属于不可控整流, 没有调节网压的能力, 如果不快速切除一部分的负载, 网压会持续下降到过低的水平。因此, 此时可以通过调节能量回馈装置的工作状态使其工作在整流状态起到辅助整流器来维持直流网压在一个稳定的目标值。但是, 出于长期的考虑, 现阶段的城市轨道交通的整流机组的容量能够完全满足现有列车发车密度, 因此会控制能量回馈装置不工作在整流状态, 本文也不会针对该状态做更多的分析。

回馈状态

能量回馈装置启动后, 首先按照启动时序闭合线路上的开关器、断路器、接触器等, 使得其进入待机状态。在待机的过程中, 传感器等检测装置实时的检测交直流侧的电压、电流, 一旦直流侧母线电压高于阈值1650V (以1500V直流牵引为例, 根据实际情况阈值可以调节) 再综合直流网线电流极性判断直流牵引网有列车处于制动状态, 立刻开启NPC三电平脉冲驱动信号, 驱动IGBT工作在逆变状态, 将制动能量快速回馈到交流中压网侧, 同时稳定直流侧母线电压在阈值。在回馈装置处于能量回馈状态时, 在闭锁功能下, 整流机组将自动停止工作, 保持在待机状态, 从而可以让回馈的能量可以通过同一套牵引整流变压器回馈到交流网侧。

待机状态

当逆变回馈过程中检测到直流网压低于阈值且回馈装置的直流侧电流反向流动时, 说明机车制动结束, 且有机车正处于牵引状态。因机车牵引时所需的能量远大于回馈装置本身的容量, 将立刻封锁变流器的脉冲驱动信号, 回馈装置退出运行, 进入待机状态。与此同时, 二极管牵引整流机组由待机状态进入牵引整流状态, 向牵引网提供牵引所需的能量。

综合以上分析可知, 能量回馈装置与牵引整流装置相互配合, 依次完成能量在中压交流网侧和直流网侧间的馈入、馈出从而实现了能量的综合循环利用, 起到了节能的作用。

再生制动能量回馈装置总体结构

能馈式再生能量回馈装置的主要功能是将直流牵引网的多余再生能量回馈到中压交流35k V侧, 这样既可以起到电能的循环利用, 又可以稳定直流牵引网的电压, 保证地铁安全稳定的运行。其主要的构成包括主电路变流系统和主变流电路的控制系统两部分如图3中的虚线框所示。

主电路变流系统主要是由NPC三电平逆变器、滤波器、隔离变压器、牵引整流变压器及装设在线路上的一系列开关器、断路器、传感器、保护器等构成。NPC三电平逆变器是由IGBT和二极管构成, 其作用是将直流侧电压、电流逆变成交流电压、电流回馈到交流侧。滤波器是由滤波电感和滤波电容串并联构成的LC滤波器, 因为从逆变器交流侧直接输出的电压、电流谐波含量很大, 所以需要装设滤波器来处理电压、电流的部分谐波。隔离变压器是由双绕组变压器构成, 其作用首先是将滤波后的电压、电流变换成整流变压时低压侧额定工作时的电压、电流, 其次是为了防止变流器某一桥臂出现短路故障使得直流侧电流直接流入交流系统, 影响交流侧正常的工作, 起到电气隔离的作用。整流变压器是采用牵引整流变压器, 作用就是最终将低压侧的电压、电流变换到中压交流网侧从而完成能量回馈的整个过程。

控制系统主要是由信号处理器和驱动控制器组成。信号处理器是将主电路处传感器采集到的电压、电流信号和输入的预设信号转变成相关的控制信号。驱动控制器是将信号处理器送来的控制信号通过控制策略的转化变成NPC三电平上IGBT的驱动信号以此来控制其通断从而实现功率的回馈作用。

在本文的研究中, 并网逆变器调制选用SVPWM方式, SVPWM控制方式具有以下特点:

(1) 每一次开关状态的切换只涉及一相桥臂, 减小了开关器件的损耗;

(2) 逆变器输出的电压 (电流) 质量取决于矢量的作用时间, 作用时间越小, 输出电压 (电流) 越接近正弦, 但减小矢量的作用时间会造成功率器件开关频率和开关损耗的上升;

(3) SVPWM调制下电路直流电压利用率较高;

(4) 实现方法简便。

再生制动能量回馈装置应用仿真分析

为了验证本文中论述的城市轨道交通再生能量回馈系统控制的正确性和可靠性, 在MATLAB/Simulink环境下搭建了仿真模型。从系统的正确性、稳定性和平衡性;系统回馈电能的质量;系统响应速度及稳定直流网侧电压来进行具体分析。

针对能量回馈系统的仿真研究充分说明了该设计的正确性和可行性, 本节需要将所设计的逆变回馈系统接到城市轨道交通牵引供变电系统中验证其回馈能量的效果和稳定直流网压的效果。采用大双边供电时, 将机车设在两个牵引变电站中间, 其仿真应用模型如图4所示。

根据城市轨道交通实际网络供电和机车的运行状况搭建了简化的直流牵引网模型, 将机车等效为一个受控电流源, 直流网采用牵引网和回流网电阻模型, 其中接触网等效电阻为Rw, 变电站等效电阻为Rn, 钢轨纵向等效电阻为R, 钢轨过渡等效电阻为Rg, 大地等效电阻为Rd, 其根据城市轨道交通实际情况各电阻参数值如表1所示。

牵引变电站等效为一个串联电阻的24脉波整流模块。其仿真模型如图5所示。

移相变压器采用Y/Y接法, 两个移相变压器分别移相±7.5°, 三相整流变压器采用Y/Y/△, 三相交流电源:线电压有效值35k V, 工频50Hz;整流变压器:容量3000k VA, 变比35/1.18/1.18k V, 工频50Hz。其运行仿真后的直流侧空载电压波形图和两个移相变压器交流侧线电压波形图如图6所示。

在交流供电频率为50Hz时, 周期为0.02s, 在一个工频周期内 (0.5~0.52s) 内整流器直流侧输出空载电压出现24次脉动, 且电压值符合理论空载输出电压。而两个移相变压器副边输出线电压T1超前T2, 这与理论分析中两变压器输出电压相差15°相符合, 可见该仿真模型作为变电站的等效模型是正确可行的。

在直流牵引系统中加入能量回馈装置后进行仿真, 其直流侧网压和交流网侧电流变化如图7 (a) 和 (b) 所示。

从图 (a) 中可以分析出0.5s时直流牵引网侧机车开始制动, 在0.54s左右时直流牵引网压升高并超过1650V, 此时启动能量回馈装置之后, 直流网压迅速稳定在1650V左右, 防止了直流网压进一步升高, 起到了稳定直流网压的作用。在1.5s机车制动结束之后能量回馈装置退出运行并处于待机状态, 此后直流网压回落到1500V左右。图 (b) 中在0.5s~1.5s之间时交流网侧电流逆变回馈到35k V交流网侧从而起到了能量回馈的作用。

直流牵引网上机车在制动过程中, 在制动开始和制动结束时回馈装置回馈到交流35k V侧的电流及网侧电压变化如图8和9所示。在0.54s左右时回馈装置开始启动, 交流侧的相电流由整流状态转为逆变回馈状态, 可见回馈装置能够迅速的将制动能量回馈到交流网侧。

