正弦脉宽调制范文

正弦脉宽调制范文（精选7篇）

正弦脉宽调制 第1篇

二、程序设计与实验

SPWM技术的基本原理是以正弦波作为调制波去调制载波三角波, 它们的交点决定逆变器的开关模式, 使逆变器输出的脉冲宽度按正弦规律变化。根据这个原理, 在用单片机输出SPWM波形时, 将正弦调制波输入A/D模块中, 归一化后, 即可获得以正弦规律变化的PWM波调制度。将预先设计好的PWM波调制度输送至寄存器, 通过不断地更新调制度数据达到输出幅值不变而调制度随正弦规律变化的SP-WM波形序列的目的。单片机PIC16F716自带了ECCP模块, 具有输出SPWM波形序列的功能。因此本文利用PIC16F716微型单片机通过软件编程的方法实现了波形序列的输出。

本设计输出电压频率为50Hz, 即要求输出SPWM频率为50Hz。根据面积等效的理论, 我们将正弦半波分成了30等份, 则单脉冲序列的频率为F=3KHz。程序中, 设置每3个占空比相同的脉冲序列为一组, 在正弦半波周期内, 连续输出20组占空比不同的波形序列, 其占空比应按照正弦规律变化。

PIC16F716单片机内部ECCP模块包含一个16位寄存器, 这个寄存器可作为PWM主/从占空比寄存器。在脉冲宽度调制 (PWM) 工作模式下, CCP1引脚上可实现分辨率高达10位的PWM输出。此外, 增强型PWM模式提供了四路PWM输出, 可以通过设置CCP1CON寄存器的P1M1:P1M0位和CCP1M3:CCP1M0位来配置模块的输出模式和极性。因此, 设置适当的占空比是得到满足要求的SPWM波形的关键。

三、实验结果 (见图2)

根据PIC16F716单片机的内部结构, 设置为半桥模式输出, 高电平有效。P1A、P1B引脚为SPWM波形输出引脚。此设置是通过芯片内部寄存器CCP1CON完成的;通过定时器2中断寄存器设置PWM周期;通过写入CCPR1L寄存器和CCP1CON<5:4>来设定SPWM波形序列占空比, 这个数据表示为 (CCPR1L〈7:0〉:CCP1CON〈5:4〉) 。

SPWM波形频率为f=50Hz, 假设我们将正弦波60等份, 每一个脉冲的周期设为T, 则有:

则PR2=4

则由上式对 (CCPR1L〈7:0〉:CCP1CON〈5:4〉) 的赋值即可得到对SPWM波形占空比的控制。

四、结语

通过以上实验, 得到了2路SPWM波的驱动波形, 验证了SPWM波可以在单片机中实现。结果表明, 该方法产生的SPWM波形可以很好地用来实现各类电机的控制, 具有一定的研究价值。

摘要：本文提出了一种生成单相正弦脉宽调制波的方法。利用单片机里边固有的逻辑, 将正弦调制波输入A/D模块中, 归一化后, 可以获得按正弦规律变化的脉宽调制波调制度。将事先设计好的脉宽调制波调制度送入寄存器, 通过不断地更新调制度数据输出幅值不变调制度随正弦变化的正弦脉宽调制波形序列。通过实验, 达到了预期的效果。

关键词：电子技术,脉宽调制,单片机,调制度,归一化

参考文献

[1] .王兆安, 黄俊.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社, 2001

[2] .杨春玲, 朱敏.EDA技术与实验[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社, 2009

PWM脉宽调制方向研究 第2篇

1 PWM脉宽调制的基本原理

PWM码是一种脉宽调制码, 它的组成为9MS高电平和4MS低电平引导脉冲, 16位系统识别码, 8位数据正码和8位数据反码。我要解的就是数据码。一个PWM码的0是由一个0.58 ms的低电平和一个0.58 ms的高电平组成, 1是由一个0.58 ms的低电平地和一个1.58 ms的高电平组成。解码原理是这样的。首先通过延时来丢开引导码, 然后通过解码丢掉16位系统识别码, 最后解系统正码和反码。解开后将正码取反看是否与反码相同, 如果相同, 即解开保存其值。

2 PWM脉宽调制原理的应用

2.1 脉宽调制 (PWM) 是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术

模拟电路模拟信号的值可以连续变化, 其时间和幅度的分辨率都没有限制。9V电池就是一种模拟器件, 因为它的输出电压并不精确地等于9V, 而是随时间发生变化, 并可取任何实数值。与此类似, 从电池吸收的电流也不限定在一组可能的取值范围之内。模拟信号与数字信号的区别在于后者的取值通常只能属于预先确定的可能取值集合之内, 例如在{0V, 5V}这一集合中取值。模拟电压和电流可直接用来进行控制, 如对汽车收音机的音量进行控制。在简单的模拟收音机中, 音量旋钮被连接到一个可变电阻。拧动旋钮时, 电阻值变大或变小;流经这个电阻的电流也随之增加或减少, 从而改变了驱动扬声器的电流值, 使音量相应变大或变小。与收音机一样, 模拟电路的输出与输入成线性比例。尽管模拟控制看起来可能直观而简单, 但它并不总是非常经济或可行的。其中一点就是, 模拟电路容易随时间漂移, 因而难以调节。能够解决这个问题的精密模拟电路可能非常庞大、笨重 (如老式的家庭立体声设备) 和昂贵。模拟电路还有可能严重发热, 其功耗相对于工作元件两端电压与电流的乘积成正比。模拟电路还可能对噪声很敏感, 任何扰动或噪声都肯定会改变电流值的大小。数字控制通过数字方式控制模拟电路, 可以大幅度降低系统的成本和功耗。

2.2 许多微控制器和DSP已经在芯片上包含了PWM控制器

PWM是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用, 方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。PWM信号仍然是数字的, 因为在给定的任何时刻, 满幅值的直流供电要么完全有 (ON) , 要么完全无 (OFF) 。电压或电流源是以一种通 (ON) 或断 (OFF) 的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候, 断的时候即是供电被断开的时候。大多数负载 (无论是电感性负载还是电容性负载) 需要的调制频率高于10Hz。设想一下如果灯泡先接通5秒再断开5秒, 然后再接通、再断开……占空比仍然是50%, 但灯泡在头5秒钟内将点亮, 在下一个5秒钟内将熄灭。要让灯泡取得4.5V电压的供电效果, 通断循环周期与负载对开关状态变化的响应时间相比必须足够短。要想取得调光灯 (但保持点亮) 的效果, 必须提高调制频率。在其他PWM应用场合也有同样的要求。通常调制频率为1k Hz到200k Hz之间。硬件控制器中许多微控制器内部都包含有PWM控制器。例如, Microchip公司的PIC16C67内含两个PWM控制器, 每一个都可以选择接通时间和周期。通信与控制PWM的一个优点是从处理器到被控系统信号都是数字形式的, 无需进行数模转换。让信号保持为数字形式可将噪声影响降到最小。噪声只有在强到足以将逻辑1改变为逻辑0或将逻辑0改变为逻辑1时, 才能对数字信号产生影响。

