变电压操作范文（精选8篇）
变电压操作 第1篇
华菱涟钢CSP生产线三座120T电弧精炼炉变压器,进线电压3 5KV,容量18000KVA,采用西门子真空断路器,装有避雷器和RC吸收装置,如图1。
自2004年投产以来,不断有变压器被损坏,经常在生产过程的冶炼间隔中(停炉后再起炉时),发生轻瓦斯或者重瓦斯报警,然后是整个变压器跳停。一旦有变压器烧坏,往往要造成停产几天乃至半月,严重影响了生产的正常运行。
二、故障原因分析
为了彻底查清原因,解决问题,我们联系真空断路器和变压器生产厂家的各方面专家,多次对供电设备和高压系统进行了检查和试验。对开关柜、母线、避雷器、阻容吸收装置等设备进行了耐压和真空断路器的分合闸时间及其同期性进行了测试,测试结果都正常。同时对35KV高压系统的谐波电压电流和静态无功补偿(SVC)也进行了全面检查和试验,也没有发现问题。
最后在进行变压器吊芯检查时发现变压器高压绕组烧损严重,大家一致认为造成变压器烧坏的直接原因是操作过电压。
三、操作过电压产生机理
真空断路器在接通和分断电路时,由于电路状态的突变,都可能发生操作过电压。根据真空断路器的特点,我们将操作过电压分为分闸过电压和合闸过电压:
(一)分闸过电压
1、截流过电压
真空断路器在开断电感电路中的小电流(如空载变压器)负载设备(如图2)时,会产生截流过电压。
因为电流小,容易切断。所以在电流过零前提前熄弧,产生截流现象,于是在负载设备上将感应出相应的截流过电压。其幅值与断路器的截流水平和负载特性有关,变压器的容量越大,截流过电压幅值越小。原因是容量大励磁电流大,可能出现的截流值越大。另一方面容量大,励磁电感就小,分布电容大,所以特征阻抗随励磁电流增大而急剧减小,其特征阻抗与励磁电流乘积越小,因此截流过电压值小。
在真空断路器截流开断后,负载内部将出现一个电磁振荡过程,直到将所储存的能量全部耗完为止。在此振荡过程中,负载两端将出现一个过电压。
2、重燃过电压
当真空断路器开断较大的感性电流时,即使截流过电压不大,但由于真空断路器触头分离瞬间,电流很快过零,真空电弧熄灭,这时触头之间间隙很小,断口绝缘强度的恢复强度有限,不能承受恢复电压,因而发生多次击穿,导致电弧多次重燃。
击穿过程中流过触头间隙的电流含有高频分量,如果高频分量的幅值大于工频电流瞬时值,就会出现高频电流零点,高频电流零点被切断后,回路电容和电感可能发生高频振荡,产生高频电压,这一电压再一次击穿触头间隙,并再一次在高频电流零点切断电流,产生更高的电压,击穿反复发生,电压不断提高,随着击穿次数增加,负载回路中储存的能量就越大,假如某一次击穿后,不再击穿,那么储存的能量全部转移到电容C中,即产生很高的过电压(等值电路如图3)。
这种重燃可能在开断过程中重复发生多次,其过电压值将较高,最高幅值可达7倍相电压,对变压器的绝缘将会造成较大危害。
(二)合闸过电压
也叫预击穿过电压。真空开关合闸操作过程中,在触头间隙的介质绝缘强度不能承受施加的电压时产生击穿现象,由于线路的LC而产生高频电流而引起过电压,真空开关在合闸过程中,可产生多次重复的操作过电压直至触头闭合为止。对真空断路器来说其重复可达3～7次。真空开关每次合闸操作均会产生预击穿过电压,前沿陡,频率高,压敏电阻保护装置一般不能有效地抑制这类操作过电压。
四、防范措施
合闸过电压一般可达达额定电压的3.0～4.5倍,分闸过电压却可达额定电压的10倍以上。因此用真空开关开断空载电炉变压器将产生幅值很高、陡度很大的操作过电压,对变压器的主绝缘及匝间绝缘都有很大危害。
为了保护电炉变压器安全运行以及正常工作寿命,我们目前主要采用以下措施,抑制真空断路器的操作过电压。
1、适当增大阻容吸收装置的电容量
现有系统虽然也安装了阻容吸收装置,但是显然现有的装置对于大功率电炉变压器产生的高频重燃过电压的抑制作用有限。根据经验公式电阻取R=RL (RL为感性负载的直流电阻,在这里为变压器的直阻),一般是50～100Ω,电阻维持原来的100Ω不变。电容经验计算公式C=L/(R×R)(L为感性负载的电感量,在这里为变压器的电感量),一般是0.1～0.5uf,我们将电容量由原来的0.1uf增大为0.2uf。同时将原来的三极式改为四极式(如图4)。
其中R1C1主要用于保护相间过电压,R2C2主要用于保护对地过电压。
2、由于电炉变压器断路器的频繁动作,操作过电压不断产生,变压器必须要有足够的绝缘裕度。对与已经烧坏的变压器,送原厂家修复时要求提高变压器的绝缘裕度
3、在变压器与真空断路器之间增加氧化锌压敏电阻
压敏电阻,结构简单,体积小,重量轻。是由氧化锌、氧化铋等材料烧结而成的一种多晶半导体陶瓷非线性元件,其非线性系数很小,只有0.05左右,因而具有很好的伏安特性。在工频电压下,压敏电阻可呈现极大的电阻值,工频续流极小。但在冲击电压下,其电阻值很小,通流容量很大,因此可将过电压限制在设备允许的范围以内,从而起到保护作用。压敏变阻器主要用于抑制合闸时产生的操作过电压。
4、使用中减少操作过电压的产生
我们修订了操作规程,加强了对操作人员的操作管理,尽可能减少不必要的真空开关操作。操作过电压是由每一次真空开关的开断产生的,因此控制不必要的开断操作,减少真空断路器切断空载变压器的次数,从而减少过电压的产生可能,也是很有效防止操作过电压产生的措施。
5、加强变压器周围的环境改善,对变压器房进行全封闭,加装电空调。
五、结束语
在高压电炉炼钢系统中,变压器起停频繁,操作过电压特别是真空开关操作极易产生过电压。三极式阻容过电压吸收装置电弧炉变压器对相间过电压的保护有限,而四极式却能起到更好的相间过电压保护作用。阻容过电压吸收装置的电阻和电容的参数选择合适,也会大大提高保护性能。同时配合采取其他辅助措施,能极大的提高变压器的运行安全,有效地抑制真空断路器的操作过电压的产生。
摘要：本文主要介绍了湖南涟钢一炼轧厂精炼炉变压器真空断路器操作过电压的产生机理、对变压器的危害及其改进防范措施。
关键词：操作过电压,真空开关,防范措施,阻容吸收装置
参考文献
[1]高绍鸿等．真空开关的过电压及其抑制．电气开关．1994(4)
变电压操作 第2篇
【关键词】交流系统；STATCOM；神经网络；滑模控制
0.引言
