新型宽带滤波器（精选5篇）
新型宽带滤波器 第1篇
近年来,基片集成波导(SIW)在微波及毫米波电路设计中得到了广泛的应用。基片集成波导具有品质因数高,功率容量大,易于集成,成本低等优点[1,2,3,4,5]。然而,在有的应用场合,SIW的体积仍然比较大;为进一步地缩小尺寸,一种小型化结构“半模基片集成波导”被提出来[6]。半模基片集成波导(HMSIW)具有与SIW相似的传输和截止特性,而且尺寸减小了1 2,结构更加紧凑[7,8,9]。
缺陷地结构(DGS)是在微带线的接地金属板上刻蚀周期或非周期的栅格结构,改变传输线的分布电感和分布电容,获得带阻特性和慢波特性等。哑铃型DGS结构简单,已被广泛地应用在低通滤波器的设计中[10,11]。
本文将具有高通传输特性的HMSIW与具有低通特性的改进的周期性哑铃形DGS结构结合,实现结构紧凑的宽带带通滤波器[12]。
1 宽带带通滤波器的设计
1.1 半模基片集成波导
将SIW沿中心面切开,得到的1 2结构就是HMSIW,切开的面可近似等效为理想磁壁。HMSIW的宽度大约是SIW的1 2,但它具有和SIW相似的传播和截止特性。HMSIW的基本结构如图1所示。图中d是金属化通孔的直径,p是相邻金属化孔的距离,Wh是HMSIW的宽度,锥形过渡线的宽度和长度分别是Wt和Lt,输入输出的微带线宽度和长度分别是W0和L01。
合理选择金属孔的大小和间距,SIW可以等效为介质填充的矩形波导。根据要求的截止频率3.7 GHz,可以由式(1)计算出SIW的宽度WSIW=25.2 mm,HMSIW的宽度Wh大约是对应的WSIW的1 2。
锥形过渡线的宽度Wt和长度Lt最佳尺寸需要经过全波仿真和优化来确定,以实现更宽的工作带宽和更小的损耗。HMSIW的传输特性曲线如图2所示。在4.1~8.9 GHz的范围内反射损耗小于-10 dB,由此可见,HMSIW具有较好的高通传输特性。
1.2 改进的哑铃形DGS结构
如图3所示,改进的DGS结构是将传统的哑铃型DGS中间的矩形缝隙偏移到了上、下两个矩形的一端,而且采用微带线补偿的方式改善DGS低通滤波器的带内特性。
如图4所示,改进的DGS结构的带内波纹特性得到了改善,带内反射损耗减小。由图5可知,导带宽度Wc主要影响DGS低通滤波器的通带特性,对阻带特性影响较小。而且随着其值的不断增加,通带内的波纹越来越小,通带特性越来越好;其次,对阻带衰减极点的影响可忽略不计。
1.3 HMSIW-DGS带通滤波器
半模基片集成波导具有高通传输特性,周期性哑铃形DGS具有低通传输特性,将两者结合就可实现宽带带通滤波器。如图6所示,由于过渡部分的微带线逐渐变宽,具有微带线补偿作用,所以将两对改进的哑铃型DGS刻蚀在HMSIW过渡结构的下方以减小反射损耗。优化DGS和HMSIW部分之间的距离t1可以得到S11性能最好的结果。优化后的滤波器的尺寸如表1所示。
mm
2 测量结果
滤波器的实物如图7所示,与传统的SIW带通滤波器相比,这种HMSIW带通滤波器尺寸变得更小,更易于集成。
图8给出了仿真和测试曲线,仿真与实测结果吻合的较好。实测结果中,滤波器的中心频率为5.3 GHz,相对带宽可达51%(3.9~6.7 GHz),具有良好的宽带特性;带内最大插入损耗小于1.6 dB。
3 结语
该滤波器结合了HMSIW的高通特性和周期性DGS的低通特性,实现了较宽的带宽,带内反射损耗特性较好。与传统的SIW滤波器相比,该滤波器具有小型化、结构简单、更易于集成的特点,具有广泛的应用前景。
摘要：提出一种基于半模基片集成波导和缺陷地结构的新型宽带带通滤波器,将半模基片集成波导的高通特性与改进的哑铃形缺陷地结构的低通特性结合,实现了一种宽带小型化的带通滤波器。仿真与测试结果表明,该滤波器中心频率为5.3 GHz,相对带宽为53%,通带范围内插入损耗小于1.6 dB。该滤波器具有宽带小型化,容易集成等优点。
关键词：半模基片集成波导,缺陷地结构,哑铃形缺陷地结构,宽带带通滤波器
参考文献
[1]CASSIVI Y,PERREGRINI L,ARCIONI P,et al.Dispersioncharacteristics of substrate integrated rectangular waveguide[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2002,12(9):333-335.