回馈装置在1.5s左右停止运行时交流网侧电压、电流如下图9所示。交流电流由逆变回馈状态又转变为整流供电状态。

从以上分析可知, 装设能量回馈装置可以实现单位功率因数的能量回馈, 降低机车制动时直流侧网压的升高。

结语

变频器回馈制动 第4篇

回馈制动是有效提高电动汽车能量效率的重要途径,首先在单轴驱动的电动汽车上得到应用,通过电机回馈力矩参与制动对车辆动能进行回收以提高能量效率。回馈制动典型的控制策略包括基于理想制动力分配的串联控制策略和并行制动力分配策略等[1,2]。

分布式电驱动汽车具有四轮驱动力、制动力独立控制的特点,可实现灵活的驱制动控制。由于各车轮均可采用电机进行回馈制动,其能量回收效果优于单轴驱动的电动汽车。目前对分布式电驱动车辆的回馈制动控制策略的研究主要集中在串联式的回馈制动控制策略。郑宏宇等人提出将理想制动力分配等策略应用于分布式电驱动车辆[3],但理想制动力分配方案不能实现最大化回收制动能量;W Xu等人采用基于电机效率map图对制动力进行分配的方法,使得电机能最大回收能量[4],但没有考虑回馈制动系统的性能及制动法规的约束,存在影响制动稳定性的隐患;P Andrew等人提出了纯电制动的分布式电驱动车辆制动控制方法[5],在车辆满足制动法规要求的基础上优化能量回收效率,但纯电制动的强度受限于电机的功率,无法满足大强度制动需求,还需要考虑电机和液压制动系统联合制动的情况。

因此,本文对电机-液压复合制动系统的性能进行综合分析,在满足制动法规要求的前提下,制定回馈制动控制策略,寻求前轴制动力和后轴制动力、液压制动力和电机制动力的合理分配方案,使车辆在保证制动稳定性的基础上回收尽可能多的能量。

2 仿真模型

本文所讨论的分布式电驱动车辆为微型电动汽车,采用四个永磁直流电机通过变速器独立驱动四个车轮。由于纯电制动无法满足车辆所有工况下的制动需求,因此车辆配备了液压制动系统,车辆的整体参数如表1所示。

2.1 车辆动力学模型

车辆在水平路面直线行驶并处于正常的驱制动状态时,轮胎处于线性工作区间,此时车身的受力与运动状态可表示为:

式中,u为车速;F0为车辆的驱动力或制动力;m为车辆质量;g为重力减速度;f为滚动阻力系数;CD为风阻系数;ρ为空气密度;A为迎风面积;i0为传动比;r为车轮滚动半径;Tmi和Thi分别表示作用于各车轮的电机转矩和液压制动力矩,取驱动车轮的方向为正,i=1~4分别表示左前轮、右前轮、左后轮、右后轮。

2.2 电池模型

车辆采用锂离子动力电池组作为动力源,可以通过电机驱动车辆和电机发电回收车辆的制动能量。电池的额定电压为180V,容量为55Ah。电池的特性可采用等效电流模型进行描述,如图1所示[6]。其中Em和R0为开环电压和内阻,R1、C1和R2、C2用于描述电池的动态特性,以上特性参数均随电池SOC变化,可通过电池试验拟合得出。电池的功率P0、电压U0和电流I0可采用式(2)描述:

电池的SOC变化可采用式(3)描述:

式中,SOCinit表示电池的初始SOC;CN表示电池的等效电容。

2.3 电机模型

由于电机物理模型较为复杂,而回馈制动控制策略仅关注于给定的电机特性下,制动系统的制动力分配对制动能量回收效果的影响,故采用了效率图模型描述再生制动状态下电机经过发电及DC-DC变换将机械能转化为电池电能的效率。电机再生制动效率图参考了某车用电机的实测数据,如图2所示。根据电机的转速和转矩可得到电机的效率。回馈制动过程中电机传递到电池的能量Pmi为:

式中,ωmi为电机的转速,ωmi=i0u/r;η(Tmi,ωmi)为当前状态下电机的再生制动效率。

电机的转矩相比车轮的动力学响应要快得多,故电机转矩的动态响应可简化为二阶系统[7],即

式中,T*mi为电机的转矩控制目标;ξ为电机的参数,由电机的试验结果拟合得出。

2.4 液压制动系统模型

由于回馈制动没法完全满足车辆制动性能,需要配备常规的液压制动系统。本文所讨论的液压制动系统由制动踏板、制动主缸、高速开关阀及制动轮缸等组成。

驾驶员通过制动踏板开度控制制动主缸压力,为保证制动的安全,制动踏板需要保留一定的自由行程,主缸的压力与制动踏板的关系为:

式中,Pm为主缸的压力;α为制动踏板开度。

制动轮缸通过高速开关阀与制动主缸及低压蓄能器连接,结构如图3所示。控制器通过控制高速开关阀的动作对制动轮缸进行增压或减压控制,开关阀采用PWM控制方式。基于高速开关阀的压力流量特性[8],轮缸压力的控制可描述为:

式中,Pm、Pw、P0分别为制动主缸、制动轮缸及低压蓄能器的压力;Cd为流通系数;Avi、Avd分别为进油阀和出油阀的流通面积;k为制动液的体积弹性惯量;φvi、φvd分别为进油阀和出油阀的压力流量系数;V0为制动轮缸的储液体积;τ1、τ2分别为进油阀和出油阀的PWM控制信号。

制动轮缸压力作用于制动盘或制动鼓等制动器,产生作用于车轮的摩擦制动力矩,其表达式为:

式中,Pwi为各轮缸的压力;f1、f2为前后轴制动器的摩擦系数;A1、A2为前后轮缸的有效制动面积;r1、r2为前后轴制动器有效制动半径。定义β为前后制动器制动系数之比,β=f1A1r1/(f2A2r2)。

3 回馈制动控制策略

当车辆处于制动工况时,需要根据车辆状态选择不同的制动模式。图4描述了车辆制动模式控制过程。车辆处于制动工况时,需要根据车辆的状态信息选择制动模式。当检测到轮胎出现抱死时,需要触发防抱死控制。若未触发防抱死控制,则根据车辆的相关状态信息判断选择是否进行回馈制动。当出现以下情况时,采用常规液压制动:(1)电池SOC高于门限值95%时,无法回收能量;(2)车辆制动减速度大于门限值6m/s2时,认为车辆处于紧急制动,采用常规液压制动以保证安全;(3)电机转速低于600r/min时,回馈制动力矩不稳定,采用常规液压制动以保持车辆的制动稳定性。

车辆回馈制动过程的能量流动如图5所示。小部分的车辆动能消耗于克服风阻和滚阻做功,大部分由制动系统吸收。液压制动系统无法对制动能量进行回收,电机则通过发电将车辆动能转化成电能传递到动力电池组,能量传递过程中存在能耗损失。定义制动能量回收效率为:

式中,Ereg为制动过程回收到电池的能量;Ebrk为制动过程中可能进行回收的能量,即液压制动和电机制动所消耗的能量。

回馈制动控制策略的目的是通过协调作用于前后车轮的液压制动力和电机制动力,提高制动能量回收效率,回收尽可能多的能量。

为保证驾驶员的驾驶感觉,本文采用协调式的回馈制动控制策略。与常规液压制动方式相比,采用回馈制动后总的制动力矩Tbrk保持不变,即

定义制动力分配系数Ω为前轴制动力占总制动力的比例,即

为保持车辆的直线行驶,对制动力矩进行分配时需要避免横摆力矩,前后轴上左右侧的制动力矩保持相同。而为了最大回收制动能量,对液压制动与电机回馈制动进行分配时应当优先采用电机回馈制动,轴上的制动力分配满足以下条件:

式中,Tm_lim表示当前电机的最大制动力矩。

制动力分配系数一定时,可确定各电机的工作状态,则有效回收的功率为:

前后轴制动力分配受到制动系统结构及相关制动法规的约束。前后轴的最大制动力受到液压制动系统结构及电机回馈制动能力的约束,即

在制动过程中,为保证车辆的制动安全,前后轴附着利用系数需要满足制动法规的要求。前后轴附着利用系数ψf、ψr的定义为:

式中,Fbf和Fbr为作用于前后轴的制动力;Fzf和Fzr为车辆前后轴的载荷;z为车辆的制动强度;a和b为车辆质心到前后轴的距离;L为车辆的轴距;h为车辆的质心高度。

当前轴和后轴的附着利用系数相同时,车辆处于理想制动力分配状态。

根据ECE制动法规的要求,在不同的制动强度下前后轴的附着利用系数应当满足以下要求:

整理可得制动法规对回馈制动过程制动力分配的约束条件为:

在任意的制动工况下,制动力需求一定,通过合理选择制动力分配系数,可使得制动回收功率最大。故特定工况下的最大制动能量回收可描述为非线性规划问题。制动力分配系数的控制可描述为:

最优解可通过非线性规划的离线求解求得,根据约束条件计算出制动力分配系数的可行域,再计算整个可行域内不同制动力分配系数下的回收功率,取回收功率最大的点作为最优解。若存在多个点回收功率相同,则选取最接近理想制动力分配系数的点作为最优解。通过离线计算可得出不同工况下的制动分配系数表,如图6所示。车辆制动过程中无需实时计算,根据车辆状态信息,通过查表即可得到制动力分配方案,实时性较强。

由图6可知,本文所提出的最大能量回馈制动分配策略具有以下特点:

(1)在小制动强度下,电机制动能满足车辆制动需求,此时车辆采用纯电机制动,通过对前后轴制动力矩的分配减小电机通过再生制动传递能量到动力电池过程中的能量损失,提高制动能量回收效率。由图2可知,电机在小转矩的再生制动工况下能量传递效率较低,故总的制动力矩较小时由前轴进行制动。当前轴电机的最大制动力矩无法满足总的制动力矩需求时,则采用前后轴电机进行制动,选取总体效率最优的分配方案。

(2)随着制动强度增大,纯电制动无法满足车辆制动需求,车辆需要采用液压和电机的复合制动。此时车辆通过前后制动力的分配使得总的电机制动力矩达到最大,从而回收更多的能量。在复合制动的情况下,制动力分配基本与理想制动力分配相同,但在制动减速度为3~4m/s2时,存在制动力分配系数小于理想制动力分配系数的区间,使得后轴的电机制动力在约束条件允许的范围内达到最大。

4 仿真验证

为验证所提出的回馈制动控制策略的控制效果,基于Matlab/Simulink搭建了仿真模型,根据控制策略的特点进行了小强度制动工况、中等强度制动工况和循环工况的仿真分析,并与理想制动力分配策略进行了对比。

车辆初速度为35km/h,在附着系数为0.85的路面进行小强度制动,制动踏板开度为12%,仿真结果如图7所示。可知,车辆的制动强度较小,处于纯电机制动状态。采用理想制动力分配方案时,采用前轴和后轴电机进行制动,制动力按前后轴载荷进行分配;而采用本文所提出的控制策略时,车辆由前轴电机进行制动,后轴电机不参与制动,制动过程中电池的回收功率略大于理想制动力分配策略。

小强度制动过程仿真的能量流动分析结果如图8所示。制动过程可回收的制动能量为64.4k J,在车速低于门限值时采用液压制动,高于门限值则采用电机制动,液压制动消耗的能量仅为2.35k J,电机承担的制动能量为62.05k J。采用理想制动力分配时电机的能量传递损失为17.75k J,传递到电池的有效回收能量为44.3k J。而采用最大能量回馈制动力分配时,能量传递损失降低为15.55k J,电池回收到的制动能量为46.5k J。在纯电制动工况下,所提出的策略有效降低了电机到电池的能量传递损失,制动能量回收效率由68.8%提高到72.2%。

车辆初速度为45km/h,在附着系数为0.85的路面进行中等强度制动,制动踏板开度为33%,制动减速度为3.2 m/s2,车辆处于复合制动状态,仿真结果如图9所示。采用理想制动力分配时,前轴承担的制动力矩较大,电机制动力矩达到最大,不足部分采用液压制动进行补充,而后轴承担的制动力矩较小,采用纯电机制动,且未达到电机的最大转矩。采用本文所提出的策略时,在约束条件允许的范围内适当增大后轴承担的制动力矩,达到电机的最大转矩,故电机制动总力矩和回馈功率相比理想制动力分配策略有所增加。

中等强度制动过程仿真的能量流动分析结果如图10所示。制动过程可回收的制动能量为64.4k J,在车速低于门限值时采用液压制动,高于门限值则采用电液复合制动。采用理想制动力分配时,液压制动消耗的能量为15.5k J,电池承担的制动能量为99.9k J,其中传递到电池的能量为64.7k J,能量传递过程中的损失为35.2k J。采用本文所提出的策略时,后轴制动力有所增加,前轴液压制动力减小,故液压制动消耗的能量减小为13.7k J,电机传递过程的能量损失为35.1k J,传递至电池的能量为66.6k J。在中等制动强度的复合制动工况下,所提出的控制策略有效增加了电机承担的制动分量,而能量传递效率基本保持不变,能量回收效率由56.1%提高到57.7%。

为进一步检验所提出的回馈控制策略在实际使用工况中的能量回收效果,采用NEDC工况循环进行了仿真分析,仿真结果如图11所示。NEDC循环包括了城市工况和郊区工况两个部分,进行能量回收效果分析时,分别对城市工况和整体循环工况进行了分析。

城市工况的回馈制动能量分析结果如图12所示。城市工况中的制动工况为中低速小强度制动,在车速高于门限值时采用纯电机制动。采用理想制动力分配策略时,电机的能量传递损失为200.8k J,有效回收能量为501.2k J。采用本文所提出的策略时,电机的能量传递损失为170.8k J,有效回收能量提高至531.2k J。故在城市工况下,所提出的控制策略通过合理分配制动力有效提高了电机制动的总体效率,减小了能量传递的损失,能量回收效率由68.3%提高到72.3%。

NEDC循环工况的回馈制动能量分析结果如图13所示。郊区工况包含了高速工况,但制动过程均为小强度制动,在车速高于门限值时仍采用纯电机制动。采用理想制动力分配策略时,电机的能量传递损失为311.6k J,有效回收能量为1070.8k J。采用本文所提出的策略时,电机的能量传递损失为275.2k J,有效回收能量提高至1107.2k J。故在NEDC循环工况下,所提出的控制策略通过合理分配制动力减小了纯电机制动过程中能量传递的损失,能量回收效率由75.5%提高到78.1%。