目前较为传统的补偿方式是SVC，其原理就是为了实现动态无功补偿的目的，而利用电弧炉和TCR补偿装置，使其吸收的电流值和尽量的小，来达到抑制闪变的作用。由于补偿容量会受到装置本身的影响，所以在连续投切电容器组的时候会产生非常多的谐波。电弧炉工作时，其电流往往会发生急剧的变化，SVC的感应速度又比较慢，响应速度和补偿容量一会对闪变的抑制效果产生影响]。可以迅速反应的STATCOM装置，可以将无功功率稳定迅速吸收，校正功率因数，调节系统的电压。由于具有如此多的优势，STATCOM也正在成为新的研究的热点。
由于STATCOM是一个非线性系统，其控制方法也相对复杂。然而PI控制参数难以确定，并且其对参数变化以及扰动也非常敏感；而非线性鲁棒控制设计过程非常复杂；相对而言，滑模控制更容易实现，且对模型参数的变化和外部扰动具有较强的鲁棒性。实质上，滑模控制是非线性控制的一个特殊的情况，不连续性的控制输入是其非线性的一个表现，而在一个动态的过程是，是可以依据系统的不同状态，可以做有目的性的并且不停的变化的控制输入量，这样以来可以令滑动模态的状态轨迹按照系统预定做轨迹运动。所以本文采用滑模变结构控制的方法设计STATCOM的无功补偿控制策略。
1.神经网络-滑模控制器设计
在STATCOM的控制中，应用比较普遍和适用的方法是双闭环电流控制方法，选择内外环控制结构。外环指直流电压环，通常采用形式比较固定的反馈PI控制，但是本文创新性地采用滑模控制来实现外环电压指令的自适应控制。内环指的是无功电流环以及有功电流环，直流电压外环的输出作为有功电流控制的参考输入。
1.1电压环滑模控制器
STATCOM的数学模型可以表示为：
式中，D为逆变器的输出一侧线的电压的有效值和直流一侧的电压的比值；δ为逆变器输出侧的电压和系统电压的相位差；i为dqo坐标系之下STATCOM所吸收的这种有功电流；i为dqo坐标系之下STATCOM所吸收的这类的无功电流；U为STATCOM直流一侧的电压；U为系统线的电压的有效值；ω为系统电压的基波角频率；R为STATCOM有功损耗下的等效的电阻；L为STATCOM串联电抗器的感抗值。
由于本文将电流环作为控制的重点，所以在电压环只采用传统滑模控制的设计方案。取电压跟踪误差为状态变量：
由于模型摄动以及环境因素干扰，可能造成滑模面波动，故采用切换控制器来抑制。切换控制器形式如下：
可见所设计的滑模控制器满是稳定的。
1.3 RBF神经网络控制
本文利用RBF对切换增益进行估计，并利用切换增益消除干扰项，从而消除抖振，使得对负载干扰和参数变化具有很好的鲁棒性[9]。
RBF滑模控制器形式如下：
2.仿真实验与结果分析
为了探讨交流系统电压波动和闪变的抑制在实际工程中应用的可行性，利用科学研究软件MATLAB建立了的基于STATCOM的交流系统电压波动和闪变抑制模型，并对比了神经网络-滑模控制与传统PID控制在系统电能质量控制方面的性能。
该模型由电源、负载、STATCOM本体、STATCOM控制器等模块组成。由GTO构造的STATCOM容量为10Mvar，用来调节110千伏交流系统。交流系统的负载容量一个是30MVA，另一个是20MVA。STATCOM装置参数（标幺值）：R=0.1，L=0.15，C=0.8，Vs=1.0，ω=314。在稳态运行时STATCOM调节无功电流来维持直流侧电压有名值的恒定。如果电源产生的电压高或低于系统电压、STATCOM生成（或吸收）无功功率。无功功率的数量取决于电源电压大小和变压器漏电抗。本节采用上述基于神经网络-滑模自适应控制的直接电流控制策略进行系统性能仿真。仿真实验中模拟了系统电压突变情况下STATCOM控制系统的动态响应性能。系统仿真时间为0.8s，在0.1s时系统电压从标识值1pu突然降低到0.975pu，经过0.1s 的持续时间，系统电压在0.2s时又回升到1.025pu，继而在0.3s时回落到0.965pu；随后系统电压在0.5s恢复到正常值1pu，经过0.1s后再次波动到1.045pu，0.1s后系统回复平静。可见，整个仿真过程充分体现了系统电压的波动过程，以期检验STATCOM系统对系统的调节作用。仿真结果可见，神经网络-滑模控制器和传统PID控制器均能在系统参考指令时变情况下有效补偿系统无功功率。但是，由于采用了神经网络的强化学习，以及滑模控制的自适应能力，所设计的神经网络-滑模控制具有比传统PID控制器更快的反应速度与更优的控制效果。
3.结论
STATCOM无功补偿系统是一个复杂非线性的控制对象，利用传统的PID控制器很难得到理想的控制性能。为了提高控制系统控制性能，提出了神经网络-滑模控制器。创新点在于利用滑模控制器对伺服系统电压与电流环进行控制，并在电流环利用神经网络控制来优化滑模控制律，从而达到消除滑模抖振问题，实现STATCOM系统高精度控制。最后通过MATLAB仿真平台进行了实验测试研究，结果表明所设计的神经网络-滑模控制器能够有效控制STATCOM无功补偿系统，保证系统即使在较频繁电压波动与闪变情况下稳定工作，为负载提供优质电能，保证交流系统高效可靠运行。
【参考文献】
一种电压闪变实时检测的新方法 第3篇
随着各种精密电子设备的普及,电压波动和闪变的检测受到了越来越多的重视。通常,电压闪变是通过注入包络的反向电压来消除的,因此,检测的准确度十分重要。
电压闪变的检测主要通过计算和预测来实现,传统的计算方法有傅立叶变换[1]和小波变换[2]。其中傅立叶变换在非平稳信号的处理中有着重大的缺陷,而小波变换并不适合低频信号的处理,此外,这些算法都需要大量的计算,限制了它们在电压闪变实时检测中的应用。
后来有人提出通过预测来检测电压闪变,如卡尔曼滤波[3],最小绝对值估计[4],自适应神经网络[5]等方法。同样,由于预测均需要大量的计算,阻碍了这些方法在电压闪变实时检测方向上的发展。
在文献[6]中,作者提出用TEO(Teager能量算子)的办法来实现电压闪变的实时检测,由于其不依赖于任何预测和最优化,只需用到3个样本和两次乘加,使得该算法能很快地收敛,实现电压闪变的实时检测,但是此算法对噪声和电压突变极其敏感,因此实际应用受到一定的局限。文献[7]提出了基于数学形态学去噪滤波与TEO相结合的计算方法,虽然取得了较好的效果,但是前置的多重滤波器增加的计算负担抵消了因采用TEO检测所带来的好处。
因此,本文提出一种改进的方法,优化数学形态学滤波器,改进的能量算子算法在相同的计算量下保留了TEO的所有优点,但算法对噪声和突变的敏感性大幅降低。