[2]DESLANDES D,WU K.Single substrate integration techniqueof planar circuits and waveguide filters[J].IEEE Transactionson Microwave Theory and Techniques,2003,51(21):593-596.
[3]SHEN W,SUN X W,YIN W Y,et al.A novel single cavitydual mode substrate integrated waveguide filter with non reso nating node[J].IEEE Microwave and Wireless Components Let ters,2009,6(19):368-370.
[4]CHEN X P,WU K.Substrate integrated waveguide filter withimproved stopband performance for satellite ground terminal[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2009,57(3):674-683.
[5]MIRA F,MATEU J.Design of ultra wideband substrate inte grated waveguide(SIW)filters in zigzag topology[J].IEEE Mi crowave and Wireless Components Letters,2009,19(5):281-283.
[6]HONG W,LIU B,WANG Y,et al.Half mode substrate inte grated waveguide:a new guided wave structure for microwaveand millimeter wave application[C]//2006 31st InternationalConference on Infrared and Millimeter Waves and 14th Interna tional Conference on Terahertz Electronics.Shanghai,China:[s.n.],2006:219-227.
[7]CHENG Y,HONG W,WU K.Half mode substrate integratedwaveguide(HMSIW)directional filter[J].IEEE Microwaveand Wireless Components Letters,2007,7(17):504-506.
[8]ZHANG X,XU J.C band half mode substrate integrated wave guide(HMSIW)filter[J].Microwave and Optical TechnologyLetters,2008,50(2):275-277.
[9]LAI Qing hua,FUMEAUX C,WEI Hong,et al.Charac terization of the propagation properties of the half mode sub strate integrated waveguide[J].IEEE Transactions on Micro wave Theory and Techniques,2009,8(57):1996-2004.
[10]PARK J S,YUN J S,AHN D.A design of the novel coupled line bandpass filter using defected ground structure with widestopband performance[J].IEEE Transactions on MicrowaveTheory and Techniques,2002,9(50):2037-2043.
[11]LIU H W,LI Z F,SUN X W,et al.An improved 1 D periodicdefected ground structure for microstrip line[J].IEEE Micro wave and Wireless Components Letters,2004,14(4):180-182.
一种新型三模宽带带通滤波器的设计 第2篇