综上,所提出的回馈制动控制策略在典型城市工况及典型循环工况下的制动能量回收效果均优于理想制动力分配策略,具有良好的实用效果。

5 结论

本文分析了分布式电驱动车辆回馈制动系统的性能特点及制动法规的约束,基于非线性规划求解,提出了最大能量回馈制动力分配控制策略,并与理想制动力分配策略进行了仿真对比分析。在小强度纯电制动工况下,所提出的控制策略能够通过优化电机制动力矩分配减小能量传递损失,提高能量回收效果;在中等强度的复合制动工况下,所提出的控制策略能够通过最大化电机制动力矩,增加回馈制动分量,提高能量回收效果;在NEDC循环工况下,城市工况的能量回收效率由68.3%提高到72.3%,整体工况循环的能量回收效率由75.5%提高到78.1%,所提出的回馈制动控制策略能有效提高实际使用工况下的能量回收效果,提高整车能量效率。

摘要：回馈制动能有效提高分布式电驱动车辆的能量效率。论文分析了分布式电驱动车辆回馈制动系统的结构、电机的性能及制动法规的约束条件,提出了基于非线性规划方法的最大能量回馈制动控制策略,并结合回馈制动系统的特性分析了制动力分配的特点。通过仿真分析了典型制动过程及典型工况循环的制动能量回收效果,结果表明,与理想制动力分配策略相比,本文提出的回馈制动控制策略能获得更高的能量回收效率。

关键词：回馈制动,分布式电驱动车辆,制动力分配,能量回收效率

参考文献

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变频器回馈制动 第5篇

关键词：MC33039,MC33035,IR2130,功率管,上桥臂,下桥臂,能量回馈

反电动势Ef=CΦn, 电动车辆制动或减速时, 若电机的转速低于电机的额定转速, 则产生的感应电动势Ef小于电源电压, 电机无法向电瓶充电。为充分利用电机的能量, 可通过改变电动车辆电机驱动控制电路元件的开关状态, 利用电机绕组, 组成斩波升压方式提高电压, 实现能量回馈。斩波升压回馈可分为半桥斩波、全桥斩波两种方式。本文以MC33039、MC33035、IR2130及N沟道功率管MOSFET组成的电路驱动说明半桥斩波工作方式。

1 MC33039、MC33035、IR2130及MOSFET组成的电机驱动电路简述

图1所示, 为MC33039、MC33035、IR2130及N沟道功率MOSFET组成的驱动控制电路。其中MC33035是MOTORORA公司研制的第二代无刷直流电控制专用集成电路, 它包含开环三相或四相电机控制所需的全部有效功能。MC33039电子测速器将无刷直流电动机的转子位置信号进行F/V转换, 形成转速反馈信号, 构成转速闭环调节系统。Jl控制电机转向, J2控制系统起停, J3选择系统开环或闭环运行, J4控制系统制动, J5选择转子位置检测信号为60°或120°方式, J6控制系统的复位。

MC33035集成电路产生用于控制三相桥的六路原始信号, 如表1所示。MC33035原设计, 底部输出用于驱动N沟道功率MOSFET, 顶部输出用于驱动P沟道功率MOSFET。

IR2130是美国IR公司生产的用于驱动大功率MOSFET或IGBT专用集成电路, 用一个+15V~20V单电源电源供电, 六路驱动。IR2130内部应用自举技术, 来实现同一集成电路可同时输出两个驱动逆变桥中高压侧与低压侧的通道信号。其中3个上半桥臂功率管驱动利用自举电容C7、C8、C9电压供电, 其值的大小与功率开关的栅极驱动要求和功率开关的最大“开通”时间有关;3个下半桥臂功率管与芯片共用一个电源。如图1所示。

2 由MOSFET组成的制动控制电路原理

在图1电路中, 加T1、T2、T3、T4、T5、T6开关管及外围电路可实现半桥调制的回馈制动方式, 使逆变器下桥臂的3个功率管 (T10、T11、T12) 有PWM开关动作, 而上桥臂的3个功率管 (T7、T8、T9) 总是截止的, T10、T11、T12各导通1200。T1、T2、T3用于控制上桥臂的3个功率管 (T7、T8、T9) , T1、T2、T3控制极接到R13、R14组成的分压电阻上, 调整R13、R14阻值, 使T1、T2、T3处于导通状态。T1、T2、T3漏极和源极分别与

表2正传驱动时MC33035与IR2130输出状态IR2130的HO1、HO2、HO3连接, 源极分别与逆变器上桥臂3个功率管 (T7、T8、T9) 控制极连接。R15、R16、R17 (1MΩ) 分别是上桥臂3个功率管 (T7、T8、T9) 加速关断电阻。处于常通状态的T4、T5、T6及外围元件R6、R7、R18、R19、R20用于控制逆变器下桥臂的3个功率管 (T10、T11、T12) , 目的是使电路对称。J7、J8联动, 当需要回馈制动时, 断开J7, 使T1、T2、T3关闭, IR2130失去对上桥臂3个功率管 (T7、T8、T9) 控制, 并在加速关断电阻R15、R16、R17作用下可靠截止。由于T4、T5、T6处于常通状态, 逆变器下桥臂的3个功率管 (T10、T11、T12) 依然按IR2130底部驱动LO1、LO2、LO3指令工作。由于J7、J8联动, 断开J7同时接通J8, 使系统处于巡航状态, 保证下桥臂的3个功率管 (T 1 0、T11、T12) 开关状态与转速同步。紧急制动时, 断开联动的J4同时接通J2, MC33035停止工作。

3 回馈制动升压原理分析

以电机转子霍尔位置状态为010、011时为例, 具体说明一个周期内电流的变化过程。此时T11接受P W M信号。图3所示为此时三相反电动势及电流理想波形图。

半桥斩波升压工作过程如下。

3.1 升压过程

当T11导通时, 绕组电感储能。根据第三相的反电动势又分为两个不同状态 (ec>0和ec≤0) 。

下面分别对其进行讨论。

(1) 当ec>0时的系统状态。

图4为ec>0 (见图3中t1~t2区间) 时的系统状态。由于反电动势的存在, 电机的A、B相通过T11、D12形成续流回路, 故电机中点电势U0=0。

此时因为0

(2) ec≤0时的系统状态。

图5为ec≤0 (见图3中t2~t3区间) 时的系统电流状态, 此时ec≤0, D13被正向偏置, 所以iC>0, 电机的A、B、C三相形成续流回路, 电感储能。

由于反电动势的存在, 无论在储能时的哪个时段, 三相电流幅值均会逐渐增大, 电机动能一部分以磁场能的形式储存在绕组电感中, 另一部分以热能的形式消耗在电阻上。

3.2 充电过程

如图6所示。根据控制原理, 当T11关断时, T12导通, 由于电感中电流的续流作用, 使得电感的感应电势与反电动势之和大于

蓄电池电压, 从而为蓄电池充电。此时, ec>eB, 二极管D 1 3被反偏截止, C相无电流, 即ic=0。充电回路:

充电电压随着iA的减小而减小, 直至iA减小到零。此时电感的感应电势与反电动势之和小于蓄电池电压, D7截止, 电路重复T11导通时储能过程。

4 结语

在由MC33039、MC33035、IR2130及功率管MOSFET构成的闭环电机驱动电路中, 在IR2130及MOSFET功率管构成驱动桥之间, 加由小功率MOSFET组成的控制电路, 可实现电动车辆制动或减速时, 关断驱动桥的上臂三个MOSFET功率管, 实现半桥斩波式斩波升压回馈。

参考文献

[1]吴颖杰, 王君艳, 贡俊, 等.能量回馈制动在电动汽车中的应用[J].上海电机学院学报, 2006, 6, 6 (3) .