1 电压闪变的模型
电压闪变表现为电压振幅的缓慢变化,可以通过振幅调制模型来模拟,其数学表达式为:
根据电压闪变的消除方法不难发现,电压闪变实时检测的主要任务就是要计算出信号的包络A。
2 改进的数学形态学去噪滤波算法
G..Matheron和J.Serra在1964年提出了数学形态学的概念,式(3)和式(4)分别表示数学形态学中最重要的膨胀运算和腐蚀运算:
式中:f表示原始信号,G表示滤波器空间,文献[8]的作者提出一种基于数学形态学的中值滤波去噪算法,在此基础上,本文提出一种基于数学形态学的均值滤波算法。假设滤波器空间G关于原点对称,由此膨胀运算式(3)可以化为:
均值滤波器可以表示成:对比文献[8]中的中值滤波器,取原始信号S=(1+0.1*sin(2*π*10*t))*sin(2*π*50*t),叠加方差为的噪声,通过Matlab仿真,两者的去噪误差如图1所示:
通过观察可以发现,本文提出的基于数学形态学的均值滤波器的去噪性能要优于文献[8]中的中值滤波器。
为了更客观地评价两滤波器的性能,仿真过程中在不同噪声背景下对它们进行了测试。假设原始信号为基波信号,噪声为加性噪声,测试结果和采用的相应滤波器如表1所示。
从表1中不难看出,本文所提出的基于数学形态学的均值滤波器在各种噪声背景下的性能都要优于文献[8]中提出的中值滤波器,而且由于信号随机发生,在不能预知信号统计特性的情况下,取均值的极限速度(O(n))要快于求中值(排序)的极限速度(O(nlog(n)))。另外,均值滤波克服了中值滤波滤波器长度必须为奇数[8]的缺点。与其它的去噪方法(傅立叶变换,小波变换)相比,均值滤波在去噪性能上并不突出,但是其运算只需要有限的加减和一次取均值,而性能相近的小波滤波器(三层软阈值去噪)至少需要48次乘加,傅立叶变换(7阶巴特沃兹滤波器)需要14次乘加。显然,在实时性方面,本文提出的基于数学形态学的均值滤波器要优越得多。
3 能量算子检测算法
3.1 Teager能量算子的数学原理
Teager在文献[9]中证明,正弦信号的能量算子正比于正弦信号的振幅,并给出了Teager能量算子的计算方法:
随后kaiser在文献[10]中证明:
其中:vk,vk-1,vk+1表示原始信号不同时刻的三个采样。信号的包络A可以通过来计算。
文献[6,7]都采用了基于TEO的包络检测算法,尽管其在快速检测方面具有极好的效果,但是当信号含有幅度突变或者噪声时,检测包络会在突变处产生巨大的尖峰误差,而这对于包络的能量计算和有效消除都是极其有害的。
3.2 改进的能量算子算法
通过研究发现,TEO对噪声和突变的敏感性是由于不同时刻的三个采样的包络A其实是不同的。当信号连续时,幅值没有突变,所以误差很小,当信号含有噪声和幅度突变时,检测结果将出现巨大的毛刺。因此,本文提出一种改进的算法,使用信号的一个采样,保证包络A的唯一性,通过角度偏移器获得信号的三个样本。原始信号S(t)=Asin(ωt+δ),设θ=ωt+δ,则信号S(t)可以表示为S(t)=Asin(θ),通过角度偏移器很容易得到信号的三个样本:
式中:α表示偏移角,利用三角函数的计算公式易得:
定义EO能量算子为:
由式(12)很容易得到信号的包络:
通过该式不难看出,新的能量算子(EO)算法保持了TEO的所有优点[6]:1)与信号的初始相位δ无关;2)对称性,即α→-α,算子值不变。3)健壮性,计算没有除法,即使信号过零点也不会影响算子的结果。4)快速响应能力,该算法同样只使用了信号的三个样本,算子能迅速跟踪包络的变化。
图2中的原始信号为sin(2*π*50*t),左图在0~515 s,1335~2000 s叠加振幅为0.1,频率为10 Hz的包络;在515~1 335 s叠加振幅为0.2,频率为15 Hz的包络;右图在原始信号上叠加振幅为0.1,频率为10 Hz的包络,然后加上方差为0.1的噪声。通过仿真发现EO很好地克服了TEO因信号突变和噪声带来的尖峰误差。
3.3 偏移角度的选择
在研究的过程中发现,当偏移角度α不同时,EO的检测效果并不一样。设原始信号S=(1+0.1*sin(2*π*10*t))*sin(2*π*50*t),对其分别叠加能量为0.01,0.05,0.1,均值为0的随机噪声,EO检测的偏移角度从0变化到90°,通过Matlab仿真,试验结果如图3所示。
从仿真结果可以看出,当偏移角度小于40°时,误差基本上维持在较低水平,当角度进一步增大时,误差开始变大,当偏移角度变化到90°时,误差将达到低偏移的两倍以上。所以,在实际应用中,可以根据硬件的相关特点,考虑实现难度,在0°~40°之间选择合适的偏移角度。
4 仿真结果
由前面的图2发现,EO算法仍然对噪声具有一定的敏感性,所以本文提出了基于数学形态学的均值滤波去噪算法。图4采用和图2相同的信号,将信号的含噪量提高4倍,提取包络,发现信号开始出现大量的毛刺,通过滤波器对包络滤波,图像毛刺减少,变得较为光滑,误差基本上控制在±%2以内。
最后,为了检测所提出算法的通用性,本文测试了在不同闪变污染下算法的性能:分别采用含普通包络sin(0.1+(aω0),含频率突变的包络含多个分量的包络含幅度突变的包络叠加方差为的噪声,通过Matlab仿真,结果如表2所示:
由表2,不难发现,本文所提出的算法具有非常良好的适用性,在各种闪变污染下均能取得良好的效果,而且相差不大。
5 总结
与基于频域、时域的信号处理方法相比,形态学方法能较好地消除噪声,并且计算量小,易于实现,很容易用于电能质量信号的实时处理。而改进的能量算子方法(EO)在保持TEO的优点的前提下,有效地克服了其对噪声和突变敏感的缺点。仿真结果进一步表明,所提的算法能有效、精确、实时地对信号的包络进行提取,适用于电压闪变的在线检测。
参考文献
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[2]Huang S J,Lu W C.Enhancement of Digital Equivalent Voltage Flicker Measurement via Continuous Wavelet Transform[J].IEEE Trans on Power Delivery,2004,19(2):663-670.