本文提出了一种新型的宽带带通滤波器,该滤波器采用的是能产生三个谐振模式的多模谐振器。多模谐振器的使用使得该滤波器结构更为紧凑。谐振器采用了环形结构,从文献[7]可知,环形结构产生的多径效应会使得信号相互抵消,由此会出现传输零点,引入了传输零点使得滤波器拥有很好的选择性。通过调整谐振器的参数我们可以改变滤波器的传输零点和传输极点,使得传输零点位于通带两侧,三个传输极点位于通带内。设计的滤波器中心频率为5.05 GHz,通带频率为4.4~5.7 GHz。实验结果表明,设计的滤波器带内插损小于1.7 d B。
1 滤波器的设计
本文设计的滤波器的结构模型如图1所示。中间是加载了开路枝节的三模环形谐振器,滤波器的两端采用了平行耦合线馈电。
1.1 谐振器谐振点的计算
图2是环形谐振器的等效电路模型。其中Zi表示每一段传输线的特性阻抗,θi表示相对于中心频率的电长度。每段传输线可以等效为一个二端口网络。由图2可知本谐振器是对称结构,可以用奇偶模理论来分析谐振器的谐振频率。
在奇模激励下,对称平面可以等效为理想电壁,谐振器的等效电路模型如图3(a)所示。当谐振器满足谐振条件时,可得到式(1):
式(1)中:
在偶模激励下,对称平面可以等效为理想磁壁,谐振器的等效电路模型如图3(b)所示。当谐振器满足谐振条件时,可得到式(6)。
式(6)中:
通过式(1)和式(6)可以算出谐振器的谐振频率。
固定Z1/Z4=0.91、Z2/Z4=0.52、Z3/Z4=0.76、Z5/Z4=0.33的值。当θ2=17°时,三个谐振点的频率随θ1的变化如图4(a)所示。随着θ1的增大,三个谐振点的频率降低。当θ1=75°时,三个谐振点的频率随θ2的变化如图4(b)所示。随着θ2的变大三个谐振点的频率降低。当θ1=75°、θ2=17°时,三个谐振点频率分别为4.29 GHz、5.14 GHz和5.68 GHz。
1.2 谐振器传输零点的计算
由特性阻抗为Z2、Z3、Z4和Z5的传输线组成的结构整体可以等效为一个二端口网络。Ai表示每段传输线的传输矩阵。由特性阻抗分别为Z4、Z5、Z5和Z4的传输线组成的上支路的传输矩阵为Aupper,由特性阻抗分别为Z2、Z3和Z2的传输线组成的下支路的传输矩阵为Alower。
式中:
由上下支路的传输矩阵转换成导纳矩阵为
环形谐振器由于多径效应会产生传输零点。基于传输线理论,在产生传输零点处两端口的互导纳为零,即Y12=Y21=0.由此根据传输线理论可以推出:
固定Z1/Z4=0.91、Z2/Z4=0.52、Z3/Z4=0.76、Z5/Z4=0.33的值。当θ2=17°时,两个传输零点对应的频率随θ1的变化的曲线如图4(a)所示。随着θ1的变大两个传输零点的频率降低。当θ1=75°时,两个传输零点对应的频率随θ2的变化的曲线如图4(b)所示。随着θ2的变大,第一个传输零点的频率降低,第二个传输零点的频率随着θ2的变大而增加。由于本文提出的滤波器的通带频率为4.4~5.7 GHz,所选的零点频率要处在通带外且与截止频率距离不能相差太大。因此选择θ1=75°、θ2=17°,两个传输零点的频率分别为4.01 GHz和6.16 GHz。
图5是谐振器在弱耦合激励下(当Z1/Z4=0.91、Z2/Z4=0.52、Z3/Z4=0.76、Z5/Z4=0.33、θ1=75°、θ2=17°)的频率响应,可以看出三个谐振频率分别为4.28 GHz、5.09 GHz、5.62 GHz,两个零点频率分别为4.01 GHz和6.11 GHz。
2 仿真测试
本滤波器模型采用HFSS软件进行的设计和优化。带通滤波器的介质板采用的是Rogers RO4003C,介电常数εr=3.38,板厚0.508 mm,金属层厚度t=0.018 mm,损耗角正切tan D=0.002 7。最终的三模宽带带通滤波器结构如图6所示,中间是加载开路枝节的三模环形谐振器,两边采用了平行耦合线馈电。其中各段微带线长度分别为Lf=8.33 mm,L1=8.18 mm,L2=3.44 mm,L3=7.00mm,L4=7.27 mm,微带线间距wg=0.13 mm,微带线的宽带分别为wf=0.295 mm,w2=0.92 mm,w3=0.44 mm,w4=0.22 mm,w5=1.82 mm。
滤波器的实物图如图6所示。本文采用的是Agilent E8363C矢量网络分析仪对该滤波器进行测试,滤波器的S参数如图7所示,从图7中可以看出该滤波器的工作频率在4.4~5.7 GHz时,带内插损小于1.7 d B。在通带高频处仿真频率和实测频率发生了大概100 MHz的频偏,主要是加工后滤波器两侧平行耦合线之间的间距比仿真设计的值大0.2mm,导致了滤波器耦合强度变弱,引起了频率偏移。滤波器的群时延参数如图8所示,从图8中可以看出该滤波器在通带内的群时延为0.67~1.01 ns。
3 结论
本文设计了一种新型宽带带通滤波器。该滤波器的单个谐振器产生的三个模式使得滤波器结构变得更加紧凑。采用的环形结构能引入两个传输零点,使得该滤波器拥有良好的通带选择性。设计中我们发现可以通过调节滤波器的参数来改变滤波器的通带频率,使得滤波器能满足不同的通信系统。仿真和实测表明了该滤波器拥有通带内低插损、结构紧凑、选择性好的优点。