[2]肖本贤.小功率低成本的无刷直流电动机控制器研制[J].机电工程, 2000, 17 (1) .

变频器回馈制动 第6篇

在变频器节能领域, 目前技术种类比较齐全, 节能效果较为明显的有四象限变频器电能回馈方式、超级电容储能回馈方式等的应用, 市场节能效果较为明显, 但均属于新装电梯使用范围, 目前市场存量巨大的普通变频器则存在很大的技术改造空间。本文则主要对市场未采用电能回馈装置的存量变频器, 通过外部加装电能回馈模块来将电梯运行过程中储存在电容上的多余电能通过逆变装置回馈到电网, 供给楼宇其他设备用电, 同时减少制动电阻的发热量, 降低电梯机房温升, 减少甚至是停止空调的使用, 达到双重节能的效果, 同时也使得电梯机房的各类设备因环境温度的降低而延长使用寿命, 减少因高温导致的各类故障, 综合效应明显提高。

经过对市场存量的老旧变频器通过加装外部电能回馈装置的改造, 大大降低了改造成本, 节能效果显著, 节电约15%~45%, 具有显著的交流、推广和使用价值。

1 变频器电能回馈装置的研究与应用

1.1 电梯耗能工作模式

如图1所示, 电梯可分为三种基本工作模式, 即轿厢轻载、轿厢重载和轿厢与对重平衡三种模式。当轿厢满载上行 (空载下行) 时, 因轿厢侧重量大于 (小于) 对重侧, 曳引机电动机处于电动运行状态, 变频器必须施加和轿厢方向一致 (相反) 的转矩才能拖动负载;当轿厢满载下行 (空载上行) 时, 因轿厢侧重量大于 (小于) 对重侧重量, 轿厢侧 (对重侧) 势能转化为机械能, 曳引机电动机不但无需耗电, 还要将部分势能转化为电能, 电动机处于发电机状态, 变频器此时直流侧端电压迅速升高, 变频器工作在吸收电能的状态。当轿厢侧与对重平衡时, 无论轿厢上行或是下行, 变频器只需提供克服运行中的摩擦所耗能量即可, 当然此种平衡模式属于理想模式, 在实际运行中极少出现[1]。

需要指出的是, 运行中的轿厢挚停时, 电动机在快速制动时, 往往需要变频器工作于发电模式来吸收制动能量, 未经改造的传统变频器将这种电量通过制动电阻来消耗, 称之为能耗制动。无论是电梯的启动和制动还是上述三种状态下的运行, 变频器都在不断地做着吸收电能的工作, 如果其吸收的电能加以转换, 可以大大节约电能, 经济效益十分显著。

1.2 变频器电能回馈装置原理

能量回馈制动装置就是电梯曳引机电动机处在发电机运行状态, 变频器因吸收回馈电能而出现直流端电压升高时, 将吸收的多余电能回馈给电网。当曳引机电动机采用变频调速时, 其电能回馈制动装置主要通过变频器的回馈制动模块实现, 如图2所示[2]。

电能回馈装置将变频器直流端储存的多余的直流电经过IGBT模块逆变成恒频恒压的交流电, 再通过滤波电路后返送电网供其他用电设备使用, 减少市政用电量, 其节电量主要取决于电梯的使用量和楼层的高度, 一般节电率可达到15%~45%。

本文以日立GVF系列品牌电梯为例, 采用富士牌变频器, 在改造前测得直流母线静态电压和峰值电压分别为530 V和690 V, 制动电阻持续电流和峰值电流分别是15 A和25 A, 在夏季平均气温变化不大的外部环境下, 机房温度为35℃~48℃, 电梯机房必须通过空调降温。本文在改造中设置电能回馈设备工作电压为600~640 V之间, 制动电阻工作电压为680 V。通过设置回馈设备的阀值电压低于制动单元的工作电压, 来控制电能回馈设备比制动单元提前工作。这样连接电能回馈设备的电梯变频器直流母线电压就不会超过640 V, 制动单元不再投入工作, 制动电阻能耗减为零, 大大降低了电梯机房的温升。当电能回馈装置发生故障停止工作或者自我保护时, 变频器又可以通过之前的能耗方式将多余电能消耗在制动电阻上, 并不影响电梯的正常使用。发生故障的变频器电能回馈装置可以通过外部显示等方式告知维保人员进行及时维修。

变频器回馈制动设置条件:

(1) 电动机从高速 (高频FH) 到低速 (低频FL) 减速过程中, 频率减小, 电动机的机械惯性使得电动机转速大于同步旋转磁场转速n0, 此时转差s为负值, 电动机处于发电机状态, 这时的反电动势E大于端电压U。

(2) 势能负载, 如轿厢空载上行 (或满载下行) 时, 轿厢和对重侧的质量差使得电动机不仅不需要输出功率, 而且还要起到一定的制动作用, 出现实际转速大于电动机同步旋转磁场转速n0, 这时电动机处于发电机运行状态, 当然反电动势E大于端电压U[3]。

1.3 采用控制算法

本文改造中的控制方法采用电流追踪型正弦脉宽调制SPWM控制, 如图3所示。

这种控制算法将实测的直流母线电压与给定值进行比较相减, 它们的差通过PI电压调节器, 得到电流的给定值Id*;电流给定值Id*再与与电源电压相位检测后得到的三相正弦基准值相乘, 得到三相正弦输出电流的给定值, 然后与电流检测信号进行相减, 得到△Iabc, 之后经PI电流调节器处理后得到三相输出电压的给定值V*abc与三角载波进行比较的调制波作为开关管的触发信号。电流△Iabc的值直接控制了SPWM调制的占空比, 使实际输入电流接近参考电流的大小[4]。

这种变频器电能回馈控制算法具有开关频率固定、噪声小, 损耗小等优点。此控制方式算法略去了坐标变换的计算, 因此与采用矢量控制方式相比具有算法简单, 对控制器的计算能力要求较低的优点。

2 工程实际应用中节能效果的研究

2.1 节能效果的研究

为研究电梯变频器回馈装置在实际应用中的节电效果, 可用通过电能表记录其有功功率和无功功率的消耗情况, 通过定时定量的计算, 对比改造前后的数据, 得出总体的节能测算数据。电流钳表主要测量变频器输入端的电流, 对照改造前后的电流值, 说明变频器电能回馈装置工作情况正常, 接点功能有效。为使该改造工程更具参考意义, 特设置如下条件。