[3]Girgis A A,Makram E B.Measurement of Voltage Flicker Magnitude and Frequency Using a Kalman Filtering Based Approach[A].In:IEEE Canadian Conference on Electrical and Computer Engineering[C].1996.659-662.
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[5]Dash P K,Pradhan P K,Salama M M A.Estimation of Voltage Flicker Magnitude and Frequence Using Fourier Linear Combiners to Improve Power Quality[J].Elect Power Components Syst J,2001,29:1-13.
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[9]Teager H M.Private communication[Z].1985.
变电压操作 第4篇
随着电力系统的发展,大量电力电子装置在电力系统中广泛应用,电网中的非线性负荷不断增加,电能质量问题成为人们关注的焦点,其中电压波动和闪变已经成为重要的一个方面,需要进行有效的治理。
传统的闪变检测方法有平方解调检波法、全波整流解调检波法和半波有效值检波法,但在实际应用中都存在不同的缺点[1]。FFT算法是分析闪变的主要工具之一,但存在频谱泄露和栅栏现象[2]。小波变换[3]具有较好的时频特性,但是小波函数的选择对检测的结果影响较大。文献[4]采用Hilbert变换提取电压闪变包络线,再用Pisarenko分解进行估计,但是Pisarenko分解法的噪声空间数只能为一,在噪声空间不唯一时会产生虚假频率,且信噪比较低时,检测精度会受到较大影响。
本文将求根MUSIC算法(Root-MUSIC)[5]运用于电压闪变参数提取中,利用了信号子空间和噪声子空间的正交性[6,7]。首先通过对信号采样矩阵的协方差矩阵进行奇异值分解[8],得到信号子空间和噪声子空间,利用两个空间的正交性构造一个多项式,对多项式进行求解,利用单位圆上的根得到信号的频率和幅值信息。仿真实验结果证明,该方法估计精度高,且抗噪能力强。
2 Root-MUSIC算法基本原理
假设抽样信号为:
其中,P为信号源个数;Ak,ωk分别是第k个复正弦的功率和频率;为高斯白噪声,对于N个快拍数据,式(1)也可写成:
构造L×Q的采样数据矩阵:
式中,Q>P,L+Q为采样的数目。
求取采样数据矩阵(3)的数据协方差矩阵的最大似然估计为:
对R进行奇异值分解有:
式中,Σ的对角线元素为ξ1≥ξ2…≥ξ2P>>ξ2P+1…≈ξmax(L,Q)≈0,此时可按奇异值大小划分信号子空间和噪声子空间,ξ1,ξ2…ξ2 P为ΣS的对角元素,对应的US为信号子空间,而UN为噪声子空间。
理想条件下数据空间中的信号子空间和噪声子空间是相互正交的,即信号子空间中的导向矢量也与噪声子空间正交,定义:
由特征结构类算法可知,p(exp(jωm))是一个空间频率为ωm的导向矢量,即是信号的导向矢量,它与噪声子空间是正交的。因此,定义如下多项式:
可知当z=exp(jω),多项式的根正好位于单位圆上,也就是只要求得式(7)的根,即可获得有关信号源的信息。
注意到多项式f(z)的阶数为2(L-1),可推得有(L-1)对根,且每对根相互共轭,其中将有P对共轭根刚好分布在单位圆上,且
但是在实际情况中,由于信号中含有噪声,数据矩阵存在误差,此时只需求取P对接近于单位圆上的根即可。则频率估计为:
在得到频率fi和个数P后,幅值估计可以转换为对未知参数ci的求取[9],定义方程:
式中
可推得方程的解为:
求得C后,则|ci|包含了信号源的幅值信息,但是P个频率点得到了2P个幅值计算结果,这是由于每个频率点对应单位圆上相互共轭的2个根,因此幅值信息分布在这对共轭的正负频率对上,需将两部分得到的结果相加,得到的结果即为此频率点对应的幅值信息。
3 闪变信号参数估计过程
电压闪变是由电网电压的幅值波动引起,通常可以将工频电压看做载波,其电压的均方根值受到以电压波动分量为调幅波的调制。因此,对电压闪变参数的求取,既为对调幅波参数的求取。可定义电压闪变信号u(t)的模型[10]为:
式中,u0为工频载波电压的幅值;f0工频载波电压的频率;u1为调幅波电压的幅值;f1为调幅波电压的频率。
对式(16)进行三角函数分解得:
式中,f0±f1对应的分量称为边频分量,求得边频分量后,通过式(17)倒推便可得到实际的电压闪变参数。参数估计的具体过程如下:
(1)首先求得信号采样数据矩阵的协方差矩阵R,如式(3)和式(4)所示。
(2)对R进行奇异值分解,通过奇异值大小确定噪声子空间。
(3)将噪声子空间对应的矩阵代入式(7),通过求解此多项式,得到包含信号源信息的根。
(4)将求得的根代入式(9),得到信号频率信息,再通过式(15)得到幅值信息,此时可得到基波以及各个边频分量的频率与幅值。
(5)通过式(17),利用边频分量信息,反推得到实际的电压闪变参数信息。
4 仿真实验
4.1 单频闪变
假设闪变信号为:
式中,为高斯白噪声;采样频率为1000Hz,采样点数为200,本文采用的信噪比计算公式为10 log(PS/PN),其中PS和PN分别代表信号和噪声的有效功率,在不同信噪比条件下,通过Root-MU-SIC算法求得的根的极坐标结果如图1所示。