摘要：提出了一种基于三模环形谐振器的微带带通滤波器。三模谐振器是由加载开路枝节的环形谐振器组成,在通带内产生三个谐振模式。环形谐振器的多径效应使得信号相抵消,在通带的上下截止频率处产生两个传输零点,因此滤波器会有较好的通带选择性。仿真和测试结果表明,滤波器的中心频率为5.05 GHz,通带频率为4.4~5.7 GHz,带内插损小于1.7 d B。
关键词：三模谐振器,带通滤波器,高选择性
参考文献
[1] Chen C F,Lin C Y,Weng J H,et al.Compact microstrip broadband filter using multimode stub-loaded resonator.Electronics Letters,2013;49(8):545—546
[2] Feng W J,Zhou J G,Che W Q.Wideband bandpass filter using symmetric multimode resonator.Electronics Letters,2012;48(17):1071—1073
[3] Bousbia L,Mabrouk M,Ghazel A.A new compact UWB filter using open-stubs.Multimedia Computing and Systems,2014:1343—1347
[4] 凌加根,李炜,韩伟,等.一种新型宽带环形滤波器设计.科技广场,2010;(7):108—110Ling J G,Li W,Han W,et al.Design of novel broadband filter using ring resonater.Scinece Mosaic,2010;(7):108—110
[5] Naghar A,Vazquez Alejos A,Aghzout O,et al.C-band parallel coupled bandpass filter with harmonic suppression using open stub and CSRRs.Antennas and Propagation,2015:1—2
[6] 万君磊,潘明海.新型微带抽头式发夹型带通滤波器的设计.微波学报,2015;31(4):55—59Wan J L,Pan M H.Design of a new microstrip hairpin bandpass filter.Journal of Microwaves,2015;31(4):55—59
级联法实现宽带LC带通滤波器设计 第3篇
滤波器是通信工程中常用的重要器件,它对信号具有频率选择性,在通信系统中通过或阻断、分开或合成某些频率的信号,被广泛地应用于各种电信设备和控制系统中[1]。随着计算机技术、集成工艺和材料工业的迅速发展,各国越来越重视滤波器的性能及应用范围的提高,并致力于将其应用到更多产品的开发和研制。滤波器已经成为所有电子部件中使用最广、技术最复杂的器件之一。宽频带、小型化、低功耗器件一直以来是微波射频电路的研究热点,带通滤波器中如果上截止频率对下截止频率的比超过2 (一个倍频程),则为宽带型带通滤波器[2]。滤波器宽带化的研究主要集中在LC带通滤波器和微带带通滤波器宽带化两方面。将高通滤波器、低通滤波器级联实现滤波器的宽带化设计,用这种方法构成的带通滤波器带宽较宽,且频带截止频率容易调整。本文设计了一个工作频段在100～400 MHz的LC宽带带通滤波器实例。
1 滤波器理论设计方法
在传统设计理论的基础上,现今滤波器的设计方法更为多样化。文献[3]中就将宽带带通滤波器和宽带带阻滤波器级联构成超宽带带通滤波器。受此种方法启发,宽带带通滤波器也可通过级联一个低通滤波器和一个高通滤波器得到。当通过的信号频率正好落于频带内,则从低通滤波器或高通滤波器的输人端看去的阻抗接近于在另一端的端接电阻。因此这些滤波器即使级联,它们仍能够保持各自的频率响应不变。所设计的宽带带通滤波器即采用这种方法,因而带通滤波器的设计中必定包含着高通、低通滤波器的设计。
高通滤波器设计电路图如图1(a)所示。为了得到较陡的滤波器边沿,采用两级LC高通滤波器级联的方式,并推导出图1(a)中各元件的元件值。设高通滤波器的下限截止频率为fc,滤波器的终端匹配负载为R,则截止频率与各元件值的关系如下。
由式(1)可以得到图1(a)中元件值与高通滤波器截止频率之间的关系,如式(2),因此只要知道高通滤波器的截止频率就可以设计出合适的电路。当然符合该截止频率的滤波器元件值并不唯一。
由图1(a)设计得到的2阶高通滤波器相比一阶高通来说,其边沿陡峭度有所改善,但为了进一步改善滤波器的矩形系数,使其具有更好的带外抑制特性,本文在该高通滤波器带外将设计一个陷波点,假设这一陷波点的频率为fr。带有陷波点的高通滤波器电路设计如图2左边虚框中的电路所示。