(1) 在工程研究中, 发现不同楼宇性质、不同的提升高度、不同功率的电机节能效果存在一定的差异, 究其原因发现:启制动频率较大的写字楼节电效果优于使用频率较小的住宅电梯;提升高度越大的电梯, 在相同情况下节能效果越明显;电梯额定速度越大的电梯, 改造后节能效果越显著。本文所测量的电梯数据, 主要来自写字楼宇, 提升高度30层左右, 梯速普遍在1.8 m/s及以上, 电梯曳引机电动机功率20.5 k W以上。

(2) 测试电表如图4所示。电能表1是测量改造后的总的用电量;电能表2用来测量变频器输入耗电量;电能表3采用“反接反计数”的感应式电表, 用来测量节电量。当系统引入变频器电能回馈模块后, 总耗电量=电能表1计量=电能表2计量-电能表3计量;当系统脱离电能回馈装置, 则总耗电量=电能表1计量=电能表2计量;在条件相同的情况下, 集中用2 h以上时间, 控制电梯轿厢上行、下行, 循环动作, 测得的量化数据如表1所示。

注:测量点为机房变频器三相电源总输入端;电机功率为20.5 k W;每天运行时间为18小时;每年运行天数为365天。

(3) 测试时注意检查一下其中电能3在上行时表盘会反转且读数会减小, 下行时表盘正转, 否则需要调试接线端子。测量点在机房变频器三相电源总输入端, 电机功率:20.5 k W, 每天运行时间:18小时, 连续监测。

2.2 回馈电能质量测量

在电能节电率方面取得了理想效果的情况下, 对于回馈电能的质量也不能忽视。节能改造后输入市电网络的电能主要存在以下问题需要克服。

(1) 避免高次谐波含量超标, 因为本次改造是在不改变原有变频器的基础上所做的增加节能回馈模块的方法, 因此容易导致网侧的电流谐波含量超标, 为此可对系统进行后续测量跟踪, 可采用加装额外滤波环节加以改善。

(2) 市电网络电压波动范围要符合要求, 由于电量回馈装置是直接将电能反馈给电网, 因此该装置对电网电能质量的影响也比较大, 本文所涉及的电梯多数来自写字楼宇, 多因楼宇本身都建有独立的变电房, 电能质量良好, 电压波动范围能限定在规定的范围之内。本次测试使用Fluke电能质量钳型表来测量电能质量的各项数据, 并与相关的国家标准对比, 图5为电能质量测量的现场照片, 表2为电能质量检测数据与国标的对比。

由上可以得出结论, 经改造后, 该能量回馈制动装置输出电能的质量完全符合国家相关标准, 总的节电率高达36%, 完全满足目前市场大量未经改造的存量电梯的改造要求, 该项目的研究与应用, 为实现低碳节能环保的现代电梯产业提供了较好的参考借鉴价值。

3 结束语

该节能方案针对市场存量电梯变频器的改造具有很高的推广价值。

摘要：阐述了变频器电能回馈装置的工作原理, 介绍了变频器电能回馈装置在电梯节能改造中的研究与应用, 并对改造后的节能效果进行了量化跟踪测量, 对当前市场巨大存量变频器电能回馈装置在节能改造方面的应用提供了技术参考和借鉴。

关键词：电梯,变频器,能耗制动,电能回馈,电梯提升高度,节能改造

参考文献

[1]戴广平.电动机变频器与电力拖动-第二章变频调速[M].北京:中国石化出版社, 1999.

[2]林梅丽.四象限变频器与传统变频器在电梯应用上的节能效果及输入指标对比[J].电气应用, 2012 (8) :40-43.

[3]刘永峰.变频回馈制动技术[J].变频器世界, 2008 (8) :53-55.

变频器回馈制动 第7篇

交-直-交电压型变频器,含两电平低压变频器、中点钳位三电平中压变频器及H桥级联中压变频器,已得到广泛应用,特别是在交流电动机调速传动领域。这些变频器都由交-直整流器及直-交逆变器两部分组成。在快速制动或位势负载下放重物时,电动机处于再生发电工作状态,机械的动能或重物的势能将通过电动机转变成电能返回电源。电压型逆变器允许双向功率流动,可以把电动机的再生能量回送至直流母线上的贮能电容,能不能进一步回馈交流电网则取决于交-直整流器的型式,看它是否允许双方向功率流动。

常用的交-直整流电源有3类:不可控整流电源、晶闸管整流/回馈电源及IGBT(IGCT) PWM整流电源(常称有源前端AFE)。

不可控整流电源主要指二极管整流电源。有时为了限制开机时贮能电容C的充电电流,改用晶闸管可控整流电源,但在充电结束后维持触发延迟角α= 0°不变,由于这时已不控制,所以它也属于不可控整流电源类。这类电源简单、经济、可靠、应用很广,主要缺点是不能回馈电网,只能通过制动单元把逆变器送来的再生能量消耗在制动电阻中,适合用于再生能量不大,制动不频繁场合。由于直流母线上接有大贮能电容,造成直流母线电压抬高,整流输出电流断续,整流管导电时间缩短,流过整流管的电流及交流进线电流波形变为两个很窄的尖脉冲电流波,导致谐波大,功率因数差,并给整流管带来大的电流冲击。为解决这问题:用于低压变频器时宜在整流桥网侧加装2%～4%的交流进线电抗;用于中点钳位三电平中压变频器时要求整流变压器的漏抗为8%左右,由于这种变频器有±2组直流母线,大多采用12或24脉波整流来进一步减小谐波;用于H桥级联中压变频器时要求整流变压器的漏抗为6%左右,这种变频器的脉波数是6N (N为H桥串联级数),脉波数高,谐波小。

晶闸管整流/回馈电源及PWM整流电源都允许双方向功率流动,既能整流向直流母线供能,又能回馈把再生能量送回电网,适合用于再生能量大,制动频繁的场合。

晶闸管整流/回馈电源由正反两个可控整流桥(无环流可逆)组成,整流时正桥工作,输出正向直流电流,回馈时反桥工作,直流电流反向。这种电源使用晶闸管,便宜。它的最大问题是存在回馈桥逆变失败的可能,若在回馈桥工作期间突然交流电源故障,进线电压降低过多,将导致逆变颠覆,直流电源短路,烧熔断器,这种故障曾在现场多次发生。另外它的结构和控制也略麻烦。6脉波整流网侧谐波大,大功率装置常用12脉波整流,特别是用于中点钳位三电平中压变频器时。由于复杂,24脉波整流少用。

IGBT(IGCT) PWM整流电源由IGBT(IGCT)桥和交流进线电抗构成,采用PWM控制,是逆变器的逆应用。这种电源具有理想的性能:双方向功率流;正弦波网侧电流(一个开关周期平均值);功率因数超前/滞后可控,可以为1;电网异常降低时关断全部开关器件,无颠覆问题。这种电源的主要问题是价高(使用IGBT或IGCT器件,进线电抗大)、控制和调试麻烦,从而影响其应用。用于大功率中压变频器时,由于开关器件的开关频率低,网侧谐波加大,效果将打折扣。很多应用场合希望装置的逆变功率小于整流功率,这种电源难实现(晶闸管整流/回馈电源有逆变功率是整流功率的1/2和1/4之产品)。