在SNR=30d B时,噪声对根的计算结果会造成10-2数量级上的偏差,随着噪声的增大或减小,偏差范围变化较小,因此设定根的阈值为0.98≤|Z|≤1.02,从图1可看出在不同信噪比下都有3对根接近单位圆,即得到了3个频率点,与式(17)定义的闪变模型相吻合。经仿真计算后得到的频谱图如图2所示。
具体的参数见于表1和表2,并与ESPRIT算法计算的结果进行比较,同时定义相对误差:
式中,E为相对误差;f(i)为仿真信号的各频率或幅度大小;为经算法计算后得到的信号的频率或者幅度平均值。
在信噪比为30d B时,ESPRIT算法估计结果的频率和幅值相对误差分别为0.063%和1.205%,Root-MUSIC算法估计结果的频率和幅值相对误差分别为0.011%和1.045%,两种算法估计结果差距并不大。
在信噪比为20d B时,ESPRIT算法估计结果的频率和幅值相对误差分别为0.293%和4.735%,Root-MUSIC算法估计结果的频率和幅值相对误差分别为0.097%和2.895%,随着噪声的增多,ES-PRIT算法的估计精度下降较为明显,而Root-MU-SIC算法的估计结果仍维持在一个较好的范围内,这是由于Root-MUSIC算法通过多项式求根,求得的根不会丢失信号信息,信号的解受噪声影响较小,仍接近于单位圆附近,因此该方法抗噪能力强,估计精度高。
4.2 多频闪变
在4.1节闪变信号中加入频率为16Hz幅值为0.2的调幅波,闪变信号变为:
在信噪比为30dB的条件下,通过Root-MUSIC算法求得的根的极坐标结果如图3所示。
从图3可看出有5对根接近单位圆,即得到了5个频率点,与理论结果吻合,经仿真计算后得到的频谱图如图4所示,具体的参数见表3。
从表3可求出Root-MUSIC算法估计多频闪变的频率相对误差为0.141%,幅值相对误差为1.992%,与单频闪变相比,多频闪变的估计精度略微下降,但仍在一个较好的范围内,可见该方法在多频闪变信号参数的提取中仍具有较高的精确性和有效性。
5 结论
本文将求根MUSIC算法应用到电压闪变参数提取中,利用三角函数分解的知识,在不提取包络线的情况下,检测出闪变信号的参数,具有较高的精确性和较强的抗噪性,是一种有效的检测电压闪变的方法。
摘要：提出了一种不需要提取电压闪变包络线的闪变检测方法,对电压闪变参数的提取可通过三角函数分解转化为对边频分量的求取。将求根MUSIC算法直接应用于电压闪变检测,首先对采样信号数据矩阵的协方差矩阵进行奇异值分解,得到信号子空间和噪声子空间,利用两个空间的正交性构造多项式,对多项式求根,对单位圆上的根进行分析,得到边频分量的频率和幅值信息,通过公式计算得到精度较高的闪变信号参数。仿真结果表明该算法在闪变信号参数的提取中精确度高,且抗噪能力强。
关键词：电压闪变,求根MUSIC算法,协方差矩阵,奇异值分解,多项式求根
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变电压操作 第5篇
一、电压互感器引起谐振的原理及危害
在中性点不接地系统中, 母线上常接有Y接线的电压互感器, 如图1所示, 图中U0为电源电势, C为线路等设备的对地电容, L为电压互感器激磁电感, R0为中性点串联消谐电阻。
在正常运行状态下电压互感器励磁感抗很大, 其数值范围在兆殴级以上且各相对称。C数值视线路长短而定, 线路愈长容抗愈小, 且整个网络对地仍呈容性基本对称, 电网中性点的位移电压很小, 接近地电位。但电压互感器的励磁电感随通过的电流大小而变化, 其U-I特性如图2所示。
由图2可见, 正常运行时铁芯工作在直线范围, 其电感相应地保持常数。当励磁电流过大时, 铁芯饱和, 则L值随之大大降低。当系统中出现如线路瞬间单相弧光接地等故障时, TV发生三相不同程度饱和, 特别是在中性点不接地的非直接接地系统中, 变压器、互感器等含铁芯元件的非线性电感元件与系统中电容串联, 中性点出现较高位移电压, 诱发系统谐振产生。
二、故障分析
8月30日14时32分, 黄庄变所带下级卫二变电所内一条35kV馈出线发生C相金属性接地, 系统非故障相电压升高为线电压并对系统产生扰动, 在电压突变过程中黄庄变35kV母线TV高压线圈非接地两相的励磁电流突然增大、饱和, 由此构成相间串联谐振。饱和后的TV励磁电感变小, 系统网络对地阻抗趋于感性, 系统对地电感与对地电容相匹配, 形成共振回路, 产生过电压, 过电压幅值达最大近2Ue。
伴随着过电压的同时, 感抗下降会使励磁回路严重饱和, 励磁电流急剧加大, 电流大大超过额定值, 导致铁芯剧烈振动。电压互感器在大电流下运行自身温度迅速升高, 内部绝缘介质会受热急速膨胀, 绝缘大大降低, 加上内部空间有限, 压强不断增大最终导致喷油故障。
三、防止铁磁谐振措施
⑴采用励磁性能较好的TV, TV的励磁特性越好, 产生谐振的电容参数范围就越小, 谐振发生的概率就越小。
⑵TV高压侧中性点经电阻接地, TV高压侧中性点加电阻可以破坏电网的谐振条件, 对于消除谐振有直接作用。
⑶中性点改为经电阻接地的运行方式, 电缆线路增加后系统电容值大幅度增加, 再加上运行方式改变时极易与电感值匹配发生谐振, 中性点经电阻接地可以破坏谐振条件, 减少谐振产生的可能性。
⑷在TV二次侧开口三角绕组接小电阻, 可有效消除谐波, 并不影响正常的运行。
⑸在TV二次侧的开口三角绕组上加装消谐器接, 在发生谐振时消谐器吸能器件吸收谐振能量, 使谐振迅速消失。
⑹中性点经消弧线圈接地, 可以限制流过TV的大电流, 降低系统谐振发生的概率。
摘要：本文根据电压互感器铁磁谐振的发生原理, 对谐振事故进行了分析, 并提出预防措施, 为电网设备改造、TV的选型提供参考, 以达到防止谐振事故发生的目的。
关键词：电压互感器,铁磁谐振,技术措施
参考文献
⑴陈宏, 薛世敏.电力系统铁磁谐振过电压的研究与预防[J].冶金动力, 2001 (2) .