加入陷波点之后,图2中高通部分的各元件值与截止频率、陷波频率的关系如下。
由式(3)可得
由式(4)可知,若令L1=LP,则
低通滤波器的基本设计电路图如图1(b),与高通滤波器的设计相似,该低通滤波器亦采用两级低通级联的方式,且滤波器的带外将设置2个陷波点,加入陷波点之后的带有陷波的低通滤波器电路如图2右边虚框中的电路所示。
设该低通滤波器的上限截止频率为fc,2个陷波点分别为fr1、fr2,滤波器的终端匹配负载为R。图1(b)、图2低通部分各元件值的公式的推导过程与以上高通滤波器相应公式的推导过程类似,在此就不再加以详述。图1(b)中电感、电容的计算公式同式(2),图2低通部分的各元件值的计算公式如式(6)～式(8):
C6=C1+C2。 (8)
至此,已将带有陷波点的高通、低通滤波器的设计方案介绍完毕。若要进一步构成带通滤波器,则只要将高通、低通两滤波器级联即可实现,带通滤波器设计电路如图2所示。具体设计过程见以下的设计实例。
2 设计实例
带通滤波器的频带范围为100～400 MHz,为4倍频程,属宽带滤波器。按照以上的设计方法,将该带通滤波器的设计分解为截止频率为100 MHz的高通滤波器的设计,以及截止频率为400 MHz的低通滤波器的设计。为了进一步加强滤波器的带外抑制特性,在50 MHz、450 MHz、500 MHz处设置3个陷波点。
高通滤波器的设计采用图2左半边的设计电路,该HPF的截止频率fc=100 MHz,陷波点频率fr=50 MHz,终端匹配负载R=50 Ω。根据式(2)、式(5)计算得到滤波器的各元件值如表1所示。
低通滤波器的设计采用图2右半边的设计电路,该LPF的截止频率fc=400 MHz,2个陷波点频率设为fr1=450 MHz,fr2=500 MHz,终端匹配负载R=50 Ω。根据式(6)～式(8)计算得到滤波器的各元件值如表2所示。
低通滤波器与高通滤波器两部分级联之后便可构成带通滤波器。但是级联之后,由于阻抗匹配的原因,两部分将相互影响,一定程度上使滤波器的滤波特性有一定恶化,因此将用ADS2005仿真验证本设计的可行性之外,还将利用ADS的优化功能对该滤波器的滤波特性进行优化。
3 仿真与优化
在ADS2005的环境下分别验证以上高通、低通和带通滤波器的设计。
按照表1中的数据对图2中左半边的高通滤波器电路进行仿真并做适当优化,仿真结果如图3(a)所示,其中实线为滤波器的传输特性曲线,虚线为端口反射特性曲线。从图中可以看到该HPF的截止频率约为90 MHz,略低于预期的100 MHz,如此有利于滤波器实际制作过程中带宽的损耗。带内回波损耗低于-20 dB,说明端口匹配良好,带外50 MHz处有一明显的陷波点,符合设计的预期。
按照表2中的数据对图2中右半边的低通滤波器电路进行仿真并适当优化,仿真结果如图3(b)所示。从图中可以看到该LPF的截止频率约为110 MHz,略高于预期的100 MHz;带内回波损耗低于-20 dB,说明端口匹配良好;带外450 MHz、500 MHz两处有陷波点,滤波器边沿陡峭度得到明显提升。从以上2种滤波器的设计中可以看到,陷波点的设置方法简单易行,效果显著。
在ADS2005中按照图2带通滤波器的设计电路,对该BPF进行仿真。按照表1和表2中的数据对该BPF进行仿真,并适当优化,仿真结果如图3(c)所示。从图中可以看到,该BPF的通带范围约为100～400 MHz,带内回波损耗约为-20 dB,带外有3个陷波点。该BPF具有较好的矩形系数,经计算约为1.2,结果较理想。经过优化之后各元件值如表3所示,与理论计算得到的元件值相差不大。
4 结束语
对利用高通、低通滤波器级联构成宽带LC带通滤波器的方法进行了研究,并通过所设计的100～400 MHz的滤波器实例验证了方法的可行性。除此之外,通过分别对高通、低通滤波器设置带外陷波点使所设计的带通滤波器具有较好的矩形系数和带外抑制效果。宽带带通滤波器的设计方法计算简单、所需元件少,对LC滤波器的设计制作起着指导作用。
摘要：利用高通、低通滤波器级联可以实现宽带带通滤波器,利用此方法设计了一个工作频段在100～400MHz的LC宽带带通滤波器。将所设计的截止频率为100MHz的高通滤波器HPF以及截止频率为400MHz的低通滤波器LPF级联实现滤波器的宽带化设计。通过分别对HPF和LPF设置带外陷波点使该带通滤波器具有较好的矩形系数、带外抑制效果。ADS仿真结果验证了理论设计的可行性,并通过优化使滤波器带宽达到4倍频程,带内平坦,输入、输出端口匹配良好,滤波器矩形系数达到1.2。
关键词：宽带滤波器,级联法,陷波点,ADS仿真
参考文献
[1]甘本祓.现代微波滤波器的结构与设计[M].北京:科学出版社,1973.
[2]周英,殷小贡.宽带滤波器的优化设计及其MATLAB仿真[J].计算机仿真,2005,22(2):110-112.