针对上述两种双向功率流电源各自的优缺点,西门子公司在其Sinamics系列变频器中推出一种新的双向功率流电源——IGBT整流/回馈电源,性能和价格都居于上述两种之间,给使用者多一种选择。这电源也由IGBT桥和交流进线电抗构成,但不采用PWM控制,每个IGBT在一个交流电源周期中只导通和关断一次,于自然换流点(α=0°)处开始导通,持续120°后关断。进线交流电压高于直流母线电压时,电流经与IGBT反并联的续流二极管从交流电源流向直流母线——整流;当进线交流电压低于直流母线电压时,电流经IGBT从直流母线流向交流电源——回馈。它的控制和调试特别简单,没有移相或PWM,也没有任何闭环调节。这电源有许多特点,笔者认为它在某些场合,特别是在中压变频、公共直流母线及4象限H桥级联中压变频领域,应该有它的一席之地,故在本文中予以介绍。

2 晶闸管整流/回馈电源及PWM整流电源 (AFE)

2.1晶闸管整流/回馈电源

晶闸管整流/回馈电源由正反两个可控整流桥(无环流可逆)组成,整流时正桥工作,输出正向直流电流,回馈时反桥工作,直流电流反向。它有2种电路结构:一种是对称可逆结构,示于图1a;另一种是不对称可逆结构,示于图1b。

对称结构的优点是结构紧凑,可以用可逆直流传动的标准整流装置,缺点是触发延迟角α≥30°,导致进线功率因数和输出直流电压比不可控整流降低20%左右(含调节裕量);为获取逆变器要求的直流电压,整流桥的交流进线电压要适当升高,导致其值不标准,需配整流变压器。不对称结构的整流桥和回馈桥分开,整流桥工作于α=0°,为防止逆变颠覆回馈桥工作于触发超前角β≥30°,需用自耦变压器AT把回馈桥的进线电压升高20%。不对称结构的特点是:交流进线电压标准,可以不用整流变压器;功率因数高;若回馈功率小,回馈桥和自耦变压器容量可以减小,但自耦变压器的引入使主电路复杂化。

这类电源的控制电路和无环流可逆直流传动一样,由移相触发、无环流逻辑、直流电流内环和电压外环双闭环调节等部分构成,较麻烦。

晶闸管整流/回馈电源的最大问题是存在回馈桥逆变失败的可能,若在回馈桥工作期间突然交流电源故障,进线电压降低过多,将导致逆变颠覆,直流电源短路,烧熔断器。这种故障曾在现场多次发生。

用于低压变频时,该电源多采用6脉波整流,网侧谐波大,大功率装置常采用12脉波整流,谐波大大减小。用于三电平中压变频时,由于逆变器要求±2组直流电源,该电源宜采用12脉波整流。由于复杂,24脉波整流很少用。

2.2PWM整流电源(有源前端AFE)

PWM整流电源(AFE)由IGBT(IGCT)桥和交流进线电抗构成,采用PWM控制,是逆变器的逆应用。使用IGBT的AFE主电路示于图2。图2中,除三相IGBT桥外,还有贮能电容的预充电环节(SA和RP)及滤去开关频率谐波的进线LC滤波器,滤波器中的电抗器LA是实现升压变换所需的进线电抗器Xi 。

AFE具有如下理想的性能:

1)电网侧输入电流为正弦波,无功从感性到容性连续可调(包括功率因数=1);

2)双方向功率流,既可整流,又可回馈;

3)可在不稳定的电网中可靠工作:在电网电压大幅度波动时仍维持直流母线电压不变;在电网故障,电压突然降低过多或完全掉电时,立即关断所有IGBT,AFE变成二极管整流桥,不存在逆变颠覆问题,不会出事故。

AFE的问题如下。

1)价格贵(约等于逆变器价格),制约了它的推广应用,主要用于对调速回馈性能及电网质量要求高的场合。价高的原因有2个:一是使用IGBT或IGCT器件,比晶闸管贵许多;二是交流进线滤波器大且贵。AFE采用PWM控制,IGBT或IGCT桥交流输入端是调制方波,脉动幅值大,为限制进线电流脉动率要求进线电抗Xi大,用于两电平低压变频时Xi≈10%,用于三电平中压变频时Xi ≈20%,为吸收开关频率的谐波除Xi外常还装设滤波电容(见图2)。若AFE由单独变压器供电,Xi可以用变压器漏抗来代替,但它必须是特殊的高漏抗变压器,这时在变压器原方装设电容滤波。

2)AFE的控制由PWM调制、电压外环和电流内环双闭环调节构成,其中电流环是基于矢量变换的三相交流电流调节系统,复杂且调试麻烦。

3)随装置功率加大,特别是高压开关器件的应用,开关损耗大大增加,PWM控制要求较高开关频率,从而影响AFE装置出力。现在高压开关器件的开关频率都限制在几百Hz,要调制出50 Hz交流电压,谐波很大,即便采用同步且对称的调制策略,例如特定消谐法,其网侧谐波状况也只大致与18脉波整流相当。上述2个原因使AFE的优良性能大打折扣。ABB公司ACS-6000系列中IGCT三电平AFE的数据示于表1。

注:*为相当脉波数,指与其谐波相当的二极管整流器脉波数

由于采用特定消谐PWM策略,第1个未消除的谐波将被放大,二极管整流不放大,所以实际的相当脉波数比表中值要低。从表1中可以清楚地看到开关频率对容量的影响及谐波情况。

平均开关频率300 Hz的三电平AFE之网侧电流波形示于图3,谐波状况并不理想。

4)实现逆变功率小于整流功率要求困难。

3 IGBT(IGCT)整流/回馈电源

IGBT(IGCT)整流/回馈电源的主电路与AFE基本相同,也由IGBT或IGCT桥和进线电抗Xi构成,绘于图4 (贮能电容预充电环节未绘)。

与AFE不同,整流/回馈电源不采用PWM控制,它的开关器件只用作为电网的同步开关,每个开关在一个交流电源周期中只导通和关断一次,于自然换流点(α=0°)处开始导通,持续120°后关断,图5为三相电源相电压及桥中6个开关器件的门极驱动信号。从图5中看到,桥中每个相支路的上下2个开关器件的导通时间彼此错开,间隔60°,无“直通”可能,不必像AFE那样另外设置防直通的“死时”,工作可靠。该电源器件的开关频率只有50 Hz,远低于AFE,有助于提高装置出力。

与二极管整流不同,在电网线电压瞬时值小于直流母线电压Ud时,该电源允许电流从直流母线,经开关器件和进线电抗流向电网。在空载、整流和回馈3种状态下,开关器件VA1导通期间的Ud、线电压uiAC和uiAB及A相电流iiA波形绘于图6。在这期间uiAC或uiAB与直流正母线接通,它们与Ud之差加至电抗Xi ,线电压>Ud时iiA向正方向变化,线电压<Ud时iiA向负方向变化。空载状态时(见图6a),Id.I=0 (Id.I为直流母线上逆变器侧直流电流),整流电压Ud =Ud0=1.35Ui.L (Ud0为理想空载整流电压,Ui.L为电网线电压有效值),线电压与Ud之差的正负伏-秒面积相同,iiA时正时负,平均值=0,没有功率流向直流母线或返回。整流状态时(见图6b),Id.I>0,整流电压Ud略低于Ud0(<5%),正伏-秒面积加大负面积减小,iiA正向加大负向减小,直至无反向电流,平均值>0,由于这时线电压>0,故功率从电网流向直流母线。回馈状态时(见图6c),Id.I<0,整流电压Ud略高于Ud0(<5%),负伏-秒面积加大正面积减小,iiA负向加大正向减小,直至无正向电流,平均值<0,由于这时线电压>0,故功率从直流母线流向电网。从上述3种状态分析知,整流和回馈状态的转换及流过功率的大小都取决于Ud的变化,依据逆变器的要求(Id.I值)自动实现,不需要任何闭环调节,控制电路特别简单。3种状态的仿真结果示于图7,图7中上部是三相电网相电压波形,下部是相电流波形。