变电压操作 第6篇
1 OP接地方式的分析
1.1 OP接地方式
OP接地, 是传统的防雷接地方式, 在这种传统的防雷接地方式下, 当雷电波袭击时, 使高压侧避雷器动作, 雷电流通过接地电阻在接地电阻上产生一个高频振荡的冲击电压, 这个电压同时加在配电变压器低压绕阻和低压线路上, 由于低压线路的阻抗仅为400-500Ω, 故该电压大部分加在低压绕阻上, 通过变压器铁芯的电磁藕合, 在高压绕阻上会产生200-35Ok V的过电压, 损坏高压绕阻。此外, 由于该过电压是从高压绕阻中性点向绕阻首端传递, 高压避雷器不能保护位于在它前面的绕阻, 造成高压绕阻的损坏。OP保护方式, 其耐雷水平低, 当接地电阻为10Ω, 流过避雷器的电流大于500A时, 变压器的高压绕阻绝缘会被击穿。
1.2 OP传统方式改进型
为避免正变换和逆变换过电压的影响, 电力系统后来广泛推行在低压测也设避雷针, 如图1所示, 限制低压绕组可能出现的过电压, 从而保护的高压绕组, 有一定的保护效果。
这种接法, 也是三点共一体, 就是将防雷接地 (高、低压避雷器) 、保护接地 (外壳) 和工作接地 (低压中性点) 连接在同一个接地装置, 其接地电阻应满足三者之中的最小值, 其中防雷接地一般规定小于10Ω, 但要有垂直接地极, 以利散流。低压工作接地一般应小于4Ω。
然而, 由于高压线路比低压遭受累计的概率要高很多, 高压线路遭受雷击后, 按此接地方式, 低压绕组, 低压避雷器接地端及中性点全部承受接地装置上的压降 (雷击电流2KA时, 压降约为8--20KV) , 从而在低压电网上产生过电压, 此时由于低压避雷器接地断电位被抬高, 低压避雷器不会动作, 因此不能限制产生逆变过电压, 因为将对变压器有损害, 同时, 加在低电压上的此过电压将直接危及在低电压网上的客户的低电压电器设备的安全。
当然, 这种改进型防雷接法不止一种, 现在比较通用的是新的一种, 如图2所示。
图2的接法, 对高压线圈的防雷保护合理, 对低压中性线的冲击也较小, 因为部分雷电流已通过接地装置流入地中对高压线圈的防雷保护合理, 对低压中性线的冲击也较小, 因为部分雷电流已通过接地装置流入地中。因此是施工中常用的接地方式。
2 NP接地方式的分析
为进一步限制雷电波对设备等带来的侵害, 且经过理论分析、计算, 如果改变接地方式, 将高压侧避雷器单独接地, 低压侧避雷器、外壳、中性点一起接地, 可有效防止配变因雷击而造成损害。这就是新型NP接地防雷方式。
2.1 消除逆变换电压
NP保护方式利用大地对雷电波的衰减作用可基本消除逆变换过电压。
由于接地体2的存在将使地中的电场分布发生畸变, 接地体2处的电位比上式求出的计算值降低至为20%左右, 故逆变换过电压不能对变压器造成损坏。由于将高低压系统隔离, 高压侧的雷电波无法通过接地体人侵至低压绕阻及低压网络, 不会产生逆变过电压。
2.2 减小正变换电压
当雷电波到达变压器时, 变压器初、次级绕阻都会在外加电压作用下, 通过变压器的次级绕阻的冲击电流按变比感应出电动势, 而使高压绕阻的中性点电压升高。但由于初、次绕阻接避雷器接地, 次级绕阻通过压敏电阻接地保证两接地电阻在一定的范围之内 (大于4Ω) , 则基本可以减小40%的正变换电压。
在这种接地保护方式下, 高压测受雷击后无法将压降传递至低压测, 高压雷电波绝大部分入地衰减, 仅有少部分的雷电波通过大地传递至低压网上和变压器中性点, 因而低压测电位升高较小, 相应产生的逆变过电压也非常低, 对正变换过电压, 低压避雷针能有效抑制。
但是, 这种接地保护方式下, 高压线圈与外壳间承受的电压除避雷器残压外, 还增加了接地引下线的电感、电阻上的压降, 这个压降在雷电波的冲击下是不可忽视的, 其防雷保护效果将会减弱。特别是在高压线路比低压线路遭受雷击情况多得多的农村电网中, 此种接法需待改善。
3 接地电阻的大小对防雷效果的影响
接地电阻对防雷效果的影响很大, 如果变压器的容量大于100VA, 则接地电阻要求小于4Ω。如果接地电阻大于4Ω, 泄放电流 (3000A;波头为l的斜角波) 在接地电阻上产生一个很高的电压。这个电压会感应在低压绕阻和低压侧的电器上, 造成变压器及低压电器的损坏。对于有些在高电阻率的土壤地带, 为能降低接地电阻, 通常采用如下措施: (1) 是延伸水平接地体, 扩大接地网面积; (2) 是在接地坑内填充长效化学降阻剂。通过以上措施保证接地体电阻小于等于4Ω。
4 配变电压器防雷保护措施应用
通过分析接地方式对配变电压器的防雷影响效果, 可以看出都有自己的特点, 各地区应该根据当地的雷电活动强度合理地选择适当的防雷保护措施。
4.1 在平原等少雷区, 配变电压器年损坏率较低, 可才用配电变压器高压测装避雷器的方式
4.2在一般的雷电地区, 可采用配电变压器高、低侧均装设避雷器的方式, 即改进型的OP接法
4.3 在多雷区, 单独一种防雷措施往往不能奏效, 宜采取综合防雷保护措施, 即所谓的新型NP接法
4.4 在重雷区, 特别是配电变压器年损坏率较高的地区, 采用综合防雷保护措施仍未收到较好的防雷效果后, 应根据技术经济比较, 在配电变压器铁心上加装平衡绕组 (即采用新型防雷避雷器) , 或在配电变压器内部安装金属氧化物避雷器
5 结束语
变电压操作 第7篇
长期以来, 我局电网10～35 kV系统均采用不接地运行方式。这种运行方式在系统发生单相接地时, 允许在一定的时间内带故障运行, 因而大大提高了系统的供电可靠性。随着城域电网的超前发展, 配网自动化系统的应用, 开闭所TV数量的增加, 系统对地电容也迅速增大。在系统发生某些扰动时, 极易引发系统内电磁式电压互感器的饱和, 激发谐振过电压, 导致系统接地电压互感器 (TV) 高压保险熔断烧毁, 严重时出现设备闪络跳闸, 此类事故已在我局多次发生, 严重威胁电网的安全运行。
TV谐振对于yo/yo电磁式TV, 在正常情况下线路发生单相接地不会出现铁磁谐振过电压, 但在下列条件下, 就可能引发铁磁谐振:对于中性点不接地系统, 当系统发生单相接地时, 故障点流过电容电流, 未接地的两相相电压升高倍。但是, 一旦接地故障点消除, 非接地相在接地故障期间已充的线电压电荷只能通过TV高压线圈经其自身的接地点流入大地, 在这一瞬间电压突变过程中, TV高压线圈的非接地两相的励磁电流就要突然增大, 甚至饱和, 由此构成相间串联谐振。