2.3 从模拟信号转向PWM可以极大地延长通信距离

对噪声抵抗能力的增强是PWM相对于模拟控制的另外一个优点, 而且这也是在某些时候将PWM用于通信的主要原因。在接收端, 通过适当的RC或LC网络可以滤除调制高频方波并将信号还原为模拟形式。PWM广泛应用在多种系统中。作为一个具体的例子, 我们来考察一种用PWM控制的制动器。简单地说, 制动器是紧夹住某种东西的一种装置。许多制动器使用模拟输入信号来控制夹紧压力 (或制动功率) 的大小。加在制动器上的电压或电流越大, 制动器产生的压力就越大。可以将PWM控制器的输出连接到电源与制动器之间的一个开关。要产生更大的制动功率, 只需通过软件加大PWM输出的占空比就可以了。如果要产生一个特定大小的制动压力, 需要通过测量来确定占空比和压力之间的数学关系 (所得的公式或查找表经过变换可用于控制温度、表面磨损等等) 。例如, 假设要将制动器上的压力设定为100 psi, 软件将作一次反向查找, 以确定产生这个大小的压力的占空比应该是多少。然后再将PWM占空比设置为这个新值, 制动器就可以相应地进行响应了。如果系统中有一个传感器, 则可以通过闭环控制来调节占空比, 直到精确产生所需的压力。总之, PWM既经济、节约空间、抗噪性能强, 是一种值得广大工程师在许多设计应用中使用的有效技术。

参考文献

[1]樊昌信.通信原理[M].北京:国防工业出版社, 2002.

[2]郑君里.信号与系统[M].北京:高等教育出版社, 2002.

[3]李广弟.单片机基础[M].北京:北京航天航空大学出版社, 2003.

直线电机脉宽调制算法及仿真研究 第3篇

在直线电机交流驱动控制系统中,为实现解耦控制,产生可控的电磁转矩,多采用空间矢量脉宽调制技术(SVPWM),其输出电流谐波少、脉动推力小、电压利用率高[1]。但常规的SVPWM算法需要进行复杂的反正切函数运算,控制系统的计算量大,且其复杂的计算过程对于高精度的直线电机位移控制产生不可忽略的影响[2]。为解决上述问题,许多学者从简化扇区判断与优化开关矢量导通时间计算等方面入手,并取得了一定的研究成果[3,4,5,6,7,8]。

本研究在综合分析永磁直线同步电机控制原理的基础上,通过检测直线电机位移信号完成对参考控制电压的扇区判断与开关切换时间的计算,实现逆变器输出电流可控的目的,具有控制简单、稳定性好等优点。

1 SVPWM新算法实现

1.1 永磁直线同步电机控制原理

在永磁直线同步电机的控制中,为最有效地产生推力,多采用电枢电流id=0的控制方法,只要在逆变器中控制好动子电流的幅值和相位,就会得到满意的推力控制特性[9]。永磁直线同步电机的控制系统框图如图1所示,包括永磁同步直线电机、位移传感器、速度及电流控制器、PWM逆变器、PWM生成器等。

在实际电机控制中,位移和速度控制器根据控制指令产生参考推力信号fx*,计算得到参考控制电流is*;同时,位移传感器检测直线电机动子的实际位移x,计算出动子的实际位移角并通过三角函数发生器变换为三相正弦信号,如下式所示:

本研究将式(1)得到的三相正弦信号与参考控制电流is*相乘,并将所得的值送到PWM逆变器中,便可达到控制输出电枢三相绕组电流目的,而PWM逆变器输出三相绕组瞬时值如下式所示:

本研究将式(2)得到的三相电流经三相-两相变换后,便得到:

在直线电机的运行过程中,绕组电流随θ*做正弦变化,电枢的直轴电流id始终为0,电机推力只与参考控制电流有关,便可实现电机的解耦控制。

1.2 空间矢量脉宽调制原理与新算法实现

永磁直线同步电机交流驱动系统多采用交直交电压型PWM逆变器。电机的相电压依赖于它所对应的逆变器功率开关的状态,功率开关一共有3对,逆变器工作时,上下一对开关实现180°导通,即上桥臂功率开关处于开通状态时,相应电压控制信号的状态量定义为“1”,此时下桥臂功率开关处于关断状态;相反,当上桥臂开关处于关断时,下桥臂导通,相应控制信号状态量为“0”。功率开关一共有8种工作状态,其中在空间矢量坐标系中可以确定6个幅值相等、相位互差60°电角度的基本空间矢量,分别为V1(100)、V2(110)、V3(010)、V4(011)、V5(001)、V6(101),两个基本空间矢量之间的区域定义为扇区,共6个扇区,逆变器基本电压矢量及扇区如图2所示,而V0(000)、V7(111)为零开关矢量,属于自由切换状态。

对于任意位置的空间电压参考矢量US,必属于6个扇区中的一个,因此可通过控制构成该扇区的两个基本空间矢量的作用时间合成该矢量。本研究定义扇区的起始轴为X轴,结束轴为Y轴,参考矢量转过该扇区的角度为扇区角θ0,根据伏秒平衡原则,该参考矢量通过基本空间矢量表示为:

式中:TS—一个PWM周期,TX、TY—基本空间矢量UX、UY的作用时间。

其计算公式为:

式中:θ0—扇区角,Udc—直流母线电压。

对于扇区角θ0,其与动子的实际位移角θ*的关系可表达为:

通过计算θ0的三角函数值取代计算θ*的三角函数值,避免了控制器多次重复计算,提高了运行效率。

一个完整PWM周期不仅包括基本矢量的作用时间,同时还包括零矢量的作用时间T0(T0=TS-TX-TY)。为实现SVPWM算法,必须使T0为非负数,而在实际工作中常有参考电压过饱和导致TX+TY>TS,可将工作时间TX和TY按下式处理:

本研究通过功率开关的工作时间计算出开关的状态切换时间点,如下式所示:

本研究对各个扇区的三相功率开关切换点进行赋值,如表1所示。

2 Simulink仿真及实验分析

本研究将SVPWM算法编成Simulink中的Subsystem模块,其扇区角的变换与扇区的选择通过编写M文件实现。参考控制电压US=150 V,该模块输出三相PWM控制信号,控制三相桥臂功率开关IGBT的通断,达到逆变器输出正弦电流的目的,如图3所示。仿真所采用的直线电机负载为三相RLC串联负载仿真模块,星型连接,其额定电压为220 V,频率为50 Hz,有功功率为1 000 W,感性无功功率为500 Var。

当直流母线电压Udc=300 V,PWM频率fs=10 kHz时,仿真得到的逆变器a相相电压Ua波形与谐波幅值谱如图4(a)所示,图中正弦波形为其电压伏秒等效模型。相电压的基波频率约为31.85 Hz;主要谐波分量的频率为10 k Hz的整数倍,最大谐波分量频率幅值约为基波的23%。

仿真得到的a相相电流波形及其谐波分析所得到的频谱如图4(b)所示。从图中可以看出,电流到达稳态时具有良好的正弦波形,通过傅立叶变换得到的主要谐波分量频率为PWM频率的整数倍,但最大谐波分量频率幅值相对较小,约为基波的0.30%。

为了研究电压调制比与逆变器输出电流波形之间的关系,本研究选取直流母线电压Udc=150 V,PWM周期fs=10 kHz的情况下进行仿真,得到的a相相电流波形及其频谱(截取频率范围0～1 000 Hz)如图4(c)所示。从图中可以看出,逆变器输出电流在波峰与波谷的位置发生畸变,谐波幅值谱显示电流在0～500 Hz的频率范围内出现谐波,最大谐波分量频率幅值约为基波幅值的3.4%。

为了研究PWM周期与逆变器输出电流波形的关系,本研究选取PWM频率fs=1 kHz,直流母线电压Udc=300 V的工作情况下进行仿真,得到的相电流波形及其频谱如图4(d)所示。从图中可以看出,逆变器输出的正弦波形出现大量扰动,其主要谐波频率为PWM频率的整数倍,最大谐波频率幅值约为基波频率幅值的3.1%。

本研究对上述结果进行分析,逆变器输出电压含有大量的高幅值的谐波分量,但电流输出具有良好的正弦波形,如图4(a)、图4(b)所示。输出电流波形与电压调制比和PWM频率有关。电压调制比定义为k=2Us/Udc[10,11],参考电压与直流母线电压的关系满足Tx+Ty≤Ts,k≤1.154,逆变器输出良好的正弦电流;反之,k>1.154,输出的电流波形将产生畸变。PWM频率是影响输出电流精度的重要因素之一,其值越大,电流所包含的谐波量越小,输出正弦波的精度越高。

电机推力稳定性是判断算法实用性的标准之一。PMLSM在Udc=300 V,fs=10 kHz的工作情况下的推力仿真波形图如图5所示。从图中可以看出,电机推力维持在560 N附近上下波动,波动幅度小,具有良好的稳定性。

3 结束语

本研究提出了一种通过优化扇区判断的SVPWM新算法,通过计算电机动子的位移完成扇区判断与逆变器开关切换时间的计算,实现了逆变器输出电流可控的目的。与常规的SVPWM算法相比,该算法省略了反正切函数运算计算相角的过程,提高了逆变器的响应速度与控制精度。在Matlab/Simulink中建立了仿真模型,仿真结果表明该算法正确且具有良好的稳定性;同时还讨论了电压调制比、PWM频率等影响逆变器输出电流波形的因素。

该算法编程简单,易于DSP编程实现,为下一步实现数控机床的直线电机伺服进给系统数字化控制奠定了良好基础。

参考文献

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[6]余秋实,王秋晓.异步电机SVPWM矢量控制系统仿真[J].机电工程,2010,27(1):76-81.

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正弦脉宽调制 第4篇

三相交流电机工作可靠、高效、费效比高, 需要少量维修或根本不需要维修, 一直是工业领域的主力。此外, 交流电机 (如感应电机和磁阻电机) 无需与转子的电气连接, 因此很容易实现阻燃, 适用于矿山等危险环境等应用场合。

采用脉宽调制 (PWM) 的三相电机驱动电路工作原理框图如图1所示, 为电机提供三相供电电源, 电压和频率可以变化。PWM交流电机驱动器可以高效提供从零速到全速的全转矩, 并且通过改变驱动电源的供电相位相序, 可以很容易实现电机双向运转。

2 脉宽调制电机驱动器原理

三相交流输入供电电源经过整流和滤波后, 产生直流总线, 为驱动器的逆变器部分提供电源。逆变器由3对半导体开关 (MOSFET、GTO、功率晶体管、IGBT等) 及相关二极管组成。每对开关为电机的一个相位提供功率输出。

为了驱动电机, 控制电路生成三个相位互差120°的低频正弦波, 分别对每对开关的载波脉冲进行调制。在每个载波周期内, 正脉冲和负脉冲的宽度是按照该相位低频正弦波

的幅度进行调制的, 如图2所示。

虽然向电机绕组施加的脉宽调制电压波形包含所需频率的分量, 但其中也包含许多频率更高的其他分量。

但是, 电机在很大程度上可以看作逆变器输出电压的电感负载。由于电感对较高频率具有更高的阻抗, 因此电机吸收的大部分电流在脉宽调制输出波形中是如图3所示的较低频率分量。结果是, 电机吸收的电流近似为正弦波。

由于电机负载生成的反电动势在基频是正弦电压, 因此它在谐波和更高频率不提供反向电流。由于这个原因, 同电机是纯电感情况下的基波电流相比, 这些电流幅值更高。

重要的是, 载波电流设计要在绕组中尽可能生成正弦波电流。特别是, 必须最大限度地减少生成的低阶谐波电压电平, 因为电机对这些电压的阻抗非常低。实用中, 驱动器将在电机中生成:

a) 基频处“有用”的电流分量。

b) 在基频数倍频率处“无用的”电流分量 (谐波) , 以及在载频相关频率处的电流分量。

在电机电流中“无用”电流分量对电机的影响有两个, 它们是:

1.非基波电流分量代表电机定子和转子绕组中的额外电流, 将产生热量, 降低电机工作效率。

2.“无用的”电流分量将在定子中生成磁场, 可能包含负相或零相序列, 形成负转矩或制动转矩。这可能大幅降低电机可用功率数量。

通过测量逆变器中基波输出功率和总输出功率、对电压和电流波形进行谐波分析以及对电机转矩/速度进行测量, 可以分析电机运行期间无用电流分量的影响。

提供给电机的唯一有用功率是在基频驱动电压和电流。与谐波或载波频率有关的任何功率都不会有助于电机的有用功。最高效的脉宽调制驱动器不仅使逆变器损耗最小化, 而且生成最纯的正弦电流驱动波形, 把电机本身的功率和转矩损耗降到最低。

3 对脉宽调制电机驱动器的测量

通过在电机输出轴安装转速和转矩传感器, 可以对电机输出进行测量, 采用泰克PA4000功率分析测试仪的测量工作原理框图如图4所示。

(1) 驱动器输出测量

脉宽调制驱动器的输出波形非常复杂, 由一系列高频分量 (因载波) 和低频分量 (因基波) 组合而成。对大多数功率分析仪来说带来的问题是:如果在高频测量, 那么波形中的低频信息将丢失;如果滤除脉宽调制波形在低频测量, 那么高频数据将丢失。

这个问题的出现是因为低频对波形进行调制。因此, 高频测量 (如总电压有效值、总功率等) 必须在高频处进行, 必须超出输出波形低频分量的整数倍。

泰克PA4000功率分析仪利用脉宽调制输出测量的特殊工作模式克服了这个难题。它对数据进行高速采样, 并实时计算总体数量, 包括所有谐波和载波分量。同时, 对采样数据进行数字化滤波, 提供低频测量。

除了从同一测量中获得低频和高频信号结构外, 该技术允许高频测量与低频信号同步, 这是提供精确和稳定的高频测量结果的唯一方法。但是, 为了优化低频测量结果, 应当选用正确的滤波器。

(2) 测量电路连接

对电机驱动器进行电压测量电路连接通常比较简单, 进行电机工作电流测量的测试电路连接则更具挑战性。进行电流测量连接主要有两种方式。第一种方式是“分割”导体, 并使电流通过电流分流器, 然后测量电流分流器两端电压降。虽然这种方式在低功率情况下可行, 但当电流较高时行不通。

对大电流测量, 可以使用电流传感器, 使用电流传感器的原因主要以下有3个:

1) 正在测量的信号可能与测量设备不兼容。例如, 大部分测试台仪器无法测量超过100 A的电流, 而这么大的电流是大型电机和驱动器中常见的。

2) 消除测量仪器与测量信号的耦合。在脉宽调制驱动器中, 快速开关电压 (d V/dt) 往往造成正在测量的输出信号具有很大的共模分量。

大的共模电压会给电流测量结果带来不确定性。使用电流传感器隔离分析仪的电流输入和电压波动, 从而消除因共模引起的测试结果不确定性。

3) 为了便利和安全。在电机系统中往往存在高压, 而且电源阻抗往往极低。如果连接不正确, 可能会造成大量能量流动。

4 选择正确的电流传感器

电流传感器有许多种, 在电机测量中使用的4种最常见电流传感器是:

(1) 电流钳;

(2) 闭环霍尔效应;

(3) IT型闭环;

(4) 电流互感器。

为了在电机驱动器的典型信号带宽内实现最佳性能, 应使用闭环传感器。在驱动器输入中可以使用电流互感器和电流钳, 但在驱动器输出中效果则不好。这是因为电流互感器在低频 (低驱动速度) 性能不佳, 而且将限制测量与开关有关高频频率的能力。

在选择传感器时, 重要的是考虑所需测量的信号和测量设备。选择与需要测量的最大信号 (包括峰值) 相对应的最大输入范围传感器。这将充分发挥传感器范围的效用。

在不引起过冲的前提下, 希望传感器输出信号尽可能大。输入信号越大, 信噪比越高, 测量结果越好。

5 使用电流传感器

对闭环霍尔效应电流传感器, 应当谨慎进行连接, 需为传感器提供电源。电源通常包括正电源和负电源, 而且必须提供足够电流, 这个电流通常为10m A~50m A。传感器应当尽可能靠近测量仪器, 以降低次级引线的电压和磁场耦合。

传感器输出是单一电流输出, 信号和电源公用回路。该输出应当直接与测量设备电流输入的高端连接。测量设备电流输入的低端应当连接至与传感器电源相同的回路。而且, 所有引线应当尽可能短。输出应当靠近电源连接。从理想角度而言3条线应当绞合在一起。在脉宽调制驱动器环境中, 接地和屏蔽有利于提高测试精度。

屏蔽电缆将改进测试效果。屏蔽接地, 并与传感器电源公共端相连。并且, 在相应的地方, 它将与传感器接地相连。屏蔽可以保护电源连接与信号。

为获得精确的测量结果, 需要为仪器配置两个参数:

(1) 分流器选择, 这是在每组基础上设置的;

(2) 电流输入比例因子, 这是在每通道基础上设置的。

6 结束语

目前, 脉宽调制电机驱动器广泛用于工业领域, 而且也在电动汽车和家用空调机等诸多领域得到广泛应用。泰克PA4000功率分析仪利用业界首创的螺旋分流 (Spiral ShuntTM) 技术以及动态频率同步技术可以实现可靠测量电机驱动有关参数, 实现对驱动器基频的稳定跟踪。该技术对数据进行高速采样, 对其总体测试参数 (包括所有谐波和载波分量) 进行实时计算。同时, 它对采样数据进行数字化滤波, 提供低频测量, 如基频测量和输出频率测量, 使PA4000成为脉宽调制驱动器测量的理想解决方案。

参考文献

浅析脉宽调制型控制器原理及应用 第5篇

TL494是美国德州仪器公司生产的一种电压驱动型脉宽调制控制集成电路。共有16个管脚, 为双列直插式。内部功能方框图与基本单元电路见图1所示, 管脚图见图2所示。

整个内部结构主要由振荡器、D触发器、死去时间比较器、PWM比较器、两个误差放大器、 (5V) 基准电源和两个驱动三极管组成。各管脚名称及功能如下:

1、2脚分别为误差放大器1的同相、反相输入端, 通常1脚作为取样信号的输入端, 2脚接入基准信号。

3脚误差放大器2反馈补偿端, 也是作为PWM比较放大器的输入端。

4脚死区电平控制端。当在4脚接一个控制电压 (0～3.3V) 即能控制死区时间的长短, 进而控制输出脉冲的宽度。

5、6脚分别用于外接振荡器定时电阻RT和定时电容CT, 其振荡频率由RT和CT决定:f=1.1/RT×CT。驱动由于电容的充放电, 在5脚上形成的是锯齿波波形 (见下面的波形图) , TL494最高工作频率为300千赫兹。