新型宽带滤波器 第4篇
通信和雷达系统中的信号正交变换 (即将射频信号变换为基带同相和正交分量) 在信号处理中具有重要的作用。随着计算机技术和超大规模集成电路技术的快速发展, 数字信号处理 (DSP) 运算速度日益提高, 高精度和宽动态范围模拟/数字 (A/D) 转换器的出现和广泛应用, 以及现场可编程逻辑门阵列 (FPGA) 器件等性能更强大的新器件的不断推出, 可以实现直接对中频信号进行采样, 得到所需的两路正交信号。
传统上实现信号正交变换的技术为模拟正交分解。该方法的主要缺点是需要产生相互正交的两个本振信号, 当这两个本振信号产生误差不能正交时, 就会产生虚假信号。文献[1]中提到的数字正交变换常用方法有滤波法、希尔伯特变换法。这两种方法原理上可以归结为低通滤波法。低通滤波法的结构与传统模拟处理方法有相似之处, 只是将移频放在A/D变换之后, 对滤波器的阶数要求较高。希尔伯特变换法和滤波法都是只对一路通道进行滤波, 另一路通道则保留原来的采样值。这都会引起I/Q两路幅度的不一致性和正交性的偏移, 从而影响接收效果。
针对上述方法的不足, 本文介绍一种利用多相滤波器[2]实现中频宽带信号数字正交变换的方法。这种方法采用双路滤波。由于两通道所用的滤波器为相同的原型滤波器, 所以其频响特性很相似, 他们相对于理想滤波器的偏差不会直接带来I/Q两路的不一致。此外, 该方法不仅不需要正交本振, 而且后续的数字低通滤波器的阶数也很低, 大大减小了运算量, 易于实时处理。
1 多相滤波正交变换法
1.1 多相滤波正交变换原理
多相滤波原理框图如图1所示。
设载频为f0的中频带通输入模拟信号为:
当采样速率fs满足 (m为任意正整数) 时, 且fs>2B (B为输入信号带宽) , 频谱不会发生混叠, 得到的采样序列为:
令I′ (n) =X (2n) , 其正弦值为零。则:
令Q′ (n) =X (2n+1) , 其余弦值为零。则:
对I′ (n) , Q′ (n) 进行傅里叶变换, 得到:
比较式 (5) , 式 (6) 发现, 两者相差一个延迟因子e-jω2, 这是因为在I′ (n) , Q′ (n) 时域上分别对偶数项和奇数项采样, 而采样间隔差了半个采样点, 在频谱上的反映为相差了半个延迟因子。为纠正这种“错位”现象, 应采用两个延时滤波器进行校正, 对延时滤波器的要求是:
兼顾到实时处理的要求, 采用多相滤波器的结构实现上述校正功能。
1.2 多相滤波器结构
多相滤波器子滤波器的表达式为:
对其进行z变换, 得到:
与原滤波器比较可以发现, 子滤波器实际上是在原滤波器的基础上平移相位ρ后的因子为I的抽取变换。
用ejω代替z, 就可以得到频域表达式:
为了抑制镜像分量, 提高整个过程精度, 要求滤波器要满足的条件是:
根据这一特性, 可以进一步简化, 得到:
因为I=4, 所以ρ的取值为0, 1, 2, 3, 说明多相滤波器阶数是原滤波器阶数的1 4。表1列出了多相滤波器对应的冲激响应参数。在实际中根据求出的多相滤波器和其分支滤波器的冲激响应, 选择对应的参数, 就可以实现校正功能, 从而实现基于多相滤波的数字正交变换。
2 仿真比较验证
本文采用与希尔伯特正交变换技术相比较的方式进行仿真验证。
设Matlab仿真中信号为载频f0=100 MHz, 带宽B=10 MHz, 采样频率为fs=400 MHz的线性调频信号, 如图2所示。希尔伯特变换器采用文献[3]中使用的方法构造并进行带宽改进。多相滤波器采用表1中的h0 (n) , h2 (n) 列的滤波器系数。
对输入信号分别做希尔伯特正交变换和多相滤波正交变换, 得到I/Q两路信号的时域图, 如图3所示。
从上面得到的频谱图可以看出, 经过希尔伯特正交变换后两路信号存在相位和幅度上的不一致, 会形成虚假信号, 无法进行后续的处理;而经过多相滤波正交变换后两路信号的相位和幅度在允许范围内可以保证其一致性[4], 这也可以从变换后得到的信号频谱图中得到验证, 如图4所示。
由于2倍的抽取经多相滤波变换后得到的信号频谱有所展宽, 但是频带宽度不会改变[5], 仿真结果符合要求。
3 性能分析
在Matlab仿真中, 通过与希尔伯特正交变换的比较, 不难发现多相滤波变换法在宽带信号接收方面有着无法比拟的优点:增加了接收机对不同信号的适应性。这就更适合应用于软件宽带接收机[6]前端。
与传统的方法相比:一方面, 由于它是直接对中频进行采样, 在数字信号中将它分为正交的I/Q信号, 所以它能够克服在传统方法中由于I, Q通道中模拟器件和其他数字变换方法的不一致和稳定性等造成的两通道间的相位和幅度误差;另一方面, A/D变换后的数据流, 通过数据选择器后分为奇数和偶数序列从而将数据流的速率降低了一半, 等于A/D采样频率的降为1/2, 易于后端的处理, 而且后端的多相滤波器为小数延时插补波器, 阶数可以做得很低, 因而可取得比较好的效果。