2、异常简介
2008年9月28日我局东海变出现一次10KV系统接地而引起的电压电压异常及部分断路器跳闸现象, 主要异常现象如下:
(1) 、东海变10kV电压互感器发生严重的放电声;部分电压互感器一次熔断器熔断;更换熔断器后, 部分电压互感器先后损坏。
(2) 、10kV111中山街线间歇接地;125河东线过流Ⅱ段保护动作, 断路器跳闸, 重合不成;1 1 3铁路线过流Ⅱ、Ⅲ段保护动作, 断路器跳闸, 重合不成;118北海线过流Ⅱ段保护动作, 断路器跳闸, 重合成功;2#主变低压侧复合过流动作, 1 0 2断路器跳闸。
(3) 、10kV A相、B相电压在某时段数值超过12kV以上。
(4) 、125乙隔离开关烧伤、118甲隔离开关绝缘击穿起弧。
3、异常前运行方式
1#主变带全站负荷运行, 2#主变热备;35kVⅠ、Ⅱ母经3500母联断路器单母运行, 35kV站用变空载运行, 各出线按固定方式运行。10kVⅠ、Ⅱ母经100母联断路器单母运行, 123旁母断路器热备用, 2号电容器、1 0 k V站用变运行, 各出线按固定方式运行;10kVⅠ、Ⅱ段母线T V均运行。
4、异常经过及原因分析
(1) 异常经过
1) 、1时42分小电流接地选线装置报出111中山街线接地 (该装置采用保定华源公司生产的HYX196-SG智能型小电流选线装置) ;
2) 、1时45分125河东线过流Ⅱ段保护动作, 断路器跳闸, 重合不成;113铁路线过流Ⅱ、Ⅲ段保护动作, 断路器跳闸, 重合不成;
3) 、1时46分118北海线过流Ⅱ段保护动作, 断路器跳闸, 重合成功;
4) 、2时01分113铁路线试送电成功;
5) 、2时03分125河东线强送时过流Ⅱ段保护动作, 断路器跳闸, 且发现125B电缆绝缘烧坏、125乙隔离开关烧伤。
6) 、2时51分10KV II段TV C相一次熔断器熔断, 更换后投入运行。
7) 、2时55分10KV I段TV一次熔断器熔断, 更换后投入运行, 由于当时电压不正常, 后又退出运行。
8) 、3时06分10KV II段B相TV绝缘损坏, II段TV退出运行。
9) 、3时16分投入10KV I段TV, 投入后声音异常。
10) 、4时00分10KV I段B相TV绝缘损坏, I段TV退出运行。
11) 、5时15分10KV II段TV B相更换后投入运行, 投入后声音异常, 在拉开10KV II段TV隔离开关同时118甲隔离开关绝缘损坏, 造成II段母线三相短路, 2#主变低压侧复合过流动作, 102断路器跳闸。
(2) 、原因分析
由于当初111中山街线或者某条线路存在B相间歇性接地, 接地点流过容性弧光电流, 可以以B相等值电容C作为单相电路的负荷, 将其余部分化等值电压源, 得到图二所示的等值电路。相当于L、C串联回路, 当ωC=1/[ω (L/2) ] (或2ωC=1/ωL) 时, 回路可以发生谐振, 使相电压及中性点位移电压趋于无穷, 若此时的条件满足时, 即达到了串联谐振条件, 在电感、电容两端便形成过电压。
根据当时东海变OPEN2000所记录的I、II母母线单相电压数据显示, 在111中山街线B相间歇性接地发生的同时, A、C相出现了较高幅值的电压, 持续时间超过1小时 (由于采样速率的关系, OPEN2000所记录数值为稳态量, 并不能记录当时完整的暂态分量, 当时的电压数值应远远大于其所记录数值) , 此时若其它线路或设备绝缘水平下降, A、C相较高的过电压足以使其绝缘损坏而发生短路, 导致多条线路跳闸, 部分隔离开关绝缘损坏, 电缆头绝缘击穿现象的发生。过高的谐振过电压导致电压互感器磁路饱和, 出现了多次TV熔断器烧断及电压互感器烧毁现象的发生。
5、暴露的问题及整改措施
(1) 、大连北方互感器厂生产的UNE10-S1型TV属天水长城断路器有限公司采用的外购元器件, 其本身质量较差。选用伏安特性好的电压互感器, 使其工作点在伏安特性的线性部分, 当有激发因素时, 铁芯不易饱和, 也就难于激发谐振。从某种意义上说, 这是治本的措施。
(2) 、配网设备的绝缘水平令人担忧, 配网设备绝缘水平普遍低下是导致本次异常发生的根本原因, 配网线路维护单位应切实履行好维护责任, 确保检修质量, 不能等到某元件损坏后才更换本元件, 要预防事故的发生, 线路发生接地后, 要积极查找, 找不到接地点不表示线路设备完全良好, 坚决消除任何一个安全隐患。配网运行单位应借春秋检等设备停电机会, 认真对停电设备进行全面的预试、检修, 要对每一次线路跳闸查清原因。
(3) 、施工队10kV电缆头施工制作工艺差, 由于部分施工内容 (如电缆头制作工艺等) 在交接验收时无法直观的检查, 极易造成严重的设备隐患, 运行单位应加强设备的验收过程管理, 尽早介入施工单位的具体工作, 确保设备验收工作不留死角, 杜绝安全隐患的发生。
6、结论
由上述间歇性电弧产生过电压与铁磁谐振过电压综合冲击扰动东海变10kV母线, 实际运行经验证明, 每当发生事故时, 往往几种过电压凑集在一起, 过电压的倍数有时可高达额定电压的7～8倍。本次谐振为先接地, 伴随着间歇性电弧产生不对称过电压、铁磁谐振过电压的综合, 变为新的非正常运行状态冲击扰动东海变10kV母线长达1小时之久, 导致A、C相电压过高等谐振现象, 致使多条线路闪烙跳闸, 部分隔离开关绝缘损坏, 电缆头绝缘击穿现象的发生。过高的谐振过电压导致电压互感器磁路饱和, 出现了多次TV熔断器烧断及电压互感器烧毁现象的发生。
7、建议
为了避免上述异常现象的发生, 查阅了有关资料及相关案例分析, 提出以下建议:
1) 、选用伏安特性好的电压互感器, 使其工作点在伏安特性的线性部分, 当有激发因素时, 铁芯不易饱和, 也就难于激发谐振。从某种意义上说, 这是治本的措施。
2) 、减少电压互感器的并联台数。这样一则可以增大X L, 从而减少自振固有频率, 避免配网系统扰动而发生母线谐振过电压。二则当电网内万一出现谐振也可以减少一次损坏的互感器台数。
3) 、当出现谐振时, 不宜拉合T V的隔离隔离开关, 应考虑增大母线电容和并联电感, 即合上一条空载线路或者空载的变压器来破坏谐振条件, 或者暂时断开电源断路器, 再次送电可使三相电压恢复平衡。