7脚接地。8、9、10、11脚分别为两路脉宽方波输出管的集电极和发射极。12脚为集成块的电源端, 一般为7～40V电压, 点行值为15V。

13脚为输出工作模式控制端。当13脚接低电平 (接地) 时, TL494处于单端输出模式;当13脚接高电平 (5V) 时, TL494处于推挽输出方式。

14脚5V基准电压输出端, 最大输出电流为10mA。15、16脚误差放大器2的反相和同相输入端。

2脉宽调制型控制器TL494工作原理

TL494是一种固定频率可自行设置, 并应用脉宽调制的控制电路, 下面通过对TL494输出波形的分析, 来观察工作电压对其工作状态的影响, 了解和掌握TL494的基本工作原理情况。TL494输出波形分析图见图3所示。

2.1 输出控制端的控制原理

当13脚为低电平时, 假设D触发器的时钟端为低电平, 根据电路结构图可以得出此时Q1、Q2都处于饱和状态;若D触发器的时钟端为高电平时, 由上面的结构图可以分析出Q1、Q2都处于截止状态。可见只要13脚接低电平, TL494就处于单端输出模式。

当13脚为高电平时, 假设D触发器的时钟端为低电平, 设D触发器的反向输出端为高电平, 此时D触发器不翻转, 使Q1的基极为高电平, Q2的基极为低电平, Q1饱和, Q2截止;假设D触发器的时钟端为低电平, 设D触发器的反向输出端为低电平, 此时D触发器也不翻转, 因D触发器的状态不同, 使Q1、Q2的状态也发生了翻转, Q1截止, Q2饱和。当然在D触发器的时钟端为高电平时, 为死区控制时间, Q1、Q2均处于截止状态 (见下面的死区控制原理分析) 。可见当13脚为高电平时, 不管输入状态如何, TL494都处于推挽工作模式, 而只有在推挽工作模式下, 才考虑死区的问题, 常应用于推挽、半桥式、全桥式开关电源中。

2.2 死区控制原理 (13脚为1)

设D触发器的D端为低电平时, 当4脚死区控制端电压高于定时电容上电压时 (见下面波形图中4脚死区电压虚线) 使得死区比较器输出状态为“1”, 使D触发器的时钟端为“1”, 此时D触发器翻转为Q=0, 从而由其内部结构图可以知道Q1、Q2均处于截止状态。

当然, 在D触发器的D端为高电平时, 只要4脚死区控制端电压高于定时电容上电压, 可以分析Q1、Q2均处于截止状态。此时波形图中8脚和11脚都为高电平。

2.3 脉宽控制原理

设在推挽状态:13脚=1, D触发器的D端为“1”

设因某种原因使得控制的开关电源的输出电压Uo升高, 经过取样电路后, 加在3脚, 使得3脚电压升高, (见下面的波形图中3脚平均电压由虚线1升高到虚线2所示) 使得PWM比较器输出波形的高电平、D触发器的时钟端高电平、集成块8脚和11脚输出高电平的时间都相应增长, 即死区时间延长, 使得Q1、Q2推挽时间 (一个为高电平, 另一个则为低电平) 缩短, 从而使开关电源的输出电压Uo下降, 达到脉宽控制的作用。

另外, TL494还内置有一个5.0V的基准电压源, 可提供高达10mA的负载电流。

由上面的分析可以得到以下结论:

(1) 当4脚死区电压高于CT上电压时, 两个三极管均截止。

(2) 当4脚死区电压不断下降时, 则可使两个三极管的输出调制脉沖宽度增加。

(3) 当4脚电压为0V时, 占空比最小, 约为3%, 即饱和时间最长, 输出的方波为低电平。

3脉宽调制型控制器TL494的应用

开关电源具有效率高 (一般能达到65%～90%) , 体积小, 重量轻, 对电网电压要求不高等特点, 在实际生活中得到了广泛的应用[1]。为此, 专门为电类相关专业的学生开设了《实用电源技术》课程。而TL494脉宽调制器件作为开关电源中常用的核心控制器件被广泛采用。是该课程重点掌握的内容之一。下面以绵阳职业技术学院开设的设计型实验“TL494脉冲宽度调制型 (PWM) 降压式开关电源”为基础, 阐述该开关电源的设计、调试过程。

3.1 开关电源设计原理

PWM型的开关电源整体框图见图4所示。变压、整流、滤波模块处理起来比较简单, 只要采用相应的变压器、单相全波整流、电容式滤波电路即可实现。此开关电源的核心模块是方框图中的闭合 (负反馈) 模块。如果直接采用DC-DC降压器, 实现起来简单, 但输出/输入电压比太大, 占空比也大, 会使输出电压范围变小, 难以达到较高的指标, 且为开环控制。而采用专用开关芯片TL494芯片, 因其采用开关脉宽调制 (PWM) , 故效率高, 外围电路也较简单, 可以方便地实现闭环控制[1]。

3.2 开关电源的总体电路设计

利用TL494设计的PWM降压式开关电源如图5所示[2]。

从TL494的误差放大器的反相端2脚输入基准信号用来控制输出电压。若想增大输出电压, 可升高2脚的电压, 其控制过程如下:原开关电源稳定, 当升高2脚电压, 1脚电压瞬时不变, 误差放大器输出减小, 占空比变大, 电压升高。若想减小输出电压, 可降低2脚的电压;同相端1脚输入输出电压的反馈电压, 形成闭环控制。当输出电压高于设计值时, 反馈输入1脚的电压升高, 基本误差放大器的输出增加, 占空比减小, 输出电压下降到与设计值基本相等, 从而维持输出电压的稳定, 反之亦然。

3.3 开关电源的调试

在确定总体电路后, 采用分模块的调试方法进行电路调试。

3.3.1 TL494性能测试

按图5接线, 断开1脚、8脚与降压变换器连接线, 对TL494模块进行性能测试。测试2脚的输入电压 (2脚采用基准电压输入) , 改变1脚的输入电压, 观察8脚, 3脚的输出波形。由实验可以得到:TL494的基准电压是3.5 V;输出波形为PWM波;误差放大器工作在非线性区, 只有当输入 (1脚, 2脚) 的偏差在零到几十个毫伏之间时, PWM才是可调的;改变1脚的电压, 可改变PWM的占空比。

3.3.2 降压变换器的工作性能测试

按图5接线, 断开1脚与降压变换器连接线, 对降压变换电路模块进行工作性能测试。给1脚加入使开关管达到饱和的方波信号:

(1) 改变方波信号的占空比和方波信号的频率;

(2) 给输出端加上负载。

由实验可以得到:改变占空比, 可以改变输出电压的大小;加上负载, 电压降低, 但通过调节占空比, 可使电压升高;方波信号的频率越大, 改变占空比, 调节输出电压的范围越小。

3.3.3 整机电路联调

在完成分模块的调试工作后, 将两模块进行整机电路联调, 见图5。若无误, 即可实现输出端稳定的电压输出, 可通过改变2脚的给定值实现在一定范围内 (降压) 改变输出电压, 具体范围与所选择电感、电容和电源工作的频率有关[2]。

通过开设“TL494脉冲宽度调制型 (PWM) 降压式开关电源”设计型实验, 可以进一步比较深刻地了解和掌握TL494的工作原理、开关电源的工作原理等。该开关电源电路简单, 而且查找电路错误也比较方便。虽然元器件的参数不同, 指标略有不同, 但基本上各参数的指标都较高, 如DC-DC变换器的效率可达80%以上。

4结束语

本论述通过对电压驱动型脉宽调制器件TL494的结构及基本原理的分析和阐述, 特别是通过对其输出波形的分析, 能弄清楚工作电压对其工作状态的影响;通过对设计型实验“TL494脉冲宽度调制型 (PWM) 降压式开关电源”的设计、调试的解析, 能进一步比较深刻地了解和掌握TL494的工作原理、开关电源的工作原理及调试方法。总之, TL494作为开关电源的核心控制器件, 既可调脉宽又可调频, 且其可调性强, 工作区间大, 用它可搭建不同的驱动电路, 在各种开关电源中都得到了广泛的应用。

摘要：目前在微机电源、显示器电源、大功率稳压逆变电路以及其他开关电源中脉宽调制型控制器被广泛采用。本论述以应用最广泛的电压驱动型脉宽控制器TL494为例, 分析和阐述了它的结构特点、详细工作原理及应用。

关键词：TL494,结构特点,工作原理分析

参考文献

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正弦脉宽调制 第6篇

在异步电机矢量控制变频调速系统中, 电压空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 技术是SPWM技术与电机磁链圆形轨迹相结合的一种方法, 具有直流母线电压利用率高、线性调制范围宽和控制实时性好等优点, 已广泛应用于各种电机控制场合[1,2,3]。对此, 针对异步电机矢量控制变频调速系统, 介绍了一种基于TMS320F2812实现SVPWM算法, 并在11 kW异步电机变频调速系统中进行了应用。

1 电压空间矢量脉宽调制原理分析

图1为异步电机PWM逆变器的原理图。

交流电机的理想对称三相正弦供电电压所合成的电压空间矢量Us可以表示为

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式中, udc为直流母线电压。

如果忽略定子阻抗压降, 则定子的磁通表达式为

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定子磁通矢量相位落后电压矢量90°, 以同步角速度旋转, 电动机旋转磁场的形状问题可以转化为电压空间矢量运动轨迹的形状问题来讨论。

设定逆变器的上桥臂开关管开通时, 开关状态为1, 反之为0, 则三相逆变器的6个开关管有8种开关状态, 通过控制开关管的开关顺序和开关时间, 来产生圆形运动轨迹的电压空间矢量。

可以用三个桥臂开关状态Sa、Sb及Sc来表示输出相电压

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为了便于分析, 通过Clark变换, 将三相静止坐标系 (a, b, c) , 转换到两相静止坐标系 (α, β)

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可将和开关函数Sa、Sb、Sc对应的电压转换成两相静止坐标系 (α, β) 中的电压分量, 通过两相静止坐标系的参考电压来控制6个开关管的开通与关断, 图2为两相静止坐标系下空间电压的基本电压矢量图及电压扇区的分布图。

图3为三相参考电压相电压和线电压的等效调制波形, 相电压调制波相当于在正弦波叠加了三次谐波Uz3而成, 最大输出相电压矢量的基波幅值为0.577 Ud。 线电压为正弦波, 对应的最大输出线电压的基波幅值为Ud, 与正弦波脉宽调制 (SPWM) 相比, 直流母线电压利用率提高了15.47%, 所含谐波分量主要为开关频率倍数附近的高频谐波。

2 基于TMS320F2812的实现方法

为了充分利用空间矢量的有效作用时间, 用Uref所处空间扇区相邻的两个基本矢量与零矢量的线性组合来等效参考输出电压矢量Uref。空间电压矢量可以近似表示为

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式中, Ux和Uy为所落扇区两个相邻的基本电压矢量;Tx, Ty为这两个矢量的作用时间;T0和T7为零矢量的作用时间;Ts为PWM的采样周期。

当参考电压矢量位于第Ⅰ扇区时, 采用基本矢量U4、U6、U0和U7来合成参考电压矢量。矢量U4、U6、U0和U7作用时间可以表示为

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通过推导其它扇区的各基本电压矢量作用时间, 可以归纳出两个非零基本矢量和零矢量作用时间的统一表达式为

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式中, n代表参考电压矢量所处的扇区号 (n=1, 2…, 6) 。

采用TMS320F2812来生成对称的SVPWM非常方便且可获得较高的精度。在事件管理器中, 比较单元可以产生对称和非对称的PWM波形, 对称PWM波形具有较小的输出电流谐波及输出电压失真度。每个对称PWM波形在每个调制周期产生两次比较匹配, 一次匹配在递增计数期间, 另一次匹配在递减计数期间。先通过式 (7) 求出两个非零矢量作用时间Tx和Ty, 再通过Tx和Ty来确定零矢量的作用时间Tz, 将所计算出的Tx, Ty和Tz载入三个比较寄存器CMPRx (x=1, 2, 3) , 从而可以调节SVPWM的输出。对应在CMPR1载入0.25Tz, CMPR2载入0.25Tz+0.5Tx, CMPR3载入0.25Tz+0.5Tx+0.5Ty。

3 实验结果分析

通过TMS320F2812 DSP芯片实现了SVPWM算法, 并在11 kW异步电机调速系统中得到了验证, 矢量控制系统如图4所示。异步电动机的参数为:Un=380 V, In=23 A, nn=1 460 rpm。DSP系统时钟设为150 MHz, PWM调制频率为5 kHz, 功率模块采用EUPEC的FP75R12KE3。图5和6的实验波形均为电机工作在20 Hz, 电机负载为额定负载的波形。