此外, 多相滤波器的系数是从同一个低通滤波器的系数中有规律地选取出来的, 具有相似的频率特性, 因为它是在数字域进行信号处理, 即使所设计的低通滤波器的滤波特性是非理想的, 也不会给I/Q两路信号的正交性带来很大影响。
4 结论
多相滤波正交变换技术应用于宽带接收系统实现了数字信号处理在中频范围内的应用, 更靠近射频接收端。从而可以利用软件无线电技术思想, 便于算法更新。接收机中频及中频以下的功能可以用软件实现, 在降低生产成本的同时提高了系统的灵活性。同时, 宽带接收也是未来接收机的一个发展方向:带宽更宽, 接收信号的适应性更强。
摘要：针对目前成熟的模拟正交变换处理的信号大多属于窄带信号, 而数字处理方法中的希尔伯特正交变换受到带宽限制, 不能很好地应用于中频宽带信号的接收。提出应用多相滤波正交变换的方法实现中频频段宽带信号的接收前端处理。该方法可很好地解决宽带接收信号的数字下变频正交变换的问题, 并且适合在FPGA上实现, 应用于工程实时处理。
关键词：多相滤波,数字正交变换,中频宽带信号,前端处理
参考文献
[1]罗星华, 苏涛.基于多相滤波原理的数字正交采样技术[J].现代电子技术, 2008, 31 (3) :28-30.
[2]颜彪, 许宗泽, 邹国梁.基于多相滤波的直接数字滤波器正交变换技术[J].上海大学学报, 2003, 9 (1) :9-12.
[3]聂仙娥, 许爱国, 赵河明, 等.基于Matlab的FIR型希尔伯特变换器设计[J].现代电子技术, 2011, 34 (7) :113-116.
[3]王永亮, 高丙坤, 陈云.基于多相滤波的数字正交变换[J].长江大学学报, 2008, 5 (4) :184-187.
[4]江春燕, 周胜源, 陈星.基于软件无线电多相滤波的数字正交变换技术[J].电子设计工程, 2010, 18 (6) :89-92.
[5]杨小华, 姚远程.基于多相滤波的PCM/FM正交解调[J].通信技术, 2011, 44 (11) :1-3.
新型的宽带手机天线设计 第5篇
目前针对拓展天线带宽的设计, 主要方法有增大天线体积、加载寄生单元、使用周期性天线结构、采用阻抗匹配方案等[1,2]。常用的宽带化设计有采用曲流技术实现对PIFA天线进行小型化优化[3], 而在保持天线尺寸不变的情况下可采用优化手机地平面的结构尺寸来有效提高天线带宽[4,5,6], 或者通过在手机地平面上开一个或者多个槽的方式来有效拓展GSM850或者DCS1800的频率带宽[7,8]。更进一步地, 通过在手机地平面上开槽, 并加入电感的方式有效改变地平面的工作模式, 以得到最大天线带宽[9]。
在综合考虑以上研究的基础上, 本文采用通过在手机天线对立边的地平面上加载寄生单元, 达到扩展带宽的目的。
1 天线基本结构
天线的基本结构、尺寸参数如图1所示。为实现低剖面天线设计, 天线与加载接地单元和地平面均在同一平面, 其整体的尺寸为105 mm×45 mm×1 mm, 采用FR4介质板, 介电常数为4.4。天线区域为45 mm×10 mm。为了同时扩展GSM850和DCS1800频段的带宽, 在地平面天线的另一侧加载了一个面积为45 mm×5 mm的接地单元。其中点A为馈电点, 点B和点C为接地点。天线的辐射性能很大程度上和加载单元的形状和尺寸有关, 恰当的加载单元设计能有效拓展天线的带宽, 提高辐射效率。如图1b所示, 加载单元主要由两个枝节组成, 分别用于拓展GSM850和DCS1800的带宽。
2 仿真结果与分析
本文通过CST (CST Microwave Studio) 仿真软件进行数值模拟, 首先验证加载单元主要尺寸参数对天线阻抗特性的影响, 然后通过数值模拟优化, 得到一组最佳的加载单元尺寸, 最终设计出一个新型的低剖面宽带手机天线。
2.1 M对阻抗特性的影响
图2为L=32 mm, S=0.5 mm的情况下, 所得到的S11参数对应M的变化。从图中可以看出, 随着M的增大, GSM850频段的谐振点往低偏移, 天线的阻抗带宽 (按回波损耗低于-6 d B计) 降低;DCS1800频段的谐振点虽然也在往低偏移, 同时天线的阻抗带宽在不断增加。
2.2 L对阻抗特性的影响
图3为M=25 mm, S=0.5 mm的情况下, 所得到的S11参数对应L的变化。从图中可以看出, 随着L的增大, GSM850频段的谐振点基本不移动, 天线的阻抗带宽基本无变化;DCS1800频段的谐振点往低偏移, 同时天线的阻抗带宽不断增加。