从上述分析还知,加在进线电抗Xi上的脉动电压的幅值很小,故需要的电抗值较小,对于低压IGBT装置取Xi≈4%,对于中压IGBT装置取Xi =5%～8%,这些值都与相应容量的通用变压器的漏抗值相同,因此可采用通用变压器作为整流器,不必像AFE那样必须使用高漏抗变压器。(35 kV,10 MV·A电力变压器的阻抗电压为7.5%;10 kV,6.3 MV·A电力变压器的阻抗电压为5.5%)

在电网故障,电压突然降低过多或完全掉电时,立即关断所有IGBT,该电源变成二极管整流桥,不存在逆变颠覆问题,不会出事故。

如果要求装置的整流功率大于逆变功率,可以在IGBT或IGCT桥旁并联一个二极管整流桥,主电路绘于图8。图8中,Xi是进线电抗,XB.1和XB.2是均流电抗。取XB.1=XB.2=0.5%时,在IGBT(IGCT)和二极管压降差25%(二极管压降小)时,仍能取得较好均流效果,仿真结果示于图9。(造成回馈时二极管桥有很小脉动电流的原因是XB.1的感生电压)

扩展整流容量的整流/回馈电源很适合用来作为公共直流母线的交-直电源,因为在公共母线下的一台或几台电动机再生工作而其他电动机电动工作时,再生的能量可以通过直流母线流入正在电动工作的电动机,从而大大减小需要回馈电网的功率。

由于开关器件的门极驱动脉冲不移相,所以这整流/回馈电源的网侧功率因数与接有同样进线电抗的不可控整流电源基本相同,都比较高。该电源的网侧电流谐波也与不可控整流电源类似。如果只有一个整流/回馈桥,属6脉波整流,谐波较大;如果一个整流/回馈桥容量不够,需要2个桥串联或并联工作时,宜采用12脉波整流,谐波将显著减小,但这2个桥的交流进线需是整流变压器彼此隔离的两组副方绕组,且相位差30°。三电平逆变器要求±2组直流电源,宜采用2个整流/回馈桥串联的12脉波整流方案。如果容量大,这±2组直流电源各用一个整流/回馈桥容量不够,需要每套电源2个桥时,可以采用24脉波整流方案,但要求整流变压器有4组副方绕组,且相位差15°。6脉波、12脉波和24脉波整流的网侧电流仿真波形示于图10。整流状态谐波小,24脉波在整流状态的波形非常好(比使用高压开关器件的三电平AFE好),回馈时稍差。

H桥级联变频器是在我国应用最广泛的中压变频器,它的主要优点之一是,通过多级H桥串联及多组变压器副方绕组移相,使其交-直变换部分获很高等效脉波数,网侧电流谐波非常小。原来,H桥中的交-直变换都用不可控整流,变频器不能回馈电动机的再生功率。为满足用户的4象限运行需求,近年来许多公司都在开发能回馈的产品,方法是用IGBT的AFE代替不可控整流。这种中压变频器中,H桥的数量庞大,每个H桥一套AFE,大量的AFE给控制和调试带来巨大麻烦和困难。如果每个H桥中的交-直变换都改用IGBT整流/回馈电源,同样可以实现回馈,它的主电路与AFE相同(对变压器漏抗的要求比AFE低),但控制和调试变得十分简单,与不可控整流差不多。IGBT整流/回馈电源的网侧电流谐波与不可控整流基本相同,既然使用不可控整流都能使H桥级联变频器获非常小的网侧电流谐波,改用IGBT整流/回馈电源必然会取得同样效果。

从上述介绍可以归纳出IGBT(IGCT)整流/回馈电源的特点。

1)允许双方向功率流动,既可整流又可回馈。

2)不用PWM,无闭环调节,控制和调试特别简单。

3)桥中每个相支路的上下两个开关器件的导通时间彼此错开,间隔60°,无“直通”可能,工作可靠。

4)在交流电源故障或进线电压降低过多时,可通过关断所有IGBT来避免逆变颠覆发生。

5)可以通过并联二极管桥扩展整流功率,实现整流功率>回馈功率要求,很适合用来作为公共直流母线的交-直电源。

6)网侧功率因数及电流谐波与不可控整流电源基本相同,可以通过采用12或24脉波整流方法来减小谐波,特别是用于三电平变频时。

7)与晶闸管整流/回馈电源相比:①使用IGBT或IGCT器件,比晶闸管贵;②解决了晶闸管整流/回馈电源的逆变颠覆问题;③不需要自耦变压器,无闭环调节,控制和调试比晶闸管整流/回馈电源简单。

8)与AFE相比:①虽然二者主电路差不多,但比AFE便宜,主要原因是进线电抗小(低压的本电源Xi≈4%,中压为5%～8%;低压AFE的Xi≈10%,中压为20%左右),其值与相应容量的通用变压器的漏抗值相同,可采用通用变压器作为整流变压器,不必像AFE那样必须使用高漏抗变压器,另外控制和调试简单也是原因;②开关频率仅50 Hz,比AFE低很多,可提高装置出力,特别是使用高压开关器件的装置;③网侧电流谐波不如AFE,但可通过采用12或24脉波整流方法来减小谐波,24脉波整流状态的谐波甚至比中压AFE小。

9)适合用于4象限H桥级联中压变频器,比现用的AFE方案简单得多。

4 结论

为实现4象限运行,要求变频器的交-直变换能允许双方向功率流动,有2种常用的电源:晶闸管整流/回馈电源及AFE,它们各有优点及问题,都不令人满意,前者便宜但存在逆变颠覆隐患;后者性能好但昂贵,且中压装置的性能下降。本文介绍一种新的4象限电源——IGBT整流/回馈电源,性能和价格都居于上述两种之间,给使用者多提供一种选择。它价格适中、控制特别简单,无逆变颠覆隐患,开关频率低有助于提高输出能力,容易实现整流功率>回馈功率要求,网侧谐波比AFE大,但可通过采用12或24脉波方法来减小。上述特点将使它在市场上获得一席之地,特别是在中压变换、公共直流母线及4象限H桥级联中压变频领域。

摘要：有两种常用的4象限变频器交-直变换电源:晶闸管整流/回馈电源及AFE,它们各有优点及问题,都不令人满意。介绍一种新的电源IGBT整流/回馈电源,性能和价格都居于上述两种之间,给使用者多提供一种选择。它的许多特点将使它在市场上获得一席之地,特别是在中压变换、公共直流母线及4象限H桥级联中压变频领域。

关键词：4象限交-直电源,变频器,IGBT整流/回馈

参考文献