图5为变频器输出的ab和bc线电压波形。其中 (a) 为电机接线端的线电压波形, (b) 为线电压的FFT波形, 可以看出主要谐波为开关频率倍数附近的高频谐波。

图6为电机的a相和b相输出电流波形, 纵坐标刻度为10 mV/A可以看出输出电流波形的正弦度比较理想, 谐波含有量约为2.05%。

图7为电机给定频率改变时带额定负载的实验结果, 给定频率开始为3 Hz, 在4秒时刻上升为10 Hz, 在8秒时刻又上升到30 Hz时, 图中分别给出了电机转速ωr、定子电流ia、输出电磁转矩分量Te的实验波形。其中, 电流和转矩的单位都采用标幺化格式, 电流标幺值为1时相当于额定电流值23 A, 转矩标幺值为1时相当于额定转矩值72 N·m。可以看出电机在调速过程中能够平缓过渡, 超调量很小, 从输出电磁转矩实验波形可以看出矢量控制系统动态和稳态性能都比较理想。

图8为电机带0.5倍额定负载正反转运行时的实验结果, 给定频率开始为正向10 Hz, 在4秒时刻变为反向10 Hz, 在8秒时刻又变为正向10 Hz。可以看出电机能够平滑地进行正反转运行, 系统的调速性能较理想。

4 结论

对异步电机矢量控制调速系统的空间矢量脉宽调制算法进行了分析, 采用TMS320F2812 DSP芯片实现了 SVPWM算法, 并在11 kW异步电机的调速系统得到了验证, 实验结果证明SVPWM通过TMS320F2812 DSP芯片来实现可以获得较好的控制效果。

摘要：在分析异步电机变频矢量控制系统的空间电压矢量脉宽调制 (SVPWM) 原理基础上, 介绍了一种在各个扇区内不同基本电压矢量作用时间的简单数字算法, 并用TMS320F2812 DSP蕊片实现。该算法通过在11 kW异步电机调速系统中应用验证, 控制效果较好。

关键词：异步电机,空间矢量,脉宽调制,TMS320F2812 DSP,变频调速系统

参考文献

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[4]高莹, 谢吉华, 陈浩.SVPWM的调制及谐波分析[J].微电机, 2006 (7) :10-12, 25.

正弦脉宽调制 第7篇

1 永磁同步电机的矢量控制方法

矢量控制是上世纪70年代前西德Blaschke等人首先提出来的,它是对交流电动机提出的一种新的控制思想和控制技术,是交流电动机的一种理想调速方法。矢量控制也同样适用于永磁同步电机,它是在普通三相交流电动机上设法模拟直流电动机转矩控制的规律,在磁场定向坐标上,将电流矢量分解成产生磁通的励磁电流分量和产生转矩的转矩电流分量,并使两分量互相垂直,彼此独立,然后分别进行调节,这样交流电机的转矩控制在原理和特性上就和直流电动机相似了。由于既需要控制定子电流空间矢量的相位,又需要控制其幅值,所以称为矢量控制[1]。

电机动态特性的调节和控制完全取决于动态中能否简便而精确的控制电机的电磁转矩输出。永磁同步电机的电磁转矩基本上取决于交轴电流和直轴电流,对力矩的控制最终可归结为对交轴电流和直轴电流的控制。当输出力矩为某一值时,对交轴电流和直轴电流的不同组合的选择,将影响电机和逆变器的输出能力以及系统的效率、功率因数等。如何根据给定力矩确定交轴电流和直轴电流,使其满足力矩方程构成了永磁同步电机电流的控制方法问题。

永磁同步电机的电流控制方法主要有:id=0控制、cosφ=1控制、恒磁链控制、最大转矩/电流控制、弱磁控制、最大输出功率控制等[2,3]。

1)id=0控制是一种最简单的电流控制方法,该方法由于电枢反应没有直轴去磁分量而不会产生去磁效应,不会出现永磁电机退磁而使电机性能变坏的现象,能保证电机的电磁转矩和电枢电流成正比。其主要的缺点是功角和电动机端电压均随负载而增大,功率因数低,要求逆变器的输出电压高,容量比较大。另外,该方法输出转矩中磁阻反应转矩为0,未能充分利用永磁同步电机的力矩输出能力,电机的性能指标不够理想。

2)cosφ=1控制方法使电机的功率因数恒为1,逆变器的容量得到充分的利用。但是在永磁电机中,由于转子励磁不能调节,在负载变化时,转矩绕组的总磁链无法保持恒定,所以电枢电流和转矩之间不能保持线性关系。而且最大输出力矩小,退磁系数较大,永磁材料可能被去磁,造成电机电磁转矩、功率因数和效率的下降。

3)恒磁链控制方法就是控制电机定子电流,使气隙磁链与定子交链磁链的幅值相等。这种方法在功率因数较高的条件下,一定程度上提高了电机的最大输出力矩,但仍存在最大输出力矩的限制。

4)最大转矩/电流控制是在电机输出力矩满足要求的条件下使定子电流最小,减小了电机的铜耗,有利于逆变器开关器件的工作,逆变器损耗也最小。同时,运用该控制方法由于逆变器需要的输出电流小,可以选用较小运行电流的逆变器,使系统运行成本下降。在该方法的基础上,采用适当的弱磁控制方法,可以改善电机高速时的性能。因此该方法是一种较适合于永磁同步电机的电流控制方法。缺点是功率因数随着输出力矩的增大下降较快。

5)弱磁控制起源于他励直流电动机的调磁控制。当他励直流电动机端电压达到极限电压时,为使电动机能恒功率运行于更高的转速,应降低电动机的励磁电流,以保证电压的平衡。永磁同步电机的励磁磁动势因由永磁体产生而无法调节,只有通过调节定子电流,即增加定子直轴去磁电流分量来维持高速运行时电压的平衡,达到弱磁扩速的目的。

6)最大输出功率控制,当电动机超过转折速度后,对定子电流矢量的控制转为弱磁控制。此时定子电流矢量沿着电压极限椭圆轨迹取值。电动机超过某一转速后,在任一给定转速下,在电动机电压极限椭圆轨迹上存在着一点,该点所表示的定子电流矢量使电动机输入的功率最大,相应的输出功率也最大。

id=0控制方法相对于其他控制方法而言最简单易行,而且该控制方法对面装式永磁同步电机来说也就是最大转矩/电流控制,具有相应的优良特性,因此使得电机的调速更容易实现。同时电磁转矩只与定子电流的幅值成正比,通过控制电机定子电流即可获得与此成线性比例关系的电磁转矩,这样就实现了对直流电机的严格模拟,这就是永磁同步电机转子磁场定向矢量控制的基本思想。