2.3 仿真实例
通过仿真软件CST对该天线进行数值模拟, 优化加载单元尺寸, 确定最终的天线尺寸为:L=32.5 mm, M=23 mm, S=0.5 mm。图4给出了无加载单元的天线和优化尺寸后的有加载单元的天线回波损耗的对比。结果表明:原始天线回波损耗低于-6 d B的阻抗带宽为0.80~0.86 GHz, 1.76~1.88 GHz。加载接地单元后, 天线在850 MHz和1 800 MHz附近分别出现了另一谐振, -6 d B的阻抗带宽拓展为0.78~0.90 GHz, 1.708~1.880 GHz。可见加载接地单元的天线在低频和高频分别实现了双谐振工作, 带宽已经得到大大拓展。
3 天线的制作和测试
根据仿真优化得到的最终天线尺寸参数, 制作天线实物如图5所示。天线选取0.05 mm厚的铜皮, 衬底为FR4介质板, 介电常数为4.4。在其馈电点焊接一个50Ω的同轴线连接头, 以便测试连接。使用安捷伦公司的矢量网络分析仪E5071C进行测试, 可以看出天线实测的S11和仿真结果有较好的一致性, 具体如图6所示。
图7给出了天线在850 MHz, 890 MHz, 1 720 MHz和1 800 MHz方向图结果。从图中可以看出, 天线在全频段都具有较好的全向辐射特性, 可以接收来自于各个方向的信号, 天线的实用性较强。
4 结束语
在手机终端通信中, 天线是影响通信性能的关键器件, 因此手机天线的研究和设计具有十分重大的意义。本文提出了通过在手机天线的对立边加载接地寄生单元, 设计了一种新型的低剖面宽带手机天线, 与原始天线相比该新型天线有效地在GSM850频段和DCS1800频段分别拓展了100%和43%的相对带宽, 实现了宽带化, 符合GSM通信需求, 且天线结构简单, 加工方便, 有较好的实用前景。
参考文献
[1]薛睿峰, 钟顺时.微带天线小型化技术[J].电子技术, 2002 (3) :62-64.
[2]阮成礼.超宽带天线理论与技术[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社, 2006.
[3]郝宏刚, 胡文帅, 田海燕.一种用于蓝牙终端的小型天线设计[J].电视技术, 2012, 36 (5) :38-40.
[4]VAINIKAINEN P, OLLIKAINEN J, KIVEKAS O, et al.Resonator-basedanalysis of the combination of mobile handset antenna and chassis[J].IEEE Trans.Antennas and Propagation, 2002, 50 (10) :1433-1444.
[5]ARKKO A T.Effect of ground plane size on the free-space performanceof a mobile handset PIFA antenna[C]//Proc.12th International Confer-ence on Antennas and Propagation.[S.l.]:IEEE Press, 2003:316-319.
[6]HUYNH M C, STUTZMAN W.Ground plane effects on planar inverted-F antenna (PIFA) performance[J].IEE Proceedings on Microwave An-tennas Propagation, 2003, 150 (4) :209-213.
[7]ABEDIN M F, ALI M.Modifying the ground plane and its effect on pla-nar inverted-F antenna (PIFAs) for mobile phone handsets[J].IEEE Antennas and Wireless Components Letters, 2003 (2) :226-229.
[8]CABEDO A, ANGUERA J, PICHER C, et al.Multiband handset antennacombining a PIFA, slots, and ground plane modes[J].IEEE Trans.Antennas and Propagation, 2009, 57 (9) :2526-2533.