4) 、采用零序电压互感器, 这是华北电力学院杨以酒教授提出的方案。其原理接线如图三所示。它由4台电压互感器组成, 其中3台为主电压互感器, 1台为零序电压互感器。主电压互感器一次测绕组接成星形, 中性点通过零序电压互感器的一次绕组W4接地;主电压互感器的二次统组W3接成星形, 其中性点通过W5接地;主电压互感器的辅助绕组接成闭口三角形。
变电压操作 第8篇
目前,常见的闪变调幅波检波方法有3种[1],即:半波有效值法、全波整流法和平方解调法,fIEC闪变仪就采用的平方解调法[2]。此外,还存在基于谱估计的闪变检测[3],先采用FFT对电压波动序列进行频谱分析,然后根据其频谱计算闪变值。由于FFT假定分析时间段内信号是平稳的,因此分析非稳定信号时所得结果的精度会大大降低,且容易因为采样频率和采样点数选取不当而导致频谱混叠。文献[4]采用扩展卡尔曼滤波来分析非平稳闪变信号,其主要缺点是需要大量的计算,参数要求非常精确。文献[5]采用Hilbert变换求取电压闪变的有关参数,并认为10 Hz以下的闪变频率是满足窄带信号条件的,当不满足这个条件时,Hilbert变换的瞬时频率是没有意义的。文献[6]提出用小波变换检测闪变,但计算量大,小波基选择不固定,较难在实际装置中采用。
本文将分析非平稳信号的希尔伯特黄变换(Hilbert-Huang Transform,HHT)[7]用于电压波动和闪变的检测。该方法由经验模态分解(Empirical Mode Decomposition,EMD)和Hilbert变换两部分组成,先采用EMD提取信号的固有模态函数(Intrinsic Mode Function,IMF),再对IMF分量作Hilbert变换求瞬时频率和幅值。该方法可以从时域和频域两方面同时对信号进行分析,能够有效地检测出非平稳电压闪变信号的时间、频率和幅值信息。
1 希尔伯特黄变换
1.1 固有模态函数
Hilbert变换的瞬时频率要具有意义,函数必须关于零均值局部对称,且过零点数目与极点数目相等。据此,Huang等人提出固有模态函数(Intrinsic Mode Function),简称IMF,需要满足以下两个条件:
(1)在整个信号范围内,过零点和极值点的数目必须相等或至多相差一个;
(2)在任意点,局部最大值包络与局部最小值包络的均值为零。
IMF定义中的第一个条件是显而易见的,它相当于传统意义上对平稳高斯过程的“窄带”要求。第二个条件应描述为“数据的局部均值为零”,由于局部均值涉及局部时间尺度,而这对于非平稳数据很难定义,故Huang在文献[7]中用包络的局部均值来代替,这些包络是由局部极大值点和局部极小值点定义的。
1.2 EMD分解
一个IMF分量代表一个简单的振动模态,在很多情况下,原始信号不只包含一种振动模态。为了把原始信号分解成多个单一时间尺度的IMF分量,需要对原始信号进行筛分,这时就需要采用EMD算法,把每个IMF分量筛分出来。对于一个时间序列x(t),其经验模态分解的过程如下:
(1)找出原始信号x(t)的所有极小值点和极大值点;
(2)采用三次样条函数求取x(t)的上、下包络线,并计算均值m(t);
(3)作差h(t)=x(t)-m(t);
(4)判断h(t)是否满足IMF条件,若不满足,将h(t)作为新的输入信号转第(1)步;否则转第(5)步;
(5)令c=h (t),c即是一个IMF分量,作差r(t)=x(t)-c;
(6)判断r(t)是否满足分解终止条件,若不满足则将r(t)作为新的信号转第(1)步;若满足则EMD分解结束,不能提取的为残余量r (t)。
对于分解总阶数为n的序列,可以表示成:
式中,r(t)为残余函数,为数据的均值或趋势。
1.3 Hilbert变换
对信号s(t),可通过Hilbert变换得到其共轭信号(t),
式中,HT[s(t)]为Hilbert变换;*为卷积;t为时间;τ为积分变量。
则其解析信号可表示为:
从而可得到信号s(t)的幅值a(t)、相位φ(t)和瞬时频率f。
对式(1)中的每个IMF分量进行Hilbert变换,即可得到原始信号x (t)的解析信号:
这里并没有计算余量r(t)。式中每个分量幅度和频率都为时间的函数,可看作是一般化的傅里叶展开,突破了传统傅里叶常数幅度和一定频率的限制,使得这种方法更适合于处理非平稳信号。它能够定量刻画出相应时刻的频率、幅值,从而确定突变的、非平稳电压闪变与波动发生的时间、频率和幅值;该方法吸取了小波变换的多分辨率的优势的同时,克服了小波变换中小波基选择困难的缺点,从信号本身的尺度特征出发,对信号进行分解,具有良好的局部适应性。
2 电压波动与闪变信号的HHT分析
通常将电压波动看成以工频电压为载波、其电压的峰值或方均根值受到以电压波动分量作为调幅波的调制[8]。对于任意波形的调幅波均可看作是各种频率分量的合成。如下式所示:
式中,A0为供电电压的标称幅值f0、φ0为基波频率和相角;Ai、φi为调幅波分量的幅值和相角。闪变低频调制信号频率范围0.05-35 Hz,是人眼视觉的敏感区域。
设仿真时间为10 s,电压闪变信号为:
电压波动的包络线携带着电压闪变信号的幅值和频率信息,因此本文先求取信号的最大值包络,然后再对其进行HHT分析,如图1所示。除去端点污染,求均值,可得到闪变调幅波的频率和幅值的估计值,如表1。可见,估计值与设置值的偏差都很小,HHT能准确地检测多频率调制闪变信号的频率和幅值信息。
假定闪变信号仅在1～3 s的时间区段存在频率为9 Hz的闪变,仿真时间为4 s,其HHT时频分析如图2所示。从图中可以看出,HHT能较好地检测出扰动发生和终止的时间以及短时暂态电压闪变信号的频率和幅值。
3 结语
基于Hilbert-Huang变换的信号处理方法,可将非平稳的电压波动和闪变信号通过EMD分解进行平稳化处理,得到多个IMF分量,对各个IMF分量进行Hilbert变换,利用瞬时频率和幅值,检测信号的突变时间及各分量的频率和幅度大小,是真正意义的时频分析。仿真结果验证了HHT能准确地提取电压波动和闪变的参数,有效地检测闪变的发生时间、频率和幅值信息。
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