2 电压空间矢量脉宽调制

当今对永磁同步电机的交流调速一般采用矢量控制策略,为了最终在空间产生圆形旋转磁场,进而产生恒定的电磁转矩,人们提出了电压空间矢量控制的思想,即空间矢量脉宽调制(SVPWM)。SVPWM技术具有谐波含量少、开关损耗小、直流电压利用率高等优点,从而降低了永磁同步电机的转矩脉动,提高了它的交流调速性能[4]。

2.1 三相电压表达式

在标准三相系统中,三相互差120°的正弦电压被输入到电机相绕组中用来产生正弦电流,从图1中我们可以得到如下的表达式:

为了从输入电压源(Voa,Vob,Voc)中计算相电压(Van,Vbn,Vcn),必须假设系统是对称的,从而得到:

因为i1+i2+i3=0,从上式可以进一步得到:

各相的相电压表达式为:

2.2 静态功率桥的应用

静态功率桥省去了正弦波电压源,采用6个功率晶体管通过开关状态来逆变直流电源,从而在线圈绕组中重新生成正弦波电流来产生旋转磁场。由于相绕组是感性的,通过调制功率桥的占空比得到的是一个近似正弦波的电流。

当静态功率桥采用双极性调制时,其基本控制原则是每相在任何时候都只有一个晶体管导通,而另一个晶体管关断。若定义导通为1,关断为0,那么如图2所示的晶体管共有8种组合状态来构成对应的电压空间矢量:V1(001)、V2(010)、V3(011)、V4(100)、V5(101)、V6(110)、V0(000)和V7(111)。从功率桥的正常工作状态看,前6种工作状态是有效的,而后两种工作状态是三相绕组短接在一起的情况,这时的电压空间矢量幅值为零,称为零矢量。功率桥相对于直流电源虚拟中点的输出电压,以及根据式(4)求得电机每一相的相电压如表1所示。

2.3 三相电压在αβ坐标系下的表达式

三相电压(Van、Vbn、Vcn)在αβ坐标系下的表达式可以通过以下表达式(Clarke变换)求得:

在功率桥的8种组合状态下,Vα和Vβ的值在αβ坐标系下也只有8种组合,如表2所示。

从表2中可以看出,6个电压有效矢量的幅值都为2VDC/3,并把它们在αβ平面内表示出来可以得到如下电压空间矢量如图3所示。

2.4 参考电压空间矢量的合成

从图3中可以看出,功率桥的8种组合状态,只能形成8种固定值的电压空间矢量,而且在电机中只能形成正六边形的旋转磁场。要想获得任意形式的参考电压,就必须有更多的逆变器开关状态,这里我们采用两个相邻电压空间矢量的组合和调制它们各自的导通时间来获得更多的电压空间矢量,从而在电机定子绕组中形成圆形的旋转磁场。

如图4所示,假设任意参考电压空间矢量Vsref位于第Ⅲ扇区,设定PWM波的周期为T,相邻两个电压矢量V4、V6以及零矢量的调制时间分别为T4、T6和T0,从而得到如下表达式:

因为6个电压有效矢量的幅值都为2VDC/3,根据以上两式可以求得相邻两电压矢量以及零矢量的调制时间分别为:

根据同样的原理,可以求得任意参考电压空间矢量在其它扇区的调制时间,如表3所示。设X=

2.5 扇区的判断

为了合理地使用相邻两电压空间矢量的调制时间,首先必须判断出参考电压空间矢量Vsref位于哪个扇区内。通常的判断方法是:根据Vsαref和Vsβref计算出电压矢量的幅值,再结合Vsαref和Vsβref的正负进行判断,这种方法比较直观,但因为计算中含有非线性函数,而且计算复杂,在实际应用中不易实现,因此我们寻求一种简单有效的判断方法。

假设参考电压空间矢量位于第Ⅲ扇区内,从图4可以看出其等价条件为:

上式可以进一步等价为:

同理可以得到参考电压空间矢量位于其它扇区的等价条件如表4所示。

使用上述方法判断扇区完全避免了计算复杂的非线性函数,只需经过简单的加减和逻辑运算就可以确定所在扇区。综合分析上表可以看出Vsref所在的扇区完全由三式与0的关系决定。为了简化表达式,我们再定义3个变量:

2.6 空间矢量脉宽调制的实现

经过以上一系列的理论铺垫,可以得到实现电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)的基本步骤如下[5,6]:

(1)首先要确定由Vsαref和Vsβref决定的参考电压空间矢量位于哪个扇区。如果Va>0,那么A=1,否则A=0;如果Vb>0,那么B=1,否则B=0;如果Vc>0,那么C=1,否则C=0。则电压空间矢量所在的扇区可表示为:S=A+2B+4C。

(2)由表3可知各扇区内相邻两个电压空间矢量和零矢量在一个PWM周期内的调制时间。零矢量的调制时间为T0=T-T1'-T2'。若出现饱和状况T<(T1'+T2'),则:T1'=(T1'·T)/(T1'+T2'),T2'=(T2'·T)/(T1'+T2')。其中,变量T1'、T2'分别为相邻两个电压空间矢量在一个PWM周期内的调制时间。

(3)由于PWM波是以中心对称方式产生的,从而可以求得3路PWM波的占空比(Ta、Tb、Tc),即3个比较1寄存器的值如1下所示:

(4)最后,根据参考电压矢量所在的扇区把对应的占空比设置到电机对应的每一相中,也就是正确地设置3个比较寄存器(CMPR1、CMPR2、CMPR3)的值,如表5所示。

3 试验分析

综上所述,在每一个PWM周期中,根据永磁同步电机控制系统速度环、电流环以及相关变换获得的电压参考分量Vsαref和Vsβref,通过执行以上步骤就可以得到对称的空间矢量脉宽调制输出波形。图5为参考电压矢量位于第Ⅲ扇区时的占空比和SVPWM输出波形图。

4 结语

永磁同步电机是多变量、非线性、强耦合的被控对象,要实现对永磁同步电机电磁转矩的线性化控制,必须获得与直流电机相同的控制性能。本文详细介绍了永磁同步电机的多种矢量控制方法,并着重介绍了电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)技术,以SVPWM技术来实现永磁同步电机的矢量控制,在试验中取得了良好的效果。另外,还可以将自适应反步控制技术应用到永磁同步电机的速度控制中,以进一步提高系统的动态特性和控制性能。

参考文献

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